CONTACTS ELECTRONIQUES ET DISPOSITIFS ASSOCIES
La présente invention se rapporte à un contact électronique ayant des moyens de limitation de puissance associés comprenant un dispositif de protection en tension pour placer ledit contact électronique dans un état prédéterminé lorsque la tension aux bornes de celui-ci dépasse une valeur prédéterminée.
Un tel contact électronique est déjà connu, par exemple, par la demande de brevet européen No 84201211.4. Ce contact électronique connu est placé dans l'état prédéterminé, qui est par exemple l'état ouvert, par le dispositif de protection en tension lorsque la tension à ses bornes dépasse la valeur prédéterminée. Comme le contact électronique a une résistance relativement faible lorsqu'il est dans son état fermé, sa caractéristique de courant en fonction de la tension est telle que l'angle qu'elle forme avec l'axe des courants est considérablement plus petit que celui qu'elle forme avec l'axe des tensions. En conséquence, même pour une valeur relativement faible de la tension prédéterminée, le courant correspondant est relativement élevé.
De même, une faible variation de cette tension ou/et de l'angle de la caractéristique mentionnée ci-dessus peut produire une variation de courant considérable. Dans le cas .le plus défavorable, le courant résultant produit par une telle variation peut devenir tellement important que le contact électronique soit endommagé.
Un but de la présente invention est de fournir un contact électronique du type mentionné ci-dessus, mais dont l'endommagement est empêché.
Selon l'invention, ce but est atteint par le fait que les.dits moyens de limitation de puissance comprennent également un dispositif de protection en courant pour placer ledit contact électronique dans ledit état prédéterminé lorsque le courant circulant dans ledit contact électronique dépasse une valeur prédéterminée.
De cette façon, le contact électronique est placé dans l'état prédéterminé pour la valeur de courant prédéterminée de façon à ce qu'il n'y ait pas de risque d'endommager le contact électronique.
Une autre particularité caractéristique de la présente invention est que le contact électronique possède une caractéristique de courant en fonction de la tension qui, partant de l'origine, atteint ladite valeur prédéterminée de courant pour une seconde valeur prédéterminée de tension, aux bornes dudit contact électronique, plus petite que la valeur prédéterminée de tension mentionnée premièrement.
De cette façon, la protection en courant domine la protection en tension qui est cependant nécessaire pour empêcher le "rebondissement" du contact électronique. En effet, lorsque le contact est placé, par exemple, dans l'état ouvert par le dispositif de protection en courant, le courant circulant dans ce contact électronique diminue. Par conséquent, le dispositif de protection en courant devient inactif de telle sorte que le contact électronique soit à nouveau placé dans l'état fermé et que le courant y circulant augmente à nouveau, etc ...
Cependant, lorsque le contact électronique est placé dans l'état ouvert, la tension à ses bornes augmente également et, lorsqu'elle dépasse la première valeur prédéterminée de tension, le dispositif de protection en tension devient actif et empêche donc le contact de retourner à son état fermé indépendemment du dispositif de protection en courant.
Les buts et caractéristiques de l'invention décrits ci-dessus ainsi que d'autres et la manière de les obtenir deviendront plus clairs et l'invention elle-même sera mieux comprise, en se référant à la description suivante-d'un exemple de réalisation de l'invention pris en relation avec les dessins qui l'accompagnent et dont:
Fig. 1 est une vue schématisée d'un circuit de téléphonie avec un circuit à haute tension HVC comprenant des dispositifs électroniques Sll.à S42 incluant des contacts électroniques selon l'invention; <EMI ID=1.1> la Fig. 1 plus en détail; Figs. 3 et 4 montrent des caractéristiques de courant en fonction de la tension pour des parties du dispositif de la Fig. 2; Fig. 5 est la caractéristique de courant en <EMI ID=2.1>
la Fig. 2 pour des tensions et des courants positifs.
Il est à noter que les caractéristiques des Figs. 3 et 5 ne sont pas dessinées à l'échelle.
Le circuit dit à haute tension HVC montré à la Fig. 1 fait partie d'un central de télécommunication et <EMI ID=3.1>
une unité de protection PU, et d'autre part à un circuit de ligne LC lui-même relié à un réseau de commutation de télécommunication SNW. Le circuit à haut tension HVC est également raccordé à un circuit de sonnerie RC et à un circuit de test TC, et comprend quatre paires de
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électroniques d'une même paire de dispositifs électroniques fonctionnant de façon identique et simultannément. HVC comprend de plus un circuit d'indication de faute FC et deux résistances d'alimentation RA et RB de 50 Ohms, et a des bornes LT1, LT2; TT1, TT2; RT1, RT2 et LT3, LT4, CT1 à CT4, ST11, ST12, ST21, ST22, FO raccordées aux bornes de même noms de l'unité de protection PU, du circuit de test TC, du circuit de sonnerie RC et du circuit de ligne LC respectivement. Plus particulièrement, LT1 est raccordée à LT3 via Sll, RA et S21 en série et LT2 est raccordée à LT4 via S12, RB et S22 en série.
Le point de jonction Tl de Sll et RA et le point de jonction de S12 et RB sont raccordés aux bornes TT1 et TT2 du circuit de test TC via les dispositifs électroniques S31 et S32 respectivement, et les points de jonction de RA et S21 et de RB et S22 sont raccordés aux bornes RT1 et RT2 du circuit de sonnerie RC via les dispositifs électroniques S41 et S42 respectivement. Les terminaisons des résistances RA et RB sont raccordées aux bornes de détection ST12,.ST11 et ST22, ST21 du circuit de ligne LC qui est capable d'évaluer le courant circulant dans RA et RB et de prendre des dispositions appropriées. Les bornes de
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S12; S21, S22; S31, S32 et S41, S42 sont respectivement raccordées aux bornes de commande CT1, CT2, CT3 et CT4 du circuit de ligne LC qui peut ouvrir et fermer chacune de ces paires. Les bornes de détection DT1 et DT2 des dispositifs électroniques respectifs Sll et S12 sont raccordées aux bornes d'entrée de même noms du circuit d'indication de faute FC dont la borne de sortie FO est raccordée au circuit de ligne LC. Le circuit d'indication de faute FC est décrit plus en détail dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus.
Le circuit de sonnerie RC est adapté pour fournir aux bornes RT1 et RT2 une tension de sonnerie constituée d'une tension alternative superposée à une tension continue. Par un contrôle adéquat des dispositifs électroniques cette tension de sonnerie peut être appliquée aux conducteurs Ll et L2 de la ligne d'abonné
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respectivement, les autres dispositifs électroniques étant ouverts.
Le circuit de test TC est adapté pour raccorder des signaux de test à la ligne d'abonné Ll, L2 ou au circuit de ligne LC par un contrôle adéquat des dispositifs électroniques S31, S32 et Sll, S12 ou S21, S22.
Chacun des dispositifs électroniques Sll à S42 comprend deux circuits de commutation unidirectionnels identiques qui sont connectés en anti-parallèle à deux bornes du dispositif électronique et qui sont adaptés pour laisser passer ou bloquer des portions opposées des signaux qui y sont respectivement appliqués. Les dispositifs électroniques S21 à S42 sont identiques et leurs circuits de commutation comprennent un contact électronique ou thyristor du type TRIMOS (MOS TRIac) tel que celui décrit dans la demande de brevet européen
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et S12 sont également identiques mais chacun d'eux se distingue des autres dispositifs par le fait que ses deux circuits de commutation comprennent chacuns des dispositifs ou circuits individuels de protection en puissance et que l'un de ces circuits de protection en puissance est raccordé au circuit d'indication de faute FC.
Référence est maintenant faite à la Fig. 2 qui montre le dispositif électronique Sll de la Fig. 1 en détail. Les circuits de commutation S et S' de ce dispositif Sll sont constitués chacuns d'un thyristor TRIMOS TRX connecté entre les bornes Tl et LT1 et
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distincts respectivement raccordés aux bases de deux transistors NPN Q2 et Q3. Des circuits individuels de protection en puissance mentionnés ci-dessus sont associés au TRX.
Le circuit de commutation S a une borne SI raccordée, conjointement avec la borne S'2 de S', à la borne Tl, alors que la borne S2 de S et la borne S'1 de S' sont toutes deux raccordées à la borne LT1. La borne de commande CT1 est raccordée à S et S' via leurs bornes respectives S3 et S'3. Les bornes S4 de S et S'4 de S' sont toutes deux raccordées à une borne X qui est reliée à l'une des bornes Tl et LT1 qui a la tension la lus négative. Un circuit pour réaliser un tel couplage est décrit dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus. Les circuits de commutation S et S' sont également chacuns pourvus d'une borne de détection DT1, DT'l dont uniquement DT1 est raccordée au circuit d'indication de faute FC. Puisque S et S' sont
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maintenant.
Comme mentionné plus haut, le transistor Ql du thyristor TRX a deux collecteurs distincts raccordés aux bases des transistors Q2 et Q3 respectivement. Les collecteurs des transistors Q2 et Q3 sont tous deux raccordés à la base de Ql. La base de Ql est de plus raccordée à la borne S2 via la connexion en série du chemin drain-source d'un transistor DMOS NI et d'une résistance RI. Le substrat du transistor DMOS NI est raccordé à la base du transistor NPN Q3. les bases de Q2 et Q3 sont également raccordées à la borne S2 via les
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respectivement utilisés pour fermer ou ouvrir le TRX de la manière décrite dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus. La borne SI est raccordée à l'émetteur de Ql et les émetteurs des transistors Q2 et Q3 sont raccordés à la borne S2 via des résistances de détection R2 et R3 respectivement. La base de Q2 est également raccordée au collecteur d'un transistor NPN Q4 dont l'émetteur est raccordé à la borne S2. La borne SI est de plus raccordée à la base de Q4 via la connexion en
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transistor NMOS N2. La cathode de la diode Dl est également raccordée à la borne S2 via la connexion en série du chemin drain-source d'un transistor NMOS N3 et des chemin collecteur-émetteur de transistors NPN Q5 et Q6 en parallèle, et via la connexion en série du chemin drain-source d'un autre transistor NMOS N4, la connexion en cascade des diodes D2, D3, D4 et D5 et la jonction base-émetteur du transistor NPN Q5. La base de Q4 est raccordés au collecteur d'un transistor NPN Q7 dont l'émetteur est raccordé à la borne S2 et dont la base est raccordée aux collecteurs de Q5 et Q6. La base de Q6 est raccordés au point de jonction de l'émetteur de Q2 et de la résistance R2.
La cathode de la diode Dl est également raccordée à la borne S2 via la connexion en série d'une résistance R4, du chemin drain-source d'un transistor NMOS N5 et de résistances R5 et R3. Le point de jonction des résistances R5 et R3 est raccordé à l'émetteur du transistor Q3, et le point de jonction de la source de N5 et de la résistance R5 est raccordé à la base d'un transistor NPN Q8 dont le collecteur et l'émetteur sont raccordés à la base de Q3 et à la borne S2
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N5 sont toutes raccordées au drain d'un transistor DMOS N6 ayant sa source raccordée à la borne S3 et sa porte raccordée à la borne S4. Le drain du transistor. DMOS N6 est de plus raccordé à la borne S4 via la connexion en série d'une diode Zéner Zl et d'une diode D7. Il est à noter que le transitor DMOS N6 a une diode parasite D6 dont l'anode et la cathode sont raccordées à la source et au drain de N6 respectivement, et que les transistors N2, N3, N4 et N5 ont de grandes capacités de porte (non
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directement raccordées à la borne S3.
La borne SI est également raccordée à l'émetteur du transistor Q3 via la connexion en série d'une diode
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point de jonction du condensateur Cl et de la cathode de la diode Zéner Z2 est raccordé aux portes de deux transistors NMOS N7 et N8 dont les drains sont tous deux raccordés à l'anode d'une diode Zéner Z3 qui a sa cathode raccordée à la cathode de la diode Dl. Les sources des transistors N7 et N8 sont raccordées aux bases des transistors Q4 et Q8 respectivement.
Le contact électronique TRX est associé à deux circuits distincts de protection en puissance respectivement appelés ci-après circuits primaire et secondaire de protection en puissance. Le circuit primaire de protection en puissance comprend les composants Dl à D5, N2 à N4, R2 et Q4 à Q7 et est adapté pour ouvrir la partie Q1/Q2 du TRX lorsque le courant circulant dans le circuit de commutation S dépasse une valeur prédéterminée et de garder le TRX dans l'état ouvert aussi longtemps que la tension aux bornes de celui-ci a une valeur trop élevée. Le circuit secondaire de protection en puissance comprend les composants Dit N5, R3 à R5 et Q8 et est adapté pour ouvrir l'autre partie Q1/Q3 du TRX lorsque le circuit primaire de protection en puissance devient actif.
Dans la description qui suit du fonctionnement des circuits de protection en puissance, on admet que la tension à la borne SI est positive par rapport à celle à la borne S2 afin que toutes les diodes D2 à D8 et plus particulièrement la diode Dl soient polarisées en direct et que la borne X soit raccordée à la borne S2 . La même description est valable pour S' dans le cas où la tension à S'1 est positive par rapport à celle à S'2, la borne X étant alors raccordée à la borne S'2.
Les circuits primaire et secondaire de protection en puissance peuvent être mis en et hors service par les transistors NMOS respectifs N2, N3, N4 et N5 qui sont eux-mêmes contrôlés par le transistor DMOS N6. Pour fermer le contact électronique TRX, une tension de commande positive d'environ +20 Volts, appliquée à la
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aux portes de N2, N3, N4 et N5 via la diode parasite D6 du transistor N6 et est emmagasinée dans les grandes capacités de porte de ces transistors N2, N3, N4 et N5. En conséquence, ces transistors N2, N3, N4 et N5 deviennent conducteurs et mettent donc les circuits de protection en puissance en service. La tension de commande positive est également appliquée aux portes des
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électronique TRX de la façon expliquée en détail dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus. Pour ouvrir normalement le contact électronique TRX, la tension de commande à S3 est réduite de sa valeur positive d'environ +20 Volts à une valeur négative d'environ -20 Volts. Pendant cette transition de
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et P2 qui deviennent conducteurs lorsque la tension à S3 atteint environ -3 Volts. Cependant, les deux circuits primaire et secondaire de protection en puissance restent en service même lorsque la diode parasite D6 du transistor DMOS N6 est bloquée par cette tension négative. En effet, les transistors NMOS N2, N3, N4 et N5 restent conducteurs grâce à la tension positive emmagasinée dans leurs grandes capacités de porte, comme mentionné plus haut. Lorsque la tension de commande à S3 atteint environ -8 Volts, le transistor N6 devient conducteur de sorte que cette tension de commande
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N5 qui sont donc bloqués. En conséquence, les circuits de protection en puissance sont alors hors service. De ce qui précède, on peut déduire que le transistor N6 associé aux capacités de porte des transistors N2, N3, N4 et N5 constituent un circuit de retard qui met les deux circuits de protection en puissance hors service un certain temps après le blocage de TRX. On est donc certain que ce dispositif reste protégé aussi longtemps que TRX est fermé.
Le fonctionnement du circuit primaire de protection en puissance va être analysé maintenant. Pour ce faire, uniquement la partie Q1/Q2 du TRX à laquelle ce circuit de protection est associé, est considérée. La partie Q1/Q3 est reliée au circuit secondaire de protection en puissance dont le fonctionnement sera analysé plus loin.
Lorsqu'une tension positive est appliquée à la borne S3, le TRX est fermé par le transistor DMOS NI et un courant I' circule dans l'émetteur de Q2 et dans la résistance de détection R2. Aussi longtemps que la chute de tension aux bornes de cette résistance R2 ne dépassé pas la tension de saturation base-émetteur VBE du transistor Q6, celui-ci reste bloqué. D'autre part, lorsque la tension aux bornes' du circuit de commutation S n'excède pas une valeur de seuil égale aux chutes de tension sur six diodes, le transistor Q5 reste également bloqué. Ces chutes de tension sur six diodes sont produites par les diodes Dl à D5 et par la jonction base-émetteur de Q5. Il est à noter que les chutes de tensions aux bornes des chemins drain-source des transistors MOS conducteurs N2 à N4 sont négligeables.
Les transistors Q5 et Q6 étant bloqués, le transistor Q7 devient conducteur lorsque la tension aux bornes du circuit de commutation S dépasse les chutes de tension sur deux diodes produites par la diode Dl et par la jonction base-émetteur de Q7. Un court-circuit vers la borne S2 est alors formé par le chemin collecteur-émetteur de Q7 pour la jonction base-émetteur de Q4 de façon à ce que celui-ci soit bloqué. Dans ces conditions, le circuit primaire est en service mais inactif.
Lorsque la chute de tension produite par le
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tension de saturation base-émetteur VBE de Q6, celui-ci devient conducteur. En conséquence, le chemin collecteur-émetteur de Q6 forme un court-circuit vers la borne S2 pour la jonction base-émetteur du transistor Q7. Le transistor Q7 est donc bloqué et, comme résultat, la tension à la base de Q4 augmente de telle sorte que Q4 devienne alors conducteur et dérive le courant de collecteur de Ql de la base de Q2 vers la borne S2.
Comme le courant de base du transistor Q2 est réduit, son courant de collecteur et par conséquent le courant de
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conséquent, la partie Q1/Q2 du contact électronique TRX s'ouvre alors que l'état sa partie Q1/Q3 reste inchangé, comme décrit plus loin. Il est à noter que Q4 est
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fonctionnent de façon similaire pour ouvrir le contact électronique TRX.
Il convient également de noter que, grâce à la
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protection pour ouvrir le TRX est prépondérant sur l'effet du transistor DMOS NI qui essaye de fermer le TRX tant que la tension à la borne S3 reste positive.
Puisque le TRX est ouvert, le courant I' est réduit à zéro alors que la tension aux bornes du circuit de commutation S augmente. En conséquence. la chute de tension aux bornes de R2 devient plus faible que VBE de Q6 de sorte que celui-ci se bloque. Le transistor Q7 redevient alors conducteur et bloque le transistor Q4.
Le TRX pourrait donc à nouveau être fermé grâce à la tension positive toujours présente à la borne S3. Pour éviter que le TRX ne soit à nouveau fermé et que, par conséquent, il oscille, le circuit primaire de protection en puissance est pourvu d'un circuit de protection en tension qui fonctionne comme suit.
Quand le TRX est ouvert, la tension à ses bornes et donc aux bornes du circuit de commutation S augmente. Aussi longtemps que cette tension ne dépasse pas la tension de seuil mentionée ci-dessus et égale aux chutes de tension sur six diodes, aucun courant ne circule dans le chemin formé par Dl, N4, D2, D3. D4, D5 et le transistor Q5 du circuit primaire de protection en puissance. Cependant, lorsque cette tension de seuil est dépassée, un courant commence à circuler dans ce chemin et le transistor Q5 devient conducteur. Par conséquent, le transistor Q7 est bloqué et le trnsistor Q4 devient conducteur de telle sorte que le TRX est ouvert de la façon décrite ci-dessus.
De ce qui précède, on déduit que le transistor Q4 est contrôlé par les deux transistors Q5 et Q6 via le transistor inverseur Q7. Il serait possible de contrôler le transistor Q2 directement à partir de Q5 et Q6 plutôt que via Q7 et Q4, mais dans ce cas Q5 et Q6 devraient être des transistors de puissance puisque chacun d'eux devrait être capable de dériver un courant important afin d'ouvrir rapidement le TRX. Cependant, avec le circuit présent, seul le transistor Q4 doit être un transistor de puissance. Les autres transistors Q5, Q6 et Q7 peuvent être plus petits et ceci a l'avantge qu'ils peuvent être intégrés sur une surface plus petite que celle d'un transistor de puissance.
Le fonctionnement décrit ci-dessus du circuit de commutation S est maintenant considéré en faisant référence à la Fig. 3 qui montre la caractéristique de courant en fonction de la tension de ce circuit en ne considérant que de la partie Q1/Q2 de TRX. Dans cette caractéristique, la partie 1 est la caractéristique I/V normale du contact électronique TRX. Le circuit primaire de protection en puissance a été conçu de façon à ce que cette partie 1 croisse jusqu'à un courant maximum Il, correspondant à une tension VI et défini par la résistance de détection R2, avant que la tension de seuil VD, définie par les diodes Dl à D5 et la jonction base-émetteur de Q5, ne soit atteinte. Dans ce circuit de protection, la protection en courant domine donc la protection en tension.
Selon les exigeances qui sont conventionnelles pour un système de télécommunications, le circuit primaire de protection en puissance ne devrait être activé que pour un courant maximum Il s'étendant entre 270 et 400 milli-Ampères. La tension de seuil VD est, par exemple, égale à environ 3,6 Volts.
La droite de charge statique 2 du circuit de commutation S est également représentée dans le diagramme de la Fig. 3. Elle est définie part deux points correspondant, pour des conditions normales de travail, au courant maximum IL (80 milli-Ampères) dans la ligne de télécommunication lorsque celle-ci est court-circuitée et à la tension maximale VL (60 Volts) lorsque cette ligne est ouverte respectivement. Cette droite de charge statique 2 croise la partie 1 de la caractéristique I/V. du circuit de commutation S en un point de fonctionnement stable 3 qui est le point de fonctionnement normal pour la ligne de télécommunication.
Lorsque des signaux anormaux et non souhaités sont appliqués à la ligne de télécommunication, ils s'ajoutent aux signaux normaux générés par le central de télécommunication de telle sorte que la droite de charge 2 se déplace dans le diagramme I/V de la Fig. 3. De tels signaux anormaux peuvent avoir diverses origines, telles qu'un éclair tombant sur la ligne de télécommunication ou une alimentation de puissance raccordée accidentellement à cette ligne. Le point de fonctionnement 3 se déplace alors le long de la partie 1 de la caractéristique I/V. Quand ces signaux anormaux et non souhaités deviennent très importants, la droite de charge pourrait se déplacer de telle sorte que le point de fonctionnement atteigne le sommet (Il) de la partie 1 de la caractéristique I/V.
Ce point de fonctionnement devient alors instable et se déplace immédiatement vers des tensions plus élevées alors que le contact électronique TRX s'ouvre grâce aux circuits de protection en puissance. Cependant, la tension maximale VM aux bornes du circuit de commutation S est limitée à environ 250 Volts par l'unité de protection PU (Fig. 1) mentionnée plus haut de sorte que le point de fonctionnement se situe alors au point VM sur l'axe des tensions.
Lorsque les signaux anormaux disparaissent, la droite de charge statique revient dans la position dessinée à la Fig. 3 et le point de fonctionnement revient de VM (250 Volts) à VL (60 Volts) où la droite de charge statique 2 croise l'axe des tensions qui correspond à la caractéristique I/V du TRX quand celui-ci est ouvert (I = 0). Le point de fonctionnement devient donc stable à cette tension VL et puisque la protection en tension du circuit primaire de protection en puissance est toujours active, il est impossible de fermer le contact électronique TRX. Afin de pouvoir fermer TRX, il devrait avoir une caractéristique I/V qui ne croise pas la droite de charge statique 2 à un point distinct du point 3 de façon à ce qu'aucun autre point de fonctionnement stable tel que VL n'existe entre VM et le point de fonctionnement normal 3.
Une solution consiste à utiliser le circuit secondaire de protection en puissance décrit ci-après.
En se référant aux Figs. 2 et 4, seul ce circuit secondaire de protection en puissance associé à la partie Q1/Q3 du TRX est maintenant considéré. Lorsque le circuit de commutation S est fermé, un courant circule de SI vers S2 (Fig. 2) non seulement via TRX mais aussi via
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transistor NMOS conducteur N5 et les résistances R5 et R3 en série. Tant que la tension entre les bornes SI et S2 est relativement assez faible pour que la chute de tension produite par les courants mentionnés ci-dessus aux bornes de R5 et R3 en série soit plus petite que la tension de saturation base-émetteur VBE de Q8, ce transistor reste bloqué. Le courant 1 circulant dans TRX varie alors en fonction de la tension V mesurée aux bornes du circuit de commutation S suivant la partie 4 de la caractéristique I/V montrée à la Fig. 4.
Lorsque la tension entre les bornes SI et S2 est suffisament importante pour que la chute de tension produite aux bornes de R5 et R3 en série par les courants mentionnés ci-dessus devient plus grande que la tension de saturation base-émetteur VBE de Q8, celui-ci devient conducteur et forme ainsi un court-circuit vers S2 pour le courant de base de Q3. Donc, le courant de collecteur de Q3 et par conséquent le courant de base de Ql sont réduits et, de ce fait, l'impédance du TRX augmente de façon à ce que le courant 1 circulant dans celui-ci diminue en fonction de V comme représenté par la partie 5 de la caractéristique I/V de la Fig. 4. Cette variation est fonction de la puissance dissipée dans TRX puisque la chute de tension produite aux bornes du circuit de commutation S ne dépend pas seulement du courant
<EMI ID=24.1> avec le TRX, mais aussi de V puisqu'un courant supplémentaire qui est fonction de V circule dans R3 via R4 et R5. Sans R4 et R5 le courant dans le circuit de commutation S resterait constant et serait approximativement égal au courant IL comme montré par la partie 6 de la caractéristique I/V de la Fig. 4. Dans ce cas, la puissance dissipée dans le circuit de commutation S pourrait devenir excessive du fait que cette partie 6 croise la ligne de dissipation maximale de puissance 7 du circuit S. De plus, pour les raisons mentionnées ci-dessus, la partie 5 de la caractéristique I/V ne peut pas croiser la droite de charge statique 2.
D'autre part, comme la puissance minimale dissipée dans le circuit de commutation se produit au point de fonctionnement de ce circuit, c'est-à-dire au point de croisement de la partie 4 de la caractéristique I/V et de la droite de charge statique 2, la partie 5 de la caractéristique I/V sera choisie le plus près possible de la droite de charge statique 2 afin d'obtenir une puissance dissipée minimale dans le circuit de commutation S. Pour cette raison, la pente de la partie 5 de la caractéristique I/V est choisie semblable à la pente de la droite de charge statique 2 et le courant maximum est choisi légèrement au-dessus de cette droite de charge 2 alors que la tension maximale V2 est choisie légèrement au-dessus de VL. Dans cet exemple le courant maximum est environ égal à 100 milli-Ampères et V2 est approximativement égale à 100 Volts.
Cependant,. selon les exigeances données plus haut, si le courant maximum est choisi plus grand que le minimum requis de 270 milli-Ampères, la partie 5 de la caractéristique I/V devrait remonter et une partie de celle-ci pourrait alors se situer au-dessus de la ligne de dissipation maximale de puissance 7. Dans ce cas, lorsque le circuit secondaire de protection en puissance devient actif, la puissance dissipée dans S pourrait être si importante que celui-ci soit détruit.
Les inconvénients des deux circuits de protection en puissance pris séparément peuvent être éliminés en combinant ces deux circuits, cette combinaison fournissant la caractéristique I/V globale du circuit de commutation S représentée à la Fig. 5. Cette caractéristique comprend la partie 1 de la caractéristique I/V relative au circuit primaire de protection en puissance et la partie 5 de la caractéristique I/V relative au circuit secondaire de protection en puissance. De cette Fig. 5, il apparaît clairement que la caractéristique I/V croise la droite de charge statique 2 mentionnée plus haut au point de fonctionnement stable et unique 3, et que la puissance dissipée dans le circuit de commutation S est réduite à son minimum puisque la partie 5 est très proche de la droite de charge statique 2.
Il est à noter que, grâce aux valeurs des composants du circuit de commutation S, le courant 1
(Fig. 2) circulant dans TRX est beaucoup plus important que tous les autres courants circulant dans les circuits de protection. De ce fait, le courant 1 peut être considéré comme étant le courant circulant dans le circuit de commutation S afin que la caractéristique I/V des Figs. 3 à 5 soit valable aussi bien pour le thyristor TRX que pour le circuit de commutation S.
Le présent dispositif comprend également des circuits de protection auxiliaires constitués par les diodes D7 et D8, les diodes Zéner Zl à Z3, le condensateur Cl et les transistors MOS N7 et N8. Ces circuits sont décrits ci-dessous en faisant référence à la Fig. 2.
Lorsqu'une tension d'environ -20 Volts est
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que NI est bloqué. Si une impulsion non désirée et fortement positive apparaît à la borne SI, une impulsion proportionnelle peut également apparaître à la borne S3 à cause des couplages parasites entre les bornes. La tension à la borne S3 peut donc devenir positive de sorte
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transistor DMOS NI devient conducteur. Par conséquence, le TRX se fermera. Pour éviter cet effet non souhaité, l'impulsion mentionnée ci-dessus est également transmise,
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transistors N7 et N8. Ces transistors N7 et N8 deviennent alors conducteurs et appliquent une tension positive aux bases des transistors Q4 et Q8 respectivement. De ce fait, les deux circuits de protection en puissance sont activés de telle sorte que le TRX ne saurait être fermé malgré une tension positive présente au terminal S3.
La diode Zéner Z2 protège les transistors N7 et N8 contre de trop fortes valeurs des impulsions non désirées.
La diode Zéner Z3 définit un seuil empêchant l'activation des circuits de protection au cas où une impulsion de valeur plus faible que ce seuil serait appliquée au circuit,' par exemple une impulsion provoquée par le décrochage du combiné d'un abonné..
Le circuit comprenant la diode Zéner Zl et la diode D7 protège les transistors N2 à N6 contre des tensions excessivement élevées qui peuvent apparaître aux bornes S3 et S4.
Bien que les principes de l'invention aient été décrits ci-dessus en se référant à des exemples particuliers, il est bien entendu que cette description est faite seulement à titre d'exemple et ne constitue aucunement une limitation de la portée de l'invention.
REVENDICATIONS
1. Contact électronique (TRX) ayant des moyens de limitation de puissance associés comprenant un dispositif
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placer ledit contact électronique dans un état prédéterminé lorsque la tension aux bornes de celui-ci dépasse une valeur prédéterminée (VD), caractérisé par le fait que les dits moyens de limitation de puissance comprennent également un dispositif de protection en courant (R2, Q4, Q6, Q7) pour placer ledit contact électronique (TRX) dans ledit état prédéterminé lorsque le courant circulant dans ledit contact électronique dépasse une valeur prédéterminée (Tl).