CA1190614A

CA1190614A - Adaptive filtering system for eliminating one or several sinusoidal interference signals

Info

Publication number: CA1190614A
Application number: CA000420253A
Authority: CA
Inventors: Chon T. Le Dinh; Andre Leblanc
Original assignee: Centre de Recherche Industrielle du Quebec CRIQ
Current assignee: Centre de Recherche Industrielle du Quebec CRIQ
Priority date: 1982-09-30
Filing date: 1983-01-26
Publication date: 1985-07-16

Abstract

L'invention est relative à un système de filtration adaptatif destiné à annuler un ou plusieurs signaux d'interférence de forme sinusoidale compris dans un signal d'entrée comportant un signal utile. Le système inclut un circuit d'asservissement de phase qui permet de repérer la fréquence de l'interférence sinusoïdale et de synthétiser divers signaux à ondes rectangulaires synchrones en phase/quadrature. Chaque signal à ondes rectangulaires est pondéré suivant les variations d'amplitude et de phase de l'interférence sinusoïdale et les signaux ainsi pondérés sont combinés au signal d'entrée de sorte à émettre à la sortie le signal utile sensiblement exempt de toute interférence sinusoïdale. Dans le cas de signaux à corrélation multiple, le présent système de filtration donne, en régime continu, un fonctionnement sensiblement meilleur que celui du filtre adaptif à crevasse de type bien connu Widrow-Hoff.The invention relates to an adaptive filtration system intended to cancel one or more interference signals of sinusoidal form included in an input signal comprising a useful signal. The system includes a phase servo circuit that tracks the frequency of the sine wave interference and synthesizes various synchronous rectangular wave signals in phase / quadrature. Each rectangular wave signal is weighted according to the amplitude and phase variations of the sinusoidal interference and the signals thus weighted are combined with the input signal so as to output at the output the useful signal substantially free of any sinusoidal interference. In the case of multiple correlation signals, the present filtration system gives, in continuous operation, a significantly better operation than that of the adaptive crevasse filter of the well known Widrow-Hoff type.

Description

Lsinvention a trait à la filtration adaptive de signaux parasites et concerne plus particulièrement un système destiné à filtrer un signal d'interférence sinusoidal et/ou de corrélation melé à un signal utile compris dans un signal d'entréeO L'efficacité du présent système est particulièrement évidente lorsque le signal d'interférence à éliminer se situe à l'intérieur du meme spectre de fréquence que le signal utile désiré.
Plusieurs dispositi~s et systèmes ont déjà été
proposés dans le but de séparer, d'accro~tre ou d'Qliminer le bruit, les parasites d'inter-symbole, l'écho ou les fréquences de différents signaux compris dans un signal d'entrée. Ces systèmes antérieurs sont décrits par exemple dans les brevets des Etats-Unis Nos. 4.052.559 de Yaul et al et 4.23~3.746 de McCool et al qui enseignent chacun l'utilisa-tion d'un filtre adaptif transversal qui incorpore un vecteur de pondération conforme à 1 T algorithme de Widrow-Hoff, celui-ci étant une approximation, à temps réel, de l'erreur quadra-tique moyenne de l'algorithme de Widrow-Hoff. Un tel algorithme est décrit dans l'article "Adaptive Noise Cancelling: Principles and Applications" de Widrow et al, "
"Proceedings IEEE", volume 63, numéro 12, décembre 1975, ~`
pages 1692 à 1716. Toutefois, l'implémentation de l'algo-rithme de Widrow-Hoff requiert en général l'utilisation de multiplicateurs linéaires qui sont dispendieux, d'une part, et qui produisent une dégradation du système car de fonc-tionnement non-idéal, d'autre partr Par ailleurs, dans la littérature sur les interférences d'inter~symbole, plusieurs algorithmes~.de données écrétées ou d'erreur limitée ont été
proposés afin d~éliminer en partie ou de réduire le nombre de ces multiplicateurs linéaires. En outre, lorsque le signal ~Qf~

d'interférence est simplement une onde sinusoidale, Widrow suggère d t utiliser une paire de signaux en phase/quadrature, au lieu de filtres adapti~s transversaux, pour suivre l'ampli-tude et la phase du signal parasite sinusoidal tout en présument que sa fréquence est déjà connue. Même en ces derniers cas, l~implémentation des algorithmes adaptis requier-t l'~tilisation de plusieurs multiplica-teurs linéaires.
Dans le ~e~et 1) S ~ 105.102 émis le ~ aout 1978 à Desblache, il est décrit un filtre à crevasse numérique dont les paramètres sont évalués de facon séquentlelle pour synthoniser la fréquence d'interférence. Cette méthode est basée sur les transformes de ~ilbert, qui utilisent plusieurs multiplicateurs.
La méthode selon notre invention est complètement différente en ce qu'elle utilise des techniques ~LL (phase lock loop - boucle suiveuse de phase) pour répérer la ~ré-quence d'interférence, qu'elle limite la bande du signal d'erreur et de plus qu'elle utilise des techniques de filtre harmonique pour ne pas avoir à utiliser de véritables multipli-cateurs normalemen~ exigés dans l'algorythme LMS discuté
ci-dessus Une caractéristique générale de la présente invention réside en un système de filtration adaptif capable dléliminer les signaux d'interférence sinusoidaux compris dans un signal d'entrée sans avoir à utiliser de multiplica-teurs linéaires.
Une autre caractéristique de la présente invention réside dans un s~stème de filtration adaptif apte ~a suivre les variations das parametres du signal d'interférence, lesquels ~ont antérieurement inconnus.

Une caractéristique supplémentaire de la présente invention consiste à réaliser un filtre adaptatif pouvant rehausser une ligne spectrale à bande étroite en un champ de bruit à large bande.
En conséquence, l'invention vise généralement un système de filtration adaptatif destiné à filtrer un siqnal d'interférence sinusoïdal mêlé à un signal utile compris dans un signal d'entrée. Le système comporte des moyens de repérage en fréquence du signal d'interférence contenu dans le signal d'entrée et de génération synchronisée de diverses paires de signaux à ondes rectangulaires présentant une relation phase/quadrature. Des moyens de pondération sont prévus pour chacun des signaux à ondes rectangulaires conformément aux changements d'amplitude et de phase du signal d'interférence sinusoïdal sans 1 'aide de multiplica-teurs linéaires. Des moyens sont également prévus pour filtrer les signaux à ondes rectangulaires pondérés et com binés afin de les soustraire du signal d'entrée de sorte à émettre le signal utile sensiblement exempt du signal d'interférence sinusoidal.
Suivant des modes de réalisation préférés de la présente invention, le moyen de génération de signaux à
ondes rectangulaires génère des paires de signaux à ondes rectangulaires en phase/quadrature où chaque signal de chaque paire de signaux à ondes rectangulaires est adéquatement et séparément pondéré par le moyen de pondération, et tous les signaux à ondes rectangulaires sans exception alimentent le moyen de combinaison des signaux.
Un autre mode préfére de la présente invention prévoit une pluralité de systèmes de filtration interconnectés soit en série, soit en parallèle afin d'éliminer une pluralité
de signaux d'interférence mêlés à un signal utile à l'intérieur ~9(~

du si~nal d'entrée, chaque système de filtration étant apte à supprimer un signal d'interférence donné du signal d'entrée.
Un mode de réalisation préféré de la présente invention sera décrit ci~après avec référence aux exemples illustrés sur les dessins annexés, dans lesquels:
la figure 1 est un d.ia~ra~e synopti~ue du système adaptati~ de filtration d'un signal d'interférence sinusoidal suivant la présente invention;

les figures 2a à 2d sont des diagra~mes montrant l'utilisation des filtres de type Fl et des multiplicateurs à commutation dans le système de ~iltration de la figure 1 ;

les figures 3a à 3e sont des diagrammes illustrant l'emploi des filtres de type F2 dans le système de filtration de la flgure 1, la figure ~ est un schéma montrant un autre mode de réalisation de l'invention dans lequel les signaux harmoniques sont supprimés' les fi~ures 5a et 5b sont des vues schématiques montrant respectivement plusieurs systèmes adaptifs de filtration de signaux d'interférence interconnectés soit en série, soit en parallèle en vue d'éliminer une pluralité
de signaux d'interférence présents dans un signal d'entrée.
Se référant ~ La figure 1, les divers éléments de circuit constituant le système adaptif de filtration d'un signal d9interférence sinusoidal y sont illustrés de fa~on schématique. Au départ, on assume que le signal d'entrée ~(t3 ne comporte qu'un seul signal d'interférence sinusoidal melé au signal désiré et que de plus, la fréquence, la phase et l'amplitude du signal d'interférence ne sont pas connus avec préci.sion ou varient légèremen-t dans le temps. Ce signal d'entrée X (t) alimente simultanément un circuit de combi-naison ou d'addition 11 et un circuit adaptif de ~iltration 12. Par soucis de clarté du présent montage, le circuit de filtration tel qu'illustré est divisé en deux circuits principaux constitués d'un circuit 13 de formation de siynaux à ondes rectangul.aires et un circuit 1.4 déterminant la pondération. De façon générale, la fonction du circui-t 13 consiste à repérer la fréquence du signal d'interférence sinusoïdal et à générer deux signaux à ondes rectangulaires synchrones caractérisés par un certain rapport phase/

quadrature. De plus, le circuit 13 fournit tous les signaux d~horloge requis par le système de filtration. Le circuit de formation des signaux binaires 13 comporte une boucle suiveuse de phase 15 relié à un synthétiseur d'onde rectan-gulaire 16. La boucle suiveuse de phase 15 sert à repérer et principalement à multiplier la fréquence fondamentale fo du signal d'interférence. Afin de simplifier la con-ception du synthétiseur 16 qui génère les deux signaux à ondes rectangulaires synchrones en phase/ quadrature à travers les lignes de sortie 21, 22, le facteur de multi-plication de la boucle suiveuse 15 a été choisi pour corres-pondre à un multiple de 4. Un synthétiseur 16 peut être ainsi construit en utilisant des éléments logiques standards de circuit intégré.

Il est à noter que lorsque X~t~ ne contient qu'une seule fréquence d'interférence, le champ de capture et la 'plage de poursuite de la bo~cle suiveuse de phase 15 doit alors etre suffisa~ent large pour couvrir toute l'étendue de variation de la fxéquence fondamentale fo du signal d'inter-férence. Dans le cas contraire, lorsque X(t) comporte plusieurs fréquences d'interférence9 le champ de capture et ~lQ~

la plage de poursuite doivent ~tre suffisamment étroite pour assurer une résolution adéquate. Dans le dernier cas, il s'avère utile de prévoir des moyens de balayage de la fréquence de l~oscillateur (non montré) incorporé au circuit 15.
En ce qui regarde le circuit 14 déterminant la valeur de pondération9 sa fonction consiste à suivre les variations d'amplitude et de phase du signal d~interférence. A cet égard, le signal Y(t~ apparaissant ~ la sortie 17 est une reproduction fidèle du signal d'interférence et ce signal reproduit est ac~m;né vers le circuit de combinaison 11 en vue d'éliminer le signal d'interférence. D'autre part, le signal filtr~ de sortie généré par le circuit de combinaison 11 est retourné
vers le circuit 14 à travers la ligne 18 à l'entrée du filtre 19 de type F2 qui est centré sur la fréquence fo du signal d'interférence de sorte ~ supprimer du signal d'entrée toutes les composantes de fréquence autre que fo. A noter que le filtre 19 augmente sensiblement l'efficacité du système de filtration à toute les fois que le signal d'entrée X(t) comporte les signaux corrélés autre que fo.
La sortie du filtre 19 alimente un amplificateur 20 qui commande la largeur de bande du filtre adaptif. Dans le cas particulier d'une implémentation numérique des intégrateurs 30 et 31 en utilisant lSalgorithme de Widrow-Hoff, le gain de lYamplificateur 20 doit demeuré suffisamment faible pour assurer la convergence du système.
Dtautre part9 le circuit de pondération 14 est alimenté par les deux signaux binaires en phase/quadrature sgn~cos 2~ fot) et sgn(sin 2 ~fot) ~ travers les lignes 21 et 22, respectivement. Ces signaux 21 et 22 sont alors multipliés par les facteurs de pondération Wc et Ws générés par les intégrateurs 30 et 31 ~ travers les multiplicateurs 23 et 24, respectivement. Les signaux 21 et 22 sont des signaux binaires, Les multiplicateurs 23 et 24 peuvent 8tre formés de commutateurs lorsque les signaux de pondération Wc et Ws sont des signaux analogiques ou par des portes OU exclusives lorsque W et Ws sont des signaux numériques. Les sorties des deux multiplica-teurs 23 et 24 sont additionnés à l'intérieur du circuit de combinaison 25 qui genère alors le signal suivant:
Wc sgn (cos 2 ~fot) + Ws sgn (sin 2 ~fot) (1) Le développement de la série de Fourrier de l~expression ci-haut inclut toutes les harmoniques impaires incluses dans l'onde carré des signaux 21 et 22. En conséquence, un filtre 26 de type Fl est relié à la sortie du circuit de combinaison 25 afin de supprimer les harmoniques indésirables.
Afin de définir les valeurs de pondération de Wc et Ws, les signaux à ondes rectangulaires 21 et 22 alimentent séparé~ent les filtres 27 de type Fl et les filtres 28 de type F2 reliés en série et dont les sorties sont reliées aux circuits limiteurs 29. Le choix et les onctions propres aux filtres 27 et 28 seront expliqués plus loin en référence au~ figures The invention relates to adaptive filtration of spurious signals and relates more particularly to a system intended to filter a sinusoidal interference signal and / or of correlation mixed with a useful signal included in a signal The effectiveness of this system is particularly evident when the interference signal to be eliminated is located within the same frequency spectrum as the signal useful desired.
Several devices and systems have already been proposed for the purpose of separating, increasing or eliminating noise, inter-symbol interference, echo or frequencies of different signals included in a signal entry. These earlier systems are described for example in United States patents Nos. 4,052,559 from Yaul et al and 4.23 ~ 3.746 from McCool et al who each teach the use of tion of a transverse adaptive filter which incorporates a vector weighting conforms to 1 T Widrow-Hoff algorithm, this ci being a real-time approximation of the quadra-average tick of the Widrow-Hoff algorithm. Such algorithm is described in the article "Adaptive Noise Canceling: Principles and Applications "by Widrow et al,"
"Proceedings IEEE", volume 63, number 12, December 1975, ~ `
pages 1692 to 1716. However, the implementation of the algo-Widrow-Hoff rithm generally requires the use of expensive linear multipliers, on the one hand, and which produce a degradation of the system because of non-ideal operation, on the other hand, in the literature on inter ~ symbol interference, several ~. clipped or limited error algorithms have been proposed to partially eliminate or reduce the number of these linear multipliers. In addition, when the signal ~ Qf ~

is just a sine wave, Widrow suggests using a pair of in-phase / quadrature signals, instead of transverse adapti ~ s filters, to follow the ampli study and phase of the sinusoidal parasitic signal while assume that its frequency is already known. Even in these last cases, the implementation of adapted algorithms require the use of several multipliers linear.
In the ~ e ~ and 1) S ~ 105.102 issued on ~ August 1978 in Desblache, a digital crevice filter is described whose parameters are evaluated sequentially for synthesize the interference frequency. This method is based on the transforms of ~ ilbert, which use several multipliers.
The method according to our invention is completely different in that it uses ~ LL techniques (phase lock loop) to locate the ~ re-interference frequency, that it limits the signal band error and moreover it uses filter techniques harmonic so as not to have to use real multiplis scars normally required in the LMS algorithm discussed above A general feature of this invention resides in an adaptive filtration system capable eliminate included sinusoidal interference signals in an input signal without having to use multiplicates linear tors.
Another feature of the present invention resides in an adaptive filtration system suitable to follow variations in the parameters of the interference signal, which ~ have previously been unknown.

An additional feature of this invention consists in making an adaptive filter capable of enhance a narrowband spectral line in a field broadband noise.
Consequently, the invention generally targets an adaptive filtration system for filtering a siqnal of sinusoidal interference mixed with a useful signal understood in an input signal. The system includes means frequency tracking of the interference signal contained in the input signal and synchronized generation of various pairs of rectangular wave signals exhibiting a phase / quadrature relationship. Weighting means are provided for each of the rectangular wave signals in accordance with the amplitude and phase changes of the sinusoidal interference signal without the aid of multiplicator linear tors. Means are also provided for filter weighted rectangular wave signals and com hinned in order to subtract them from the input signal so to transmit the useful signal substantially free from the signal sinusoidal interference.
According to preferred embodiments of the present invention, the means for generating signals to rectangular waves generates pairs of wave signals rectangular in phase / quadrature where each signal of each pair of rectangular wave signals is adequately and separately weighted by the weighting means, and all rectangular wave signals without exception feed the means for combining the signals.
Another preferred embodiment of the present invention provides a plurality of interconnected filtration systems either in series or in parallel in order to eliminate a plurality interference signals mixed with a useful signal inside ~ 9 (~

of the inlet, each filtration system being suitable removing a given interference signal from the input signal.
A preferred embodiment of this invention will be described below ~ with reference to examples illustrated in the accompanying drawings, in which:
Figure 1 is a d.ia ~ ra ~ e synopti ~ ue of the system adapter for filtering an interference signal sinusoidal according to the present invention;

Figures 2a to 2d are diagra ~ my showing the use of F1 type filters and multipliers switching in the ~ iltration system of figure 1;

Figures 3a to 3e are diagrams illustrating the use of F2 type filters in the filtration system of figure 1, Figure ~ is a diagram showing another mode of the invention in which the signals harmonics are removed ' fi ~ ures 5a and 5b are schematic views showing respectively several adaptive systems of filtration of interconnected interference signals either in series, or in parallel in order to eliminate a plurality interference signals present in an input signal.
Referring ~ Figure 1, the various elements of circuit constituting the adaptive filtration system of a sinusoidal interference signal are illustrated in a way schematic. Initially, we assume that the input signal ~ (t3 has only one sinusoidal interference signal mixed with the desired signal and moreover, the frequency, the phase and the amplitude of the interference signal are not known with precision or vary slightly over time. This signal input X (t) simultaneously feeds a combi circuit naison or of addition 11 and an adaptive circuit of ~ iltration 12. For the sake of clarity of this assembly, the circuit filter as illustrated is divided into two circuits main consisting of a circuit 13 for the formation of siynals with rectangular waves and a circuit 1.4 determining the weighting. In general, the function of the circulation 13 consists in locating the frequency of the interference signal sinusoidal and generate two rectangular wave signals synchronous characterized by a certain phase /

quadrature. In addition, circuit 13 provides all the signals clock required by the filtration system. The circuit of binary signal formation 13 has a loop phase tracker 15 connected to a rectan wave synthesizer gular 16. The phase follower loop 15 is used to identify and mainly to multiply the fundamental frequency fo of the interference signal. In order to simplify the con-concept of synthesizer 16 which generates the two signals with synchronous rectangular waves in phase / quadrature across the output lines 21, 22, the multi- factor plication of the follower loop 15 was chosen to correspond lay in a multiple of 4. A synthesizer 16 can be thus constructed using standard logic elements integrated circuit.

It should be noted that when X ~ t ~ contains only one single interference frequency, the capture field and the the tracking range of the phase follower box 15 must then be large enough to cover the full extent of variation of the fundamental frequency fo of the inter-ference. Otherwise, when X (t) has several interference frequencies9 the capture field and ~ lQ ~

the tracking range should be narrow enough to ensure adequate resolution. In the latter case, it proves useful to provide frequency scanning means of the oscillator (not shown) incorporated into circuit 15.
Regarding circuit 14 determining the value 9 its function is to follow variations amplitude and phase of the interference signal. In this regard, signal Y (t ~ appearing at output 17 is a reproduction faithful to the interference signal and this reproduced signal is ac ~ m; born towards the combination circuit 11 in order to eliminate the interference signal. On the other hand, the filtered signal ~ of output generated by combination circuit 11 is returned to circuit 14 through line 18 at the filter inlet 19 of type F2 which is centered on the frequency fo of the signal interference so ~ remove from the input signal all frequency components other than fo. Note that the filter 19 significantly increases the efficiency of the filtration whenever the input signal X (t) contains the correlated signals other than fo.
The output of the filter 19 supplies an amplifier 20 which controls the bandwidth of the adaptive filter. In the special case of a digital implementation of integrators 30 and 31 using the Widrow-Hoff algorithm, the gain of Amplifier 20 should remain low enough to to ensure the convergence of the system.
On the other hand, the weighting circuit 14 is powered by two binary signals in phase / quadrature sgn ~ cos 2 ~ fot) and sgn (sin 2 ~ fot) ~ across lines 21 and 22, respectively. These signals 21 and 22 are then multiplied by the weighting factors Wc and Ws generated by the integrators 30 and 31 ~ through multipliers 23 and 24, respectively. Signals 21 and 22 are binary signals, Multipliers 23 and 24 can be formed by switches when the weighting signals Wc and Ws are signals analog or by exclusive OR gates when W and Ws are digital signals. The outputs of the two multiplica-tors 23 and 24 are added up inside the circuit of combination 25 which then generates the following signal:
Wc sgn (cos 2 ~ fot) + Ws sgn (sin 2 ~ fot) (1) The development of the Fourrier series of the above expression includes all odd harmonics included in the square wave of signals 21 and 22. In consequently, a filter 26 of type F1 is connected to the output of the combination circuit 25 in order to suppress the harmonics undesirable.
In order to define the weighting values of Wc and Ws, the rectangular wave signals 21 and 22 feed separate ~ ent filters 27 of type F1 and filters 28 of type F2 connected in series and whose outputs are connected to circuits limiters 29. The choice and the specific functions of the filters 27 and 28 will be explained later with reference to ~ figures

2 et 3~ En ce qui regarde les circuits limiteurs 29, ils assurent l'émission dtondes carrées à travers les sorties 32 et 33, ces signaux d~onde carrée 32-et 33 multiplient le signal de contre réaction e(t) généré par l'amplificateur 20 ~ travers les multiplicateurs 34 et 35 qui produisent les signaux de sortie eC(t) et eS(t) appliqués à 17entrée des intégrateurs 30 et 31 pour fournir les signaux de pondération Wc et Ws.
Il est ~ noter que la valeur des signaux de pondéra-tion Wc et Ws varie conformément aux changements d~amplitude 2 and 3 ~ As regards the limiting circuits 29, they ensure the emission of square waves through outputs 32 and 33, these square wave signals 32 and 33 multiply the signal of feedback e (t) generated by the amplifier 20 ~ through the multipliers 34 and 35 which produce the output signals eC (t) and eS (t) applied to the input of integrators 30 and 31 to provide the weighting signals Wc and Ws.
It should be noted that the value of the weighting signals tion Wc and Ws varies according to changes in amplitude

3~ et de phase des signaux d~interférence de forme sinusoidale ~9t~6~

apparaissant à l'entrée dû à la corrélation entre le signal rétroactif 18 et les deux signaux à ondes rectangulaires, ces derniers suhissant un retard adéquat à txavers les filtres 27 et 28. Ainsi, lorsque l'amplitude et la phase du signal d'inte.rférence varie lentement, les valeurs de pondération Wc et Ws suivent prestement ces changements, . ~ .

~19~

L'arrangement du circuit proposé ~ la figure 1, en particulier du circuit de détermination de la pondération 14, est dérivé de l'algorithme Widrow-Hoff en assumant une variation lente des valeurs de pondération Wc et Ws. Toutefois, cette configuration ne comporte aucun multiplicateur linéaire et ceci à cause de 1 t utilisation de filtres de type Fl et F2 dont le choix et le fonctionnement seront maintenant expliqués.
Se référant aux figures 2a à 2d, la fonction des fil-tres Fl ainsi que des multiplicateurs à commutation est expli-~uée en rapport avec la conception du présent circuit de fil~ra-ticn. La figure 2a montre l'algorithme Widrow-Hoff lorsque les signaux binaires sgn (cos 2 ~ fot) et sgn (sin 2~ fot) sont valides. Les filtres d'ent~ée 40 de type Fl servent à supprimer les fréquences harmoniques de chaque signal de sorte à obtenir à la sortie des filtres 40 des signaux quasi-sinusoidaux. Les multiplicateurs linéaires 41 et 42 sont donc requis.
La figure 2b montre un arrangement équivalent à celui de la figure 2a mais avec llimplémentation des filtres 43 et 44 de type Fl. En ce cas, lorsque les facteurs de pondération 2Q W varient lentement, les filtres 43 peuvent être insérés à la suite des multiplicateurs 41 et ainsi être combinés en un filtre 16 unique comme montré à la figure 2c.
Le signal Y(t) apparaissant en 45 dans les figures 2a et 2b~ peut s'énoncer de la façon suivante:
Y(t)=Wc[fl(t)*sgn(cos2 ~ fot)] + Ws [fl(t)*sgn(sin2~ fot)]
Y(t)-~fl(t)*Wc.sgn(cos2 ~ fot)] + [fl(t)*WS sgn(sin2~ fot)~
Y(t)-fl(t)*[Wc.sgn(cos2 ~ fot) + Ws.sgn(sin2 ~fot)]
où le symbole * représente la convolution et fl(t) indique la réponse impulsionnelle du filtre Fl. Les amplificateurs linéaires 41 des figures 2a et 2b peuvent donc être remplacés par les simples multiplicateurs à relais 41 montrés aux figures 2c et 2d~

\

De plus, la figure 2d illustre l~implémentation des limiteurs 47 sur la sortie des filtres 44 de type Fl. Il est évident que l'utilisation de ces limiteurs 47 est possible lorsque le signal e(t) ne contient aucune harmonique corrélée du signal d'interférence sinusoidale.
Une telle hypothèse est justifiée si un filtre de type F2 approprié est inséré dans la boucle de rétroaction.
Les limiteurs 4~ permettent le remplacement des multiplicateurs linéaires 42 de la figure 2a par les multiplicateurs 42 à
relais, moins dispendieux, de la figure 2d.
Suivant les affirmations antérieures, le filtre lg de type F2 inclu~ dans le circuit de contre réaction de la figure 2 a été introduit dans le but de supprimer autant que ce peut tous les signaux autres que les signaux d'interférence sinusoidaux. La fonction du filtre F2 sera maintenant donnée en se référant aux figures 3a à 3e.
L'arrangement montré à la figure 3a est également basé sur l'algorithme Widrow-HoffO En ajoutant le filtre 50 de type F2 montré à la figure 3b sur l'entrée et les deux filtres 51 de type F2, chaque référence sin (2~ fot) et cos (2~ fot) de la figure 3b devient équivalente à la figure 3a en ce qui regarde la poursuite de llinterférence.
On peut bien s~r remplacer les deux filtres 51 par deux paires de filtres identiques 52 comme indiquées ~ la figure 3c. Alors, lorsque les valeurs de pondération W varient lentement, les filtres 52 peuvent être remplacés par le filtre 54 de type F2 de la figure 3d. En outre, les filtres 50 et 54 peuvent être regroupés en un filtre unique 55 de type F2 montré ~a la figure 3eO

. ~

\
~lg(~4 Finalement, en combinant les arrangements des figures 2d et 3e, nous arrivons à la configuration du circuit de détermination de la pondération 14 de la figure 1.
Se référant maintenant à la figure 4, une autre réalisation de la présente invention y est illustrée.
Lorsque la plage de variation de la fréquence fo du signal d'interférence est importante, le filtre 26 de type Fl ne peut pas atténuer suffisamment les harmoniques des signaux binaires 21 et 22~ Il est alors possible de réduire les exigences des filtres F1 en annulant les harmoniques designées dans les expressions suivantes:
(4/~ ~sin~=sgn(sin9~-(1/3)sgn(sin3~)-(1/5)sgn(sin5~)-...
(4/ ~)cos~~sgn(cos~)-(1/3)sgn(cos30)-(1/5)sgn(cos5~)-...
où ~ = 2 ~ fot .
Comme montré à la figure 4, en plus des signaux binaires 21 et 229le synthétiseur d'ondes binaires synchrones 16 fournit deux autres signaux binaires, soit sgn (cos 2 ~3 fot) et sgn ~sin 2 ~3 fot) désignés respectivement par 61 et 62.
Ces derniers signaux sont multipliés par les valeurs de pondération -~1/3) Wc et -(1/3) Ws, à l~aide des multiplicateurs à commutation 63 et 64 respectivement. Les sorties des quatre multiplicateurs 23, 63, 24 et 64 sont additionnées au moyen du circuit de combinaison 25 et le signal résultant est alors exempt de la troisième harmonique.
De façon évidente9 on peut réaliser l'annulation additionnelle des harmoniques dlordre supérieur suivant le meme procédé en utilisant des facteurs de pondération adéquats.
Les figures 5a et 5b montrent des filtres adaptifs reliés 50it en série soit en parall~le dans le but dléliminer plus d'un signal d'interférence sinusoidal compris dans le signal d'entrée~ Dans ce cas, chaque filtre adaptif supprime ~9()~

un siynal d'interférence spécifique parmi plusieurs signaux d'interférence. Il est à noter que dans la confiyuration parallele un seul circuit de combinaison 70 est requis. En outre, dans la combinaison parallèle, on doit prendre soin d'éviter tout chevauchement dans les plages de fréquence respectives des divers signaux d'interférence. 3 ~ and phase sine wave interference signals ~ 9t ~ 6 ~

appearing at the input due to the correlation between the signal retroactive 18 and the two rectangular wave signals, the latter being adequately delayed by all filters 27 and 28. So when the amplitude and phase of the reference signal varies slowly, the values of weighting Wc and Ws quickly follow these changes, . ~.

~ 19 ~

The arrangement of the proposed circuit ~ Figure 1, in particular of the weighting determination circuit 14, is derived from the Widrow-Hoff algorithm assuming a variation weighting values Wc and Ws slow. However, this configuration has no linear multiplier and this due to 1 t use of filters of type Fl and F2, the choice and operation will now be explained.
Referring to Figures 2a to 2d, the function of the fil-very Fl as well as switching multipliers is explained ~ uée related to the design of this wire circuit ~ ra-ticn. Figure 2a shows the Widrow-Hoff algorithm when the binary signals sgn (cos 2 ~ fot) and sgn (sin 2 ~ fot) are valid. Ent type filters 40 of type Fl are used to remove the harmonic frequencies of each signal so as to obtain at the output of the filters 40 quasi-sinusoidal signals. The linear multipliers 41 and 42 are therefore required.
Figure 2b shows an arrangement equivalent to that of Figure 2a but with the implementation of filters 43 and 44 of type Fl. In this case, when the weighting factors 2Q W vary slowly, filters 43 can be inserted at the sequence of multipliers 41 and thus be combined into one single filter 16 as shown in Figure 2c.
The signal Y (t) appearing at 45 in the figures 2a and 2b ~ can be stated as follows:
Y (t) = Wc [fl (t) * sgn (cos2 ~ fot)] + Ws [fl (t) * sgn (sin2 ~ fot)]
Y (t) - ~ fl (t) * Wc.sgn (cos2 ~ fot)] + [fl (t) * WS sgn (sin2 ~ fot) ~
Y (t) -fl (t) * [Wc.sgn (cos2 ~ fot) + Ws.sgn (sin2 ~ fot)]
where the symbol * represents convolution and fl (t) indicates the impulse response of the F1 filter. The amplifiers linear 41 of Figures 2a and 2b can therefore be replaced by the simple relay multipliers 41 shown in the figures 2c and 2d ~

\

In addition, Figure 2d illustrates the implementation of limiters 47 on the output of filters 44 of type Fl. It is obvious that the use of these limiters 47 is possible when the signal e (t) contains no correlated harmonics of the sinusoidal interference signal.
Such an assumption is justified if a filter of appropriate type F2 is inserted in the feedback loop.
Limiters 4 ~ allow replacement of multipliers linear 42 of Figure 2a by multipliers 42 to cheaper relay in Figure 2d.
According to previous claims, the lg filter type F2 included in the feedback circuit of the figure 2 was introduced in order to delete as much as possible all signals other than interference signals sinusoidal. The function of the F2 filter will now be given with reference to Figures 3a to 3e.
The arrangement shown in Figure 3a is also based on the Widrow-HoffO algorithm By adding the filter 50 of type F2 shown in Figure 3b on the input and the two filters 51 of type F2, each sin reference (2 ~ fot) and cos (2 ~ fot) of figure 3b becomes equivalent to figure 3a with regard to the continuation of the interference.
We can of course replace the two filters 51 with two pairs of identical filters 52 as shown in the figure 3c. So when the W weights vary slowly the filters 52 can be replaced by the filter 54 of type F2 in FIG. 3d. In addition, filters 50 and 54 can be combined into a single filter 55 of type F2 shown ~ in Figure 3eO

. ~

\
~ lg (~ 4 Finally, by combining the arrangements of the figures 2d and 3e, we come to the configuration of the circuit of determination of the weighting 14 of FIG. 1.
Referring now to Figure 4, another embodiment of the present invention is illustrated therein.
When the range of variation of the frequency fo of the signal interference is important, the filter 26 of type Fl does not cannot sufficiently attenuate the harmonics of the signals binary 21 and 22 ~ It is then possible to reduce the F1 filter requirements by canceling the designed harmonics in the following expressions:
(4 / ~ ~ sin ~ = sgn (sin9 ~ - (1/3) sgn (sin3 ~) - (1/5) sgn (sin5 ~) -...
(4 / ~) cos ~~ sgn (cos ~) - (1/3) sgn (cos30) - (1/5) sgn (cos5 ~) -...
where ~ = 2 ~ fot.
As shown in Figure 4, in addition to the signals binary 21 and 229 the synchronous binary wave synthesizer 16 provides two other binary signals, i.e. sgn (cos 2 ~ 3 fot) and sgn ~ sin 2 ~ 3 fot) designated respectively by 61 and 62.
These latter signals are multiplied by the values of weighting - ~ 1/3) Wp and - (1/3) Ws, using multipliers switching 63 and 64 respectively. The exits of the four multipliers 23, 63, 24 and 64 are added by means of combination circuit 25 and the resulting signal is then free from the third harmonic.
Obviously9 we can realize the cancellation additional higher order harmonics according to same procedure using adequate weighting factors.
Figures 5a and 5b show adaptive filters connected 50it in series either in parallel ~ the in order to eliminate more than one sinusoidal interference signal included in the input signal ~ In this case, each adaptive filter removes ~ 9 () ~

a specific interference siynal among several signals interference. It should be noted that in the confiyuration only one combination circuit 70 is required. In Besides, in the parallel suit, we have to take care avoid overlap in frequency ranges respective of the various interference signals.

Claims

The embodiments of the invention, about which a exclusive right of property or privilege is claimed, are defined as follows:

1. Adaptive filtration system for filtering a sinusoidal interference signal present in the width of useful band of a useful broadband signal comprising means for identifying the phase of said information signal terference included in said broadband signal in use reading a phase follower loop;
means for generating synchronous signals with rectangular waves in phase / quadrature, said means generation being synchronous with the interference signal;
means of filtration and limitation of said synchronous rectangular wave signals to compensate delay or phase change caused by filters in a feedback loop;
means for weighting said wave signals rectangular according to amplitude and phase variations of said sinusoidal interference signal, and of generation weighted rectangular wave signals.
means for filtering an output signal of the system so as to conform the waves of the signal of feedback; and means for combination and filtration said weighted rectangular wave signals so to subtract their fundamental part from an input signal said system to cancel the sinusoidal interference signal and give said output signal which is said signal wide band filter.

2. filtration system according to claim 1, wherein said means for generating signals to synchronous rectangular waves include a synthesizer synchronous binary waves.

3. filtration system according to claim 1, wherein the phase follower loop includes means multiplying the fundamental frequency of said signal interference.

4. Filtration system according to claim 3, wherein said multiplication means have a multiplication factor which is a multiple of 4.

5. Filtration system according to claim 1, in which said combination and filtration means weighted rectangular wave signals include a first combination circuit to add together said weighted rectangular wave signals and give a signal weighted combination output and a second combination connected to the output of said first circuit combination through a filter to subtract from a signal said weighted combination signal, said second combination circuit generating said broadband signal useful substantially free of said interference signal.

6. Filtration system according to claim 1, wherein said means for weighting said signals with rectangular waves also include means for additional filtration receiving said band signal large useful for removing frequency components different from the fundamental interference frequency, means for mixing an output signal emanating from said additional filtration means with each of the signals with rectangular waves generated by said filtration means and limitation, and means for integrating separately each output signal from said mixing means to produce weighting signals.

7. Filtration system according to claim 6, wherein said means for weighting said signals with rectangular waves also include means for multiplication to multiply each of said signals weighting with a particular signal of said signals with refractory waves produced by said generating means tion, and to give said rectangular wave signals weighted thus feeding said combination means and filtration.

8. Filtration system according to claim 7, in which said multiplication means supplement taries include switching multipliers.

9. Filtration system according to claim 7, in which said multiplication means supplement Silences include exclusive OR doors.

10. Filtration system according to claim 1, wherein said means for filtering said signal outlet and said combination and filtration means and said filtration means all include filters fixed or clock controlled.

11. Filtration system according to claim 10, wherein said fixed filters are designs conventional filter circuits such as filters active, passive and mechanical.

12. Filtration system according to claim 15, wherein said clock-controlled filters are filters controlled by a clock such as digital filters, type SAW, CCD, capacity switching tive.

13. Filtration system according to claim l, wherein said signal generating means with rectangular waves have a generator fitted with two pairs of rectangular wave output signals in phase / quadrature according to odd multiples of interference frequency, each signal of each pair of rectangular wave signals being connected to said weighting means. Said weighting means generates drant useful signals with refractory waves to said means of combination.

-15.