CONTACTS ELECTRONIQUES ET DISPOSITIFS ASSOCIES
La présente invention revendique la priorité d'une demande de brevet déposée en Europe le 22 août 1984 sous le N[deg.] 84201211.4 au nom
de : BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY, Naamloze Vennootschap L'invention se rapporte à des contacts électroniques permettant d'établir une impédance basse ou élevée entre une première et une deuxième borne sous le contrôle d'un circuit fournissant un.signal de commande entre une troisième et
une quatrième borne, tel que décrit dans le brevet belge
897772.
Elle se rapporte particulièrement à un dispositif électronique faisant partie d'un circuit comportant aussi
une source de puissance et une charge, lesdits dispositifs comprenant des moyens pour limiter la puissance qui y est dissipée.
Un tel dispositif est déjà connu, par exemple de
la demande de brevet WO 82/03733 (PCT) .Suivant celle-ci,
les moyens limiteurs de puissance sont destinés à produire
une caractéristique I/V, c'est-à-dire de courant par rapport
à la tension, qui, à partir de l'origine, s'élève jusqu'à un maximum de courant pour une tension prédéterminée, demeure
à ce courant jusqu'à ce qu'une tension maximum soit atteinte et ensuite retombe soudainement à un courant sensiblement égal à zéro. Au dernier point de rupture de cette caractéristique, la puissance dissipée dans le dispositif
est à son maximum (courant et tension maximum) et dans certaines circonstances, ceci peut être inadmissible, par exemple dans
le cas d'un dispositif devant être intégré dans une puce électronique.
Un but de la présente invention est de fournir un dispositif électronique du type ci-dessus, mais ayant une dissipation de puissance réduite.
Ce but est accompli suite au fait que lesdits
moyens limiteurs de puissance sont destinés à produire pour le-dispositif une caractéristique de courant vis-à-vis de la.tension qui, à partir de l'origine, traverse la ligne
de charge du dispositif et ensuite tend à suivre ladite
ligne de charge-vers l'axe des tensions sans jamais retraverser la ligne de charge définie par le courant de court-circuit
à travers le dispositif et la tension sur ce dernier en
circuit ouvert.
Le minimum de puissance dissipé dans le dispositif
se produit en son point de fonctionnement, c'est-à-dire le point où la caractéristique I/V traverse la ligne de charge.
Des signaux anormaux non désirés ayant différentes origines, telle que la foudre frappant un tel circuit téléphonique ou
une connexion accidentelle du secteur
pourraient affecter les. caractéristiques du circuit. En effet,
de tels signaux sont ajoutés aux signaux normaux générés
par la source de puissance de telle sorte que la position
de la ligne de charge est modifiée. Le point de fonctionnement se déplace alors le 'long de -la partie de la caractéristique
<EMI ID=1.1>
anormaux non désirés deviennent très élevés, la ligne de charge pourrait être déplacée d'une telle façon que le point de fonctionnèrent: atteindrait l'extrémité supérieure de cette partie de la caractéristique I/V. Le point de fonctionnement devient ainre instable et se déplace vers des tensions plus élevées. Puisque
<EMI ID=2.1>
puissance dissipée dans le dispositif pendant cette transition du- point fonctionnement est réduite à un minimum. Lorsque les signaux anormaux non désirés disparaissent, la ligne de charge retourne à la position initialement mentionnée et suite au fait que la partie de la caractéristique I/V suivant la ligne de charge ne traverse pas cette dernière, le point de fonctionnement se déplace des tensions plus élevées vers sa position initiale. Il n' en serait pas de même s'il y avait un croisement entre cette partie de la caractéristique I/V et la ligne de charge. En effet, un tel croisement créerait un point de fonctionnement distinct de celui mentionné ci-dessus et affecterait le fonctionnement normal des dispositifs électroniques.
Un autre but de la présente invention est de permettre, pour des tensions relativement faibles, des courants qui sont beaucoup plus élevés que le courant de court-circuit et pouvant s'écouler à travers les dispositifs électroniques, tout en conservant les avantages mentionnés ci-dessus pour les tensions plus élevées.
Ce but est accompli suite au fait que la partie
de ladite caractéristique de courant vis-à-vis de la tension et traversant ladite ligne de charge a une première portion s'étendant, pour des tensions qui sont relativement beaucoup plus petites que ladite tension à circuit ouvert, jusqu'à un courant relativement beaucoup plus élevé que ledit courant
de court-circuit, et une seconde portion joignant la première
à la partie de la caractéristique qui suit la ligne de charge.
Le point de fonctionnement du dispositif peut ainsi se déplacer le long de la première partie de la caractéristique I/V de telle sorte que le courant dans ce dispositif peut atteindre ladite valeur relativement élevée pour des tensions faibles sans activer les moyens limiteur de puissance. Pour des valeurs de tension plus élevées, le dispositif opère comme décrit ci-dessus .
L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaissant dans les revendications ressortiront de la description détaillée qui fait suite
de réalisations préférées devant être lues en conjonction avec les dessins accompagnant la description et qui représente nt .
La Fig. 1, une réalisation du circuit d'un contact électronique comme dans le brevet belge 897772 mais comportant des circuits de protection de puissance suivant l'invention;
Les Figs. 2 et 3, des caractéristiques de courant vis-à-vis de la tension pour les circuits de protection en puissance de la Fig . 1, les caractéristiques n'étant pas dessinées à l'échelle;
La Fig. 4, des caractéristiques de courant vis-àvis de la tension pour le contact électronipe montré à la Fig. 1, les caractéristiques n'étant pas dessinées à l'échelle; et
La Fig. 5, un circuit d'indication de faute FC associé aux circuits de protection en puissance représentés
à la Fig. 1.
On se référera tout d'abord à la Fig. 1 qui montre
<EMI ID=3.1>
tion de celui décrit dans le brevet belge 897772. Quoique étant toujours du type TRIMOS, le thyristor TRX formé entre
<EMI ID=4.1>
deux électrodes de collecteur distinctes respectivement
<EMI ID=5.1>
Q3 du type NPN et se substituant au transistor T2 également de ce dernier type, le transistor T3 n'étant pas représenté. En outre, des circuits individuels de protection en puissance qui sont décrits ci-dessous en plus de détails sont associés
à TRX.
A noter que le contact S12 du brevet belge précité
<EMI ID=6.1>
montré dans ce brevet, ne sont pas directement en série avec la ligne d'abonné, ne comportert pas de circuits de protection
<EMI ID=7.1>
comporte deux circuits de commutation identiques S et S' qui sont couplés en anti-parallèle . Plus particulièrement, <EMI ID=8.1>
et sera décrit ultérieurement. Etant donné que S et S' sont identiques, seul l'un d'eux, par exemple S, sera maintenant considéré.
Comme déjà mentionné ci-dessus, le transistor
Q1 du thyristor TRX a deux électrodes de collecteur distinctes connectées respectivement aux électrodes de base des transis-
<EMI ID=9.1>
aussi connectée à l'électrode de collecteur d'un transistor Q4 du type NPN dont l'électrode d'émetteur est connectée à la
<EMI ID=10.1>
transistor Q6 du type NPN dont l'électrode de collecteur
<EMI ID=11.1>
d'émetteur est connectée à la borne S2 . La cathode de la diode D21 est aussi connectée à l'électrode de drain <EMI ID=12.1>
élevées (non montrées) .
Le thyristor TRX est mis en et hors circuit au moyen de transistors MOS (non montrés) correspondant aux transistors P et N du brevet belge précité, commandés
via la borne S4. Comme déjà mentionné ci-dessus, le circuit de commutation S comporte des circuits de protection de puissance qui sont aussi capables de commander TRX
et dont le fonctionnement sera décrit en détail ci-après.
Le thyristor TRX est associé à deux circuits distincts de protection en puissance, appelés respectivement circuitsde protection en puissance primaire et secondaire. Le circuit de protection en puissance primaire comporte les
<EMI ID=13.1>
il limite le courant à travers TRX lorsque la tension sur
le circuit S dépasse une valeur prédéterminée. Le circuit
de protection en puissance secondaire comporte les composants
<EMI ID=14.1>
tion qui fait suite de l'opération des circuits de protection,
<EMI ID=15.1>
diode D21 est polarisée dans le sens conducteur. Le même fonctionnement est valable pour S' au cas où la tension
<EMI ID=16.1> Les circuits de protection primaire et secondaire sont mis en et hors service respectivement par les
<EMI ID=17.1>
le transistor N13 du type DMOS. Lorsque le thyristor TRX est en circuit, une tension de commande positive d'environ +20V appliquée à la borne S4 est transmise aux électrodes
<EMI ID=18.1>
conducteur et les circuits de protection sont mis en service. Pour mettre le thyristor TRX hors circuit, la tension de commande en S4 est décrûe de sa valeur positive d'environ
+ 20 Volts à une valeur négative d'environ -20 Volts. Pendant cette transition de tension, TRX est mis hors circuit
<EMI ID=19.1>
DMOS est bloquée. En effet, les transistors NMOS sont alors toujours conducteur suite à la tension positive verrouillée par leurs capacitances de porte. Lorsque la
<EMI ID=20.1>
devient conducteur de telle sorte que cette tension de commande négative est appliquée aux électrodes de porte
<EMI ID=21.1>
N12 constitue ainsi un circuit de retard qui place les circuits de protection hors service un intervalle de temps après le blocage de TRX. Ainsi, la protection de ce dispositif demeure opérative aussi longtemps que TRX est en service.
Lorsque TRX est hors service, aucun courant ne s'écoule à travers le circuit de protection en puissance primaire aussi longtemps que la tension sur le circuit de commutation S n'excède pas environ trois chutes de tension
<EMI ID=22.1> <EMI ID=23.1>
Q A noter que le courant s'écoulant à travers le circuit de protection en puissance primaire est tellement petit que
<EMI ID=24.1>
et que celle sur le chemin drain-source du transistor conducteur N12 est aussi négligeable puisque cette dernière chute de tension est proportionnelle au courant de base du transistor Q5 qui est toujours bloqué. Lorsque la tension
<EMI ID=25.1>
décrira ci-après. Pendant l'opération qui précède, le
<EMI ID=26.1>
En considérant seulement la partie Ql/Q2 du thyristor TRX, la caractéristique courant vis-à-vis de la tension du circuit de commutation S serait celle représentée à la Fig. 2 dont la partie lest la caractéristique normale I/V du thyristor TRX polarisé dans le sens conducteur. Comme montré, la tension V s'élève à une tension maximum
<EMI ID=27.1>
ci-dessus (+ 2,1 Volts) et correspond à un courant maximum Il de 320 milliampères. De ce qui précède, il suit que le
<EMI ID=28.1>
mis hors service en suivant la partie 2 de la caractéristique I/V montrée à la Fig . 2 . Les courants dans le transistor
TRX et dans le circuit de commutation S
sont alors sensiblement égaux à zéro quelle que soit la tension sur ce circuit de telle sorte que la caractéristique I/V coincide alors presque avec l'axe des tensions pour celles
<EMI ID=29.1>
valable pour le thyristor TRX aussi bien que pour le circuit de commutation S .
La ligne de charge en courant continu 3 du dispositif de commutation S est aussi représentée par le diagramme de la Fig. 2. Elle est définie par deux points correspondant respectivement au courant maximum IL (70 milliampères) dans la ligne de télécommunication lorsque cette dernière est court-circuitée et à la tension maximum
<EMI ID=30.1>
de charge en courant continu 3 traverse la partie 1 de
la caractéristique I/V du circuit de commutation S en un
point de fonctionnement stable 4.
Lorsque des signaux anormaux non désirés sont
appliqués à la ligne de télécommunication, ils sont ajoutés
aux signaux normaux générés par le bureau de télécommuni-
cation de telle sorte que la ligne de charge se déplace
<EMI ID=31.1>
peuvent avoir des origines diverses telles que la foudre
<EMI ID=32.1>
accidentelle de l'alimentation du secteur sur ces lignes.
Le point de fonctionnement se déplace alors le long de la
<EMI ID=33.1>
anormaux non désirés deviennent très élevés, la ligne de charge pourrait être déplacée d'une telle façon que le
<EMI ID=34.1>
de la partie 1 de la caractéristique I/V. Ce point de fonctionnement deviendrai alors instable et se déplacerait vers des tensions plus élevées tandis que le TRX serait
<EMI ID=35.1> <EMI ID=36.1>
de tension.
Lorsque les signaux anormaux disparaissent, la ligne de charge en courant continu se replace dans la position montrée à la Fig. 2 et le point de fonctionnement
se déplace de VM (250 Volts) à VL (70 Volts) ou
la partie de la caractéristique I/V de TRX qui coincide
avec l'axe de tension traverse la ligne de charge en courant continu 3. Le point de fonctionnement devient ainsi instable à cette tension VL et puisque le circuit de protection
en puissance primaire est alors toujours actif, il est impossible de mettre le thyristor TRX hors service . Pour permettre
à ce dernier d'être mis à nouveau en service, la partie 2
et la partie d'une caractéristique I/V du circuit de
commutation S coincidant avec l'axe des tensions ne
devrait pas traverser la ligne de charge-en courant continu 3, de telle sorte qu'aucun point de fonctionnement stable
<EMI ID=37.1>
normal 4. Une solution est d'utiliser le circuit de protection en puissance secondaire décrit ci-après.
En considérant seulement ce circuit de protection en puissance secondaire, lorsque le circuit de commutation
<EMI ID=38.1>
BE
<EMI ID=39.1>
travers TRX varie alors en fonction de la tension V mesurée sur le circuit de commutation S suivant la partie 5 de la caractéristique I/V montrée à la Fig. 3. A noter que suite aux valeurs de résistance qui seront données plus
il loin, le courant I (Fig. 1) s'écoulant à travers TRX est beaucoup plus grand que celui s'écoulant à travers le circuit de protection secondaire. Par conséquent, le courant I peut être considéré comme celui s'écoulant à travers le circuit de commutation S et, tout comme pour la Fig. 2,
la caractéristique I/V de la Fig. 3 est valable pour le thyristor TRX aussi bien que pour le circuit de commutation
<EMI ID=40.1>
<EMI ID=41.1>
série, par les courants mentionnés ci-dessus, devient plus
<EMI ID=42.1>
est réduit d'où il s'en suit que l'impédance de TRX augmente de telle façon que le courant I qui s'y écoule varie en fonction de V de la façon représentée par la partie 6 de la caractéristique I/V de la Fig. 3. Cette variation est fonction de la puissance dissipée dans TRX puisque la chute de tension développée sur le circuit de commutation S dépend
<EMI ID=43.1>
TRX,mais aussi de V puisqu'un courant additionnel qui est
<EMI ID=44.1>
ces deux dernières résistances, le courant I demeurerait
<EMI ID=45.1>
par la partie 7 de la caractéristique I/V de la Fig. 3.
Dans ce cas, la puissance dissipée dans le circuit de commutation S peut devenir excessive puisque la partie 7
croise la ligne de dissipation de puissance maximum 8 du
circuit S. Pour les raisons mentionnées ci-dessus, la partie
6 de la caractéristique I/V ne devrait pas traverser la
ligne de charge en courant continu 3. D'autre part, comme
la puissance minimum dissipée dans le circuit de commutation
se produit au point de fonctionnement de ce circuit, c'est-à-dire au point de croisement de la partie 5 de la caractéristique
I/V et de la ligne de charge en courant continu 3, la partie
// 6 de la caractéristique I/V devrait être choisie aussi proche que possible de la ligne de charge en courant continu 3 afin d'abtenir une dissipation de puissance minimum dans
le circuit de commutation S. Par conséquent, la pente
de la partie 6 de la caractéristique I/V est choisie semblable à celle de la ligne de charge en courant continu 3.
<EMI ID=46.1>
Q6 commence à conduire, sa tension de saturation base-émetteur
<EMI ID=47.1>
<EMI ID=48.1>
où V et I sont respectivement la tension sur et le courant s'écoulant à travers le circuit de commutation S. Cette expression conduit immédiatement à
<EMI ID=49.1>
Suite au choix des valeurs des résistances, c'est-à-dire
<EMI ID=50.1>
les suppositions suivantes peuvent être faites
<EMI ID=51.1>
et l'expression précédente devient
<EMI ID=52.1>
de telle sorte que l'on obtient
<EMI ID=53.1>
Il.apparaît clairement de cette dernière expression que le courant I dépend de la tension �14 .V.
13
Puisque la partie 6 de la caractéristique I/V est choisie aussi proche que possible de la ligne de charge en courant continu 3 afin de limiter la puissance dissipée
<EMI ID=54.1>
être choisi légèrement au-dessus de IL et la tension maximum V doit être choisie légèrement au-dessus de V . Pour
L
l'exemple présent et avec les valeurs de résistance données
<EMI ID=55.1>
<EMI ID=56.1>
conventionnelles pour un système de télécommunication, le circuit de protection devrait seulement être activé pour
un courant dépassant 300 milliampères. Si, pour cette raison,
<EMI ID=57.1>
partie 6 de la caractéristique devrait être décalée vers le haut et une partie de celle-ci pourrait être située au-dessus de la ligne 8 de dissipation de puissance maximum. Dans ce cas, lorsque le circuit de protection en puissance devient actif, la puissance dissipée dans S peut être tellement élevée que ce dernier est détruit.
Les désavantages des deux circuits de protection en puissance pris séparément peuvent être éliminées en combinant ces deux circuits, cette combinaison fournissant
la caractéristique d'ensemble I/V du circuit de commutation
S représentée à la Fig. 4- Cette caractéristique a la partie 1 et, partie llement, la partie 2 de la caractéristique I/V se rapportant au circuit de protection à puissance primaire, et la partie 6 de la caractéristique I/V se rapportant au circuit de protection en puissance secondaire.
De cette figure il apparaît clairement que la caractéristique I/V traverse la ligne de charge en courant continu 3 mentionnée ci-dessus en un point de fonctionnement stable unique 4 et que la puissance dissipée dans le circuit de commutation S est réduite à son minimum puisque la partie 6 est très proche de la ligne de charge en courant continu 3.
Un circuit d'indication de faute FC est montré
<EMI ID=58.1>
/ <EMI ID=59.1>
(-48 Volts). Le circuit indicateur de faute FC est associé seulement au circuit de protection S de l'unité de
<EMI ID=60.1>
Ceci est suffisant pour détecter des signaux anormaux de n'importe quelle polarité sur la boucle de la ligne de
<EMI ID=61.1>
La borne d'entrée CET, de FC est connectée à la borne de détection de sortie ayant la même identification pour le circuit de protection S de l'unité de commutation
<EMI ID=62.1>
teur de faute FC sont respectivement connectées aux bornes de ligne de la ligne d'abonné et ayant les mêmes références.
<EMI ID=63.1>
est connectée à un processeur de signal numérique ou circuit DSP (non montré) qui forme aussi partie du circuit de ligne de télécommunication .
La circuit indicateur de faute FC comporte un
<EMI ID=64.1>
<EMI ID=65.1>
connectée en série. Un autre transistor Q8 du type NPN a son électrode de base connectée à la borne d'entrée
<EMI ID=66.1>
Ce point de jonction est aussi connecté aux électrodes
<EMI ID=67.1>
i <EMI ID=68.1> <EMI ID=69.1>
du type NMOS dont l'électrode de source est connectée à
<EMI ID=70.1>
directement connectée à l'électrode de drain du transistor
!:-Ils
Le circuit indicateur de faute FC fonctionne comme suit. Lorsqu'aucun signal anormal n'est détecté par les circuits de protection en. puissance des circuits de
<EMI ID=71.1>
<EMI ID=72.1>
<EMI ID=73.1>
telle sorte que la tension (VDD) appliquée à l'électrode
<EMI ID=74.1>
a la même tension (VDD) à ses électrodes de source et de
<EMI ID=75.1>
par les circuits de protection en puissance d'un circuit
de commutation S, une tension, positive par rapport à celle
<EMI ID=76.1>
D22 (D23) et le chemin collecteur-émetteur du transistor
Il <EMI ID=77.1>
génère alors un courant qui est transmis via la borne
<EMI ID=78.1>
actions appropriées.
Quoique les principes de l'invention aient été décrits ci-dessus en se référant à des exemples particuliers, il est bien entendu que cette description est faite seulement à titre d'exemple et ne constitue aucunement une limitation de la portée de l'invention.
ELECTRONIC CONTACTS AND RELATED DEVICES
The present invention claims priority from a patent application filed in Europe on August 22, 1984 under N [deg.] 84201211.4 in the name
by: BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY, Naamloze Vennootschap The invention relates to electronic contacts making it possible to establish a low or high impedance between a first and a second terminal under the control of a circuit providing a control signal between a third and
a fourth terminal, as described in the Belgian patent
897772.
It relates particularly to an electronic device forming part of a circuit also comprising
a power source and a load, said devices comprising means for limiting the power dissipated therein.
Such a device is already known, for example from
Patent application WO 82/03733 (PCT). Following this,
the power limiting means are intended to produce
an I / V characteristic, i.e. current with respect
at the voltage, which from the origin rises to a maximum current for a predetermined voltage, remains
at this current until a maximum voltage is reached and then suddenly drops to a current substantially equal to zero. At the last breaking point of this characteristic, the power dissipated in the device
is at its maximum (maximum current and voltage) and in certain circumstances this may be inadmissible, for example in
the case of a device to be integrated into an electronic chip.
An object of the present invention is to provide an electronic device of the above type, but having reduced power dissipation.
This aim is accomplished following the fact that said
power limiting means are intended to produce for the device a current characteristic with respect to the voltage which, from the origin, crosses the line
charging device and then tends to follow said
load line-to the voltage axis without ever crossing the load line defined by the short-circuit current
through the device and the voltage on it in
open circuit.
The minimum power dissipated in the device
occurs at its operating point, i.e. the point where the I / V characteristic crosses the load line.
Unwanted abnormal signals from different sources, such as lightning striking such a telephone circuit or
accidental connection of the sector
could affect them. circuit characteristics. Indeed,
such signals are added to the normal signals generated
by the power source so that the position
of the load line is changed. The operating point then moves along the part of the characteristic
<EMI ID = 1.1>
unwanted abnormalities become very high, the load line could be moved in such a way that the point worked: would reach the upper end of this part of the I / V characteristic. The operating point thus becomes unstable and moves towards higher voltages. Since
<EMI ID = 2.1>
power dissipated in the device during this transition from the operating point is reduced to a minimum. When the unwanted abnormal signals disappear, the load line returns to the position originally mentioned and following the fact that the part of the I / V characteristic following the load line does not cross the latter, the operating point shifts voltages higher towards its initial position. It would not be the same if there were a crossover between this part of the I / V characteristic and the load line. Indeed, such a crossing would create a separate operating point from that mentioned above and would affect the normal operation of electronic devices.
Another object of the present invention is to allow, for relatively low voltages, currents which are much higher than the short-circuit current and which can flow through electronic devices, while retaining the advantages mentioned above. above for higher voltages.
This goal is accomplished by the fact that the game
of said current characteristic with respect to the voltage and crossing said charge line has a first portion extending, for voltages which are relatively much smaller than said open circuit voltage, up to a relatively large current higher than said current
short circuit, and a second portion joining the first
to the part of the characteristic that follows the load line.
The operating point of the device can thus move along the first part of the I / V characteristic so that the current in this device can reach said relatively high value for low voltages without activating the power limiting means. For higher voltage values, the device operates as described above.
The invention will be better understood and other characteristics appearing in the claims will emerge from the detailed description which follows.
of preferred embodiments to be read in conjunction with the drawings accompanying the description and which represent nt.
Fig. 1, an embodiment of the circuit of an electronic contact as in Belgian patent 897772 but comprising power protection circuits according to the invention;
Figs. 2 and 3, current characteristics with respect to the voltage for the power protection circuits of FIG. 1, the characteristics not being drawn to scale;
Fig. 4, current characteristics with respect to the voltage for the electronipe contact shown in FIG. 1, the characteristics not being drawn to scale; and
Fig. 5, an FC fault indication circuit associated with the power protection circuits shown
in Fig. 1.
We will first refer to FIG. 1 which shows
<EMI ID = 3.1>
tion of that described in Belgian patent 897772. Although still of the TRIMOS type, the TRX thyristor formed between
<EMI ID = 4.1>
two separate collector electrodes respectively
<EMI ID = 5.1>
Q3 of the NPN type and replacing the transistor T2 also of the latter type, the transistor T3 not being shown. In addition, individual power protection circuits which are described below in more detail are associated
at TRX.
Note that contact S12 of the aforementioned Belgian patent
<EMI ID = 6.1>
shown in this patent, are not directly in series with the subscriber line, do not have protective circuits
<EMI ID = 7.1>
comprises two identical switching circuits S and S 'which are coupled in anti-parallel. More specifically, <EMI ID = 8.1>
and will be described later. Since S and S 'are identical, only one of them, for example S, will now be considered.
As already mentioned above, the transistor
Q1 of the TRX thyristor has two separate collector electrodes connected respectively to the base electrodes of the transistors
<EMI ID = 9.1>
also connected to the collector electrode of a Q4 transistor of the NPN type whose emitter electrode is connected to the
<EMI ID = 10.1>
NPN type Q6 transistor including the collector electrode
<EMI ID = 11.1>
transmitter is connected to terminal S2. The cathode of diode D21 is also connected to the drain electrode <EMI ID = 12.1>
high (not shown).
The thyristor TRX is switched on and off by means of MOS transistors (not shown) corresponding to the P and N transistors of the aforementioned Belgian patent, controlled
via terminal S4. As already mentioned above, the switching circuit S includes power protection circuits which are also capable of controlling TRX
and the operation of which will be described in detail below.
The TRX thyristor is associated with two separate power protection circuits, called primary and secondary power protection circuits respectively. The primary power protection circuit includes the
<EMI ID = 13.1>
it limits the current through TRX when the voltage on
circuit S exceeds a predetermined value. The circuit
protection in secondary power includes the components
<EMI ID = 14.1>
tion following the operation of the protection circuits,
<EMI ID = 15.1>
diode D21 is polarized in the conducting direction. The same operation is valid for S 'in case the voltage
<EMI ID = 16.1> The primary and secondary protection circuits are switched on and off respectively by the
<EMI ID = 17.1>
the transistor N13 of the DMOS type. When the TRX thyristor is on, a positive control voltage of around + 20V applied to terminal S4 is transmitted to the electrodes
<EMI ID = 18.1>
conductor and protection circuits are put into service. To switch off the TRX thyristor, the control voltage in S4 is reduced by its positive value by approximately
+ 20 Volts at a negative value of around -20 Volts. During this voltage transition, TRX is switched off
<EMI ID = 19.1>
DMOS is blocked. In fact, the NMOS transistors are then always conductive following the positive voltage locked by their gate capacitances. When the
<EMI ID = 20.1>
becomes conductive so that this negative control voltage is applied to the door electrodes
<EMI ID = 21.1>
N12 thus constitutes a delay circuit which places the protection circuits out of service for a time interval after the blocking of TRX. Thus, the protection of this device remains operational as long as TRX is in service.
When TRX is out of service, no current flows through the primary power protection circuit as long as the voltage on the switching circuit S does not exceed approximately three voltage drops
<EMI ID = 22.1> <EMI ID = 23.1>
Q Note that the current flowing through the primary power protection circuit is so small that
<EMI ID = 24.1>
and that that on the drain-source path of the conductive transistor N12 is also negligible since this latter voltage drop is proportional to the base current of the transistor Q5 which is always blocked. When the tension
<EMI ID = 25.1>
will describe below. During the above operation, the
<EMI ID = 26.1>
Considering only the part Q1 / Q2 of the thyristor TRX, the current characteristic with respect to the voltage of the switching circuit S would be that shown in FIG. 2, the part of which is the normal I / V characteristic of the thyristor TRX polarized in the conducting direction. As shown, the voltage V rises to a maximum voltage
<EMI ID = 27.1>
above (+ 2.1 Volts) and corresponds to a maximum current Il of 320 milliamps. From the above, it follows that the
<EMI ID = 28.1>
taken out of service by following part 2 of the I / V characteristic shown in Fig. 2. Currents in the transistor
TRX and in the switching circuit S
are then substantially equal to zero whatever the voltage on this circuit so that the I / V characteristic then almost coincides with the axis of the voltages for those
<EMI ID = 29.1>
valid for thyristor TRX as well as for switching circuit S.
The DC load line 3 of the switching device S is also represented by the diagram in FIG. 2. It is defined by two points corresponding respectively to the maximum current IL (70 milliamps) in the telecommunications line when the latter is short-circuited and to the maximum voltage
<EMI ID = 30.1>
of DC load 3 through part 1 of
the I / V characteristic of the switching circuit S in one
stable operating point 4.
When unwanted abnormal signals are
applied to the telecommunication line they are added
to normal signals generated by the telecommunications office
cation so that the charge line moves
<EMI ID = 31.1>
can have various origins such as lightning
<EMI ID = 32.1>
accidental power supply on these lines.
The operating point then moves along the
<EMI ID = 33.1>
unwanted abnormalities become very high, the load line could be moved in such a way that the
<EMI ID = 34.1>
from part 1 of the I / V characteristic. This operating point will then become unstable and move towards higher voltages while the TRX is
<EMI ID = 35.1> <EMI ID = 36.1>
Of voltage.
When the abnormal signals disappear, the DC load line returns to the position shown in Fig. 2 and the operating point
moves from VM (250 Volts) to VL (70 Volts) or
the part of the TRX I / V characteristic that coincides
with the voltage axis crosses the DC load line 3. The operating point thus becomes unstable at this voltage VL and since the protection circuit
primary power is still active, it is impossible to deactivate the TRX thyristor. To allow
to be put back into service, part 2
and the part of an I / V characteristic of the circuit
switching S coinciding with the axis of voltages ne
should not cross the load-DC line 3, so that no stable operating point
<EMI ID = 37.1>
normal 4. One solution is to use the secondary power protection circuit described below.
Considering only this secondary power protection circuit, when the switching circuit
<EMI ID = 38.1>
BE
<EMI ID = 39.1>
through TRX then varies as a function of the voltage V measured on the switching circuit S according to part 5 of the characteristic I / V shown in FIG. 3. Note that following the resistance values which will be given more
far away, the current I (Fig. 1) flowing through TRX is much greater than that flowing through the secondary protection circuit. Consequently, the current I can be considered as that flowing through the switching circuit S and, just as in FIG. 2,
the I / V characteristic of FIG. 3 is valid for the TRX thyristor as well as for the switching circuit
<EMI ID = 40.1>
<EMI ID = 41.1>
series, by the currents mentioned above, becomes more
<EMI ID = 42.1>
is reduced where it follows that the impedance of TRX increases so that the current I which flows there varies as a function of V in the manner represented by part 6 of the characteristic I / V of the Fig. 3. This variation is a function of the power dissipated in TRX since the voltage drop developed on the switching circuit S depends
<EMI ID = 43.1>
TRX, but also of V since an additional current which is
<EMI ID = 44.1>
these last two resistances, the current I would remain
<EMI ID = 45.1>
by part 7 of the I / V characteristic of FIG. 3.
In this case, the power dissipated in the switching circuit S may become excessive since the part 7
crosses the maximum power dissipation line 8 of the
circuit S. For the reasons mentioned above, the part
6 of the I / V characteristic should not cross the
DC load line 3. On the other hand, as
the minimum power dissipated in the switching circuit
occurs at the point of operation of this circuit, i.e. at the crossover point of part 5 of the characteristic
I / V and DC load line 3, the part
// 6 of the I / V characteristic should be chosen as close as possible to the DC load line 3 in order to obtain minimum power dissipation in
the switching circuit S. Therefore, the slope
of part 6 of the I / V characteristic is chosen similar to that of the DC load line 3.
<EMI ID = 46.1>
Q6 starts to drive, its base-emitter saturation voltage
<EMI ID = 47.1>
<EMI ID = 48.1>
where V and I are respectively the voltage on and the current flowing through the switching circuit S. This expression immediately leads to
<EMI ID = 49.1>
Following the choice of resistance values, i.e.
<EMI ID = 50.1>
the following assumptions can be made
<EMI ID = 51.1>
and the previous expression becomes
<EMI ID = 52.1>
so that we get
<EMI ID = 53.1>
It is clear from this last expression that the current I depends on the voltage � 14 .V.
13
Since part 6 of the I / V characteristic is chosen as close as possible to the DC load line 3 in order to limit the dissipated power
<EMI ID = 54.1>
be chosen slightly above IL and the maximum voltage V must be chosen slightly above V. For
L
the present example and with the given resistance values
<EMI ID = 55.1>
<EMI ID = 56.1>
conventional for a telecommunications system, the protection circuit should only be activated for
a current exceeding 300 milliamps. If, for this reason,
<EMI ID = 57.1>
part 6 of the characteristic should be shifted upwards and part of it could be located above line 8 of maximum power dissipation. In this case, when the power protection circuit becomes active, the power dissipated in S can be so high that the latter is destroyed.
The disadvantages of the two power protection circuits taken separately can be eliminated by combining these two circuits, this combination providing
the overall characteristic I / V of the switching circuit
S shown in FIG. 4- This characteristic has part 1 and, in part, part 2 of the I / V characteristic relating to the primary power protection circuit, and part 6 of the I / V characteristic relating to the power protection circuit. secondary.
From this figure it is clear that the I / V characteristic crosses the DC load line 3 mentioned above at a single stable operating point 4 and that the power dissipated in the switching circuit S is reduced to its minimum since part 6 is very close to the DC load line 3.
FC fault indication circuit is shown
<EMI ID = 58.1>
/ <EMI ID = 59.1>
(-48 Volts). The FC fault indicator circuit is associated only with the protection circuit S of the
<EMI ID = 60.1>
This is sufficient to detect abnormal signals of any polarity on the line loop.
<EMI ID = 61.1>
The CET input terminal of FC is connected to the output detection terminal having the same identification for the protection circuit S of the switching unit
<EMI ID = 62.1>
FC fault tester are respectively connected to the line terminals of the subscriber line and having the same references.
<EMI ID = 63.1>
is connected to a digital signal processor or DSP circuit (not shown) which also forms part of the telecommunications line circuit.
The FC fault indicator circuit includes a
<EMI ID = 64.1>
<EMI ID = 65.1>
connected in series. Another NP8 type Q8 transistor has its base electrode connected to the input terminal
<EMI ID = 66.1>
This junction point is also connected to the electrodes
<EMI ID = 67.1>
i <EMI ID = 68.1> <EMI ID = 69.1>
of the NMOS type, the source electrode of which is connected to
<EMI ID = 70.1>
directly connected to the transistor drain electrode
!:-They
The FC fault indicator circuit operates as follows. When no abnormal signal is detected by the protection circuits in. power circuits
<EMI ID = 71.1>
<EMI ID = 72.1>
<EMI ID = 73.1>
so that the voltage (VDD) applied to the electrode
<EMI ID = 74.1>
has the same voltage (VDD) at its source and
<EMI ID = 75.1>
by the power protection circuits of a circuit
switch S, a voltage, positive with respect to that
<EMI ID = 76.1>
D22 (D23) and the collector-emitter path of the transistor
It <EMI ID = 77.1>
then generates a current which is transmitted via the terminal
<EMI ID = 78.1>
appropriate actions.
Although the principles of the invention have been described above with reference to particular examples, it is understood that this description is made only by way of example and does not in any way constitute a limitation of the scope of the invention.