CA2568915A1 - Procede de transmission d'un signal de radionavigation - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne un procédé de transmission d'un signal de radionavigation qui comprend des données codées et entrelacées ; le signal comporte une voie modulée par les données codées et entrelacées et une autre voie non modulée par ces données, et la voie non modulée par ces données comprend un code connu Cp permettant de synchroniser à la réception le désentrelacement des données entrelacées.
Description
PROCEDE DE TRANSMISSION D'UN SIGNAL DE RADIONAVIGATION
L'invention concerne la transmission d'un signal de radionavigation.
La radionavigation par satellites permet d'obtenir la position d'un récepteur à partir de signaux émis par des'satellites.
Dans les systèmes de radionavigation actuels tels que les systèmes GPS (acronyme de l'expression anglo-saxonne Global Positionning System ) ou GLONASS, les satellites émettent un signal constitué d'une porteuse modulée par un code d'étalement connu, à haute fréquence (quelques MHz), et par des données a priori inconnues, à basse fréquence (50 Hz typiquement).
De manière générale, les systèmes de radionavigation par satellites, actuels ou futurs sont désignés systèmes GNSS (acronyme de l'expression anglo-saxonne Global Navigation Satellite System ).
Pour des raisons de robustesse et d'intégrité de la restitution des données reçues, les futurs systèmes de navigation tels que le système GALILEO, utiliseront des techniques de codage des données à l'émission permettant de détecter et de corriger automatiquement les erreurs à la réception.
Une technique connue consiste à utiliser à l'émission un codage convolutif utilisant des registres à décalage et introduisant une redondance, et à la réception un décodage basé sur l'algorithme de Viterbi.
Cette technique est généralement associée à l'émission, à un entrelacement des bits de données préalablement codées et à la réception à
un désentrelacement des données reçues, avant leur décodage.
Cela permet de traiter les erreurs de bits consécutives dues à une perturbation dans le canal de transmission entre l'antenne de l'émetteur et celle du récepteur, en dispersant les bits erronés et en les reconstituant par redondance.
Mais le désentrelacement n'est pas un processus invariant dans le temps et il nécessite une synchronisation lorsque débute le désentrelacement. Les bits de données permettent de réaliser cette synchronisation mais dans le cas de certains entrelacements, les bits de
L'invention concerne la transmission d'un signal de radionavigation.
La radionavigation par satellites permet d'obtenir la position d'un récepteur à partir de signaux émis par des'satellites.
Dans les systèmes de radionavigation actuels tels que les systèmes GPS (acronyme de l'expression anglo-saxonne Global Positionning System ) ou GLONASS, les satellites émettent un signal constitué d'une porteuse modulée par un code d'étalement connu, à haute fréquence (quelques MHz), et par des données a priori inconnues, à basse fréquence (50 Hz typiquement).
De manière générale, les systèmes de radionavigation par satellites, actuels ou futurs sont désignés systèmes GNSS (acronyme de l'expression anglo-saxonne Global Navigation Satellite System ).
Pour des raisons de robustesse et d'intégrité de la restitution des données reçues, les futurs systèmes de navigation tels que le système GALILEO, utiliseront des techniques de codage des données à l'émission permettant de détecter et de corriger automatiquement les erreurs à la réception.
Une technique connue consiste à utiliser à l'émission un codage convolutif utilisant des registres à décalage et introduisant une redondance, et à la réception un décodage basé sur l'algorithme de Viterbi.
Cette technique est généralement associée à l'émission, à un entrelacement des bits de données préalablement codées et à la réception à
un désentrelacement des données reçues, avant leur décodage.
Cela permet de traiter les erreurs de bits consécutives dues à une perturbation dans le canal de transmission entre l'antenne de l'émetteur et celle du récepteur, en dispersant les bits erronés et en les reconstituant par redondance.
Mais le désentrelacement n'est pas un processus invariant dans le temps et il nécessite une synchronisation lorsque débute le désentrelacement. Les bits de données permettent de réaliser cette synchronisation mais dans le cas de certains entrelacements, les bits de
2 données ne peuvent être utilisés car ils ne sont accessibles qu'après désentrelacement et décodage.
Une solution consiste à essayer plusieurs hypothèses de synchronisation en parallèle ou en séquentiel en effectuant pour chacune le désentrelacement et le décodage jusqu'à la convergence du processus c'est-à-dire jusqu'à ce que le taux d'erreur de bits (qui est un indicateur de l'algorithme de Viterbi) soit faible. Cela mobilise une charge de calcul importante et complique l'architecture du récepteur.
Une autre solution a été proposée dans le cas du système Galileo.
Elle consiste à insérer dans le flux de bits de données, des séquences de bits reconnaissables, non codés ni entrelacés, et désignés par l'expression anglo-saxonne Unique Word Insertion . Cela permet de synchroniser directement le désentrelacement des bits reçus entre les séquences.
L'inconvénient de cette solution est qu'elle réduit le débit utile car les bits de synchronisation ne contiennent pas d'information et que d'autre part elle oblige à interrompre le processus d'entrelacement des symboles ce qui le complique.
Un but important de l'invention est donc de synchroniser le désentrelacement sans rencontrer les inconvénients sus-mentionnés.
Pour atteindre ce but, l'invention propose un procédé de transmission d'un signal de radionavigation qui comprend des données codées et entrelacées, principalement caractérisé en ce que le signal comporte une voie modulée par les données codées et entrelacées et une autre voie non modulée par ces données, et en ce que la voie non modulée par ces données comprend un code connu Cp permettant de synchroniser à
la réception le désentrelacement des données entrelacées.
Ainsi à la réception, on utilise ce code de la voie pilote pour réaliser la synchronisation sans avoir à désentrelacer et à décoder les données inconnues de la voie données et sans réduire le débit utile.
Selon une caractéristique de l'invention, l'entrelacement et le désentrelacement sont obtenus à partir d'une mémoire comportant des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire.
L'entrelacement est par exemple convolutif avec N=M et le code connu Cp présente une longueur multiple de M.
Une solution consiste à essayer plusieurs hypothèses de synchronisation en parallèle ou en séquentiel en effectuant pour chacune le désentrelacement et le décodage jusqu'à la convergence du processus c'est-à-dire jusqu'à ce que le taux d'erreur de bits (qui est un indicateur de l'algorithme de Viterbi) soit faible. Cela mobilise une charge de calcul importante et complique l'architecture du récepteur.
Une autre solution a été proposée dans le cas du système Galileo.
Elle consiste à insérer dans le flux de bits de données, des séquences de bits reconnaissables, non codés ni entrelacés, et désignés par l'expression anglo-saxonne Unique Word Insertion . Cela permet de synchroniser directement le désentrelacement des bits reçus entre les séquences.
L'inconvénient de cette solution est qu'elle réduit le débit utile car les bits de synchronisation ne contiennent pas d'information et que d'autre part elle oblige à interrompre le processus d'entrelacement des symboles ce qui le complique.
Un but important de l'invention est donc de synchroniser le désentrelacement sans rencontrer les inconvénients sus-mentionnés.
Pour atteindre ce but, l'invention propose un procédé de transmission d'un signal de radionavigation qui comprend des données codées et entrelacées, principalement caractérisé en ce que le signal comporte une voie modulée par les données codées et entrelacées et une autre voie non modulée par ces données, et en ce que la voie non modulée par ces données comprend un code connu Cp permettant de synchroniser à
la réception le désentrelacement des données entrelacées.
Ainsi à la réception, on utilise ce code de la voie pilote pour réaliser la synchronisation sans avoir à désentrelacer et à décoder les données inconnues de la voie données et sans réduire le débit utile.
Selon une caractéristique de l'invention, l'entrelacement et le désentrelacement sont obtenus à partir d'une mémoire comportant des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire.
L'entrelacement est par exemple convolutif avec N=M et le code connu Cp présente une longueur multiple de M.
3 PCT/EP2005/052420 L'entrelacement peut aussi être matriciel et le code connu Cp présente une longueur multiple de M.N.
Selon une caractéristique de l'invention, les données sont codées en utilisant un code correcteur d'erreur, par exemple un code FEC .
De préférence, la voie non modulée par les données comporte en outre un code primaire, le code connu Cp étant alors désigné code secondaire Csp.
L'inventïon a aussi pour objet un émetteur d'un signal de radionavigation comprenant un générateur de données, un dispositif de codage des données, un dispositif d'entrelacement des données codées, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de code Cd destiné à générer un signal modulé par les données codées et entrelacées et un générateur de code Cp décorrélé du code Cp et destiné à générer un signal non modulé par ces données.
Selon une caractéristique de l'invention, le dispositif d'entrelacement dit convolutif comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant chacunes M cases mémoire, et le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.
Selon une autre caractéristique de l'invention, le dispositif d'entrelacement dit matriciel comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire et le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.N.
L'invention conceme également un récepteur d'au moins un signal de radionavigation comportant des données codées et entrelacées modulées par un code Cd, le récepteur étant équipé d'un canai de réception pour chaque signal de radionavigation, et comportant pour au moins un canal de réception, un générateur du code apte à démoduler le signal de radionavigation de manière à obtenir les données codées et entrelacées, un dispositif de désentrelacement des données codées, caractérisé en ce que le canal de réception comportant deux voies, le dispositif de désentrelacement est sur une première voie et en ce qu'il comporte sur la deuxième voie, un générateur d'un autre code Cp décorrélé du code Cd, et destiné à
synchroniser le dispositif de désentrelacement.
Selon une caractéristique de l'invention, les données sont codées en utilisant un code correcteur d'erreur, par exemple un code FEC .
De préférence, la voie non modulée par les données comporte en outre un code primaire, le code connu Cp étant alors désigné code secondaire Csp.
L'inventïon a aussi pour objet un émetteur d'un signal de radionavigation comprenant un générateur de données, un dispositif de codage des données, un dispositif d'entrelacement des données codées, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de code Cd destiné à générer un signal modulé par les données codées et entrelacées et un générateur de code Cp décorrélé du code Cp et destiné à générer un signal non modulé par ces données.
Selon une caractéristique de l'invention, le dispositif d'entrelacement dit convolutif comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant chacunes M cases mémoire, et le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.
Selon une autre caractéristique de l'invention, le dispositif d'entrelacement dit matriciel comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire et le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.N.
L'invention conceme également un récepteur d'au moins un signal de radionavigation comportant des données codées et entrelacées modulées par un code Cd, le récepteur étant équipé d'un canai de réception pour chaque signal de radionavigation, et comportant pour au moins un canal de réception, un générateur du code apte à démoduler le signal de radionavigation de manière à obtenir les données codées et entrelacées, un dispositif de désentrelacement des données codées, caractérisé en ce que le canal de réception comportant deux voies, le dispositif de désentrelacement est sur une première voie et en ce qu'il comporte sur la deuxième voie, un générateur d'un autre code Cp décorrélé du code Cd, et destiné à
synchroniser le dispositif de désentrelacement.
4 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description, détaillée qui suit, faite à titre d'exemple non limitatif et en référence aux dessins annexés dans lequels :
la figure la représente schématiquement un exemple de codeur de données, basé sur l'utilisation de 6 registres à décalage ; sur la figure 1 b sont représentés les bits de données avant codage et les symboles Dcd(t) obtenus après codage, selon l'exemple de la figure la, la figure 2a représente schématiquement un exemple de symboles D a, en entrée d'un dispositif d'entrelacement, et les symboles entrelacés Dent(t), destinés à être émis ; des exemples de disposition de cases mémoire permettant d'obtenir un entrelacement convolutif ou matriciel sont respectivement représentés figures 2b et 2c, la figure 3 représente schématiquement les principaux composants d'un émetteur connu basé sur l'utilisation d'un code correcteur d'erreur et d'un entrelacement, la figure 4 représente schématiquement des exemples de signaux utilisés pour l'émission, la figure 5 représente schématiquement un exemple de récepteur connu comportant un dispositif de décodage et un dispositif de désentrelacement, la figure 6 représente schématiquement un exemple d'intervalle d'intégration, des exemples de disposition de cases mémoire permettant d'obtenir un désentrelacement correspondant à l'entrelacement convolutif de l'émission est représenté figure 7a ; figure 7b sont représentés des exemples de symboles entrelacés Dent, et les symboles désentrelacés Dc,~d(t), respectivement en entrée et en sortie du dispositif de désentrelacement, la figure 8 représente schématiquement les principaux composants d'un émetteur selon l'invention, la figure 9 représente schématiquement un exemple de récepteur selon l'invention, la figure 10 représente schématiquement un exemple de code produit d'un code primaire Cpp et d'un code secondaire Cpp, la figure 11a représente schématiquement un exemple de signal de la voie pilote qui comporte un code secondaire CSp(t) ; la figure 11 b représente schématiquement un exemple de symboles entrelacés Dent de la voie données, en entrée du dispositif de désentrelacement ; la figure 11 c
la figure la représente schématiquement un exemple de codeur de données, basé sur l'utilisation de 6 registres à décalage ; sur la figure 1 b sont représentés les bits de données avant codage et les symboles Dcd(t) obtenus après codage, selon l'exemple de la figure la, la figure 2a représente schématiquement un exemple de symboles D a, en entrée d'un dispositif d'entrelacement, et les symboles entrelacés Dent(t), destinés à être émis ; des exemples de disposition de cases mémoire permettant d'obtenir un entrelacement convolutif ou matriciel sont respectivement représentés figures 2b et 2c, la figure 3 représente schématiquement les principaux composants d'un émetteur connu basé sur l'utilisation d'un code correcteur d'erreur et d'un entrelacement, la figure 4 représente schématiquement des exemples de signaux utilisés pour l'émission, la figure 5 représente schématiquement un exemple de récepteur connu comportant un dispositif de décodage et un dispositif de désentrelacement, la figure 6 représente schématiquement un exemple d'intervalle d'intégration, des exemples de disposition de cases mémoire permettant d'obtenir un désentrelacement correspondant à l'entrelacement convolutif de l'émission est représenté figure 7a ; figure 7b sont représentés des exemples de symboles entrelacés Dent, et les symboles désentrelacés Dc,~d(t), respectivement en entrée et en sortie du dispositif de désentrelacement, la figure 8 représente schématiquement les principaux composants d'un émetteur selon l'invention, la figure 9 représente schématiquement un exemple de récepteur selon l'invention, la figure 10 représente schématiquement un exemple de code produit d'un code primaire Cpp et d'un code secondaire Cpp, la figure 11a représente schématiquement un exemple de signal de la voie pilote qui comporte un code secondaire CSp(t) ; la figure 11 b représente schématiquement un exemple de symboles entrelacés Dent de la voie données, en entrée du dispositif de désentrelacement ; la figure 11 c
5 illustre un exemple de désentrelacement convolutif.
On a illustré figure la un exemple de codeur de données, basé
sur l'utilisation de 6 registres à décalage, c'est-à-dire sur l'utilisation de 7 bits consécutifs, bit,,, bitn_1, ..., bitõ_6. Les données D(t) sont présentées sous forme de bits en entrée du codeur selon un débit d. En sortie, le codeur fournit les données codées sous forme de symboles aõ(t) et bõ(t) selon un débit 2d.
Dans cet exemple, on obtient :
a, = bitn x bitn-a x bitõ_5 x bitn_6 bn = bitn x bitn_2 x bitn-4 x bitn_6 Sur la figure 1 b sont représentés les bits de données D(t) avant codage et les symboles Dod(t) obtenus après codage, selon l'exemple de la figure la. On a:
D~, (t) = a, bi E12 b2 .... an bn ...
Les symboles Dcod(t) obtenus en sortie du codeur sont ensuite entrelacés selon un mode convolutif ou matriciel ou autre.
On va décrire un exemple d'entrelacement convolutif. Figure 2a sont représentés les symboles Dwd, en entrée du dispositif d'entrelacement, et les symboles entrelacés De1t(t), destinés à être émis. Le dispositif d'entrelacement comprend des cases mémoires disposées en tableau : en entrée, les symboles sont écrits par lignes et, en sortie les symboles sont lus par colonnes, ce qui produit l'entrelacement. On a indiqué figure 2a les changements de ligne.
Selon la disposition de ces cases mémoire, l'entrelacement obtenu est convolutif ou matriciel ou autre.
Des exemples de disposition de cases mémoire 1 permettant d'obtenir un entrelacement convolutif ou matriciel sont respectivement représentés figures 2b et 2c. Les sens d'écriture des symboles dans l'ordre
On a illustré figure la un exemple de codeur de données, basé
sur l'utilisation de 6 registres à décalage, c'est-à-dire sur l'utilisation de 7 bits consécutifs, bit,,, bitn_1, ..., bitõ_6. Les données D(t) sont présentées sous forme de bits en entrée du codeur selon un débit d. En sortie, le codeur fournit les données codées sous forme de symboles aõ(t) et bõ(t) selon un débit 2d.
Dans cet exemple, on obtient :
a, = bitn x bitn-a x bitõ_5 x bitn_6 bn = bitn x bitn_2 x bitn-4 x bitn_6 Sur la figure 1 b sont représentés les bits de données D(t) avant codage et les symboles Dod(t) obtenus après codage, selon l'exemple de la figure la. On a:
D~, (t) = a, bi E12 b2 .... an bn ...
Les symboles Dcod(t) obtenus en sortie du codeur sont ensuite entrelacés selon un mode convolutif ou matriciel ou autre.
On va décrire un exemple d'entrelacement convolutif. Figure 2a sont représentés les symboles Dwd, en entrée du dispositif d'entrelacement, et les symboles entrelacés De1t(t), destinés à être émis. Le dispositif d'entrelacement comprend des cases mémoires disposées en tableau : en entrée, les symboles sont écrits par lignes et, en sortie les symboles sont lus par colonnes, ce qui produit l'entrelacement. On a indiqué figure 2a les changements de ligne.
Selon la disposition de ces cases mémoire, l'entrelacement obtenu est convolutif ou matriciel ou autre.
Des exemples de disposition de cases mémoire 1 permettant d'obtenir un entrelacement convolutif ou matriciel sont respectivement représentés figures 2b et 2c. Les sens d'écriture des symboles dans l'ordre
6 (en entrée, soit D.d(t) ) et de lecture (en sortie, soit Dent(t) ) des symboles entrelacés sont indiqués.
Les symboles entrelacés Dent sont ensuite modulés de manière classique par un code d'étalement et une porteuse avant d'être émis.
On a représenté figure 3, les principaux composants d'un émetteur connu basé sur l'utilisation d'un code correcteur d'erreur et d'un entrelacement. Il comprend un dispositif 12 de codage par un code correcteur d'erreur ( FEC acronyme de l'expression anglo-saxonne Forward Corrector Error ) et un dispositif d'entrelacement 14, un générateur de code d'étaiement 20, un générateur de porteuse 30, un modulateur 40, un amplificateur 50 de coefficient A et une antenne d'émission 60.
On a représenté figure 4, des exemples de signaux utilisés pour l'émission : les symboles entrelacés Dent(t), le code d'étalement C(t), le signal Dent(t).C(t) obtenu, la porteuse cos(cot) et le signal émis Sé(t) qui est de la forme, Sé(t) = A. COS (oot). C (t). Dent (t) La durée T d'un symbole de données Dent(t) est celle d'une séquence de code périodique.
A la réception, le signal reçu Sr(t) est de la forme :
Sr(t) ' Sé (t) + Sperturbations(t) AVeC SperEurbations = bruits + autres signaux.
Un exemple de récepteur connu est représenté figure 5. Un multiplicateur complexe Mp permet d'éliminer la porteuse en multipliant le signal échantillonné par le signal complexe ej("+~) issu d'une boucle d'asservissement de la porteuse qui comprend notamment de manière classique un générateur de porteuse (table de cosinus et sinus) et un intégrateur NCO (acronyme de l'expression anglo-saxonne Numerically Controlled Oscillator ). Le signal obtenu est alors corrélé à un code primaire local au moyen d'un multiplicateur complexe Mc (voire plus), chaque multiplicateur complexe étant associé à un intégrateur complexe I. Le code local, réplique du code émis, est issu d'une boucle d'asservissement de code qui comprend notamment un générateur Gc de code local et un intégrateur NCO.
Les symboles entrelacés Dent sont ensuite modulés de manière classique par un code d'étalement et une porteuse avant d'être émis.
On a représenté figure 3, les principaux composants d'un émetteur connu basé sur l'utilisation d'un code correcteur d'erreur et d'un entrelacement. Il comprend un dispositif 12 de codage par un code correcteur d'erreur ( FEC acronyme de l'expression anglo-saxonne Forward Corrector Error ) et un dispositif d'entrelacement 14, un générateur de code d'étaiement 20, un générateur de porteuse 30, un modulateur 40, un amplificateur 50 de coefficient A et une antenne d'émission 60.
On a représenté figure 4, des exemples de signaux utilisés pour l'émission : les symboles entrelacés Dent(t), le code d'étalement C(t), le signal Dent(t).C(t) obtenu, la porteuse cos(cot) et le signal émis Sé(t) qui est de la forme, Sé(t) = A. COS (oot). C (t). Dent (t) La durée T d'un symbole de données Dent(t) est celle d'une séquence de code périodique.
A la réception, le signal reçu Sr(t) est de la forme :
Sr(t) ' Sé (t) + Sperturbations(t) AVeC SperEurbations = bruits + autres signaux.
Un exemple de récepteur connu est représenté figure 5. Un multiplicateur complexe Mp permet d'éliminer la porteuse en multipliant le signal échantillonné par le signal complexe ej("+~) issu d'une boucle d'asservissement de la porteuse qui comprend notamment de manière classique un générateur de porteuse (table de cosinus et sinus) et un intégrateur NCO (acronyme de l'expression anglo-saxonne Numerically Controlled Oscillator ). Le signal obtenu est alors corrélé à un code primaire local au moyen d'un multiplicateur complexe Mc (voire plus), chaque multiplicateur complexe étant associé à un intégrateur complexe I. Le code local, réplique du code émis, est issu d'une boucle d'asservissement de code qui comprend notamment un générateur Gc de code local et un intégrateur NCO.
7 On rappelle que les intégrateurs NCO fournissent à partir des commandes de vitesse mises à jour par la boucle d'asservissement à une fréquence inférieure à 1 KHz, la phase de la porteuse ou du code produite à
la fréquence d'échantillonnage, soit quelques MHz.
On obtient en sortie de l'intégrateur I, le signal z:
Z(n) = 1IT J f [nT, (n+1)Tj Sreçu(t) . ej(wt+" . C(t+ti) dt L'intervalle d'intégration correspond à la durée d'un symbole de données comme illustré figure 6.
On suppose en outre que le code local C(t+ti) a été synchronisé avec le code reçu C(t) au cours d'une première phase d'acquisition, c'est-à-dire que z=0.
En remplaçant Sreçu par Sg + Spe,tõrnations , on obtient pour z:
z(n) _ 1/T f[nT, (n+1)T] Sg (t) . ei(eut+O) C (t) dt (1) +1IT J [nT, (n+1)T4 Sperturbations(t) - e~(w~~) = C (t) dt (2) (1) = 'IT f [nT, (n+l)-g A. cos (c.ot) . C (t) . Dent(t) C (t) dt (2) = bruit Coricemant le terme (1), on a : C (t) . C (t) = 1 En désignant nT+ la valeur suivant la transition nT (cf figure 6), on obtient finalement :
z(n) ='/ A e'~ Dent(nT+) + bruit On a ainsi éliminé la modulation par la porteuse et par le code d'étalement. Grâce à une boucle de phase de porteuse ( PLL acronyme de l'expression anglo-saxonne Phase Lock Loop ), on asservit la phase de la porteuse locale ~ par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0.
On conserve finalement la modulation par les données codées entrelacées Dent.
Celles-ci sont alors désentrelacées au moyen d'un dispositif de désentrelacement Dés pour obtenir les symboles codés Dcod(t). Le désentrelacement doit correspondre à l'entrelacement.
Des exemples de disposition de cases mémoire permettant d'obtenir un désentrelacement correspondant à l'entrelacement de l'émission
la fréquence d'échantillonnage, soit quelques MHz.
On obtient en sortie de l'intégrateur I, le signal z:
Z(n) = 1IT J f [nT, (n+1)Tj Sreçu(t) . ej(wt+" . C(t+ti) dt L'intervalle d'intégration correspond à la durée d'un symbole de données comme illustré figure 6.
On suppose en outre que le code local C(t+ti) a été synchronisé avec le code reçu C(t) au cours d'une première phase d'acquisition, c'est-à-dire que z=0.
En remplaçant Sreçu par Sg + Spe,tõrnations , on obtient pour z:
z(n) _ 1/T f[nT, (n+1)T] Sg (t) . ei(eut+O) C (t) dt (1) +1IT J [nT, (n+1)T4 Sperturbations(t) - e~(w~~) = C (t) dt (2) (1) = 'IT f [nT, (n+l)-g A. cos (c.ot) . C (t) . Dent(t) C (t) dt (2) = bruit Coricemant le terme (1), on a : C (t) . C (t) = 1 En désignant nT+ la valeur suivant la transition nT (cf figure 6), on obtient finalement :
z(n) ='/ A e'~ Dent(nT+) + bruit On a ainsi éliminé la modulation par la porteuse et par le code d'étalement. Grâce à une boucle de phase de porteuse ( PLL acronyme de l'expression anglo-saxonne Phase Lock Loop ), on asservit la phase de la porteuse locale ~ par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0.
On conserve finalement la modulation par les données codées entrelacées Dent.
Celles-ci sont alors désentrelacées au moyen d'un dispositif de désentrelacement Dés pour obtenir les symboles codés Dcod(t). Le désentrelacement doit correspondre à l'entrelacement.
Des exemples de disposition de cases mémoire permettant d'obtenir un désentrelacement correspondant à l'entrelacement de l'émission
8 est représenté figure 7a. Il s'agit d'un désentrelacement convolutif. Les cases mémoire sont disposées dans un tableau qui a la même forme que pour l'entrelacement mais les sens d'écriture (en entrée) des symboles entrelacés et de lecture (en sortie) des symboles dans l'ordre sont inversés par rapport aux sens d'écriture et de lecture adoptés à l'émission. Figure 7b sont représentés les symboles entrelacés D8õf, en entrée du dispositif de désentrelacement, et les symboles désentrelacés Dcod(t), destinés à être décodés. On a indiqué figure 7b les changements de colonne.
Les symboles codés D d(t) obtenus sont alors décodés au moyen d'un dispositif de mise en oeuvre de l'algorithme de Viterbi, FEC"' pour obtenir les données D(t).
Mais le désentrelacement n'est pas un processus invariant dans le temps et il nécessite donc une synchronisation lorsque débute le désentrelacement pour déterminer les instants de changements de colonne en entrée du dispositif de désentrelacement.
Le procédé selon l'invention consiste à utiliser un signal de radionavigation comportant deux voies, l'une appelée voie données, l'autre voie pilote, et à utiliser cette voie pilote pour synchroniser le désentrelacement à la réception :
- la voie données correspond au dsignal traditionnel constitué
d'une porteuse modulée par un code d'étalement connu Cd(t) et par des données a priori inconnues, - la voie pilote est un signal produit comme le signal traditionnel constitué d'une porteuse de même fréquence que celle de la voie données, modulée par un code d'étalement connu Cp(t) mais non modulée par des données inconnues. Le code CP(t) comprend une séquence de données connues à l'avance qui est utilisée à la réception pour permettre une synchronisation directe ; il est en outre décorrélé du code Cd(t). On choisit généralement un code dont la période est longue. Cela permet de diminuer les intercorrélations entre les codes d'un satellite à l'autre et donc de mieux différencier les satellites entre eux. Cela présente en outre l'avantage de mieux lutter contre les interférences à bande étroite.
Les symboles codés D d(t) obtenus sont alors décodés au moyen d'un dispositif de mise en oeuvre de l'algorithme de Viterbi, FEC"' pour obtenir les données D(t).
Mais le désentrelacement n'est pas un processus invariant dans le temps et il nécessite donc une synchronisation lorsque débute le désentrelacement pour déterminer les instants de changements de colonne en entrée du dispositif de désentrelacement.
Le procédé selon l'invention consiste à utiliser un signal de radionavigation comportant deux voies, l'une appelée voie données, l'autre voie pilote, et à utiliser cette voie pilote pour synchroniser le désentrelacement à la réception :
- la voie données correspond au dsignal traditionnel constitué
d'une porteuse modulée par un code d'étalement connu Cd(t) et par des données a priori inconnues, - la voie pilote est un signal produit comme le signal traditionnel constitué d'une porteuse de même fréquence que celle de la voie données, modulée par un code d'étalement connu Cp(t) mais non modulée par des données inconnues. Le code CP(t) comprend une séquence de données connues à l'avance qui est utilisée à la réception pour permettre une synchronisation directe ; il est en outre décorrélé du code Cd(t). On choisit généralement un code dont la période est longue. Cela permet de diminuer les intercorrélations entre les codes d'un satellite à l'autre et donc de mieux différencier les satellites entre eux. Cela présente en outre l'avantage de mieux lutter contre les interférences à bande étroite.
9 A la réception, on utilise ce code de la voie pilote pour réaliser la synchronisation sans avoir à désentrelacer et à décoder les données inconnues de la voie données.
On a représenté figure 8, les principaux composants d'un émetteur selon l'invention basé sur l'utilisation d'un code correcteur d'erreur, d'un entrelacement et sur l'utilisation de deux voies pilote et données. Il comprend pour la voie données, un codeur comportant un dispositif de codage par un code correcteur d'erreur 12 et un dispositif d'entrelacement 14, un générateur de code d'étalement Cd 20, un générateur de porteuse 30, un modulateur 40, un amplificateur 50 de coefficient Ad, qui produisent un signal données Sd(t) ; il comprend pour la voie pilote un générateur de code d'étalement Cp 20', un générateur de porteuse 30', un modulateur 40', un amplificateur 50' de coefficient Ap qui produisent un signal pilote Sp(t). Il comprend en outre un sommateur 70 qui permet d'effectuer une sommation de ces signaux Sp+Sd et une antenne d'émission 60.
Le signal émis Sà(t) est de la forme :
Sé(t) = Sd(t) + Sp(t) avec Sd(t) = Ad. cos (UJt). Cd (t). Dent (t) Sp(t) = Ap. sin (d). Cp (t).
Les voies pilote et données sont en quadrature de phase de porteuse à titre d'exemple. Cela permet de garder une enveloppe constante au niveau de l'énergie du signal émis.
Dans la suite, on considèrera pour simplifier le cas particulier où
Ap=Ad=1.
A la réception, le signal reçu Sr(t) est de la forme :
Sr(t) = Sé (t) + Sperturbations(t) AVEC Sperturbations = bruits + autres signaux.
Un exemple de récepteur selon l'invention est représenté figure 9.
Un multiplicateur complexe Mp permet alors d'éliminer la porteuse en multipliant le signal échantillonné par le signal complexe d(wt+~) issu d'une boucle d'asservissement de la porteuse qui comprend notamment de manière classique un générateur de porteuse (table de cosinus et sinus) et un intégrateur NCO (acronyme de l'expression anglo-saxonne Numerically Controlled Oscillator ). Le signal obtenu est alors corrélé d'une part à un code local de la voie pilote, et d'autre part à un code local de la voie données, au moyen d'un multiplicateur complexe (voire plus) par voie, chaque multiplicateur complexe étant associé à un intégrateur complexe I;
5 les multiplicateurs sont respectivement désignés Mcp et Mcd. Pour chaque voie, chacun des signaux obtenus est intégré par intervalles au moyen des intégrateurs I. Les codes locaux sont respectivement issus d'une boucle d'asservissement de code qui comprend notamment un générateur Gcp de code local pour la voie pilote, un générateur Gcd de code local pour la voie
On a représenté figure 8, les principaux composants d'un émetteur selon l'invention basé sur l'utilisation d'un code correcteur d'erreur, d'un entrelacement et sur l'utilisation de deux voies pilote et données. Il comprend pour la voie données, un codeur comportant un dispositif de codage par un code correcteur d'erreur 12 et un dispositif d'entrelacement 14, un générateur de code d'étalement Cd 20, un générateur de porteuse 30, un modulateur 40, un amplificateur 50 de coefficient Ad, qui produisent un signal données Sd(t) ; il comprend pour la voie pilote un générateur de code d'étalement Cp 20', un générateur de porteuse 30', un modulateur 40', un amplificateur 50' de coefficient Ap qui produisent un signal pilote Sp(t). Il comprend en outre un sommateur 70 qui permet d'effectuer une sommation de ces signaux Sp+Sd et une antenne d'émission 60.
Le signal émis Sà(t) est de la forme :
Sé(t) = Sd(t) + Sp(t) avec Sd(t) = Ad. cos (UJt). Cd (t). Dent (t) Sp(t) = Ap. sin (d). Cp (t).
Les voies pilote et données sont en quadrature de phase de porteuse à titre d'exemple. Cela permet de garder une enveloppe constante au niveau de l'énergie du signal émis.
Dans la suite, on considèrera pour simplifier le cas particulier où
Ap=Ad=1.
A la réception, le signal reçu Sr(t) est de la forme :
Sr(t) = Sé (t) + Sperturbations(t) AVEC Sperturbations = bruits + autres signaux.
Un exemple de récepteur selon l'invention est représenté figure 9.
Un multiplicateur complexe Mp permet alors d'éliminer la porteuse en multipliant le signal échantillonné par le signal complexe d(wt+~) issu d'une boucle d'asservissement de la porteuse qui comprend notamment de manière classique un générateur de porteuse (table de cosinus et sinus) et un intégrateur NCO (acronyme de l'expression anglo-saxonne Numerically Controlled Oscillator ). Le signal obtenu est alors corrélé d'une part à un code local de la voie pilote, et d'autre part à un code local de la voie données, au moyen d'un multiplicateur complexe (voire plus) par voie, chaque multiplicateur complexe étant associé à un intégrateur complexe I;
5 les multiplicateurs sont respectivement désignés Mcp et Mcd. Pour chaque voie, chacun des signaux obtenus est intégré par intervalles au moyen des intégrateurs I. Les codes locaux sont respectivement issus d'une boucle d'asservissement de code qui comprend notamment un générateur Gcp de code local pour la voie pilote, un générateur Gcd de code local pour la voie
10 données et un intégrateur NCO.
On obtient en sortie des intégrateurs I, le signal zp pour la voie pilote et le signal zd pour la voie données :
zp(n) = '!T J [nT, (n+1)T] Sreçu(t) = el(wt+$) . Cp (t+ti) dt zd(n) = 1/T 1[nT, (n+9)T] Sreçu(t) . ei(wt+$) . Cd (t+Z) dt En remplaçant Sreçu par Sp + Sd+ Sperturbationsr et en supposant également que le code local (pilote respectivement données) a été
synchronisé avec le code reçu (pilote respectivement données) au cours d'une première phase d'acquisition, on obtient pour zd :
zd(n) - 1/T f [nT, (n+1)Tl Sp (t) , e1(wt+~) Ca (t) dt (1) + '/T f [nT, (n+1)TJ Sd (t) Cd (t) l dt (2) +1 IT f[nT, (n+1)T) Sperturbations(t) Cd (t) dt (3) (1) - 1/T f [nT, (n+1)TJ . Sin(C)t) . Cp (t) . ejiwt+$) . Cd (t) dt (2) ~ 11T J [nT, (n+1)T) . <+oS(G)t). Dent (t). Cd (t) Cd(t) dt (3) = bruit Le terme (1) est nul puisque les codes données Cd et pilote Cp sont décorrélés. On obtient finalement pour zd :
zd (n) = s ê D81t (nT+) + bruit On a ainsi éliminé pour la voie données, la modulation par la porteuse et par le code d'étalement. Grâce à une boucle de phase de porteuse, on asservit la phase de la porteuse locale ~ par rapport à celle de
On obtient en sortie des intégrateurs I, le signal zp pour la voie pilote et le signal zd pour la voie données :
zp(n) = '!T J [nT, (n+1)T] Sreçu(t) = el(wt+$) . Cp (t+ti) dt zd(n) = 1/T 1[nT, (n+9)T] Sreçu(t) . ei(wt+$) . Cd (t+Z) dt En remplaçant Sreçu par Sp + Sd+ Sperturbationsr et en supposant également que le code local (pilote respectivement données) a été
synchronisé avec le code reçu (pilote respectivement données) au cours d'une première phase d'acquisition, on obtient pour zd :
zd(n) - 1/T f [nT, (n+1)Tl Sp (t) , e1(wt+~) Ca (t) dt (1) + '/T f [nT, (n+1)TJ Sd (t) Cd (t) l dt (2) +1 IT f[nT, (n+1)T) Sperturbations(t) Cd (t) dt (3) (1) - 1/T f [nT, (n+1)TJ . Sin(C)t) . Cp (t) . ejiwt+$) . Cd (t) dt (2) ~ 11T J [nT, (n+1)T) . <+oS(G)t). Dent (t). Cd (t) Cd(t) dt (3) = bruit Le terme (1) est nul puisque les codes données Cd et pilote Cp sont décorrélés. On obtient finalement pour zd :
zd (n) = s ê D81t (nT+) + bruit On a ainsi éliminé pour la voie données, la modulation par la porteuse et par le code d'étalement. Grâce à une boucle de phase de porteuse, on asservit la phase de la porteuse locale ~ par rapport à celle de
11 la porteuse reçue, égale à 0. On conserve finalement la modulation par les données codées entrelacées Dent.
On obtient pour zp :
zp(n) - 1/T 1 [nT, (n+1)T] Sp (t) . el(wt+~) Cp (t) dt (1) + '/T f [nT, (n+1)T] Sd (t) . el(wt+$) , Cp (t) \ dt (2) +1IT f [nT, (n+1)T] Sperturbations(t) - ei(w~) -1Cp (t) dt (3) (1) '/T 1 [nT, (n+1)T] . sin((1Ji) . Cp (t) C? (t) dt (2) = 1IT f [nT, (n+1)T] . cos(cùt). Dent (t). Cd (t) d(wt+9) - Cp(t) dt (3) = bruit Le terme (2) est nul puisque les codes données Cd et pilote Cp sont décorrélés.
Concemant le terme (1), on distingue plusieurs cas selon la façon dont est constitué le code pilote.
Selon un premier mode de réalisation, le code d'étalement Cp(t) de la voie pilote est le produit de deux codes, un code primaire Cpp(t) et un code secondaire Csp(t) notamment pour la raison suivante. La durée d'acquisition du signal reçu est proportionnelle à la longueur du code :
lorsque le code est le produit d'un code primaire par un code secondaire, l'acquisition peut être réalisée à partir du seul code primaire, ce qui réduit ., ~
considérablement la durée d'acquisition, le code secondaire étant celui utilisé
pour la synchronisation du désentrelacement.
On rappelle que l'acquisition consiste à synchroniser le code local avec le code reçu par une recherche d'énergie : le récepteur teste tous les retards possibles du code local par rapport au code reçu (retards limités à la longueur d'onde du code), de demi-chip de code en demi-chip de code, jusqu'à ce qu'il obtienne le pic de corrélation qui apparaît lorsque le code local et le code reçu sont en phase et qui est détecté en sortie des intégrateurs.
Le code primaire Cpp(t) a une fréquence élevée et une longueur courte Tpp et le code secondaire Csp(t) a une fréquence égale à l'inverse de la longueur du code primaire et une longueur Tsp multiple de M ou de M.N
selon que l'entrelacement est convolutif ou matriciel. On a représenté figure 10, un exemple de code primaire Cpp(t) et de code secondaire Csp(t). Dans ce
On obtient pour zp :
zp(n) - 1/T 1 [nT, (n+1)T] Sp (t) . el(wt+~) Cp (t) dt (1) + '/T f [nT, (n+1)T] Sd (t) . el(wt+$) , Cp (t) \ dt (2) +1IT f [nT, (n+1)T] Sperturbations(t) - ei(w~) -1Cp (t) dt (3) (1) '/T 1 [nT, (n+1)T] . sin((1Ji) . Cp (t) C? (t) dt (2) = 1IT f [nT, (n+1)T] . cos(cùt). Dent (t). Cd (t) d(wt+9) - Cp(t) dt (3) = bruit Le terme (2) est nul puisque les codes données Cd et pilote Cp sont décorrélés.
Concemant le terme (1), on distingue plusieurs cas selon la façon dont est constitué le code pilote.
Selon un premier mode de réalisation, le code d'étalement Cp(t) de la voie pilote est le produit de deux codes, un code primaire Cpp(t) et un code secondaire Csp(t) notamment pour la raison suivante. La durée d'acquisition du signal reçu est proportionnelle à la longueur du code :
lorsque le code est le produit d'un code primaire par un code secondaire, l'acquisition peut être réalisée à partir du seul code primaire, ce qui réduit ., ~
considérablement la durée d'acquisition, le code secondaire étant celui utilisé
pour la synchronisation du désentrelacement.
On rappelle que l'acquisition consiste à synchroniser le code local avec le code reçu par une recherche d'énergie : le récepteur teste tous les retards possibles du code local par rapport au code reçu (retards limités à la longueur d'onde du code), de demi-chip de code en demi-chip de code, jusqu'à ce qu'il obtienne le pic de corrélation qui apparaît lorsque le code local et le code reçu sont en phase et qui est détecté en sortie des intégrateurs.
Le code primaire Cpp(t) a une fréquence élevée et une longueur courte Tpp et le code secondaire Csp(t) a une fréquence égale à l'inverse de la longueur du code primaire et une longueur Tsp multiple de M ou de M.N
selon que l'entrelacement est convolutif ou matriciel. On a représenté figure 10, un exemple de code primaire Cpp(t) et de code secondaire Csp(t). Dans ce
12 cas, à la réception, on élimine la modulation par le code primaire pour la voie pilote pour ne garder que la modulation par le code secondaire qui est utilisé
pour la synchronisation du désentrelacement.
On obtient en intégrant sur la durée d'un bit de code secondaire :
(1) = '/T f[nT, (n+1)TJ sin(cot) . Cpp (t). Csp (t) Cpp (t) dt Zp(n) = % ej(~-"~2) Csp (t) + bruit On a éliminé pour la voie pilote cette fois, la modulation par la porteuse et par le code primaire. Grâce à une boucle de phase de porteuse, on asservit la phase de la porteuse locale q- par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0. On conserve finalement la modulation par le code secondaire Cp. Il suffit alors de reconnaitre la séquence de code secondaire pour déterminer quelle transition correspond au début de la séquence périodique de désentrelacement. La synchronisation du désentrelacement est ainsi réalisée après la corrélation par le code primaire.
On a représenté figure 11a, le signal de la voie pilote dans lequel sont incluses les séquences périodiques connues aussi désignées code Csp(t) et figure 11b, les symboles entrelacés Dent de la voie données, en entrée du dispositif de désentrelacement, c'est-à-dire prêts à être écrits dans ce dispositif sous forme de colonnes. Les changements de colonne lors de l'écriture sont également indiqués. Le tableau représenté figure 11 c, est celui d'un exemple de désentrelacement convolutif, avec N=M.
Selon une variante de l'invention, le code d'étalement Cp(t) de la voie pilote est le produit de trois codes selon le même principe, un code primaire, un code secondaire et un code tertiaire, ce demier étant utilisé
pour la synchronisation du désentrelacement. Le code primaire pilote peut être identique au code primaire de la voie données, le code secondaire pilote décorrélé du code secondaire de la voie donnée, et le code tertiaire multiple de M ou M.N selon que l'entrelacement est convolutif ou matriciel.
L'introduction de ces codes secondaire ou tertiaire augmente la période du code global de la voie pilote et donc l'étalement spectral du brouilleur ce qui présente l'avantage d'améliorer la résistance aux interférences à bande étroite.
pour la synchronisation du désentrelacement.
On obtient en intégrant sur la durée d'un bit de code secondaire :
(1) = '/T f[nT, (n+1)TJ sin(cot) . Cpp (t). Csp (t) Cpp (t) dt Zp(n) = % ej(~-"~2) Csp (t) + bruit On a éliminé pour la voie pilote cette fois, la modulation par la porteuse et par le code primaire. Grâce à une boucle de phase de porteuse, on asservit la phase de la porteuse locale q- par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0. On conserve finalement la modulation par le code secondaire Cp. Il suffit alors de reconnaitre la séquence de code secondaire pour déterminer quelle transition correspond au début de la séquence périodique de désentrelacement. La synchronisation du désentrelacement est ainsi réalisée après la corrélation par le code primaire.
On a représenté figure 11a, le signal de la voie pilote dans lequel sont incluses les séquences périodiques connues aussi désignées code Csp(t) et figure 11b, les symboles entrelacés Dent de la voie données, en entrée du dispositif de désentrelacement, c'est-à-dire prêts à être écrits dans ce dispositif sous forme de colonnes. Les changements de colonne lors de l'écriture sont également indiqués. Le tableau représenté figure 11 c, est celui d'un exemple de désentrelacement convolutif, avec N=M.
Selon une variante de l'invention, le code d'étalement Cp(t) de la voie pilote est le produit de trois codes selon le même principe, un code primaire, un code secondaire et un code tertiaire, ce demier étant utilisé
pour la synchronisation du désentrelacement. Le code primaire pilote peut être identique au code primaire de la voie données, le code secondaire pilote décorrélé du code secondaire de la voie donnée, et le code tertiaire multiple de M ou M.N selon que l'entrelacement est convolutif ou matriciel.
L'introduction de ces codes secondaire ou tertiaire augmente la période du code global de la voie pilote et donc l'étalement spectral du brouilleur ce qui présente l'avantage d'améliorer la résistance aux interférences à bande étroite.
13 Selon un autre mode de réalisation, le récepteur effectue l'acquisition par une première synchronisation du code primaire local avec le signal reçu, (avec une corrélation du signal reçu avec le code primaire sans corrélation avec le code secondaire en intégrant sur la durée d'un bit de code secondaire), puis par une seconde synchronisa#ion du code secondaire local avec le signal reçu (avec une corrélation du signal reçu avec les codes primaire et secondaire en intégrant sur une durée indépendante des codes).
La seconde synchronisation est obtenue par une recherche d'énergie : le récepteur teste tous les retards possibles du code secondaire local par rapport au code secondaire reçu (retards limités à la longueur d'onde du code), de chip en chip, jusqu'à ce qu'il obtienne le pic de corrélation qui apparaît lorsque le code secondaire local et le code secondaire reçu sont en phase et qui est détecté en sortie des intégrateurs.
Les codes locaux primaire et secondaire sont alors synchrones avec les codes primaire et secondaire reçus. Il est alors immédiat de connaître le moment où commence le désentrelacement : la synchronisation du désentrelacement est réalisée pendant la corrélation par le code secondaire.
Selon un autre mode de réalisation, (e code d'étalement Cp(t) de la voie pilote n'est pas le produit de deux codes. Dans ce cas, en intégrant sur une durée indépendante des codes, on obtient :
(1) = 1/T f [nT, (n+1)T] Sin(COt) . Cp (t). e[(~~~ . CP (t) dt -' ej(~-"2) +,bruit zP -On a éliminé la modulation par la porteuse et par le code CP.
Grâce à une boucle de phase de porteuse, on asservit la phase de la porteuse locale cp par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0. Le code local est ainsi synchrone avec le code reçu et il est alors immédiat de connaître le moment où commence le désentrelacement : la synchronisation du désentrelacement est ainsi réalisée pendant la corrélation par le code Cp.
Le désentrelacement est effectué au moyen d'un dispositif de désentrelacement Dés pour obtenir les symboles codés D,,d(t) comme déjà
décrit en relation avec la figure 5. De même les symboles codés D d(t) obtenus sont décodés au moyen d'un dispositif de mise en oeuvre de l'algorithme de Viterbi, FEC"' pour obtenir les données D(t).
La seconde synchronisation est obtenue par une recherche d'énergie : le récepteur teste tous les retards possibles du code secondaire local par rapport au code secondaire reçu (retards limités à la longueur d'onde du code), de chip en chip, jusqu'à ce qu'il obtienne le pic de corrélation qui apparaît lorsque le code secondaire local et le code secondaire reçu sont en phase et qui est détecté en sortie des intégrateurs.
Les codes locaux primaire et secondaire sont alors synchrones avec les codes primaire et secondaire reçus. Il est alors immédiat de connaître le moment où commence le désentrelacement : la synchronisation du désentrelacement est réalisée pendant la corrélation par le code secondaire.
Selon un autre mode de réalisation, (e code d'étalement Cp(t) de la voie pilote n'est pas le produit de deux codes. Dans ce cas, en intégrant sur une durée indépendante des codes, on obtient :
(1) = 1/T f [nT, (n+1)T] Sin(COt) . Cp (t). e[(~~~ . CP (t) dt -' ej(~-"2) +,bruit zP -On a éliminé la modulation par la porteuse et par le code CP.
Grâce à une boucle de phase de porteuse, on asservit la phase de la porteuse locale cp par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0. Le code local est ainsi synchrone avec le code reçu et il est alors immédiat de connaître le moment où commence le désentrelacement : la synchronisation du désentrelacement est ainsi réalisée pendant la corrélation par le code Cp.
Le désentrelacement est effectué au moyen d'un dispositif de désentrelacement Dés pour obtenir les symboles codés D,,d(t) comme déjà
décrit en relation avec la figure 5. De même les symboles codés D d(t) obtenus sont décodés au moyen d'un dispositif de mise en oeuvre de l'algorithme de Viterbi, FEC"' pour obtenir les données D(t).
14 On a décrit l'invention dans le cas d'un signal de radionavigation émis par un satellite. On peut l'étendre à plusieurs satellites émettant chacun un signal de radionavigation sur la même porteuse.
Dans ce cas, le récepteur comprend un canal de réception par satellite, c'est-à-dire autant de canaux de réception que de signaux de radionavigation. Pour chaque canal de réception recevant un signal tel que décrit, le récepteur comprend les éléments tels que ceux décrits en relation avec la figure 9.
De manière générale le signal de radionavigation provient d'un ou plusieurs satelfites. Il peut aussi provenir d'un ou plusieurs pseudolites.
Dans ce cas, le récepteur comprend un canal de réception par satellite, c'est-à-dire autant de canaux de réception que de signaux de radionavigation. Pour chaque canal de réception recevant un signal tel que décrit, le récepteur comprend les éléments tels que ceux décrits en relation avec la figure 9.
De manière générale le signal de radionavigation provient d'un ou plusieurs satelfites. Il peut aussi provenir d'un ou plusieurs pseudolites.
Claims (20)
1. Procédé de transmission d'un signal de radionavigation qui comprend des données codées et entrelacées, caractérisé en ce que le signal comporte une voie modulée par les données codées et entrelacées et une autre voie non modulée par ces données, et en ce que la voie non modulée par ces données comprend un code connu Cp permettant de synchroniser à la réception le désentrelacement des données entrelacées.
2. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l'entrelacement et le désentrelacement sont obtenus à partir d'une mémoire comportant des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire.
3. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l'entrelacement est convolutif et N=M et en ce que le code connu Cp présente une longueur multiple de M.
4. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'entrelacement est matriciel et le code connu Cp présente une longueur multiple de M.N.
5. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les données sont codées en utilisant un code correcteur d'erreur.
6. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le code correcteur d'erreur est un code FEC .
7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la voie modulée par les données est également modulée par un code d'étalement connu Cd, le code Cd étant décorrélé du code Cp.
8. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la voie non modulée par les données comporte en outre un code primaire Cpp, le code connu Cp étant alors désigné code secondaire Csp.
9. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal de radionavigation est émis par un satellite ou un pseudolite.
10. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal de radionavigation est un signal GNSS.
11. Emetteur d'un signal de radionavigation comprenant un générateur de données, un dispositif de codage des données, un dispositif d'entrelacement des données codées, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de code Cd destiné à générer un signal modulé par les données codées et entrelacées et un générateur de code Cp décorrélé du code Cd et destiné à générer un signal non modulé par ces données.
12. Emetteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le dispositif d'entrelacement comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant chacune M cases mémoire et en ce que le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.
13. Emetteur selon la revendication 11, caractérisé en ce que le dispositif d'entrelacement comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire et en ce que le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à
un multiple de M.N.
un multiple de M.N.
14. Emetteur selon l'une des revendications 11 à 13, caractérisé
en ce que le dispositif de codage des données est un dispositif à code correcteur d'erreur.
en ce que le dispositif de codage des données est un dispositif à code correcteur d'erreur.
15. Emetteur selon l'une des revendications 11 à 14, caractérisé
en ce que le signal de radionavigation est un signal GNSS.
en ce que le signal de radionavigation est un signal GNSS.
16. Récepteur d'au moins un signal de radionavigation comportant des données codées et entrelacées modulées par un code Cd, le récepteur étant équipé d'un canal de réception pour chaque signal de radionavigation, et comportant pour au moins un canal de réception, un générateur du code apte à démoduler le signal de radionavigation de manière à obtenir les données codées et entrelacées, un dispositif de désentrelacement des données codées, caractérisé en ce que le canal de réception comportant deux voies, le dispositif de désentrelacement est sur une première voie et en ce qu'il comporte sur la deuxième voie, un générateur d'un autre code Cp décorrélé du code Cd, et destiné à synchroniser le dispositif de désentrelacement.
17. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comporte sur la première voie un dispositif de décodage des données désentrelacées.
18. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le dispositif de décodage est apte à mettre en oeuvre l'algorithme de Viterbi.
19. Récepteur selon l'une des revendications 16 à 18, caractérisé
en ce que le dispositif de désentrelacement comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N
cases mémoire et en ce que le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.N.
en ce que le dispositif de désentrelacement comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N
cases mémoire et en ce que le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.N.
20. Récepteur selon l'une des revendications 16 à 18, caractérisé
en ce que le dispositif de désentrelacement comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant chacune M cases mémoire et en ce que le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.
en ce que le dispositif de désentrelacement comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant chacune M cases mémoire et en ce que le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR0406186A FR2871313B1 (fr) | 2004-06-08 | 2004-06-08 | Procede de transmission d'un signal de radionavigation |
| FR0406186 | 2004-06-08 | ||
| PCT/EP2005/052420 WO2005124383A1 (fr) | 2004-06-08 | 2005-05-27 | Procede de transmission d'un signal de radionavigation |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CA2568915A1 true CA2568915A1 (fr) | 2005-12-29 |
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ID=34950287
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CA002568915A Abandoned CA2568915A1 (fr) | 2004-06-08 | 2005-05-27 | Procede de transmission d'un signal de radionavigation |
Country Status (5)
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|---|---|
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