CA2251630A1

CA2251630A1 - Method for transmitting digital signals by correlated frequencies

Info

Publication number: CA2251630A1
Application number: CA 2251630
Authority: CA
Inventors: Elie Bejjani
Original assignee: Individual
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 1997-02-07
Filing date: 1998-02-09
Publication date: 1998-08-13
Also published as: WO1998035476A1; AU6626498A; JP2000511749A; CN1216186A; FR2759519B1; EP0916216A1; FR2759519A1

Abstract

The invention concerns a method for transmitting a digital signal in the form of blocks, each block comprising at least one bit and corresponding to a symbol to be transmitted, the transmission of each symbol consisting in transmitting at least a frequency constituting a component unequivocally corresponding to this block, the components of different symbols being mutually correlated.

Description

CA 022~1630 1998-10-06 - W O 98/35476 PCTA~R98/00244 PROCEDE DE TRANSMISSION DE SIGNAUX NUMERIQUES PAR ~REQUENCES CORRELLEES

Le domaine de l'invention est celui de la transmission de signaux 5 numeriques. Plus précisément, la presente invention concerne un procéde de transmission de signaux numériques où la transmission de chaque bloc de signaux à transmettre a l'attention d'un récepteur consiste a transmettre à ce récepteur une ou plusieurs fréquences données, caractéristiques des données comprises dans ce bloc.
L'invention concerne également un émetteur et un recepteur de tels signaux et trouve une application toute particulière a la transmission de signaux en modulation non cohérente dans des canaux présentant une forte dispersion.
Dans un système de transmission où une modulation en mode M-FSK (M-Ary Frequency Shift Keying) est utilisée, les données numeriques à transrnettre 15 (bits) sont regroupees en blocs. chaque bloc comportant un nombre n de bits, avec M = 2n. La transmission de ces blocs consiste à affecter a chaque bloc une frequence donnée choisie parmi M et a transmettre cette fréquence au récepteur.
Par exemple, pour M = 8, chaque bloc comporte 3 bits et à chacun des blocs susceptibles d'etre transmis correspond une et une seule fréquence de l'ensemble20 des M fréquences On definit ainsi une relation univoque entre les blocs et les fréquences. La transmission s'effectue à une période symbolique Ts, aussi appelée temps symbole.
La figure 1 montre le spectre d'un signal BFSK (n = 1). L'amplitude est notée A et la fréquence f. Les frequences centrales des signaux transmis sont 25 notées fo et f1. Chaque canal présente une certaine largeur de bande due à latroncature temporelle realisée pour la transmission de chacune des fréquences. La différence f1-fo est égale a 1/Ts, c'est à dire que les fréquences fo et f1 sontorthogonales (absence de corrélation). Ceci assure que les canaux ne se chevauchent pas et qu'il n'existe pas d'interférence entre ces canaux (diaphonie).
30 De maniere genérale, cette orthogonalite est également respectée entre les M
frequences d'une modulation de type M-FSK.
L'inconvenient de cette solution connue est que l'efficacité spectrale (rapport entre le débit transmis et la largeur de bande totale occupée) est limitée.
- Plus precisement, le debit maximum pouvant etre transmis est limite à une valeur 3~ donnée en fonction de la largeur de bande totale allouée. Une augmentation dedébit se traduit par une limitation de Ts et donc necessairement par un espacement plus important entre les frequences fo et f1.

... .

CA 022~1630 1998-10-06 - W O 98/35476 PCTrFR98/00244 La présente invention a notamment pour objectif de pallier cet inconvénient.
Plus precisément, un des objectifs de l'invention est de fournir un procédé
de transmission de signaux numériques présentant une efficacité spectrale 5 améliorée par rapport à l'état de la technique précité.
Un autre objectif de l'invention est de fournir un émetteur et un récepteur de signaux numériques mettant en oeuvre ce procédé.
Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints grace à un procédé de transmission d'un signal numérique se présentant sous 10 forme de blocs, chacun des blocs comprenanl au moins un bit et correspondant à
un symbole à transmettre, la transmission de chacun des symboles consistant à
transmettre au moins une frequence constituant une composante correspondant de manière univoque à ce bloc. Ies composantes de symboles différents etant corrélées entre elles.
ll existe donc une corrélation non nulle entre les composantes des symboles transmis. Le fait de rapprocher les frequences possibles permet d'augmenter de manière importante l'efficacité spectrale.
Preférentiellement, le procédé consiste à transmettre, pour chacun des symboles, un nombre N de composantes, les composantes de symboles différents 20 étant corrélées entre elles.
Ces composantes peuvent être transmises par répartition temporelle et/ou diversité fréquentielle.
L'invention concerne également un émetteur d'un signal numérique se presentant sous forme de blocs, chacun des blocs comprenant au moins un bit et 25 correspondant à un symbole à transmettre, I'émetteur comprenant des moyens affectant de maniere univoque à chacun des symboles au moins une fréquence constituant une composante du symbole, les composantes affectées à des symboles différents etant corrélees entre elles.
L'invention concerne egalement un récepteur d'un signal numérique 30 transmis par un tel émetteur, caractérisé en ce qu'il comporte un jeu de filtres adaptés centrés chacun sur l'une des composantes, les echantillons des signaux de sortie de ces filtres constituant les composantes d'un vecteur Z donne par:
Z - (Zl,17- lZl,Q7~ Zk,l~ Z~,Q~---,ZN,l,---,ZN,Q) Q Q Q
avec Q le nombre de valeurs differentes des composantes, le recepteur comprenant35 des moyens de calcul maximisant la variable de decision suivante:

CA 022~1630 1998-10-06 - W O 98/35476 PCTnFRg8/00244 Zk,j~ , . . ., M
k=1 en se basanl, dans le calcul de la variable de vraisemblance relative à un symbole donné, sur les seules sorties des filtres adaptés centres sur les fréquences où une des composantes serait émise.
Dlautres caractéristiques et avantages de l'invention apparaltront à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation preférentiel, donné à
titre illustratif et non limitatif, et des dessins annexés dans lesquels:
- la figure 1 montre le spectre d'un signal BFSK de l'art connu;
- la figure 2 montre la répartition temps-fréquence des fréquences transmises dans l'invention, I'exemple étant pris pour Q = 8;
- la figure 3 montre ia probabilité d'erreur par paire sur le canal de Rayleigh de signaux à composantes correlées en fonction du rapport signal à bruit, pour N = 4 ;
- la figure 4 montre la probabilite d'erreur sur le canal de Rayleigh de signaux a composantes correlées en fonction du rapport signal à bruit, pour N = 4;
- la figure 5 montre la probabilité d'erreur sur le canal de Rayleigh de signaux à
composantes corrélées en fonction du rapport signal à bruit, pour N = 8;
- la figure 6 est un schéma synoptique d'un exemple d'un émetteur de signaux numériques mettant en oeuvre le procéde selon l'invention;
- la figure 7 est un schéma synoptique d'un exemple de récepteur des signaux numériques transmis par l'émetteur de la figure 6.
La figure 1 a éte décrite précédemment en réference a l'état de la technique .
La présente invention est basée sur le fait que les Q fréquences pouvant être transmises par composante présentent entre elles une corrélation, c'est a dire que l'espacement entre ces fréquences est inférieur à 1/Ts. Il existe donc une correlation non nulle entre les composantes des symboles transmis. Le fait de rapprocher les fréquences transmises permet d'augmenter de manière importante l'efficacite spectrale.
La figure 2 montre la repartition temps-fréquence des frequences transmises dans l'invention, I'exemple etant pris pour Q = 8. L'axe temporel t est subdivisé en cases temps élémentaires de durée Ts et l'axe fréquentiel f en 8 voies espacees deux à deux de 1/4Ts. Ces fréquences sont donc espacées de bien moins que la distance1/Ts garantissant l'orthogonalité. La bande totale occupée est egale à W = 2/Ts,identique à celle d'une modulation ~FSK classique (Fig.1).

CA 022~1630 1998-10-06 - - W 0 98/35476 PCT~R98/00244 On considérera dans un premier temps des signaux à une seule dimension, c'est à dire que la transmission d'un symbole n'occupe qu'une case temporelle Ts.
Dans une case donnée, a chaque temps symbole Ts, une seule fréquence est émise.
Le fait de prévoir plus de deux fréquences dans la largeur de bande W augmente 5 I'efficacité spectrale elémentaire du plan temps-fréquence ainsi découpé. On constate qu'on a la possibilité d'émettre 8 symboles differents en associant un symbole à une fréquence. Le nombre de bits par symbole est de 3. Il en résulte une efficacité
spectrale de 1,5 bitls/Hz. En comparant cet exemple au cas d'une BFSK qui utilise deux fréquences seulement dans la même bande elémentaire W, on constate que le 10 gain en efficacité spectrale est d'un facteur 3. Autrement dit, 3 fois plus de bits peuvent etre transmis dans la meme bande fréquentielle.
L'accroissement de l'efficacité spectrale s'accompagne d'une degradation des performances minime due à la corrélation non nulle entre les différentes fréquences dans une case élémentaire. Cependant, cette degradation est compensée lorsque des 15 alphabets à haute efficacité spectrale sont utilisés (signaux multidimensionnels), comme il est décrit ci-dessous.
Les signaux que nous considérons dans la suite utiliseront toujours une fréquence et une seule à la fois par case temps-frequence. Les symboles émis ont tous la même energie. Un symbole constitué de N composantes a donc la structure 20 suivante:
Si = (~,---.S~ ,- ,~.-- ,~,--~ ,0,---,0,---, 5N,i~ = 1, ~, O) Q Q Q

Le récepteur qui sera décrit par la suite dispose d'un filtre adapté pour chacune des fréquences possibles. Les sorties des détecteurs d'énergie de ce 25 récepteur constituent le vecteur Z avec:
Z = (Z1,l~ ~ Z1,Q~ ~ ~ ~ . Zk,1. ~ ~ ~, Z~,Q~ . ~ ., Z~,1, ~ ~, ZN,Q?
Q Q Q
En supposant qu'il n'existe aucune corrélation entre les composantes dans les cases temps-fréquence adjacentes (canal de transmission sans mémoire), la densité
de probabilité conjointe des composantes du vecteur Z s'ecrit (relation 1):
N

p(Z¦Si) = ~ p(Zk,l ~ Zk,2, ~ ~ ~, Ztc,Q
~=1 Le récepteur optimal selon le critère du maximum à posteriori est celui qui choisit le symbole Sj maximisant cette densite de probabilité conjointe. On montre CA 022~1630 1998-10-06 facilement que la maximisation de l'expression de la relation 1 revient à maximiser l'expression:
Aj = n P(Z~J~ ,..., M

k=l - En d'autres termes il suffit de se baser, dans le calcul de la variable de 5 vraisemblance relative a un symbole Sj donne, sur les seules sorties des filtres adaptes branchés sur les frequences où un état logique 1 serait emis. A partir de ce point~ on peut montrer que le récepteur optimal a pour fonction de maximiser le produit scalaire 'Z, Sj'. Cette maximisation consiste à calculer les variables de décision A
donnees par:
~ Zk,j~ j=l,...,M
k=l Afin de quantifier le gain apporte par l'invention, il est pertinent d'effectuer un saicul de probabilite d'erreur par paire dans l'hypothese de l'émission d'un symbole S1.
La probabilité d'une mauvaise detection consiste à décider que le symbole reçu est S2 15 ~ S1. Cette probabilité n'est autre que la probabilité P(A1 < A2), ou aussi (relation 2):
N IV
p(Sl ' S2) = P ~ Zl,k C ~ Z2,k) ~ 1~ \
P ~ ¦71k¦2 C ~ ¦r2,k¦ ) k=l k=l Dans l'expression précédente l'indice ik est omis et les indices '1' ou '2' fontréférence aux symboles S1 et S2 respectivement.
En transformant l'expression précédente en une probabilité d'une forme 20 hermitienne quadratique, on peut définir le vecteur p comme suit:
p = (T1,1, r'2,1 . r'l ,2 ~ 1'2,2, ~ ~ ~, Tl ,~, 7'2,N ) L'expression de la relation 2 implique donc:

~ P(S, ~ s2) = P(f - P ~P < ~) où f = ptFI~* est la forme hermitienne recherchée avec:

... .. .. ~,... . . . , .. , ,. . . .. .. .. ~.

CA 022~1630 1998-10-06 - W O 98/35476 PCT~R98/00244 ~= '.

On sait que la fonction caractéristique d'une telle forme hermitienne est (relation 3):
~f (i~) det(l--~2~R~F) 5 où R = 2E[ptp*] designe la matrice de corrélation du vecteur p.
Les variables rk ne sont autres que les échantillons aux sorties des filtres adaptés. Le symbole S1 étant émis ces variables sont données par:
~ k = hk -t bl,~
T2,k = ~u~chk + b2,k où ~Lk désigne la corrélation existante entre les deux composantes d'ordre k des deux 10 symboles. Si on utilise des filtres rectangulaires de durée Ts, cette corrélation s'exprime comme (relation 4):

~T~/2 j(2~fl,,;t+~ ;) e--j(2'~f2,l t+~2 ~) dt = e --T~/2 ~ fkT~
avec ~fk = f1 k ~ f2 k la différence entre les fréquences des deux composantes et ~k = ~1 k ~ ~2 k un dephasage tenant compte de l'incohérence des oscillateurs utilisés 15 pour chaque fréquence au récepteur. Nous supposons dans la suite que les correlations sont toutes différentes.
Les variables aléatoires r1 k suivent des lois Gaussiennes centrées de variances (relation 5):

2E [¦7'l,kl ] = ~h + a~

2û De leur côté, les variables aiéatoires r2 k suivent aussi des lois Gaussiennes centrées mais de variances (relation 6):

2E [~r2,k¦ ] = ¦~k¦2ah + ab D'autre part, il est important de noter que les échantillons de bruit b1 k et b2 k sont aussi corrélés. On a en effet (relation 7):

2E[bl,kb2,k] = ~ab Il resulte de ce qui précède que r1 k et r2 k sont correlés tel que (relation 8):

2E¦rl,kr2,k] = ~k(ah + a~) En remarquant que les variables aiéatoires relatives à deux composantes 5 distinctes ont des corrélations nulles, les expressions des relations 5 à 8 permettent d'écrire la matrice de correlation du vecteur ~ comme:
~1 ~ ... O ' R O R2 .. ~

O ... O RN
où Rk est une matrice 2 x 2 donnée par:
~k-- ~+~ ~k(~a~,) _ ~(ah ~ ab) ¦~k¦2~ + ~2 Dans ces conditions l'expression de la fonction caracteristique de la relation 3devient:
~'f(j~)= .N
rl det(I--j2~Rk ~ ) Un calcul direct de det(l - j2~-RkFk) donne:

det(I--j2~Rk~k) = (1 --j2~Uk)(l + j2~Vk) 1 5 avec:
'l~k = ~~( N [(l ~ ) r ~ ~ Uk¦2) (1 -- ¦~,k¦2r2)~ > O

et:

Vk = -- 2N [(1 -- ¦~k¦ ) r ~ k¦2) (~ .,.k¦2r2)l > ~
Dans les expressions précédentes nous avons defini:
Nah ~= ~

le rapport signal sur bruit par symbole.

.. ~ .. , .. , . , " . , ~

- W 098/35476 PCT~FR98/00244 La fonction caractéristique de f s'ecrit donc maintenant:

?~Jf ( j~) N
)(l + j2~V~ ) .=1 En procedant à une décomposition en éléments simples de ~llf(j~), on obtient:

~Jf (i~ '2~,Uk k~~ 1 + ~2~Vk 5 en considérant que ~ pour i = j.
La probabilité d'erreur est donc égale:
P(Sl - ~ 52) = ~ b~c ou encore:
P(Sl ~ 52~ { 1 r~ kl2r2 Il~ ~¢~r (l~il2 ~ kl ) ou r est défini par r- ~
y + 2N
Une expression plus simple de cette probabilité d'erreur, ainsi qu'une expression asymptotique pour les grands rapports signal sur bruit, sont les suivantes:

P(Sl ~ S2) = 2 1 ~ r~ 2I~2 rIiN=l i¢~

et (relation 9):
1 (2N)! NN
P(~ ' ~~) = 2 (N!)~ ~N Il~CN=~ kl ) L'expression asymptotique de la probabilité d'erreur par paire montre que si 1 llk 1 2 est égal à 1~12 quelque soit k, la dégradation du rapport signal sur bruit par symbole ~ sera la même quelle que soit la dimension N des symboles.
Pour le cas particulier N = 1, on aboutit à l'expression de la probabilité d'erreur de deux symboles binaires correlés sur canal de Rayleigh donnée par:

CA 022~1630 1998-10-06 - WOg8/35476 PCT/FR98/00244 P~ = 2 l - r~ 2r2 D'autre part, si toutes ies correlations entre les composantes sont identiques (~k = 11 ~ k), on sait calculer la probabilité d'erreur par paire égale à (relation 10):
P(Sl ) S2) = { 2 1- r~ pr2 }

2N ~ l + r~ r2 l - r~ r2 La figure 3 montre la probabilite d'erreur par paire P(S1 ~ S2) sur le canal de Rayleigh de signaux à composantes correlees en fonction du rapport signal à bruit exprimé en dB, pour une dimension N = 4 Les valeurs choisies de la correlation ~ 2 = o, l ~ 1 2 = o,og, 1 ~ 1 2 = 0,4 et~11 l 2 = 0,8 correspondent respectivement à des fréquences espacées de 1/Ts (état de la technique, reférence 30), 1/4Ts (référence 31), 1/2Ts (référence 32), et 3/4Ts (référence 33). La dégradation asymptotique des performances est bien en accord avec l'expression de ia relation 8 qui prévoit une diminution du rapport signal sur bruit d'un facteur 1 - ¦ ~ ¦ 2 Le gain en efficacité spectrale obtenu à l'aide de signaux à composantes corrélees peut être illustré par l'exemple suivant:
En considerant d'abord un alphabet à deux signaux (BFSK) avec une diversité
d'ordre N = 4, les deux symboles de cet alphabet sont:
S1 = (1, O, 1, O, 1, O, 1, O) S2 = (O.1,O,1,O,1, O,1) Les performances de cet alphabet à deux symboles sont obtenues en utilisant la relation 10 avec N = 4 et ~1 = 0. L'efficacité spectrale est de 1/8 bit/slHz (le facteur d'expansion spectrale par rapport à 1 bit/s/Hz est Be = 8). Ceci correspond à l'état de la technique.
L'invention propose pour sa part d'employer également une diversite d'ordre N = 4 avec des signaux à composantes corrélées, pour Q = 8. En numérotant les fréquences disponibles dans une case temps-frequence de 1 à 8, les M = 8 symboles possibles sont donnés ci-après par leurs numeros de fréquences utilisées dans les différentes composantes.

CA 022~l630 l998-l0-06 S1 ~ 1, 2, 1, 2 S2 ~ 2, 4, 3, 4 S3 ~ 3, 1, 5, 6 S4 ~ 4, 3, 7, 8 Ss ~ 5, 6, 4, 1 S6 ~ 6, 8, 6, 3 S7 ~ 7, 5, 8, 7 S8 ~ 8, 7, 2, 5 A titre d'exemple, I'émission du symbole S1 consiste à transmettre les 10 fréquences 1, 2, 1 et 2 successivement (répartition temporelle) ou simuttanément (répartition fréquentielle dans la bande totale K*W). Une combinaison d'une transmission temporelle et fréquentielle est également envisageable.
La bande totale K*W nécessaire pour l'émission d'un symbole reste identique à
celle de la BFSK (NQ/4Ts = 8/Ts) mais on dispose maintenant dans cette bande de M = 8 symboles et l'efficacité spectrale passe à 3/8 bitls/Hz (Be = 2,66).
A titre de comparaison, une modulation BFSK classique occupe une largeur de bande de 21Ts. Lorsque les composantes transmises ne sont plus espacées que de Ts/4, le gain en bande est d'un facteur 3 pour la transmission d'un même débit. Il est dès lors possible, en occupant la même bande que celle de la BFSK classique, de prevoir au total 4 sous-bandes pour la transmission des composantes. La transmission peut dès lors s'opérer en diversite fréquentielle.
On constate que tout couple de symboles a les quatre fréquences toutes différentes. On obtient ainsi la diversité d'ordre 4. D'autre part, en examinant les 8 symboles proposés on déduit que les symboles les plus corrélés (S4 et S7 par CA 022 ~ 1630 1998-10-06 - WO 98/35476 PCTA ~ R98 / 00244 METHOD FOR TRANSMITTING DIGITAL SIGNALS BY ~ CORRELATED REQUIREMENTS

The field of the invention is that of signal transmission 5 digital. More specifically, the present invention relates to a method of transmission of digital signals where the transmission of each block of signals to transmit to the attention of a receiver consists in transmitting to this receiver a or more given frequencies, characteristics of the data included in this block.
The invention also relates to a transmitter and a receiver of such signals and finds particular application to the transmission of signals in non-coherent modulation in channels with high dispersion.
In a transmission system where modulation in M-FSK mode (M-Ary Frequency Shift Keying) is used, the digital data to be transmitted 15 (bits) are grouped into blocks. each block comprising a number n of bits, with M = 2n. The transmission of these blocks consists in assigning to each block a given frequency chosen from M and to transmit this frequency to the receiver.
For example, for M = 8, each block has 3 bits and each of the blocks likely to be transmitted corresponds one and only one frequency of the set 20 of the M frequencies One thus defines a unequivocal relation between the blocks and the frequencies. Transmission takes place at a symbolic period Ts, also called time symbol.
Figure 1 shows the spectrum of a BFSK signal (n = 1). The amplitude is denoted A and the frequency f. The center frequencies of the transmitted signals are 25 noted fo and f1. Each channel has a certain bandwidth due to the time frame produced for the transmission of each of the frequencies. The difference f1-fo is equal to 1 / Ts, that is to say that the frequencies fo and f1 are orthogonal (absence of correlation). This ensures that the channels do not do not overlap and there is no interference between these channels (crosstalk).
30 In general, this orthogonalite is also respected between M
frequencies of an M-FSK type modulation.
The downside of this known solution is that the spectral efficiency (ratio between the transmitted bit rate and the total bandwidth occupied) is limited.
- More precisely, the maximum bit rate that can be transmitted is limited to a value 3 ~ given as a function of the total bandwidth allocated. An increase in throughput results in a limitation of Ts and therefore necessarily in a spacing more important between the frequencies fo and f1.

...

CA 022 ~ 1630 1998-10-06 - WO 98/35476 PCTrFR98 / 00244 The present invention aims in particular to overcome this disadvantage.
More precisely, one of the objectives of the invention is to provide a method for transmitting digital signals with spectral efficiency 5 improved over the aforementioned prior art.
Another object of the invention is to provide a transmitter and a receiver of digital signals implementing this method.
These objectives, as well as others which will appear below, are achieved by a method of transmitting a digital signal having 10 blocks, each block comprising at least one bit and corresponding to a symbol to be transmitted, the transmission of each of the symbols consisting of transmit at least one frequency constituting a corresponding component of unequivocally to this block. The components of different symbols being correlated with each other.
There is therefore a non-zero correlation between the components of the symbols transmitted. Bringing together the possible frequencies makes it possible to increase by significantly the spectral efficiency.
Preferably, the method consists in transmitting, for each of the symbols, a number N of components, the components of different symbols 20 being correlated with each other.
These components can be transmitted by time distribution and / or frequency diversity.
The invention also relates to a transmitter of a digital signal in the form of blocks, each of the blocks comprising at least one bit and 25 corresponding to a symbol to be transmitted, the transmitter comprising means assigning unequivocally to each of the symbols at least one frequency constituting a component of the symbol, the components assigned to different symbols being correlated with each other.
The invention also relates to a receiver of a digital signal.
30 transmitted by such a transmitter, characterized in that it comprises a set of filters adapters each centered on one of the components, the signal samples output of these filters constituting the components of a vector Z gives by:
Z - (Zl, 17- lZl, Q7 ~ Zk, l ~ Z ~, Q ~ ---, ZN, l, ---, ZN, Q) QQQ
with Q the number of different values of the components, the receiver comprising 35 calculation means maximizing the following decision variable:

CA 022 ~ 1630 1998-10-06 - WO 98/35476 PCTnFRg8 / 00244 Zk, j ~,. . ., M
k = 1 in basanl, in the calculation of the likelihood variable relative to a symbol given, on the only outputs of the adapted filters centers on the frequencies where one of the components would be issued.
Other features and advantages of the invention will become apparent from the reading of the following description of a preferred embodiment, given to illustrative and non-limiting title, and attached drawings in which:
- Figure 1 shows the spectrum of a BFSK signal of the known art;
- Figure 2 shows the time-frequency distribution of the transmitted frequencies in the invention, the example being taken for Q = 8;
- Figure 3 shows the probability of error per pair on the Rayleigh channel of signals with correlated components as a function of the signal to noise ratio, for N = 4;
- Figure 4 shows the probability of error on the Rayleigh channel of signals a components correlated as a function of the signal to noise ratio, for N = 4;
- Figure 5 shows the probability of error on the Rayleigh channel of signals to components correlated as a function of the signal to noise ratio, for N = 8;
- Figure 6 is a block diagram of an example of a digital signal transmitter implementing the method according to the invention;
FIG. 7 is a block diagram of an example of a receiver of the digital signals transmitted by the transmitter of FIG. 6.
Figure 1 was previously described in reference to the state of the technical.
The present invention is based on the fact that the Q frequencies which can be transmitted by component have a correlation between them, that is to say that the spacing between these frequencies is less than 1 / Ts. So there is a non-zero correlation between the components of the symbols transmitted. The fact of bringing the frequencies closer together makes it possible to significantly increase spectral efficiency.
Figure 2 shows the time-frequency distribution of the transmitted frequencies in the invention, the example being taken for Q = 8. The time axis t is subdivided into elementary time cells of duration Ts and the frequency axis f in 8 space channels two two of 1 / 4Ts. These frequencies are therefore spaced far less than the distance1 / Ts guaranteeing orthogonality. The total band occupied is equal to W = 2 / Ts, identical to that of a classic ~ FSK modulation (Fig. 1).

CA 022 ~ 1630 1998-10-06 - - W 0 98/35476 PCT ~ R98 / 00244 We will first consider signals with only one dimension, that is to say that the transmission of a symbol occupies only a time slot Ts.
In a given box, at each symbol time Ts, only one frequency is transmitted.
Providing more than two frequencies in the bandwidth W increases 5 the elementary spectral efficiency of the time-frequency plane thus cut out. We aknowledge that we have the possibility of emitting 8 different symbols by associating a symbol with a frequency. The number of bits per symbol is 3. This results in efficiency spectral of 1.5 bitls / Hz. By comparing this example to the case of a BFSK which uses only two frequencies in the same elementary band W, we see that the 10 gain in spectral efficiency is by a factor of 3. In other words, 3 times more bits can be transmitted in the same frequency band.
The increase in spectral efficiency is accompanied by a degradation of minimal performance due to the non-zero correlation between the different frequencies in an elementary box. However, this degradation is compensated for when 15 high spectral efficiency alphabets are used (multidimensional signals), as described below.
The signals that we consider in the following will always use a frequency and only one at a time per time-frequency box. The symbols issued have all the same energy. A symbol consisting of N components therefore has the structure 20 next:
If = (~, ---. S ~, -, ~ .--, ~, - ~, 0, ---, 0, ---, 5N, i ~ = 1, ~, O) QQQ

The receiver which will be described later has a filter suitable for each of the possible frequencies. The outputs of the energy detectors of this 25 receptors constitute the vector Z with:
Z = (Z1, l ~ ~ Z1, Q ~ ~ ~ ~. Zk, 1. ~ ~ ~, Z ~, Q ~. ~., Z ~, 1, ~ ~, ZN, Q?
QQQ
Assuming that there is no correlation between the components in the adjacent time-frequency boxes (transmission channel without memory), density of joint probability of the components of the vector Z is written (relation 1):
NOT

p (Z¦Si) = ~ p (Zk, l ~ Zk, 2, ~ ~ ~, Ztc, Q
~ = 1 The optimal receiver according to the posterior maximum criterion is the one that choose the symbol Sj maximizing this joint probability density. We show CA 022 ~ 1630 1998-10-06 easily that maximizing the expression of relation 1 means maximizing the expression:
Aj = n P (Z ~ J ~, ..., M

k = l - In other words it is enough to base oneself, in the calculation of the variable of 5 likelihood relative to a symbol Sj gives, on the only outputs of the filters adapters connected to frequencies where a logic state 1 would be issued. Starting from point ~ we can show that the optimal receiver has the function of maximizing the product scalar 'Z, Sj'. This maximization consists in calculating the decision variables A
given by:
~ Zk, j ~ j = l, ..., M
k = l In order to quantify the gain provided by the invention, it is relevant to carry out a saicul of probability of error by pair in the assumption of the emission of a symbol S1.
The probability of a bad detection consists in deciding that the symbol received is S2 15 ~ S1. This probability is none other than the probability P (A1 <A2), or also (relation 2):
N IV
p (Sl 'S2) = P ~ Zl, k C ~ Z2, k) ~ 1 ~ \
P ~ ¦71k¦2 C ~ ¦r2, k¦) k = lk = l In the previous expression the index ik is omitted and the indices '1' or '2' refer to the symbols S1 and S2 respectively.
By transforming the previous expression into a probability of a form 20 quadratic Hermitian, we can define the vector p as follows:
p = (T1,1, r'2,1. r'l, 2 ~ 1'2,2, ~ ~ ~, Tl, ~, 7'2, N) The expression of relation 2 therefore implies:

~ P (S, ~ s2) = P (f - P ~ P <~) where f = ptFI ~ * is the hermitian form sought with:

... .. .. ~, .... . . , ..,,. . . .. .. .. ~.

CA 022 ~ 1630 1998-10-06 - WO 98/35476 PCT ~ R98 / 00244 ~ = '.

We know that the characteristic function of such a Hermitian form is (relation 3):
~ f (i ~) det (l-- ~ 2 ~ R ~ F) 5 where R = 2E [ptp *] denotes the correlation matrix of the vector p.
The variables rk are none other than the samples at the outputs of the filters adapted. The symbol S1 being emitted these variables are given by:
~ k = hk -t bl, ~
T2, k = ~ u ~ chk + b2, k where ~ Lk denotes the existing correlation between the two components of order k of the two 10 symbols. If rectangular filters of duration Ts are used, this correlation is expressed as (relation 4):

~ T ~ / 2 j (2 ~ fl ,,; t + ~;) e - j (2 '~ f2, l t + ~ 2 ~) dt = e --T ~ / 2 ~ fkT ~
with ~ fk = f1 k ~ f2 k the difference between the frequencies of the two components and ~ k = ~ 1 k ~ ~ 2 k a phase shift taking into account the inconsistency of the oscillators used 15 for each frequency at the receiver. We assume below that correlations are all different.
The random variables r1 k follow Gaussian laws centered on variances (relation 5):

2E [¦7'l, kl] = ~ h + a ~

2û For their part, the random variables r2 k also follow Gaussian laws centered but with variances (relation 6):

2E [~ r2, k¦] = ¦ ~ k¦2ah + ab On the other hand, it is important to note that the noise samples b1 k and b2 k are also correlated. We have indeed (relation 7):

2E [bl, kb2, k] = ~ ab It follows from the above that r1 k and r2 k are correlated such that (relation 8):

2E¦rl, kr2, k] = ~ k (ah + a ~) Noting that the air variables relating to two components 5 distinct have zero correlations, the expressions of relations 5 to 8 allow write the vector correlation matrix ~ as:
~ 1 ~ ... O ' RO R2 .. ~

O ... O RN
where Rk is a 2 x 2 matrix given by:
~ k-- ~ + ~ ~ k (~ a ~,) _ ~ (ah ~ ab) ¦ ~ k¦2 ~ + ~ 2 Under these conditions the expression of the characteristic function of the relation 3d becomes:
~ 'f (j ~) = .N
rl det (I - j2 ~ Rk ~) A direct calculation of det (l - j2 ~ -RkFk) gives:

det (I - j2 ~ Rk ~ k) = (1 --j2 ~ Uk) (l + j2 ~ Vk) 1 5 with:
'l ~ k = ~~ (N [(l ~) r ~ ~ Uk¦2) (1 - ¦ ~, k¦2r2) ~> O

and:

Vk = - 2N [(1 - ¦ ~ k¦) r ~ k¦2) (~.,. K¦2r2) l> ~
In the previous expressions we defined:
Nah ~ = ~

the signal to noise ratio by symbol.

.. ~ .., ..,. , "., ~

- W 098/35476 PCT ~ FR98 / 00244 The characteristic function of f is now written:

? ~ Jf (j ~) N
) (l + d2 ~ V ~) . = 1 By proceeding to a decomposition into simple elements of ~ llf (j ~), we obtain:

~ Jf (i ~ '2 ~, Uk k ~~ 1 + ~ 2 ~ Vk 5 considering that ~ for i = j.
The probability of error is therefore equal:
P (Sl - ~ 52) = ~ b ~ c or:
P (Sl ~ 52 ~ {1 r ~ kl2r2 Il ~ ~ ¢ ~ r (l ~ il2 ~ kl) where r is defined by r- ~
y + 2N
A simpler expression of this probability of error, as well as a asymptotic expression for large signal-to-noise ratios, are as follows:

P (Sl ~ S2) = 2 1 ~ r ~ 2I ~ 2 rIiN = li ¢ ~

and (relation 9):
1 (2N)! NN
P (~ '~~) = 2 (N!) ~ ~ N Il ~ CN = ~ kl) The asymptotic expression of the probability of error per pair shows that if 1 llk 1 2 is equal to 1 ~ 12 whatever k, the degradation of the signal to noise ratio by symbol ~ will be the same whatever the dimension N of the symbols.
For the particular case N = 1, we arrive at the expression of the probability of error of two correlated binary symbols on Rayleigh channel given by:

CA 022 ~ 1630 1998-10-06 - WOg8 / 35476 PCT / FR98 / 00244 P ~ = 2 l - r ~ 2r2 On the other hand, if all the correlations between the components are identical (~ k = 11 ~ k), we know how to calculate the probability of error per pair equal to (relation 10):
P (Sl) S2) = {2 1- r ~ pr2}

2N ~ l + r ~ r2 l - r ~ r2 Figure 3 shows the probability of error per pair P (S1 ~ S2) on the channel of Rayleigh of signals with correlated components as a function of the signal to noise ratio expressed in dB, for a dimension N = 4 The chosen values of the correlation ~ 2 = o, l ~ 1 2 = o, og, 1 ~ 1 2 = 0.4 and ~ 11 l 2 = 0.8 respectively correspond to frequencies spaced from 1 / Ts (state of technique, reference 30), 1 / 4Ts (reference 31), 1 / 2Ts (reference 32), and 3 / 4Ts (reference 33). Asymptotic performance degradation is in good agreement with the expression of ia relation 8 which provides for a reduction in the signal to noise ratio by a factor of 1 - ¦ ~ ¦ 2 The gain in spectral efficiency obtained using component signals correlated can be illustrated by the following example:
By first considering a two-signal alphabet (BFSK) with diversity of order N = 4, the two symbols of this alphabet are:
S1 = (1, O, 1, O, 1, O, 1, O) S2 = (O.1, O, 1, O, 1, O, 1) The performances of this two-symbol alphabet are obtained by using the relation 10 with N = 4 and ~ 1 = 0. The spectral efficiency is 1/8 bit / slHz (the factor spectral expansion with respect to 1 bit / s / Hz is Be = 8). This corresponds to the state of the technique.
The invention proposes, for its part, also to employ a diversity of order N = 4 with correlated component signals, for Q = 8. By numbering the frequencies available in a time-frequency box from 1 to 8, the M = 8 symbols possible are given below by their frequency numbers used in the different components.

CA 022 ~ l630 l998-l0-06 S1 ~ 1, 2, 1, 2 S2 ~ 2, 4, 3, 4 S3 ~ 3, 1, 5, 6 S4 ~ 4, 3, 7, 8 Ss ~ 5, 6, 4, 1 S6 ~ 6, 8, 6, 3 S7 ~ 7, 5, 8, 7 S8 ~ 8, 7, 2, 5 For example, the emission of the symbol S1 consists in transmitting the 10 frequencies 1, 2, 1 and 2 successively (time distribution) or simultaneously (frequency distribution in the total band K * W). A combination of time and frequency transmission is also possible.
The total band K * W necessary for the emission of a symbol remains identical to that of the BFSK (NQ / 4Ts = 8 / Ts) but we now have in this band M = 8 symbols and the spectral efficiency goes to 3/8 bitls / Hz (Be = 2.66).
For comparison, a classic BFSK modulation occupies a width of band of 21Ts. When the transmitted components are only spaced apart by Ts / 4, the band gain is a factor of 3 for the transmission of the same bit rate. It is therefore possible, occupying the same band as that of the classic BFSK, provide a total of 4 sub-bands for the transmission of the components. The transmission can therefore operate in frequency diversity.
We note that any pair of symbols has all four frequencies different. We thus obtain diversity of order 4. On the other hand, by examining the 8 proposed symbols we deduce that the most correlated symbols (S4 and S7 by

2~ exemple) ont deux composantes pour lesquelles les frequences sont adjacentes (à
114Ts), une troisième composante avec des fréquences espacées de 1/2Ts et une dernière avec un espacement de 3/4 Ts Les corrélations qui en résultent sont 1 ~11 12 =
1 1~2 ¦ 2 = 0,8, ¦ ~13 1 2 = 0,4 et 1 ~4 1 2 = o,og (on suppose que les filtres utilisés sont rectangulaires, et donc que les corrélations sont données par la relation 4).
Les performances du système à composantes corrélées sont majorées par la borne de l'union. Elle indique que la probabilité d'erreur symbole est inférieure à M-1 fois la probabilité d'erreur par paire la plus grande. En d'autres termes Pe < (M-1) P(S4 ~ S7) D'autre part, une borne inférieure est obtenue en notant que la probabilite d'erreur est supérieure à la probabilité d'erreur par paire des deux symboles les plus éloignés (c'est à dire les moins corréles) mais qui sont les plus proches voisins l'un de l'autre. Les deux symboles S1 et S2 remplissent cette condition. Ainsi on a:
Pe > P(s1 ~ S2) CA 022~1630 1998-10-06 - W 0 98/3S476 PCTrFR98/00244 Les différentes probabilités d'erreur par paire sont obtenues à l'aide de la relation P(S1 ~ S2) précédemment donnée. Enfin, la probabilité d'erreur binaire est approximée par Pb = Pe /2.
Les performances des deux systèmes sont comparees dans la figure 4 qui montre la probabilité d'erreur sur le canal de Rayleigh de signaux à composantescorrélees en fonction du rapport signal à bruit exprime en dB, pour N = 4. La caractéristique en trait plein correspond à celle d'un système ~3FSK classique (n = 1) pour Be = 8 et celies en traits discontinus aux bornes inférieures et superieures évoquées ci-dessus.
On constate la très bonne performance des signaux corréies dont la localisation des bornes inférieure et supérieure montre des performances exactes au moins égales à celles du système classique pris comme référence. Sachant que lessymboles à composantes corrélées apportent un gain de l'efficacité spectrale par un facteur de 3. on en déduit qu'ils sont préferables aux slgnaux FSK classiques.
La même remarque peut être faite pour une diversité d'ordre 8 (voir Fig.5).
L'augmentation de la dimension N permet d'absorber plus facilement des composantes ~e plus en plus corrélées. En effet, la dégradation du rapport signal sur bruit est donnée par le facteur:
I /LJt 12 ) Si N = 1, une corrélation ~ 2 = 0,95 sur la composante unique du symbole implique une degradation de -13 dB du rapport signal sur bruit. Par contre pour N = 8, la contribution à la dégradation totale d'une composante k ayant la même corrélation I llk 1 2 = 0,95 se réduit à -1,6 dB, alors qu'elle n'est plus que de -0,4 dB pour N = 32.
Quand on sait que cette valeur de la correlation correspond à des fréquences 25 espacées de 1 /8Ts, on comprend bien l'effet constructif des grandes dimensions combinees aux plus grandes densités des fréquences d'émission.
Les performances obtenues peuvent encore être ameliorées en utilisant un alphabet de diversité optimal en terme de distance entre les composantes et d'occupation spectrale.
La figure 6 est un schéma synoptique d'un exemple d'un émetteur de signaux numériques mettant en oeuvre le procedé selon l'invention.
L'émetteur de la figure 6 comporte une unité de mapping 60 assurant la mise en blocs d'un train binaire qui lui est appliqué. Les blocs contiennent chacun n bits. Ces blocs sont appliqués a une unité de transformation 61 qui fournit pour35 chacun des blocs traités N niveaux de tension. Chaque niveau de tension correspond à une composante d'un bloc. Ces niveaux de tension sont ensuite appliqués à une unité d'entrelacement 62 suivie par un oscillateur commandé en .. .. .. .. . . ~ .. . . . ..

CA 022~l630 l998-l0-06 tension (VCO) 63 présentant sur sa sortie les fréquences entrelacées correspondant aux composantes des blocs à transmettre. Ces fréquences se présentent en série à un convertisseur série-parallèle 64 facultatif. prévu dans le cas où la transmission devait s'effectuer dans plusieurs sous-bandes. Ce concept5 de sous-bande est représenté sur la figure 2 où deux sous-bandes SB1 et SE32 sont prévues. La transmission des composantes en sous-bandes permet de transmettre simultanément (dans un même intervalle de temps Ts) plusieurs composantes (diversité fréquentielle).
Les différentes composantes sont ensuite appliquees à un jeu de K
melangeurs 651 à 65K, avec K le nombre de sous-bandes prévues. Les melangeurs 651 à 65K assurent la répartition en sous-bande des composantes transmises. Les composantes décalées en fréquence sont ensuite sommées par un additionneur 66. Un mélangeur 67 recevant un signal d'un oscillateur local 68 assure la transposition du signal somme à une fréquence porteuse. Le signal modulé est alors appliqué à une antenne d'émission 69.
L'unité d'entrelacement 62 a pour fonction de lutter contre les évanouissements selectifs du canal de transmission. Ainsi. Ie canal de transmission agit independamment sur les differentes composantes.
Si la transmission s'effectue par répartition temporelle uniquement, les differentes composantes des symboles à transmettre sont transmises dans des cases temps/fréquence differentes et la transmission d'un symbole à 4 composantes (exemple donné précédemment) dure 4Ts.
Bien entendu, le mode de réalisation de cet émetteur n'est donne qu'a titre indicatif~ et bien d'autres possibilites existent.
La figure 7 est un schéma synoptique d'un exemple d'un récepteur des signaux numériques transmis par l'emetteur de la figure 6.
Le signal reçu par une antenne 70.est appliqué à un mélangeur 71 recevant un signal de transposition de fréquence d'un oscillateur local 72. Le signal de sortie du melangeur est appliqué à K filtres de sous-bande 731 à 73K. Ces filtres sont des filtres passe-bande centres sur les fréquences centrales des sous-bandes. Les signaux filtrés sont ensuite appliqués à un jeu de filtres adaptés 741 a 74K~Q, avec Q le nombre de composantes prévues par sous-bande. Les fréquences f1 à fQ correspondent aux composantes et les fréquences F1 à FK aux fréquences centrales des sous-bandes. Les signaux de sortie de ces filtres sont échantillonnés à la frequence symbole 1/Ts pour fournir des échantillons Zj j, avec i l'indice correspondant a la sous-bande consideree et j l'indice correspondant à la composante détectée. Ces échantillons sont appiiqués a une unite de calcul 75 destinée à former le vecteur Z donné précédemment:

CA 022~l630 l998-l0-06 Z = (Z1,l, ~ , Z1,Q, ~ - . Zk,1 . - . Z~c,Q . - - - , ZIV,l, ~ -, ZN Q?

On notera dans cette expression du vecteur Z que le nombre de composantes N des symboles transmis n'est pas necessairement égal à K. Ceci provient du fait que l'on peut combiner une transmission temporelle des composantes avec une diversite 5 fréquentielle, au sens de sous-bande.
L'unité de calcul 75 fonctionne préférentiellement selon le critère du maximum à priori donne précedemment, c'est à dire qu'il considère que le bloc transmis est celui qui maximise la densité de probabilité conjointe des composantes de ce vecteur Z.
L'unité de calcul 75 fournit donc une estimation S egale au symbole Sj qui 10 maximise Aj donné par:
N

Aj = ~, 7k,j,~ , . . ., M
k=l L'estimatlon S est alors appliquee à une unité de demapping 76 transformant le symbole estime en bits.
L'invention permet donc d'utiliser des composantes corrélées et donc une plus 15 grande densité de fréquences utilisables. Par conséquent, on dispose d'une plus grande efficacite spectrale Les performances obtenues avec les signaux corrélés sont bonnes et permettent d'obtenir dans l'exemple donné un gain en efficacité spectrale d'un facteur 2 ~ example) have two components for which the frequencies are adjacent (to 114Ts), a third component with frequencies spaced 1 / 2Ts and a last with 3/4 Ts spacing The resulting correlations are 1 ~ 11 12 =
1 1 ~ 2 ¦ 2 = 0.8, ¦ ~ 13 1 2 = 0.4 and 1 ~ 4 1 2 = o, og (we assume that the filters used are rectangular, and therefore that the correlations are given by the relation 4).
The performance of the correlated component system is increased by the union terminal. It indicates that the probability of symbol error is less than M-1 times the greatest probability of error per pair. In other words Pe <(M-1) P (S4 ~ S7) On the other hand, a lower bound is obtained by noting that the probability of error is greater than the probability of error per pair of the two most distant (i.e. the least correlated) but which are the nearest neighbors one of the other. The two symbols S1 and S2 fulfill this condition. So we have:
Pe> P (s1 ~ S2) CA 022 ~ 1630 1998-10-06 - W 0 98 / 3S476 PCTrFR98 / 00244 The different error probabilities per pair are obtained using the relation P (S1 ~ S2) previously given. Finally, the probability of bit error is approximated by Pb = Pe / 2.
The performances of the two systems are compared in figure 4 which shows the probability of error on the Rayleigh channel of signals with co-aligned components as a function of the signal to noise ratio expressed in dB, for N = 4. The solid line characteristic corresponds to that of a classic ~ 3FSK system (n = 1) for Be = 8 and those in broken lines at the lower and upper bounds mentioned above.
We note the very good performance of the corrected signals, the location of the lower and upper terminals shows exact performance at less equal to those of the classical system taken as a reference. Knowing that the symbols with correlated components bring a gain in spectral efficiency by a factor of 3. we deduce that they are preferable to conventional FSK signals.
The same remark can be made for a diversity of order 8 (see Fig. 5).
The increase in dimension N makes it easier to absorb increasingly correlated components. Indeed, the degradation of the signal to noise is given by the factor:
I / LJt 12) If N = 1, a correlation ~ 2 = 0.95 on the unique component of the symbol implies a degradation of -13 dB of the signal to noise ratio. On the other hand for N = 8, the contribution to the total degradation of a component k having the same correlation I llk 1 2 = 0.95 is reduced to -1.6 dB, whereas it is only -0.4 dB for N = 32.
When we know that this correlation value corresponds to frequencies 25 spaced 1 / 8Ts, we understand the constructive effect of the large dimensions combined with the higher densities of the transmission frequencies.
The performance obtained can be further improved by using a optimal diversity alphabet in terms of distance between components and spectral occupancy.
Figure 6 is a block diagram of an example of a transmitter digital signals implementing the method according to the invention.
The transmitter of FIG. 6 comprises a mapping unit 60 ensuring the blocking of a binary train applied to it. The blocks each contain n bits. These blocks are applied to a transformation unit 61 which supplies for each of the treated blocks N voltage levels. Each voltage level corresponds to a component of a block. These voltage levels are then applied to an interleaver 62 followed by an oscillator controlled by .. .. .. ... . ~ ... . . ..

CA 022 ~ l630 l998-l0-06 voltage (VCO) 63 presenting at its output the interlaced frequencies corresponding to the components of the blocks to be transmitted. These frequencies are present in series to an optional serial-to-parallel converter 64. planned in the if the transmission was to take place in several sub-bands. This concept of sub-band is represented in FIG. 2 where two sub-bands SB1 and SE32 are planned. The transmission of the components in sub-bands makes it possible to transmit simultaneously (in the same time interval Ts) several components (frequency diversity).
The different components are then applied to a set of K
mixers 651 to 65K, with K the number of planned sub-bands. The 651 to 65K mixers ensure the sub-band distribution of the components transmitted. The components shifted in frequency are then summed by a adder 66. A mixer 67 receiving a signal from a local oscillator 68 ensures the transposition of the sum signal to a carrier frequency. The signal modulated is then applied to a transmitting antenna 69.
The interleaver unit 62 has the function of fighting against selective fading of the transmission channel. So. The transmission channel acts independently on the different components.
If the transmission is by time distribution only, the different components of the symbols to be transmitted are transmitted in boxes different time / frequency and the transmission of a symbol with 4 components (example given above) lasts 4Ts.
Of course, the embodiment of this transmitter is given only by way of indicative ~ and many other possibilities exist.
Figure 7 is a block diagram of an example of a radio receiver digital signals transmitted by the transmitter of figure 6.
The signal received by an antenna 70 is applied to a mixer 71 receiving a frequency transposition signal from a local oscillator 72. The signal output from the mixer is applied to K sub-band filters 731 to 73K. These filters are bandpass filters centered on the center frequencies of the bands. The filtered signals are then applied to a set of suitable filters 741 a 74K ~ Q, with Q the number of components provided by sub-band. The frequencies f1 to fQ correspond to the components and frequencies F1 to FK to the center frequencies of the sub-bands. The output signals from these filters are sampled at the frequency symbol 1 / Ts to provide samples Zj j, with i the index corresponding to the sub-band considered and j the index corresponding to the component detected. These samples are applied to a calculation unit 75 intended to form the vector Z given previously:

CA 022 ~ l630 l998-l0-06 Z = (Z1, l, ~, Z1, Q, ~ -. Zk, 1. -. Z ~ c, Q. - - -, ZIV, l, ~ -, ZN Q?

It will be noted in this expression of the vector Z that the number of components N of the transmitted symbols is not necessarily equal to K. This is due to the fact that we can combine a temporal transmission of the components with a diversity 5 frequency, in the sense of sub-band.
The calculation unit 75 preferably operates according to the maximum criterion a priori gives previously, that is to say that it considers that the block transmitted is that which maximizes the joint probability density of the components of this vector Z.
The calculation unit 75 therefore provides an estimate S equal to the symbol Sj which 10 maximizes Aj given by:
NOT

Aj = ~, 7k, j, ~,. . ., M
k = l Estimationlon S is then applied to a demapping unit 76 transforming the symbol estimates in bits.
The invention therefore makes it possible to use correlated components and therefore a more 15 high density of usable frequencies. Therefore, there is more high spectral efficiency The performances obtained with the correlated signals are good and allow to obtain in the example given a gain in spectral efficiency by a factor

3 par rapport à un système classique occupant la meme bande et utilisant le même20 ordre de diversite. Les performances en probabilité d'erreur binaire restent comparables, sinon meilleures, à celles des systèmes M-FSK connus.
L'invention s'applique notamment a la modulation non cohérente. Le milieu de transmission utilisé est quelconque. 3 compared to a conventional system occupying the same band and using the same order of diversity. Bit error probability performance remains comparable, if not better, to those of known M-FSK systems.
The invention applies in particular to non-coherent modulation. The middle of transmission is arbitrary.

Claims

1. Method for transmitting a digital signal in the form of blocks, each of said blocks comprising at least one bit and corresponding to a symbol to be transmitted, the transmission of each of said symbols consisting of transmit at least one frequency constituting a corresponding component of unambiguously to this block, characterized in that the symbol components different are correlated with each other.

2. Method according to claim 1, characterized in that it consists in transmit, for each of said symbols, a number N of components, the components of different symbols being correlated with each other.

3. Method according to claim 2, characterized in that said components are transmitted by time division.

4. Method according to one of claims 2 and 3, characterized in that said components are transmitted by frequency diversity.

5. Transmitter of a digital signal in the form of blocks, each of said blocks comprising at least one bit and corresponding to a symbol to transmit, said transmitter comprising means (61, 63) affecting in a manner unique to each of said symbols at least one frequency constituting a component of said symbol, characterized in that the components assigned to different symbols are correlated with each other.

6. Receiver of a digital signal transmitted by a transmitter according to the claim 5, characterized in that it includes a set of matched filters (74 1 to 74K*Q) each centers on one of said components, the samples of the output signals of said filters constituting the components of a given Z vector by:

with Q the number of different values of said components, said receiver comprising calculation means (75) maximizing the following decision variable:

based, in the calculation of the likelihood variable relating to a symbol given, only on the outputs of said matched filters (741 to 74K*Q) centered on the frequencies where one of said components would be emitted.