CA2292257C - Methode et dispositif d'acquisition synchronisee de signaux sismiques - Google Patents
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Abstract
Méthode et dispositif d'acquisition synchronisée de signaux sismiques par une ou plusieurs unités d'acquisition adaptées à la numérisation de signaux sismiques, permettant d'obtenir pour chaque signal, une série y[n] d'échantillons de ces signaux, rééchelonnée depuis un instant de référence, à partir d'une première série x[n] d'échantillons numérisés de ce signal sismique produits depuis un instant initial quelconque antérieur à l'instant de référence. - La méthode comporte essentiellement la détection d'un signal de synchronisation indicatif de cet instant de référence (T R), la mesure de l'écart de temps effectif (D) entre l'instant de référence et l'instant initial, la détermination de coefficients d'un filtre numérique (F) propre à compenser la partie fractionnaire (d) de l'écart de temps effectif mesuré, et l'application de ce filtre numérique de compensation à la première série d'échantillons, permettant d'obtenir une série d'échantillons numérisés rééchelonnée depuis l'instant de référence. Pour accélérer la détermination des coefficients du filtre qui dépendent de l'écart D observé, on préfère précalculer les coefficients d'un certain nombre de filtres intermédiaires correspondant à des fractions déterminées du pas d'échantillonnage. - Application à la prospection ousurveillance sismique, à la détection des tremblements de terre, etc.
Description
MÉTHODE ET DISPOSITIF D'ACQUISITION SYNCHRONISÉE
DE SIGNAUX SISMIQUES
La présente invention concerne une méthode d'acquisition synchronisée de signaux sismiques permettant une resynchronisation de l'acquisition de signaux sismiques sur un événement extérieur, et un dispositif pour sa mise en oeuvre.
La méthode selon l'invention trouve des applications dans de nombreux domaines où l'on doit échantillonner par exemple différents signaux mesurés, au moyen de plusieurs chaînes d'acquisition différentes en imposant que les séries d'échantillons prélevés soient sensiblement en synchronisme avec un événement extérieur. C'est le cas notamment dans le domaine de l'exploration sismique où l'on veut fixer pour un système d'acquisition, un instant initial à partir duquel enregistrer des signaux sismiques significatifs.
L'instant de référence initial généralement choisi est l'instant de déclenchement d'une source d'ondes sismiques. Les ondes émises se propagent dans le sous-sol et sont reçues par des capteurs sismiques répartis à la surface du sol par exemple.
Les signaux délivrés par ces capteurs sont transmis à une station centrale de commande et d'enregistrement, généralement par l'intermédiaire de dispositifs d'acquisition répartis sur le terrain. Chacun d'eux est adapté à amplifier, filtrer, numériser et mémoriser tous les signaux captés consécutivement à chaque déclenchement de la source. Les données mémorisées sont transmises à une station centrale depuis chaque dispositif d'acquisition à
intervalles fixes (après chaque cycle d'émission-réception par exemple) ou au fil de l'eau , dès qu'un intervalle de temps de transmission est disponible. Des systèmes d'acquisition sismiques sont décrits par exemple dans les brevets FR 2 511 772 (US 4 583 206) ou FR 2 538 194 (US 4 628 494).
Dans chaque appareil d'acquisition, les signaux sismiques sont appliqués à une chaîne d'acquisition. Une structure classique de chaîne d'acquisition comporte un préamplificateur à gain fixe, un filtre passe-haut, un filtre passe-bas anti-repliement (anti-aliasing) et un convertisseur analogique-numérique (ADC). Les convertisseurs délivrent par exemple des mots numériques de 24 bits. Ce sont par exemple des convertisseurs analogique-numérique à suréchantillonnage (de type sigma-delta) associés à des filtres numériques (FIR).
DE SIGNAUX SISMIQUES
La présente invention concerne une méthode d'acquisition synchronisée de signaux sismiques permettant une resynchronisation de l'acquisition de signaux sismiques sur un événement extérieur, et un dispositif pour sa mise en oeuvre.
La méthode selon l'invention trouve des applications dans de nombreux domaines où l'on doit échantillonner par exemple différents signaux mesurés, au moyen de plusieurs chaînes d'acquisition différentes en imposant que les séries d'échantillons prélevés soient sensiblement en synchronisme avec un événement extérieur. C'est le cas notamment dans le domaine de l'exploration sismique où l'on veut fixer pour un système d'acquisition, un instant initial à partir duquel enregistrer des signaux sismiques significatifs.
L'instant de référence initial généralement choisi est l'instant de déclenchement d'une source d'ondes sismiques. Les ondes émises se propagent dans le sous-sol et sont reçues par des capteurs sismiques répartis à la surface du sol par exemple.
Les signaux délivrés par ces capteurs sont transmis à une station centrale de commande et d'enregistrement, généralement par l'intermédiaire de dispositifs d'acquisition répartis sur le terrain. Chacun d'eux est adapté à amplifier, filtrer, numériser et mémoriser tous les signaux captés consécutivement à chaque déclenchement de la source. Les données mémorisées sont transmises à une station centrale depuis chaque dispositif d'acquisition à
intervalles fixes (après chaque cycle d'émission-réception par exemple) ou au fil de l'eau , dès qu'un intervalle de temps de transmission est disponible. Des systèmes d'acquisition sismiques sont décrits par exemple dans les brevets FR 2 511 772 (US 4 583 206) ou FR 2 538 194 (US 4 628 494).
Dans chaque appareil d'acquisition, les signaux sismiques sont appliqués à une chaîne d'acquisition. Une structure classique de chaîne d'acquisition comporte un préamplificateur à gain fixe, un filtre passe-haut, un filtre passe-bas anti-repliement (anti-aliasing) et un convertisseur analogique-numérique (ADC). Les convertisseurs délivrent par exemple des mots numériques de 24 bits. Ce sont par exemple des convertisseurs analogique-numérique à suréchantillonnage (de type sigma-delta) associés à des filtres numériques (FIR).
2 Des convertisseurs à suréchantillonnage produisent des mots numériques d'un format plus réduit que les convertisseurs classiques mais avec une fréquence beaucoup plus élevée. La dynamique normale est rétablie en appliquant aux signaux issus du convertisseur, un filtre numérique dit de décimation qui, outre ses fonctions de filtrage anti-repliement (anti-aliasing), est adapté à sommer un nombre déterminé
d'échantillons avec des pondérations appropriées comme il est bien connu des spécialistes.
Un convertisseur analogique-numérique numérise des séries d'échantillons analogiques prélevés sur un signal à des instants fixés par une horloge interne. Ce n'est pas un inconvénient quand le convertisseur fonctionne isolément. Cela le devient dans tous les cas où l'on cherche à fixer avec précision un instant initial de référence par rapport auquel une séquence d'événements est repérée et surtout quand on doit procéder à des acquisitions de signaux par un ensemble de convertisseurs différents.
Dans les opérations de prospection sismique notamment, les ondes sismiques émanant du sous-sol à la suite de l'émission par une source de signaux sismiques, sont captées par une multiplicité de récepteurs et sont converties en échantillons numérisés par un ensemble souvent important de chaînes d'acquisition différentes pourvues chacune d'un convertisseur analogique-numérique. On choisit un instant de référence, généralement celui où la source sismique est déclenchée et l'on cherche à caler par rapport à cet instant le premier échantillon significatif prélevé par les différents convertisseurs, sur chacun des signaux captés par les récepteurs. Si l'instant d'échantillonnage de chaque convertisseur ne dépend que d'une horloge interne, il n'a donc aucune raison d'être synchronisé
sur l'événement extérieur choisi comme référence. Il s'ensuit donc un certain retard aléatoire (ou jitter) qui est généralement différent d'une chaîne d'acquisition à une autre. La conséquence en est un manque de synchronisation qui est très gênant quand on doit procéder à des combinaisons de signaux reçus et acquis par des chaînes d'acquisition différentes, comme c'est le cas généralement dans les traitements sismiques classiques.
Etat de la technique Par le brevet FR 2 666 946 (US 5 245 647) du demandeur, on connaît un dispositif d'échantillonnage de signaux comportant la combinaison d'un convertisseur à
sur-3o échantillonnage de type sigma-delta associé à un filtre numérique de type FIR réalisant la décimation de séries successives de suréchantillons et un dispositif pour synchi-oniser les
d'échantillons avec des pondérations appropriées comme il est bien connu des spécialistes.
Un convertisseur analogique-numérique numérise des séries d'échantillons analogiques prélevés sur un signal à des instants fixés par une horloge interne. Ce n'est pas un inconvénient quand le convertisseur fonctionne isolément. Cela le devient dans tous les cas où l'on cherche à fixer avec précision un instant initial de référence par rapport auquel une séquence d'événements est repérée et surtout quand on doit procéder à des acquisitions de signaux par un ensemble de convertisseurs différents.
Dans les opérations de prospection sismique notamment, les ondes sismiques émanant du sous-sol à la suite de l'émission par une source de signaux sismiques, sont captées par une multiplicité de récepteurs et sont converties en échantillons numérisés par un ensemble souvent important de chaînes d'acquisition différentes pourvues chacune d'un convertisseur analogique-numérique. On choisit un instant de référence, généralement celui où la source sismique est déclenchée et l'on cherche à caler par rapport à cet instant le premier échantillon significatif prélevé par les différents convertisseurs, sur chacun des signaux captés par les récepteurs. Si l'instant d'échantillonnage de chaque convertisseur ne dépend que d'une horloge interne, il n'a donc aucune raison d'être synchronisé
sur l'événement extérieur choisi comme référence. Il s'ensuit donc un certain retard aléatoire (ou jitter) qui est généralement différent d'une chaîne d'acquisition à une autre. La conséquence en est un manque de synchronisation qui est très gênant quand on doit procéder à des combinaisons de signaux reçus et acquis par des chaînes d'acquisition différentes, comme c'est le cas généralement dans les traitements sismiques classiques.
Etat de la technique Par le brevet FR 2 666 946 (US 5 245 647) du demandeur, on connaît un dispositif d'échantillonnage de signaux comportant la combinaison d'un convertisseur à
sur-3o échantillonnage de type sigma-delta associé à un filtre numérique de type FIR réalisant la décimation de séries successives de suréchantillons et un dispositif pour synchi-oniser les
3 échantillons délivrés avec un événement extérieur tel que l'instant de déclenchement d'une source sismique par exemple. La solution utilisée dans ce dispositif antérieur consiste essentiellement en une mémoire intercalée entre le convertisseur sigma-delta et le filtre décimateur, dans laquelle on mémorise en permanence une série de sur-échantillons. A la réception d'un signal de référence extérieur, le dispositif est adapté à
retrouver dans la mémoire intercalée les suréchantillons formés avant réception de ce signal et commander leur transfert dans le filtre décimateur de façon à produire le premier des échantillons resynchronisés.
Cette solution bien qu'étant parfaitement opérationnelle, présente l'inconvénient de l0 nécessiter des composants électroniques complexes et coûteux intercalés entre le modulateur delta-sigma et le filtre FIR anti-repliement : une mémoire et des moyens relativement complexes pour la gérer.
On connaît par ailleurs des techniques de traitement de retard fractionnaire (inférieur à l'unité) décrites notamment par :
- Laakso T.I. et al : Splitting the Unit Delay ; in IEEE Signal Processing Magazine ; 1996, qui permettent de procéder par le calcul à des recalages ou rééchelonnements dans le temps, de l'échantillonnage de signaux. On en rappelle brièvement ci-après quelques principes utiles pour la bonne compréhension de la méthode.
On désigne par x[n] une série d'échantillons numérisés Sk, Sk+i, S k+2=== S
k+p, etc.
2o prélevés (Fig.1) sur un signal de mesure depuis un instant initial to, avec un pas d'échantillonnage Ot, par un convertisseur analogique-numérique et par y[n]
une série d'échantillons S'1, S'2, S'3... S'P+i, etc., prélevés avec le même pas sur le même signal de mesure mais rééchelonnés dans le temps à partir d'un instant de référence TR
postérieur à
to. L'écart de temps de recalage D est un nombre réel positif.
En règle générale, ce nombre peut s'écrire D = int(D) + d où int(D) correspond à un nombre entier de périodes d'échantillonnage et d est une fraction de période.
On doit avoir : y[n] = x[n-D].
retrouver dans la mémoire intercalée les suréchantillons formés avant réception de ce signal et commander leur transfert dans le filtre décimateur de façon à produire le premier des échantillons resynchronisés.
Cette solution bien qu'étant parfaitement opérationnelle, présente l'inconvénient de l0 nécessiter des composants électroniques complexes et coûteux intercalés entre le modulateur delta-sigma et le filtre FIR anti-repliement : une mémoire et des moyens relativement complexes pour la gérer.
On connaît par ailleurs des techniques de traitement de retard fractionnaire (inférieur à l'unité) décrites notamment par :
- Laakso T.I. et al : Splitting the Unit Delay ; in IEEE Signal Processing Magazine ; 1996, qui permettent de procéder par le calcul à des recalages ou rééchelonnements dans le temps, de l'échantillonnage de signaux. On en rappelle brièvement ci-après quelques principes utiles pour la bonne compréhension de la méthode.
On désigne par x[n] une série d'échantillons numérisés Sk, Sk+i, S k+2=== S
k+p, etc.
2o prélevés (Fig.1) sur un signal de mesure depuis un instant initial to, avec un pas d'échantillonnage Ot, par un convertisseur analogique-numérique et par y[n]
une série d'échantillons S'1, S'2, S'3... S'P+i, etc., prélevés avec le même pas sur le même signal de mesure mais rééchelonnés dans le temps à partir d'un instant de référence TR
postérieur à
to. L'écart de temps de recalage D est un nombre réel positif.
En règle générale, ce nombre peut s'écrire D = int(D) + d où int(D) correspond à un nombre entier de périodes d'échantillonnage et d est une fraction de période.
On doit avoir : y[n] = x[n-D].
4 Pour obtenir un retard int(D), il suffit de retarder le signal initial x[n]
par une simple translation. Les échantillons de y[n] sont ceux de x[n] simplement décalés en indice (renumérotés) de int(D). L'échantillon numéroté k dans la première série par exemple, devient l'échantillon numéroté 1 dans la deuxième série, avec k. Ot = int(D).
Pour la partie fractionnaire de cet écart de temps, les échantillons recalés y[n] seront quelque part entre les valeurs de x[n] à deux positions successives d'échantillonnage par l'horloge locale et doivent correspondre au mieux aux amplitudes effectives des signaux échantillonnés à ces positions intermédiaires. Ce décalage avec rééchelonnement peut être obtenu par application d'un filtrage numérique F (Fig.2).
Avec les notations propres à la transformée en z, ce décalage par filtrage numérique peut être formulé :
Y(z) = X (z). z-D
La réponse en fréquence du filtre idéal HID est :
H;d = z-D = e-'(OD avec z= e-'w Les réponses en amplitude et en phase du filtre idéal pour tout co sont donc :
I Hid (e'o')I = 1 et arg[Hr,, le' ~] = 6.d (co) =-Dccw La phase est souvent représentée sous la forme d'un retard de phase défini par :
zP (oi) e r (w) retard ici égal à D.
La réponse impulsionnelle correspondante est obtenue par transformée de Fourier inverse :
h,d [11] = 27r f H;d(e''O )e'-' dco pour tout n, d' où :
l~'~ [n] _ sin[TC(~aàt - D)~ = 7r(nOt - D) sin c(nOt - D) pour tout n.
Ce filtre idéal ne peut être implémenté car sa réponse impulsionnelle est infiniment longue. Cependant il existe plusieurs méthodes permettant de s'approcher de cette solution idéale suffisamment près pour que la précision du recalage ou rééchelonnement dans le temps, reste compatible avec la précision attendue dans la pratique. Le choix de la méthode
par une simple translation. Les échantillons de y[n] sont ceux de x[n] simplement décalés en indice (renumérotés) de int(D). L'échantillon numéroté k dans la première série par exemple, devient l'échantillon numéroté 1 dans la deuxième série, avec k. Ot = int(D).
Pour la partie fractionnaire de cet écart de temps, les échantillons recalés y[n] seront quelque part entre les valeurs de x[n] à deux positions successives d'échantillonnage par l'horloge locale et doivent correspondre au mieux aux amplitudes effectives des signaux échantillonnés à ces positions intermédiaires. Ce décalage avec rééchelonnement peut être obtenu par application d'un filtrage numérique F (Fig.2).
Avec les notations propres à la transformée en z, ce décalage par filtrage numérique peut être formulé :
Y(z) = X (z). z-D
La réponse en fréquence du filtre idéal HID est :
H;d = z-D = e-'(OD avec z= e-'w Les réponses en amplitude et en phase du filtre idéal pour tout co sont donc :
I Hid (e'o')I = 1 et arg[Hr,, le' ~] = 6.d (co) =-Dccw La phase est souvent représentée sous la forme d'un retard de phase défini par :
zP (oi) e r (w) retard ici égal à D.
La réponse impulsionnelle correspondante est obtenue par transformée de Fourier inverse :
h,d [11] = 27r f H;d(e''O )e'-' dco pour tout n, d' où :
l~'~ [n] _ sin[TC(~aàt - D)~ = 7r(nOt - D) sin c(nOt - D) pour tout n.
Ce filtre idéal ne peut être implémenté car sa réponse impulsionnelle est infiniment longue. Cependant il existe plusieurs méthodes permettant de s'approcher de cette solution idéale suffisamment près pour que la précision du recalage ou rééchelonnement dans le temps, reste compatible avec la précision attendue dans la pratique. Le choix de la méthode
5 à utiliser dépend des critères spécifiques à respecter dans le cadre de l'application.
La méthode de filtrage à mettre en oeuvre doit correspondre à certains impératifs liés aux moyens mis en oeuvre : bande passante des signaux à acquérir, fréquence d'échantillonnage, limitations techniques des moyens d'application du filtrage numérique (moyens de calcul) disponibles et précision attendue dans le calcul des échantillons recalés.
Dans le cadre d'une application à l'acquisition de données sismiquespar exemple, on impose que la bande passante du filtre soit compatible avec tous les signaux utiles portant l'information sismique et donc contienne par exemple l'intervalle de fréquence [0 Hz, 375 Hz], et aussi une fréquence d'échantillonnage de 1000 Hz des signaux sismiques.
On peut imposer que le recalage des échantillons soit effectué en temps réel, si les unités d'acquisition comportent des processeurs de signal puissants de type DSP par exemple, comme décrit dans les brevets précités, ce qui contribue également à faciliter l'implémentation du filtrage numérique.
Définition de l'invention La méthode d'acquisition synchronisée de signaux sismiques selon l'invention permet d'obtenir une série d'échantillons numérisés de chaque signal, qui soit rééchelonnée (recalée) dans le temps depuis au moins un instant de référence, à partir d'une première série d'échantillons numérisés de ces signaux sismiques produite depuis un instant initial quelconque antérieur à l'instant de référence, par une unité d'acquisition, avec un pas d'échantillonnage défini.
Elle est caractérisée en ce qu'elle comporte :
- la détection d'un signal de synchronisation indicatif de cet instant de référence (produit en réponse à la détection d'un événement) ;
- la mesure de l'écart de temps effectif (D) entre l'instant de référence et l'instant initial
La méthode de filtrage à mettre en oeuvre doit correspondre à certains impératifs liés aux moyens mis en oeuvre : bande passante des signaux à acquérir, fréquence d'échantillonnage, limitations techniques des moyens d'application du filtrage numérique (moyens de calcul) disponibles et précision attendue dans le calcul des échantillons recalés.
Dans le cadre d'une application à l'acquisition de données sismiquespar exemple, on impose que la bande passante du filtre soit compatible avec tous les signaux utiles portant l'information sismique et donc contienne par exemple l'intervalle de fréquence [0 Hz, 375 Hz], et aussi une fréquence d'échantillonnage de 1000 Hz des signaux sismiques.
On peut imposer que le recalage des échantillons soit effectué en temps réel, si les unités d'acquisition comportent des processeurs de signal puissants de type DSP par exemple, comme décrit dans les brevets précités, ce qui contribue également à faciliter l'implémentation du filtrage numérique.
Définition de l'invention La méthode d'acquisition synchronisée de signaux sismiques selon l'invention permet d'obtenir une série d'échantillons numérisés de chaque signal, qui soit rééchelonnée (recalée) dans le temps depuis au moins un instant de référence, à partir d'une première série d'échantillons numérisés de ces signaux sismiques produite depuis un instant initial quelconque antérieur à l'instant de référence, par une unité d'acquisition, avec un pas d'échantillonnage défini.
Elle est caractérisée en ce qu'elle comporte :
- la détection d'un signal de synchronisation indicatif de cet instant de référence (produit en réponse à la détection d'un événement) ;
- la mesure de l'écart de temps effectif (D) entre l'instant de référence et l'instant initial
6 - la détermination de coefficients d'un filtre numérique propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision fixée de compensation en temps ; et - l'application à la première série d'échantillons, du filtre numérique de compensation, permettant d'obtenir une série d'échantillons numérisés rééchelonnée depuis l'instant de référence.
Le calcul des coefficients du filtre fractionnaire comporte avantageusement une détermination directe de marges d'ondulation respectivement de l'amplitude et de la phase en fonction de l'erreur temporelle maximale (ENt) affectant le signal décalé
par le filtre 1o fractionnaire, ce qui permet de calculer les coefficients de ce filtre.
Suivant un mode préféré de mise en oeuvre, a) on détermine au préalable les valeurs des coefficients de N filtres numéiiques intermédiaires propres à compenser N valeurs d'écart de temps réparties sur la durée du pas d'échantillonnage des signaux sismiques par le convertisseur et on mémorise ces coefficients de filtrage ;
b) on calcule les coefficients du filtre numérique à retard fractionnaire propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré, par interpolation (de type interpolation de Lagrange par exemple) entre les coefficients des séries de coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus proches ; et c) on applique le filtre de compensation fractionnaire à la première série d'échantillons.
Le signal de synchronisation est engendré par exemple à la détection d'un signal sismique qui peut être l'onde de première arrivée émise au moment du déclenchement d'une source sismique (source impulsionnelle ou vibrateur(s)) ou bien encore à
l'identification (par corrélation) avec une signature connue ou bien à la détection d'un certain niveau d'énergie sismique, dans le cas d'une utilisation à la détection d'un tremblement de terre ou d'une explosion nucléaire, etc.
Le calcul des coefficients du filtre fractionnaire comporte avantageusement une détermination directe de marges d'ondulation respectivement de l'amplitude et de la phase en fonction de l'erreur temporelle maximale (ENt) affectant le signal décalé
par le filtre 1o fractionnaire, ce qui permet de calculer les coefficients de ce filtre.
Suivant un mode préféré de mise en oeuvre, a) on détermine au préalable les valeurs des coefficients de N filtres numéiiques intermédiaires propres à compenser N valeurs d'écart de temps réparties sur la durée du pas d'échantillonnage des signaux sismiques par le convertisseur et on mémorise ces coefficients de filtrage ;
b) on calcule les coefficients du filtre numérique à retard fractionnaire propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré, par interpolation (de type interpolation de Lagrange par exemple) entre les coefficients des séries de coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus proches ; et c) on applique le filtre de compensation fractionnaire à la première série d'échantillons.
Le signal de synchronisation est engendré par exemple à la détection d'un signal sismique qui peut être l'onde de première arrivée émise au moment du déclenchement d'une source sismique (source impulsionnelle ou vibrateur(s)) ou bien encore à
l'identification (par corrélation) avec une signature connue ou bien à la détection d'un certain niveau d'énergie sismique, dans le cas d'une utilisation à la détection d'un tremblement de terre ou d'une explosion nucléaire, etc.
7 La méthode selon l'invention est utilisable notamment dans un dispositif d'acquisition synchronisée de sianaux sismiques captés par des récepteurs sismiques en réponse à l'émission d'ondes élastiques dans le sol à des instants de référence par une ou plusieurs sources sismiques, ces récepteurs étant en contact avec le sol et connectés à au moins une unité d'acquisition sismique distante d'une station de commande.
Elle comporte l'acquisition avec un pas d'échantillonnage défini, d'au moins une série d'échantillons numérisés de ces signaux sismiques par un convertisseur analogique-numérique dans chaque unité d'acquisition depuis un instant initial antérieur à l'instant de référence, la détection par chaque unité d'acquisition, d'un si-nal de synchronisation indicatif de 1o l'instant de référence, la mesure de l'écart de temps effectif séparant l'instant initial de l'instant de référence (tenant compte éventuellement du temps de propagation de chaque signal de synchronisation jusqu'à chaque unité d'acquisition), la détermination des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision de compensation fixée et l'application du filtre de compensation à la première série d'échantillons, permettant la formation d'une série d'échantillons numérisés rééchelonnés depuis le dit instant de référence.
Suivant un mode de mise en oeuvre applicable à des opérations de prospection sismique dans lesquelles les ondes élastiques sont émises par plusieurs vibrateurs, la méthode comporte la détection par chaque unité d'acquisition, de signaux de synchronisation émis en réponse à l'émission des ondes par chacun des vibrateurs, et la mesure des écarts de temps effectifs correspondants, la détermination des coefficients des différents filtres numériques fractionnaires propres à compenser les différents écarts de temps effectifs mesurés, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision de compensation fixée, et l'application des différents filtres de compensation permettant la formation de séries d'échantillons numérisés rééchelonnées depuis l'instant de référence correspondant.
La méthode de numérisation telle qu'elle vient d'être définie, est avantageuse à plus d'un titre.
Elle peut fonctionner à partir de convertisseurs analogique-numérique d'un type courant, non modifiés et donc facilement disponibles, en coopération avec un moyen de
Elle comporte l'acquisition avec un pas d'échantillonnage défini, d'au moins une série d'échantillons numérisés de ces signaux sismiques par un convertisseur analogique-numérique dans chaque unité d'acquisition depuis un instant initial antérieur à l'instant de référence, la détection par chaque unité d'acquisition, d'un si-nal de synchronisation indicatif de 1o l'instant de référence, la mesure de l'écart de temps effectif séparant l'instant initial de l'instant de référence (tenant compte éventuellement du temps de propagation de chaque signal de synchronisation jusqu'à chaque unité d'acquisition), la détermination des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision de compensation fixée et l'application du filtre de compensation à la première série d'échantillons, permettant la formation d'une série d'échantillons numérisés rééchelonnés depuis le dit instant de référence.
Suivant un mode de mise en oeuvre applicable à des opérations de prospection sismique dans lesquelles les ondes élastiques sont émises par plusieurs vibrateurs, la méthode comporte la détection par chaque unité d'acquisition, de signaux de synchronisation émis en réponse à l'émission des ondes par chacun des vibrateurs, et la mesure des écarts de temps effectifs correspondants, la détermination des coefficients des différents filtres numériques fractionnaires propres à compenser les différents écarts de temps effectifs mesurés, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision de compensation fixée, et l'application des différents filtres de compensation permettant la formation de séries d'échantillons numérisés rééchelonnées depuis l'instant de référence correspondant.
La méthode de numérisation telle qu'elle vient d'être définie, est avantageuse à plus d'un titre.
Elle peut fonctionner à partir de convertisseurs analogique-numérique d'un type courant, non modifiés et donc facilement disponibles, en coopération avec un moyen de
8 mesure précis qui peut être éventuellement incorporé dans l'ensemble de traitement.
Comme le filtrage numérique est réalisé par voie logicielle, la méthode est souple et facilement adaptable à tout type d'application.
Le rétrécissement de l'intervalle entre les botnes intermédiaires duquel on interpole pour trouver les coefficients exacts du filtre numérique approprié, dans le cas où l'on précalcule les coefficients des filtres numériques applicables à plusieurs fractions bien définies du pas d'échantillonnage, réduit considérablement le temps de calcul.
La méthode de rééchelonnement des séries d'échantillons, selon l'invention permet de laisser tourner le (ou chaque) convertisseur en permanence et de former la série 1o d'échantillons rééchelonnée depuis l'instant de référence, dès lors que l'on connaît le retard D.
Le signal de synchronisation que l'on peut utiliser n'est plus le seul signal de déclenchement (TB) mais, comme on l'a vu, l'onde de première arrivée (first break), l'instant de reconnaissance d'une signature acoustique ou de détection d'un seuil d'énergie, etc.
Dans le cas d'utilisation de plusieurs vibrateurs vibrant plus ou moins en synchronisme, avec une acquisition sismique en continu, il est nécessaire pour traiter les signaux reçus (les corréler aux signaux émis) de retarder l'instant de référence choisi pour le rééchelonnement, sur le début de la vibration correspondante, et à cet égard, la méthode selon l'invention s'avère particulièrement souple.
Le dispositif d'acquisition synchronisée de signaux sismiques selon l'invention permet d'obtenir, à partir de chaque signal sismique, au moins une série d'échantillons numérisés rééchelonnée depuis au moins un instant de référence, à partir d'une première série d'échantillons numérisés prélevés sur ce signal sismique, produits depuis un instant initial quelconque antérieur à l'instant de référence.
Il comporte au moins une unité d'acquisition de signaux incluant au moins un convertisseur analogique-numérique produisant cette première série d'échantillons, et il est caractérisé en ce qu'il comporte dans chaque unité d'acquisition, un moyen de détection d'un signal de synchronisation, un ensemble de traitement associé à des moyens de
Comme le filtrage numérique est réalisé par voie logicielle, la méthode est souple et facilement adaptable à tout type d'application.
Le rétrécissement de l'intervalle entre les botnes intermédiaires duquel on interpole pour trouver les coefficients exacts du filtre numérique approprié, dans le cas où l'on précalcule les coefficients des filtres numériques applicables à plusieurs fractions bien définies du pas d'échantillonnage, réduit considérablement le temps de calcul.
La méthode de rééchelonnement des séries d'échantillons, selon l'invention permet de laisser tourner le (ou chaque) convertisseur en permanence et de former la série 1o d'échantillons rééchelonnée depuis l'instant de référence, dès lors que l'on connaît le retard D.
Le signal de synchronisation que l'on peut utiliser n'est plus le seul signal de déclenchement (TB) mais, comme on l'a vu, l'onde de première arrivée (first break), l'instant de reconnaissance d'une signature acoustique ou de détection d'un seuil d'énergie, etc.
Dans le cas d'utilisation de plusieurs vibrateurs vibrant plus ou moins en synchronisme, avec une acquisition sismique en continu, il est nécessaire pour traiter les signaux reçus (les corréler aux signaux émis) de retarder l'instant de référence choisi pour le rééchelonnement, sur le début de la vibration correspondante, et à cet égard, la méthode selon l'invention s'avère particulièrement souple.
Le dispositif d'acquisition synchronisée de signaux sismiques selon l'invention permet d'obtenir, à partir de chaque signal sismique, au moins une série d'échantillons numérisés rééchelonnée depuis au moins un instant de référence, à partir d'une première série d'échantillons numérisés prélevés sur ce signal sismique, produits depuis un instant initial quelconque antérieur à l'instant de référence.
Il comporte au moins une unité d'acquisition de signaux incluant au moins un convertisseur analogique-numérique produisant cette première série d'échantillons, et il est caractérisé en ce qu'il comporte dans chaque unité d'acquisition, un moyen de détection d'un signal de synchronisation, un ensemble de traitement associé à des moyens de
9 mémorisation de séries d'échantillons produits par le dit convertisseur, un moyen de comptage pour mesurer l'intervalle de temps effectif écoulé entre l'instant initial et l'instant de référence, l'ensemble de traitement étant programmé pour déterminer des coefficients d'un filtre numérique propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré
(composé d'une partie entière et d'une partie fractionaire), et pour appliquer à la première série d'échantillons, le filtre numérique de compensation fractionnaire.
Le dispositif est utilisé avantageusement dans un système d'acquisition de signaux sismiques où chaque unité d'acquisition comporte des moyens d'échange de données par une voie de transmission avec une station éloignée pourvue d'un moyen d'émission du signal de synchronisation en réponse à la détection d'un événement, et un système de commande incluant l'ensemble de traitement, adapté à traiter les données sismiques avant leur transmission à la station centrale. L'ensemble de traitement est alors programmé pour déterminer des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré par les moyens de comptage, en tenant compte de la durée de propagation du signal de synchronisation sur la voie de transmission reliant chaque unité
d'acquisition à la station centrale.
Suivant un mode de réalisation préféré, le dispositif comporte des moyens de mémorisation pour des coefficients de N filtres numériques intermédiaires propres à
compenser N valeurs d'écart de temps réparties sur la durée du pas d'échantillonnage du signal sismique par le convertisseur, et l'ensemble de traitement est adapté à
calculer les coefficients du filtre numérique propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré, par interpolation entre les séries de coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus proches, et à appliquer le filtre de compensation à la première série d'échantillons.
Suivant un mode de réalisation convenant pour des opérations de prospection sismique utilisant des vibrateurs comme moyens d'émission, le dispositif comporte des moyens de comptage, dans chaque unité d'acquisition, pour détecter des signaux de synchronisation émis en réponse à l'émission des ondes par chacun des vibrateurs, et mesurer chaque écart de temps effectif, l'ensemble de traitement comportant des moyens pour déterminer les coefficients des différents filtres numériques fractionnaires propres à
compenser les différents écarts de temps effectifs mesurés, et des moyens pour appliquer les différents filtres de compensation permettant la formation de séries d'échantillons numérisés rééchelonnées depuis le dit instant de référence.
D'autres caractéristiques de la méthode et du dispositif selon l'invention, apparaîtront à la lecture de la description ci-après d'un exemple non limitatif de réalisation, 5 en se référant aux dessins annexés où :
- la Fig.l illustre le rééchelonnement d'une série d'échantillons - la Fig.2 illustre l'application d'un filtrage numérique F permettant un recalage d'échantillons - la Fig.3 illustre le principe d'utilisation de filtres intermédiaires, permettant d'accélérer
(composé d'une partie entière et d'une partie fractionaire), et pour appliquer à la première série d'échantillons, le filtre numérique de compensation fractionnaire.
Le dispositif est utilisé avantageusement dans un système d'acquisition de signaux sismiques où chaque unité d'acquisition comporte des moyens d'échange de données par une voie de transmission avec une station éloignée pourvue d'un moyen d'émission du signal de synchronisation en réponse à la détection d'un événement, et un système de commande incluant l'ensemble de traitement, adapté à traiter les données sismiques avant leur transmission à la station centrale. L'ensemble de traitement est alors programmé pour déterminer des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré par les moyens de comptage, en tenant compte de la durée de propagation du signal de synchronisation sur la voie de transmission reliant chaque unité
d'acquisition à la station centrale.
Suivant un mode de réalisation préféré, le dispositif comporte des moyens de mémorisation pour des coefficients de N filtres numériques intermédiaires propres à
compenser N valeurs d'écart de temps réparties sur la durée du pas d'échantillonnage du signal sismique par le convertisseur, et l'ensemble de traitement est adapté à
calculer les coefficients du filtre numérique propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré, par interpolation entre les séries de coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus proches, et à appliquer le filtre de compensation à la première série d'échantillons.
Suivant un mode de réalisation convenant pour des opérations de prospection sismique utilisant des vibrateurs comme moyens d'émission, le dispositif comporte des moyens de comptage, dans chaque unité d'acquisition, pour détecter des signaux de synchronisation émis en réponse à l'émission des ondes par chacun des vibrateurs, et mesurer chaque écart de temps effectif, l'ensemble de traitement comportant des moyens pour déterminer les coefficients des différents filtres numériques fractionnaires propres à
compenser les différents écarts de temps effectifs mesurés, et des moyens pour appliquer les différents filtres de compensation permettant la formation de séries d'échantillons numérisés rééchelonnées depuis le dit instant de référence.
D'autres caractéristiques de la méthode et du dispositif selon l'invention, apparaîtront à la lecture de la description ci-après d'un exemple non limitatif de réalisation, 5 en se référant aux dessins annexés où :
- la Fig.l illustre le rééchelonnement d'une série d'échantillons - la Fig.2 illustre l'application d'un filtrage numérique F permettant un recalage d'échantillons - la Fig.3 illustre le principe d'utilisation de filtres intermédiaires, permettant d'accélérer
10 le calcul des filtres numériques - la Fig.4 montre schématiquement un système d'acquisition et de transmission de données sismiques ;
- la Fig.5 montre schématiquement l'organisation d'un boîtier local d'acquisition ;
- le Fig.6 est un tableau montrant l'écart résiduel entre le signal initial échantillonné et le signal défini par les échantillons recalculés, en fonction du nombre de coefficients du filtre et de la valeur du retard exprimé comme une fraction du pas d'échantillonnage ; et - la Fig.7 est un tableau montrant la précision obtenue en fonction du nombre de résultats intermédiaires précalculés et de l'ordre du polynôme d'interpolation.
Description détaillée :
Un point important de la méthode tient à ce que l'on a pu établir que si AD et a sont respectivement les marges d'ondulation à l'intérieur de la bande passante en ce qui concerne respectivement la phase et l'amplitude, l'erreur temporelle maximale E,~,1 point par point entre le signal décalé calculé par le filtre et le signal décalé
idéal (pour lequel EM=O) peut s'exprimer par la relation EM = ~(àD)? +(a)-~ (1)
- la Fig.5 montre schématiquement l'organisation d'un boîtier local d'acquisition ;
- le Fig.6 est un tableau montrant l'écart résiduel entre le signal initial échantillonné et le signal défini par les échantillons recalculés, en fonction du nombre de coefficients du filtre et de la valeur du retard exprimé comme une fraction du pas d'échantillonnage ; et - la Fig.7 est un tableau montrant la précision obtenue en fonction du nombre de résultats intermédiaires précalculés et de l'ordre du polynôme d'interpolation.
Description détaillée :
Un point important de la méthode tient à ce que l'on a pu établir que si AD et a sont respectivement les marges d'ondulation à l'intérieur de la bande passante en ce qui concerne respectivement la phase et l'amplitude, l'erreur temporelle maximale E,~,1 point par point entre le signal décalé calculé par le filtre et le signal décalé
idéal (pour lequel EM=O) peut s'exprimer par la relation EM = ~(àD)? +(a)-~ (1)
11 ceci pourvu que le signal soit dans la bande de fréquence inférieure à la fréquence de coupure du filtre.
Connaissant cette relation entre l'erreur maximale et les caractéristiques de filtrage, on sélectionne alors une méthode connue de conception de filtres F.I.R (Finite Impulse Response) donnant les coefficients du filtre approprié.
Si l'on dispose par exemple d'un convertisseur analocéique-numérique fonctionnant sur 24 bits dont un bit de signe, on peut s'imposer que l'erreur soit au plus é-ale à un pas de quantification soit 2-23 = 10-' .
Pour une erreur de 10-7, il faut que a soit de l'ordre de 10-7, ce qui impose que la lo marge d'ondulation IHI de la fonction de filtraâe soit telle que : 1- a5 IHI- 1 + a. Comme a est très petit, on montre aisément que cette inégalité équivaut à:-10-6 _<
IHI,B _ 10-6. La même relation 1 montre que IADI doit aussi être de l'ordre de 10-7 .
Avec les spécifications données plus haut, convenant pour des applications en prospection sismique :
- fréquence de coupure caractérisée par deux valeurs, 375Hz et 420Hz ;
- oscillations dans la bande de fréquence [0, 375Hz] inférieures à 0.05 dB
- oscillations dans la bande de fréquence [0, 420Hz] inférieures à 0.2 dB
- fréquence de coupure en phase égale à 375Hz ;
- oscillations dans la bande de fréquence [0, 375Hz] inférieures à un retard correspondant à un retard temporel de 4 s, la spécification en phase correspondant à 4 s pour une fréquence d'échantillonnage de 1000 Hz (donc une période temporelle Te = 10-3 s= lms ) donne un retard fractionnaire de D.D =At = 4ys = 4.10-3 .
Tr lms On vérifie donc que ces contraintes en amplitude et en phase sont lar;ement satisfaites si l'on impose que l'erreur soit inférieure à 10"7.
Il s'ajit ensuite de déterminer la valeur des coefficients du filtre de décalage, compte-tenu des limitations imposées, en choisissant comme on l'a dit, parmi des méthodes de conception de filtre bien connues des spécialistes. On peut utiliser la méthode
Connaissant cette relation entre l'erreur maximale et les caractéristiques de filtrage, on sélectionne alors une méthode connue de conception de filtres F.I.R (Finite Impulse Response) donnant les coefficients du filtre approprié.
Si l'on dispose par exemple d'un convertisseur analocéique-numérique fonctionnant sur 24 bits dont un bit de signe, on peut s'imposer que l'erreur soit au plus é-ale à un pas de quantification soit 2-23 = 10-' .
Pour une erreur de 10-7, il faut que a soit de l'ordre de 10-7, ce qui impose que la lo marge d'ondulation IHI de la fonction de filtraâe soit telle que : 1- a5 IHI- 1 + a. Comme a est très petit, on montre aisément que cette inégalité équivaut à:-10-6 _<
IHI,B _ 10-6. La même relation 1 montre que IADI doit aussi être de l'ordre de 10-7 .
Avec les spécifications données plus haut, convenant pour des applications en prospection sismique :
- fréquence de coupure caractérisée par deux valeurs, 375Hz et 420Hz ;
- oscillations dans la bande de fréquence [0, 375Hz] inférieures à 0.05 dB
- oscillations dans la bande de fréquence [0, 420Hz] inférieures à 0.2 dB
- fréquence de coupure en phase égale à 375Hz ;
- oscillations dans la bande de fréquence [0, 375Hz] inférieures à un retard correspondant à un retard temporel de 4 s, la spécification en phase correspondant à 4 s pour une fréquence d'échantillonnage de 1000 Hz (donc une période temporelle Te = 10-3 s= lms ) donne un retard fractionnaire de D.D =At = 4ys = 4.10-3 .
Tr lms On vérifie donc que ces contraintes en amplitude et en phase sont lar;ement satisfaites si l'on impose que l'erreur soit inférieure à 10"7.
Il s'ajit ensuite de déterminer la valeur des coefficients du filtre de décalage, compte-tenu des limitations imposées, en choisissant comme on l'a dit, parmi des méthodes de conception de filtre bien connues des spécialistes. On peut utiliser la méthode
12 d'interpolation de Lagrange, qui offre une très bonne réponse en fréquence et une réponse en amplitude très plate pour les basses fréquences mais le filtre résultant a une bande passante très étroite, variant peu avec l'ordre du filtre. On connaît aussi les méthodes de fenêtrage temporel (fenêtre de Kaiser, de Dolph-Tchebichev, de Blackman, de Hamrning, etc.). Une autre méthode connue dite des moindres carrés consiste essentiellement à
minimiser l'erreur fréquentielle entre le filtre idéal et le filtre F.I.R.
implémenté. Les programmes de calcul nécessaires au calcul des coefficients de filtrage selon ces différentes méthodes, sont le plus souvent disponibles dans des bibliothèques connues de logiciels de traitement du signal telles que MatlabTM par exemple.
Pour chaque valeur particulière du retard, un rééchantillonnage permettant une approximation avec une précision de l'ordre de 10-7, nécessite le calcul d'un filtre défini par plusieurs dizaines de coefficients de filtraae. Il en faut 60 par exemple par la méthode des moindres carrés généralisés pour atteindre une précision de cet ordre comme le montre le tableau de la Fig.6.
Le temps nécessaire à un tel calcul dépend bien évidemment des moyens de calcul ou ressources disponibles. Il existe des cas où, du fait des conditions imposées : bande passante relativement large des signaux à acquérir et/ou performance des moyens de calcul disponibles, le recalage recherché des sijnaux échantillonnés sur un instant de référence, ne peut être envisagé en temps réel.
Une solution consiste dans ce cas à précalculer les coefficients de filtrage pour des fractions bien définies de la période ou pas At d'échantillonnage. Le pas Ot étant subdivisé
par N points I1, Iz,... Ik, ... IN (Fig.3) en N+1 parties (N étant égal à 10 par exemple), on définit ainsi N filtres précalculés Ft à FN. Les différentes séries de coefficients sont alors stockées dans des mémoires de l'organe de calcul, avant le début des opérations d'acquisition. En opération, on détermine dans quel sous-intervalle de temps (entre Ik et Ik+i sur la figure) se trouve l'écart de temps fractionnaire d entre l'instant initial d'échantillonnage et l'instant de référence et on fait une interpolation entre les séries de coefficients correspondantes mémorisées, de façon à calculer les coefficients du filtre de recalage nécessaire. L'encadrement plus étroit du retard fractionnaire d permis par ces calculs préalables, réduit de façon considérable le temps de calcul du filtre numérique ad hoc. Une précision de l'ordre de 10-7 peut, par exemple, être atteinte avec 10 séries de
minimiser l'erreur fréquentielle entre le filtre idéal et le filtre F.I.R.
implémenté. Les programmes de calcul nécessaires au calcul des coefficients de filtrage selon ces différentes méthodes, sont le plus souvent disponibles dans des bibliothèques connues de logiciels de traitement du signal telles que MatlabTM par exemple.
Pour chaque valeur particulière du retard, un rééchantillonnage permettant une approximation avec une précision de l'ordre de 10-7, nécessite le calcul d'un filtre défini par plusieurs dizaines de coefficients de filtraae. Il en faut 60 par exemple par la méthode des moindres carrés généralisés pour atteindre une précision de cet ordre comme le montre le tableau de la Fig.6.
Le temps nécessaire à un tel calcul dépend bien évidemment des moyens de calcul ou ressources disponibles. Il existe des cas où, du fait des conditions imposées : bande passante relativement large des signaux à acquérir et/ou performance des moyens de calcul disponibles, le recalage recherché des sijnaux échantillonnés sur un instant de référence, ne peut être envisagé en temps réel.
Une solution consiste dans ce cas à précalculer les coefficients de filtrage pour des fractions bien définies de la période ou pas At d'échantillonnage. Le pas Ot étant subdivisé
par N points I1, Iz,... Ik, ... IN (Fig.3) en N+1 parties (N étant égal à 10 par exemple), on définit ainsi N filtres précalculés Ft à FN. Les différentes séries de coefficients sont alors stockées dans des mémoires de l'organe de calcul, avant le début des opérations d'acquisition. En opération, on détermine dans quel sous-intervalle de temps (entre Ik et Ik+i sur la figure) se trouve l'écart de temps fractionnaire d entre l'instant initial d'échantillonnage et l'instant de référence et on fait une interpolation entre les séries de coefficients correspondantes mémorisées, de façon à calculer les coefficients du filtre de recalage nécessaire. L'encadrement plus étroit du retard fractionnaire d permis par ces calculs préalables, réduit de façon considérable le temps de calcul du filtre numérique ad hoc. Une précision de l'ordre de 10-7 peut, par exemple, être atteinte avec 10 séries de
13 coefficients intermédiaires précalculés pour une interpolation d'ordre 5, et avec 20 séries de coefficients intermédiaires pour une interpolation d'ordre 4, comme le montre le tableau de la Fig.8.
La méthode décrite peut être mise en oeuvre dans un système d'acquisition sismique tel que décrit dans les brevets précités, notamment dans les brevets FR-A-2 720 518, EP-A-594 477 ou la demande de brevet FR 97/09 547, adapté à acquérir le signaux captés par des récepteurs sismiques R (Fig.4) répartis sur une zone à explorer, suivant une disposition convenant pour le type de prospection 2D ou 3D à effectuer, ces récepteurs R
captant les ondes sismiques renvoyées par des discontinuités souterraines, et à les transmettre à une lo station éloignée CS telle qu'une station centrale de commande et d'enregistrement où tous les signaux sismiques collectés sont finalement centralisés, soit directement, soit par l'intermédiaire de stations intermédiaires LS réalisant des fonctions plus ou moins complexes : concentration, organisation et séquencement des échanges entre les unités d'acquisition A et la station centrale CS.
La source S peut être impulsionnelle (une charge explosive par exemple ou un canon à air) ou bien encore constituée d'un ou de plusieurs vibrateurs. Cette source peut être couplée avec les terrains de la zone à explorer et reliée par radio ou câble de commande avec la station centrale CS ou bien dans le cas d'une exploration de zones côtières, éventuellement remorquée en immersion par un bateau boutefeu, relié
par radio 2o avec la station centrale CS.
Chaque boîtier d'acquisition est adapté (Fig.5) à l'acquisition d'un nombre k(k?1) de récepteurs sismiques R1, R2,... Rk. fournissant chacun une "trace"
sismique. A cet effet, il comporte par exemple k chaînes d'acquisition CA1 à CAk recevant respectivement les k signaux et comportant chacune par exemple un filtre passe-bas F11, F12, ...
Fk, un préamplificateur PA1, PA2,... PAk, un filtre passe-haut F21, F22, ... F2k et un convertisseur analogique-numérique (ADC) AD1, AD2, ..., ADk pour convertir les signaux analogiques amplifiés et filtrés en mots numériques de 24 bits par exemple.
Les convertisseurs sont par exemple de type sigma-delta à suréchantillonnage.
Toutes les chaînes d'acquisition sont connectées à un microprocesseur 2 traitant des mots numériques ~o de 16 à 32 bits par exemple, programmé pour gérer l'acquisition et les échanges avec la station éloignée (non représentée). Au microprocesseur 2 sont associées une mémoire de
La méthode décrite peut être mise en oeuvre dans un système d'acquisition sismique tel que décrit dans les brevets précités, notamment dans les brevets FR-A-2 720 518, EP-A-594 477 ou la demande de brevet FR 97/09 547, adapté à acquérir le signaux captés par des récepteurs sismiques R (Fig.4) répartis sur une zone à explorer, suivant une disposition convenant pour le type de prospection 2D ou 3D à effectuer, ces récepteurs R
captant les ondes sismiques renvoyées par des discontinuités souterraines, et à les transmettre à une lo station éloignée CS telle qu'une station centrale de commande et d'enregistrement où tous les signaux sismiques collectés sont finalement centralisés, soit directement, soit par l'intermédiaire de stations intermédiaires LS réalisant des fonctions plus ou moins complexes : concentration, organisation et séquencement des échanges entre les unités d'acquisition A et la station centrale CS.
La source S peut être impulsionnelle (une charge explosive par exemple ou un canon à air) ou bien encore constituée d'un ou de plusieurs vibrateurs. Cette source peut être couplée avec les terrains de la zone à explorer et reliée par radio ou câble de commande avec la station centrale CS ou bien dans le cas d'une exploration de zones côtières, éventuellement remorquée en immersion par un bateau boutefeu, relié
par radio 2o avec la station centrale CS.
Chaque boîtier d'acquisition est adapté (Fig.5) à l'acquisition d'un nombre k(k?1) de récepteurs sismiques R1, R2,... Rk. fournissant chacun une "trace"
sismique. A cet effet, il comporte par exemple k chaînes d'acquisition CA1 à CAk recevant respectivement les k signaux et comportant chacune par exemple un filtre passe-bas F11, F12, ...
Fk, un préamplificateur PA1, PA2,... PAk, un filtre passe-haut F21, F22, ... F2k et un convertisseur analogique-numérique (ADC) AD1, AD2, ..., ADk pour convertir les signaux analogiques amplifiés et filtrés en mots numériques de 24 bits par exemple.
Les convertisseurs sont par exemple de type sigma-delta à suréchantillonnage.
Toutes les chaînes d'acquisition sont connectées à un microprocesseur 2 traitant des mots numériques ~o de 16 à 32 bits par exemple, programmé pour gérer l'acquisition et les échanges avec la station éloignée (non représentée). Au microprocesseur 2 sont associées une mémoire de
14 travail Ml et une mémoire Mp pour les programmes. Le processeur 2 est connecté
à une unité 3 d'émission-réception adaptée à la voie de transmission employée pour la communication avec la station éloignée. S'il s'agit d'une voie hertzienne, l'unité 3 comporte un radio-émetteur RE et un radio-récepteur RR qui communique avec une antenne 4. Une unité d'interface 5 décrite dans le brevet FR-A-2.608.780 précité, permet en outre une communication par rayons infrarouges avec un boîtier d'initialisation 6 à
l'aide duquel un opérateur peut éventuellement communiquer au processeur de gestion 2, des instructions d'adressage et de sélection des paramètres de fonctionnement des chaînes d'acquisition.
Chaque boîtier d'acquisition Ai comporte également de préférence un processeur to spécialisé dans le traitement des signaux, tel que par exemple un processeur à 32 bits à
virgule flottante du type DSP 96002, qui est associé à un dispositif du type DMA pour accélérer les transferts par blocs de données entre les deux processeurs 2 et 7. A ce dernier, est adjointe une mémoire de travail M3. Chaque boîtier d'acquisition comporte aussi une alimentation électrique autonome 8.
Le processeur général 2 a pour fonctions de réaliser le décodage des ordres transmis par la station éloignée, et de gérer l'acquisition des sijnaux des récepteurs R1 à Rk par les différentes chaînes d'acquisition, les transmissions en relation avec l'unité
de transmission 3, la mémoire M1 pour le stockage temporaire des données, les entrées-sorties, les interruptions entre programmes, les échanges avec le processeur de calcul DSP
7, etc.
Le processeur de calcul DSP (7) est particulièrement adapté à effectuer à
grande vitesse des opérations telles que des conversions de format, des multiplications de nombres complexes, des transformations de Fourier du type FFT, des corrélations entre les sijnaux reçus et les signaux émis, des filtrages numériques, des sommations de tirs successifs avec élimination des bruits perturbateurs de nature non sismique, des combinaisons entre eux des si~naux délivrés par des récepteurs sismiques multi-axes tels que des géophones tri-axiaux par exemple, etc. Les pré-traitements accomplis localement avant transmission contribuent à réduire sensiblement le nombre de tâches dévolues à la station éloignée.
Chaque boîtier d'acquisition peut comporter en outre une mémoire de stockage de grande capacité 9 de type flash par exemple, capable d'absorber un certain volume de 3o donilées qui peut être transmis en différé à la station centrale.
L'ensemble de traitement (2, 7) dans chaque unité d'acquisition comporte de préférence des moyens de mémorisation (dans la mémoire de travail M3 par exemple) des séries de coefficients définissant un certain nombre de filtres FI à FN
précalculés inter-médiaires et un moyen de comptage C pour déterminer avec précision, l'intervalle de temps D = int(D) + d séparant l'instant où a commencé l'échantillonnage des signaux produits par les récepteurs sismiques, sur commande de l'horloge locale, et l'instant précis d'arrivée du signal de référence. Cet intervalle de temps tient compte de l'instant d'émission du signal par la source sismique (TB) mais aussi de la durée de propagation effective de ce signal jusqu'à l'unité d'acquisition concernée, par la voie de transmission io (câble ou liaison radio) qui la relie à la station centrale CS, qui peut varier du fait de sa position sur le terrain.
Cet intervalle de temps D étant mesuré, le processeur de signal 7 est programmé
pour a) renuméroter les échantillons prélevés avant l'instant de référence en fonction de la valeur de int(D), comme on l'a vu, b) calculer les coefficients du filtre numérique fractionnaire propre à compenser l'écart mesuré, et c) appliquer le filtre de décalage approprié.
De préférence, on calcule comme on l'a vu les coefficients du filtre numérique adapté par interpolation entre les séries de coefficients des N filtres précalculés Fi à FN, encadrant la fraction d de l'intervalle de temps D, stockées dans les mémoires M de 2o l'ensemble de traitement 2, 7.
Le recalage extrêmement précis que l'on effectue entre le signal émis par la ou chaque source sismique permet d'améliorer les résultats des traitements tels que les sommations ou corrélations de traces qui sont effectués par chaque dispositif d'acquisition sur le terrain avant le rapatriement des données sismiques au poste central.
La méthode s'avère particulièrement avantageuse dans le cas où, par exemple, l'on réalise des opérations sismiques avec des vibrateurs fonctionnant simultanément ou bien qui sont décalés les uns par rapport aux autres. L'acquisition des signaux sismiques s'effectue alors en continu. La corrélation que l'on effectue classiquement entre chaque sianal vibratoire et les signaux acquis, nécessite au préalable leur resynchronisation pour _0 tenir compte de leurs décalages par rapport aux différents TB. Cette opération s'effectue sans difficulté compte-tenu de la voie logicielle choisie pour le faire.
Si l'on utilise par exemple quatre ensembles de vibrateurs à fréquence glissante avec une période de glissement ( sweep time ) de 16s, une fenêtre d'acquisition ou temps d'écoute de 6s et un intervalle de temps de déplacement de 30s, on détermine un temps de glissement moyen ( slip time ) de (16+6+30)/4= 13s. Les signaux destinés à
être corrélés, doivent au préalable être rééchelonnés en prenant pour référence le début de chaque tranche de temps égale à ce temps de glissement. L'ensemble de traitement de chaque dispositif d'acquisition est facilement adaptable pour qu'il réalise les recalages désirés avec les signaux des différents vibrateurs.
à une unité 3 d'émission-réception adaptée à la voie de transmission employée pour la communication avec la station éloignée. S'il s'agit d'une voie hertzienne, l'unité 3 comporte un radio-émetteur RE et un radio-récepteur RR qui communique avec une antenne 4. Une unité d'interface 5 décrite dans le brevet FR-A-2.608.780 précité, permet en outre une communication par rayons infrarouges avec un boîtier d'initialisation 6 à
l'aide duquel un opérateur peut éventuellement communiquer au processeur de gestion 2, des instructions d'adressage et de sélection des paramètres de fonctionnement des chaînes d'acquisition.
Chaque boîtier d'acquisition Ai comporte également de préférence un processeur to spécialisé dans le traitement des signaux, tel que par exemple un processeur à 32 bits à
virgule flottante du type DSP 96002, qui est associé à un dispositif du type DMA pour accélérer les transferts par blocs de données entre les deux processeurs 2 et 7. A ce dernier, est adjointe une mémoire de travail M3. Chaque boîtier d'acquisition comporte aussi une alimentation électrique autonome 8.
Le processeur général 2 a pour fonctions de réaliser le décodage des ordres transmis par la station éloignée, et de gérer l'acquisition des sijnaux des récepteurs R1 à Rk par les différentes chaînes d'acquisition, les transmissions en relation avec l'unité
de transmission 3, la mémoire M1 pour le stockage temporaire des données, les entrées-sorties, les interruptions entre programmes, les échanges avec le processeur de calcul DSP
7, etc.
Le processeur de calcul DSP (7) est particulièrement adapté à effectuer à
grande vitesse des opérations telles que des conversions de format, des multiplications de nombres complexes, des transformations de Fourier du type FFT, des corrélations entre les sijnaux reçus et les signaux émis, des filtrages numériques, des sommations de tirs successifs avec élimination des bruits perturbateurs de nature non sismique, des combinaisons entre eux des si~naux délivrés par des récepteurs sismiques multi-axes tels que des géophones tri-axiaux par exemple, etc. Les pré-traitements accomplis localement avant transmission contribuent à réduire sensiblement le nombre de tâches dévolues à la station éloignée.
Chaque boîtier d'acquisition peut comporter en outre une mémoire de stockage de grande capacité 9 de type flash par exemple, capable d'absorber un certain volume de 3o donilées qui peut être transmis en différé à la station centrale.
L'ensemble de traitement (2, 7) dans chaque unité d'acquisition comporte de préférence des moyens de mémorisation (dans la mémoire de travail M3 par exemple) des séries de coefficients définissant un certain nombre de filtres FI à FN
précalculés inter-médiaires et un moyen de comptage C pour déterminer avec précision, l'intervalle de temps D = int(D) + d séparant l'instant où a commencé l'échantillonnage des signaux produits par les récepteurs sismiques, sur commande de l'horloge locale, et l'instant précis d'arrivée du signal de référence. Cet intervalle de temps tient compte de l'instant d'émission du signal par la source sismique (TB) mais aussi de la durée de propagation effective de ce signal jusqu'à l'unité d'acquisition concernée, par la voie de transmission io (câble ou liaison radio) qui la relie à la station centrale CS, qui peut varier du fait de sa position sur le terrain.
Cet intervalle de temps D étant mesuré, le processeur de signal 7 est programmé
pour a) renuméroter les échantillons prélevés avant l'instant de référence en fonction de la valeur de int(D), comme on l'a vu, b) calculer les coefficients du filtre numérique fractionnaire propre à compenser l'écart mesuré, et c) appliquer le filtre de décalage approprié.
De préférence, on calcule comme on l'a vu les coefficients du filtre numérique adapté par interpolation entre les séries de coefficients des N filtres précalculés Fi à FN, encadrant la fraction d de l'intervalle de temps D, stockées dans les mémoires M de 2o l'ensemble de traitement 2, 7.
Le recalage extrêmement précis que l'on effectue entre le signal émis par la ou chaque source sismique permet d'améliorer les résultats des traitements tels que les sommations ou corrélations de traces qui sont effectués par chaque dispositif d'acquisition sur le terrain avant le rapatriement des données sismiques au poste central.
La méthode s'avère particulièrement avantageuse dans le cas où, par exemple, l'on réalise des opérations sismiques avec des vibrateurs fonctionnant simultanément ou bien qui sont décalés les uns par rapport aux autres. L'acquisition des signaux sismiques s'effectue alors en continu. La corrélation que l'on effectue classiquement entre chaque sianal vibratoire et les signaux acquis, nécessite au préalable leur resynchronisation pour _0 tenir compte de leurs décalages par rapport aux différents TB. Cette opération s'effectue sans difficulté compte-tenu de la voie logicielle choisie pour le faire.
Si l'on utilise par exemple quatre ensembles de vibrateurs à fréquence glissante avec une période de glissement ( sweep time ) de 16s, une fenêtre d'acquisition ou temps d'écoute de 6s et un intervalle de temps de déplacement de 30s, on détermine un temps de glissement moyen ( slip time ) de (16+6+30)/4= 13s. Les signaux destinés à
être corrélés, doivent au préalable être rééchelonnés en prenant pour référence le début de chaque tranche de temps égale à ce temps de glissement. L'ensemble de traitement de chaque dispositif d'acquisition est facilement adaptable pour qu'il réalise les recalages désirés avec les signaux des différents vibrateurs.
Claims (16)
1) Méthode d'acquisition synchronisée de signaux sismiques par au moins une unité
d'acquisition comprenant un convertisseur analogique-numérique, permettant d'obtenir une série y[n] d'échantillons de chaque signal rééchelonnée depuis au moins un instant de référence (t R), à partir d'une première série x[n] d'échantillons numérisés de ce signal sismique, produite depuis un instant initial quelconque (t0) antérieur à
l'instant de référence par le dit convertisseur avec un pas d'échantillonnage défini (.DELTA.t), caractérisée en ce qu'elle comporte :
- la détection d'un signal de synchronisation indicatif de cet instant de référence (t R) - la mesure de l'écart de temps effectif (D) entre l'instant de référence (t R) et l'instant initial (t0) ;
- le calcul de coefficients d'un filtre numérique fractionnaire (F) propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision fixée de compensation en temps ; et - l'application à la première série d'échantillons du filtre numérique de compensation fractionnaire, permettant d'obtenir une série d'échantillons numérisés rééchelonnée depuis l'instant de référence (t R).
d'acquisition comprenant un convertisseur analogique-numérique, permettant d'obtenir une série y[n] d'échantillons de chaque signal rééchelonnée depuis au moins un instant de référence (t R), à partir d'une première série x[n] d'échantillons numérisés de ce signal sismique, produite depuis un instant initial quelconque (t0) antérieur à
l'instant de référence par le dit convertisseur avec un pas d'échantillonnage défini (.DELTA.t), caractérisée en ce qu'elle comporte :
- la détection d'un signal de synchronisation indicatif de cet instant de référence (t R) - la mesure de l'écart de temps effectif (D) entre l'instant de référence (t R) et l'instant initial (t0) ;
- le calcul de coefficients d'un filtre numérique fractionnaire (F) propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision fixée de compensation en temps ; et - l'application à la première série d'échantillons du filtre numérique de compensation fractionnaire, permettant d'obtenir une série d'échantillons numérisés rééchelonnée depuis l'instant de référence (t R).
2) Méthode selon la revendication 1, caractérisée en ce que le calcul des coefficients du filtre fractionnaire comporte une détermination de marges d'ondulation (.DELTA.D,a) respectivement de l'amplitude et de la phase en fonction de l'erreur temporelle maximale (E M) affectant le signal décalé par le filtre par application de la relation :
3) Méthode selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que :
- on détermine au préalable les valeurs des coefficients de N filtres numériques intermédiaires (F l à F N) propres à compenser N valeurs d'écart de temps réparties sur la durée du pas d'échantillonnage (.DELTA.t) du signal sismique par le convertisseur analogique-numérique et on mémorise ces coefficients de filtrage - on calcule les coefficients du filtre numérique fractionnaire propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré (D), par interpolation entre les coefficients des séries de coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus proches ; et - on applique le filtre fractionnaire de compensation à la première série d'échantillons.
- on détermine au préalable les valeurs des coefficients de N filtres numériques intermédiaires (F l à F N) propres à compenser N valeurs d'écart de temps réparties sur la durée du pas d'échantillonnage (.DELTA.t) du signal sismique par le convertisseur analogique-numérique et on mémorise ces coefficients de filtrage - on calcule les coefficients du filtre numérique fractionnaire propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré (D), par interpolation entre les coefficients des séries de coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus proches ; et - on applique le filtre fractionnaire de compensation à la première série d'échantillons.
4) Méthode selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, caracté-risée en ce que l'on calcule les coefficients du filtre numérique propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré, par une interpolation de Lagrange.
5) Méthode selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caracté-risée en ce que le signal de synchronisation est engendré à la détection d'un signal sismique.
6) Méthode selon la revendication 5, caractérisée en ce que le signal sismique est émis par au moins une source sismique couplée avec le sol.
7) Méthode selon la revendication 6, caractérisée en ce que le signal sismique est émis par au moins un vibrateur sismique.
8) Méthode d'acquisition de signaux sismiques captés par des récepteurs sismiques (R) en contact avec le sol et connectés à au moins une unité d'acquisition sismique (A) distante d'une station de commande, en réponse à des ondes élastiques émises dans le sol à
des instants de référence par des moyens d'émission, caractérisée en ce qu'elle comporte - l'acquisition avec un pas d'échantillonnage défini, d'au moins une série d'échantillons numérisés de chacun de ces signaux sismiques par un convertisseur analogique-numérique (AD) dans chaque unité d'acquisition (A), depuis un instant initial (t0) antérieur à l'instant de référence ;
- la détection par chaque unité d'acquisition, d'un signal de synchronisation indicatif de l'instant de référence (t R) - la mesure de l'écart de temps effectif (D) séparant l'instant initial de l'instant de référence (t R) ;
- la détermination des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire (F) propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision de compensation fixée ; et - l'application du filtre (F) de compensation à la première série d'échantillons, permettant la formation d'une série d'échantillons numérisés rééchelonnés depuis le dit instant de référence (t R).
des instants de référence par des moyens d'émission, caractérisée en ce qu'elle comporte - l'acquisition avec un pas d'échantillonnage défini, d'au moins une série d'échantillons numérisés de chacun de ces signaux sismiques par un convertisseur analogique-numérique (AD) dans chaque unité d'acquisition (A), depuis un instant initial (t0) antérieur à l'instant de référence ;
- la détection par chaque unité d'acquisition, d'un signal de synchronisation indicatif de l'instant de référence (t R) - la mesure de l'écart de temps effectif (D) séparant l'instant initial de l'instant de référence (t R) ;
- la détermination des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire (F) propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision de compensation fixée ; et - l'application du filtre (F) de compensation à la première série d'échantillons, permettant la formation d'une série d'échantillons numérisés rééchelonnés depuis le dit instant de référence (t R).
9) Méthode selon la revendication 7, caractérisée en ce que chaque signal de synchronisation est émis par la station de commande en réponse au déclenchement des moyens d'émission, la mesure de l'écart de temps effectif (D) séparant l'instant initial de l'instant de référence, en tenant compte de la durée de propagation du signal de synchronisation sur une voie de transmission (4, TC) reliant chaque unité
d'acquisition (A) à la station de commande (CS).
d'acquisition (A) à la station de commande (CS).
10) Méthode selon la revendication 7 ou 8, dans laquelle les ondes élastiques sont émises par plusieurs vibrateurs, caractérisée en ce qu'elle comporte :
- la détection par chaque unité d'acquisition (A), de signaux de synchronisation émis en réponse à l'émission des ondes par chacun des vibrateurs, et la mesure des dits écarts de temps (D i) effectifs ;
- la détermination des coefficients des différents filtres numériques fractionnaires (F) propres à compenser les différents écarts de temps effectifs mesurés, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision de compensation fixée ;
et - l'application des différents filtres (F) de compensation permettant la formation de séries d'échantillons numérisés rééchelonnées depuis le dit instant de référence (t R).
- la détection par chaque unité d'acquisition (A), de signaux de synchronisation émis en réponse à l'émission des ondes par chacun des vibrateurs, et la mesure des dits écarts de temps (D i) effectifs ;
- la détermination des coefficients des différents filtres numériques fractionnaires (F) propres à compenser les différents écarts de temps effectifs mesurés, les coefficients étant en nombre suffisant pour obtenir une précision de compensation fixée ;
et - l'application des différents filtres (F) de compensation permettant la formation de séries d'échantillons numérisés rééchelonnées depuis le dit instant de référence (t R).
11) Méthode selon l'une quelconque des revendications 1 à 10, caracté-risée en ce qu'elle comporte une combinaison, avec les signaux sismiques, des différents signaux sismiques acquis et rééchelonnés.
12) Dispositif d'acquisition synchronisée de signaux sismiques, adapté à
produire, à
partir de chaque signal sismique, au moins une série d'échantillons numérisés rééchelonnée depuis un instant de référence (t F), à partir d'une première série d'échantillons numérisés de ces signaux sismiques produites depuis au moins un instant initial (t0) quelconque antérieur à l'instant de référence (t F), comportant au moins une unité
d'acquisition (A) comprenant un convertisseur analogique-numérique (AD) produisant la dite première série d'échantillons, caractérisé en ce qu'il comporte, dans chaque unité
d'acquisition (A), un moyen (3) de détection d'un signal de synchronisation, un ensemble de traitement (2, 7) associé à des moyens (M1-M3) de mémorisation de séries d'échantillons produits par le dit convertisseur (AD), un moyen de comptage ( C) pour mesurer l'intervalle de temps effectif écoulé entre l'instant initial et l'instant de référence, l'ensemble de traitement (2, 7) étant programmé pour déterminer des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré, et pour appliquer à la première série d'échantillons, le filtre numérique fractionnaire de compensation.
produire, à
partir de chaque signal sismique, au moins une série d'échantillons numérisés rééchelonnée depuis un instant de référence (t F), à partir d'une première série d'échantillons numérisés de ces signaux sismiques produites depuis au moins un instant initial (t0) quelconque antérieur à l'instant de référence (t F), comportant au moins une unité
d'acquisition (A) comprenant un convertisseur analogique-numérique (AD) produisant la dite première série d'échantillons, caractérisé en ce qu'il comporte, dans chaque unité
d'acquisition (A), un moyen (3) de détection d'un signal de synchronisation, un ensemble de traitement (2, 7) associé à des moyens (M1-M3) de mémorisation de séries d'échantillons produits par le dit convertisseur (AD), un moyen de comptage ( C) pour mesurer l'intervalle de temps effectif écoulé entre l'instant initial et l'instant de référence, l'ensemble de traitement (2, 7) étant programmé pour déterminer des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire propre à
compenser l'écart de temps effectif mesuré, et pour appliquer à la première série d'échantillons, le filtre numérique fractionnaire de compensation.
13) Dispositif d'acquisition selon la revendication 12, dans lequel chaque signal sismique est capté par un récepteur sismique ( R) en contact avec le sol, chaque unité
d'acquisition (A) incluant des moyens (RE, RR) d'échange de données par une voie de transmission (4, TC) avec une station éloignée (CS) pourvue d'un moyen d'émission du signal de synchronisation en réponse à la détection d'un événement, et un système de commande incluant l'ensemble de traitement, adapté à traiter les données sismiques avant leur transmission à la station centrale, caractérisé en ce que l'ensemble de traitement (2, 7) est programmé pour déterminer des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré par les moyens de comptage (C ), en tenant compte de la durée effective de propagation du signal de synchronisation sur la dite voie de transmission reliant chaque unité d'acquisition (A) à la station centrale (CS).
d'acquisition (A) incluant des moyens (RE, RR) d'échange de données par une voie de transmission (4, TC) avec une station éloignée (CS) pourvue d'un moyen d'émission du signal de synchronisation en réponse à la détection d'un événement, et un système de commande incluant l'ensemble de traitement, adapté à traiter les données sismiques avant leur transmission à la station centrale, caractérisé en ce que l'ensemble de traitement (2, 7) est programmé pour déterminer des coefficients d'un filtre numérique fractionnaire propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré par les moyens de comptage (C ), en tenant compte de la durée effective de propagation du signal de synchronisation sur la dite voie de transmission reliant chaque unité d'acquisition (A) à la station centrale (CS).
14) Dispositif selon la revendication 12 ou 13, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de mémorisation pour des coefficients de N filtres numériques intermédiaires (F1 à
F N), propres à compenser N valeurs d'écart de temps réparties sur la durée du pas d'échantillonnage du signal sismique par le dit convertisseur, l'ensemble de traitement étant adapté à calculer les coefficients du filtre numérique fractionnaire propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré, par interpolation entre les coefficients des séries de coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus proches, et à
appliquer le filtre de compensation fractionnaire à la première série d'échantillons.
F N), propres à compenser N valeurs d'écart de temps réparties sur la durée du pas d'échantillonnage du signal sismique par le dit convertisseur, l'ensemble de traitement étant adapté à calculer les coefficients du filtre numérique fractionnaire propre à compenser l'écart de temps effectif mesuré, par interpolation entre les coefficients des séries de coefficients de filtrage associés aux valeurs d'écart les plus proches, et à
appliquer le filtre de compensation fractionnaire à la première série d'échantillons.
15) Dispositif selon l'une des revendications 12 à 14, pour l'acquisition synchronisée de signaux sismiques, en réponse à l'émission dans le sol d'ondes élastiques par plusieurs vibrateurs, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de comptage, dans chaque unité d'acquisition (A), pour détecter des signaux de synchronisation émis en réponse à l'émission des ondes par chacun des vibrateurs, et mesurer chaque écart de temps (D i) effectif, l'ensemble de traitement comportant des moyens pour déterminer les coefficients des différents filtres numériques fractionnaires (F) propres à
compenser les différents écarts de temps effectifs mesurés, et des moyens pour appliquer les différents filtres (F) de compensation permettant la formation de séries d'échantillons numérisés rééchelonnées depuis le dit instant de référence (t R).
compenser les différents écarts de temps effectifs mesurés, et des moyens pour appliquer les différents filtres (F) de compensation permettant la formation de séries d'échantillons numérisés rééchelonnées depuis le dit instant de référence (t R).
16) Dispositif selon l'une des revendications 12 à 15, caractérisé en ce qu'il comporte dans chaque unité d'acquisition, des moyens pour combiner les signaux émis et les signaux rééchelonnés.
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| EEER | Examination request | ||
| MKLA | Lapsed |
Effective date: 20121213 |