CA1190614A - Systeme de filtration adaptif destine a annuler un ou plusieurs signaux d'interference de forme sinusoidale - Google Patents

Abstract

L'invention est relative à un système de filtration adaptatif destiné à annuler un ou plusieurs signaux d'interférence de forme sinusoidale compris dans un signal d'entrée comportant un signal utile. Le système inclut un circuit d'asservissement de phase qui permet de repérer la fréquence de l'interférence sinusoïdale et de synthétiser divers signaux à ondes rectangulaires synchrones en phase/quadrature. Chaque signal à ondes rectangulaires est pondéré suivant les variations d'amplitude et de phase de l'interférence sinusoïdale et les signaux ainsi pondérés sont combinés au signal d'entrée de sorte à émettre à la sortie le signal utile sensiblement exempt de toute interférence sinusoïdale. Dans le cas de signaux à corrélation multiple, le présent système de filtration donne, en régime continu, un fonctionnement sensiblement meilleur que celui du filtre adaptif à crevasse de type bien connu Widrow-Hoff.

Description

Lsinvention a trait à la filtration adaptive de signaux parasites et concerne plus particulièrement un système destiné à filtrer un signal d'interférence sinusoidal et/ou de corrélation melé à un signal utile compris dans un signal d'entréeO L'efficacité du présent système est particulièrement évidente lorsque le signal d'interférence à éliminer se situe à l'intérieur du meme spectre de fréquence que le signal utile désiré.
Plusieurs dispositi~s et systèmes ont déjà été
proposés dans le but de séparer, d'accro~tre ou d'Qliminer le bruit, les parasites d'inter-symbole, l'écho ou les fréquences de différents signaux compris dans un signal d'entrée. Ces systèmes antérieurs sont décrits par exemple dans les brevets des Etats-Unis Nos. 4.052.559 de Yaul et al et 4.23~3.746 de McCool et al qui enseignent chacun l'utilisa-tion d'un filtre adaptif transversal qui incorpore un vecteur de pondération conforme à 1 T algorithme de Widrow-Hoff, celui-ci étant une approximation, à temps réel, de l'erreur quadra-tique moyenne de l'algorithme de Widrow-Hoff. Un tel algorithme est décrit dans l'article "Adaptive Noise Cancelling: Principles and Applications" de Widrow et al, "
"Proceedings IEEE", volume 63, numéro 12, décembre 1975, ~`
pages 1692 à 1716. Toutefois, l'implémentation de l'algo-rithme de Widrow-Hoff requiert en général l'utilisation de multiplicateurs linéaires qui sont dispendieux, d'une part, et qui produisent une dégradation du système car de fonc-tionnement non-idéal, d'autre partr Par ailleurs, dans la littérature sur les interférences d'inter~symbole, plusieurs algorithmes~.de données écrétées ou d'erreur limitée ont été
proposés afin d~éliminer en partie ou de réduire le nombre de ces multiplicateurs linéaires. En outre, lorsque le signal ~Qf~

d'interférence est simplement une onde sinusoidale, Widrow suggère d t utiliser une paire de signaux en phase/quadrature, au lieu de filtres adapti~s transversaux, pour suivre l'ampli-tude et la phase du signal parasite sinusoidal tout en présument que sa fréquence est déjà connue. Même en ces derniers cas, l~implémentation des algorithmes adaptis requier-t l'~tilisation de plusieurs multiplica-teurs linéaires.
Dans le ~e~et 1) S ~ 105.102 émis le ~ aout 1978 à Desblache, il est décrit un filtre à crevasse numérique dont les paramètres sont évalués de facon séquentlelle pour synthoniser la fréquence d'interférence. Cette méthode est basée sur les transformes de ~ilbert, qui utilisent plusieurs multiplicateurs.
La méthode selon notre invention est complètement différente en ce qu'elle utilise des techniques ~LL (phase lock loop - boucle suiveuse de phase) pour répérer la ~ré-quence d'interférence, qu'elle limite la bande du signal d'erreur et de plus qu'elle utilise des techniques de filtre harmonique pour ne pas avoir à utiliser de véritables multipli-cateurs normalemen~ exigés dans l'algorythme LMS discuté
ci-dessus Une caractéristique générale de la présente invention réside en un système de filtration adaptif capable dléliminer les signaux d'interférence sinusoidaux compris dans un signal d'entrée sans avoir à utiliser de multiplica-teurs linéaires.
Une autre caractéristique de la présente invention réside dans un s~stème de filtration adaptif apte ~a suivre les variations das parametres du signal d'interférence, lesquels ~ont antérieurement inconnus.

Une caractéristique supplémentaire de la présente invention consiste à réaliser un filtre adaptatif pouvant rehausser une ligne spectrale à bande étroite en un champ de bruit à large bande.
En conséquence, l'invention vise généralement un système de filtration adaptatif destiné à filtrer un siqnal d'interférence sinusoïdal mêlé à un signal utile compris dans un signal d'entrée. Le système comporte des moyens de repérage en fréquence du signal d'interférence contenu dans le signal d'entrée et de génération synchronisée de diverses paires de signaux à ondes rectangulaires présentant une relation phase/quadrature. Des moyens de pondération sont prévus pour chacun des signaux à ondes rectangulaires conformément aux changements d'amplitude et de phase du signal d'interférence sinusoïdal sans 1 'aide de multiplica-teurs linéaires. Des moyens sont également prévus pour filtrer les signaux à ondes rectangulaires pondérés et com binés afin de les soustraire du signal d'entrée de sorte à émettre le signal utile sensiblement exempt du signal d'interférence sinusoidal.
Suivant des modes de réalisation préférés de la présente invention, le moyen de génération de signaux à
ondes rectangulaires génère des paires de signaux à ondes rectangulaires en phase/quadrature où chaque signal de chaque paire de signaux à ondes rectangulaires est adéquatement et séparément pondéré par le moyen de pondération, et tous les signaux à ondes rectangulaires sans exception alimentent le moyen de combinaison des signaux.
Un autre mode préfére de la présente invention prévoit une pluralité de systèmes de filtration interconnectés soit en série, soit en parallèle afin d'éliminer une pluralité
de signaux d'interférence mêlés à un signal utile à l'intérieur ~9(~

du si~nal d'entrée, chaque système de filtration étant apte à supprimer un signal d'interférence donné du signal d'entrée.
Un mode de réalisation préféré de la présente invention sera décrit ci~après avec référence aux exemples illustrés sur les dessins annexés, dans lesquels:
la figure 1 est un d.ia~ra~e synopti~ue du système adaptati~ de filtration d'un signal d'interférence sinusoidal suivant la présente invention;

les figures 2a à 2d sont des diagra~mes montrant l'utilisation des filtres de type Fl et des multiplicateurs à commutation dans le système de ~iltration de la figure 1 ;

les figures 3a à 3e sont des diagrammes illustrant l'emploi des filtres de type F2 dans le système de filtration de la flgure 1, la figure ~ est un schéma montrant un autre mode de réalisation de l'invention dans lequel les signaux harmoniques sont supprimés' les fi~ures 5a et 5b sont des vues schématiques montrant respectivement plusieurs systèmes adaptifs de filtration de signaux d'interférence interconnectés soit en série, soit en parallèle en vue d'éliminer une pluralité
de signaux d'interférence présents dans un signal d'entrée.
Se référant ~ La figure 1, les divers éléments de circuit constituant le système adaptif de filtration d'un signal d9interférence sinusoidal y sont illustrés de fa~on schématique. Au départ, on assume que le signal d'entrée ~(t3 ne comporte qu'un seul signal d'interférence sinusoidal melé au signal désiré et que de plus, la fréquence, la phase et l'amplitude du signal d'interférence ne sont pas connus avec préci.sion ou varient légèremen-t dans le temps. Ce signal d'entrée X (t) alimente simultanément un circuit de combi-naison ou d'addition 11 et un circuit adaptif de ~iltration 12. Par soucis de clarté du présent montage, le circuit de filtration tel qu'illustré est divisé en deux circuits principaux constitués d'un circuit 13 de formation de siynaux à ondes rectangul.aires et un circuit 1.4 déterminant la pondération. De façon générale, la fonction du circui-t 13 consiste à repérer la fréquence du signal d'interférence sinusoïdal et à générer deux signaux à ondes rectangulaires synchrones caractérisés par un certain rapport phase/

quadrature. De plus, le circuit 13 fournit tous les signaux d~horloge requis par le système de filtration. Le circuit de formation des signaux binaires 13 comporte une boucle suiveuse de phase 15 relié à un synthétiseur d'onde rectan-gulaire 16. La boucle suiveuse de phase 15 sert à repérer et principalement à multiplier la fréquence fondamentale fo du signal d'interférence. Afin de simplifier la con-ception du synthétiseur 16 qui génère les deux signaux à ondes rectangulaires synchrones en phase/ quadrature à travers les lignes de sortie 21, 22, le facteur de multi-plication de la boucle suiveuse 15 a été choisi pour corres-pondre à un multiple de 4. Un synthétiseur 16 peut être ainsi construit en utilisant des éléments logiques standards de circuit intégré.

Il est à noter que lorsque X~t~ ne contient qu'une seule fréquence d'interférence, le champ de capture et la 'plage de poursuite de la bo~cle suiveuse de phase 15 doit alors etre suffisa~ent large pour couvrir toute l'étendue de variation de la fxéquence fondamentale fo du signal d'inter-férence. Dans le cas contraire, lorsque X(t) comporte plusieurs fréquences d'interférence9 le champ de capture et ~lQ~

la plage de poursuite doivent ~tre suffisamment étroite pour assurer une résolution adéquate. Dans le dernier cas, il s'avère utile de prévoir des moyens de balayage de la fréquence de l~oscillateur (non montré) incorporé au circuit 15.
En ce qui regarde le circuit 14 déterminant la valeur de pondération9 sa fonction consiste à suivre les variations d'amplitude et de phase du signal d~interférence. A cet égard, le signal Y(t~ apparaissant ~ la sortie 17 est une reproduction fidèle du signal d'interférence et ce signal reproduit est ac~m;né vers le circuit de combinaison 11 en vue d'éliminer le signal d'interférence. D'autre part, le signal filtr~ de sortie généré par le circuit de combinaison 11 est retourné
vers le circuit 14 à travers la ligne 18 à l'entrée du filtre 19 de type F2 qui est centré sur la fréquence fo du signal d'interférence de sorte ~ supprimer du signal d'entrée toutes les composantes de fréquence autre que fo. A noter que le filtre 19 augmente sensiblement l'efficacité du système de filtration à toute les fois que le signal d'entrée X(t) comporte les signaux corrélés autre que fo.
La sortie du filtre 19 alimente un amplificateur 20 qui commande la largeur de bande du filtre adaptif. Dans le cas particulier d'une implémentation numérique des intégrateurs 30 et 31 en utilisant lSalgorithme de Widrow-Hoff, le gain de lYamplificateur 20 doit demeuré suffisamment faible pour assurer la convergence du système.
Dtautre part9 le circuit de pondération 14 est alimenté par les deux signaux binaires en phase/quadrature sgn~cos 2~ fot) et sgn(sin 2 ~fot) ~ travers les lignes 21 et 22, respectivement. Ces signaux 21 et 22 sont alors multipliés par les facteurs de pondération Wc et Ws générés par les intégrateurs 30 et 31 ~ travers les multiplicateurs 23 et 24, respectivement. Les signaux 21 et 22 sont des signaux binaires, Les multiplicateurs 23 et 24 peuvent 8tre formés de commutateurs lorsque les signaux de pondération Wc et Ws sont des signaux analogiques ou par des portes OU exclusives lorsque W et Ws sont des signaux numériques. Les sorties des deux multiplica-teurs 23 et 24 sont additionnés à l'intérieur du circuit de combinaison 25 qui genère alors le signal suivant:
Wc sgn (cos 2 ~fot) + Ws sgn (sin 2 ~fot) (1) Le développement de la série de Fourrier de l~expression ci-haut inclut toutes les harmoniques impaires incluses dans l'onde carré des signaux 21 et 22. En conséquence, un filtre 26 de type Fl est relié à la sortie du circuit de combinaison 25 afin de supprimer les harmoniques indésirables.
Afin de définir les valeurs de pondération de Wc et Ws, les signaux à ondes rectangulaires 21 et 22 alimentent séparé~ent les filtres 27 de type Fl et les filtres 28 de type F2 reliés en série et dont les sorties sont reliées aux circuits limiteurs 29. Le choix et les onctions propres aux filtres 27 et 28 seront expliqués plus loin en référence au~ figures

2 et 3~ En ce qui regarde les circuits limiteurs 29, ils assurent l'émission dtondes carrées à travers les sorties 32 et 33, ces signaux d~onde carrée 32-et 33 multiplient le signal de contre réaction e(t) généré par l'amplificateur 20 ~ travers les multiplicateurs 34 et 35 qui produisent les signaux de sortie eC(t) et eS(t) appliqués à 17entrée des intégrateurs 30 et 31 pour fournir les signaux de pondération Wc et Ws.
Il est ~ noter que la valeur des signaux de pondéra-tion Wc et Ws varie conformément aux changements d~amplitude

3~ et de phase des signaux d~interférence de forme sinusoidale ~9t~6~

apparaissant à l'entrée dû à la corrélation entre le signal rétroactif 18 et les deux signaux à ondes rectangulaires, ces derniers suhissant un retard adéquat à txavers les filtres 27 et 28. Ainsi, lorsque l'amplitude et la phase du signal d'inte.rférence varie lentement, les valeurs de pondération Wc et Ws suivent prestement ces changements, . ~ .

~19~

L'arrangement du circuit proposé ~ la figure 1, en particulier du circuit de détermination de la pondération 14, est dérivé de l'algorithme Widrow-Hoff en assumant une variation lente des valeurs de pondération Wc et Ws. Toutefois, cette configuration ne comporte aucun multiplicateur linéaire et ceci à cause de 1 t utilisation de filtres de type Fl et F2 dont le choix et le fonctionnement seront maintenant expliqués.
Se référant aux figures 2a à 2d, la fonction des fil-tres Fl ainsi que des multiplicateurs à commutation est expli-~uée en rapport avec la conception du présent circuit de fil~ra-ticn. La figure 2a montre l'algorithme Widrow-Hoff lorsque les signaux binaires sgn (cos 2 ~ fot) et sgn (sin 2~ fot) sont valides. Les filtres d'ent~ée 40 de type Fl servent à supprimer les fréquences harmoniques de chaque signal de sorte à obtenir à la sortie des filtres 40 des signaux quasi-sinusoidaux. Les multiplicateurs linéaires 41 et 42 sont donc requis.
La figure 2b montre un arrangement équivalent à celui de la figure 2a mais avec llimplémentation des filtres 43 et 44 de type Fl. En ce cas, lorsque les facteurs de pondération 2Q W varient lentement, les filtres 43 peuvent être insérés à la suite des multiplicateurs 41 et ainsi être combinés en un filtre 16 unique comme montré à la figure 2c.
Le signal Y(t) apparaissant en 45 dans les figures 2a et 2b~ peut s'énoncer de la façon suivante:
Y(t)=Wc[fl(t)*sgn(cos2 ~ fot)] + Ws [fl(t)*sgn(sin2~ fot)]
Y(t)-~fl(t)*Wc.sgn(cos2 ~ fot)] + [fl(t)*WS sgn(sin2~ fot)~
Y(t)-fl(t)*[Wc.sgn(cos2 ~ fot) + Ws.sgn(sin2 ~fot)]
où le symbole * représente la convolution et fl(t) indique la réponse impulsionnelle du filtre Fl. Les amplificateurs linéaires 41 des figures 2a et 2b peuvent donc être remplacés par les simples multiplicateurs à relais 41 montrés aux figures 2c et 2d~

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De plus, la figure 2d illustre l~implémentation des limiteurs 47 sur la sortie des filtres 44 de type Fl. Il est évident que l'utilisation de ces limiteurs 47 est possible lorsque le signal e(t) ne contient aucune harmonique corrélée du signal d'interférence sinusoidale.
Une telle hypothèse est justifiée si un filtre de type F2 approprié est inséré dans la boucle de rétroaction.
Les limiteurs 4~ permettent le remplacement des multiplicateurs linéaires 42 de la figure 2a par les multiplicateurs 42 à
relais, moins dispendieux, de la figure 2d.
Suivant les affirmations antérieures, le filtre lg de type F2 inclu~ dans le circuit de contre réaction de la figure 2 a été introduit dans le but de supprimer autant que ce peut tous les signaux autres que les signaux d'interférence sinusoidaux. La fonction du filtre F2 sera maintenant donnée en se référant aux figures 3a à 3e.
L'arrangement montré à la figure 3a est également basé sur l'algorithme Widrow-HoffO En ajoutant le filtre 50 de type F2 montré à la figure 3b sur l'entrée et les deux filtres 51 de type F2, chaque référence sin (2~ fot) et cos (2~ fot) de la figure 3b devient équivalente à la figure 3a en ce qui regarde la poursuite de llinterférence.
On peut bien s~r remplacer les deux filtres 51 par deux paires de filtres identiques 52 comme indiquées ~ la figure 3c. Alors, lorsque les valeurs de pondération W varient lentement, les filtres 52 peuvent être remplacés par le filtre 54 de type F2 de la figure 3d. En outre, les filtres 50 et 54 peuvent être regroupés en un filtre unique 55 de type F2 montré ~a la figure 3eO

. ~

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~lg(~4 Finalement, en combinant les arrangements des figures 2d et 3e, nous arrivons à la configuration du circuit de détermination de la pondération 14 de la figure 1.
Se référant maintenant à la figure 4, une autre réalisation de la présente invention y est illustrée.
Lorsque la plage de variation de la fréquence fo du signal d'interférence est importante, le filtre 26 de type Fl ne peut pas atténuer suffisamment les harmoniques des signaux binaires 21 et 22~ Il est alors possible de réduire les exigences des filtres F1 en annulant les harmoniques designées dans les expressions suivantes:
(4/~ ~sin~=sgn(sin9~-(1/3)sgn(sin3~)-(1/5)sgn(sin5~)-...
(4/ ~)cos~~sgn(cos~)-(1/3)sgn(cos30)-(1/5)sgn(cos5~)-...
où ~ = 2 ~ fot .
Comme montré à la figure 4, en plus des signaux binaires 21 et 229le synthétiseur d'ondes binaires synchrones 16 fournit deux autres signaux binaires, soit sgn (cos 2 ~3 fot) et sgn ~sin 2 ~3 fot) désignés respectivement par 61 et 62.
Ces derniers signaux sont multipliés par les valeurs de pondération -~1/3) Wc et -(1/3) Ws, à l~aide des multiplicateurs à commutation 63 et 64 respectivement. Les sorties des quatre multiplicateurs 23, 63, 24 et 64 sont additionnées au moyen du circuit de combinaison 25 et le signal résultant est alors exempt de la troisième harmonique.
De façon évidente9 on peut réaliser l'annulation additionnelle des harmoniques dlordre supérieur suivant le meme procédé en utilisant des facteurs de pondération adéquats.
Les figures 5a et 5b montrent des filtres adaptifs reliés 50it en série soit en parall~le dans le but dléliminer plus d'un signal d'interférence sinusoidal compris dans le signal d'entrée~ Dans ce cas, chaque filtre adaptif supprime ~9()~

un siynal d'interférence spécifique parmi plusieurs signaux d'interférence. Il est à noter que dans la confiyuration parallele un seul circuit de combinaison 70 est requis. En outre, dans la combinaison parallèle, on doit prendre soin d'éviter tout chevauchement dans les plages de fréquence respectives des divers signaux d'interférence.

Claims (13)

Les réalisation de l'invention, au sujet desquelles un droit exclusif de propriété ou de privilège est revendiqué, sont définies comme il suit:

1. Système adaptatif de filtration destiné à filtrer un signal d'interférence sinusoïdal présent dans la largeur de bande utile d'un signal utile à bande large comportant des moyens de repérage de phase dudit signal d'in-terférence inclus dans ledit signal à bande large en uti-lisant une boucle suiveuse de phase;
des moyens de génération de signaux synchrones à ondes rectangulaires en phase/quadrature, lesdits moyens de génération étant synchrones avec le signal d'interférence;
des moyens de filtration et de limitation desdits signaux synchrones à ondes rectangulaires pour compenser le retard ou changement de phase causé par des filtres dans une boucle de rétroaction;
des moyens de pondération desdits signaux à ondes rectangulaires selon les variations d'amplitude et de phase dudit signal d'interférence sinusoïdal, et de génération de signaux pondérés à ondes rectangulaires.
des moyens de filtration d'un signal de sortie du système de façon à conformer les ondes du signal de rétroaction; et des moyens pour la combinaison et la filtration desdits signaux pondérés à ondes rectangulaires, de façon à soustraire leur partie fondamentale d'un signal d'entrée dudit système pour annuler le signal d'interférence sinusoïdal et donner ledit signal de sortie lequel est ledit signal filtre à bande large.

2. Système de filtration selon la revendication 1, dans lequel lesdits moyens de génération des signaux à
ondes rectangulaires synchrones incluent un synthétiseur d'ondes binaires synchrones.

3. Système de filtration selon la revendication 1, dans lequel la boucle suiveuse de phase inclus des moyens de multiplication de la fréquence fondamentale dudit signal d'interférence.

4. Système de filtration selon la revendication 3, dans lequel lesdits moyens de multiplication possèdent un facteur de multiplication qui est un multiple de 4.

5. Système de filtration selon la revendication 1, dans lequel lesdits moyens de combinaison et de filtration des signaux à ondes rectangulaires pondérés incluent un premier circuit de combinaison pour additionner ensemble lesdits signaux à ondes rectangulaires pondérés et donner un signal de sortie de combinaison pondéré et un second circuit de combinaison relié à la sortie dudit premier circuit de combinaison à travers un filtre pour soustraire d'un signal d'entrée ledit signal de combinaison pondéré, ledit second circuit de combinaison générant ledit signal à bande large utile sensiblement exempt dudit signal d'interférence.

6. Système de filtration selon la revendication 1, dans lequel lesdits moyens de pondération desdits signaux à ondes rectangulaires incluent en outre des moyens de filtration additionnels recevant ledit signal à bande large utile afin de supprimer des composantes de fréquence différente de la fréquence d'interférence fondamentale, des moyens de mélange d'un signal de sortie émanant desdits moyens de filtration additionnels avec chacun des signaux à ondes rectangulaires générés par lesdits moyens de filtration et de limitation, et des moyens pour intégrer séparément chaque signal de sortie à partir desdits moyens de mélange pour produire des signaux de pondération.

7. Système de filtration selon la revendication 6, dans lequel lesdits moyens de pondération desdits signaux à ondes rectangulaires incluent en outre des moyens de multiplication pour multiplier chacun desdits signaux de pondération avec un signal particulier desdits signaux à ondes réfractaires produits par lesdits moyens de généra-tion, et pour donner lesdits signaux à ondes rectangulaires pondérés alimentant ainsi lesdits moyens de combinaison et de filtration.

8. Système de filtration selon la revendication 7, dans lequel lesdits moyens de multiplication supplémen-taires incluent des multiplicateurs à commutation.

9. Système de filtration selon la revendication 7, dans lequel lesdits moyens de multiplication supplémen-taires incluent des portes OU exclusives.

10. Système de filtration selon la revendication 1, dans lequel lesdits moyens de filtration dudit signal de sortie et lesdits moyens de combinaison et de filtration et lesdits moyens de filtration incluent tous des filtres fixes ou commandés par horloge.

11. Système de filtration selon la revendication 10, dans lequel lesdits filtres fixes sont des conceptions de circuits filtres conventionnels tels que des filtres actifs, passifs et mécaniques.

12. Système de filtration selon la revendication 15, dans lequel lesdits filtres commmandés par horloge sont des filtres commandés par une horloge tel que des filtres numériques, de type SAW, CCD, à commutation capaci-tive.

13. Système de filtration selon la revendication l, dans lequel lesdits moyens de génération de signaux à ondes rectangulaires comportent un générateur muni de deux paires de signaux de sortie à ondes rectangulaires en phase/quadrature suivant des multiples impairs de la fréquence d'interférence, chaque signal de chaque paire de signaux à ondes rectangulaires étant relié auxdits moyens de pondération. Lesdits moyens de pondération engen-drant des signaux utiles à ondes réfractaires auxdits moyens de combinaison.

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