<Desc/Clms Page number 1>
BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY
Naamloze Vennootschap
<Desc/Clms Page number 2>
De onderhavige uitvinding heeft betrekking op een koppelketen voor twee bronnen van stroom, die elk eerste en tweede polen hebben en op een lusstroommeetinrichting waarin deze koppelketen wordt gebruikt.
Een doelstelling van de onderhavige uitvinding bestaat erin een koppelketen van het hierboven beschreven type te verschaffen, die in het bijzonder, maar niet uitsluitend, geschikt is om in een dergelijke lusstroommeetinrichting gebruikt te worden.
Volgens de uitvinding wordt deze doelstelling bereikt doordat de onderhavige koppelketen gekenmerkt is doordat deze eerste en tweede polen van elk van deze bronnen verbonden zijn met respektieve bronnen van een paar bijbehorende constante-stroombronnen en met respektieve ingangen van een paar bijbehorende ingangen van een lineaire stroomcombinatieketen, die aan zijn eerste en tweede uitgangen eerste en tweede uitgangsstromen verschaft, die lineaire functies zijn van de som van de stromen van deze twee bronnen en van deze constante stromen.
Anderzijds is de onderhavige lusstroommeetinrichting, waarin een dergelijke koppelketen wordt gebruikt, gekenmerkt doordat hij ingericht is om de stroom te meten in een lus met twee takken die elk gekoppeld zijn met een keten voor het meten van de overeenkomstige takstroom en voor het verschaffen van een overeenkomstige van deze bronstromen die evenredig zijn met deze takstromen, waarbij de beide bronnen van deze stromen van deze koppelketen deel uitmaken.
<Desc/Clms Page number 3>
Op deze wijze en door een geschikte keuze van de bovengenoemde lineaire functies zijn de uitgangsstromen van de lineaire stroomcombinatieketen lineaire functies van de som van de takstromen, zodat"common mode"gedeelten van deze stromen in deze uitgangsstromen afwezig zijn. Om deze reden is de onderhavige lusstroommeetinrichting bijzonder geschikt voor gebruik in een telecommunicatielijnlus waarin dergelijke"common mode"of longitudinale stromen in de lijngeleiders geïnduceerd kunnen worden. Een verder voordeel van deze bekende meetinrichting is dat zijn werking onafhankelijk is van de stroomrichting in de lus.
De onderhavige uitvinding heeft eveneens betrekking op een stroommeetinrichting die minstens één spanningnaar-stroomomzetter omvat welke in staat is een spanning over een eerste impedantie, die deel uitmaakt van een geleider van een twee-geleider telecommunicatielijn, die tussen een lijnketen en een station gekoppeld is, om te zetten in een stroom die in een overeenkomstige tweede impedantie van een eerste naar een tweede uiteinde vloeit.
Een dergelijke inrichting is reeds bekend uit Fig. 2 van de Britse oktrooiaanvrage 2 100 949, waarin de spanning-naar-stroomomzetter gevormd wordt door een operationele versterker waarvan de niet-inverterende ingang verbonden is met een tweede uiteinde van de eerste impedantie, die gevormd wordt door een eerste weerstand, en waarvan de uitgang verbonden is met de basiselektrode van een PNP transistor. De collectorelektrode van deze transistor is verbonden met de tweede impedantie, die gevormd wordt door een tweede weerstand, en de inverterende ingang van de versterker is verbonden met het verbinding- punt van de emitterelektrode van de transistor en een derde weerstand die met het eerste uiteinde van de eerste weerstand verbonden is.
Een nadeel van de bekende inrichting is dat hij betrekkelijk onnauwkeurig is gezien er stroom afgenomen wordt van het eerste uiteinde van de eerste weerstand en omdat
<Desc/Clms Page number 4>
de basisstroom van de transistor niet verwaarloosbaar is.
Bovendien is hij enkel in staat om de stroom te meten die in de eerste weerstand van het eerste naar het tweede uiteinde vloeit.
Een andere doelstelling van de onderhavige uitvinding bestaat erin een stroommeetinrichting van het hierboven beschreven type te verschaffen, die deze nadelen niet vertoont.
Volgens de uitvinding wordt deze doelstelling bereikt doordat deze omzetter eerste en tweede operationele versterkers omvat waarvan de niet-inverterende ingangen gekoppeld zijn met eerste en tweede uiteinden van deze eerste impedantie, waarvan de inverterende ingangen via deze tweede impedantie onderling verbonden zijn, en waarvan de uitgangen verbonden zijn met de poortelektroden van respektieve eerste en tweede MOS transistors waarvan de bron-naar-afvoerpaden verbonden zijn tussen deze eerste en tweede uiteinden van deze tweede impedantie en een respektieve eerste en tweede omzetteruitgang, waarbij deze eerste en tweede uiteinden elk met een constante-stroombron verbonden zijn.
Door de hoge ingangsimpedantie van de operationele versterker en de verwaarloosbare poortstroom van de MOS transistors wordt de spanning over de eerste impedantie nauwkeurig in een stroom in de tweede impedantie omgezet.
De hierboven vermelde en andere doeleinden en kenmerken van de uitvinding zullen duidelijker worden en de uitvinding zelf zal het best begrepen worden aan de hand van de hiernavolgende beschrijving van een uitvoeringsvoorbeeld en van de bijbehorende tekeningen waarin :
Fig. l een schematisch zicht is van een telefonieschakeling die stroommeetinrichtingen SENC en ILCSC volgens de uitvinding omvat, waarbij in SENC van een koppelketen volgens de uitvinding gebruik gemaakt wordt.
<Desc/Clms Page number 5>
Fig. 2 en Fig. 3 respektievelijk deze inrichtingen SENC en ILCSC van Fig. 1 in detail voorstellen.
De in Fig. 1 getoonde telefnnieschakeling omvat een lijnketen LC welke in serie met een schakelketen HVC verbonden is tussen een telefonielijn met geleiders LIO en LIl, verbonden met een telefoontoestel TSS, en een telefonie-schakelnetwerk SNW. De lijnketen LC omvat de serieverbinding van een abonneelijntussenketen SLIC, een numeriek-signaalprocessor DSP, een transcodeer-en filterketen TCF en een eindketenbestuurder met twee processors DPTC.
Het telefoontoestel TSS omvat een normaal geopende haakschakelaar HS die tussen de lijngeleiders LIO
EMI5.1
en LIl is verbonden, en schematisch voorgestelde schakelmiddelen Si en S2 om één of beide geleiders met een spanning V+ te verbinden.
De schakelketen HVC is bijvoorbeeld van het type beschreven in de Belgische oktrooiaanvrage NO PV 2 60208, ingediend op 19 september 1983 onder de titel"Contacts électriques et dispositifs associés". Hij omvat 4 paren schakelcontacten swOO, swOl tot sw30, sw31 en heeft lijnklemmen LO en Li die respektievelijk met de lijngeleiders LIO en LIl verbonden zijn, testklemmen TO en Tl verbonden met een testketen TC, belklemmen RGO en RGl verbonden met een belketen RC, en klemmen TP, RG en STA, STB, SRA, SRB verbonden met de gelijknamige klemmen van de SLIC. In de HVC zijn de lijnklemmen LO en LI verbonden met TP en RG via de serieverbinding respektievelijk van swOO, een 50 ohms lijnmedingsweerstand ROa swlO, envan swOl, een 50 ohms lijnvoedingsweerstand Rl en swll.
De respektieve verbindingspunten STB en SRA van swOO en RO en van swOl en Rl zijn verbonden met TC respektievelijk via sw20 en sw21, terwijl de respektieve verbindingspunten STA en SRB van RO en swlO en van Rl en swll verbonden zijn met RC respektievelijk via sw30 en sw31. De schakelcontacten swOO, swOl, swlO en swll
<Desc/Clms Page number 6>
zijn normaliter gesloten, terwijl de andere schakelcontacten normaliter open zijn. Deze schakelcontacten worden bestuurd door de SLIC zodat de HVC een verbinding kan verwezenlijken tussen TSS, enerzijds, en SLIC, TC of RC anderzijds, zowel als tussen TC en SLIC. De functie van TC bestaat erin de lijn naar de TSS en naar de SLIC te testen en deze van RC bestaat erin een belsignaal aan deze lijn te leggen.
De abonneelijntussenketen SLIC is een keten met twee klemmen aan de zijde van het abonneetoestel TSS en met vier lijnen in de richting van SNW. De keten heeft een spraakontvangstklem Rx (met grondterugkeer) en een spraakzenduitgang Tx (ook met grondterugkeer), waarbij Rx en Tx met de numeriek-signaalprocessor DSP verbonden zijn. De SLIC omvat de lijn-operationele versterkers LOAO en LOA1 met ingangen TDC, TAC, RDC, RAC en uitgangen die met de hoger vernoemde klemmen TP en RG van de schakelketen HVC verbonden zijn, een lusstroommeet-of aftastketen SENC met ingangsklemmen STA, STB, SRA, SRB verbonden met de gelijknamige klemmen van HVC en met uitgangsklemmen JO tot J3 verbonden met een individuele lijngeleiderstroommeet-of aftastketen ILCSC met uitgang VPA.
De DSP is in staat om een numeriek spraaksignaal ontvangen van de transcodeer-en filterketen TCF om te zetten in een analoge versie op de spraakingangsklem Rx van de SLIC.
Omgekeerd wordt een analoog spraaksignaal op de spraakuitgangsklem Tx omgezet in een numerieke versie die aan TCF wordt toegevoerd. De DSP omvat ook een tweedraads/vierdraadsomzetter.
De TCF kan een transcodeerbewerking uitvoeren op numerieke signalen ontvangen vanuit de DSP en vanuit de eindketenbestuurder met twee processors DPTC en is ook in staat om een taxatiesignaal aan de SLIC toe te voeren, zoals beschreven in de Belgische oktrooiaanvragen NO 2 60207 en NO 2 60209 beide ingediend op 19 september 1983.
Tenslotte is de DPTC in staat om de algemene
<Desc/Clms Page number 7>
besturing van de SLIC te verwezenlijken.
De stroommeetketens SENC en ILCSC, die nu in detail beschreven zullen worden, werken met de volgende voedingsspanningen : V+ die op grondpotentiaal is ; V-die gelijk is aan-48 of-60 Volts ; VAUX die een hulpspanning is welke 15 Volt hoger is dan V ;
EMI7.1
VAG die een spanning is welke 7, 5 Volt hoger is dan V- Bl die een voorspanning is verschaft door een constante-stroom- bron en die een constante stroom verzekert in de transistor waaraan hij wordt gelegd ; Vl die een verdere voedingsspanning is.
De ILCSC wordt verder bestuurd door de volgende besturingssignalen die vanuit de DSP ontvangen worden : BRO : een polariteitsomkeerbit om aan te duiden dat de polari- teit op TP hoog (1) of laag (0) is ; BR1 : een polariteitsomkeerbit om aan te duiden dat de polari- teit op RG hoog (1) of laag (0) is.
Meer in het bijzonder is een polariteitsomkeerketen die van de SLIC deel uitmaakt in staat om een hoge spanning, dicht bijV+, of een lage spanning, dicht bij V-, aan TP of aan RG te leggen afhankelijk van de waarde van de ontvangen bits BRO en BR1 en de ILCSC kan enkel werken als BRO en BR1 beide 1 zijn. Deze polariteitsomkeerketen is beschreven in de tezamen met de onderhavige Belgische oktrooiaanvrage ingediende Belgische oktrooiaanvrage onder de titel :"Tele- communicatielijnketen en bijbehorende polariteitsomkeerketen".
Er wordt eerst verwezen naar Fig. 2, die de keten SENC toont welke de stroom kan meten in een lus die door de lijngeleiders LIO en LIl en het toestel TSS gevormd wordt. De getoonde klemmen SRA, SRB en STA, STB van de SENC zijn met de ingangen SC1, SCO en SC2, SC3 van twee identieke spanning-naar-stroomomzetters gekoppeld via respektieve beschermingsweerstanden R4, R5, R2, R3 en geleiders die ieder
<Desc/Clms Page number 8>
geklampt worden tussen de spanningen V+ en V-door overeenkomstige beschermingsdioden respektievelijk Dl, D2 ; D3, D4 ; D5, D6 ; en D7, D8. Elk van deze omzetters is van het type beschreven in de tezamen met de onderhavige Belgische oktrooiaanvrage ingediende Belgische oktrooiaanvrage onder de titel "Spanning-naar-stroomomzetter en impedantiesyntheseketen waarin deze wordt gebruikt".
Elk van deze omzetters bestaat uit een overeenkomstig paar operationele versterkers OA1/2 en OA3/4, een overeenkomstig paar PMOS transistors PM1/2 en PM3/4 en een overeenkomstig paar constante-stroombronnen CSO/1 en CS2/3. De omzetteringangen SCO/3 worden gevormd door de niet-inverterende ingangen van OA1/4 waarvan de inverterende ingangen verbonden zijn met de bronelektrodenvan PMOS transistoren PM1/4. De uitgangen van OA1/4 zijn verbonden met de poortelektroden van PM1/4. De inverterende ingangen JO en Jl van CAI en OA2 zijn onderling verbonden via de weerstand R6 en V+ is met deze ingangen verbonden via de constante-stroombronnen,
respektievelijk CSO en CS1. Op dezelfde wijze zijn de inverterende ingangen J2 en J3 van OA3 en OA4 onderling verbonden door weerstand R7 en V+is met deze ingangen verbonden via de constante-stroombronnen CS2 en CS3. De afvoerelektroden van PMl en PM4 zijn verenigd en verder verbonden met V-via een als diode geschakelde NPN transistor TO, die in stroomspiegelschakeling gekoppeld is met een NPN transistor Tl waarvan het collector-naar-emitterpad verbonden is tussen de inverterende ingang van een operationele versterker OA5 en V-.
Op dezelfde wijze zijn de afvoerelektroden van PM2 en PM3 verenigd en verbonden met V-via een als diode geschakelde NPN transistor T2, die in stroomspiegelschakeling verbonden is met NPN transistor T3 waarvan het collector-naar-emitterpad tussen de niet-inverterende ingang van OA5 en V-verbonden is. De laatstgenoemde niet-inverterende ingang is ook verbonden met VAG via de voorspanningsweerstand R8. De uit-
<Desc/Clms Page number 9>
gang van de versterker OA5 is verbonden enerzijds met de inverterende versterkeringang via de terugkoppelweerstand R9 en anderzijds met de uitgangsketen C01 via weerstand R10.
De werking van de keten SENC is als volgt, waarbij er verondersteld wordt dat een lusstroom in de lijnlus stroomt van TP naar RG via HS in TSS en dat een longitudinale of"common mode"stroom, die naar de SLIC stroomt, op deze lusstroom gesuperponeerd is. Er dient echter opgemerkt dat de werking van de SENC onafhankelijk is van de stroomrichting van de lus-of common mode stroom.
Tengevolge van de aanwezigheid van de operationele versterkers OA1 tot OA4, die een hoge ingangsimpedantie hebben, zijn de spanningen aanwezig op de aftakklemmen SRA, SRB en STA, STB van de voedingsweerstanden Rl en RO ook aanwezig op de ingangen Jl, JO en J2, J3 van de zojuist beschreven spanning-naar-stroomomzetters. Als gevolg hiervan vloeit een stroom il = i + i', waarin i en i'evenredig zijn respektievelijk met de hogergenoemde lusstroom en met de longitudinale stroom, in de weerstand R6 van Jl naar JO, waarbij R6 veel groter is dan Rl.
Omdat de constante-stroombronnen CSO en CSl een zelfde stroom I verschaffen, en de poortstromen van de transistors PMl en PM2 verwaarloosbaar zijn, zijn de stromen die in de afvoerelektroden van deze transistors vloeien respektievelijk gelijk aan I + il en I-i. Hetzelfde is waar voor de stroom i2 = i-i'die door R7, welke groter is dan RO, vloeit zodat stromen I-i2 en I + i2 respektievelijk in de afvoerelektroden van PM3 en PM4 vloeien.
De afvoerelektroden van PM1/4 zijn verbonden met een eerste lineaire stroomcombinatieketen waarin de afvoerelektroden van PMl en PM4, zowel als deze van PM2 en PM3, onderling verbonden zijn. De uitgangsstromen van deze combinatieketen zijn dus lineaire functies van de constante stroom I en de som il + i2, d. w. z. 21 + 11 + i2 en 21-il + i2 of
<Desc/Clms Page number 10>
21 + 2i en 21-2i zodat de common mode stromen i'in deze uitgangsstromen afwezig zijn.
Om ook de constante stroom I uit deze uitgangsstromen te verwijderen wordt er gebruik gemaakt van een tweede lineaire stroomcombinatieketen bestaande uit de transistors TO/3 en de versterker OA5. Inderdaad, de laatstgenoemde uitgangsstromen 21 + 2i en 2I-2i worden via de transistors TO en T2 in de transistors Tl en T3 gespiegeld zodat stromen 2I+2i en 2I-2i respektievelijk uit de inverterende en niet-inverterende ingangen van de somversterker OA5 afgevoerd worden. Als gevolg hiervan is de uitgangsspanning van OA5 met enkel de stroom i en daarom ook met enkel de lusstroom rechtstreeks evenredig.
Deze lusstroom werd dus op nauwkeurige wijze door de meetketen SENC gemeten. Ook is deze meting onafhankelijk van de richting waarin de stroom in de lus vloeit.
Om de stroom in een lijngeleider LIO of LI1 te meten zou men een spanning-naar-stroomomzetter van het hierboven beschreven type kunnen gebruiken en hem op dezelfde wijze over de overeenkomstige voedingsweerstanden RO of Rl kunnen verbinden. In dit geval zouden er echter bijkomende beschermingsweerstanden en-dioden, vergelijkbaar met R2/5 en Dl/8 vereist zijn. Om deze reden wordt de ILCSC met de weerstanden R6 en R7 gekoppeld waardoor hij door dezelfde elementen als SENC beschermd is.
Er wordt voornamelijk verwezen naar Fig. 3.
De ingangsklemmen JO tot J3 van ILCSC zijn met de gelijknamige klemmen van de SENC (Fig. 2) verbonden. De ingangsklemmen JO en Jl vormen de ingangen van een keten Cl en hetzelfde is waar voor J2 en J3 met betrekking tot een keten C2, die identiek is aan Cl en daarom niet in detail is getoond. De uitgangen van deze ketens Cl en C2 zijn via respektieve dioden D17 en D18, die een bedrade OF-poort vormen, en een gemeenschappelijke weerstand Rll verbonden met VAG. Een referentiespanning Vl is ook verbonden met VAG via diode D19 en weerstand
<Desc/Clms Page number 11>
R12 in serie.
De niet-inverterende ingang van een operationele versterker OA6, die werkt als een vergelijker, is verbonden met het verbindingspunt van D17, D18 en Rll en zijn inverterende ingang is verbonden met het verbindingspunt van D19 en R12. De uitgang van OA6 is verbonden met de poortelektrode van NMOS transistor NM1 wiens bronelektrode verbonden is met V-en met de afvoerelektrode waarvan VAUX verbonden is via de serieverbinding van de bron-naar-afvoer en afvoer-naar-bronpaden van respektievelijk PMOS transistor PMS en NMOS transistors NM2 en NM3. De poortelektrode van PMS wordt door de hoger vermelde voorspanning Bi bestuurd zodat een constante stroom door deze transistor vloeit, terwijl de poortelektroden van NM2 en NM3 respektievelijk door de hoger genoemde bits BRO en BR1 bestuurd worden.
Het verbindingspunt van PMS en NM2 vormt de uitgangsklem VPA van de keten ILCSC.
In de keten Cl zijn de hoogohmige ingangsklemmen JO en Jl met de poortelektroden van de PMOS transistors PMO en PM7 verbonden, zodat de keten Cl geen belasting vormt voor de SEWC. De bronelektroden van PM6 en PM7 zijn onderling verbonden door de weerstand R13 en VAUX is met V-verbonden via de bron-naar-afvoerpaden van de PMOS transistors PM8 en PM9, het bron-naar-afvoerpad van een respektieve transistor van PM6 en PM7 en het afvoer-naar-bronpad van een respektieve van de als diode geschakelde NMOS transistors NM4 en NMS. Omdat de poortelektroden van PM8 en PM9 worden bestuurd door de hoger vernoemde voorspanning Bi vormen zij constante-stroombronnen die gelijke constante drainstromen, bijvoorbeeld II, verschaffen.
De transistors NM4 en NMS zijn in stroomspiegelschakeling verbonden, respektievelijk met NMOS transistors NM6 en NM7. De inverterende en niet-inverterende ingangen van een operationele versterker OA7 met terugkoppelweerstand R14 zijn verbonden met V-via de afvoer-naar-bronpaden van respektievelijk NM6 en NM7, waarbij deze niet-inverterende ingang bovendien via
<Desc/Clms Page number 12>
weerstand R15 op VAG voorgespannen is.
De werking van de ILCSCC wordt hierna beschreven.
Wanneer ofwel BRO of BR1 op 0 is zijn NM2 of NM3 geblokkeerd. VPA is dan op 1 omvat VAUX dan met VPA via de geleidende PMS verbonden is. Integendeel, als BRO en BR ! beide 1 zijn is VAUX verbonden met de afvoerelektrode van NM1 die daarom geleidend kan worden als een geschikte spanning aan zijn poortelektrode gelegd wordt. In dit geval wordt VPA met V-verbonden zodat daarop een signaal VPA = 0 verschijnt.
Omdat BRO en BR1 beide 1 zijn verbindt een polariteitomkeerketen in de SLIC ook een lage spanning, dicht bij V-, aan de geleiders LIO en LIl.
Er wordt verondersteld dat in TSS, de spanning V+ via de schakelaar S2 aan de lijngeleider LIl is gelegd, zodat er door Rl een stroom vloeit van SRA naar SRB (Fig. 1).
Als gevolg daarvan is de spanning op Jl hoger dan deze op JO zodat de afvoerstroom van PM7 groter is dan deze van PM6.
Omdat PMS en PM9 een zelfde stroom 11 aan PM6 en PM7 toevoeren vloeit er in R13 een verschilstroom, bijvoorbeeld i3, van links naar rechts. De bronstromen van PM6 en PM7 zijn daarom respektievelijk gelijk aan 11 + i3 en Il-i3. Om 11 te elimineren worden de laatstgenoemde stromen gecombineerd. Meer in het bijzonder worden ze gespiegeld en omgekeerd door NM4, NM3 en NM5, NM7 zodat de stroom 11 + i3 van de uitgang van OA7 naar V-vloeit via R14, terwijl de stroom 11 - i3 van VAG naar Vvloeit via R15. Aldus wordt de invloed van 11 ge limineerd en de uitgangsspanning van OA7 is evenredig met i3.
Als deze spanning voldoende hoog is, wordt de diode D17 geleidend en vloeit er een stroom van OA7 naar VAG via D17 en weerstand Rll en ontwikkelt daarin een spanning die aan de niet-inverterende ingang van OA6 gelegd wordt. Als deze spanning boven deze stijgt die aan de inverterende ingang van OA6 gelegd wordt, dan wordt de uitgang daarvan gelijk aan 1. Hierdoor wordt NM1
<Desc/Clms Page number 13>
geleidend als gevolg waarvan VPA 0 wordt.
Er dient opgemerkt dat door de aanwezigheid van de dioden D17 en Dl9 de vergelijkingsketen OA6 de uitgangsspanning van OA7 min de spanning over D17 vergelijkt met VI min de spanning over Dl9 die gelijk is aan deze van D17. Omdat de dioden D17 en D18 verbonden zijn als in een bedrade OF-poort zal de grootste van de uitgangssignalen van Cl en C2 aan OA6 gelegd worden.
Hoewel de principes van de uitvinding hierboven zijn beschreven aan de hand van een bepaalde uitvoeringsvorm, is het duidelijk, dat de beschrijving slechts bij wijze van voorbeeld is gegeven en de uitvinding niet daartoe is beperkt.
<Desc / Clms Page number 1>
BELL TELEPHONE MANUFACTURING COMPANY
Limited company
<Desc / Clms Page number 2>
The present invention relates to a coupling circuit for two sources of current, each having first and second poles, and to a loop current measuring device in which this coupling chain is used.
An object of the present invention is to provide a coupling circuit of the type described above, which is particularly, but not exclusively, suitable for use in such a loop current measuring device.
According to the invention, this object is achieved in that the present coupling circuit is characterized in that these first and second poles of each of these sources are connected to respective sources of a pair of associated constant current sources and to respective inputs of a pair of associated inputs of a linear current combination circuit, which provides first and second output currents at its first and second outputs, which are linear functions of the sum of the currents of these two sources and of these constant currents.
On the other hand, the present loop current measuring device, in which such a coupling circuit is used, is characterized in that it is arranged to measure the current in a loop with two branches, each coupled to a circuit for measuring the corresponding branch current and for providing a corresponding of these source flows that are proportional to these branch flows, the two sources of these flows being part of this coupling chain.
<Desc / Clms Page number 3>
In this manner and by a suitable choice of the above linear functions, the output currents of the linear current combination circuit are linear functions of the sum of the branch currents, so that "common mode" parts of these currents are absent in these output currents. For this reason, the present loop current measuring device is particularly suitable for use in a telecommunication line loop in which such "common mode" or longitudinal currents can be induced in the line conductors. A further advantage of this known measuring device is that its operation is independent of the flow direction in the loop.
The present invention also relates to a current measuring device comprising at least one voltage-to-current converter capable of carrying a voltage across a first impedance, which is part of a conductor of a two-conductor telecommunication line coupled between a line circuit and a station, convert into a current flowing in a corresponding second impedance from a first to a second end.
Such a device is already known from fig. 2 of British Patent Application 2 100 949, wherein the voltage-to-current converter is formed by an operational amplifier whose non-inverting input is connected to a second end of the first impedance, which is formed by a first resistor, and of which the output is connected to the base electrode of a PNP transistor. The collector electrode of this transistor is connected to the second impedance, which is formed by a second resistor, and the inverting input of the amplifier is connected to the junction of the emitter electrode of the transistor and a third resistor which is connected to the first end of the first resistor is connected.
A drawback of the known device is that it is relatively inaccurate since current is drawn from the first end of the first resistor and because
<Desc / Clms Page number 4>
the base current of the transistor is not negligible.
In addition, it is only able to measure the current flowing in the first resistor from the first to the second end.
Another object of the present invention is to provide a current measuring device of the type described above which does not have these disadvantages.
According to the invention, this object is achieved in that this converter comprises first and second operational amplifiers whose non-inverting inputs are coupled to first and second ends of this first impedance, whose inverting inputs are mutually connected via this second impedance, and whose outputs connected to the gate electrodes of respective first and second MOS transistors whose source-to-drain paths are connected between these first and second ends of this second impedance and a respective first and second converter output, each of these first and second ends having a constant power source.
Due to the high input impedance of the operational amplifier and the negligible gate current of the MOS transistors, the voltage across the first impedance is accurately converted into a current in the second impedance.
The above-mentioned and other objects and features of the invention will become more apparent and the invention itself will be best understood by reference to the following description of an exemplary embodiment and the accompanying drawings, in which:
Fig. 1 is a schematic view of a telephony circuit comprising current measuring devices SENC and ILCSC according to the invention, using a coupling circuit according to the invention in SENC.
<Desc / Clms Page number 5>
Fig. 2 and FIG. 3 and these devices SENC and ILCSC of FIG. 1 in detail.
The one shown in FIG. 1, the telephony circuit comprises a line circuit LC connected in series with a switching circuit HVC between a telephony line with conductors L10 and L11, connected to a telephone set TSS, and a telephony switching network SNW. The line circuit LC comprises the serial connection of a subscriber line intermediate circuit SLIC, a numerical signal processor DSP, a transcoding and filter circuit TCF and a two-processor end-circuit controller DPTC.
The telephone TSS includes a normally open hook switch HS which is between the line conductors LIO
EMI5.1
and LI1 is connected, and schematically represented switching means Si and S2 to connect one or both conductors with a voltage V +.
The HVC switching circuit is, for example, of the type described in Belgian patent application NO PV 2 60208, filed on September 19, 1983 under the title "Contacts électriques et dispositifs associés". It comprises 4 pairs of switching contacts swOO, swOl to sw30, sw31 and has line terminals LO and Li connected to the line conductors LIO and LIl, test terminals TO and Tl connected to a test circuit TC, bell terminals RGO and RGl connected to a ringing circuit RC, and TP, RG and STA, STB, SRA, SRB terminals connected to the SLIC terminals of the same name. In the HVC, the line terminals LO and LI are connected to TP and RG via the series connection of swOO, a 50 ohms line resistance resistor ROa swlO, and of swOl, a 50 ohms line supply resistor R1 and swll, respectively.
The respective connection points STB and SRA of swOO and RO and of swOl and Rl are connected to TC via sw20 and sw21 respectively, while the respective connection points STA and SRB of RO and swlO and of Rl and swll are connected to RC via sw30 and sw31 respectively . The switching contacts swOO, swOl, swlO and swll
<Desc / Clms Page number 6>
are normally closed, while the other switching contacts are normally open. These switching contacts are controlled by the SLIC so that the HVC can establish a connection between TSS on the one hand and SLIC, TC or RC on the other as well as between TC and SLIC. The function of TC is to test the line to the TSS and to the SLIC and RC's is to apply a ring signal to this line.
The subscriber line intermediate circuit SLIC is a two terminal circuit on the side of the subscriber terminal TSS and with four lines in the direction of SNW. The circuit has a voice receive terminal Rx (with ground return) and a voice transmit output Tx (also with ground return), where Rx and Tx are connected to the numeric signal processor DSP. The SLIC includes the line operational amplifiers LOAO and LOA1 with inputs TDC, TAC, RDC, RAC and outputs connected to the above mentioned terminals TP and RG of the switching circuit HVC, a loop current measuring or sensing circuit SENC with input terminals STA, STB, SRA, SRB connected to the HVC terminals of the same name and with output terminals JO to J3 connected to an individual line conductor current measuring or sensing chain ILCSC with output VPA.
The DSP is capable of converting a numerical speech signal received from the transcoding and filter circuit TCF into an analog version at the voice input terminal Rx of the SLIC.
Conversely, an analog speech signal on the speech output terminal Tx is converted into a numerical version which is applied to TCF. The DSP also includes a two-wire / four-wire converter.
The TCF is capable of transcoding on numerical signals received from the DSP and from the dual processor end-chain controller DPTC and is also able to apply a valuation signal to the SLIC, as described in Belgian patent applications NO 2 60207 and NO 2 60209 both filed September 19, 1983.
Finally, the DPTC is capable of general
<Desc / Clms Page number 7>
control of the SLIC.
The current measuring circuits SENC and ILCSC, which will now be described in detail, operate with the following supply voltages: V + which is at ground potential; V-which equals -48 or -60 Volts; VAUX which is an auxiliary voltage which is 15 Volt higher than V;
EMI7.1
VAG which is a voltage which is 7.5 Volts higher than V-B1 which is biased by a constant current source and which ensures constant current in the transistor to which it is applied; Vl which is a further supply voltage.
The ILCSC is further controlled by the following control signals received from the DSP: BRO: a polarity reversal bit to indicate that the polarity at TP is high (1) or low (0); BR1: a polarity reversal bit to indicate that the polarity at RG is high (1) or low (0).
More specifically, a polarity reversal circuit that is part of the SLIC is capable of applying a high voltage, close to V +, or a low voltage, close to V-, to TP or to RG depending on the value of the received bits BRO and BR1 and the ILCSC can only work if BRO and BR1 are both 1. This polarity reversal circuit is described in the Belgian patent application filed together with the present Belgian patent application under the title: "Telecom line chain and associated polarity reversal chain".
Reference is first made to FIG. 2, showing the circuit SENC which can measure the current in a loop formed by the line conductors L10 and L11 and the device TSS. The terminals SRA, SRB and STA, STB of the SENC shown are coupled to the inputs SC1, SCO and SC2, SC3 of two identical voltage-to-current converters via respective protective resistors R4, R5, R2, R3 and conductors each
<Desc / Clms Page number 8>
are clamped between the voltages V + and V-by corresponding protective diodes D1, D2, respectively; D3, D4; D5, D6; and D7, D8. Each of these converters is of the type described in the Belgian patent application filed together with the present Belgian patent application under the title "Voltage-to-current converter and impedance synthesis chain in which it is used".
Each of these converters consists of a corresponding pair of operational amplifiers OA1 / 2 and OA3 / 4, a corresponding pair of PMOS transistors PM1 / 2 and PM3 / 4 and a corresponding pair of constant current sources CSO / 1 and CS2 / 3. The converter inputs SCO / 3 are formed by the non-inverting inputs of OA1 / 4 whose inverting inputs are connected to the source electrodes of PMOS transistors PM1 / 4. The outputs of OA1 / 4 are connected to the gate electrodes of PM1 / 4. The inverting inputs JO and J1 of CAI and OA2 are interconnected through resistor R6 and V + are connected to these inputs through the constant current sources,
CSO and CS1, respectively. Likewise, the inverting inputs J2 and J3 of OA3 and OA4 are interconnected by resistor R7 and V + is connected to these inputs via the constant current sources CS2 and CS3. The drain electrodes of PM1 and PM4 are combined and further connected to V-via a diode-switched NPN transistor TO, which in current mirror circuit is coupled to an NPN transistor T1 whose collector-to-emitter path is connected between the inverting input of an operational amplifier OA5 and V-.
Likewise, the drain electrodes of PM2 and PM3 are combined and connected to V-via a diode-switched NPN transistor T2, which in current mirror circuit is connected to NPN transistor T3 whose collector-to-emitter path between the non-inverting input of OA5 and V-connected. The latter non-inverting input is also connected to VAG via the bias resistor R8. The out-
<Desc / Clms Page number 9>
The output of the amplifier OA5 is connected on the one hand to the inverting amplifier input via the feedback resistor R9 and on the other hand to the output circuit C01 via resistor R10.
The operation of the circuit SENC is as follows, assuming that a loop current in the loop loop flows from TP to RG via HS in TSS and that a longitudinal or "common mode" current flowing to the SLIC is superimposed on this loop current is. However, it should be noted that the operation of the SENC is independent of the flow direction of the loop or common mode current.
Due to the presence of the operational amplifiers OA1 to OA4, which have a high input impedance, the voltages present at the branch terminals SRA, SRB and STA, STB of the supply resistors R1 and RO are also present at the inputs J1, JO and J2, J3 of the voltage-to-current converters just described. As a result, a current il = i + i ', in which i and i' are proportional to the aforementioned loop current and to the longitudinal current, flows in the resistor R6 from J1 to JO, where R6 is much larger than R1.
Since the constant current sources CSO and CS1 provide the same current I, and the gate currents of the transistors PM1 and PM2 are negligible, the currents flowing in the drain electrodes of these transistors are equal to I + il and I-i, respectively. The same is true for the current i2 = i-i 'flowing through R7, which is greater than RO, so that currents I-i2 and I + i2 flow into the drain electrodes of PM3 and PM4, respectively.
The drain electrodes of PM1 / 4 are connected to a first linear current combination circuit in which the drain electrodes of PM1 and PM4, as well as those of PM2 and PM3, are interconnected. The output currents of this combination chain are thus linear functions of the constant current I and the sum il + i2, d. w. z. 21 + 11 + i2 and 21-il + i2 or
<Desc / Clms Page number 10>
21 + 2i and 21-2i so that the common mode currents i'in these output currents are absent.
To also remove the constant current I from these output currents, use is made of a second linear current combination circuit consisting of the transistors TO / 3 and the amplifier OA5. Indeed, the latter output currents 21 + 2i and 2I-2i are mirrored via transistors TO and T2 in transistors T1 and T3 so that currents 2I + 2i and 2I-2i are drawn from the inverting and non-inverting inputs of the sum amplifier OA5, respectively. . As a result, the output voltage of OA5 is directly proportional to only the current i and therefore also to only the loop current.
Thus, this loop current was accurately measured by the measuring circuit SENC. Also, this measurement is independent of the direction in which the current flows in the loop.
To measure the current in a line conductor LIO or LI1, one could use a voltage-to-current converter of the type described above and connect it in the same way across the corresponding supply resistors RO or R1. In this case, however, additional protective resistors and diodes, comparable to R2 / 5 and D1 / 8, would be required. For this reason, the ILCSC is coupled to resistors R6 and R7, protecting it by the same elements as SENC.
Reference is mainly made to FIG. 3.
The input terminals JO to J3 of ILCSC are connected to the eponymous terminals of the SENC (Fig. 2). The input terminals JO and J1 form the inputs of a circuit C1 and the same is true for J2 and J3 with respect to a circuit C2 which is identical to C1 and therefore not shown in detail. The outputs of these circuits C1 and C2 are connected to VAG via diodes D17 and D18, respectively, which form a wired OR gate, and a common resistor R1. A reference voltage V1 is also connected to VAG via diode D19 and resistor
<Desc / Clms Page number 11>
R12 in series.
The non-inverting input of an operational amplifier OA6, which acts as a comparator, is connected to the connection point of D17, D18 and R11 and its inverting input is connected to the connection point of D19 and R12. The output of OA6 is connected to the gate electrode of NMOS transistor NM1 whose source electrode is connected to V and to the drain electrode of which VAUX is connected via the series connection of the source-to-drain and drain-to-source paths of PMOS transistor PMS, respectively, and NMOS transistors NM2 and NM3. The gate of PMS is controlled by the above-mentioned bias voltage Bi so that a constant current flows through this transistor, while the gate electrodes of NM2 and NM3 are controlled by the above-mentioned bits BRO and BR1, respectively.
The junction of PMS and NM2 forms the output terminal VPA of the circuit ILCSC.
In the circuit C1, the high-ohmic input terminals JO and J1 are connected to the gate electrodes of the PMOS transistors PMO and PM7, so that the circuit C1 does not burden the SEWC. The source electrodes of PM6 and PM7 are interconnected by the resistor R13 and VAUX are V-connected via the source-to-drain paths of the PMOS transistors PM8 and PM9, the source-to-drain path of a respective transistor of PM6 and PM7 and the drain-to-source path of a respective diode-switched NMOS transistors NM4 and NMS. Because the gate electrodes of PM8 and PM9 are controlled by the above-mentioned bias voltage Bi, they form constant current sources which provide equal constant drain currents, for example II.
The transistors NM4 and NMS are connected in current mirror circuit to NMOS transistors NM6 and NM7, respectively. The inverting and non-inverting inputs of an operational amplifier OA7 with feedback resistor R14 are connected to V-through the drain-to-source paths of NM6 and NM7, respectively, said non-inverting input also
<Desc / Clms Page number 12>
resistor R15 is biased to VAG.
The operation of the ILCSCC is described below.
When either BRO or BR1 is at 0, NM2 or NM3 are blocked. VPA is then included on 1 VAUX is then connected to VPA via the conductive PMS. On the contrary, if BRO and BR! both being 1, VAUX is connected to the drain of NM1 which can therefore become conductive if an appropriate voltage is applied to its gate. In this case, VPA is connected to V-connected so that a signal VPA = 0 appears on it.
Since BRO and BR1 are both 1, a polarity reversal circuit in the SLIC also connects a low voltage, close to V-, to the conductors LIO and LIl.
It is assumed that in TSS, the voltage V + is applied through the switch S2 to the line conductor LI1, so that a current flows through S1 from SRA to SRB (Fig. 1).
As a result, the voltage at J1 is higher than that at JO, so that the drain current of PM7 is greater than that of PM6.
Since PMS and PM9 supply the same current 11 to PM6 and PM7, a differential current, for example i3, flows from left to right in R13. The source currents of PM6 and PM7 are therefore equal to 11 + i3 and Il-i3, respectively. The latter flows are combined to eliminate 11. More specifically, they are mirrored and inverted by NM4, NM3 and NM5, NM7 so that the current 11 + i3 from the output from OA7 to V flows through R14, while the current 11 - i3 flows from VAG to V via R15. Thus, the influence of 11 is eliminated and the output voltage of OA7 is proportional to i3.
When this voltage is sufficiently high, the diode D17 becomes conductive and a current flows from OA7 to VAG via D17 and resistor R11 and develops a voltage therein which is applied to the non-inverting input of OA6. If this voltage rises above that applied to the inverting input of OA6, its output becomes equal to 1. This makes NM1
<Desc / Clms Page number 13>
conductive as a result of which VPA becomes 0.
It should be noted that due to the presence of the diodes D17 and D19, the comparator circuit OA6 compares the output voltage of OA7 minus the voltage across D17 with VI minus the voltage across D19 equal to that of D17. Since diodes D17 and D18 are connected as in a wired OR gate, the largest of the outputs from C1 and C2 will be applied to OA6.
Although the principles of the invention have been described above with reference to a particular embodiment, it is clear that the description is given by way of example only and the invention is not limited thereto.