FR2675001A1 - Procede et dispositif de modulation numerique a composantes en phase et en quadrature et installation de transmission en comportant application. - Google Patents
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Abstract
Le procédé utilise la modulation numérique de porteuse par déplacement de phase, à quatre états, à partir d'un signal constitué de symboles binaires à période déterminée. A l'émission, on met en forme le signal modulant par filtrage avec une fonction de transfert fréquentielle qui est la transformée de Fourier du produit d'un sinus cardinal par une gaussienne et par une fenêtre temporelle symétrique ayant une durée correspondant à plusieurs passages à zéro de la fonction sinus cardinal et on applique un symbole binaire mis en forme sur deux à la composante en phase de la porteuse et les autres symboles binaires mis en forme à la porteuse en quadrature, avec un décalage d'une période de symbole binaire.
Description
PROCEDE ET DISPOSITIF DE MODULATION NUMERIQUE A COMPOSANTES
EN PHASE ET EN QUADRATURE ET INSTALLATION DE TRANSMISSION
EN COMPORTANT APPLICATION
L'invention a pour objet un procédé et un dispositif de modulation numérique de porteuse à déplacement de phase à quatre états, sous une forme représentable par deux composantes, en phase I et en quadrature Q, donc appartenant à la famille dite QPSK ou MDPQ ; elle a également pour objet une installation de transmission en comportant application.
EN PHASE ET EN QUADRATURE ET INSTALLATION DE TRANSMISSION
EN COMPORTANT APPLICATION
L'invention a pour objet un procédé et un dispositif de modulation numérique de porteuse à déplacement de phase à quatre états, sous une forme représentable par deux composantes, en phase I et en quadrature Q, donc appartenant à la famille dite QPSK ou MDPQ ; elle a également pour objet une installation de transmission en comportant application.
L'invention trouve une application particulièrement importante dans la transmission vocale entre mobiles, c'est-à-dire en radiotéléphonie, dans des canaux à bandes relativement étroites, (typiquement de 6,25 kHz en Europe) où les contraintes à respecter sont de natures diverses.
Certaines contraintes sont liées au type de canal la contrainte classique de distance euclidienne entre signaux est à respecter pour obtenir des performances satisfaisantes en présence de bruit additif, qui fait varier la phase, et de plus il faut tenir compte du phénomène d'évanouissement ou "fading", qui fait tourner la constellation des états de phase possibles. Cette contrainte oblige à prévoir une marge de phase entre états de phase suffisante pour que, à la réception, les variations de phase dues à l'évanouissement ne gênent pas la démodulation différentielle ou pour que la gigue de phase due à la boucle de récupération et de poursuite de la phase de la porteuse soit tolérable.
Des contraintes supplémentaires sont dues aux caractéristiques des installations de radiotéléphonie, fixées par des normes, portant sur l'efficacité spectrale de la modulation et sur la puissance rayonnée dans les canaux adjacents au canal utilisé. On recherche une efficacité spectrale d'au moins 1,28 bit/s par Hertz et on doit limiter la puissance dans les canaux adjacents à - 60 dB par rapport au signal dans le canal utilisé.
Enfin, le respect des contraintes précédentes ne doit pas conduire à une complexité excessive du dispositif et doit permettre, dans toute la mesure du possible, de s'affranchir de filtres analogiques de mise en forme enfin l'ouverture en longueur du diagramme de l'oeil du signal doit être suffisante pour ne pas imposer, à la réception, une localisation rigoureuse de l'instant de décision alors de l'identification des symboles.
La modulation dite MDPQ ou QPSK permet de respecter les contraintes d'efficacité spectrale et de marge de phase. Le choix d'une modulation à décalage temporel du type dit OQPSK, à amplitude constante et à quatre états, permet de relâcher la contrainte sur les variations d'amplitude et de minimiser les effets des défauts de linéarité des circuits.
On sait par ailleurs qu'on peut réduire la puissance rayonnée en dehors d'un canal utile en ne dégradant que faiblement d'autres caractéristiques en mettant en forme le signal modulant par un filtrage vérifiant le critère de Nyquist. Classiquement, on utilise un filtre dont la réponse fréquentielle autour de la fréquence 1/2T (où T est la période de symbole) est en cosinus surélevé, avec un coefficient d'atténuation ou de "roll-of" approprié. Ce mode de filtrage a divers inconvénients lorsqu'on utilise une modulation OQPSK. Il fait apparaître une interférence entre symboles en quadrature (c'est-à-dire entre les voies I et Q) et étale l'état de phase selon un axe orthogonal à celui de la décision, dans le plan complexe.Cette interférence impose à son tour des exigences au dispositif de récupération de porteuse dans les récepteurs qui ne peut plus être le dispositif classique à verrouillage de phase.
Par ailleurs, le choix du coefficient d'atténuation se heurte à des impératifs contradictoires : dans le cas où on cherche une atténuation pratiquement totale, pour former un spectre rectangulaire et limité à + 1/2T, où T est le temps symbole, on arrive à une longueur temporelle du diagramme de l'oeil pratiquement nulle, donc à une marge proche de zéro sur l'instant de décision. En revanche une atténuation trop faible conduit à un rayonnement de puissance trop élevé dans les bandes adjacentes.
La présente invention vise à réaliser une mise en forme du signal modulant permettant tout à la fois de limiter la réponse temporelle (donc la longueur) et la réponse fréquentielle du filtre.
Dans ce but, l'invention propose notamment un procédé de transmission à modulation numérique de porteuse par déplacement de phase, à quatre états (donc sans modulation d'amplitude) à partir d'un signal constitué de symboles binaires à période déterminée, caractérisé en ce que, à l'émission, on met en forme le signal modulant par filtrage avec une fonction de transfert qui est la transformée de Fourier du produit d'un sinus cardinal par une gaussienne et par une fenêtre temporelle symétrique ayant une durée correspondant à plusieurs passages à zéro de la fonction sinus cardinal et en ce qu'on applique un symbole binaire mis en forme sur deux à la composante en phase de la porteuse et les autres symboles binaires mis en forme à la porteuse en quadrature, avec un décalage d'une période de symbole.
On peut qualifier ce mode de mise en forme de "sinus cardinal gaussien décalé" puisque
- il s'agit d'une modulation "décalée" ou "offset" puisqu'il y a un décalage temporel (d'une demi-période de symbole) entre les changements de niveau des entrées appliquées sur les deux voies modulées en quadrature
- la mise en forme des impulsions constituant le signal modulant sur chaque voie est constituée une fonction sinus cardinal multipliée par une fonction de Gauss tronquée.
- il s'agit d'une modulation "décalée" ou "offset" puisqu'il y a un décalage temporel (d'une demi-période de symbole) entre les changements de niveau des entrées appliquées sur les deux voies modulées en quadrature
- la mise en forme des impulsions constituant le signal modulant sur chaque voie est constituée une fonction sinus cardinal multipliée par une fonction de Gauss tronquée.
Une telle mise en forme permet de réaliser un bon compromis entre les différents impératifs. La fonction sinus cardinal présentant des passages à zéro successifs permet de respecter le critère de Nyquist. De plus, il étale moins l'impulsion que la fonction cosinus surélevé.
Pour être rigoureux, le filtrage en sinus cardinal devrait faire intervenir un grand nombre de symboles avant et après le symbole considéré. Toute troncature augmente la puissance rayonnée en dehors du canal. La multiplication par une fonction de Gauss permet de réduire la puissance hors bande, même avec une troncature relativement proche.
La mise en forme par multiplication temporelle (équivalente à une convolution dans le domaine fréquentiel) d'une fonction sinus cardinal par une fonction gaussienne tronquée permet d'arriver à un compromis optimum, le filtrage pouvant être effectué avec un nombre de coefficients relativement réduit et être implémenté à l'aide d'une mémoire de capacité acceptable.
Il est possible, dans une installation de transmission, de répartir la mise en forme entre l'émission et la réception, le filtre d'émission constituant un demi-Nyquist comme le filtre de réception.
La mise en forme peut notamment être réalisée par filtrage purement transversal sur un nombre de symboles compris entre 8 et 15, avantageusement une dizaine. Le filtre de mise en forme, purement numérique, peut avoir une constitution classique à base de registre à décalage, de multiplieur et de sommateur ou être constitué par un simple registre à décalage associé à une mémoire morte adressable.
En téléphonie, le taux de suréchantillonnage du filtre sera généralement de 8 ou de 16.
Dans le cas d'un filtre transversal assurant la totalité de la mise en forme à l'émission, les coefficients C n du filtre peuvent être de la forme:
où n, qui varie de - N à + N, est l'indice du coefficient
Cn,
N est égal à 10 x K x Te,
K est le facteur de suréchantillonnage, tb est la durée ou période d'un élément binaire, t = n . Te, a = 3,4 tb,
A est tel que
c' est-à-dire est un facteur de normalisation.
où n, qui varie de - N à + N, est l'indice du coefficient
Cn,
N est égal à 10 x K x Te,
K est le facteur de suréchantillonnage, tb est la durée ou période d'un élément binaire, t = n . Te, a = 3,4 tb,
A est tel que
c' est-à-dire est un facteur de normalisation.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit d'un mode particulier de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif. La description se réfère au dessin qui l'accompagne, dans lequel
- la figure 1 est un schéma de principe d'un modulateur numérique OQPSK constituant un mode particulier de réalisation de l'invention ;
- la figure 2 est un schéma, où l'échelle n'est pas respectée, montrant les différents facteurs intervenant dans la mise en forme, sur la voie I et la voie Q
- la figure 3 est un schéma de principe montrant une constitution possible du filtre de mise en forme
- la figure 4, similaire à la figure 3, montre une variante de réalisation.
- la figure 1 est un schéma de principe d'un modulateur numérique OQPSK constituant un mode particulier de réalisation de l'invention ;
- la figure 2 est un schéma, où l'échelle n'est pas respectée, montrant les différents facteurs intervenant dans la mise en forme, sur la voie I et la voie Q
- la figure 3 est un schéma de principe montrant une constitution possible du filtre de mise en forme
- la figure 4, similaire à la figure 3, montre une variante de réalisation.
Le modulateur dont le schéma de principe est montré en figure 1 est destiné à fournir, à partir d'un signal modulant a appliqué sur son entrée 10, à fréquence de symbole fob/2, un signal OPSK de sortie appliqué à un émetteur 12. Les symboles a sont fournis par un codeur analogique-numérique 14 de type quelconque, à condition qu'il fournisse sur sa sortie des impulsions binaires, dont les niveaux sont 0 et 1 dans le cas du filtre montré en figure 4 et - 1 et 1 dans le cas de la figure 1.
Le modulateur représenté comporte une base de temps 16 fournissant à la fois la fréquence de porteuse fc et une fréquence de suréchantillonnage , multiple de la fréquence de bit. Dans la pratique, on adoptera généralement une fréquence fs égale à 8 fb ou 16
Le signal suréchantillonné par un échantillonneur 18 est appliqué à un filtre de mise en forme en sinus cardinal à filtrage gaussien tronqué 20. Dans un but d'explication, ce filtre a été représenté comme comportant un aiguillage 22 et deux voies 24 et 26, auxquelles l'aiguilleur 22 envoie respectivement les échantillons pairs a2k et impairs a2k+l. Chacun des filtres peut avoir une des constitutions décrites plus loin.Les signaux mis en forme par les filtres 24 et 26 sont respectivement appliqués à des multiplieurs 28 et 30 qui reçoivent la porteuse, directement et par l'intermédiaire d'un déphaseur 31 de mise en quadrature. Les deux voies sont ensuite mélangées dans un mélangeur 32 et la porteuse modulée resultante est appliquée à un filtre 34. Ce filtre n'a pour but que de limiter la puissance en dehors de la bande passante. Sa largeur à mi-hauteur sera généralement légèrement supérieure à la largeur affectée au canal.
Le signal suréchantillonné par un échantillonneur 18 est appliqué à un filtre de mise en forme en sinus cardinal à filtrage gaussien tronqué 20. Dans un but d'explication, ce filtre a été représenté comme comportant un aiguillage 22 et deux voies 24 et 26, auxquelles l'aiguilleur 22 envoie respectivement les échantillons pairs a2k et impairs a2k+l. Chacun des filtres peut avoir une des constitutions décrites plus loin.Les signaux mis en forme par les filtres 24 et 26 sont respectivement appliqués à des multiplieurs 28 et 30 qui reçoivent la porteuse, directement et par l'intermédiaire d'un déphaseur 31 de mise en quadrature. Les deux voies sont ensuite mélangées dans un mélangeur 32 et la porteuse modulée resultante est appliquée à un filtre 34. Ce filtre n'a pour but que de limiter la puissance en dehors de la bande passante. Sa largeur à mi-hauteur sera généralement légèrement supérieure à la largeur affectée au canal.
La fonction du filtre 20 est schématisée sur la figure 2. Les coefficients de ce filtre sont choisis de façon que sa fonction de transfert soit constituée par le produit temporel
- d'une fonction sinus cardinal 36 dont les premiers zéro sont écartés de quatre temps bits, symétriquement par rapport au symbole à filtrer,
- d'une courbe gaussienne 38 dont le coefficient d'atténuation sera choisi en fonction de la puissance résiduelle tolérable dans les canaux adjacents,
- une fenêtre temporelle, qui constitue un compromis entre la complexité du filtre, qui augmente avec l'ouverture temporelle, et la nécessité que la gaussienne tronquée contienne la quasi totalité de l'énergie.
- d'une fonction sinus cardinal 36 dont les premiers zéro sont écartés de quatre temps bits, symétriquement par rapport au symbole à filtrer,
- d'une courbe gaussienne 38 dont le coefficient d'atténuation sera choisi en fonction de la puissance résiduelle tolérable dans les canaux adjacents,
- une fenêtre temporelle, qui constitue un compromis entre la complexité du filtre, qui augmente avec l'ouverture temporelle, et la nécessité que la gaussienne tronquée contienne la quasi totalité de l'énergie.
A titre d'exemple, on peut indiquer qu'une gaussienne avec Ç = 3,4 KB, avec une troncature de la gaussienne à + 10 tb et - 10 tb a donné des résultats satisfaisants, avec un taux de suréchantillonnage égal à 16 et pour un temps bit de 125 rs (période de symbole de 250 s).
Le filtre 20 peut avoir une constitution matérielle ou logicielle.
La figure 3 montre, à titre d'exemple, un filtre 20 de constitution classique, ayant un registre à décalage 40 comportant un nombre d'étages égal au produit du taux de suréchantillonnage par le nombre de périodes symbole dans la fenêtre de largeur 2To. Dans le cas d'une ouverture temporelle de 20 temps bit et d'un taux de suréchantillonnage de 16, le registre 40 comportera 320 étages. La sortie de chaque étage est appliquée à un multiplieur 42 affecté d'un coefficient c et le total est effectué dans un additionneur 44. L'additionneur représenté comporte une mémoire de façon à pouvoir fournir les symboles avec un décalage d'un temps bits aux multiplieurs de modulation 28 et 30.
Dans le cas d'un filtre symétrique, le coefficient multiplieur cn peut avoir la valeur
Il est possible d'adopter, pour la fonction gaussienne, une valeur de s'écartant de la précédente, mais toujours nettement supérieure au temps bit, par exemple pour tenir compte de la présence, dans le signal provenant du suréchantillonnage, d'un spectre translaté à des fréquences multiples du facteur de suréchantillonnage ou au contraire pour tenir compte d'un facteur de suréchantillonnage faible.
La variante de réalisation montrée en figure 4 comporte une mémoire morte 46 et un registre à décalage 40a dont le nombre d'étages n'est cette fois que celui du nombre de symboles binaires. L'ensemble de la mémoire 46, du registre à décalage 40 et d'un diviseur 48 recevant la fréqence de porteuse et fournissant la fréquence de suréchantillonnage, peut être constituée par un circuit intégré à application spécifique ou "ASIC". Les coef fi- cients sont chargés dans la mémoire morte 46 et les opérations de multiplication et d'accumulation sont effectués dans cette mémoire ou un circuit de sortie.
Comme on l'a indiqué plus haut, le filtre 20 peut être réparti entre un émetteur et un récepteur. La figure 1 montre, à titre d'exemple, le schéma de principe d'un récepteur 48 comprenant successivement un amplificateur 50, un filtre passe-bande 52 similaire au filtre 34 et un convertisseur analogique-numerique 54. Entre ce convertisseur et le démodulateur 56, dont la constitution peut être classique, est éventuellement interposé un filtre demi
Nyquist 58 qui constitue, en association avec le filtre 20, un filtre Nyquist dont la fonction de transfert est le produit d'un sinus cardinal par une gaussienne tronquée. Le filtre numérique 58 placé en aval du convertisseur peut être remplacé par un filtre analogique placé en amont.
Nyquist 58 qui constitue, en association avec le filtre 20, un filtre Nyquist dont la fonction de transfert est le produit d'un sinus cardinal par une gaussienne tronquée. Le filtre numérique 58 placé en aval du convertisseur peut être remplacé par un filtre analogique placé en amont.
Claims (6)
1. Procédé de transmission à modulation numérique de porteuse par déplacement de phase, à quatre états, à partir d'un signal constitué de symboles binaires à période déterminée,
caractérisé en ce que, à l'émission, on met en forme le signal modulant par filtrage avec une fonction de transfert fréquentielle qui est la transformée de Fourier du produit d'un sinus cardinal par une gaussienne et par une fenêtre temporelle symétrique ayant une durée correspondant à plusieurs passages à zéro de la fonction sinus cardinal et en ce qu'on applique un symbole binaire mis en forme sur deux à la composante en phase de la porteuse et les autres symboles binaires mis en forme à la porteuse en quadrature, avec un décalage d'une période de symbole binaire.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la mise en forme est réalisée par filtrage purement transversal avec un nombre de coefficients compris entre 16 et 30, avantageusement 20.
3. Procédé selon la revendication 2 de transmission pour installation téléphonique, caractérisé en ce que chaque coefficient 0n d'ordre n du filtre est égal à
où n, variant de - N à N, est l'indice du coefficient Cn,
N = 10 x K x Te, T e est la durée de la période d'échantillonnage,
K est le facteur de suréchantillonnage, tb est la durée de la période d'un élément binaire, t = n Te,
A est tel que
est un coefficient d'atténuation de plusieurs fois la période d'élément binaire.
4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que le facteur de suréchantillonnage est égal à 8 ou 16 et en ce que le coefficient d'atténuation est égal à 3,4 fois le temps bit.
5. Dispositif de modulation numérique de porteuse par déplacement de phase à quatre états, à partir d'un signal constitué de symboles binaires à période déterminée, caractérisé en ce qu'il comprend un filtre de mise en forme du signal dont la fonction de transfert est la transformée de Fourier du produit d'un sinus cardinal par une gaussienne et par une fenêtre temporelle symétrique contenant plusieurs passages à zéro de la fonction sinus cardinal, et de multiplieurs de modulation recevant respectivement la porteuse et un symbole mis en forme sur deux et la porteuse déphasée de 90" et les autres symboles décalés d'un temps bit.
6. Installation de transmission comportant un émetteur ayant un dispositif selon la revendication 5 et un récepteur, caractérisée en ce que le filtre de mise en forme est réparti entre l'émetteur et le récepteur.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9104041A FR2675001B1 (fr) | 1991-04-03 | 1991-04-03 | Procede et dispositif de modulation numerique a composantes en phase et en quadrature et installation de transmission en comportant application. |
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| FR9104041A FR2675001B1 (fr) | 1991-04-03 | 1991-04-03 | Procede et dispositif de modulation numerique a composantes en phase et en quadrature et installation de transmission en comportant application. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2675001A1 true FR2675001A1 (fr) | 1992-10-09 |
| FR2675001B1 FR2675001B1 (fr) | 1993-07-30 |
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| FR (1) | FR2675001B1 (fr) |
Cited By (3)
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| FR2767002A1 (fr) * | 1997-08-04 | 1999-02-05 | Matra Communication | Procede de modulation numerique, et modulateur mettant en oeuvre un tel procede |
| FR2773032A1 (fr) * | 1997-12-22 | 1999-06-25 | Nortel Matra Cellular | Modulation d'un signal numerique a spectre etroit et a enveloppe sensiblement constante |
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| EP0371751A2 (fr) * | 1988-11-30 | 1990-06-06 | Motorola, Inc. | Modulateur pour modulation gaussienne par déplacement minimum de fréquence avec traitement des intervalles de bit non entiers |
-
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- 1991-04-03 FR FR9104041A patent/FR2675001B1/fr not_active Expired - Fee Related
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| WO1999033238A1 (fr) * | 1997-12-22 | 1999-07-01 | Nortel Matra Cellular | Modulation d'un signal numerique a spectre etroit et a enveloppe sensiblement constante |
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Legal Events
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