BR112016018210B1

BR112016018210B1 - Método para a decodificação de um sinal óptico codificado, método para a transmissão de um sinal óptico, sistema detector para a decodificação de um sinal óptico codificado de am e fm combinados, e sistema de comunicação óptica

Info

Publication number: BR112016018210B1
Application number: BR112016018210-3A
Authority: BR
Inventors: Jesper Bevensee Jensen; Bo Pedersen; Roberto Rodes Lopez
Original assignee: Danmarks Tekniske Universitet
Priority date: 2014-02-07
Filing date: 2015-02-06
Publication date: 2023-11-21
Also published as: PT3103202T; EP3399671A1; RU2016132119A3; RU2668279C2; US20160352432A1; CN106134108A; US10516488B2; EP3103202B1; CA2937056C; MX2016010129A; EP3103202A1; US20180278338A1; RU2016132119A; JP2017511032A; PL3103202T3; JP6706205B2; BR112016018210A2; WO2015118118A1; DK3103202T3; US10014952B2

Abstract

DECODIFICAÇÃO DE UM SINAL COMBINADO DE AMPLITUDE MODULADA E FREQUÊNCIA MODULADA. A presente divulgação refere-se a um método para decodificar um sinal combinado de AM/FM codificado que compreende as etapas de: combinar o referido sinal óptico codificado com luz de um oscilador local configurado com uma frequência do oscilador local; converter o oscilador local combinado e sinal óptico codificado em um ou mais sinais elétricos através de pelo menos um conversor opto-elétrico com uma largura de banda de frequência predefinida, fornecendo, assim, um sinal elétrico codificado e amplificado que tem uma ou mais correntes de sinal codificado, em que um tipo de estado têm uma maior frequência de oscilação do que outro tipo de Estados; retificar corrente(s) do sinal codificado, obtendo, assim, um espectro de potência codificado, em que o espectro de potência possui diferentes estados, como estado "0" e estados "1", com níveis de potência diferentes tais que eles possam ser discriminados, a referida frequência do oscilador local é definida por um deslocamento de frequência de oscilador local positivo da frequência de um dos estados no referido sinal óptico codificado e o referido deslocamento de frequência do oscilador é selecionado para ser dependente da referida largura de (...).

Description

Campo da Invenção

[0001] A presente divulgação refere-se à codificação e decodificação de um sinal combinado de amplitude modulada (AM) e frequência modulada (FM).

Fundamentos da Invenção

[0002] Um sistema de comunicação é a geração, transmissão, recepção e decodificação de informação, que pode ser representado como uma série de estados "0" e estados "1; e é extremamente importante para a sociedade. Em sistemas de comunicação óptica que usam lasers diretamente modulados, pode ocorrer chirp de frequência. Este é um efeito que faz com que o comprimento de onda óptica (ou a frequência) seja dependente da potência óptica. Em outras palavras, o comprimento de onda (ou a frequência) de um estado "0" será diferente do estado "1". Chirp de Frequência em sistemas de comunicação são considerados indesejáveis e longe de serem ideais, uma vez que limita a distância de transmissão devido à dispersão cromática na fibra de transmissão, convertendo a ampliação de frequência induzida em ampliação temporal, o que faz com que símbolos vizinhos de sobreponham e, por conseguinte, sejam erroneamente decodificados. Como consequência, modulação com chirp de frequência não é preferida em sistemas de comunicação óptica. Em vez disso, os moduladores ou lasers são feitas de modo que o chirp de frequência seja suprimido o suficiente para ser usado em sistemas de comunicação óptica.

[0003] Uma operação livre de chirp requer ou lasers com chirp controlado ou moduladores externos; sendo que ambos causam alta de preços e aumento do consumo de energia e calor. Por outro lado, moduladores ou lasers com chirp de frequência possuem baixo custo. Há, portanto, um ativo econômico se moduladores com chirp de frequência puderem ser melhor tolerados em sistemas de comunicação óptica, por exemplo.

[0004] Existem soluções, que permitem que moduladores com chirp de frequência sejam utilizados em sistemas de comunicações óptica, mas esses têm meios para compensar o chirp de frequência. Isto significa que, por exemplo, é necessário que filtros ou soluções de hardware mais complexos sejam implementados de modo que o alargamento da banda de linha dinâmica seja eliminado e, portanto, não explorado.

[0005] O que falta é um sistema de comunicação que não só tolera modulação com chirp de frequência, mas também tira vantagem do alargamento da banda de linha dinâmica inerente à modulação com chirp de frequência.

[0006] Em sistemas de comunicação óptica, há duas técnicas de detecção bem conhecidas: • Detecção direta • Detecção coerente

[0007] A detecção direta é a detecção apenas da amplitude, enquanto que a detecção coerente é a detecção de amplitude e fase. Detecção coerente tem muitas vantagens sobre a detecção direta, incluindo maior sensibilidade do que a detecção direta e, portanto, é cada vez mais preferida em sistemas de comunicação de longo alcance (núcleo de rede), onde o custo do transceptor é compartilhado por um número elevado de usuários, ao contrário de redes de acesso e de metro, que são muito sensíveis ao custo do emissor-receptor. Detecção coerente requer, no entanto, informação da fase do portador, na medida em que o sinal é desmodulado por meio de um oscilador local (LO) controlado por uma malha de captura de fase, que serve como uma referência de fase absoluta. Operação com loop de bloqueio de fase coloca requisitos rigorosos no lado do sistema. Dois requisitos bem conhecidos para a loop de bloqueio de fase são: • Sincronização entre LO e o codificador • Linha óptica de largura estreita do LO e do codificador

[0008] Se estes requisitos não forem cumpridos, detecção coerente não está funcionando corretamente. A malha de captura de fase pode ser feita quer no domínio óptico (analógico) ou no domínio digital com processamento de sinal digital (DSP). Independentemente de como a malha de captura de fase é implementada, é sempre necessário que detecção coerente opere com lasers de alto custo com estreitas larguras de linha óptica. Em futuros sistemas de comunicação óptica para redes metro e de acesso, existe a necessidade por uma técnica de detecção que proporcione uma solução de baixo custo.

Sumário da Invenção

[0009] A fim de tratar e resolver os problemas e necessidades descritos acima, a presente descrição refere-se a um sistema de comunicação que usa e explora chirp de frequência. Especificamente, a presente descrição refere-se a um sistema de comunicação que proporciona a codificação e decodificação num sistema de comunicações, onde uma malha de captura de fase pode, possivelmente, ser eliminada e, assim, fornecer uma solução de baixo custo para sistemas de comunicações ópticas.

[0010] A presente divulgação descreve sinais que empregam amplitude modulada (AM) e frequência modulada (FM) combinadas, tais como os obtidos com um laser com chirp de frequência, e decodificação deste sinal codificado de AM e FM combinadas, o que compreende as etapas de: combinar tal sinal óptico codificado com luz de um oscilador local configurado com uma frequência de oscilador local; converter o oscilador local combinado e sinal óptico codificado em um ou mais sinais elétricos através de pelo menos um conversor opto-elétrico que tem uma largura de banda de frequência predefinida, fornecendo assim um sinal elétrico codificado e amplificado que possui uma ou mais correntes de sinal codificado, em que um tipo de estado tem uma maior frequência de oscilação do que outro tipo de estados; retificar as correntes de sinal codificado, obtendo assim um espectro de potência codificado, em que o espectro de potência possui estados diferentes, tais como estado "0" e estado "1", com níveis de potência diferentes, de modo que eles podem ser discriminados, a referida frequência de oscilador local é definida por um deslocamento de frequência do oscilador local positivo da frequência de um dos estados no referido sinal óptico codificado e o referido deslocamento de frequência de oscilador local é selecionado para ser dependente da largura de banda de frequência.

[0011] A presente divulgação descreve sinalização, que compreende as etapas de codificar o sinal óptico por modulação de amplitude e frequência e descodificar o sinal AM e FM combinado, e em que a codificação ou decodificação de um sinal AM e FM combinado usa dois ou mais níveis. Dois níveis, como estado "0" e estados "1" são normalmente utilizados, de modo que os diferentes estados são separados em frequência e amplitude, mas um sistema de comunicação pode também empregar um alfabeto com mais de dois estados. Isso normalmente é nomeado como "formato de modulação avançada", "formato de modulação de ordem superior" ou "formato de modulação multinível". A vantagem é que, ao utilizar mais de dois estados, é possível codificar mais do que um bit de informação em um único símbolo. Como exemplos, um sistema que emprega quatro níveis de amplitude será capaz de codificar dois bits por símbolo, um sistema que emprega quatro níveis de frequência será capaz de codificar dois bits por símbolo e um sistema que emprega independentemente quatro níveis de amplitude e quatro níveis de frequência será capaz de codificar quatro bits por símbolo. Para além da amplitude e frequência, as informações também podem ser codificadas na fase de transportador, na polarização do transportador, como variações de largura de pulso ou como variações na posição do pulso.

[0012] A presente divulgação também fornece um sistema de detector para decodificação de um sinal óptico codificado de AM e FM combinado que compreende pelo menos dois tipos diferentes de estados, como estado "0" e estados "1", compreendendo: um oscilador local configurado com uma frequência de oscilador local; um dispositivo de acoplamento configurado para acoplar o sinal óptico codificado com luz do oscilador local; um ou mais conversores opto-elétricos que possuem uma largura de banda de frequência predefinida configurados para fornecer um sinal elétrico codificado e amplificado que tem uma ou mais correntes de sinal codificado, onde um tipo de estado tem uma maior frequência de oscilação do que outro tipo de estado; um retificador configurado para retificação da(s) referida(s) corrente(s) de sinal para fornecer um espectro de potência, onde o espectro de potência tem estados diferentes, tal como estado "0" e estados "1", com níveis de potência diferentes, de modo que eles possam ser discriminados, a referida frequência do oscilador local é definida por um deslocamento de frequência do oscilador local positivo de um dos estados no referido sinal óptico codificado e o referida frequência de o deslocamento o deslocamento de frequência de oscilador local é selecionado para ser dependente da largura de banda de frequência.

[0013] Além disso, o detector pode compreender um filtro passa-baixo configurado para reduzir a potência residual de um tipo de estados em relação a outro tipo de estado, tais como estados "0" e "1 ”, com diferentes níveis de potência que podem ser discriminados mais facilmente.

[0014] Por conseguinte, a presente invenção refere-se ainda a um sistema de comunicação óptico que compreende, pelo menos, um transmissor e, pelo menos, um receptor que compreende o sistema detector divulgado neste documento.

Lista de Figuras

[0015] A FIG. 1 mostra uma modalidade de um espectro de um sinal AM e FM combinado antes da luz do oscilador local ser combinada com o sinal.

[0016] A FIG. 2 mostra uma modalidade de um espectro de um sinal AM e FM combinado antes da luz do oscilador local ser combinada com o sinal, o qual também pode ser chamado de batimento.

[0017] A FIG. 3 mostra uma modalidade de um nível de sinal antes de retificação.

[0018] A FIG. 4 mostra uma modalidade de um nível de sinal depois de retificação e filtragem passa-baixo.

[0019] A FIG. 5 mostra modalidades de retificação de meia-onda e retificação de onda completa de um sinal de RF.

[0020] A FIG. 6 mostra uma modalidade da presente divulgação.

[0021] A FIG. 7 mostra um exemplo de desafinação de um oscilador local, de acordo com a presente invenção, utilizando um fotodiodo com a mesma largura de banda que a taxa de bits do sistema (back-to-back).

[0022] A FIG. 8 mostra um exemplo de desafinação de um oscilador local, de acordo com a presente invenção, utilizando um fotodiodo com uma largura de banda 1,5 vezes a taxa de bits do sistema (back-to-back).

[0023] A FIG. 9 mostra um exemplo de desafinação de um oscilador local, de acordo com a presente invenção, utilizando um fotodiodo com mesma largura de banda que a taxa de bits do sistema (100 km SSMF).

[0024] A FIG. 10 mostra um exemplo de desafinação de um oscilador local, de acordo com a presente invenção, utilizando um fotodiodo com uma largura de banda de 1,5 vezes a taxa de bits do sistema (100 km SSMF).

[0025] A FIG. 11 mostra um exemplo de como a sensibilidade do receptor a uma BER de 10e-9 depende da desafinação do LO.

[0026] A FIG. 12 mostra um exemplo de como o desvio de FM depende da tensão de pico-a-pico do sinal de dados utilizado para conduzir o VCSEL.

[0027] A FIG. 13 mostra um exemplo de como a proporção de extinção AM depende da tensão de pico-a-pico do sinal de dados utilizado para conduzir o VCSEL.

[0028] A FIG. 14 mostra um exemplo da amplitude de drive ideal e alteração da FM resultante a 5 Gbps back-to-back e depois de transmissão de 100 km SSMF como uma função da largura de banda de PD.

[0029] A FIG. 15 mostra um exemplo de como a frequência do nível zero (F0) e nível um (F1) depende da amplitude de drive.

[0030] A FIG. 16 mostra um exemplo de como o deslocamento da frequência de LO ideal da frequência central do sinal e F1 variam de acordo com a amplitude de drive para fotodiodos de 5 Gbps e 7,5 Ghz (back-to- back).

[0031] A FIG. 17 mostra um exemplo de como o deslocamento da frequência de LO ideal da frequência central do sinal e F1 variam de acordo com a amplitude de drive para fotodiodos de 5 Gbps e 7,5 GHz (100 km SSMF).

[0032] A FIG. 18 mostra como deslocamento da frequência de LO ideal de F1 depende da mudança de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits para um sistema back-to-back, 5 Gbps.

[0033] A FIG. 19 mostra como deslocamento da frequência de LO ideal de F1 depende da mudança de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits para um sistema back-to-back, 5 Gbps.

[0034] A FIG. 20 mostra como deslocamento da frequência de LO ideal de F1 depende da mudança de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits para um sistema de 40 km SSMF, 5 Gbps.

[0035] A FIG. 21 mostra como deslocamento da frequência de LO ideal de F1 depende da mudança de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits para um sistema de 40 km SSMF, 5 Gbps.

[0036] A FIG. 22 mostra como deslocamento da frequência de LO ideal de F1 depende da mudança de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits para um sistema de 80 km SSMF, 5 Gbps.

[0037] A FIG. 23 mostra como deslocamento da frequência de LO ideal de F1 depende da mudança de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits para um sistema de 80 km SSMF, 5 Gbps.

[0038] A FIG. 24 mostra como deslocamento da frequência de LO ideal de F1 depende da mudança de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits para um sistema back-to-back, 10 Gbps.

[0039] A FIG. 25 mostra como deslocamento da frequência de LO ideal de F1 depende da mudança de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits para um sistema back-to-back, 10 Gbps.

[0040] A FIG. 26 mostra como deslocamento da frequência de LO ideal de F1 depende da mudança de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits para um sistema de 40 km SSMF, 10 Gbps.

[0041] A FIG. 27 mostra como deslocamento da frequência de LO ideal de F1 depende da mudança de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits para um sistema de 40 km SSMF, 10 Gbps.

[0042] A FIG. 28 mostra um exemplo de como o desvio de FM ideal depende da largura de banda do fotodetector e distância de transmissão para sistemas de 5 Gbps.

[0043] A FIG. 28 mostra um exemplo de como o desvio de FM ideal depende da largura de banda do fotodetector e distância de transmissão para sistemas de 10 Gbps.

Descrição Detalhada da Invenção Malha de captura de fase eliminada

[0044] Uma vez que a detecção coerente per se requer uma malha de captura de fase de um oscilador local, a presente divulgação pode ser vista como diferente de detecção coerente (síncrona). A presente invenção pode, em vez ser definida como detecção assíncrona, o que significa que o oscilador local pode estar funcionando sem uma malha de captura de fase ou pode operar sem ser sincronizado com o sinal. Enquanto os sistemas de detecção coerentes incluem algum tipo malha de captura de fase, analógica ou digital, a presente divulgação não exige nenhuma malha de captura de fase, seja analógica ou digital. Uma vantagem da presente divulgação é, portanto, a capacidade para eliminar a necessidade de loops de fase bloqueada analógicos/digitais. Na presente divulgação, a malha de captura de fase pode ser eliminada através do aproveitamento do chirp de frequência. A presente divulgação utiliza um sinal que é modulado tanto em amplitude quanto em frequência, tais como aqueles obtidos com um modulador com chirp de frequência, e de modo que este, em combinação com a decodificação do sinal AM e FM combinado, pode eliminar a necessidade de uma malha de captura de fase. FM é responsável pela divisão dos níveis em diferentes frequências, enquanto a AM é responsável pela divisão dos níveis em diferentes potências. Assim, combinar sinalização AM e FM implica que ao sinal codificado é dada informação adicional sobre os diferentes estados codificados pelo sinal de FM. É a combinação de retificação e o sinal combinado de FM e AM que pode eliminar a necessidade de uma malha de captura de fase. Considerando a crença anterior que afirma que sistemas de comunicação com chirps de frequência a fornecem uma solução subideal, a presente divulgação explora chirps de frequência e fornece uma solução ideal para sistemas de comunicação com chirp de frequência, sensibilidade do receptor aumentada, seletividade de comprimento de onda (canal) e melhor desempenho de transmissão. Desta forma, a presente divulgação refere-se a um sistema de comunicação que fornece as vantagens de detecção coerente, isto é, sensibilidade do receptor aumentada, seletividade de comprimento de onda (canal) e um melhor desempenho de transmissão. Além disso, a presente descrição refere-se a um sistema de comunicação sem os inconvenientes de detecção coerente; a presente divulgação funciona com uma modulação com chirp de frequência e não necessita de uma malha de captura de fase, nem analógica nem digital. Como consequência, pode, por conseguinte, ser possível utilizar lasers de baixo custo com larguras de linha amplas, tal como o oscilador local, mas também como transmissor/codificador AM e FM, reduzindo assim o custo global, em particular para os sistemas de comunicações ópticas futuras. Como um exemplo, a presente divulgação pode fornecer um método e um sistema para a detecção assíncrona usando um díodo de laser de emissão vertical (VCSEL) como oscilador local (para a decodificação) e um VCSEL diretamente modulado como transmissor ou modulador (para codificação). Usar um oscilador local que opera sem malha de captura de fase, pode permitir um método e um sistema onde não há necessidade de implementar um algoritmo complexo ou hardware para malha de captura de fase.

[0045] Numa modalidade, é possível utilizar um oscilador local que funcione com uma malha de captura de fase. Utilizado assim, o receptor torna-se um detector coerente. Usar um oscilador local que funcione com uma malha de captura de fase e a transmissão de AM e FM combinado pode ainda fornecer um sistema e um método que proporciona tolerância de dispersão cromática melhorada e proporção de extinção melhorada. Portanto, não é uma exigência que o oscilador local esteja operando sem uma malha de captura de fase, mas sim uma vantagem.

Conversão opto-elétrica

[0046] Em uma modalidade da presente invenção, a etapa de converter o sinal óptico em um ou mais sinais elétricos fornece por meio de pelo menos um conversor opto-elétrico que possui uma largura de banda de frequência pré-definida.

Tolerância de proporção de extinção de amplitude limitada

[0047] Usar dispositivos diretamente modulados pode fornecer a capacidade para operar a uma proporção de extinção de amplitude limitada no transmissor. Porque parte da potência residual em um estado pode ser ainda mais reduzida ou removida por filtração passa-baixo, a presente divulgação pode ser mais tolerante com a proporção de extinção de amplitude limitada.

Compensação de dispersão eliminada

[0048] Uma vantagem da presente divulgação pode ser a capacidade para operar com o chirp de frequência de alta dinâmica de lasers diretamente modulados. Uma vez que o alargamento espectral induzido por chirp pode ser removido pelo processo de acoplamento com o LO, retificação e filtragem passa-baixo, a distância de transmissão alcançável usando lasers com chirp pode ser melhorada. Outra vantagem da presente divulgação pode ser a capacidade para reduzir o espectro efetuado de dispersão cromática. Assim, a tolerância de dispersão cromática pode ser melhorada em relação aos métodos de detecção direta. Outra vantagem da presente divulgação pode ser a capacidade para eliminar a necessidade de compensação de dispersão analógico/digital.

Filtragem passa-baixo

[0049] O efeito típico de um filtro passa-baixo é remover ondulações de um sinal e, por conseguinte, o papel do filtro passa-baixo pode também ser limpar o sinal, como em uma configuração convencional. Em algumas modalidades, é o filtro passa-baixo em combinação com o sinal FM e AM combinado que permite a capacidade de operar com uma proporção de extinção de amplitude limitada e também a capacidade de operar com chirp de frequência de alta dinâmica de lasers diretamente modulados. Filtragem passa-baixa pode ser aplicada digitalmente ou analogicamente.

Detecção do limiar

[0050] Numa modalidade, pode ser necessário aplicar limiar para o espectro de potência, de modo que diferentes estados, tais como estados "0" e "1" sejam automaticamente detectados. Dessa forma, pode ser possível obter informações sobre os estados codificados. Detecção de limiar pode ser implementada usando um módulo de detecção de limiar, também chamado um circuito de decisão. Detecção de limiar pode ser aplicada digitalmente ou analogicamente.

Acoplamento

[0051] O dispositivo de acoplamento pode ser um acoplador de 3 dB, um acoplador de 6dB ou um híbrido de 90 graus ou um dispositivo semelhante. Vários acopladores ou híbridos são possíveis de se utilizar, mas o acoplador de 3dB é em geral mais simples do que um híbrido de 90 graus, e, portanto, um acoplador de 3 dB pode ser preferível. O um ou mais conversores óptico-elétrico pode ser diodos de fotos.

Retificação

[0052] O retificador é um dispositivo configurado para executar a retificação. O retificador e a retificação são parte da decodificação. Retificação pode ser aplicada digitalmente ou analogicamente. Usar um retificador pode fornecer complexidade computacional de extinção e/ou hardware e, consequentemente, o custo global. Por exemplo, o retificador pode ser utilizado sem um conversor analógico/digital (A/D). Uma vantagem da presente divulgação é, portanto, a capacidade para eliminar a necessidade de conversores analógico/digital (A/D). A retificação pode ser realizada como uma retificação de meia-onda de modo que uma parte positiva ou negativa do sinal é removida. A retificação de meia-onda pode ser possível com um portão com uma função de transferência não-linear. Um portão pode ser desviado de modo que a parte negativa, por exemplo, do sinal seja menor do que o limiar do portão. A retificação pode também ser realizada como retificação de onda completa, tal como um elemento de quadratura, onde todos os valores negativos são convertidos para valores positivos. Conforme descrito, a retificação pode ser quadratura. Isto pode ser implementado em hardware ou software. No caso, quando implementado em software, um conversor analógico/digital pode ser implementado antes de ser processado em processador de sinal digital (DSP). Uma alternativa para a quadratura pode ser obtida por transformação de Hilbert do sinal. Várias outras soluções podem, no entanto, serem possíveis. Exemplos de retificadores analógicos incluem portas XOR e pontes de diodo. Ambas as portas XOR e as pontes de díodos permitem o processamento de sinal em tempo real, sem DSP, e podem, assim, ser preferidas em relação a um DSP.

Sensibilidade

[0053] Uma vantagem da presente divulgação pode ser que a mesma fornece uma melhoria de desempenho semelhante àquela da detecção coerente, sendo capaz de operar com 10-15 dB de entrada a menos que com a detecção direta. É devido à amplificação do oscilador local que esse desempenho pode ser alcançado.

Codificação

[0054] Em uma modalidade da presente invenção, o sinal é codificado por um ou mais dispositivos de AM e FM simultâneos, tal como um laser com chirp de frequência e/ou a laser modulado direto, em particular, um DML ou um VCSEL. Por isso, o transmissor é configurado para gerar um sinal AM e FM combinado por um ou mais dispositivos de AM e FM combinado, tal como um laser com chirp de frequência, em particular, um DML ou um VCSEL. Ambos os DMLs e VCSELs têm uma ampla largura de linha e baixo custo em geral.

[0055] Em uma outra modalidade da presente invenção, o sinal é codificado por um ou mais dispositivos separados de AM e um ou mais dispositivos separados de FM, de modo que isso permite o uso de formatos de modulação mais avançados com mais níveis de amplitude e frequência. Por isso, o transmissor é configurado para gerar um sinal AM e FM combinado com um ou mais dispositivos de AM e separadas por um ou mais dispositivos de FM separados.

[0056] Independentemente de como o sinal AM e FM combinado é gerado, a modulação de frequência é responsável por diferentes estados que são convertidos em diferentes frequências, enquanto que a modulação de amplitude é responsável por separar os diferentes estados em amplitude, fornecendo convenientemente, assim, mais informações dos diferentes estados que os sistemas convencionais não incluem.

[0057] As frequências diferentes, isto é, os diferentes estados, são separados por uma separação de frequência, também denominado um desvio de FM. Assim, a mudança de FM é definida como a separação de frequência entre os dois estados do sinal de frequência modulada (FM). Como um exemplo, o desvio de FM é a diferença entre o estado"0" e o estado "1" do sinal de AM-FM combinado, isto é, o sinal óptico.

[0058] Em uma modalidade da presente invenção, a modulação de frequência é configurada de modo que a separação de frequências, isto é, o desvio de FM, entre os estados do sinal óptico é menor do que 15 GHz, ou menos do que 14 GHz, ou menos do que 13 GHz, ou menos do que 12 GHz, ou menos do que 11 GHz, ou menos do que 10 GHz.

[0059] Em uma outra modalidade da presente invenção, a modulação de frequência é configurada de modo que a separação de frequência entre os estados do sinal óptico é dependente da largura de banda de frequência do conversor opto-elétrico.

[0060] Em ainda outra modalidade da presente invenção, a modulação de frequência é configurada de modo que a separação de frequência entre os estados do sinal óptico é proporcional com um fator de proporcionalidade à largura de banda de frequência do conversor opto- elétrico.

[0061] Em uma modalidade preferida da presente invenção, o fator de proporcionalidade é entre 0,2 e 1,4, tal como entre 0,4 e 1,2, tal como entre 0,8 e 1,2, tal como entre 0,9 e 1,1, tal como um.

[0062] Em algumas modalidades da presente invenção, o fator de proporcionalidade é dependente da distância de transmissão.

[0063] Em outras modalidades da presente invenção, o fator de proporcionalidade é dependente da velocidade de transmissão, definida pela velocidade de transferência de dados, medidos em Gbps.

O sinal

[0064] Numa modalidade, o sinal é um sinal óptico. Em algumas modalidades, o sinal pode ser um sinal de RF. Além disso, o sinal pode ser um sinal no espaço livre ou numa fibra óptica. Além disso, o sinal pode compreender um ou mais canais de comprimento de onda.

[0065] Numa modalidade mais preferida da presente invenção, o sinal por exemplo, o sinal óptico é configurado com uma proporção de extinção AM entre 3 dB e 6 dB, de preferência, entre 4dB e 5 dB, mais preferivelmente, cerca de 4,5 dB. Usar uma tal configuração pode permitir, por exemplo, uma configuração simples do sistema de transmissão.

Oscilador local

[0066] Numa modalidade, o oscilador local é um laser não arrefecido, tal como um DML e/ou VCSEL. Considerando que os lasers não arrefecidos são de baixo custo, um laser de temperatura controlada de alto custo também pode ser utilizado como o oscilador local. O oscilador local pode ser sintonizado numa frequência ou um comprimento de onda do sinal. Esta pode ser uma configuração de banda ou uma configuração de fora da banda. Numa configuração em banda, o oscilador local é sintonizado a uma frequência ou comprimento de onda dentro de um espectro do sinal. Numa configuração fora de banda, o oscilador local é sintonizado a uma frequência ou comprimento de onda fora do espectro do sinal. Dessa forma, a seletividade do comprimento de onda pode ser conseguida utilizando o oscilador local. Usando o oscilador local como um seletor de comprimentos de onda implica que a presente divulgação pode ser utilizada sem filtros. No entanto, os canais de comprimento de onda podem ser filtrados por um ou mais filtros ópticos. Ao ajustar o oscilador local a uma frequência, onde um tipo de estado está localizado, o estado pode ser convertido para uma frequência que pode ser menor do que um outro estado convertido para cima. O sinal pode, em geral, ser convertido para uma frequência que é igual à diferença de frequência instantânea entre a do sinal e o LO. Em algumas modalidades, a afinação pode ser dependente do sistema; em particular, o ajuste pode ser dependente da temperatura. Deste modo, um ajuste para um determinado estado pode incluir o ajuste do LO a frequência ou comprimento de onda dentro ou fora do espectro.

[0067] O oscilador local pode ser utilizado como meio de seletividade de comprimento de onda, semelhante à detecção coerente, eliminando assim a necessidade de um filtro óptico antes de o detector.

[0068] Em uma modalidade da presente invenção, o oscilador local tem uma frequência mais elevada do que um dos estados, em que um dos estados é um estado com a maior amplitude.

[0069] Numa outra modalidade da presente invenção, o deslocamento de frequência do oscilador local é maior do que a largura de banda do conversor opto-elétrico.

[0070] Em ainda outra modalidade da presente invenção, o desvio do oscilador local de frequência é selecionado para estar entre 1 e 1,5 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico, mais preferivelmente cerca de 1,2 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. O significado de aproximadamente deve ser entendido aqui como um desvio de até 20%.

Detecção de erro

[0071] Numa outra modalidade, a detecção de erro pode, vantajosamente, ser implementada para a verificação do sistema. A detecção de erros pode ser implementada utilizando um módulo de detecção de erro, tal como um testador de taxa de erro de bits.

Independência de polarização

[0072] Em uma modalidade da presente invenção, pode ser preferível obter independência de polarização, por exemplo, se aplicadas em sistemas comerciais. Existem vários métodos para se obter independência de polarização. Um método pode ser usar um receptor de diversidade de polarização, o que pode incluir a divisão do sinal de luz do oscilador local em duas polarizações ortogonais, obtendo-se assim quatro canais e, em seguida, a combinação destes quatro canais. Outra maneira de se obter independência de polarização pode ser a utilização de polarização de cifragem. Vários outros métodos podem ser utilizados. Uma terceira maneira de obter independência de polarização pode ser efetuada por controle de polarização adaptável, o que implica o alinhamento da polarização do sinal àquela da luz. Alternativamente, a independência de polarização pode ser obtida alinhando a polarização da luz a do sinal. Numa modalidade preferida isto pode ser feito automaticamente. Isto poderia, por exemplo, ser conseguido através de varrimento e controle da polarização do LO. Alternativamente, pode ser conseguida por varrimento e controle automático da polarização do sinal, em que o varrimento e controle podem incluir uma maximização do sinal combinado. Numa configuração manual, a polarização do sinal de luz ou pode ser polarizada para a luz ou do sinal utilizando-se um controlador de polarização manual.

Exemplos Exemplo 1 - Espectro antes da combinação com LO:

[0073] A FIG. 1 mostra uma modalidade de um espectro de um sinal AM e FM combinado antes da luz do oscilador local ser combinado com o sinal. O espectro tem dois picos correspondentes a um estado "0" 0 e um estado "1" 1. O estado "0" 0 é separado do estado "1" 1, tanto em frequência quanto em amplitude. A proporção de extinção é a relação de potência entre o estado "0" e estado "1”.

Exemplo 2 - Espectro após combinação com LO:

[0074] A FIG. 2 mostra uma modalidade de um espectro de um sinal AM e FM combinado antes da luz do oscilador local ser combinada com o sinal, o qual também pode ser chamado de batimento. Pode ser visto que o oscilador local é sintonizado a uma frequência, em que o estado "1" 1 está localizado. A LO é sintonizada perto, mas não exatamente no estado "1" 1. O estado "1" é convertido para uma frequência que é menor do que o estado "0" 0 convertido para cima. A proporção de extinção é a relação de potência entre o estado "0" 0 e o estado "1" 1. É interessante notar que, após vencer o sinal com a luz a partir do oscilador local, seguido de retificação do sinal, o estado "0" é reduzido, dando assim uma proporção de extinção melhorada. Quando o sinal estiver no estado "1" 1, a amplitude será alta e a frequência de oscilação é baixa. Quando o sinal estiver no estado "0" 0, a amplitude será baixa e a frequência de oscilação é alta.

Exemplo 3 - Sinal antes de retificação:

[0075] A FIG. 3 mostra a modalidade de um nível de sinal antes de retificação. Esse sinal é obtido utilizando um híbrido de 90 graus, de modo que o sinal compreenda componentes em fase e em quadratura. A partir desse sinal, os componentes em fase e em quadratura do sinal por si só não dão informações sobre o sinal.

Exemplo 4 - Sinal depois da retificação:

[0076] A FIG. 4 mostra uma modalidade de um nível de sinal depois de retificação e filtragem passa-baixo. Esse sinal é obtido utilizando um híbrido de 90 graus, de modo que o sinal compreenda componentes em fase e em quadratura. O em fase e em quadratura são combinados em um único sinal e, em seguida, retificados. A partir desse sinal, o sinal retificado dá informações sobre o sinal. As informações a respeito do estado "0" e estado "1" são significativas e podem ser determinadas utilizando detecção do limiar.

Exemplo 5 - Retificação:

[0077] A FIG. 5 mostra umas modalidades de retificação de meia-onda e retificação de onda completa de um sinal de RF. Usar a retificação de meia-onda implica que metade do sinal é apagado.

Exemplo 6 - Um sistema:

[0078] A FIG. 6 mostra uma modalidade da presente divulgação. Um sinal 2 codificado combinado AM/FM está em conjunto com a luz a partir de um oscilador local 3, combinados em um acoplador 4 em dois conversores eletro-óptico 5, que convertem o sinal em dois sinais elétricos e passa-os, ainda, para um retificador 6, onde os sinais elétricos são decodificados.

Exemplo 7 - Desafinação de oscilador local usando um fotodiodo com a mesma largura de banda como a taxa de bits do sistema (back- to-back):

[0079] A FIG. 7 mostra um exemplo de como a taxa de erro de bit (BER) depende da potência de entrada do receptor para diferentes frequências de osciladores locais. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Neste exemplo, a relação é mostrada para uma back-to-back. Neste exemplo, a largura de banda do fotodiodo é 5 GHz, que é igual à taxa de bits do sistema (5 Gbps). Os valores ideais de frequência LO e amplitude de drive são encontrados. A amplitude unidade é fixa neste ideal, bem como a frequência LO é variado em torno de seu valor ideal. Por conseguinte, a sensibilidade de recepção em uma BER de 10e-9 pode, por exemplo, ser encontrada para uma determinada desafinação. Este exemplo mostra que o conversor opto-elétrico, neste caso o fotodiodo, tem uma largura de banda de frequência pré-definida. Assim, a largura de banda de frequência pré- definida para o fotodiodo é proporcional à taxa de bits do sistema, e, neste exemplo, o fator de proporcionalidade que é 1.

Exemplo 8 - desafinação de oscilador local usando um fotodiodo com uma largura de banda de 1,5 vezes a taxa de bits do sistema (back-to-back):

[0080] A FIG. 8 mostra o exemplo de como a taxa de erro de bit (BER) depende da potência de entrada de várias frequências de oscilador local. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Neste exemplo, a relação é mostrada para uma back-to-back. Neste exemplo, a largura de banda do fotodiodo é 7,5 GHz, que é 1,5 vezes a taxa de bits do sistema (5 Gbps). Os valores ideais de frequência LO e amplitude de drive são encontrados. A amplitude unidade é fixa neste ideal, bem como a frequência LO é variado em torno de seu valor ideal. Por conseguinte, a sensibilidade de recepção em uma BER de 10e-9 pode, por exemplo, ser encontrada para uma determinada desafinação. Este exemplo mostra que o conversor opto- elétrico, neste caso o fotodiodo, tem uma largura de banda de frequência pré-definida. Assim, a largura de banda de frequência pré-definida para o fotodiodo é proporcional à taxa de bits do sistema, e, neste exemplo, o fator de proporcionalidade que é 1,5.

Exemplo 9 - desafinação de oscilador local usando um fotodiodo com a mesma largura de banda como a taxa de bits do sistema (100 km SSMF):

[0081] A FIG. 9 mostra o exemplo de como a taxa de erro de bit (BER) depende da potência de entrada de várias frequências de oscilador local. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Neste exemplo, a relação é mostrada para uma back-to-back. Neste exemplo, a largura de banda do fotodiodo é 5 GHz, que é igual à taxa de bits do sistema (5 Gbps). Os valores ideais de frequência LO e amplitude de drive são encontrados. A amplitude unidade é fixa neste ideal, assim como a frequência LO é variado em torno de seu valor ideal. Por conseguinte, a sensibilidade de recepção em uma BER de 10e-9 pode, por exemplo, ser encontrada para uma determinada desafinação. Este exemplo mostra que o conversor opto- elétrico, neste caso o fotodiodo, tem uma largura de banda de frequência pré-definida. Assim, a largura de banda de frequência pré-definida para o fotodiodo é proporcional à taxa de bits do sistema, e, neste exemplo, o fator de proporcionalidade que é 1.

Exemplo 10 - desafinação de oscilador local usando um fotodiodo com uma largura de banda de 1,5 vezes a taxa de bits do sistema (100 km SSMF):

[0082] A FIG. 10 mostra o exemplo de como a taxa de erro de bit (BER) depende da potência de entrada de várias frequências de oscilador local. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Neste exemplo, a relação é mostrada para uma back-to-back. Neste exemplo, a largura de banda do fotodiodo é 7,5 GHz, que é 1,5 vezes a taxa de bits do sistema (5 Gbps). Os valores ideais de frequência LO e amplitude de drive são encontrados. A amplitude unidade é fixa neste ideal, bem como a frequência LO é variado em torno de seu valor ideal. Por conseguinte, a sensibilidade de recepção em uma BER de 10e-9 pode, por exemplo, ser encontrada para uma determinada desafinação. Este exemplo mostra que o conversor opto- elétrico, neste caso o fotodiodo, tem uma largura de banda de frequência pré-definida. Assim, a largura de banda de frequência pré-definida para o fotodiodo é proporcional à taxa de bits do sistema, e, neste exemplo, o fator de proporcionalidade que é 1,5.

Exemplo 11 - Penalidade de desafinação de LO:

[0083] A FIG. 11 mostra o exemplo de como a taxa de erro de bit (BER) de 10e-9 depende da potência de entrada de várias frequências do LO. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Neste exemplo, a dependência é baseada nos dados da Fig. 7-10. Este exemplo mostra que o uso de um fotodiodo com uma largura de banda de 1,5 vezes a taxa de bits do sistema melhora a sensibilidade do receptor. Esta melhoria é mais pronunciada no caso de baixa dispersão (back-to-back). Assim, este exemplo demonstra que desafinação LO é aumentada através do aumento da largura de banda do fotodiodo. Além disso, a dispersão desloca a desafinação de LO de ser simétrica em torno da frequência ideal de LO para ser mais tolerante de valores positivo do que de valores de desafinação negativos. As tolerâncias de 1 dB estão listadas na tabela por baixo do gráfico.

Exemplo 12 - A modulação de frequência (desvio FM) vs amplitude de drive VCSEL:

[0084] A FIG. 12 mostra o exemplo de como o desvio de FM depende da tensão de pico-a-pico do sinal de dados utilizado para conduzir o VCSEL. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Como pode ser visto a partir do gráfico na Fig. 12, há uma relação linear entre o desvio de FM e a amplitude de drive do VCSEL. Verificou-se que a relação é independente da taxa de bits.

Exemplo 13 - relação de extinção AM vs amplitude de drive VCSEL:

[0085] A FIG. 13 mostra o exemplo de como a proporção de extinção AM depende da tensão de pico-a-pico do sinal de dados utilizado para conduzir o VCSEL. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Como pode ser visto a partir do gráfico na Fig. 13, há uma relação linear entre a proporção de extinção AM e a amplitude de drive do VCSEL. Verificou-se que a relação é independente da taxa de bits.

Exemplo 14 - Desvio de FM Ideal vs largura de banda PD:

[0086] A FIG. 14 mostra o exemplo da amplitude de drive ideal e alteração da FM resultante a 5 Gbps back-to-back e depois de transmissão de 100 km SSMF como uma função da largura de banda de PD. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Pode ser visto que para baixa dispersão (back-to-back), o desvio de FM ideal é quase igual à largura de banda. Em alta dispersão (100 km SSMF), o desvio de FM ideal é quase constante com o aumento da largura de banda PD. A vantagem de um alto desvio de FM é contrabalanceada por uma penalidade de dispersão cada vez maior devido ao aumento da largura de banda do sinal óptico para o alto desvio de FM.

Exemplo 15 - Frequência de LO ideal - deslocamento de frequência de 1 de nível:

[0087] A FIG. 15 mostra um exemplo de como a frequência de nível zero (F0) e nível um (F1) depende da amplitude de drive. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. A frequência é normalizada para a frequência do VCSEL não modulada, isto é, F0 = F1 = 0. Ambas F0 e F1 dependem linearmente do drive de amplitude. F1 se move em direção a frequências mais altas, enquanto que F0 se move em direção a frequências mais baixas. A frequência central entre movimentos se move ligeiramente em direção a frequências mais baixas. Isto é devido ao chirp adiabático causado pelo aquecimento do VCSEL devido à potência de RMS do sinal de acionamento de VCSEL. Em uma modalidade da presente invenção, o desvio de frequência central é eliminado por controle da temperatura de VCSEL.

Exemplo 16 -Frequência de LO ideal deslocada da frequência central do sinal e de F1 (back-to-back):

[0088] A FIG. 16 mostra um exemplo de como deslocamento de frequência de LO ideal da frequência central do sinal e F1 varia com a amplitude de drive por um 5 Gbps e 7,5 Ghz fotodiodo (back-to-back). O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Pode ser visto que o LO deve ser ajustado para ter um desvio de F1 independentemente da amplitude de drive e, assim, também independente do desvio de FM.

Exemplo 17 -Frequência de LO ideal deslocada da frequência central do sinal e de F1 (100 km SSMF):

[0089] A FIG. 17 mostra um exemplo de como o deslocamento da frequência de LO ideal da frequência central do sinal e F1 variam de acordo com a amplitude de drive para fotodiodos de 5 Gbps e 7,5 GHz (100 km SSMF). O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Pode ser visto que a frequência de LO é quase a mesmo para todas as amplitudes de acionamento e, por conseguinte, todos os valores do desvio de FM. Em outras palavras, este exemplo mostra o oposto do exemplo dado no exemplo 16. A partir desse exemplo, pode ver-se que a frequência ideal de LO é dependente dispersão.

Exemplo 18 - Deslocamento da Frequência ideal de LO de F1 em função de desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits (back-to-back, 5 Gbps):

[0090] A FIG. 18 mostra como o deslocamento de frequência ideal de LO ideal do F1 depende do desvio FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits para um sistema back-to-back. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Os resultados de diferentes proporções de extinção de AM fixas também são incluídos nos resultados modelados. Assim, neste exemplo, mostra-se que a frequência do oscilador local é selecionada para ter um deslocamento predefinido a partir, de preferência maior do que, a frequência de um dos estados no sinal óptico codificado, preferencialmente o estado com a maior amplitude. É ainda demonstrado que o deslocamento é dependente da largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, a largura de banda do conversor opto-elétrico é de 7,5 GHz, e o deslocamento é entre 7-9 GHz. Assim, neste exemplo, o deslocamento é selecionado para estar entre 0,9 e 1,2 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. A partir deste exemplo, pode ver-se que o deslocamento de frequência de LO ideal varia muito pouco com o desvio de FM. Em outras palavras, o deslocamento varia pouco no intervalo entre cerca de 1 e 1,5 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. Nesse exemplo, foi demonstrado que para baixa dispersão, o deslocamento de frequência de LO ideal é independente da proporção de extinção AM.

Exemplo 19 - Deslocamento da Frequência ideal de LO de F1 em função de desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits (back-to-back, 5 Gbps):

[0091] A FIG. 19 mostra como o deslocamento de frequência de LO ideal de F1 depende do desvio de FM usando uma largura de banda de foto diodo de 2 vezes a taxa de bits para um sistema back-to-back. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Os resultados de diferentes proporções de extinção de AM fixas também são incluídos nos resultados modelados. Assim, neste exemplo, mostra-se que a frequência do oscilador local é selecionada para ter um deslocamento predefinido a partir, de preferência maior do que, a frequência de um dos estados no sinal óptico codificado, preferencialmente o estado com a maior amplitude. É ainda demonstrado que o deslocamento é dependente da largura de banda do conversor opto- elétrico. Neste exemplo, a largura de banda do conversor opto-elétrico é de 10 GHz, e o deslocamento é entre 9,5-12,5 GHz. Assim, neste exemplo, o deslocamento é selecionado para estar entre 0,95 e 1,25 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. A partir deste exemplo, pode ver-se que o deslocamento de frequência de LO ideal varia muito pouco com o desvio de FM. Em outras palavras, o deslocamento varia pouco no intervalo entre cerca de 1 e 1,5 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, foi demonstrado que para baixa dispersão, o deslocamento de frequência de LO ideal é independente da proporção de extinção AM.

Exemplo 20 - Deslocamento da Frequência ideal de LO de F1 em função de desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits (40 km SSMF, 5 Gbps):

[0092] A FIG. 20 mostra como o deslocamento de frequência de LO ideal do F1 depende do desvio de FM usando a largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits para um sistema de 40 km SSMF. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Os resultados de diferentes proporções de extinção de AM fixas também são incluídos nos resultados modelados. Assim, neste exemplo, mostra-se que a frequência do oscilador local é selecionada para ter um deslocamento predefinido a partir, de preferência maior do que, a frequência de um dos estados no sinal óptico codificado, preferencialmente o estado com a maior amplitude. É ainda demonstrado que o deslocamento é dependente da largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, a largura de banda do conversor opto-elétrico é de 7,5 GHz, e o deslocamento é entre 7-10 GHz. Assim, neste exemplo, o deslocamento é selecionado para estar entre 0,9 e 1,35 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. A partir deste exemplo, pode ver-se que o deslocamento de frequência de LO ideal varia muito pouco com o desvio de FM. Em outras palavras, o deslocamento varia pouco no intervalo entre cerca de 1 e 1,5 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, foi demonstrado que para dispersão relativamente baixa, o deslocamento de frequência de LO ideal é independente da proporção de extinção AM.

Exemplo 21 - Deslocamento da Frequência ideal de LO de F1 em função de desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits (40 km SSMF, 5 Gbps):

[0093] A FIG. 21 mostra como o deslocamento de frequência de LO ideal de F1 depende do desvio de FM usando a largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits para um sistema de 40 km SSMF. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Os resultados de diferentes proporções de extinção de AM fixas também são incluídos nos resultados modelados. Assim, neste exemplo, mostra-se que a frequência do oscilador local é selecionada para ter um deslocamento predefinido a partir, de preferência maior do que, a frequência de um dos estados no sinal óptico codificado, preferencialmente o estado com a maior amplitude. É ainda demonstrado que o deslocamento é dependente da largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, a largura de banda do conversor opto-elétrico é de 10 GHz, e o deslocamento é entre 9-13 GHz. Assim, neste exemplo, o deslocamento é selecionado para estar entre 0,9 e 1,3 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. A partir deste exemplo, pode ver-se que o deslocamento de frequência de LO ideal varia muito pouco com o desvio de FM. Em outras palavras, o deslocamento varia pouco no intervalo entre cerca de 1 e 1,5 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, foi demonstrado que para dispersão relativamente baixa, o deslocamento de frequência de LO ideal é independente da proporção de extinção AM.

Exemplo 22 - Deslocamento da Frequência ideal de LO de F1 em função de desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits (80 km SSMF, 5 Gbps):

[0094] A FIG. 22 mostra como o deslocamento de frequência de LO ideal de F1 depende do desvio de FM usando a largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits para um sistema de 80 km SSMF. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Os resultados de diferentes proporções de extinção de AM fixas também são incluídos nos resultados modelados. Assim, neste exemplo, mostra-se que a frequência do oscilador local é selecionada para ter um deslocamento predefinido a partir, de preferência maior do que, a frequência de um dos estados no sinal óptico codificado, preferencialmente o estado com a maior amplitude. É ainda demonstrado que o deslocamento é dependente da largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, a largura de banda do conversor opto-elétrico é de 7,5 GHz, e o deslocamento é entre 5-9 GHz. Assim, neste exemplo, o deslocamento é selecionado para estar entre 0,6 e 1,2 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. A partir deste exemplo, pode ver-se que o deslocamento de frequência de LO ideal de varia muito pouco com o desvio de FM. Em outras palavras, o deslocamento neste exemplo varia pouco no intervalo entre cerca de 0,5 e 1,5 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico.

Exemplo 23 - Deslocamento da Frequência ideal de LO de F1 em função de desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits (80 km SSMF, 5 Gbps):

[0095] A FIG. 23 mostra como o deslocamento de frequência de LO ideal do F1 depende do desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits para um sistema de 80 km SSMF. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Os resultados de diferentes proporções de extinção de AM fixas também são incluídos nos resultados modelados. Assim, neste exemplo, mostra-se que a frequência do oscilador local é selecionada para ter um deslocamento predefinido a partir, de preferência maior do que, a frequência de um dos estados no sinal óptico codificado, preferencialmente o estado com a maior amplitude. É ainda demonstrado que o deslocamento é dependente da largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, a largura de banda do conversor opto-elétrico é de 10 GHz, e o deslocamento é entre 7-12 GHz. Assim, neste exemplo, o deslocamento é selecionado para estar entre 0,7 e 1,2 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. A partir deste exemplo, pode ver-se que o deslocamento de frequência de LO ideal varia muito pouco com o desvio de FM. Em outras palavras, o deslocamento neste exemplo varia pouco no intervalo entre cerca de 0,5 e 1,5 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico.

Exemplo 24 - Deslocamento da Frequência ideal de LO de F1 em função de desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits (back-to-back, 10Gbps):

[0096] A FIG. 24 mostra como o deslocamento de frequência de LO ideal do F1 depende do desvio de FM usando a largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits para um sistema de back-to-back. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Os resultados de diferentes proporções de extinção de AM fixas também são incluídos nos resultados modelados. Assim, neste exemplo, mostra-se que a frequência do oscilador local é selecionada para ter um deslocamento predefinido a partir, de preferência maior do que, a frequência de um dos estados no sinal óptico codificado, preferencialmente o estado com a maior amplitude. É ainda demonstrado que o deslocamento é dependente da largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, a largura de banda do conversor opto-elétrico é de 15 GHz, e o deslocamento é entre 15-21 GHz. Assim, neste exemplo, o deslocamento é selecionado para estar entre 1 e 1,4 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. A partir deste exemplo, pode ver-se que o deslocamento de frequência de LO ideal varia muito pouco com o desvio de FM. Em outras palavras, o deslocamento neste exemplo varia pouco no intervalo entre 1 e 1,5 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico.

Exemplo 25 - Deslocamento da Frequência ideal de LO de F1 em função de desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits (back-to-back, 10Gbps):

[0097] A FIG. 25 mostra como o deslocamento de frequência de LO ideal de F1 depende do desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits para um sistema back-to-back. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Os resultados de diferentes proporções de extinção de AM fixas também são incluídos nos resultados modelados. Assim, neste exemplo, mostra-se que a frequência do oscilador local é selecionada para ter um deslocamento predefinido a partir, de preferência maior do que, a frequência de um dos estados no sinal óptico codificado, preferencialmente o estado com a maior amplitude. É ainda demonstrado que o deslocamento é dependente da largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, a largura de banda do conversor opto-elétrico é de 20 GHz, e o deslocamento é entre 18-29 GHz. Assim, neste exemplo, o deslocamento é selecionado para estar entre 0,9 e 1,5 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. A partir deste exemplo, pode ver-se que o deslocamento de frequência de LO ideal varia muito pouco com o desvio de FM. Em outras palavras, o deslocamento neste exemplo varia pouco no intervalo entre 1 e 1,5 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico.

Exemplo 26 - Deslocamento da Frequência ideal de LO de F1 em função de desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 1,5 vezes a taxa de bits (40 km SSMF, 10 Gbps):

[0098] A FIG. 26 mostra como o deslocamento de frequência de LO do F1 depende do desvio de FM usando a largura de banda de fotodiodo de 1,5 a taxa de bits para um sistema de 40 km SSMF. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Os resultados de diferentes proporções de extinção de AM fixas também são incluídos nos resultados modelados. Assim, neste exemplo, mostra-se que a frequência do oscilador local é selecionada para ter um deslocamento predefinido a partir, de preferência maior do que, a frequência de um dos estados no sinal óptico codificado, preferencialmente o estado com a maior amplitude. É ainda demonstrado que o deslocamento é dependente da largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, a largura de banda do conversor opto-elétrico é de 15 GHz, e o deslocamento é entre 13-21 GHz. Assim, neste exemplo, o deslocamento é selecionado para estar aproximadamente entre 0,9 e 1,4 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. A partir deste exemplo, pode ver-se que o deslocamento de frequência de LO ideal varia muito pouco com o desvio de FM. Em outras palavras, o deslocamento neste exemplo varia pouco no intervalo entre 1 e 1,5 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico.

Exemplo 27 - Deslocamento da Frequência ideal de LO de F1 em função de desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits (40 km SSMF, 10Gbps):

[0099] A FIG. 27 mostra como o deslocamento de frequência de LO ideal do F1 depende do desvio de FM usando uma largura de banda de fotodiodo de 2 vezes a taxa de bits para um sistema de 40 km SSMF. O exemplo, tal como mostrado, é modelado. Os resultados de diferentes proporções de extinção de AM fixas também são incluídos nos resultados modelados. Assim, neste exemplo, mostra-se que a frequência do oscilador local é selecionada para ter um deslocamento predefinido a partir, de preferência maior do que, a frequência de um dos estados no sinal óptico codificado, preferencialmente o estado com a maior amplitude. É ainda demonstrado que o deslocamento é dependente da largura de banda do conversor opto-elétrico. Neste exemplo, a largura de banda do conversor opto-elétrico é de 20 GHz, e o deslocamento é entre 22-32 GHz. Assim, neste exemplo, o deslocamento é selecionado para estar aproximadamente entre 1,1 e 1,6 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico. A partir deste exemplo, pode ver-se que o deslocamento de frequência de LO ideal varia muito pouco com o desvio de FM. Em outras palavras, o deslocamento neste exemplo varia pouco no intervalo entre 1 e 1,6 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico.

Exemplo 28 - Desvio de FM ideal como uma função da largura de banda do fotodetector e distância de transmissão (5 Gbps):

[0100] A FIG. 28 mostra um exemplo de como o desvio de FM ideal depende da largura de banda de fotodetector e a distância de transmissão para sistema de 5 Gbps. A partir deste exemplo pode-se ver que a modulação de frequência é configurada de modo que a separação de frequência entre os estados do sinal óptico é dependente de frequência da largura de banda do conversor opto-elétrico, em particular, a modulação de frequência é configurada de modo que a separação de frequências entre os estados do sinal óptico é proporcional a um fator de proporcionalidade à largura de banda do conversor opto-elétrico de frequência. Para o sistema back-to-back, o fator de proporcionalidade é de aproximadamente 1,2, enquanto que para um sistema SSMF 40 km, o fator de proporcionalidade é de aproximadamente 1 e por um sistema de SSMF 80 km, o fator de proporcionalidade é de aproximadamente 0,8. Assim, pode ser visto que a dispersão diminui o desvio de FM ideal.

Exemplo 29 - Desvio de FM ideal como uma função da largura de banda do fotodetector e distância de transmissão (10 Gbps):

[0101] A FIG. 29 mostra um exemplo de como o desvio de FM ideal depende da largura de banda de fotodetector e a distância de transmissão para sistema de 10 Gbps. A partir deste exemplo pode-se ver que a modulação de frequência é configurada de modo que a separação de frequência entre os estados do sinal óptico é dependente de frequência da largura de banda do conversor opto-elétrico, em particular, a modulação de frequência é configurada de modo que a separação de frequências entre os estados do sinal óptico é proporcional a um fator de proporcionalidade à largura de banda do conversor opto-elétrico de frequência. Para o sistema back-to-back, o fator de proporcionalidade é de aproximadamente 0,8, enquanto que para um sistema SSMF 40 km, o fator de proporcionalidade é de aproximadamente 0,4. Assim, pode ser visto que a dispersão diminui o desvio de FM ideal. Além disso, uma maior largura de banda de fotodetector aumenta o desvio de FM ideal.

Claims

1. Método para a decodificação de um sinal óptico codificado (2), compreendendo, pelo menos, dois estados diferentes, tais como estado "0" (0) e estado "1" (1), sendo o sinal óptico modulado em frequência e amplitude, de modo que os diferentes estados sejam separados em frequência e amplitude, em que o método compreende as etapas de: • combinar o referido sinal óptico codificado com luz a partir de um oscilador local (3) configurado com uma frequência do oscilador local; • converter o oscilador local combinado e o sinal óptico codificado em um ou mais sinais elétricos por meio de pelo menos um conversor opto- elétrico (5) que tem uma largura de banda de frequência pré-definida, fornecendo, assim, um sinal elétrico amplificado e codificado tendo uma ou mais correntes de sinal codificado, em que um tipo de estado tem uma frequência de oscilação maior do que outro tipo de estado; • retificar a(s) corrente(s) de sinal codificado, obtendo-se assim um espectro de potência codificado, em que o referido espectro de potência tem diferentes estados, tais como estado "0" (0) e estado "1" (1), com diferentes níveis de potência, de modo que os mesmos possam ser discriminados, a referida frequência do oscilador local é definida por um deslocamento de frequência de oscilador local positivo a partir da frequência de um dos estados em que o referido sinal óptico codificado, caracterizado pelo fato de que: o referido deslocamento de frequência de oscilador local é selecionado para estar entre 1 e 1,5 vezes a largura de banda de frequência predefinida do conversor opto-elétrico (5).

2. Método para a decodificação de um sinal óptico codificado, caracterizado pelo fato de que compreende, pelo menos, dois estados diferentes, tais como estado "0" e estado "1", sendo o sinal óptico modulado em amplitude de modo que os diferentes estados sejam separados em amplitude, mas não em frequência, o método compreendendo as etapas de: • combinar o referido sinal óptico codificado com luz a partir de um oscilador local configurado com uma frequência do oscilador local; • converter o oscilador local combinado e o sinal óptico codificado em um ou mais sinais elétricos por meio de pelo menos um conversor opto- elétrico que tem uma largura de banda de frequência predefinida, fornecendo, assim, um sinal elétrico amplificado e codificado tendo pelo menos duas correntes de sinal codificado; • retificar a(s) corrente(s) de sinal codificado, obtendo-se assim um espectro de potência codificado, em que o referido espectro de potência tem diferentes estados com diferentes níveis de potência, de modo que os mesmos possam ser discriminados, a referida frequência do oscilador local é definida por um deslocamento de frequência de oscilador local positivo a partir da frequência dos estados no referido sinal óptico codificado, e o referido deslocamento de frequência de oscilador local é selecionado para ser dependente da referida largura de banda de frequência.

3. Método, de acordo com a reivindicação 1 ou 2, caracterizado pelo fato de que o referido espectro de potência é filtrado por um filtro passa- baixo, reduzindo, assim, a potência residual de um tipo de estados relativo a um outro tipo de estado.

4. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 3, caracterizado pelo fato de que o referido espectro de potência é aplicado com detecção de limiar, de modo que diferentes estados, tais como estado "0" (0) e estado "1" (1), sejam automaticamente detectados.

5. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 4, caracterizado pelo fato de que o referido um dos estados é um estado com a amplitude mais elevada.

6. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 5, caracterizado pelo fato de que o referido oscilador local (3) opera sem uma malha de captura de fase eliminada.

7. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 6, caracterizado pelo fato de que o deslocamento de frequência de oscilador local é maior do que a largura de banda do conversor opto-elétrico (5).

8. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1 a 7, caracterizado pelo fato de que o referido deslocamento de frequência de oscilador local é selecionado para estar em aproximadamente 1,2 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico (5).

9. Método para a transmissão de um sinal óptico, caracterizado pelo fato de que compreende as etapas de: • codificar o sinal óptico em modulação de amplitude e de frequência, e • descodificar o sinal AM e FM combinado, conforme qualquer uma das reivindicações 1, 3 a 8, e em que a referida codificação ou decodificação de um sinal AM e FM combinado é feito usando-se dois ou mais níveis.

10. Método, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que o referido sinal é codificado por um ou mais dispositivos simultâneos de AM e FM, tal como um laser com chirp de frequência, em particular, um DML ou um VCSEL.

11. Método, de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de que o referido sinal é codificado por um ou mais dispositivos de AM separados e um ou mais dispositivos de FM separados.

12. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 9 a 11, caracterizado pelo fato de que o referido sinal óptico está configurado com uma proporção de extinção AM entre 3 dB e 6 dB, de preferência entre 4dB e 5 dB, mais preferencialmente, aproximadamente de 4,5 dB.

13. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 9 a 12, caracterizado pelo fato de que a referida modulação de frequência é configurada de modo que a separação de frequência entre os estados do sinal óptico seja menos do que 15 GHz, ou menos do que 14 GHz, ou menos do que 13 GHz, ou menos do que 12 GHz, ou menos do que 11 GHz, ou menos do que 10 GHz.

14. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 9 a 13, caracterizado pelo fato de que a referida modulação de frequência é configurada de modo que a separação de frequência entre os estados do sinal óptico seja dependente da largura de banda de frequência do conversor opto-elétrico.

15. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 9 a 14, caracterizado pelo fato de que a referida modulação de frequência é configurada de modo que a separação de frequência entre os estados do sinal óptico seja proporcional a um fator de proporcionalidade para a largura de banda de frequência do conversor opto-elétrico (5).

16. Método, de acordo com qualquer uma das reivindicações 9 a 15, caracterizado pelo fato de que o referido fator de proporcionalidade está entre 0,2 e 1,4, tal como entre 0,4 e 1,2, tal como entre 0,8 e 1,2, tal como entre 0,9 e 1,1, tal como 1.

17. Sistema detector para a decodificação de um sinal óptico codificado de AM e FM combinados (2), compreendendo pelo menos dois tipos diferentes de estados, tais como estado "0" (0) e estado "1" (1), compreendendo: • um oscilador local (3) configurado com uma frequência de oscilador local; • um dispositivo de acoplamento (4) configurado para acoplar o sinal óptico codificado (2) com luz do oscilador local; • um ou mais conversores opto-elétricos (5) que tem uma largura de banda de frequência pré-definida configurado para fornecer um sinal elétrico amplificado e codificado tendo uma ou mais correntes de sinal codificado, em que um tipo de estado tem uma frequência de oscilação maior do que outro tipo de estado; • um retificador (6) configurado para a retificação da referida corrente de sinal para fornecer um espectro de potência, em que o referido espectro de potência tem diferentes estados, tais como estado "0" (0) e estado "1" (1), com diferentes níveis de potência, de modo que eles possam ser discriminados, a referida frequência de oscilador local é definida por um deslocamento de frequência de oscilador local positivo da frequência de um dos estados no referido sinal óptico codificado, caracterizado pelo fato de que: o referido deslocamento de frequência do oscilador local é selecionado para estar entre 1 e 1,5 vezes a largura de banda de frequência predefinida do conversor opto-elétrico.

18. Sistema detector, de acordo com a reivindicação 17, caracterizado pelo fato de que adicionalmente compreende um filtro passa- baixo configurado para reduzir a potência residual de um tipo de estados em relação a outro tipo de estado, tais como estados "0" (0) e "1” (1), com diferentes níveis de potência que podem ser discriminados mais facilmente.

19. Sistema detector, de acordo com a reivindicação 17 ou 18, caracterizado pelo fato de que adicionalmente compreende um módulo de detecção de limiar configurado para detectar o limiar do referido espectro de potência, de modo que diferentes estados, tais como "0" (0) e "1" (1), sejam automaticamente detectados.

20. Sistema detector, de acordo com a reivindicação 18 ou 19, caracterizado pelo fato de que o oscilador local (3) é um laser não arrefecido, tal como um DML e/ou VCSEL.

21. Sistema detector, de acordo com a reivindicação 18 ou 19, caracterizado pelo fato de que o oscilador local (3) é um laser de temperatura controlada, tal como um DML e/ou VCSEL.

22. Sistema detector, de acordo com qualquer uma das reivindicações 17 a 21, caracterizado pelo fato de que o referido um dos estados é um estado com a maior amplitude.

23. Sistema detector, de acordo com qualquer uma das reivindicações 17 a 22, caracterizado pelo fato de que o referido deslocamento de frequência de oscilador local é maior do que a largura de banda do(s) conversor(es) opto-elétrico(s) (5).

24. Sistema detector, de acordo com qualquer uma das reivindicações 17 a 22, caracterizado pelo fato de que o referido deslocamento de frequência de oscilador local é selecionado para estar em aproximadamente 1,2 vezes a largura de banda do conversor opto-elétrico (5).

25. Sistema de comunicação óptica, caracterizado pelo fato de que compreende pelo menos um transmissor e pelo menos um receptor que compreende o sistema detector, conforme definido em qualquer uma das reivindicações 17 a 24.

26. Sistema de comunicação óptica, de acordo com a reivindicação 25, caracterizado pelo fato de que o referido transmissor é configurado para gerar um sinal AM e FM combinado por um ou mais dispositivos de AM e FM combinados, tal como um laser com chirp de frequência, em particular um DML ou um VCSEL.

27. Sistema de comunicação óptica, de acordo com a reivindicação 25 ou 26, caracterizado pelo fato de que o referido transmissor é configurado para gerar um sinal AM e FM combinado com um ou mais dispositivos de AM separados e por um ou mais dispositivos de FM separados.