CONTACTS ELECTRONIQUES ET DISPOSITIFS ASSOCIES
La présente invention se rapporte à un dispositif électronique à deux bornes comprenant un contact électronique et un dispositif de protection associé qui sont tous deux raccordés entre les dites deux bornes, ledit dispositif de protection comprenant des moyens de détection de tension et des moyens de commutation qui, sous le contrôle d'un courant d'entrée fourni par les dits moyens de détection de tension et ayant une première valeur, sont capable de dériver une partie du courant circulant dans ledit contact électronique qui établi alors une haute impédance entre les dites deux bornes.
Un tel dispositif électronique est déjà connu, par exemple par la demande de brevet européen Nr. 84201211.4. Lorsque le contact électronique de ce dispositif doit être porté dans sa condition de haute impédance par le dispositif de protection, par exemple lorsque le courant circulant dans celui-ci devient trop important, un courant d'entrée ayant une première valeur élevée est requis par les moyens de commutation afin que ceux-ci puissent dériver une partie suffisamment importante du courant circulant dans le contact électronique. Puisque la tension aux bornes du dispositif peut alors encore croître à cause de la condition de haute impédance, la puissance dissipée dans les moyens de commutation peut devenir trop grande et endommager ceux-ci.
Un but de la présente invention est de fournir un dispositif électronique bipolaire du type décrit ci-dessus mais dont l'endommagement est empêché lorsqu'il est dans la condition de haute impédance.
Selon l'invention, ce but est atteint par le fait que le dispositif de protection comprend aussi des moyens de limitation de courant capable de réduire ledit courant d'entrée de ladite première valeur à une seconde valeur lorsque ladite haute impédance est établie.
De cette façon, la puissance dissipée par les moyens de commutation et qui était proportionnelle à la première valeur du courant d'entrée, peut être réduite à une valeur proportionnelle à la seconde valeur du courant d'entrée.
Une autre particularité caractéristique de la présente invention est que le dispositif électronique a une caractéristique de courant en fonction de la tension avec une première, deuxième et troisième parties de courant successives correspondant respectivement à une première, deuxième et troisième plages de tensions successives, ledit courant d'entrée ayant les dites première et seconde valeurs pour les dites deuxième et troisième plages de tension respectivement, alors que pour la première plage de tension le courant augmente à partir de l'origine jusqu'à une troisième valeur à la fin de cette première plage.
Les deuxième et troisième plages de tension correspondent à la condition de haute impédance du contact électronique et le courant d'entrée des moyens de commutation n'est ramené à sa seconde valeur que lorsque la tension aux bornes du dispositif est dans la troisième plage de tension.
Les buts et caractéristiques de l'invention décrits ci-dessus ainsi que d'autres et la manière de les obtenir deviendront plus clairs et l'invention elle-même sera mieux comprise, en se référant à la description suivante d'un exemple de réalisation de l'invention pris en relation avec les dessins qui l'accompagnent et dont: Fig. 1 est une vue schématisée d'un circuit de téléphonie avec un circuit à haute tension HVC comprenant des dispositifs électroniques avec des dispositifs de protection réalisés selon l'invention; Fig. 2 montre le dispositif électronique Sll de la Fig. 1 plus en détail; Figs. 3 et 4 montrent des caractéristiques de courant en fonction de la tension pour des parties du circuit de la Fig. 2; Fig. 5 est la caractéristique de courant en fonction de la tension du dispositif électronique Sll de la Fig. 2 pour des tensions et des courants positifs.
Il est à noter que les caractéristiques des Figs. 3 et 5 né sont pas dessinées à l'échelle.
Le circuit à haute tension HVC montré à la Fig. 1 fait partie d'un central de télécommunication et est
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unité de protection PU, et d'autre part à un circuit de ligne LC, lui-même relié à un réseau de commutation de télécommunication SNW. Le circuit à haut tension HVC est également raccordé à un circuit de sonnerie RC et à un circuit de test TC, et comprend quatre paires de
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S22; S31, S32 et S41, S42 décrits plus loin, les deux contacts d'une même paire fonctionnant de façon identique et simultannément. HVC comprend de plus un circuit d'indication de faute FC et deux résistances d'alimentation RA et RB de 50 Ohms, et a des bornes LT1, LT2; TT1, TT2; RT1, RT2 et LT3, LT4, CT1 à CT4, ST11,
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de l'unité de protection PU, du circuit de test TC, du circuit de sonnerie RC et du circuit de ligne LC respectivement. Plus particulièrement, LT1 est raccordée à LT3 via Sll, RA et S21 en série et LT2 est raccordée à LT4 via S12, RB et S22 en série. Le point de jonction Tl <EMI ID=4.1>
raccordés aux bornes TT1 et TT2 du circuit de test TC via les commutateurs S31 et S32 respectivement, et les points de jonction de RA et S21 et de RB et S22 sont raccordés aux bornes RT1 et RT2 du circuit de sonnerie RC via les commutateurs S41 et S42 respectivement. Les terminaisons des résistances RA et RB sont raccordées aux bornes de détection ST12, ST11 et ST22, ST21 du circuit de ligne LC qui est capable d'évaluer le courant circulant dans RA et RB et de prendre des dispositions appropriées. Les bornes de commande des paires de dispositifs électroniques Sll, S12; S21, 522; S31, S32 et S41, S42 sont respectivement raccordées aux bornes de commande CT1, CT2, CT3 et CT4 du circuit de ligne LC qui peut ouvrir et fermer chacune de ces paires. Les bornes de détection DT1 et DT2 des dispositifs électroniques
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de même noms du circuit d'indication de faute FC dont la borne de sortie FO est raccordée au circuit de ligne LC. Le circuit d'indication de faute FC est décrit plus en détail dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus.
Le circuit de sonnerie RC est adapté pour fournir aux bornes RT1 et RT2 une tension de sonnerie constituée d'une tension alternative superposée à une tension continue. Par un contrôle adéquat des dispositifs électroniques cette tension de sonnerie peut être appliquée aux conducteurs Ll et L2 de la ligne d'abonné
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respectivement, les autres dispositifs électroniques étant ouverts.
Le circuit de test TC est adapté pour raccorder des signaux de test à la ligne d'abonné Ll, L2 ou au circuit de ligne LC par un contrôle adéquat des dispositifs électroniques.
Chacun des dispositifs électroniques Sll à S42 comprend deux circuits de commutation identiques qui sont connectés en anti-parallèle aux bornes du dispositif électronique à deux bornes et qui sont adaptés pour laisser passer ou bloquer des portions opposées des signaux qui y sont respectivement appliqués. Tous les dispositifs électroniques S21 à S42 sont identiques et leurs circuits de commutation comprennent un contact électronique ou thyristor du type TRIMOS (MOS TRIac) tel que celui décrit dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus.
Les dispositifs électroniques Sll et S12 sont identiques mais se distinguent des autres dispositifs par le fait que leurs deux circuits de commutation comprennent chacuns des dispositifs ou circuits individuels de protection en puissance et que l'un de ces circuits de protection en puissance est raccordé au circuit d'indication de faute FC.
Référence est maintenant faite à la Fig. 2 qui montre le dispositif électronique Sll de la Fig. 1 en détail. Les circuits de commutation S et S' de ce dispositif Sll sont formés chacuns d'un thyristor TRIMOS TRX connecté entre les bornes Tl et LT1 et comprenant un transitor PNP Ql ayant deux collecteurs distincts respectivement raccordés aux bases de deux transistors NPN Q2 et Q3. De plus, les circuits individuels de protection en puissance mentionnés ci-dessus sont associés au TRX.
Le circuit de commutation S a une borne SI raccordée, conjointement avec la borne S'2 de S', à la
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S' sont toutes deux raccordées à la borne LT1. La borne de commande CT1 est raccordée à S et S' via leurs bornes S3 et S'3 respectivement. Les circuits de commutation S et S' sont aussi chacuns pourvus d'une borne de détection DT1, DT'l dont uniquement DT1 est raccordée au circuit d'indication de faute FC. Puisque S et S' sont identiques, un seul, par exemple S, sera considéré dès maintenant.
Comme mentionné plus haut, le transistor Ql du thyristor TRX a deux collecteurs distincts respectivement raccordés aux bases des transistors Q2 et Q3. Les collecteurs des transistors Q2 et Q3 sont tous deux raccordés à la base de Ql. La base de Ql est de plus raccordée à la borne S2 via le chemin drain-source d'un transistor NMOS NI et les bases de Q2 et Q3 sont également raccordées à la borne S2 via les chemins
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utilisés pour fermer ou ouvrir le TRX de la manière décrite dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus. La borne SI est raccordée à l'émetteur de Ql et la borne S2 est raccordée à l'émetteur de Q2 directement et à l'émetteur de Q3 via une résistance de détection RI. La base de Q2 est également raccordée au collecteur d'un transistor NPN Q4 dont l'émetteur est raccordé à la borne S2. La borne SI est raccordée à la base de Q4 via la connexion en cascade d'une diode Dit le chemin drain-source d'un transistor NMOS N2 et le chemin collecteur-émetteur d'un transistor NPN Q5.
La cathode de la diode Dl est également raccordée à la base de Q4 via la connexion en cascade d'une diode D2 et les chemins drain-source de transistors NMOS N3 et N4, le point de jonction entre la source de N3 et le drain de N4 étant raccordé à la base de Q5 avec la borne de détection DT1. La porte du transistor de N4 est raccordée à la borne SI. La cathode de la diode Dl est de plus raccordée à l'émetteur de Q3 par la connexion série du chemin drain-source d'un transistor NMOS N5 et de résistances R2 et R3. Le point de jonction des résistances R2 et R3 est raccordé à la base d'un transistor NPN Q6 dont le collecteur est raccordé à la base de Q3 et dont l'émetteur est raccordé à la borne S2.
Les portes des transistors N2, N3 et N5 sont toutes raccordées au drain d'un transistor DMOS N6 ayant sa source raccordée à la borne S3 et sa porte raccordée à la borne S2. Les portes de NI, Pl et P2 sont toutes directement raccordées à la borne S3. Il est à noter que le transitor DMOS N6 a une diode parasite (non montrée) dont l'anode est raccordée à la source de N6 et dont la cathode est raccordée au drain de ce transistor, et que les transistors NMOS N2, N3 et N5 ont de grandes capacités de porte (non montrées).
Comme mentionné ci-dessus, le contact électronique TRX est associé à deux circuits distincts de protection en puissance respectivement appelés ci-après circuits primaire et secondaire de protection en puissance. Le circuit primaire de protection en puissance comprend les
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particulièrement le courant dans TRX lorsque la tension aux bornes du circuit de commutation S dépasse une valeur prédéterminée. Le circuit secondaire de protection en
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Q6 et est également adapté pour limiter le courant dans TRX lorsque le circuit primaire de protection en puissance devient actif. Dans la description qui suit du fonctionnement des circuits de protection en puissance, on admet que la tension à la borne SI est positive par rapport à celle à la borne S2 afin que la diode Dl soit polarisée en direct. La même description de fonctionnement est valable pour S' dans le cas où la tension à S'1 est positive par rapport à celle à S'2.
Les circuits primaire et secondaire de protection en puissance peuvent être mis en et hors service par les transistors NMOS respectifs N2, N3 et N5 qui sont eux-mêmes contrôlés par le transistor DMOS N6. Pour fermer le contact électronique TRX, une tension de commande positive d'environ +20 Volts, appliquée à la borne S3 depuis la borne de commande CT1, est transmise aux portes de N2, N3 et N5 via la diode parasite du transistor N6 et est emmagasinée dans les grandes capacités de porte de ces transistors N2, N3 et N5. En conséquence, ces transistors N2, N3 et N5 deviennent conducteurs et mettent donc les circuits de protection en puissance en service. Cette tension de commande positive
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et NI, et ce dernier ferme le contact électronique TRX de la façon expliquée en détail dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus. Pour ouvrir le contact électronique TRX, la tension de commande à S3 est réduite de sa valeur positive d'environ +20 Volts à une valeur négative d'environ -20 Volts. Pendant cette transition de tension, TRX s'ouvre à cause des deux transistors PMOS
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S3 atteint environ -3 Volts. Cependant, les deux circuits de protection en puissance restent en service même lorsque la diode parasite du transistor DMOS N6 est bloquée par cette tension négative. En effet, les
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la tension positive emmagasinée dans leurs grandes capacités de porte. Lorsque la tension de commande à S3 atteint environ -8 Volts, le transistor N6 devient conducteur de sorte que cette tension de commande négative soit alors appliquée aux portes de N2, N3 et N5 qui sont donc bloqués. En conséquence, les circuits de protection en puissance sont alors hors service. De ce qui précède, on peut déduire que le transistor N6 associé
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constituent un circuit de retard qui met les circuits de protection en puissance hors service un certain temps après le blocage de TRX. On est donc certain que ce dispositif reste protégé aussi longtemps que TRX est fermé.
Le but du circuit primaire de protection en puissance est d'ouvrir le TRX lorsque la tension aux bornes de celui-ci excède une tension de seuil égale à environ quatre chutes de tension de diode, comme expliqué ci-dessous.
Lorsque TRX est fermé, aucun courant ne circule dans le circuit primaire de protection en puissance aussi longtemps que la tension aux bornes du circuit de commutation S n'excède pas une tension de seuil égale aux chutes de tension sur les diodes Dl et D2 et sur les jonctions base-émetteur des transistors Q5 et Q4, la chute de tension sur le chemin drain-source du transistor conducteur N3 étant négligeable.
Cependant, quand la tension aux bornes de S dépasse cette tension de seuil, des courants commencent à circuler dans le circuit primaire de protection en puissance, c'est-à-dire qu'un courant IB commence à circuler dans Dit D2, N3 et est injecté dans la base de Q5 qui, pour cette raison, devient conducteur et par conséquent, le courant d'émetteur de Q5, qui est égal à la somme de son courant de collecteur IA et de son courant de base IB, commence à circuler dans la base de Q4 qui devient alors conducteur. Ce transistor dérive le courant de collecteur de Ql de la base de-Q2 vers la borne S2. Comme le courant de base du transistor Q2 est réduit, son courant de collecteur et par conséquent le courant de base du transistor Ql sont également réduits.
Par conséquent, la partie Q1/Q2 du contact électronique TRX s'ouvre alors que l'état sa partie Q1/Q3 reste inchangé, comme décrit plus loin. Il est à noter que Q4 est connecté en parallèle avec PI et que ces deux transistors fonctionnent de la même façon pour ouvrir le contact électronique TRX.
Après que le contact électronique TRX soit ouvert, le courant circulant dans Q4 est réduit. En effet, à cause de l'impédance plus élevée du contact, la tension aux bornes du circuit de commutation S croît de telle sorte que le transistor MOS N4 devienne conducteur. En conséquence, il court-circuite pratiquement la jonction base-émetteur du transistor Q5 qui est donc bloqué. De ce fait, le courant de base de Q4 est réduit à IB qui circule maintenant de SI vers S2 via Dl, D2, N3 et N4.
Le fonctionnement décrit ci-dessus du circuit de commutation S est maintenant considéré en faisant référence à la Fig. 3 qui montre la caractéristique de courant en fonction de la tension de ce circuit en ne considérant que de la partie Q1/Q2 de TRX. Dans cette caractéristique, la partie 1 est la caractéristique I/V normale du contact électronique TRX polarisé en direct. Selon cette partie 1, la tension V croît jusqu'à une tension de seuil VD égale aux quatre chutes de tension de diode (environ 2,4 Volts) mentionnées ci-dessus et correspondantes à un courant maximum Il allant de 270 à environ 400 milli-Ampères. Lorsque cette tension VD est atteinte, le transistor Q4 devient actif de sorte.que la partie Q1/Q2 du TRX s'ouvre en suivant la partie 2 de la. caractéristique I/V.
Le courant dans le circuit de commutation S est alors réduit au courant d'émetteur IS de Q4 (environ 50 milli-Ampères) et reste substantiellement à cette valeur (partie 3 de la caractéristique I/V de la Fig. 3) jusqu'à ce que le transistor Q5 se bloque, c'est-à-dire lorsque la tension aux bornes du circuit de commutation S est d'environ + 20 Volts (VS). La caractéristique I/V 4 de S suit alors pratiquement l'axe des tensions.
La droite de charge statique 5 du circuit de commutation S est également représentée dans le diagramme de la Fig. 3. Elle est définie part deux points correspondant, pour des conditions normales de travail, au courant maximum IL (80 milli-Ampères) dans la ligne de télécommunication lorsque celle-ci est court-circuitée et à la tension maximale VL (60 Volts) lorsque cette ligne est ouverte respectivement. Cette droite de charge statique 5 croise la partie 1 de la caractéristique I/V du circuit de commutation S en un point de fonctionnement stable 6 qui est le point de fonctionnement normal pour la ligne de télécommunication.
Lorsque des signaux anormaux et non souhaités sont appliqués à la ligne de télécommunication, ils s'ajoutent aux signaux normaux générés par le central de télécommunication de telle sorte que la droite de charge 5 se déplace dans le diagramme I/V de la Fig. 3. De tels signaux anormaux peuvent avoir diverses origines telles qu'un éclair tombant sur la ligne de télécommunication ou une alimentation de puissance raccordée accidentellement à cette ligne. Le point de fonctionnement 6 se déplace alors le long de la partie 1 de la caractéristique I/V. Quand ces signaux anormaux et non souhaités deviennent très importants, la droite de charge pourrait se déplacer de telle sorte que le point de fonctionnement atteigne le sommet de la partie 1 de la caractéristique I/V.
Ce point de fonctionnement devient alors instable et se déplace vers des tensions plus élevées alors que le contact électronique TRX s'ouvre grâce aux circuits de protection en puissance. Cependant, la tension maximale VM aux bornes du circuit de commutation S est limitée à environ 250 Volts par l'unité de protection PU (Fig. 1) mentionnée plus haut de sorte que le point de fonctionnement se situe alors au point VM sur l'axe des tensions.
Lorsque les signaux anormaux disparaissent" la droite de charge statique revient dans la position dessinée à la Fig. 3 et le point de fonctionnement se déplace de VM (250 Volts) jusqu'à VL (60 Volts) où la partie 4 de la caractéristique I/V de S croise la droite de charge statique 5. Le point de fonctionnement devient donc stable à cette tension VL et comme le circuit primaire de protection en puissance est toujours actif, il est impossible de fermer le contact électronique TRX
(I = 0). Afin de pouvoir fermer TRX, les parties 2, 3 et 4 de la caractéristique I/V du circuit de commutation S ne devraient pas croiser la droite de charge statique 5 de façon à ce qu'aucun point de fonctionnement stable tel que VL n'existe entre VM et le point de fonctionnement normal 6. Une solution consiste à utiliser le circuit secondaire de protection en puissance décrit ci-après.
En se référant aux Figs. 2 et 4, le circuit secondaire de protection en puissance seul associé à la partie Q1/Q3 du TRX est maintenant considéré. Lorsque le circuit de commutation S est fermé, un courant circule de SI vers S2 (Fig. 2) non seulement via TRX mais aussi via la diode Dl, la jonction drain-source du transistor NMOS N5 et les résistances R2, R3 et RI en série. Tant que la tension entre les bornes SI et S2 est relativement assez faible pour que la chute de tension produite par les courants mentionnés ci-dessus aux bornes de R3 et RI en série soit plus petite que la-tension de saturation base-émetteur VBE de Q6, celui-ci reste bloqué. Le courant I circulant dans TRX varie alors en fonction de la tension V mesurée aux bornes du circuit de commutation S suivant la partie 7 de la caractéristique I/V montrée à la Fig. 4.
Il est à noter que, grâce aux valeurs des résistances qui seront données plus loin, le courant I
(Fig. 2) circulant dans TRX est beaucoup plus important que le courant circulant dans le circuit secondaire de
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être considéré comme étant le courant circulant dans le circuit de commutation S afin que la caractéristique I/V de la Fig. 4 soit valable aussi bien pour le thyristor TRX que pour le circuit de commutation S. Lorsque la tension entre les bornes SI et S2 est suffisament importante pour que la chute de tension produite par les courants mentionnés ci-dessus aux bornes de R3 et RI en série devienne plus grande que VBE de Q6, celui-ci devient conducteur et forme ainsi un court-circuit vers S2 pour le courant de base de Q3. Donc, le courant de collecteur de Q3 et par conséquent le courant de base de Ql sont$réduit et, de ce fait, l'impédance du TRX augmente de façon à ce que le courant I circulant dans celui-ci diminue en fonction de V comme représenté par la partie 8 de la caractéristique I/V de la Fig. 4.
Cette variation est fonction de la puissance dissipée dans TRX car la chute de tension produite aux bornes du circuit de commutation S ne dépend pas seulement de I, à cause de RI raccordé en série avec TRX, mais aussi de V puisqu'un courant supplémentaire qui est fonction de V circule dans RI via R2 et R3. Sans R2 et R3 le courant I resterait constant et serait approximativement égal au courant IL montré par la partie 9 de la caractéristique I/V de la Fig. 4. Dans ce cas, la puissance dissipée dans le circuit de commutation S pourrait devenir excessive car la partie 9 croise la ligne de dissipation maximale de puissance 10 du circuit S. De plus, pour les raisons mentionnées ci-dessus, la partie 8 de la caractéristique I/V ne peut pas croiser la droite de charge statique 5.
D'autre part, comme la puissance minimale dissipée dans le circuit de commutation se produit au point de fonctionnement de ce circuit, c'est-à-dire au point de croisement de la partie 7 de la caractéristique I/V et de la droite de charge statique 5, la partie 8 de la caractéristique I/V sera choisie le plus près possible de la droite de charge statique 5 afin d'obtenir une puissance dissipée minimale dans le circuit de commutation S. Pour cette raison, la pente de la partie 8 de la caractéristique I/V est choisie semblable à la pente de la droite de charge statique 5. Cette pente est fonction du rapport R2/R3. En effet, quand Q6 devient conducteur, sa tension de saturation base-émetteur VBE peut être définie par l'expression suivante :
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Où V et I sont respectivement la tension aux bornes de circuit de commutation S et le courant circulant dans celui-ci. Cette expression conduit immédiatement à
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Avec les valeurs suivantes des résistances .
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on obtient
R2 " R3 " RI
afin que l'expression finale soit
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Il apparaît clairement de cette expression que le
R3
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R2
Puisque la partie 8 de la caractéristique I/V est choisie aussi près que possible de la droite de charge statique 5 afin de limiter la puissance dissipée dans le circuit de commutation S, le courant maximum doit être choisi légèrement au-dessus de la droite de charge 5 et la tension maximale V2 doit être choisie légèrement au-dessus de VL. Dans cet exemple et avec les valeurs des résistances données plus haut, le courant maximum est environ égal à 100 milli-Ampères et V2 est approximativement égale à 100 Volts. Cependant, suite aux exigeances qui sont conventionnelles pour un système de télécommunication, le circuit de protection en puissance ne peut être activé que pour un courant Il s'étendant de 270 à 400 milli-Ampères.
Si, pour cette raison, le courant maximum est choisi plus grand que le minimum requis de 270 milli-Ampères, la partie 8 de la caractéristique devrait remonter et une partie de celle-ci pourrait alors se situer au-dessus de la ligne de dissipation maximale de puissance 10. Dans ce cas, lorsque le circuit secondaire de protection en puissance devient actif, la puissance dissipée dans S pourrait être si importante que celui-ci soit détruit.
Les inconvénients des deux circuits de protection en puissance pris séparément peuvent être éliminés en combinant ces deux circuits, cette combinaison fournissant la caractéristique I/V globale du circuit de commutation S représentée à la Fig. 5. Cette caractéristique comprend la partie 1 et partiellement la partie 2 de la caractéristique I/V relative au circuit primaire de protection en puissance, une partie 11 qui est formée par la partie 8 à laquelle le courant IS
(partie 3) a été ajouté, et ce qui reste de la partie 8 de la caractéristique I/V relative au circuit secondaire de protection en puissance. Il est à noter que le courant correspondant à la partie 4 est négligé.
De cette Fig. 5, il apparaît clairement que la caractéristique I/V croise la droite de charge statique 5 mentionnée plus haut au point de fonctionnement stable et unique 6, et que la puissance dissipée dans le circuit de commutation S est réduite à son minimum puisque la partie 8 est très proche de la droite de charge statique 5. Il est à noter que la partie 11 de cette caractéristique indique que le circuit primaire de protection en puissance peut fournir suffisamment de courant pour ouvrir le contact électronique TRX et que ce courant est réduit à un minimum (partie 8) lorsque TRX est ouvert.
Bien que les principes de l'invention aient été décrits ci-dessus en se référant à des exemples particuliers, il est bien entendu que cette description est faite seulement à titre d'exemple et ne constitue aucunement une limitation de la portée de l'invention.
REVENDICATIONS
1. Dispositif électronique (Sll) à deux bornes
(SI, S2) comprenant un contact électronique (TRX) et un dispositif de protection associé qui sont tous deux raccordés entre les dites deux bornes, ledit dispositif de protection comprenant des moyens de détection de tension (Dl, D2, Q4, Q5) et des moyens de commutation
(Q4) qui, sous le contrôle d'un courant d'entrée (lA, IB) fourni par les dits moyens de détection de tension et ayant une première valeur, sont capable de dériver une partie du courant (I) circulant dans ledit contact électronique qui établi alors une haute impédance entre les dites deux bornes, caractérisé en ce que le dispositif de protection comprend aussi des moyens de limitation de courant (N4) capable de réduire ledit courant d'entrée de ladite première valeur (IS) à une seconde valeur lorsque ladite haute impédance est établie.
2. Dispositif électronique à deux bornes selon la
ELECTRONIC CONTACTS AND RELATED DEVICES
The present invention relates to a two-terminal electronic device comprising an electronic contact and an associated protection device which are both connected between said two terminals, said protection device comprising voltage detection means and switching means which , under the control of an input current supplied by said voltage detection means and having a first value, are capable of deriving a part of the current flowing in said electronic contact which then establishes a high impedance between said two terminals .
Such an electronic device is already known, for example by the European patent application Nr. 84201211.4. When the electronic contact of this device must be brought into its high impedance condition by the protection device, for example when the current flowing in it becomes too high, an input current having a first high value is required by the switching means so that they can derive a sufficiently large part of the current flowing in the electronic contact. Since the voltage across the terminals of the device can then further increase due to the high impedance condition, the power dissipated in the switching means may become too large and damage them.
An object of the present invention is to provide a bipolar electronic device of the type described above but the damage of which is prevented when it is in the high impedance condition.
According to the invention, this object is achieved by the fact that the protection device also comprises current limiting means capable of reducing said input current from said first value to a second value when said high impedance is established.
In this way, the power dissipated by the switching means and which was proportional to the first value of the input current, can be reduced to a value proportional to the second value of the input current.
Another characteristic characteristic of the present invention is that the electronic device has a current characteristic as a function of the voltage with a first, second and third successive current parts corresponding respectively to a first, second and third successive voltage ranges, said current input having said first and second values for said second and third voltage ranges respectively, while for the first voltage range the current increases from the origin to a third value at the end of this first beach.
The second and third voltage ranges correspond to the high impedance condition of the electronic contact and the input current of the switching means is brought back to its second value only when the voltage across the terminals of the device is in the third voltage range. .
The objects and characteristics of the invention described above as well as others and the manner of obtaining them will become clearer and the invention itself will be better understood, with reference to the following description of an exemplary embodiment of the invention taken in conjunction with the accompanying drawings and of which: FIG. 1 is a schematic view of a telephone circuit with a high-voltage HVC circuit comprising electronic devices with protection devices produced according to the invention; Fig. 2 shows the electronic device S11 of FIG. 1 in more detail; Figs. 3 and 4 show current characteristics as a function of the voltage for parts of the circuit of FIG. 2; Fig. 5 is the current characteristic as a function of the voltage of the electronic device S11 of FIG. 2 for positive voltages and currents.
It should be noted that the characteristics of Figs. 3 and 5 born are not drawn to scale.
The HVC high voltage circuit shown in Fig. 1 is part of a telecommunication exchange and is
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protection unit PU, and on the other hand to a line circuit LC, itself connected to a telecommunication switching network SNW. The HVC high voltage circuit is also connected to an RC ringing circuit and a TC test circuit, and includes four pairs of
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S22; S31, S32 and S41, S42 described below, the two contacts of the same pair operating identically and simultaneously. HVC further comprises a fault indication circuit FC and two supply resistors RA and RB of 50 Ohms, and has terminals LT1, LT2; TT1, TT2; RT1, RT2 and LT3, LT4, CT1 to CT4, ST11,
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protection unit PU, test circuit TC, ringing circuit RC and line circuit LC respectively. More particularly, LT1 is connected to LT3 via S11, RA and S21 in series and LT2 is connected to LT4 via S12, RB and S22 in series. The Tl junction point <EMI ID = 4.1>
connected to terminals TT1 and TT2 of the test circuit TC via switches S31 and S32 respectively, and the junction points of RA and S21 and of RB and S22 are connected to terminals RT1 and RT2 of ringing circuit RC via switches S41 and S42 respectively. The terminations of the resistors RA and RB are connected to the detection terminals ST12, ST11 and ST22, ST21 of the line circuit LC which is capable of evaluating the current flowing in RA and RB and of taking appropriate measures. The control terminals of the pairs of electronic devices S11, S12; S21, 522; S31, S32 and S41, S42 are respectively connected to the control terminals CT1, CT2, CT3 and CT4 of the LC line circuit which can open and close each of these pairs. DT1 and DT2 detection terminals of electronic devices
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of the same names of the fault indication circuit FC of which the output terminal FO is connected to the line circuit LC. The FC fault indication circuit is described in more detail in the European patent application mentioned above.
The ringing circuit RC is adapted to supply the terminals RT1 and RT2 with a ringing voltage consisting of an alternating voltage superimposed on a direct voltage. By adequate control of the electronic devices this ringing voltage can be applied to the conductors L1 and L2 of the subscriber line
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respectively, the other electronic devices being open.
The test circuit TC is suitable for connecting test signals to the subscriber line L1, L2 or to the line circuit LC by adequate control of the electronic devices.
Each of the electronic devices S11 to S42 comprises two identical switching circuits which are connected in anti-parallel mode to the terminals of the two-terminal electronic device and which are adapted to let pass or block opposite portions of the signals which are respectively applied thereto. All the electronic devices S21 to S42 are identical and their switching circuits include an electronic contact or thyristor of the TRIMOS type (MOS TRIac) such as that described in the European patent application mentioned above.
The electronic devices S11 and S12 are identical but are distinguished from the other devices by the fact that their two switching circuits each include individual power protection devices or circuits and that one of these power protection circuits is connected to the circuit. FC fault indication.
Reference is now made to FIG. 2 which shows the electronic device Sll of FIG. 1 in detail. The switching circuits S and S 'of this device S11 are each formed by a TRIMOS TRX thyristor connected between the terminals Tl and LT1 and comprising a PNP transitor Ql having two separate collectors respectively connected to the bases of two NPN transistors Q2 and Q3. In addition, the individual power protection circuits mentioned above are associated with the TRX.
The switching circuit S has a terminal SI connected, together with the terminal S'2 of S ', to the
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Both are connected to terminal LT1. The control terminal CT1 is connected to S and S 'via their terminals S3 and S'3 respectively. The switching circuits S and S 'are also each provided with a detection terminal DT1, DT'l of which only DT1 is connected to the fault indication circuit FC. Since S and S 'are identical, only one, for example S, will be considered from now on.
As mentioned above, the transistor Q1 of the thyristor TRX has two separate collectors respectively connected to the bases of the transistors Q2 and Q3. The collectors of the transistors Q2 and Q3 are both connected to the base of Ql. The base of Ql is moreover connected to the terminal S2 via the drain-source path of an NMOS transistor NI and the bases of Q2 and Q3 are also connected to the terminal S2 via the paths
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used to close or open the TRX as described in the European patent application mentioned above. The terminal SI is connected to the transmitter of Q1 and the terminal S2 is connected to the transmitter of Q2 directly and to the transmitter of Q3 via a detection resistor RI. The base of Q2 is also connected to the collector of an NPN transistor Q4 whose emitter is connected to terminal S2. The terminal SI is connected to the base of Q4 via the cascade connection of a diode. Said the drain-source path of an NMOS transistor N2 and the collector-emitter path of an NPN transistor Q5.
The cathode of diode Dl is also connected to the base of Q4 via the cascade connection of a diode D2 and the drain-source paths of NMOS transistors N3 and N4, the junction point between the source of N3 and the drain of N4 being connected to the base of Q5 with the detection terminal DT1. The gate of the transistor of N4 is connected to the terminal SI. The cathode of the diode Dl is moreover connected to the emitter of Q3 by the serial connection of the drain-source path of an NMOS transistor N5 and of resistors R2 and R3. The junction point of resistors R2 and R3 is connected to the base of an NPN transistor Q6 whose collector is connected to the base of Q3 and whose emitter is connected to terminal S2.
The doors of the transistors N2, N3 and N5 are all connected to the drain of a DMOS transistor N6 having its source connected to the terminal S3 and its door connected to the terminal S2. The doors of NI, Pl and P2 are all directly connected to terminal S3. It should be noted that the DMOS N6 transitor has a parasitic diode (not shown) whose anode is connected to the source of N6 and whose cathode is connected to the drain of this transistor, and that the NMOS transistors N2, N3 and N5 have large door capacities (not shown).
As mentioned above, the TRX electronic contact is associated with two distinct power protection circuits respectively called hereinafter primary and secondary power protection circuits. The primary power protection circuit includes the
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particularly the current in TRX when the voltage across the switching circuit S exceeds a predetermined value. The secondary protection circuit in
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Q6 and is also suitable for limiting the current in TRX when the primary power protection circuit becomes active. In the following description of the operation of the power protection circuits, it is assumed that the voltage at the terminal SI is positive with respect to that at the terminal S2 so that the diode Dl is forward biased. The same operating description is valid for S 'if the voltage at S'1 is positive with respect to that at S'2.
The primary and secondary power protection circuits can be turned on and off by the respective NMOS transistors N2, N3 and N5 which are themselves controlled by the DMOS transistor N6. To close the electronic contact TRX, a positive control voltage of approximately +20 volts, applied to terminal S3 from control terminal CT1, is transmitted to the gates of N2, N3 and N5 via the parasitic diode of transistor N6 and is stored in the large gate capacities of these transistors N2, N3 and N5. Consequently, these transistors N2, N3 and N5 become conductive and therefore put the power protection circuits in service. This positive control voltage
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and NI, and the latter closes the TRX electronic contact as explained in detail in the European patent application mentioned above. To open the TRX electronic contact, the control voltage at S3 is reduced from its positive value of approximately +20 Volts to a negative value of approximately -20 Volts. During this voltage transition, TRX opens due to the two PMOS transistors
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S3 reaches approximately -3 Volts. However, the two power protection circuits remain in service even when the parasitic diode of the DMOS transistor N6 is blocked by this negative voltage. Indeed, the
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the positive tension stored in their large door capacities. When the control voltage at S3 reaches approximately -8 Volts, the transistor N6 becomes conductive so that this negative control voltage is then applied to the gates of N2, N3 and N5 which are therefore blocked. As a result, the power protection circuits are then out of service. From the above, we can deduce that the associated transistor N6
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constitute a delay circuit which deactivates the protection circuits for a certain time after the blocking of TRX. We are therefore certain that this device remains protected as long as TRX is closed.
The purpose of the primary power protection circuit is to open the TRX when the voltage across it exceeds a threshold voltage equal to approximately four diode voltage drops, as explained below.
When TRX is closed, no current flows in the primary power protection circuit as long as the voltage across the switching circuit S does not exceed a threshold voltage equal to the voltage drops on the diodes Dl and D2 and on the base-emitter junctions of the transistors Q5 and Q4, the voltage drop on the drain-source path of the conductive transistor N3 being negligible.
However, when the voltage across S exceeds this threshold voltage, currents begin to flow in the primary power protection circuit, i.e. a current IB begins to flow in Dit D2, N3 and is injected into the base of Q5 which, for this reason, becomes conductive and therefore, the emitter current of Q5, which is equal to the sum of its collector current IA and its base current IB, begins to flow in the base of Q4 which then becomes conductive. This transistor derives the collector current of Ql from the base de-Q2 towards the terminal S2. As the base current of transistor Q2 is reduced, its collector current and therefore the base current of transistor Q1 are also reduced.
Consequently, the Q1 / Q2 part of the TRX electronic contact opens while the state of its Q1 / Q3 part remains unchanged, as described below. It should be noted that Q4 is connected in parallel with PI and that these two transistors work in the same way to open the TRX electronic contact.
After the electronic contact TRX is opened, the current flowing in Q4 is reduced. Indeed, because of the higher impedance of the contact, the voltage across the switching circuit S increases so that the MOS transistor N4 becomes conductive. Consequently, it practically short-circuits the base-emitter junction of transistor Q5 which is therefore blocked. As a result, the base current of Q4 is reduced to IB which now flows from SI to S2 via Dl, D2, N3 and N4.
The operation described above of the switching circuit S is now considered with reference to FIG. 3 which shows the current characteristic as a function of the voltage of this circuit while only considering the part Q1 / Q2 of TRX. In this characteristic, part 1 is the normal I / V characteristic of the direct polarized TRX electronic contact. According to this part 1, the voltage V increases to a threshold voltage VD equal to the four diode voltage drops (approximately 2.4 Volts) mentioned above and corresponding to a maximum current Il ranging from 270 to approximately 400 milli -Amps. When this voltage VD is reached, the transistor Q4 becomes active so that the part Q1 / Q2 of the TRX opens following part 2 of the. I / V characteristic.
The current in the switching circuit S is then reduced to the transmitter current IS of Q4 (about 50 milli-Amperes) and remains substantially at this value (part 3 of the I / V characteristic of Fig. 3) until what the transistor Q5 is blocked, that is to say when the voltage across the switching circuit S is about + 20 Volts (VS). The characteristic I / V 4 of S then practically follows the axis of the tensions.
The static load line 5 of the switching circuit S is also shown in the diagram of FIG. 3. It is defined by two points corresponding, for normal working conditions, to the maximum current IL (80 milli-Amperes) in the telecommunications line when the latter is short-circuited and to the maximum voltage VL (60 Volts) when this line is opened respectively. This static charge line 5 crosses part 1 of the I / V characteristic of the switching circuit S at a stable operating point 6 which is the normal operating point for the telecommunications line.
When abnormal and unwanted signals are applied to the telecommunication line, they are added to the normal signals generated by the telecommunication exchange so that the load line 5 moves in the I / V diagram of FIG. 3. Such abnormal signals can have various origins such as a lightning bolt falling on the telecommunication line or a power supply accidentally connected to this line. The operating point 6 then moves along part 1 of the I / V characteristic. When these abnormal and unwanted signals become very important, the load line could move so that the operating point reaches the top of part 1 of the I / V characteristic.
This operating point then becomes unstable and moves towards higher voltages while the TRX electronic contact opens thanks to the power protection circuits. However, the maximum voltage VM across the switching circuit S is limited to around 250 Volts by the protection unit PU (Fig. 1) mentioned above so that the operating point is then located at point VM on the axis of tensions.
When the abnormal signals disappear "the static charge line returns to the position shown in Fig. 3 and the operating point moves from VM (250 Volts) to VL (60 Volts) where part 4 of characteristic I / V de S crosses the static load line 5. The operating point therefore becomes stable at this voltage VL and since the primary power protection circuit is always active, it is impossible to close the electronic contact TRX
(I = 0). In order to be able to close TRX, parts 2, 3 and 4 of the I / V characteristic of the switching circuit S should not cross the static load line 5 so that no stable operating point such as VL is exists between VM and normal operating point 6. One solution is to use the secondary power protection circuit described below.
Referring to Figs. 2 and 4, the secondary power protection circuit alone associated with the Q1 / Q3 part of the TRX is now considered. When the switching circuit S is closed, a current flows from SI to S2 (Fig. 2) not only via TRX but also via the diode Dl, the drain-source junction of the NMOS transistor N5 and the resistors R2, R3 and RI in series. As long as the voltage between terminals SI and S2 is relatively low enough for the voltage drop produced by the currents mentioned above at the terminals of R3 and RI in series to be smaller than the base-emitter saturation voltage VBE of Q6, it remains blocked. The current I flowing in TRX then varies as a function of the voltage V measured at the terminals of the switching circuit S according to part 7 of the characteristic I / V shown in FIG. 4.
It should be noted that, thanks to the values of the resistances which will be given later, the current I
(Fig. 2) flowing in TRX is much more important than the current flowing in the secondary circuit of
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be considered as the current flowing in the switching circuit S so that the characteristic I / V of FIG. 4 is valid both for the thyristor TRX and for the switching circuit S. When the voltage between the terminals SI and S2 is large enough for the voltage drop produced by the currents mentioned above at the terminals of R3 and RI to series becomes larger than VBE of Q6, it becomes conductive and thus forms a short circuit towards S2 for the basic current of Q3. Therefore, the collector current of Q3 and therefore the base current of Ql are $ reduced and, therefore, the impedance of the TRX increases so that the current I flowing in it decreases as a function of V as represented by part 8 of the I / V characteristic of FIG. 4.
This variation is a function of the power dissipated in TRX because the voltage drop produced at the terminals of the switching circuit S depends not only on I, because of RI connected in series with TRX, but also on V since an additional current which is a function of V flows in RI via R2 and R3. Without R2 and R3 the current I would remain constant and would be approximately equal to the current IL shown by part 9 of the characteristic I / V of FIG. 4. In this case, the power dissipated in the switching circuit S could become excessive because part 9 crosses the maximum power dissipation line 10 of circuit S. In addition, for the reasons mentioned above, part 8 of the I / V characteristic cannot cross the line of static load 5.
On the other hand, as the minimum power dissipated in the switching circuit occurs at the operating point of this circuit, that is to say at the point of intersection of part 7 of the I / V characteristic and the line of static charge 5, part 8 of the I / V characteristic will be chosen as close as possible to the straight line of static charge 5 in order to obtain a minimum dissipated power in the switching circuit S. For this reason, the slope of the part 8 of the characteristic I / V is chosen similar to the slope of the static charge line 5. This slope is a function of the ratio R2 / R3. When Q6 becomes conductive, its base-emitter saturation voltage VBE can be defined by the following expression:
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Where V and I are respectively the voltage across the switching circuit S and the current flowing therein. This expression immediately leads to
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With the following resistance values.
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we obtain
R2 "R3" RI
so that the final expression is
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It is clear from this expression that the
R3
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R2
Since part 8 of the I / V characteristic is chosen as close as possible to the static load line 5 in order to limit the power dissipated in the switching circuit S, the maximum current must be chosen slightly above the line of load 5 and the maximum voltage V2 must be chosen slightly above VL. In this example and with the resistance values given above, the maximum current is approximately equal to 100 milli-amperes and V2 is approximately equal to 100 Volts. However, following the requirements which are conventional for a telecommunication system, the power protection circuit can only be activated for a current Il extending from 270 to 400 milli-Amperes.
If, for this reason, the maximum current is chosen to be greater than the minimum required of 270 milli-Amperes, part 8 of the characteristic should go up and a part of it could then be located above the dissipation line. maximum power 10. In this case, when the secondary power protection circuit becomes active, the power dissipated in S could be so great that it is destroyed.
The drawbacks of the two power protection circuits taken separately can be eliminated by combining these two circuits, this combination providing the overall I / V characteristic of the switching circuit S shown in FIG. 5. This characteristic includes part 1 and partially part 2 of the I / V characteristic relating to the primary power protection circuit, a part 11 which is formed by part 8 to which the current IS
(part 3) has been added, and what remains of part 8 of the I / V characteristic relating to the secondary power protection circuit. It should be noted that the current corresponding to part 4 is neglected.
From this Fig. 5, it clearly appears that the I / V characteristic crosses the static charge line 5 mentioned above at the stable and unique operating point 6, and that the power dissipated in the switching circuit S is reduced to its minimum since the part 8 is very close to the static load line 5. It should be noted that part 11 of this characteristic indicates that the primary power protection circuit can supply enough current to open the TRX electronic contact and that this current is reduced to a minimum (part 8) when TRX is open.
Although the principles of the invention have been described above with reference to specific examples, it is understood that this description is made only by way of example and does not constitute in any way a limitation of the scope of the invention .
CLAIMS
1. Two-terminal electronic device (Sll)
(SI, S2) comprising an electronic contact (TRX) and an associated protection device which are both connected between said two terminals, said protection device comprising voltage detection means (Dl, D2, Q4, Q5) and switching means
(Q4) which, under the control of an input current (lA, IB) supplied by said voltage detection means and having a first value, are capable of deriving part of the current (I) flowing in said contact electronics which then establishes a high impedance between said two terminals, characterized in that the protection device also comprises current limiting means (N4) capable of reducing said input current from said first value (IS) to one second value when said high impedance is established.
2. Two-terminal electronic device according to the