CONTACTS ELECTRONIQUES ET DISPOSITIFS ASSOCIES
La présente invention se rapporte à un contact électronique ayant des moyens de limitation de puissance associés comprenant un dispositif de protection en tension pour placer ledit contact électronique dans un état prédéterminé lorsque la tension aux bornes de celui-ci dépasse une valeur prédéterminée.
Un tel contact électronique est déjà connu, par exemple, par la demande de brevet européen No 84201211.4. Ce contact électronique connu est placé dans l'état prédéterminé, qui est par exemple l'état ouvert, par le dispositif de protection en tension lorsque la tension à ses bornes dépasse la valeur prédéterminée. Comme le contact électronique a une résistance relativement faible lorsqu'il est dans son état fermé, sa caractéristique de courant en fonction de la tension est telle que l'angle qu'elle forme avec l'axe des courants est considérablement plus petit que celui qu'elle forme avec l'axe des tensions. En conséquence, même pour une valeur relativement faible de la tension prédéterminée, le courant correspondant est relativement élevé.
De même, une faible variation de cette tension ou/et de l'angle de la caractéristique mentionnée ci-dessus peut produire une variation de courant considérable. Dans le cas .le plus défavorable, le courant résultant produit par une telle variation peut devenir tellement important que le contact électronique soit endommagé.
Un but de la présente invention est de fournir un contact électronique du type mentionné ci-dessus, mais dont l'endommagement est empêché.
Selon l'invention, ce but est atteint par le fait que les.dits moyens de limitation de puissance comprennent également un dispositif de protection en courant pour placer ledit contact électronique dans ledit état prédéterminé lorsque le courant circulant dans ledit contact électronique dépasse une valeur prédéterminée.
De cette façon, le contact électronique est placé dans l'état prédéterminé pour la valeur de courant prédéterminée de façon à ce qu'il n'y ait pas de risque d'endommager le contact électronique.
Une autre particularité caractéristique de la présente invention est que le contact électronique possède une caractéristique de courant en fonction de la tension qui, partant de l'origine, atteint ladite valeur prédéterminée de courant pour une seconde valeur prédéterminée de tension, aux bornes dudit contact électronique, plus petite que la valeur prédéterminée de tension mentionnée premièrement.
De cette façon, la protection en courant domine la protection en tension qui est cependant nécessaire pour empêcher le "rebondissement" du contact électronique. En effet, lorsque le contact est placé, par exemple, dans l'état ouvert par le dispositif de protection en courant, le courant circulant dans ce contact électronique diminue. Par conséquent, le dispositif de protection en courant devient inactif de telle sorte que le contact électronique soit à nouveau placé dans l'état fermé et que le courant y circulant augmente à nouveau, etc ...
Cependant, lorsque le contact électronique est placé dans l'état ouvert, la tension à ses bornes augmente également et, lorsqu'elle dépasse la première valeur prédéterminée de tension, le dispositif de protection en tension devient actif et empêche donc le contact de retourner à son état fermé indépendemment du dispositif de protection en courant.
Les buts et caractéristiques de l'invention décrits ci-dessus ainsi que d'autres et la manière de les obtenir deviendront plus clairs et l'invention elle-même sera mieux comprise, en se référant à la description suivante-d'un exemple de réalisation de l'invention pris en relation avec les dessins qui l'accompagnent et dont:
Fig. 1 est une vue schématisée d'un circuit de téléphonie avec un circuit à haute tension HVC comprenant des dispositifs électroniques Sll.à S42 incluant des contacts électroniques selon l'invention; <EMI ID=1.1> la Fig. 1 plus en détail; Figs. 3 et 4 montrent des caractéristiques de courant en fonction de la tension pour des parties du dispositif de la Fig. 2; Fig. 5 est la caractéristique de courant en <EMI ID=2.1>
la Fig. 2 pour des tensions et des courants positifs.
Il est à noter que les caractéristiques des Figs. 3 et 5 ne sont pas dessinées à l'échelle.
Le circuit dit à haute tension HVC montré à la Fig. 1 fait partie d'un central de télécommunication et <EMI ID=3.1>
une unité de protection PU, et d'autre part à un circuit de ligne LC lui-même relié à un réseau de commutation de télécommunication SNW. Le circuit à haut tension HVC est également raccordé à un circuit de sonnerie RC et à un circuit de test TC, et comprend quatre paires de
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électroniques d'une même paire de dispositifs électroniques fonctionnant de façon identique et simultannément. HVC comprend de plus un circuit d'indication de faute FC et deux résistances d'alimentation RA et RB de 50 Ohms, et a des bornes LT1, LT2; TT1, TT2; RT1, RT2 et LT3, LT4, CT1 à CT4, ST11, ST12, ST21, ST22, FO raccordées aux bornes de même noms de l'unité de protection PU, du circuit de test TC, du circuit de sonnerie RC et du circuit de ligne LC respectivement. Plus particulièrement, LT1 est raccordée à LT3 via Sll, RA et S21 en série et LT2 est raccordée à LT4 via S12, RB et S22 en série.
Le point de jonction Tl de Sll et RA et le point de jonction de S12 et RB sont raccordés aux bornes TT1 et TT2 du circuit de test TC via les dispositifs électroniques S31 et S32 respectivement, et les points de jonction de RA et S21 et de RB et S22 sont raccordés aux bornes RT1 et RT2 du circuit de sonnerie RC via les dispositifs électroniques S41 et S42 respectivement. Les terminaisons des résistances RA et RB sont raccordées aux bornes de détection ST12,.ST11 et ST22, ST21 du circuit de ligne LC qui est capable d'évaluer le courant circulant dans RA et RB et de prendre des dispositions appropriées. Les bornes de
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S12; S21, S22; S31, S32 et S41, S42 sont respectivement raccordées aux bornes de commande CT1, CT2, CT3 et CT4 du circuit de ligne LC qui peut ouvrir et fermer chacune de ces paires. Les bornes de détection DT1 et DT2 des dispositifs électroniques respectifs Sll et S12 sont raccordées aux bornes d'entrée de même noms du circuit d'indication de faute FC dont la borne de sortie FO est raccordée au circuit de ligne LC. Le circuit d'indication de faute FC est décrit plus en détail dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus.
Le circuit de sonnerie RC est adapté pour fournir aux bornes RT1 et RT2 une tension de sonnerie constituée d'une tension alternative superposée à une tension continue. Par un contrôle adéquat des dispositifs électroniques cette tension de sonnerie peut être appliquée aux conducteurs Ll et L2 de la ligne d'abonné
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respectivement, les autres dispositifs électroniques étant ouverts.
Le circuit de test TC est adapté pour raccorder des signaux de test à la ligne d'abonné Ll, L2 ou au circuit de ligne LC par un contrôle adéquat des dispositifs électroniques S31, S32 et Sll, S12 ou S21, S22.
Chacun des dispositifs électroniques Sll à S42 comprend deux circuits de commutation unidirectionnels identiques qui sont connectés en anti-parallèle à deux bornes du dispositif électronique et qui sont adaptés pour laisser passer ou bloquer des portions opposées des signaux qui y sont respectivement appliqués. Les dispositifs électroniques S21 à S42 sont identiques et leurs circuits de commutation comprennent un contact électronique ou thyristor du type TRIMOS (MOS TRIac) tel que celui décrit dans la demande de brevet européen
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et S12 sont également identiques mais chacun d'eux se distingue des autres dispositifs par le fait que ses deux circuits de commutation comprennent chacuns des dispositifs ou circuits individuels de protection en puissance et que l'un de ces circuits de protection en puissance est raccordé au circuit d'indication de faute FC.
Référence est maintenant faite à la Fig. 2 qui montre le dispositif électronique Sll de la Fig. 1 en détail. Les circuits de commutation S et S' de ce dispositif Sll sont constitués chacuns d'un thyristor TRIMOS TRX connecté entre les bornes Tl et LT1 et
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distincts respectivement raccordés aux bases de deux transistors NPN Q2 et Q3. Des circuits individuels de protection en puissance mentionnés ci-dessus sont associés au TRX.
Le circuit de commutation S a une borne SI raccordée, conjointement avec la borne S'2 de S', à la borne Tl, alors que la borne S2 de S et la borne S'1 de S' sont toutes deux raccordées à la borne LT1. La borne de commande CT1 est raccordée à S et S' via leurs bornes respectives S3 et S'3. Les bornes S4 de S et S'4 de S' sont toutes deux raccordées à une borne X qui est reliée à l'une des bornes Tl et LT1 qui a la tension la lus négative. Un circuit pour réaliser un tel couplage est décrit dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus. Les circuits de commutation S et S' sont également chacuns pourvus d'une borne de détection DT1, DT'l dont uniquement DT1 est raccordée au circuit d'indication de faute FC. Puisque S et S' sont
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maintenant.
Comme mentionné plus haut, le transistor Ql du thyristor TRX a deux collecteurs distincts raccordés aux bases des transistors Q2 et Q3 respectivement. Les collecteurs des transistors Q2 et Q3 sont tous deux raccordés à la base de Ql. La base de Ql est de plus raccordée à la borne S2 via la connexion en série du chemin drain-source d'un transistor DMOS NI et d'une résistance RI. Le substrat du transistor DMOS NI est raccordé à la base du transistor NPN Q3. les bases de Q2 et Q3 sont également raccordées à la borne S2 via les
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respectivement utilisés pour fermer ou ouvrir le TRX de la manière décrite dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus. La borne SI est raccordée à l'émetteur de Ql et les émetteurs des transistors Q2 et Q3 sont raccordés à la borne S2 via des résistances de détection R2 et R3 respectivement. La base de Q2 est également raccordée au collecteur d'un transistor NPN Q4 dont l'émetteur est raccordé à la borne S2. La borne SI est de plus raccordée à la base de Q4 via la connexion en
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transistor NMOS N2. La cathode de la diode Dl est également raccordée à la borne S2 via la connexion en série du chemin drain-source d'un transistor NMOS N3 et des chemin collecteur-émetteur de transistors NPN Q5 et Q6 en parallèle, et via la connexion en série du chemin drain-source d'un autre transistor NMOS N4, la connexion en cascade des diodes D2, D3, D4 et D5 et la jonction base-émetteur du transistor NPN Q5. La base de Q4 est raccordés au collecteur d'un transistor NPN Q7 dont l'émetteur est raccordé à la borne S2 et dont la base est raccordée aux collecteurs de Q5 et Q6. La base de Q6 est raccordés au point de jonction de l'émetteur de Q2 et de la résistance R2.
La cathode de la diode Dl est également raccordée à la borne S2 via la connexion en série d'une résistance R4, du chemin drain-source d'un transistor NMOS N5 et de résistances R5 et R3. Le point de jonction des résistances R5 et R3 est raccordé à l'émetteur du transistor Q3, et le point de jonction de la source de N5 et de la résistance R5 est raccordé à la base d'un transistor NPN Q8 dont le collecteur et l'émetteur sont raccordés à la base de Q3 et à la borne S2
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N5 sont toutes raccordées au drain d'un transistor DMOS N6 ayant sa source raccordée à la borne S3 et sa porte raccordée à la borne S4. Le drain du transistor. DMOS N6 est de plus raccordé à la borne S4 via la connexion en série d'une diode Zéner Zl et d'une diode D7. Il est à noter que le transitor DMOS N6 a une diode parasite D6 dont l'anode et la cathode sont raccordées à la source et au drain de N6 respectivement, et que les transistors N2, N3, N4 et N5 ont de grandes capacités de porte (non
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directement raccordées à la borne S3.
La borne SI est également raccordée à l'émetteur du transistor Q3 via la connexion en série d'une diode
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point de jonction du condensateur Cl et de la cathode de la diode Zéner Z2 est raccordé aux portes de deux transistors NMOS N7 et N8 dont les drains sont tous deux raccordés à l'anode d'une diode Zéner Z3 qui a sa cathode raccordée à la cathode de la diode Dl. Les sources des transistors N7 et N8 sont raccordées aux bases des transistors Q4 et Q8 respectivement.
Le contact électronique TRX est associé à deux circuits distincts de protection en puissance respectivement appelés ci-après circuits primaire et secondaire de protection en puissance. Le circuit primaire de protection en puissance comprend les composants Dl à D5, N2 à N4, R2 et Q4 à Q7 et est adapté pour ouvrir la partie Q1/Q2 du TRX lorsque le courant circulant dans le circuit de commutation S dépasse une valeur prédéterminée et de garder le TRX dans l'état ouvert aussi longtemps que la tension aux bornes de celui-ci a une valeur trop élevée. Le circuit secondaire de protection en puissance comprend les composants Dit N5, R3 à R5 et Q8 et est adapté pour ouvrir l'autre partie Q1/Q3 du TRX lorsque le circuit primaire de protection en puissance devient actif.
Dans la description qui suit du fonctionnement des circuits de protection en puissance, on admet que la tension à la borne SI est positive par rapport à celle à la borne S2 afin que toutes les diodes D2 à D8 et plus particulièrement la diode Dl soient polarisées en direct et que la borne X soit raccordée à la borne S2 . La même description est valable pour S' dans le cas où la tension à S'1 est positive par rapport à celle à S'2, la borne X étant alors raccordée à la borne S'2.
Les circuits primaire et secondaire de protection en puissance peuvent être mis en et hors service par les transistors NMOS respectifs N2, N3, N4 et N5 qui sont eux-mêmes contrôlés par le transistor DMOS N6. Pour fermer le contact électronique TRX, une tension de commande positive d'environ +20 Volts, appliquée à la
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aux portes de N2, N3, N4 et N5 via la diode parasite D6 du transistor N6 et est emmagasinée dans les grandes capacités de porte de ces transistors N2, N3, N4 et N5. En conséquence, ces transistors N2, N3, N4 et N5 deviennent conducteurs et mettent donc les circuits de protection en puissance en service. La tension de commande positive est également appliquée aux portes des
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électronique TRX de la façon expliquée en détail dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus. Pour ouvrir normalement le contact électronique TRX, la tension de commande à S3 est réduite de sa valeur positive d'environ +20 Volts à une valeur négative d'environ -20 Volts. Pendant cette transition de
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et P2 qui deviennent conducteurs lorsque la tension à S3 atteint environ -3 Volts. Cependant, les deux circuits primaire et secondaire de protection en puissance restent en service même lorsque la diode parasite D6 du transistor DMOS N6 est bloquée par cette tension négative. En effet, les transistors NMOS N2, N3, N4 et N5 restent conducteurs grâce à la tension positive emmagasinée dans leurs grandes capacités de porte, comme mentionné plus haut. Lorsque la tension de commande à S3 atteint environ -8 Volts, le transistor N6 devient conducteur de sorte que cette tension de commande
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N5 qui sont donc bloqués. En conséquence, les circuits de protection en puissance sont alors hors service. De ce qui précède, on peut déduire que le transistor N6 associé aux capacités de porte des transistors N2, N3, N4 et N5 constituent un circuit de retard qui met les deux circuits de protection en puissance hors service un certain temps après le blocage de TRX. On est donc certain que ce dispositif reste protégé aussi longtemps que TRX est fermé.
Le fonctionnement du circuit primaire de protection en puissance va être analysé maintenant. Pour ce faire, uniquement la partie Q1/Q2 du TRX à laquelle ce circuit de protection est associé, est considérée. La partie Q1/Q3 est reliée au circuit secondaire de protection en puissance dont le fonctionnement sera analysé plus loin.
Lorsqu'une tension positive est appliquée à la borne S3, le TRX est fermé par le transistor DMOS NI et un courant I' circule dans l'émetteur de Q2 et dans la résistance de détection R2. Aussi longtemps que la chute de tension aux bornes de cette résistance R2 ne dépassé pas la tension de saturation base-émetteur VBE du transistor Q6, celui-ci reste bloqué. D'autre part, lorsque la tension aux bornes' du circuit de commutation S n'excède pas une valeur de seuil égale aux chutes de tension sur six diodes, le transistor Q5 reste également bloqué. Ces chutes de tension sur six diodes sont produites par les diodes Dl à D5 et par la jonction base-émetteur de Q5. Il est à noter que les chutes de tensions aux bornes des chemins drain-source des transistors MOS conducteurs N2 à N4 sont négligeables.
Les transistors Q5 et Q6 étant bloqués, le transistor Q7 devient conducteur lorsque la tension aux bornes du circuit de commutation S dépasse les chutes de tension sur deux diodes produites par la diode Dl et par la jonction base-émetteur de Q7. Un court-circuit vers la borne S2 est alors formé par le chemin collecteur-émetteur de Q7 pour la jonction base-émetteur de Q4 de façon à ce que celui-ci soit bloqué. Dans ces conditions, le circuit primaire est en service mais inactif.
Lorsque la chute de tension produite par le
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tension de saturation base-émetteur VBE de Q6, celui-ci devient conducteur. En conséquence, le chemin collecteur-émetteur de Q6 forme un court-circuit vers la borne S2 pour la jonction base-émetteur du transistor Q7. Le transistor Q7 est donc bloqué et, comme résultat, la tension à la base de Q4 augmente de telle sorte que Q4 devienne alors conducteur et dérive le courant de collecteur de Ql de la base de Q2 vers la borne S2.
Comme le courant de base du transistor Q2 est réduit, son courant de collecteur et par conséquent le courant de
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conséquent, la partie Q1/Q2 du contact électronique TRX s'ouvre alors que l'état sa partie Q1/Q3 reste inchangé, comme décrit plus loin. Il est à noter que Q4 est
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fonctionnent de façon similaire pour ouvrir le contact électronique TRX.
Il convient également de noter que, grâce à la
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protection pour ouvrir le TRX est prépondérant sur l'effet du transistor DMOS NI qui essaye de fermer le TRX tant que la tension à la borne S3 reste positive.
Puisque le TRX est ouvert, le courant I' est réduit à zéro alors que la tension aux bornes du circuit de commutation S augmente. En conséquence. la chute de tension aux bornes de R2 devient plus faible que VBE de Q6 de sorte que celui-ci se bloque. Le transistor Q7 redevient alors conducteur et bloque le transistor Q4.
Le TRX pourrait donc à nouveau être fermé grâce à la tension positive toujours présente à la borne S3. Pour éviter que le TRX ne soit à nouveau fermé et que, par conséquent, il oscille, le circuit primaire de protection en puissance est pourvu d'un circuit de protection en tension qui fonctionne comme suit.
Quand le TRX est ouvert, la tension à ses bornes et donc aux bornes du circuit de commutation S augmente. Aussi longtemps que cette tension ne dépasse pas la tension de seuil mentionée ci-dessus et égale aux chutes de tension sur six diodes, aucun courant ne circule dans le chemin formé par Dl, N4, D2, D3. D4, D5 et le transistor Q5 du circuit primaire de protection en puissance. Cependant, lorsque cette tension de seuil est dépassée, un courant commence à circuler dans ce chemin et le transistor Q5 devient conducteur. Par conséquent, le transistor Q7 est bloqué et le trnsistor Q4 devient conducteur de telle sorte que le TRX est ouvert de la façon décrite ci-dessus.
De ce qui précède, on déduit que le transistor Q4 est contrôlé par les deux transistors Q5 et Q6 via le transistor inverseur Q7. Il serait possible de contrôler le transistor Q2 directement à partir de Q5 et Q6 plutôt que via Q7 et Q4, mais dans ce cas Q5 et Q6 devraient être des transistors de puissance puisque chacun d'eux devrait être capable de dériver un courant important afin d'ouvrir rapidement le TRX. Cependant, avec le circuit présent, seul le transistor Q4 doit être un transistor de puissance. Les autres transistors Q5, Q6 et Q7 peuvent être plus petits et ceci a l'avantge qu'ils peuvent être intégrés sur une surface plus petite que celle d'un transistor de puissance.
Le fonctionnement décrit ci-dessus du circuit de commutation S est maintenant considéré en faisant référence à la Fig. 3 qui montre la caractéristique de courant en fonction de la tension de ce circuit en ne considérant que de la partie Q1/Q2 de TRX. Dans cette caractéristique, la partie 1 est la caractéristique I/V normale du contact électronique TRX. Le circuit primaire de protection en puissance a été conçu de façon à ce que cette partie 1 croisse jusqu'à un courant maximum Il, correspondant à une tension VI et défini par la résistance de détection R2, avant que la tension de seuil VD, définie par les diodes Dl à D5 et la jonction base-émetteur de Q5, ne soit atteinte. Dans ce circuit de protection, la protection en courant domine donc la protection en tension.
Selon les exigeances qui sont conventionnelles pour un système de télécommunications, le circuit primaire de protection en puissance ne devrait être activé que pour un courant maximum Il s'étendant entre 270 et 400 milli-Ampères. La tension de seuil VD est, par exemple, égale à environ 3,6 Volts.
La droite de charge statique 2 du circuit de commutation S est également représentée dans le diagramme de la Fig. 3. Elle est définie part deux points correspondant, pour des conditions normales de travail, au courant maximum IL (80 milli-Ampères) dans la ligne de télécommunication lorsque celle-ci est court-circuitée et à la tension maximale VL (60 Volts) lorsque cette ligne est ouverte respectivement. Cette droite de charge statique 2 croise la partie 1 de la caractéristique I/V. du circuit de commutation S en un point de fonctionnement stable 3 qui est le point de fonctionnement normal pour la ligne de télécommunication.
Lorsque des signaux anormaux et non souhaités sont appliqués à la ligne de télécommunication, ils s'ajoutent aux signaux normaux générés par le central de télécommunication de telle sorte que la droite de charge 2 se déplace dans le diagramme I/V de la Fig. 3. De tels signaux anormaux peuvent avoir diverses origines, telles qu'un éclair tombant sur la ligne de télécommunication ou une alimentation de puissance raccordée accidentellement à cette ligne. Le point de fonctionnement 3 se déplace alors le long de la partie 1 de la caractéristique I/V. Quand ces signaux anormaux et non souhaités deviennent très importants, la droite de charge pourrait se déplacer de telle sorte que le point de fonctionnement atteigne le sommet (Il) de la partie 1 de la caractéristique I/V.
Ce point de fonctionnement devient alors instable et se déplace immédiatement vers des tensions plus élevées alors que le contact électronique TRX s'ouvre grâce aux circuits de protection en puissance. Cependant, la tension maximale VM aux bornes du circuit de commutation S est limitée à environ 250 Volts par l'unité de protection PU (Fig. 1) mentionnée plus haut de sorte que le point de fonctionnement se situe alors au point VM sur l'axe des tensions.
Lorsque les signaux anormaux disparaissent, la droite de charge statique revient dans la position dessinée à la Fig. 3 et le point de fonctionnement revient de VM (250 Volts) à VL (60 Volts) où la droite de charge statique 2 croise l'axe des tensions qui correspond à la caractéristique I/V du TRX quand celui-ci est ouvert (I = 0). Le point de fonctionnement devient donc stable à cette tension VL et puisque la protection en tension du circuit primaire de protection en puissance est toujours active, il est impossible de fermer le contact électronique TRX. Afin de pouvoir fermer TRX, il devrait avoir une caractéristique I/V qui ne croise pas la droite de charge statique 2 à un point distinct du point 3 de façon à ce qu'aucun autre point de fonctionnement stable tel que VL n'existe entre VM et le point de fonctionnement normal 3.
Une solution consiste à utiliser le circuit secondaire de protection en puissance décrit ci-après.
En se référant aux Figs. 2 et 4, seul ce circuit secondaire de protection en puissance associé à la partie Q1/Q3 du TRX est maintenant considéré. Lorsque le circuit de commutation S est fermé, un courant circule de SI vers S2 (Fig. 2) non seulement via TRX mais aussi via
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transistor NMOS conducteur N5 et les résistances R5 et R3 en série. Tant que la tension entre les bornes SI et S2 est relativement assez faible pour que la chute de tension produite par les courants mentionnés ci-dessus aux bornes de R5 et R3 en série soit plus petite que la tension de saturation base-émetteur VBE de Q8, ce transistor reste bloqué. Le courant 1 circulant dans TRX varie alors en fonction de la tension V mesurée aux bornes du circuit de commutation S suivant la partie 4 de la caractéristique I/V montrée à la Fig. 4.
Lorsque la tension entre les bornes SI et S2 est suffisament importante pour que la chute de tension produite aux bornes de R5 et R3 en série par les courants mentionnés ci-dessus devient plus grande que la tension de saturation base-émetteur VBE de Q8, celui-ci devient conducteur et forme ainsi un court-circuit vers S2 pour le courant de base de Q3. Donc, le courant de collecteur de Q3 et par conséquent le courant de base de Ql sont réduits et, de ce fait, l'impédance du TRX augmente de façon à ce que le courant 1 circulant dans celui-ci diminue en fonction de V comme représenté par la partie 5 de la caractéristique I/V de la Fig. 4. Cette variation est fonction de la puissance dissipée dans TRX puisque la chute de tension produite aux bornes du circuit de commutation S ne dépend pas seulement du courant
<EMI ID=24.1> avec le TRX, mais aussi de V puisqu'un courant supplémentaire qui est fonction de V circule dans R3 via R4 et R5. Sans R4 et R5 le courant dans le circuit de commutation S resterait constant et serait approximativement égal au courant IL comme montré par la partie 6 de la caractéristique I/V de la Fig. 4. Dans ce cas, la puissance dissipée dans le circuit de commutation S pourrait devenir excessive du fait que cette partie 6 croise la ligne de dissipation maximale de puissance 7 du circuit S. De plus, pour les raisons mentionnées ci-dessus, la partie 5 de la caractéristique I/V ne peut pas croiser la droite de charge statique 2.
D'autre part, comme la puissance minimale dissipée dans le circuit de commutation se produit au point de fonctionnement de ce circuit, c'est-à-dire au point de croisement de la partie 4 de la caractéristique I/V et de la droite de charge statique 2, la partie 5 de la caractéristique I/V sera choisie le plus près possible de la droite de charge statique 2 afin d'obtenir une puissance dissipée minimale dans le circuit de commutation S. Pour cette raison, la pente de la partie 5 de la caractéristique I/V est choisie semblable à la pente de la droite de charge statique 2 et le courant maximum est choisi légèrement au-dessus de cette droite de charge 2 alors que la tension maximale V2 est choisie légèrement au-dessus de VL. Dans cet exemple le courant maximum est environ égal à 100 milli-Ampères et V2 est approximativement égale à 100 Volts.
Cependant,. selon les exigeances données plus haut, si le courant maximum est choisi plus grand que le minimum requis de 270 milli-Ampères, la partie 5 de la caractéristique I/V devrait remonter et une partie de celle-ci pourrait alors se situer au-dessus de la ligne de dissipation maximale de puissance 7. Dans ce cas, lorsque le circuit secondaire de protection en puissance devient actif, la puissance dissipée dans S pourrait être si importante que celui-ci soit détruit.
Les inconvénients des deux circuits de protection en puissance pris séparément peuvent être éliminés en combinant ces deux circuits, cette combinaison fournissant la caractéristique I/V globale du circuit de commutation S représentée à la Fig. 5. Cette caractéristique comprend la partie 1 de la caractéristique I/V relative au circuit primaire de protection en puissance et la partie 5 de la caractéristique I/V relative au circuit secondaire de protection en puissance. De cette Fig. 5, il apparaît clairement que la caractéristique I/V croise la droite de charge statique 2 mentionnée plus haut au point de fonctionnement stable et unique 3, et que la puissance dissipée dans le circuit de commutation S est réduite à son minimum puisque la partie 5 est très proche de la droite de charge statique 2.
Il est à noter que, grâce aux valeurs des composants du circuit de commutation S, le courant 1
(Fig. 2) circulant dans TRX est beaucoup plus important que tous les autres courants circulant dans les circuits de protection. De ce fait, le courant 1 peut être considéré comme étant le courant circulant dans le circuit de commutation S afin que la caractéristique I/V des Figs. 3 à 5 soit valable aussi bien pour le thyristor TRX que pour le circuit de commutation S.
Le présent dispositif comprend également des circuits de protection auxiliaires constitués par les diodes D7 et D8, les diodes Zéner Zl à Z3, le condensateur Cl et les transistors MOS N7 et N8. Ces circuits sont décrits ci-dessous en faisant référence à la Fig. 2.
Lorsqu'une tension d'environ -20 Volts est
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que NI est bloqué. Si une impulsion non désirée et fortement positive apparaît à la borne SI, une impulsion proportionnelle peut également apparaître à la borne S3 à cause des couplages parasites entre les bornes. La tension à la borne S3 peut donc devenir positive de sorte
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transistor DMOS NI devient conducteur. Par conséquence, le TRX se fermera. Pour éviter cet effet non souhaité, l'impulsion mentionnée ci-dessus est également transmise,
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transistors N7 et N8. Ces transistors N7 et N8 deviennent alors conducteurs et appliquent une tension positive aux bases des transistors Q4 et Q8 respectivement. De ce fait, les deux circuits de protection en puissance sont activés de telle sorte que le TRX ne saurait être fermé malgré une tension positive présente au terminal S3.
La diode Zéner Z2 protège les transistors N7 et N8 contre de trop fortes valeurs des impulsions non désirées.
La diode Zéner Z3 définit un seuil empêchant l'activation des circuits de protection au cas où une impulsion de valeur plus faible que ce seuil serait appliquée au circuit,' par exemple une impulsion provoquée par le décrochage du combiné d'un abonné..
Le circuit comprenant la diode Zéner Zl et la diode D7 protège les transistors N2 à N6 contre des tensions excessivement élevées qui peuvent apparaître aux bornes S3 et S4.
Bien que les principes de l'invention aient été décrits ci-dessus en se référant à des exemples particuliers, il est bien entendu que cette description est faite seulement à titre d'exemple et ne constitue aucunement une limitation de la portée de l'invention.
REVENDICATIONS
1. Contact électronique (TRX) ayant des moyens de limitation de puissance associés comprenant un dispositif
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placer ledit contact électronique dans un état prédéterminé lorsque la tension aux bornes de celui-ci dépasse une valeur prédéterminée (VD), caractérisé par le fait que les dits moyens de limitation de puissance comprennent également un dispositif de protection en courant (R2, Q4, Q6, Q7) pour placer ledit contact électronique (TRX) dans ledit état prédéterminé lorsque le courant circulant dans ledit contact électronique dépasse une valeur prédéterminée (Tl).
ELECTRONIC CONTACTS AND RELATED DEVICES
The present invention relates to an electronic contact having associated power limiting means comprising a voltage protection device for placing said electronic contact in a predetermined state when the voltage across the latter exceeds a predetermined value.
Such an electronic contact is already known, for example, from European patent application No. 84201211.4. This known electronic contact is placed in the predetermined state, which is for example the open state, by the voltage protection device when the voltage at its terminals exceeds the predetermined value. As the electronic contact has a relatively low resistance when it is in its closed state, its current characteristic as a function of the voltage is such that the angle which it forms with the axis of the currents is considerably smaller than that which 'it forms with the axis of tensions. Consequently, even for a relatively low value of the predetermined voltage, the corresponding current is relatively high.
Likewise, a small variation in this voltage and / or in the angle of the above-mentioned characteristic can produce a considerable current variation. In the most unfavorable case, the resulting current produced by such a variation can become so large that the electronic contact is damaged.
An object of the present invention is to provide an electronic contact of the type mentioned above, but the damage of which is prevented.
According to the invention, this object is achieved by the fact that said power limiting means also comprise a current protection device for placing said electronic contact in said predetermined state when the current flowing in said electronic contact exceeds a predetermined value. .
In this way, the electronic contact is placed in the predetermined state for the predetermined current value so that there is no risk of damaging the electronic contact.
Another characteristic characteristic of the present invention is that the electronic contact has a current characteristic as a function of the voltage which, starting from the origin, reaches said predetermined value of current for a second predetermined value of voltage, across said electronic contact , smaller than the predetermined voltage value mentioned above.
In this way, the current protection dominates the voltage protection which is however necessary to prevent "bouncing" of the electronic contact. Indeed, when the contact is placed, for example, in the state opened by the current protection device, the current flowing in this electronic contact decreases. Consequently, the current protection device becomes inactive so that the electronic contact is again placed in the closed state and the current flowing there again, etc.
However, when the electronic contact is placed in the open state, the voltage across its terminals also increases and, when it exceeds the first predetermined voltage value, the voltage protection device becomes active and therefore prevents the contact from returning to its closed state independently of the current protection device.
The objects and characteristics of the invention described above as well as others and the manner of obtaining them will become clearer and the invention itself will be better understood, with reference to the following description of an example of realization of the invention taken in conjunction with the accompanying drawings and of which:
Fig. 1 is a schematic view of a telephony circuit with a high-voltage circuit HVC comprising electronic devices S11. to S42 including electronic contacts according to the invention; <EMI ID = 1.1> Fig. 1 in more detail; Figs. 3 and 4 show current characteristics as a function of the voltage for parts of the device of FIG. 2; Fig. 5 is the current characteristic in <EMI ID = 2.1>
Fig. 2 for positive voltages and currents.
It should be noted that the characteristics of Figs. 3 and 5 are not drawn to scale.
The so-called high-voltage HVC circuit shown in FIG. 1 is part of a telecommunication exchange and <EMI ID = 3.1>
a protection unit PU, and on the other hand to a line circuit LC itself connected to a telecommunication switching network SNW. The HVC high voltage circuit is also connected to an RC ringing circuit and a TC test circuit, and includes four pairs of
<EMI ID = 4.1>
electronics of the same pair of electronic devices operating identically and simultaneously. HVC further comprises a fault indication circuit FC and two supply resistors RA and RB of 50 Ohms, and has terminals LT1, LT2; TT1, TT2; RT1, RT2 and LT3, LT4, CT1 to CT4, ST11, ST12, ST21, ST22, FO connected to the terminals with the same names of the protection unit PU, the test circuit TC, the ringing circuit RC and the LC line respectively. More particularly, LT1 is connected to LT3 via S11, RA and S21 in series and LT2 is connected to LT4 via S12, RB and S22 in series.
The junction point T1 of S11 and RA and the junction point of S12 and RB are connected to the terminals TT1 and TT2 of the test circuit TC via the electronic devices S31 and S32 respectively, and the junction points of RA and S21 and of RB and S22 are connected to terminals RT1 and RT2 of the ringing circuit RC via the electronic devices S41 and S42 respectively. The terminations of the resistors RA and RB are connected to the detection terminals ST12, .ST11 and ST22, ST21 of the line circuit LC which is capable of evaluating the current flowing in RA and RB and of taking appropriate measures. The terminals of
<EMI ID = 5.1>
S12; S21, S22; S31, S32 and S41, S42 are respectively connected to the control terminals CT1, CT2, CT3 and CT4 of the LC line circuit which can open and close each of these pairs. The detection terminals DT1 and DT2 of the respective electronic devices S11 and S12 are connected to the input terminals of the same names of the fault indication circuit FC, the output terminal FO of which is connected to the line circuit LC. The FC fault indication circuit is described in more detail in the European patent application mentioned above.
The ringing circuit RC is adapted to supply the terminals RT1 and RT2 with a ringing voltage consisting of an alternating voltage superimposed on a direct voltage. By adequate control of the electronic devices this ringing voltage can be applied to the conductors L1 and L2 of the subscriber line
<EMI ID = 6.1>
respectively, the other electronic devices being open.
The test circuit TC is suitable for connecting test signals to the subscriber line L1, L2 or to the line circuit LC by adequate control of the electronic devices S31, S32 and S11, S12 or S21, S22.
Each of the electronic devices S11 to S42 comprises two identical unidirectional switching circuits which are connected in anti-parallel to two terminals of the electronic device and which are adapted to let pass or block opposite portions of the signals which are respectively applied thereto. The electronic devices S21 to S42 are identical and their switching circuits include an electronic contact or thyristor of the TRIMOS type (MOS TRIac) such as that described in the European patent application.
<EMI ID = 7.1>
and S12 are also identical but each of them is distinguished from the other devices by the fact that its two switching circuits each include individual power protection devices or circuits and that one of these power protection circuits is connected to the FC fault indication circuit.
Reference is now made to FIG. 2 which shows the electronic device Sll of FIG. 1 in detail. The switching circuits S and S 'of this device Sll each consist of a TRIMOS TRX thyristor connected between the terminals T1 and LT1 and
<EMI ID = 8.1>
separate respectively connected to the bases of two NPN transistors Q2 and Q3. Individual power protection circuits mentioned above are associated with the TRX.
The switching circuit S has a terminal SI connected, together with the terminal S'2 of S ', to the terminal T1, while the terminal S2 of S and the terminal S'1 of S' are both connected to the terminal LT1. The control terminal CT1 is connected to S and S 'via their respective terminals S3 and S'3. The terminals S4 of S and S'4 of S 'are both connected to a terminal X which is connected to one of the terminals Tl and LT1 which has the negative read voltage. A circuit for achieving such a coupling is described in the European patent application mentioned above. The switching circuits S and S 'are also each provided with a detection terminal DT1, DT'l of which only DT1 is connected to the fault indication circuit FC. Since S and S 'are
<EMI ID = 9.1>
now.
As mentioned above, the transistor Q1 of the thyristor TRX has two separate collectors connected to the bases of the transistors Q2 and Q3 respectively. The collectors of the transistors Q2 and Q3 are both connected to the base of Ql. The base of Q1 is moreover connected to the terminal S2 via the series connection of the drain-source path of a DMOS transistor NI and of a resistance RI. The substrate of the DMOS transistor NI is connected to the base of the NPN transistor Q3. the bases of Q2 and Q3 are also connected to terminal S2 via the
<EMI ID = 10.1>
respectively used to close or open the TRX as described in the European patent application mentioned above. The terminal SI is connected to the emitter of Q1 and the emitters of the transistors Q2 and Q3 are connected to the terminal S2 via detection resistors R2 and R3 respectively. The base of Q2 is also connected to the collector of an NPN transistor Q4 whose emitter is connected to terminal S2. The SI terminal is also connected to the base of Q4 via the connection in
<EMI ID = 11.1>
NMOS N2 transistor. The cathode of the diode Dl is also connected to the terminal S2 via the series connection of the drain-source path of an NMOS transistor N3 and of the collector-emitter path of NPN transistors Q5 and Q6 in parallel, and via the series connection. of the drain-source path of another NMOS transistor N4, the cascade connection of the diodes D2, D3, D4 and D5 and the base-emitter junction of the NPN transistor Q5. The base of Q4 is connected to the collector of an NPN transistor Q7 whose emitter is connected to terminal S2 and whose base is connected to the collectors of Q5 and Q6. The base of Q6 is connected to the junction point of the emitter of Q2 and the resistor R2.
The cathode of the diode Dl is also connected to the terminal S2 via the series connection of a resistor R4, of the drain-source path of an NMOS transistor N5 and of resistors R5 and R3. The junction point of the resistors R5 and R3 is connected to the emitter of the transistor Q3, and the junction point of the source of N5 and the resistor R5 is connected to the base of an NPN transistor Q8 whose collector and l the transmitter are connected to the base of Q3 and to the terminal S2
<EMI ID = 12.1>
N5 are all connected to the drain of a DMOS transistor N6 having its source connected to the terminal S3 and its gate connected to the terminal S4. The drain of the transistor. DMOS N6 is also connected to terminal S4 via the serial connection of a Zener diode Zl and a diode D7. It should be noted that the DMOS transitor N6 has a parasitic diode D6 whose anode and cathode are connected to the source and to the drain of N6 respectively, and that the transistors N2, N3, N4 and N5 have large gate capacities. (no
<EMI ID = 13.1>
directly connected to terminal S3.
The SI terminal is also connected to the emitter of transistor Q3 via the series connection of a diode
<EMI ID = 14.1>
junction point of the capacitor C1 and the catheter of the Zener diode Z2 is connected to the gates of two NMOS transistors N7 and N8, the drains of which are both connected to the anode of a Zener diode Z3 which has its cathode connected to the cathode of diode Dl. The sources of transistors N7 and N8 are connected to the bases of transistors Q4 and Q8 respectively.
The TRX electronic contact is associated with two separate power protection circuits respectively called hereinafter primary and secondary power protection circuits. The primary power protection circuit comprises the components Dl to D5, N2 to N4, R2 and Q4 to Q7 and is adapted to open the Q1 / Q2 part of the TRX when the current flowing in the switching circuit S exceeds a predetermined value and keep the TRX in the open state as long as the voltage across it is too high. The secondary power protection circuit comprises the components said N5, R3 to R5 and Q8 and is adapted to open the other part Q1 / Q3 of the TRX when the primary power protection circuit becomes active.
In the following description of the operation of the power protection circuits, it is assumed that the voltage at the terminal SI is positive with respect to that at the terminal S2 so that all the diodes D2 to D8 and more particularly the diode Dl are polarized in direct and that terminal X is connected to terminal S2. The same description is valid for S 'in the case where the voltage at S'1 is positive with respect to that at S'2, the terminal X then being connected to the terminal S'2.
The primary and secondary power protection circuits can be turned on and off by the respective NMOS transistors N2, N3, N4 and N5 which are themselves controlled by the DMOS transistor N6. To close the TRX electronic contact, a positive control voltage of approximately +20 Volts, applied to the
<EMI ID = 15.1>
at the gates of N2, N3, N4 and N5 via the parasitic diode D6 of the transistor N6 and is stored in the large gate capacities of these transistors N2, N3, N4 and N5. Consequently, these transistors N2, N3, N4 and N5 become conductive and therefore put the protection circuits into power in service. The positive control voltage is also applied to the doors of the
<EMI ID = 16.1>
TRX electronics as explained in detail in the above mentioned European patent application. To open the TRX electronic contact normally, the control voltage at S3 is reduced from its positive value of approximately +20 Volts to a negative value of approximately -20 Volts. During this transition from
<EMI ID = 17.1>
and P2 which become conductive when the voltage at S3 reaches approximately -3 Volts. However, the two primary and secondary power protection circuits remain in service even when the parasitic diode D6 of the DMOS transistor N6 is blocked by this negative voltage. In fact, the NMOS transistors N2, N3, N4 and N5 remain conductive thanks to the positive voltage stored in their large gate capacities, as mentioned above. When the control voltage at S3 reaches approximately -8 Volts, the transistor N6 becomes conductive so that this control voltage
<EMI ID = 18.1>
N5 which are therefore blocked. As a result, the power protection circuits are then out of service. From the above, it can be deduced that the transistor N6 associated with the gate capacities of the transistors N2, N3, N4 and N5 constitute a delay circuit which puts the two protection circuits in power out of service for a certain time after the blocking of TRX . We are therefore certain that this device remains protected as long as TRX is closed.
The operation of the primary power protection circuit will now be analyzed. To do this, only the Q1 / Q2 part of the TRX with which this protection circuit is associated, is considered. The Q1 / Q3 part is connected to the secondary power protection circuit, the operation of which will be analyzed below.
When a positive voltage is applied to terminal S3, the TRX is closed by the DMOS transistor NI and a current I 'flows in the emitter of Q2 and in the detection resistor R2. As long as the voltage drop across this resistor R2 does not exceed the base-emitter saturation voltage VBE of transistor Q6, it remains blocked. On the other hand, when the voltage at the terminals' of the switching circuit S does not exceed a threshold value equal to the voltage drops on six diodes, the transistor Q5 also remains blocked. These voltage drops on six diodes are produced by diodes Dl to D5 and by the base-emitter junction of Q5. It should be noted that the voltage drops across the drain-source paths of the conductive MOS transistors N2 to N4 are negligible.
The transistors Q5 and Q6 being blocked, the transistor Q7 becomes conductive when the voltage across the switching circuit S exceeds the voltage drops on two diodes produced by the diode Dl and by the base-emitter junction of Q7. A short-circuit towards terminal S2 is then formed by the collector-emitter path of Q7 for the base-emitter junction of Q4 so that it is blocked. Under these conditions, the primary circuit is in service but inactive.
When the voltage drop produced by the
<EMI ID = 19.1>
base-emitter saturation voltage VBE of Q6, it becomes conductive. Consequently, the collector-emitter path of Q6 forms a short circuit towards terminal S2 for the base-emitter junction of transistor Q7. The transistor Q7 is therefore blocked and, as a result, the voltage at the base of Q4 increases so that Q4 then becomes conductive and derives the collector current of Ql from the base of Q2 towards the terminal S2.
As the base current of transistor Q2 is reduced, its collector current and therefore the current of
<EMI ID = 20.1>
Consequently, the Q1 / Q2 part of the TRX electronic contact opens while the state of its Q1 / Q3 part remains unchanged, as described below. It should be noted that Q4 is
<EMI ID = 21.1>
operate similarly to open the TRX electronic contact.
It should also be noted that, thanks to the
<EMI ID = 22.1>
protection to open the TRX is predominant on the effect of the NI DMOS transistor which tries to close the TRX as long as the voltage at terminal S3 remains positive.
Since the TRX is open, the current I 'is reduced to zero while the voltage across the switching circuit S increases. Consequently. the voltage drop across R2 becomes weaker than VBE of Q6 so that it crashes. The transistor Q7 then becomes conductive again and blocks the transistor Q4.
The TRX could therefore be closed again thanks to the positive voltage still present at terminal S3. To prevent the TRX from being closed again and consequently oscillating, the primary power protection circuit is provided with a voltage protection circuit which operates as follows.
When the TRX is open, the voltage at its terminals and therefore at the terminals of the switching circuit S increases. As long as this voltage does not exceed the threshold voltage mentioned above and equal to the voltage drops on six diodes, no current flows in the path formed by Dl, N4, D2, D3. D4, D5 and the transistor Q5 of the primary power protection circuit. However, when this threshold voltage is exceeded, a current begins to flow in this path and the transistor Q5 becomes conductive. Consequently, the transistor Q7 is blocked and the trnsistor Q4 becomes conductive so that the TRX is opened in the manner described above.
From the above, it is deduced that the transistor Q4 is controlled by the two transistors Q5 and Q6 via the inverter transistor Q7. It would be possible to control the transistor Q2 directly from Q5 and Q6 rather than via Q7 and Q4, but in this case Q5 and Q6 should be power transistors since each of them should be able to derive a large current in order to d '' quickly open the TRX. However, with the circuit present, only the transistor Q4 must be a power transistor. The other transistors Q5, Q6 and Q7 can be smaller and this has the advantage that they can be integrated on a surface smaller than that of a power transistor.
The operation described above of the switching circuit S is now considered with reference to FIG. 3 which shows the current characteristic as a function of the voltage of this circuit while only considering the part Q1 / Q2 of TRX. In this characteristic, part 1 is the normal I / V characteristic of the TRX electronic contact. The primary power protection circuit has been designed so that this part 1 increases to a maximum current Il, corresponding to a voltage VI and defined by the detection resistor R2, before the threshold voltage VD, defined by the diodes Dl to D5 and the base-emitter junction of Q5, is not reached. In this protection circuit, current protection therefore dominates voltage protection.
According to the requirements which are conventional for a telecommunications system, the primary power protection circuit should only be activated for a maximum current It ranging between 270 and 400 milli-Amperes. The threshold voltage VD is, for example, equal to about 3.6 volts.
The static load line 2 of the switching circuit S is also shown in the diagram in FIG. 3. It is defined by two points corresponding, for normal working conditions, to the maximum current IL (80 milli-Amperes) in the telecommunications line when the latter is short-circuited and to the maximum voltage VL (60 Volts) when this line is opened respectively. This static charge line 2 crosses part 1 of the I / V characteristic. of the switching circuit S at a stable operating point 3 which is the normal operating point for the telecommunications line.
When abnormal and unwanted signals are applied to the telecommunication line, they are added to the normal signals generated by the telecommunication exchange so that the load line 2 moves in the I / V diagram of FIG. 3. Such abnormal signals can have various origins, such as a lightning bolt falling on the telecommunication line or a power supply accidentally connected to this line. The operating point 3 then moves along part 1 of the I / V characteristic. When these abnormal and unwanted signals become very important, the load line could move so that the operating point reaches the top (II) of part 1 of the I / V characteristic.
This operating point then becomes unstable and immediately moves towards higher voltages while the TRX electronic contact opens thanks to the power protection circuits. However, the maximum voltage VM across the switching circuit S is limited to around 250 Volts by the protection unit PU (Fig. 1) mentioned above so that the operating point is then located at point VM on the axis of tensions.
When the abnormal signals disappear, the static charge line returns to the position shown in FIG. 3 and the operating point returns from VM (250 Volts) to VL (60 Volts) where the static charge line 2 crosses the axis of the voltages which corresponds to the I / V characteristic of the TRX when it is open (I = 0). The operating point therefore becomes stable at this voltage VL and since the voltage protection of the primary power protection circuit is always active, it is impossible to close the electronic contact TRX. In order to be able to close TRX, it should have an I / V characteristic which does not cross the static charge line 2 at a point distinct from point 3 so that no other stable operating point such as VL exists between VM and normal operating point 3.
One solution is to use the secondary power protection circuit described below.
Referring to Figs. 2 and 4, only this secondary power protection circuit associated with the Q1 / Q3 part of the TRX is now considered. When the switching circuit S is closed, a current flows from SI to S2 (Fig. 2) not only via TRX but also via
<EMI ID = 23.1>
conductive NMOS transistor N5 and resistors R5 and R3 in series. As long as the voltage between terminals SI and S2 is relatively low enough for the voltage drop produced by the currents mentioned above at the terminals of R5 and R3 in series to be smaller than the base-emitter saturation voltage VBE of Q8 , this transistor remains blocked. The current 1 flowing in TRX then varies as a function of the voltage V measured at the terminals of the switching circuit S according to part 4 of the characteristic I / V shown in FIG. 4.
When the voltage between the terminals SI and S2 is large enough for the voltage drop produced at the terminals of R5 and R3 in series by the currents mentioned above to become greater than the base-emitter saturation voltage VBE of Q8, that -ci becomes conductive and thus forms a short circuit towards S2 for the basic current of Q3. Therefore, the collector current of Q3 and therefore the base current of Ql are reduced and, therefore, the impedance of the TRX increases so that the current 1 flowing in it decreases as a function of V as represented by part 5 of the I / V characteristic of FIG. 4. This variation is a function of the power dissipated in TRX since the voltage drop produced at the terminals of the switching circuit S does not depend only on the current
<EMI ID = 24.1> with the TRX, but also of V since an additional current which is a function of V flows in R3 via R4 and R5. Without R4 and R5 the current in the switching circuit S would remain constant and would be approximately equal to the current IL as shown by part 6 of the I / V characteristic of FIG. 4. In this case, the power dissipated in the switching circuit S could become excessive because this part 6 crosses the maximum power dissipation line 7 of the circuit S. In addition, for the reasons mentioned above, the part 5 of characteristic I / V cannot cross the line of static charge 2.
On the other hand, as the minimum power dissipated in the switching circuit occurs at the operating point of this circuit, that is to say at the point of intersection of part 4 of the I / V characteristic and the line of static load 2, part 5 of the I / V characteristic will be chosen as close as possible to the straight line of static load 2 in order to obtain a minimum dissipated power in the switching circuit S. For this reason, the slope of the part 5 of the characteristic I / V is chosen similar to the slope of the static load line 2 and the maximum current is chosen slightly above this load line 2 while the maximum voltage V2 is chosen slightly above VL. In this example the maximum current is approximately equal to 100 milli-Amperes and V2 is approximately equal to 100 Volts.
However,. according to the requirements given above, if the maximum current is chosen greater than the required minimum of 270 milli-Amperes, part 5 of the I / V characteristic should go up and part of it could then be above of the maximum power dissipation line 7. In this case, when the secondary power protection circuit becomes active, the power dissipated in S could be so great that it is destroyed.
The drawbacks of the two power protection circuits taken separately can be eliminated by combining these two circuits, this combination providing the overall I / V characteristic of the switching circuit S shown in FIG. 5. This characteristic includes part 1 of the I / V characteristic relating to the primary power protection circuit and part 5 of the I / V characteristic relating to the secondary power protection circuit. From this Fig. 5, it is clear that the I / V characteristic crosses the static charge line 2 mentioned above at the stable and single operating point 3, and that the power dissipated in the switching circuit S is reduced to its minimum since the part 5 is very close to the static charge line 2.
It should be noted that, thanks to the values of the components of the switching circuit S, the current 1
(Fig. 2) flowing in TRX is much more important than all the other currents flowing in the protection circuits. Therefore, the current 1 can be considered as being the current flowing in the switching circuit S so that the characteristic I / V of Figs. 3 to 5 is valid for both the TRX thyristor and the S switching circuit.
The present device also includes auxiliary protection circuits constituted by the diodes D7 and D8, the Zener diodes Z1 to Z3, the capacitor C1 and the MOS transistors N7 and N8. These circuits are described below with reference to FIG. 2.
When a voltage of about -20 Volts is
<EMI ID = 25.1> <EMI ID = 26.1>
that NI is blocked. If an unwanted and strongly positive pulse appears at terminal SI, a proportional pulse can also appear at terminal S3 due to interference couplings between the terminals. The voltage at terminal S3 can therefore become positive so
<EMI ID = 27.1>
DMOS NI transistor becomes conductive. As a result, the TRX will close. To avoid this unwanted effect, the pulse mentioned above is also transmitted,
<EMI ID = 28.1>
transistors N7 and N8. These transistors N7 and N8 then become conductive and apply a positive voltage to the bases of the transistors Q4 and Q8 respectively. As a result, the two power protection circuits are activated so that the TRX cannot be closed despite a positive voltage present at terminal S3.
The Zener diode Z2 protects the transistors N7 and N8 against excessive values of the unwanted pulses.
The Zener diode Z3 defines a threshold preventing the activation of the protection circuits in the event that a pulse of lower value than this threshold is applied to the circuit, for example a pulse caused by the off-hook of the handset of a subscriber.
The circuit comprising the Zener diode Zl and the diode D7 protects the transistors N2 to N6 against excessively high voltages which may appear at the terminals S3 and S4.
Although the principles of the invention have been described above with reference to specific examples, it is understood that this description is made only by way of example and does not constitute in any way a limitation of the scope of the invention .
CLAIMS
1. Electronic contact (TRX) having associated power limiting means comprising a device
<EMI ID = 29.1>
place said electronic contact in a predetermined state when the voltage across it exceeds a predetermined value (VD), characterized in that the said power limiting means also include a current protection device (R2, Q4, Q6, Q7) for placing said electronic contact (TRX) in said predetermined state when the current flowing in said electronic contact exceeds a predetermined value (T1).