WO2005124383A1 - Procede de transmission d'un signal de radionavigation - Google Patents

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WO2005124383A1
WO2005124383A1 PCT/EP2005/052420 EP2005052420W WO2005124383A1 WO 2005124383 A1 WO2005124383 A1 WO 2005124383A1 EP 2005052420 W EP2005052420 W EP 2005052420W WO 2005124383 A1 WO2005124383 A1 WO 2005124383A1
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WO
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data
channel
modulated
signal
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PCT/EP2005/052420
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English (en)
Inventor
Nicolas Martin
Valéry LEBLOND
Original Assignee
Thales
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/02—Details of the space or ground control segments

Definitions

  • the invention relates to the transmission of a radio navigation signal.
  • Satellite radio navigation makes it possible to obtain the position of a receiver from signals emitted by satellites.
  • GPS systems ascronym for the English expression “Global Positioning System” or GLONASS
  • satellites transmit a signal consisting of a carrier modulated by a known spreading code, at high frequency (a few MHz), and by a priori unknown data, at low frequency (typically 50 Hz).
  • GNSS systems as acronym for the Anglo-Saxon expression "Global Navigation Satellite System”
  • a known technique consists in using on transmission a convolutional coding using shift registers and introducing redundancy, and on reception a decoding based on the Viterbi algorithm. This technique is generally associated with transmission, with an interleaving of the previously coded data bits and with reception with a deinterlacing of the received data, before their decoding. This makes it possible to deal with consecutive bit errors due to a disturbance in the transmission channel between the antenna of the transmitter and that of the receiver, by dispersing the erroneous bits and by reconstituting them by redundancy.
  • deinterlacing is not a time invariant process and it requires synchronization when deinterlacing begins.
  • the data bits allow this synchronization to be carried out, but in the case of certain interleaving, the bits of data can not be used because they are only accessible after deinterlacing and decoding.
  • One solution consists in testing several hypotheses of synchronization in parallel or sequentially by performing for each deinterlacing and decoding until the convergence of the process, that is to say until the bit error rate (which is an indicator of Viterbi's algorithm) is weak. This mobilizes a significant computational load and complicates the architecture of the receiver.
  • Another solution has been proposed in the case of the Galileo system.
  • the invention provides a method of transmitting a radio navigation signal which comprises coded and interleaved data, mainly characterized in that the signal comprises a channel modulated by the coded and interleaved data and another non-modulated channel by this data, and in that the channel not modulated by this data comprises a known code Cp making it possible to synchronize on reception the deinterlacing of the interleaved data.
  • this code of the pilot channel is used to carry out synchronization without having to deinterlace and decode the unknown data of the data channel and without reducing the useful bit rate.
  • the interleaving and the deinterlacing are obtained from a memory comprising rows and columns having respectively M and N memory cells.
  • the interleaving can also be matrix and the known code Cp has a length multiple of MN.
  • the data are coded using an error correcting code, for example a “FEC” code.
  • the channel not modulated by the data further comprises a primary code, the known code Cp then being designated secondary code Csp.
  • the subject of the invention is also a transmitter of a radio navigation signal comprising a data generator, a data coding device, a device for interleaving coded data, characterized in that it comprises a Cd code generator intended generating a signal modulated by the coded and interleaved data and a Cp code generator decorrelated from the Cp code and intended to generate a signal not modulated by this data.
  • the so-called convolutional interleaver comprises a memory which comprises rows and columns each having M memory boxes, and the code generator Cp is intended to generate a code of length equal to a multiple of M.
  • the so-called matrix interleaving device comprises a memory which comprises rows and columns having respectively M and N memory boxes and the code generator Cp is intended to generate a code of equal length to a multiple of MN
  • the invention also relates to a receiver of at least one radio navigation signal comprising coded and interleaved data modulated by a Cd code, the receiver being equipped with a reception channel for each radio navigation signal, and comprising for at least one reception channel, a code generator capable of demodulating the radio navigation signal so as to obtain r coded and interleaved data, a deinterlacing device for coded data, characterized in that the reception channel comprising two channels, the deinterlacing device is on a first channel and in that it comprises on the second channel, a generator another Cp code decorrelated from the Cd code, and intended to synchronize the deinterlacing device.
  • FIG. 1a schematically represents an example of data encoder, based on the use of 6 shift registers; in FIG. 1 are represented the data bits before coding and the symbols Dc ⁇ t) obtained after coding, according to the example of FIG. 1a, FIG. 2a schematically represents an example of symbols Dcod, at the input of a device d interlacing, and interlaced symbols
  • FIGS. 2b and 2c examples of arrangement of memory compartments making it possible to obtain a convolutional or matrix interleaving are respectively represented in FIGS. 2b and 2c
  • FIG. 3 schematically represents the main components of a known transmitter based on the use of an error correcting code and of an interlacing
  • FIG. 4 diagrammatically represents examples of signals used for transmission
  • FIG. 5 diagrammatically represents an example of a known receiver comprising a decoding device and a deinterlacing device
  • FIG. 6 diagrammatically represents an example of integration interval
  • examples of the arrangement of memory cells making it possible to obtain a deinterlacing corresponding to the convolutional interleaving of the emission is shown in FIG. 7a;
  • FIG. 7a examples of the arrangement of memory cells making it possible to obtain a deinterlacing corresponding to the convolutional interleaving of the emission is shown in FIG. 7a;
  • FIG. 7a examples of the arrangement of memory cells making it possible to obtain a deinterlacing corresponding to the convolution
  • FIG. 7b are shown examples of interleaved symbols D at t, and the deinterleaved symbols D ⁇ dft), respectively at the input and at the output of the deinterlacing device
  • FIG. 8 schematically represents the main components of a transmitter according to the invention
  • FIG. 9 diagrammatically represents an example of a receiver according to the invention
  • FIG. 10 diagrammatically represents an example of product code of a primary code C pp and a secondary code C pp
  • FIG. 11a schematically represents an example of signal from the pilot channel which includes a secondary code C s (t)
  • FIG. 11b schematically represents an example of interleaved symbols D at t of the data channel, at the input of the deinterlacing device
  • FIG. 11c illustrates an example of convolutional deinterlacing.
  • FIG. 1a Illustrated in FIG. 1a is an example of a data encoder, based on the use of 6 shift registers, that is to say on the use of 7 consecutive bits, bit n , bit n- bit n - 6 bit n - 6 -
  • the data D (t) is presented in the form of bits at the input of the encoder according to a bit rate d.
  • the coder supplies the coded data in the form of symbols a n (t) and b n (t) at a rate 2d.
  • a n bit n X bîtn-4 X bitn-5
  • bn bitn X bitn-2 x bit n -4 x bit n -6
  • FIG. 1b are represented the data bits D (t) before coding and the symbols D cod (t) obtained after coding, according to the example of FIG. 1a.
  • Dcod (t) ai bi a 2 b 2 .... a n b n ...
  • the symbols D ⁇ d (t) obtained at the output of the encoder are then interleaved according to a convolutional or matrix mode or other.
  • FIG. 2a shows the symbols Dc od , at the input of the interleaving device, and the interleaved symbols D ent (t), intended to be transmitted.
  • the interleaving device comprises memory boxes arranged in a table: at the input, the symbols are written in lines and, at the output, the symbols are read in columns, which produces the interleaving. Line changes are indicated in Figure 2a.
  • the interleaving obtained is convolutional or matrix or other. Examples of arrangement of memory cells 1 making it possible to obtain a convolutional or matrix interleaving are respectively represented in FIGS. 2b and 2c.
  • the directions of writing the symbols in order (input, either D ⁇ d (t)) and read (output, or D in t (t)) interlaced symbols are indicated.
  • the interlaced symbols Dent are then modulated in a conventional manner by a spreading code and a carrier before being transmitted.
  • FIG. 3 shows the main components of a known transmitter based on the use of an error correcting code and an interleaving. It includes a device 12 for coding by an error correcting code (“FEC” acronym of the Anglo-Saxon expression
  • a complex multiplier Mp makes it possible to eliminate the carrier by multiplying the sampled signal by the complex signal e i ( ⁇ t + ⁇ ) coming from a servo loop of the carrier which notably comprises conventionally a carrier generator (cosine and sine table) and an NCO integrator (acronym of the English expression “Numerically Controlled Oscillator”).
  • the signal obtained is then correlated to a local primary code by means of a complex multiplier Me (or even more), each complex multiplier being associated with a complex integrator I.
  • the local code, replica of the transmitted code comes from a loop code servo which notably includes a generator Gc of local code and an integrator NCO. It will be recalled that the NCO integrators supply, from the speed controls updated by the servo loop at a frequency of less than 1 KHz, the phase of the carrier or of the code produced at the sampling frequency, ie a few MHz.
  • the memory cells are arranged in a table which has the same shape as for interleaving but the directions of writing (input) of the interlaced symbols and of reading (output) of the symbols in order are reversed with respect to the directions writing and reading adopted on the program.
  • FIG. 7b shows the interleaved symbols D ent , at the input of the deinterlacing device, and the deinterlaced symbols D c o d Ct), intended to be decoded. Column changes have been indicated in FIG. 7b.
  • the coded symbols Dcod (t) obtained are then decoded by means of a device for implementing the Viterbi algorithm, "FEC " 1 "to obtain the data D (t). But the deinterlacing is not a time invariant process and it therefore requires synchronization when the deinterlacing begins to determine the instants of column changes at the input of the deinterlacing device.
  • the method according to the invention consists in using a radio navigation signal comprising two channels, one called the data channel, the other pilot channel, and in using this pilot channel to synchronize the deinterlacing on reception: - the data channel corresponds to the ( traditional signal consisting of a carrier modulated by a known spreading code C d (t) and by a priori unknown data, - the pilot channel is a signal produced like the traditional signal consisting of a carrier of the same frequency as that of the data channel, modulated by a known spreading code C p (t) but not modulated by unknown data.
  • the code C p (t) comprises a sequence of data known in advance which is used at reception to allow direct synchronization; it is also decorrelated from the code C d (t).
  • a code is generally chosen whose period is long. This makes it possible to reduce the intercorrelations between the codes from a satellite to the aut re and therefore to better differentiate the satellites between them. This also has the advantage of better combating narrowband interference.
  • this pilot channel code is used to perform synchronization without having to deinterleave and decode the unknown data of the data channel.
  • FIG. 8 shows the main components of a transmitter according to the invention based on the use of an error correcting code, of an interleaving and on the use of two pilot and data channels.
  • the data channel comprises an encoder comprising a device for coding by an error correcting code 12 and an interleaving device 14, a Cd spreading code generator 20, a carrier generator 30, a modulator 40, an amplifier 50 of coefficient A, which produce a data signal S d (t);
  • the pilot channel it comprises a spreading code generator Cp 20 ', a carrier generator 30', a modulator 40 ', an amplifier 50' of coefficient Ap which produce a pilot signal S p (t).
  • An example of a receiver according to the invention is shown in FIG. 9.
  • a complex multiplier Mp then makes it possible to eliminate the carrier by multiplying the sampled signal by the complex signal e l ( ⁇ t + ⁇
  • the signal obtained is then correlated on the one hand to a local code of the pilot channel, and on the other hand to a local code of the given channel, by means of a complex multiplier (or even more) per channel, each complex multiplier being associated with a complex integrator I; the multipliers are respectively designated Mcp and Mcd.
  • each of the signals obtained is integrated at intervals by means of the integrators I.
  • the local codes respectively come from a code control loop which notably includes a generator Gcp of local code for the pilot channel, a generator Gcd local code for the data channel and an NCO integrator.
  • the signal z p for the pilot channel and the signal z d for the data channel are obtained:
  • Z d (n) V [nT, (n + 1) T] S p (t). e ⁇ . C d (t) dt (1) + 1 / ⁇ I [n ⁇ , (n + i) ⁇ S d (t). e ⁇ . C d (t) dt (2) + V T J [nT, (n + 1) T] Sperturbations (t) • e j ( ⁇ t + ⁇ ) .
  • C d (t) dt (3) (1) V ⁇ J [n ⁇ , (n + i) - ⁇ - sin ( ⁇ t). C p (t). "J ** ⁇ . C d (t) dt (2) ⁇ V T J [nT, (n + DT].
  • the spreading code C p (t) of the pilot channel is the product of two codes, a primary code C pp (t) and a secondary code C sp (t) notably for the following reason .
  • the duration of acquisition of the received signal is proportional to the length of the code: when the code is the product of a primary code by a secondary code, the acquisition can be carried out from only the primary code, which considerably reduces the acquisition time, the secondary code being that used for synchronization of the deinterlacing.
  • the acquisition consists in synchronizing the local code with the code received by an energy search: the receiver tests all possible delays of the local code compared to the received code (delays limited to the wavelength of the code) , from half code chip to half code chip, until it obtains the correlation peak which appears when the local code and the received code are in phase and which is detected at the output of the integrators.
  • the primary code C pp (t) has a high frequency and a short length T pp and the secondary code C sp (t) has a frequency equal to the inverse of the length of the primary code and a length T sp multiple of M or of MN depending on whether the interleaving is convolutional or matrix.
  • FIG. 11a shows the signal of the pilot channel in which are included the known periodic sequences also designated code C sp (t) and FIG.
  • the spreading code C p (t) of the pilot track is the product of three codes according to the same principle, a primary code, a secondary code and a tertiary code, the latter being used for synchronization of deinterlacing.
  • the primary pilot code can be identical to the primary code of the given channel, the secondary pilot code decorrelated from the secondary code of the given channel, and the tertiary code multiple of M or MN depending on whether the interleaving is convolutional or matrix.
  • the introduction of these secondary or tertiary codes increases the period of the global code of the pilot channel and therefore the spectral spreading of the jammer, which has the advantage of improving the resistance to narrowband interference.
  • the receiver acquires by a first synchronization of the local primary code with the received signal, (with a correlation of the received signal with the primary code without correlation with the secondary code by integrating over the duration of a secondary code bit), then by a second synchronization of the local secondary code with the received signal (with a correlation of the received signal with the primary and secondary codes by integrating over a duration independent of the codes).
  • the second synchronization is obtained by an energy search: the receiver tests all possible delays of the local secondary code compared to the secondary code received (delays limited to the wavelength of the code), from chip to chip, up to what it obtains the correlation peak which appears when the local secondary code and the received secondary code are in phase and which is detected at the output of the integrators.
  • the spreading code C p (t) of the pilot channel is not the product of two codes.
  • C p (t ) dt z p % - ⁇ ' 2) + noise
  • the phase of the local carrier ⁇ is controlled relative to that of the received carrier, equal to 0.
  • the local code is thus synchronous with the code received and it is then immediate to know the moment where the deinterlacing begins: synchronization of the deinterlacing is thus carried out during the correlation by the Cp code.
  • the deinterlacing is carried out by means of a deinterlacing device Dice to obtain the coded symbols D cod (t) as already described in relation to FIG. 5.
  • the coded symbols Dc ⁇ d (t) obtained are decoded by means of d 'a device for implementing the Viterbi algorithm, "FEC " 1 "to obtain the data D (t).
  • the invention has been described in the case of a radio navigation signal transmitted by a satellite.
  • the receiver comprises a satellite reception channel, that is to say as many reception channels as radio navigation signals.
  • the receiver includes elements such as those described in relation to FIG. 9.
  • the radio navigation signal comes from one or more satellites. It can also come from one or more pseudolites.

Abstract

L'invention concerne un procédé de transmission d'un signal de radionavigation qui comprend des données codées et entrelacées ; le signal comporte une voie modulée par les données codées et entrelacées et une autre voie non modulée par ces données, et la voie non modulée par ces données comprend un code connu Cp permettant de synchroniser à la réception le désentrelacement des données entrelacées.

Description

PROCEDE DE TRANSMISSION D'UN SIGNAL DE RADIONAVIGATION
L'invention concerne la transmission d'un signal de radionavigation. La radionavigation par satellites permet d'obtenir la position d'un récepteur à partir de signaux émis par des satellites. Dans les systèmes de radionavigation actuels tels que les systèmes GPS (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Global Positionning System ») ou GLONASS, les satellites émettent un signal constitué d'une porteuse modulée par un code d'étalement connu, à haute fréquence (quelques MHz), et par des données a priori inconnues, à basse fréquence (50 Hz typiquement). De manière générale, les systèmes de radionavigation par satellites, actuels ou futurs sont désignés systèmes GNSS (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Global Navigation Satellite System »). Pour des raisons de robustesse et d'intégrité de la restitution des données reçues, les futurs systèmes de navigation tels que le système GALILEO, utiliseront des techniques de codage des données à l'émission permettant de détecter et de corriger automatiquement les erreurs à la réception. Une technique connue consiste à utiliser à l'émission un codage convolutif utilisant des registres à décalage et introduisant une redondance, et à la réception un décodage basé sur l'algorithme de Viterbi. Cette technique est généralement associée à l'émission, à un entrelacement des bits de données préalablement codées et à la réception à un désentrelacement des données reçues, avant leur décodage. Cela permet de traiter les erreurs de bits consécutives dues à une perturbation dans le canal de transmission entre l'antenne de l'émetteur et celle du récepteur, en dispersant les bits erronés et en les reconstituant par redondance. Mais le désentrelacement n'est pas un processus invariant dans le temps et il nécessite une synchronisation lorsque débute le désentrelacement. Les bits de données permettent de réaliser cette synchronisation mais dans le cas de certains entrelacements, les bits de données ne peuvent être utilisés car ils ne sont accessibles qu'après désentrelacement et décodage. Une solution consiste à essayer plusieurs hypothèses de synchronisation en parallèle ou en séquentiel en effectuant pour chacune le désentrelacement et le décodage jusqu'à la convergence du processus c'est- à-dire jusqu'à ce que le taux d'erreur de bits (qui est un indicateur de l'algorithme de Viterbi) soit faible. Cela mobilise une charge de calcul importante et complique l'architecture du récepteur. Une autre solution a été proposée dans le cas du système Galileo. Elle consiste à insérer dans le flux de bits de données, des séquences de bits reconnaissables, non codés ni entrelacés, et désignés par l'expression anglo-saxonne « Unique Word Insertion ». Cela permet de synchroniser directement le désentrelacement des bits reçus entre les séquences. L'inconvénient de cette solution est qu'elle réduit le débit utile car les bits de synchronisation ne contiennent pas d'information et que d'autre part elle oblige à interrompre le processus d'entrelacement des symboles ce qui le complique.
Un but important de l'invention est donc de synchroniser le désentrelacement sans rencontrer les inconvénients sus-mentionnés. Pour atteindre ce but, l'invention propose un procédé de transmission d'un signal de radionavigation qui comprend des données codées et entrelacées, principalement caractérisé en ce que le signal comporte une voie modulée par les données codées et entrelacées et une autre voie non modulée par ces données, et en ce que la voie non modulée par ces données comprend un code connu Cp permettant de synchroniser à la réception le désentrelacement des données entrelacées. Ainsi à la réception, on utilise ce code de la voie pilote pour réaliser la synchronisation sans avoir à désentrelacer et à décoder les données inconnues de la voie données et sans réduire le débit utile. Selon une caractéristique de l'invention, l'entrelacement et le désentrelacement sont obtenus à partir d'une mémoire comportant des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire. L'entrelacement est par exemple convolutif avec N=M et le code connu Cp présente une longueur multiple de M. L'entrelacement peut aussi être matriciel et le code connu Cp présente une longueur multiple de M.N. Selon une caractéristique de l'invention, les données sont codées en utilisant un code correcteur d'erreur, par exemple un code « FEC ». De préférence, la voie non modulée par les données comporte en outre un code primaire, le code connu Cp étant alors désigné code secondaire Csp. L'invention a aussi pour objet un émetteur d'un signal de radionavigation comprenant un générateur de données, un dispositif de codage des données, un dispositif d'entrelacement des données codées, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de code Cd destiné à générer un signal modulé par les données codées et entrelacées et un générateur de code Cp décorrélé du code Cp et destiné à générer un signal non modulé par ces données. Selon une caractéristique de l'invention, le dispositif d'entrelacement dit convolutif comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant chacunes M cases mémoire, et le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M. Selon une autre caractéristique de l'invention, le dispositif d'entrelacement dit matriciel comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire et le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.N. L'invention concerne également un récepteur d'au moins un signal de radionavigation comportant des données codées et entrelacées modulées par un code Cd, le récepteur étant équipé d'un canal de réception pour chaque signal de radionavigation, et comportant pour au moins un canal de réception, un générateur du code apte à démoduler le signal de radionavigation de manière à obtenir les données codées et entrelacées, un dispositif de désentrelacement des données codées, caractérisé en ce que le canal de réception comportant deux voies, le dispositif de désentrelacement est sur une première voie et en ce qu'il comporte sur la deuxième voie, un générateur d'un autre code Cp décorrélé du code Cd, et destiné à synchroniser le dispositif de désentrelacement. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit, faite à titre d'exemple non limitatif et en référence aux dessins annexés dans lequels : la figure 1a représente schématiquement un exemple de codeur de données, basé sur l'utilisation de 6 registres à décalage ; sur la figure 1 sont représentés les bits de données avant codage et les symboles Dc^t) obtenus après codage, selon l'exemple de la figure 1a, la figure 2a représente schématiquement un exemple de symboles Dcod, en entrée d'un dispositif d'entrelacement, et les symboles entrelacés
Dent(t), destinés à être émis ; des exemples de disposition de cases mémoire permettant d'obtenir un entrelacement convolutif ou matriciel sont respectivement représentés figures 2b et 2c, la figure 3 représente schématiquement les principaux composants d'un émetteur connu basé sur l'utilisation d'un code correcteur d'erreur et d'un entrelacement, la figure 4 représente schématiquement des exemples de signaux utilisés pour l'émission, la figure 5 représente schématiquement un exemple de récepteur connu comportant un dispositif de décodage et un dispositif de désentrelacement, la figure 6 représente schématiquement un exemple d'intervalle d'intégration, des exemples de disposition de cases mémoire permettant d'obtenir un désentrelacement correspondant à l'entrelacement convolutif de l'émission est représenté figure 7a ; figure 7b sont représentés des exemples de symboles entrelacés Dent, et les symboles désentrelacés D∞dft), respectivement en entrée et en sortie du dispositif de désentrelacement, la figure 8 représente schématiquement les principaux composants d'un émetteur selon l'invention, la figure 9 représente schématiquement un exemple de récepteur selon l'invention, la figure 10 représente schématiquement un exemple de code produit d'un code primaire Cpp et d'un code secondaire Cpp, la figure 11a représente schématiquement un exemple de signal de la voie pilote qui comporte un code secondaire Cs (t) ; la figure 11b représente schématiquement un exemple de symboles entrelacés Dent de la voie données, en entrée du dispositif de désentrelacement ; la figure 11c illustre un exemple de désentrelacement convolutif.
On a illustré figure 1a un exemple de codeur de données, basé sur l'utilisation de 6 registres à décalage, c'est-à-dire sur l'utilisation de 7 bits consécutifs, bitn, bitn-ι bitn-6- Les données D(t) sont présentées sous forme de bits en entrée du codeur selon un débit d. En sortie, le codeur fournit les données codées sous forme de symboles an(t) et bn(t) selon un débit 2d. Dans cet exemple, on obtient : an = bitn X bîtn-4 X bitn-5 X bitn-6 bn = bitn X bitn-2 x bitn-4 x bitn-6
Sur la figure 1b sont représentés les bits de données D(t) avant codage et les symboles Dcod(t) obtenus après codage, selon l'exemple de la figure 1a. On a : Dcod (t) = ai bi a2 b2 .... an bn ... Les symboles D∞d(t) obtenus en sortie du codeur sont ensuite entrelacés selon un mode convolutif ou matriciel ou autre. On va décrire un exemple d'entrelacement convolutif. Figure 2a sont représentés les symboles Dcod, en entrée du dispositif d'entrelacement, et les symboles entrelacés Dent(t), destinés à être émis. Le dispositif d'entrelacement comprend des cases mémoires disposées en tableau : en entrée, les symboles sont écrits par lignes et, en sortie les symboles sont lus par colonnes, ce qui produit l'entrelacement. On a indiqué figure 2a les changements de ligne. Selon la disposition de ces cases mémoire, l'entrelacement obtenu est convolutif ou matriciel ou autre. Des exemples de disposition de cases mémoire 1 permettant d'obtenir un entrelacement convolutif ou matriciel sont respectivement représentés figures 2b et 2c. Les sens d'écriture des symboles dans l'ordre (en entrée, soit D∞d(t) ) et de lecture (en sortie, soit Dent(t) ) des symboles entrelacés sont indiqués. Les symboles entrelacés Dent sont ensuite modulés de manière classique par un code d'étalement et une porteuse avant d'être émis. On a représenté figure 3, les principaux composants d'un émetteur connu basé sur l'utilisation d'un code correcteur d'erreur et d'un entrelacement. Il comprend un dispositif 12 de codage par un code correcteur d'erreur (« FEC » acronyme de l'expression anglo-saxonne
« Forward Corrector Error ») et un dispositif d'entrelacement 14, un générateur de code d'étalement 20, un générateur de porteuse 30, un modulateur 40, un amplificateur 50 de coefficient A et une antenne d'émission 60. On a représenté figure 4, des exemples de signaux utilisés pour l'émission : les symboles entrelacés Dent(t), le code d'étalement C(t), le signal Dent(t).C(t) obtenu, la porteuse cos(ωt) et le signal émis Sθ(t) qui est de la forme, S (t) = A. cos (ωt). C (t). Dent (t) La durée T d'un symbole de données Dent(t) est celle d'une séquence de code périodique. A la réception, le signal reçu Sr(t) est de la forme : Sr(t) = Se (t) + SperturbaHons(t) Avec Sperturbations = bruits + autres signaux.
Un exemple de récepteur connu est représenté figure 5. Un multiplicateur complexe Mp permet d'éliminer la porteuse en multipliant le signal échantillonné par le signal complexe ei(ωt+φ) issu d'une boucle d'asservissement de la porteuse qui comprend notamment de manière classique un générateur de porteuse (table de cosinus et sinus) et un intégrateur NCO (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Numerically Controlled Oscillator »). Le signal obtenu est alors corrélé à un code primaire local au moyen d'un multiplicateur complexe Me (voire plus), chaque multiplicateur complexe étant associé à un intégrateur complexe I. Le code local, réplique du code émis, est issu d'une boucle d'asservissement de code qui comprend notamment un générateur Gc de code local et un intégrateur NCO. On rappelle que les intégrateurs NCO fournissent à partir des commandes de vitesse mises à jour par la boucle d'asservissement à une fréquence inférieure à 1 KHz, la phase de la porteuse ou du code produite à la fréquence d'échantillonnage, soit quelques MHz.
On obtient en sortie de l'intégrateur I, le signal z :
Z(n) = 1/τ 1 [nT, (n+1)TJ Sregu(t) . β^ . C (t+τ) dt L'intervalle d'intégration correspond à la durée d'un symbole de données comme illustré figure 6. On suppose en outre que le code local C(t+τ) a été synchronisé avec le code reçu C(t) au cours d'une première phase d'acquisition, c'est-à-dire que τ = 0. En remplaçant SreÇu par Se + Spβrturbations , on obtient pour z : z(n) = 1/T J [„τ.(.»ιyr] Sé (t) . e*"*** . C (t) dt (1) +Vτ J [nT, (n+i rj Sperturbationstt) . θ"8*^ . C (t) dt (2) (1 ) = 1/γ I [nT, (n+1)TJ A. COS ((Ht) . C (t) . Dent(t) .ΘKα* φ) . C (t) dt (2) = bruit
Concernant le terme (1 ), on a : C (t) . C (t) = 1 En désignant nT+ la valeur suivant la transition nT (cf figure 6), on obtient finalement : z(n) = 1/2 A e* Dent(nT+) + bruit
On a ainsi éliminé la modulation par la porteuse et par le code d'étalement. Grâce à une boucle de phase de porteuse (« PLL » acronyme de l'expression anglo-saxonne « Phase Lock Loop »), on asservit la phase de la porteuse locale ψ par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0. On conserve finalement la modulation par les données codées entrelacées Dent. Celles-ci sont alors désentrelacées au moyen d'un dispositif de désentrelacement Dés pour obtenir les symboles codés Dcod(t). Le désentrelacement doit correspondre à l'entrelacement. Des exemples de disposition de cases mémoire permettant d'obtenir un désentrelacement correspondant à l'entrelacement de l'émission est représenté figure 7a. Il s'agit d'un désentrelacement convolutif. Les cases mémoire sont disposées dans un tableau qui a la même forme que pour l'entrelacement mais les sens d'écriture (en entrée) des symboles entrelacés et de lecture (en sortie) des symboles dans l'ordre sont inversés par rapport aux sens d'écriture et de lecture adoptés à l'émission. Figure 7b sont représentés les symboles entrelacés Dent, en entrée du dispositif de désentrelacement, et les symboles désentrelacés DcodCt), destinés à être décodés. On a indiqué figure 7b les changements de colonne. Les symboles codés Dcod(t) obtenus sont alors décodés au moyen d'un dispositif de mise en oeuvre de l'algorithme de Viterbi, « FEC"1 » pour obtenir les données D(t). Mais le désentrelacement n'est pas un processus invariant dans le temps et il nécessite donc une synchronisation lorsque débute le désentrelacement pour déterminer les instants de changements de colonne en entrée du dispositif de désentrelacement.
Le procédé selon l'invention consiste à utiliser un signal de radionavigation comportant deux voies, l'une appelée voie données, l'autre voie pilote, et à utiliser cette voie pilote pour synchroniser le désentrelacement à la réception : - la voie données correspond au (signal traditionnel constitué d'une porteuse modulée par un code d'étalement connu Cd(t) et par des données a priori inconnues, - la voie pilote est un signal produit comme le signal traditionnel constitué d'une porteuse de même fréquence que celle de la voie données, modulée par un code d'étalement connu Cp(t) mais non modulée par des données inconnues. Le code Cp(t) comprend une séquence de données connues à l'avance qui est utilisée à la réception pour permettre une synchronisation directe ; il est en outre décorrélé du code Cd(t). On choisit généralement un code dont la période est longue. Cela permet de diminuer les intercorrélations entre les codes d'un satellite à l'autre et donc de mieux différencier les satellites entre eux. Cela présente en outre l'avantage de mieux lutter contre les interférences à bande étroite. A la réception, on utilise ce code de la voie pilote pour réaliser la synchronisation sans avoir à désentrelacer et à décoder les données inconnues de la voie données. On a représenté figure 8, les principaux composants d'un émetteur selon l'invention basé sur l'utilisation d'un code correcteur d'erreur, d'un entrelacement et sur l'utilisation de deux voies pilote et données. Il comprend pour la voie données, un codeur comportant un dispositif de codage par un code correcteur d'erreur 12 et un dispositif d'entrelacement 14, un générateur de code d'étalement Cd 20, un générateur de porteuse 30, un modulateur 40, un amplificateur 50 de coefficient A , qui produisent un signal données Sd(t) ; il comprend pour la voie pilote un générateur de code d'étalement Cp 20', un générateur de porteuse 30', un modulateur 40', un amplificateur 50' de coefficient Ap qui produisent un signal pilote Sp(t). Il comprend en outre un sommateur 70 qui permet d'effectuer une sommation de ces signaux Sp+Sd et une antenne d'émission 60. Le signal émis Sé(t) est de la forme : Sé(t) = Sd(t) + Sp(t) avec Sd(t) = Ad. cos (ωt). Cd (t). Dent (t) Sp(t) = Ap. sin (ωt). Cp (t). Les voies pilote et données sont en quadrature de phase de porteuse à titre d'exemple. Cela permet de garder une enveloppe constante au niveau de l'énergie du signal émis. Dans la suite, on considérera pour simplifier le cas particulier où Ap=Ad=1. A la réception, le signal reçu Sr(t) est de la forme : Sr(t) = Se (t) + Sperturbations(t) Avec Spertur at ns = bruits + autres signaux. Un exemple de récepteur selon l'invention est représenté figure 9.
Un multiplicateur complexe Mp permet alors d'éliminer la porteuse en multipliant le signal échantillonné par le signal complexe el(<αt+<|,) issu d'une boucle d'asservissement de la porteuse qui comprend notamment de manière classique un générateur de porteuse (table de cosinus et sinus) et un intégrateur NCO (acronyme de l'expression anglo-saxonne « Numerically Coπtrolled Oscillator »). Le signal obtenu est alors corrélé d'une part à un code local de la voie pilote, et d'autre part à un code local de la voie données, au moyen d'un multiplicateur complexe (voire plus) par voie, chaque multiplicateur complexe étant associé à un intégrateur complexe I ; les multiplicateurs sont respectivement désignés Mcp et Mcd. Pour chaque voie, chacun des signaux obtenus est intégré par intervalles au moyen des intégrateurs I. Les codes locaux sont respectivement issus d'une boucle d'asservissement de code qui comprend notamment un générateur Gcp de code local pour la voie pilote, un générateur Gcd de code local pour la voie données et un intégrateur NCO. On obtient en sortie des intégrateurs I, le signal zp pour la voie pilote et le signal zd pour la voie données :
Zp(n) = 1/τ J [HT, (n+iyη Wt) . β*0*^ . Cp (t+τ) dt z (n) = 1/T I tnT. (n+i)τι Sreçu(t) . e*6^ . Cd (t+τ) dt
En remplaçant Sreçu par Sp + Sd+ SpΘrturbations. et en supposant également que le code local (pilote respectivement données) a été synchronisé avec le code reçu (pilote respectivement données) au cours d'une première phase d'acquisition, on obtient pour Z :
Zd(n) = V [nT,(n+1)T] Sp (t) . e^ . Cd (t) dt (1) + 1/τ I [nτ, (n+i)η Sd (t) . e^ . Cd (t) dt (2) +VT J [nT, (n+1)T] Sperturbations(t) • ej(ωt+φ) . Cd (t) dt (3) (1 ) = Vτ J [nτ, (n+i)-η - sin(ωt) . Cp (t) . «j**^ . Cd (t) dt (2) ≈ VT J [nT, (n+DT] . COS(ωt). Dent (t). Cd (t) . ΘKŒ +) . Cd(t) dt (3) = bruit Le terme (1) est nul puisque les codes données Cd et pilote Cp sont décorrélés. On obtient finalement pour Zd : zd (n) = Y* e*φ Denf (nT+) + bruit On a ainsi éliminé pour la voie données, la modulation par la porteuse et par le code d'étalement. Grâce à une boucle de phase de porteuse, on asservit la phase de la porteuse locale φ par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0. On conserve finalement la modulation par les données codées entrelacées Dent.
On obtient pour zp : zp(n) = 1/τ +i)τ] Sp (t) . ei(ωt+φ) . Cp (t) dt (1) + T J [nT, (n+1)TJ Sd (t) . β^* . Cp (t) dt (2) +Vτ J [nT, (n+1)T] Sperturbatl0ns(t) - β"** . Cp (t) dt (3) (1 ) = 1/τ 1 [nτ. (n+i)τj . sin(ωt) . Cp (t) . e*0*^ . Cp (t) dt (2) = 1/T J [nT, (n+1)TJ . cos(ωt). Dent (t). Cd (t) . e1^ . Cp(t) dt (3) ≈ bruit
Le terme (2) est nul puisque les codes données Cd et pilote Cp sont décorrélés. Concernant le terme (1 ), on distingue plusieurs cas selon la façon dont est constitué le code pilote. Selon un premier mode de réalisation, le code d'étalement Cp(t) de la voie pilote est le produit de deux codes, un code primaire Cpp(t) et un code secondaire Csp(t) notamment pour la raison suivante. La durée d'acquisition du signal reçu est proportionnelle à la longueur du code : lorsque le code est le produit d'un code primaire par un code secondaire, l'acquisition peut être réalisée à partir du seul code primaire, ce qui réduit considérablement la durée d'acquisition, le code secondaire étant celui utilisé pour la synchronisation du désentrelacement. On rappelle que l'acquisition consiste à synchroniser le code local avec le code reçu par une recherche d'énergie : le récepteur teste tous les retards possibles du code local par rapport au code reçu (retards limités à la longueur d'onde du code), de demi-chip de code en demi-chip de code, jusqu'à ce qu'il obtienne le pic de corrélation qui apparaît lorsque le code local et le code reçu sont en phase et qui est détecté en sortie des intégrateurs. Le code primaire Cpp(t) a une fréquence élevée et une longueur courte Tpp et le code secondaire Csp(t) a une fréquence égale à l'inverse de la longueur du code primaire et une longueur Tsp multiple de M ou de M.N selon que l'entrelacement est convolutif ou matriciel. On a représenté figure
10, un exemple de code primaire Cpp(t) et de code secondaire Csp(t). Dans ce cas, à la réception, on élimine la modulation par le code primaire pour la voie pilote pour ne garder que la modulation par le code secondaire qui est utilisé pour la synchronisation du désentrelacement. On obtient en intégrant sur la durée d'un bit de code secondaire : (1 ) = 1/τ J [nτ, (n+iyπ sin(ωt) . Cpp (t). Csp (t) . e1'^ . Cpp (t) dt zp(n) = 1>έ ei(φ-π/2) Csp (t) + bruit
On a éliminé pour la voie pilote cette fois, la modulation par la porteuse et par le code primaire. Grâce à une boucle de phase de porteuse, on asservit la phase de la porteuse locale φ par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0. On conserve finalement la modulation par le code secondaire Csp. Il suffit alors de reconnaître la séquence de code secondaire pour déterminer quelle transition correspond au début de la séquence périodique de désentrelacement. La synchronisation du désentrelacement est ainsi réalisée après la corrélation par le code primaire. On a représenté figure 11a, le signal de la voie pilote dans lequel sont incluses les séquences périodiques connues aussi désignées code Csp(t) et figure 11b, les symboles entrelacés Dent de la voie données, en entrée du dispositif de désentrelacement, c'est-à-dire prêts à être écrits dans ce dispositif sous forme de colonnes. Les changements de colonne lors de l'écriture sont également indiqués. Le tableau représenté figure 11c, est celui d'un exemple de désentrelacement convolutif, avec N=M. Selon une variante de l'invention, le code d'étalement Cp(t) de la voie pilote est le produit de trois codes selon le même principe, un code primaire, un code secondaire et un code tertiaire, ce dernier étant utilisé pour la synchronisation du désentrelacement. Le code primaire pilote peut être identique au code primaire de la voie données, le code secondaire pilote décorrélé du code secondaire de la voie donnée, et le code tertiaire multiple de M ou M.N selon que l'entrelacement est convolutif ou matriciel. L'introduction de ces codes secondaire ou tertiaire augmente la période du code global de la voie pilote et donc l'étalement spectral du brouilleur ce qui présente l'avantage d'améliorer la résistance aux interférences à bande étroite. Selon un autre mode de réalisation, le récepteur effectue l'acquisition par une première synchronisation du code primaire local avec le signal reçu, (avec une corrélation du signal reçu avec le code primaire sans corrélation avec le code secondaire en intégrant sur la durée d'un bit de code secondaire), puis par une seconde synchronisation du code secondaire local avec le signal reçu (avec une corrélation du signal reçu avec les codes primaire et secondaire en intégrant sur une durée indépendante des codes). La seconde synchronisation est obtenue par une recherche d'énergie : le récepteur teste tous les retards possibles du code secondaire local par rapport au code secondaire reçu (retards limités à la longueur d'onde du code), de chip en chip, jusqu'à ce qu'il obtienne le pic de corrélation qui apparaît lorsque le code secondaire local et le code secondaire reçu sont en phase et qui est détecté en sortie des intégrateurs. Les codes locaux primaire et secondaire sont alors synchrones avec les codes primaire et secondaire reçus. Il est alors immédiat de connaître le moment où commence le désentrelacement : la synchronisation du désentrelacement est réalisée pendant la corrélation par le code secondaire. Selon un autre mode de réalisation, le code d'étalement Cp(t) de la voie pilote n'est pas le produit de deux codes. Dans ce cas, en intégrant sur une durée indépendante des codes, on obtient : ) = Vr / [nτ, (n-wi sin(ωt) . Cp (t). ei(ωt+φ) . Cp (t) dt zp= % -π'2) + bruit On a éliminé la modulation par la porteuse et par le code Cp.
Grâce à une boucle de phase de porteuse, on asservit la phase de la porteuse locale φ par rapport à celle de la porteuse reçue, égale à 0. Le code local est ainsi synchrone avec le code reçu et il est alors immédiat de connaître le moment où commence le désentrelacement : la synchronisation du désentrelacement est ainsi réalisée pendant la corrélation par le code Cp. Le désentrelacement est effectué au moyen d'un dispositif de désentrelacement Dés pour obtenir les symboles codés Dcod(t) comme déjà décrit en relation avec la figure 5. De même les symboles codés Dc©d(t) obtenus sont décodés au moyen d'un dispositif de mise en oeuvre de l'algorithme de Viterbi, « FEC"1 » pour obtenir les données D(t). On a décrit l'invention dans le cas d'un signal de radionavigation émis par un satellite. On peut l'étendre à plusieurs satellites émettant chacun un signal de radionavigation sur la même porteuse. Dans ce cas, le récepteur comprend un canal de réception par satellite, c'est-è-dire autant de canaux de réception que de signaux de radionavigation. Pour chaque canal de réception recevant un signal tel que décrit, le récepteur comprend les éléments tels que ceux décrits en relation avec la figure 9. De manière générale le signal de radionavigation provient d'un ou plusieurs satellites. Il peut aussi provenir d'un ou plusieurs pseudolites.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de transmission d'un signal de radionavigation qui comprend des données codées et entrelacées, caractérisé en ce que le signal comporte une voie modulée par les données codées et entrelacées et une autre voie non modulée par ces données, et en ce que la voie non modulée par ces données comprend un code connu Cp permettant de synchroniser à la réception le désentrelacement des données entrelacées.
2. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l'entrelacement et le désentrelacement sont obtenus à partir d'une mémoire comportant des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire.
3. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l'entrelacement est convolutif et N=M et en ce que le code connu Cp présente une longueur multiple de M.
4. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'entrelacement est matriciel et le code connu Cp présente une longueur multiple de M.N.
5. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les données sont codées en utilisant un code correcteur d'erreur.
6. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le code correcteur d'erreur est un code « FEC ».
7. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la voie modulée par les données est également modulée par un code d'étalement connu Cd, le code Cd étant décorrélé du code Cp.
8. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que la voie non modulée par les données comporte en outre un code primaire Cpp, le code connu Cp étant alors désigné code secondaire Csp.
9. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal de radionavigation est émis par un satellite ou un pseudolite.
10. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal de radionavigation est un signal GNSS.
11. Emetteur d'un signal de radionavigation comprenant un générateur de données, un dispositif de codage des données, un dispositif d'entrelacement des données codées, caractérisé en ce qu'il comporte un générateur de code Cd destiné à générer un signal modulé par les données codées et entrelacées et un générateur de code Cp décorrélé du code Cd et destiné à générer un signal non modulé par ces données.
12. Emetteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le dispositif d'entrelacement comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant chacune M cases mémoire et en ce que le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.
13. Emetteur selon la revendication 11, caractérisé en ce que le dispositif d'entrelacement comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire et en ce que le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.N.
14. Emetteur selon l'une des revendications 11 à 13, caractérisé en ce que le dispositif de codage des données est un dispositif à code correcteur d'erreur.
15. Emetteur selon l'une des revendications 11 à 14, caractérisé en ce que le signal de radionavigation est un signal GNSS.
16. Récepteur d'au moins un signal de radionavigation comportant des données codées et entrelacées modulées par un code Cd, le récepteur étant équipé d'un canal de réception pour chaque signal de radionavigation, et comportant pour au moins un canal de réception, un générateur du code apte à démoduler le signal de radionavigation de manière à obtenir les données codées et entrelacées, un dispositif de désentrelacement des données codées, caractérisé en ce que le canal de réception comportant deux voies, le dispositif de désentrelacement est sur une première voie et en ce qu'il comporte sur la deuxième voie, un générateur d'un autre code Cp décorrélé du code Cd, et destiné à synchroniser le dispositif de désentrelacement.
17. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'il comporte sur la première voie un dispositif de décodage des données désentrelacées.
18. Récepteur selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le dispositif de décodage est apte à mettre en œuvre l'algorithme de Viterbi.
19. Récepteur selon Tune des revendications 16 à 18, caractérisé en ce que le dispositif de désentrelacement comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant respectivement M et N cases mémoire et en ce que le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.N.
20. Récepteur selon l'une des revendications 16 à 18, caractérisé en ce que le dispositif de désentrelacement comprend une mémoire qui comporte des lignes et des colonnes présentant chacune M cases mémoire et en ce que le générateur de code Cp est destiné à générer un code de longueur égale à un multiple de M.
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