CONTACTS ELECTRONIQUES ET DISPOSITIFS ASSOCIES
La présente invention se rapporte à un dispositif électronique à deux bornes comprenant un contact électronique et un dispositif de protection associé qui sont tous deux raccordés entre les dites deux bornes, ledit dispositif de protection comprenant des moyens de détection de tension et des moyens de commutation qui, sous le contrôle d'un courant d'entrée fourni par les dits moyens de détection de tension et ayant une première valeur, sont capable de dériver une partie du courant circulant dans ledit contact électronique qui établi alors une haute impédance entre les dites deux bornes.
Un tel dispositif électronique est déjà connu, par exemple par la demande de brevet européen Nr. 84201211.4. Lorsque le contact électronique de ce dispositif doit être porté dans sa condition de haute impédance par le dispositif de protection, par exemple lorsque le courant circulant dans celui-ci devient trop important, un courant d'entrée ayant une première valeur élevée est requis par les moyens de commutation afin que ceux-ci puissent dériver une partie suffisamment importante du courant circulant dans le contact électronique. Puisque la tension aux bornes du dispositif peut alors encore croître à cause de la condition de haute impédance, la puissance dissipée dans les moyens de commutation peut devenir trop grande et endommager ceux-ci.
Un but de la présente invention est de fournir un dispositif électronique bipolaire du type décrit ci-dessus mais dont l'endommagement est empêché lorsqu'il est dans la condition de haute impédance.
Selon l'invention, ce but est atteint par le fait que le dispositif de protection comprend aussi des moyens de limitation de courant capable de réduire ledit courant d'entrée de ladite première valeur à une seconde valeur lorsque ladite haute impédance est établie.
De cette façon, la puissance dissipée par les moyens de commutation et qui était proportionnelle à la première valeur du courant d'entrée, peut être réduite à une valeur proportionnelle à la seconde valeur du courant d'entrée.
Une autre particularité caractéristique de la présente invention est que le dispositif électronique a une caractéristique de courant en fonction de la tension avec une première, deuxième et troisième parties de courant successives correspondant respectivement à une première, deuxième et troisième plages de tensions successives, ledit courant d'entrée ayant les dites première et seconde valeurs pour les dites deuxième et troisième plages de tension respectivement, alors que pour la première plage de tension le courant augmente à partir de l'origine jusqu'à une troisième valeur à la fin de cette première plage.
Les deuxième et troisième plages de tension correspondent à la condition de haute impédance du contact électronique et le courant d'entrée des moyens de commutation n'est ramené à sa seconde valeur que lorsque la tension aux bornes du dispositif est dans la troisième plage de tension.
Les buts et caractéristiques de l'invention décrits ci-dessus ainsi que d'autres et la manière de les obtenir deviendront plus clairs et l'invention elle-même sera mieux comprise, en se référant à la description suivante d'un exemple de réalisation de l'invention pris en relation avec les dessins qui l'accompagnent et dont: Fig. 1 est une vue schématisée d'un circuit de téléphonie avec un circuit à haute tension HVC comprenant des dispositifs électroniques avec des dispositifs de protection réalisés selon l'invention; Fig. 2 montre le dispositif électronique Sll de la Fig. 1 plus en détail; Figs. 3 et 4 montrent des caractéristiques de courant en fonction de la tension pour des parties du circuit de la Fig. 2; Fig. 5 est la caractéristique de courant en fonction de la tension du dispositif électronique Sll de la Fig. 2 pour des tensions et des courants positifs.
Il est à noter que les caractéristiques des Figs. 3 et 5 né sont pas dessinées à l'échelle.
Le circuit à haute tension HVC montré à la Fig. 1 fait partie d'un central de télécommunication et est
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unité de protection PU, et d'autre part à un circuit de ligne LC, lui-même relié à un réseau de commutation de télécommunication SNW. Le circuit à haut tension HVC est également raccordé à un circuit de sonnerie RC et à un circuit de test TC, et comprend quatre paires de
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S22; S31, S32 et S41, S42 décrits plus loin, les deux contacts d'une même paire fonctionnant de façon identique et simultannément. HVC comprend de plus un circuit d'indication de faute FC et deux résistances d'alimentation RA et RB de 50 Ohms, et a des bornes LT1, LT2; TT1, TT2; RT1, RT2 et LT3, LT4, CT1 à CT4, ST11,
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de l'unité de protection PU, du circuit de test TC, du circuit de sonnerie RC et du circuit de ligne LC respectivement. Plus particulièrement, LT1 est raccordée à LT3 via Sll, RA et S21 en série et LT2 est raccordée à LT4 via S12, RB et S22 en série. Le point de jonction Tl <EMI ID=4.1>
raccordés aux bornes TT1 et TT2 du circuit de test TC via les commutateurs S31 et S32 respectivement, et les points de jonction de RA et S21 et de RB et S22 sont raccordés aux bornes RT1 et RT2 du circuit de sonnerie RC via les commutateurs S41 et S42 respectivement. Les terminaisons des résistances RA et RB sont raccordées aux bornes de détection ST12, ST11 et ST22, ST21 du circuit de ligne LC qui est capable d'évaluer le courant circulant dans RA et RB et de prendre des dispositions appropriées. Les bornes de commande des paires de dispositifs électroniques Sll, S12; S21, 522; S31, S32 et S41, S42 sont respectivement raccordées aux bornes de commande CT1, CT2, CT3 et CT4 du circuit de ligne LC qui peut ouvrir et fermer chacune de ces paires. Les bornes de détection DT1 et DT2 des dispositifs électroniques
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de même noms du circuit d'indication de faute FC dont la borne de sortie FO est raccordée au circuit de ligne LC. Le circuit d'indication de faute FC est décrit plus en détail dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus.
Le circuit de sonnerie RC est adapté pour fournir aux bornes RT1 et RT2 une tension de sonnerie constituée d'une tension alternative superposée à une tension continue. Par un contrôle adéquat des dispositifs électroniques cette tension de sonnerie peut être appliquée aux conducteurs Ll et L2 de la ligne d'abonné
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respectivement, les autres dispositifs électroniques étant ouverts.
Le circuit de test TC est adapté pour raccorder des signaux de test à la ligne d'abonné Ll, L2 ou au circuit de ligne LC par un contrôle adéquat des dispositifs électroniques.
Chacun des dispositifs électroniques Sll à S42 comprend deux circuits de commutation identiques qui sont connectés en anti-parallèle aux bornes du dispositif électronique à deux bornes et qui sont adaptés pour laisser passer ou bloquer des portions opposées des signaux qui y sont respectivement appliqués. Tous les dispositifs électroniques S21 à S42 sont identiques et leurs circuits de commutation comprennent un contact électronique ou thyristor du type TRIMOS (MOS TRIac) tel que celui décrit dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus.
Les dispositifs électroniques Sll et S12 sont identiques mais se distinguent des autres dispositifs par le fait que leurs deux circuits de commutation comprennent chacuns des dispositifs ou circuits individuels de protection en puissance et que l'un de ces circuits de protection en puissance est raccordé au circuit d'indication de faute FC.
Référence est maintenant faite à la Fig. 2 qui montre le dispositif électronique Sll de la Fig. 1 en détail. Les circuits de commutation S et S' de ce dispositif Sll sont formés chacuns d'un thyristor TRIMOS TRX connecté entre les bornes Tl et LT1 et comprenant un transitor PNP Ql ayant deux collecteurs distincts respectivement raccordés aux bases de deux transistors NPN Q2 et Q3. De plus, les circuits individuels de protection en puissance mentionnés ci-dessus sont associés au TRX.
Le circuit de commutation S a une borne SI raccordée, conjointement avec la borne S'2 de S', à la
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S' sont toutes deux raccordées à la borne LT1. La borne de commande CT1 est raccordée à S et S' via leurs bornes S3 et S'3 respectivement. Les circuits de commutation S et S' sont aussi chacuns pourvus d'une borne de détection DT1, DT'l dont uniquement DT1 est raccordée au circuit d'indication de faute FC. Puisque S et S' sont identiques, un seul, par exemple S, sera considéré dès maintenant.
Comme mentionné plus haut, le transistor Ql du thyristor TRX a deux collecteurs distincts respectivement raccordés aux bases des transistors Q2 et Q3. Les collecteurs des transistors Q2 et Q3 sont tous deux raccordés à la base de Ql. La base de Ql est de plus raccordée à la borne S2 via le chemin drain-source d'un transistor NMOS NI et les bases de Q2 et Q3 sont également raccordées à la borne S2 via les chemins
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utilisés pour fermer ou ouvrir le TRX de la manière décrite dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus. La borne SI est raccordée à l'émetteur de Ql et la borne S2 est raccordée à l'émetteur de Q2 directement et à l'émetteur de Q3 via une résistance de détection RI. La base de Q2 est également raccordée au collecteur d'un transistor NPN Q4 dont l'émetteur est raccordé à la borne S2. La borne SI est raccordée à la base de Q4 via la connexion en cascade d'une diode Dit le chemin drain-source d'un transistor NMOS N2 et le chemin collecteur-émetteur d'un transistor NPN Q5.
La cathode de la diode Dl est également raccordée à la base de Q4 via la connexion en cascade d'une diode D2 et les chemins drain-source de transistors NMOS N3 et N4, le point de jonction entre la source de N3 et le drain de N4 étant raccordé à la base de Q5 avec la borne de détection DT1. La porte du transistor de N4 est raccordée à la borne SI. La cathode de la diode Dl est de plus raccordée à l'émetteur de Q3 par la connexion série du chemin drain-source d'un transistor NMOS N5 et de résistances R2 et R3. Le point de jonction des résistances R2 et R3 est raccordé à la base d'un transistor NPN Q6 dont le collecteur est raccordé à la base de Q3 et dont l'émetteur est raccordé à la borne S2.
Les portes des transistors N2, N3 et N5 sont toutes raccordées au drain d'un transistor DMOS N6 ayant sa source raccordée à la borne S3 et sa porte raccordée à la borne S2. Les portes de NI, Pl et P2 sont toutes directement raccordées à la borne S3. Il est à noter que le transitor DMOS N6 a une diode parasite (non montrée) dont l'anode est raccordée à la source de N6 et dont la cathode est raccordée au drain de ce transistor, et que les transistors NMOS N2, N3 et N5 ont de grandes capacités de porte (non montrées).
Comme mentionné ci-dessus, le contact électronique TRX est associé à deux circuits distincts de protection en puissance respectivement appelés ci-après circuits primaire et secondaire de protection en puissance. Le circuit primaire de protection en puissance comprend les
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particulièrement le courant dans TRX lorsque la tension aux bornes du circuit de commutation S dépasse une valeur prédéterminée. Le circuit secondaire de protection en
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Q6 et est également adapté pour limiter le courant dans TRX lorsque le circuit primaire de protection en puissance devient actif. Dans la description qui suit du fonctionnement des circuits de protection en puissance, on admet que la tension à la borne SI est positive par rapport à celle à la borne S2 afin que la diode Dl soit polarisée en direct. La même description de fonctionnement est valable pour S' dans le cas où la tension à S'1 est positive par rapport à celle à S'2.
Les circuits primaire et secondaire de protection en puissance peuvent être mis en et hors service par les transistors NMOS respectifs N2, N3 et N5 qui sont eux-mêmes contrôlés par le transistor DMOS N6. Pour fermer le contact électronique TRX, une tension de commande positive d'environ +20 Volts, appliquée à la borne S3 depuis la borne de commande CT1, est transmise aux portes de N2, N3 et N5 via la diode parasite du transistor N6 et est emmagasinée dans les grandes capacités de porte de ces transistors N2, N3 et N5. En conséquence, ces transistors N2, N3 et N5 deviennent conducteurs et mettent donc les circuits de protection en puissance en service. Cette tension de commande positive
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et NI, et ce dernier ferme le contact électronique TRX de la façon expliquée en détail dans la demande de brevet européen mentionnée ci-dessus. Pour ouvrir le contact électronique TRX, la tension de commande à S3 est réduite de sa valeur positive d'environ +20 Volts à une valeur négative d'environ -20 Volts. Pendant cette transition de tension, TRX s'ouvre à cause des deux transistors PMOS
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S3 atteint environ -3 Volts. Cependant, les deux circuits de protection en puissance restent en service même lorsque la diode parasite du transistor DMOS N6 est bloquée par cette tension négative. En effet, les
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la tension positive emmagasinée dans leurs grandes capacités de porte. Lorsque la tension de commande à S3 atteint environ -8 Volts, le transistor N6 devient conducteur de sorte que cette tension de commande négative soit alors appliquée aux portes de N2, N3 et N5 qui sont donc bloqués. En conséquence, les circuits de protection en puissance sont alors hors service. De ce qui précède, on peut déduire que le transistor N6 associé
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constituent un circuit de retard qui met les circuits de protection en puissance hors service un certain temps après le blocage de TRX. On est donc certain que ce dispositif reste protégé aussi longtemps que TRX est fermé.
Le but du circuit primaire de protection en puissance est d'ouvrir le TRX lorsque la tension aux bornes de celui-ci excède une tension de seuil égale à environ quatre chutes de tension de diode, comme expliqué ci-dessous.
Lorsque TRX est fermé, aucun courant ne circule dans le circuit primaire de protection en puissance aussi longtemps que la tension aux bornes du circuit de commutation S n'excède pas une tension de seuil égale aux chutes de tension sur les diodes Dl et D2 et sur les jonctions base-émetteur des transistors Q5 et Q4, la chute de tension sur le chemin drain-source du transistor conducteur N3 étant négligeable.
Cependant, quand la tension aux bornes de S dépasse cette tension de seuil, des courants commencent à circuler dans le circuit primaire de protection en puissance, c'est-à-dire qu'un courant IB commence à circuler dans Dit D2, N3 et est injecté dans la base de Q5 qui, pour cette raison, devient conducteur et par conséquent, le courant d'émetteur de Q5, qui est égal à la somme de son courant de collecteur IA et de son courant de base IB, commence à circuler dans la base de Q4 qui devient alors conducteur. Ce transistor dérive le courant de collecteur de Ql de la base de-Q2 vers la borne S2. Comme le courant de base du transistor Q2 est réduit, son courant de collecteur et par conséquent le courant de base du transistor Ql sont également réduits.
Par conséquent, la partie Q1/Q2 du contact électronique TRX s'ouvre alors que l'état sa partie Q1/Q3 reste inchangé, comme décrit plus loin. Il est à noter que Q4 est connecté en parallèle avec PI et que ces deux transistors fonctionnent de la même façon pour ouvrir le contact électronique TRX.
Après que le contact électronique TRX soit ouvert, le courant circulant dans Q4 est réduit. En effet, à cause de l'impédance plus élevée du contact, la tension aux bornes du circuit de commutation S croît de telle sorte que le transistor MOS N4 devienne conducteur. En conséquence, il court-circuite pratiquement la jonction base-émetteur du transistor Q5 qui est donc bloqué. De ce fait, le courant de base de Q4 est réduit à IB qui circule maintenant de SI vers S2 via Dl, D2, N3 et N4.
Le fonctionnement décrit ci-dessus du circuit de commutation S est maintenant considéré en faisant référence à la Fig. 3 qui montre la caractéristique de courant en fonction de la tension de ce circuit en ne considérant que de la partie Q1/Q2 de TRX. Dans cette caractéristique, la partie 1 est la caractéristique I/V normale du contact électronique TRX polarisé en direct. Selon cette partie 1, la tension V croît jusqu'à une tension de seuil VD égale aux quatre chutes de tension de diode (environ 2,4 Volts) mentionnées ci-dessus et correspondantes à un courant maximum Il allant de 270 à environ 400 milli-Ampères. Lorsque cette tension VD est atteinte, le transistor Q4 devient actif de sorte.que la partie Q1/Q2 du TRX s'ouvre en suivant la partie 2 de la. caractéristique I/V.
Le courant dans le circuit de commutation S est alors réduit au courant d'émetteur IS de Q4 (environ 50 milli-Ampères) et reste substantiellement à cette valeur (partie 3 de la caractéristique I/V de la Fig. 3) jusqu'à ce que le transistor Q5 se bloque, c'est-à-dire lorsque la tension aux bornes du circuit de commutation S est d'environ + 20 Volts (VS). La caractéristique I/V 4 de S suit alors pratiquement l'axe des tensions.
La droite de charge statique 5 du circuit de commutation S est également représentée dans le diagramme de la Fig. 3. Elle est définie part deux points correspondant, pour des conditions normales de travail, au courant maximum IL (80 milli-Ampères) dans la ligne de télécommunication lorsque celle-ci est court-circuitée et à la tension maximale VL (60 Volts) lorsque cette ligne est ouverte respectivement. Cette droite de charge statique 5 croise la partie 1 de la caractéristique I/V du circuit de commutation S en un point de fonctionnement stable 6 qui est le point de fonctionnement normal pour la ligne de télécommunication.
Lorsque des signaux anormaux et non souhaités sont appliqués à la ligne de télécommunication, ils s'ajoutent aux signaux normaux générés par le central de télécommunication de telle sorte que la droite de charge 5 se déplace dans le diagramme I/V de la Fig. 3. De tels signaux anormaux peuvent avoir diverses origines telles qu'un éclair tombant sur la ligne de télécommunication ou une alimentation de puissance raccordée accidentellement à cette ligne. Le point de fonctionnement 6 se déplace alors le long de la partie 1 de la caractéristique I/V. Quand ces signaux anormaux et non souhaités deviennent très importants, la droite de charge pourrait se déplacer de telle sorte que le point de fonctionnement atteigne le sommet de la partie 1 de la caractéristique I/V.
Ce point de fonctionnement devient alors instable et se déplace vers des tensions plus élevées alors que le contact électronique TRX s'ouvre grâce aux circuits de protection en puissance. Cependant, la tension maximale VM aux bornes du circuit de commutation S est limitée à environ 250 Volts par l'unité de protection PU (Fig. 1) mentionnée plus haut de sorte que le point de fonctionnement se situe alors au point VM sur l'axe des tensions.
Lorsque les signaux anormaux disparaissent" la droite de charge statique revient dans la position dessinée à la Fig. 3 et le point de fonctionnement se déplace de VM (250 Volts) jusqu'à VL (60 Volts) où la partie 4 de la caractéristique I/V de S croise la droite de charge statique 5. Le point de fonctionnement devient donc stable à cette tension VL et comme le circuit primaire de protection en puissance est toujours actif, il est impossible de fermer le contact électronique TRX
(I = 0). Afin de pouvoir fermer TRX, les parties 2, 3 et 4 de la caractéristique I/V du circuit de commutation S ne devraient pas croiser la droite de charge statique 5 de façon à ce qu'aucun point de fonctionnement stable tel que VL n'existe entre VM et le point de fonctionnement normal 6. Une solution consiste à utiliser le circuit secondaire de protection en puissance décrit ci-après.
En se référant aux Figs. 2 et 4, le circuit secondaire de protection en puissance seul associé à la partie Q1/Q3 du TRX est maintenant considéré. Lorsque le circuit de commutation S est fermé, un courant circule de SI vers S2 (Fig. 2) non seulement via TRX mais aussi via la diode Dl, la jonction drain-source du transistor NMOS N5 et les résistances R2, R3 et RI en série. Tant que la tension entre les bornes SI et S2 est relativement assez faible pour que la chute de tension produite par les courants mentionnés ci-dessus aux bornes de R3 et RI en série soit plus petite que la-tension de saturation base-émetteur VBE de Q6, celui-ci reste bloqué. Le courant I circulant dans TRX varie alors en fonction de la tension V mesurée aux bornes du circuit de commutation S suivant la partie 7 de la caractéristique I/V montrée à la Fig. 4.
Il est à noter que, grâce aux valeurs des résistances qui seront données plus loin, le courant I
(Fig. 2) circulant dans TRX est beaucoup plus important que le courant circulant dans le circuit secondaire de
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être considéré comme étant le courant circulant dans le circuit de commutation S afin que la caractéristique I/V de la Fig. 4 soit valable aussi bien pour le thyristor TRX que pour le circuit de commutation S. Lorsque la tension entre les bornes SI et S2 est suffisament importante pour que la chute de tension produite par les courants mentionnés ci-dessus aux bornes de R3 et RI en série devienne plus grande que VBE de Q6, celui-ci devient conducteur et forme ainsi un court-circuit vers S2 pour le courant de base de Q3. Donc, le courant de collecteur de Q3 et par conséquent le courant de base de Ql sont$réduit et, de ce fait, l'impédance du TRX augmente de façon à ce que le courant I circulant dans celui-ci diminue en fonction de V comme représenté par la partie 8 de la caractéristique I/V de la Fig. 4.
Cette variation est fonction de la puissance dissipée dans TRX car la chute de tension produite aux bornes du circuit de commutation S ne dépend pas seulement de I, à cause de RI raccordé en série avec TRX, mais aussi de V puisqu'un courant supplémentaire qui est fonction de V circule dans RI via R2 et R3. Sans R2 et R3 le courant I resterait constant et serait approximativement égal au courant IL montré par la partie 9 de la caractéristique I/V de la Fig. 4. Dans ce cas, la puissance dissipée dans le circuit de commutation S pourrait devenir excessive car la partie 9 croise la ligne de dissipation maximale de puissance 10 du circuit S. De plus, pour les raisons mentionnées ci-dessus, la partie 8 de la caractéristique I/V ne peut pas croiser la droite de charge statique 5.
D'autre part, comme la puissance minimale dissipée dans le circuit de commutation se produit au point de fonctionnement de ce circuit, c'est-à-dire au point de croisement de la partie 7 de la caractéristique I/V et de la droite de charge statique 5, la partie 8 de la caractéristique I/V sera choisie le plus près possible de la droite de charge statique 5 afin d'obtenir une puissance dissipée minimale dans le circuit de commutation S. Pour cette raison, la pente de la partie 8 de la caractéristique I/V est choisie semblable à la pente de la droite de charge statique 5. Cette pente est fonction du rapport R2/R3. En effet, quand Q6 devient conducteur, sa tension de saturation base-émetteur VBE peut être définie par l'expression suivante :
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Où V et I sont respectivement la tension aux bornes de circuit de commutation S et le courant circulant dans celui-ci. Cette expression conduit immédiatement à
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Avec les valeurs suivantes des résistances .
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on obtient
R2 " R3 " RI
afin que l'expression finale soit
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Il apparaît clairement de cette expression que le
R3
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R2
Puisque la partie 8 de la caractéristique I/V est choisie aussi près que possible de la droite de charge statique 5 afin de limiter la puissance dissipée dans le circuit de commutation S, le courant maximum doit être choisi légèrement au-dessus de la droite de charge 5 et la tension maximale V2 doit être choisie légèrement au-dessus de VL. Dans cet exemple et avec les valeurs des résistances données plus haut, le courant maximum est environ égal à 100 milli-Ampères et V2 est approximativement égale à 100 Volts. Cependant, suite aux exigeances qui sont conventionnelles pour un système de télécommunication, le circuit de protection en puissance ne peut être activé que pour un courant Il s'étendant de 270 à 400 milli-Ampères.
Si, pour cette raison, le courant maximum est choisi plus grand que le minimum requis de 270 milli-Ampères, la partie 8 de la caractéristique devrait remonter et une partie de celle-ci pourrait alors se situer au-dessus de la ligne de dissipation maximale de puissance 10. Dans ce cas, lorsque le circuit secondaire de protection en puissance devient actif, la puissance dissipée dans S pourrait être si importante que celui-ci soit détruit.
Les inconvénients des deux circuits de protection en puissance pris séparément peuvent être éliminés en combinant ces deux circuits, cette combinaison fournissant la caractéristique I/V globale du circuit de commutation S représentée à la Fig. 5. Cette caractéristique comprend la partie 1 et partiellement la partie 2 de la caractéristique I/V relative au circuit primaire de protection en puissance, une partie 11 qui est formée par la partie 8 à laquelle le courant IS
(partie 3) a été ajouté, et ce qui reste de la partie 8 de la caractéristique I/V relative au circuit secondaire de protection en puissance. Il est à noter que le courant correspondant à la partie 4 est négligé.
De cette Fig. 5, il apparaît clairement que la caractéristique I/V croise la droite de charge statique 5 mentionnée plus haut au point de fonctionnement stable et unique 6, et que la puissance dissipée dans le circuit de commutation S est réduite à son minimum puisque la partie 8 est très proche de la droite de charge statique 5. Il est à noter que la partie 11 de cette caractéristique indique que le circuit primaire de protection en puissance peut fournir suffisamment de courant pour ouvrir le contact électronique TRX et que ce courant est réduit à un minimum (partie 8) lorsque TRX est ouvert.
Bien que les principes de l'invention aient été décrits ci-dessus en se référant à des exemples particuliers, il est bien entendu que cette description est faite seulement à titre d'exemple et ne constitue aucunement une limitation de la portée de l'invention.
REVENDICATIONS
1. Dispositif électronique (Sll) à deux bornes
(SI, S2) comprenant un contact électronique (TRX) et un dispositif de protection associé qui sont tous deux raccordés entre les dites deux bornes, ledit dispositif de protection comprenant des moyens de détection de tension (Dl, D2, Q4, Q5) et des moyens de commutation
(Q4) qui, sous le contrôle d'un courant d'entrée (lA, IB) fourni par les dits moyens de détection de tension et ayant une première valeur, sont capable de dériver une partie du courant (I) circulant dans ledit contact électronique qui établi alors une haute impédance entre les dites deux bornes, caractérisé en ce que le dispositif de protection comprend aussi des moyens de limitation de courant (N4) capable de réduire ledit courant d'entrée de ladite première valeur (IS) à une seconde valeur lorsque ladite haute impédance est établie.
2. Dispositif électronique à deux bornes selon la