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WESTINGHOUSE ELECTRIC CORPORATION, résidant à EAST PITTSBURGH (E.U.A.).
COMMANDE DE MOTEUR A COURANT ALTERNATIF.
La présente invention concerne, de façon générale, les dispositifs de commande de moteur et, plus spécialement, les dispositifs de commande de moteurs à courant alternatif.
La présente invention a pour but général de procurer une commande de moteur à courant alternatif caractérisée en ce que la commande du moteur s'effectue au moyen d'une impédance variable connectée dans le circuit d'a- limentation du moteur.
Dans un système polyphasé auquel les principes de l'invention s'ap- pliquent en général, et dans un système triphasé auquel on se réfère en par- ticulier, mais à titre d'exemple seulement, on peut utiliser une impédance variable, connectée dans chaque conducteur d'alimentation du moteur, pour commander la tension aux bornes du moteur de façon à obtenir des caractéris- tiques vitesse-couple pouvant convenir pour une grande variété d'applications.
Une commande de ce genre est aussi utilisée pour renverser le sens de rotation d'un moteur alternatif polyphasé, sans déconnecter le moteur du circuit d'alimentation, en utilisant un dispositif déphaseur associé à une impédance réglée sélectivement de façon à obtenir une inversion de phase qui entraîne le renversement du sens de marche du moteur.
Des dispositifs de ce genre sont décrits dans les brevets améri- cains n 2.228.078 et 2.550.569. Les dispositifs décrits dans ces brevets utilisent, tous deux, des réactances dont on inverse la phase en vue de ren- verser le sens de rotation du moteur, en appliquant une tension continue de polarités choisies aux enroulements de commande des réactances. Le choix de la polarité peut se faire par commande manuelle ou automatiquement comme dans
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le premier brevet précité, où un circuit en pont est déséquilibré dans l'un ou l'autre sens suivant le sens d'un écart par rapport à un état donné.
Un dispositif comprenant certains des principes de base précités est représenté aux dessins annexés. Ce dispositif utilise des commandes élec- tromagnétiques du type statique qui peuvent prendre la forme de selfs à sa- turation ou d'amplificateurs magnétiques, le dessin représentant des ampli- ficateurs magnétiques.
Suivant une particularité de l'invention, il est prévu un dispo- sitif de commande de moteur alternatif polyphasé, servant au renversement du sens de marche du moteur et à la commande d'une caractéristique de fonc- tionnement de celui-ci. Le dispositif, en ce qui concerne la commande de la caractéristique de fonctionnement du moteur, joue le rôle d'un régulateur en circuit fermé, sous certains aspects nouveaux relatifs au renversement de marche et à la commande.
En particulier, une caractéristique de fonctionnement commandée est la vitesse du moteur, dont une indication est donnée par une génératrice tachymètre entraînée par le moteur. Si le rotor du moteur est du type bobiné, la vitesse peut être déterminée approximativement par l'état électrique du circuit secondaire, et on peut éliminer la génératrice tachymètre. Suivant les cas d'application, d'autres caractéristiques électriques du moteur peu- vent être réglées au moyen d'un dispositif de commande de ce genre, comme le courant de charge ou la tension aux bornes du primaire.
Dans une forme d'exécution de l'invention, la vitesse est réglée en fonction d'une tension de référence variable par commande manuelle, qui est comparée à la tension de la génératrice tachymètre, dans les deux sens de marche, de manière à obtenir une régulation de vitesse pour chaque condi- tion de fonctionnement.
Dans une seconde forme d'exécution de l'invention, le moteur al- ternatif lui-même est utilisé comme moteur pilote et sa vitesse est comman- dée en fonction de l'état électrique d'un second moteur commandé par le mo- teur pilote.
Dans cette seconde forme d'exécution,l'état électrique considéré est le courant, c'est-à-dire le courant de charge du second moteur. Les prin- cipes généraux de la présente invention peuvent être appliqués, que le se- cond moteur soit à courant alternatif ou à courant continu. L'invention est cependant représentée avec un moteur pilote à courant alternatif qui sert à régler la résistance du circuit secondaire d'un moteur à induction à rotor bobiné, dont la résistance variable est constituée par un régulateur à cur- seurs. En disposant convenablement les éléments du dispositif, l'information donnée par le courant pour le moteur pilote, peut comprendre à la fois les commandes de vitesse et de renversement de sens.
Plusieurs formes d'exécution de l'invention sont représentées, à titre d'exemple, aux dessins annexés.
La figure 1 est un schéma d'un dispositif de commande de moteur à courant alternatif, conforme aux principes de l'invention.
La figure 2 est un diagramme vectoriel donnant les phases des ten- sions pour les deux sens de marche du moteur, avant et arrière.
Les figures 3 à 7 sont des graphiques donnant les caractéristiques de commande des différents amplificateurs magnétiques utilisés dans le pré- sent dispositif de commande.
La figure 8 est un schéma d'une commande de moteur à induction utilisant un régulateur à curseurs et conforme aux principes de l'invention; et
Les figures 9 à 15 sont des graphiques donnant les caractéristi- ques de commande des différents amplificateurs magnétiques utilisés à la
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figure 8.
A la figure 1, le moteur à commander porte la référence M et est représenté sous la forme d'un moteur alternatif triphasé à cage d'écureuil relié à un réseau triphasé de courant alternatif représenté par :les conduc- teurs L1, L2, L3. Il va de soi que d'autres types de moteurs alternatifs peu- vent être commandés conformément aux principes de la présente invention.
La commande de vitesse et de sens de marche de ce moteur alterna- tif se fait par la commande appropriée de plusieurs amplificateurs magnéti- ques doubles MA, MB, MO et MD. Les enroulements principaux A1-A2, Bl-B2 et
C1-C2 des amplificateurs magnétiques correspondants MA, MB et MC, sont con- nectes en parallèle entre eux et en série avec le moteur dans les conducteurs d'alimentation correspondants L1, L2 et L3. Les enroulements principaux con- nectés en parallèle D1 et D2 de l'amplificateur magnétique MD sont reliés en série avec l'enroulement Tlb d'un transformateur T1 entre un point du con- ducteur L2, coté alimentation de l'amplificateur magnétique MB et un point du conducteur L3, côté moteur de l'amplificateur magnétique MC. Un second enroulement Tla du transformateur T1 est connecté entre les conducteurs L1 et L3.
Tous les amplificateurs magnétiques précités ont, en série avec cha- que enroulement principal, un redresseur d'auto-saturation. Ces redresseurs, de polarités opposées dans les deux enroulements principaux parallèles de chaque amplificateur, portent les références A3-A4' B3-B4, C3-C4 et D3-D4.
Le diagramme vectoriel de la figure 2 représente les phases des tensions pour les deux sens de marche, avant et arrière. Les vecteurs en trait plein donnent les phases pour la marche avant, en ce qui concerne la comman- de de la tension aux bornes du moteur, par les amplificateurs magnétiques MA, MB et MC. Les vecteurs en traits interrompus donnent les phases pour la commande de la tension aux bornes du moteur par les amplificateurs MA, MB et MD, en marche arrière. Les références A, B, C et D sur le diagramme vec- toriel de la figure 2, désignent les phases aux points A, B, C et D du cir- cuit de la figure 1.
Le déphasage électrique de 180 entre C et D est obte- nu au moyen d'un transformateur T1 qui déphase la tension au point D de 180 degrés électriques par rapport à la tension au point C,
Les amplificateurs magnétiques de la figure 1, ont un noyau fermé séparé pour chaque enroulement principal, c'est-à-dire que, par exemple pour l'amplificateur MA, l'enroulement Al est bobiné sur le noyau AC1 et l'enrou- lement A2 sur le noyau AC2. Chaque enroulement de commande est composé de deux parties reliées en série et enroulées l'une sur un des noyaux et l'au- tre sur l'autre noyau. Par exemple l'enroulement de commande AR comprend deux parties série, l'une sur le noyau AC1' l'autre sur le noyau AC2. Dans l'exposé, ces deux parties et tous enroulements similaires sont considérés comme étant un seul enroulement.
Avec le dispositif décrit jusqu'ici, on peut renverser le sens de marche du moteur en utilisant, au choix, l'amplificateur magnétique MC ou l'amplificateur magnétique MD, avec les amplificateurs magnétiques MA et MB, pour régler la tension aux bornes du moteur. La façon exacte dont ce choix est fait, sera décrite plus loin.
Chacun des quatre amplificateurs magnétiques utilisés pour la com- mande de la tension aux bornes du moteur, comporte trois enroulements. Dans chaque cas, deux de ces enroulements sont des enroulements de commande uti- lisés au choix pour la marche avant ou arrière, et l'enroulement restant est un enroulement de polarisation qui amène toujours l'amplificateur magnétique associé à son point de débit minimum. Les enroulements de commande de marche avant et arrière des différents amplificateurs magnétiques sont dénommés respectivement AF-AR, BF-BR, CF-CR et DF-DR, et les enroulements de polari- sation sont désignés par AB, BB, CB et DB.
Tous les enroulements de commande de marche avant AF, BF, CF et DF sont connectés en parallèle dans un circuit d'excitation alimenté par le
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redresseur de charge à double alternance FR de l'amplificateur magnétique de marche avant MF et, de même, tous les enroulements de commande de marche arrière AR, BR, CR et DR sont connectés en parallèle dans un circuit d'ex- citation alimenté par le redresseur de charge RR de l'amplificateur magné- tique de marche arrière MR. Ge dispositif sera étudié plus loin. Cependant, le fonctionnement sélectif des amplificateurs magnétiques respectifs de marche avant et arrière provoque l'excitation sélective des groupes paral- lèles d'enroulements de commande de marche avant et arrière.
Les courbes caractéristiques des figures 3 à 7 montrent que les ampères-tours de polarisation ramènent toujours les amplificateurs magné- tiques correspondants à leur point de débit minimum ou en substance à leur point de débit linéaire minimum. En ce qui concerr- les amplificateurs ma- gnétiques MA et MB dont les caractéristiques sont représentées à la figure 3, les enroulements de commande de marche avant et arrière développent des ampères-tours dans les directions indiquées respectivement par la flèche en trait plein F et celle en pointillé R. Il faut remarquer que, dans les deux cas, les noyaux de ces amplificateurs magnétiques sont poussés vers la sa- turation.
A la figure 4, les ampères-tours de l'enroulement de commande de marche avant CF représentés par la flèche en trait plein F, amènent 1; ampli- ficateur magnétique MC vers la partie conductrice de sa caractéristique, tandis que les ampères-tours de l'enroulement de commande OR représentés par la flèche en pointillé R ramènent l'amplificateur magnétique MC encore plus vers son point de débit minimum, de manière à bien maintenir celui-ci au cut-off .
La figure 5 représente les caractéristiques de l'amplificateur magnétique MD. La réponse de cet amplificateur aux tensions de coaaande de marche avant et arrière est exactement l'opposée de celle de l'amplificateur magnétique MC. En effet, les ampères-tours de l'enroulement de commande de marche avant DF ramènent cet amplificateur vers son point de débit minimum, assurant ainsi que cet amplificateur est mis au cut-off, au moment où l'am- plificateur magnétique MC répond à la tension de commande appliquée.
Les am- pères-tours de l'enroulement de commande de marche arrière DR amènent l'am- plificateur magnétique MD dans la partie conductrice de sa caractéristique au moment où. l'amplificateur magnétique MG est ramené encore plus vers son point de débit minimum, assurant ainsi que l'amplificateur magnétique MC est mis au cut-off,au moment où l'amplificateur magnétique MD répondà une ten- sion de commande donnée.
En résumé, lorsqu'une tension d'excitation est appliquée aux en- roulements de commande de marche avant ou arrière des amplificateurs magné- tiques MA et MB, ceux-ci sont amenés dans leur partie conductrice de carac- téristique, et, par la réponse simultanée des amplificateurs magnétiques MC et MD aux mêmes tensions de commande,un seul de ces deux derniers amplifi- cateurs magnétiques devient conducteur. Ces amplificateurs magnétiques sont tous arrangés de façon que ceux en service donnent la même réponse simulta- née à une tension de commande donnée, afin d'obtenir un fonctionnement équi- libré du moteur à courant alternatif.
La commande sélective en marche avant ou arrière est effectuée à l'aide des amplificateurs magnétiques de marche avant et arrière précités MF et MR. Ces amplificateurs magnétiques, semblables à ceux utilisés dans le circuit d'alimentation du moteur, sont aussi du type à double enroule- ment parallèle et à auto-saturation. L'amplificateur magnétique MF comprend une paire d'enroulements principaux d'excitation F1 et F2, en série respec- tivement avec des redresseurs correspondants F3 et F4. Ces redresseurs sont opposés en polarité dans le circuit des enroulements principaux parallèles, de manière à laisser passer le courant en sens inverses d'une demi-période de courant alternatif à l'autre.
Cet amplificateur est relié à une source de courant alternatif constituée par un transformateur T2 dont le primaire
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est relié aux conducteurs L2 et L3 de l'alimentation du moteur et dont le secondaire 2S alimente, en courant alternatif, le circuit d'amplificateurs magnétiques de marche avant et arrière. Un redresseur de charge FR est relié en série avec le circuit d'enroulements principaux de l'amplificateur magné- tique MF et fournit de la tension de sortie redressée à double alternance.
L'amplificateur magnétique MF comprend un enroulement de commande FC, un en- roulement d'amortissement FD et un enroulement de polarisation FB. La carac- téristique de cet amplificateur magnétique est représentée à la figure 7; on peut voir que les ampères-tours de l'enroulement de polarisation FB ra- mènent cet amplificateur magnétique en substance au point de débit minimum.
L'amplificateur magnétique MR est semblable à l'amplificateur magnétique MF et comprend une paire d'enroulements principaux Rl et Ro en série respectivement avec des redresseurs R3 et R4 opposés en polarité et placés dans les dérivations correspondantes. Ce circuit d'enroulements prin- cipaux est mis, en série avec un redresseur de charge RR, aux bornes de la source de courant alternatif qui alimenté l'amplificateur magnétique MF.
L'amplificateur magnétique de marche arrière MR comprend aussi un enroule- ment de commande RC, un enroulement d'amortissement RD et un enroulement de polarisation RB. La caractéristique de cet amplificateur est représentée à la figure 6 et on peut voir, de nouveau, que les ampères-tours, désignés par la flèche pleine "POL.", de l'enroulement de polarisation RB, ramènent cet amplificateur au point de polarisation minimum.
Les circuits d'enroulements de commande des amplificateurs magné- tiques MF et MR remplissent deux rôles.Le premier est la commande du sens de marche avant ou arrière du moteur, et le second est le réglage de vitesse et la commande de régulation de vitesse du moteur. Ces deux fonctions dépen- dent de la comparaison de deux tensions dans le circuit d'enroulement de commande des amplificateurs magnétiques de marche avant et arrière. Une de ces tensions consiste en une tension de référence à polarité réversible pri- se à un rhéostat RH, et la seconde tension est une tension indicatrice de la vitesse donnée par une génératrice tachymètre PG dont le rotor est accou- plé mécaniquement, de toute.façon convenable, au moteur à courant alternatif M qui l'entraîne.
Comme on le sait, une génératrice de ce genre donne une tension qui est une fonction linéaire de sa vitesse de rotation. A cause de la liaison mécanique entre la génératrice et le moteur à induction, la ten- sion débitée par la génératrice tachymètre est proportionnelle à la vitesse du moteur.
Le rhéostat RH est alimenté par la sortie d'un redresseur à dou- ble alternance R6, dont l'entrée est reliée aux bornes de l'enroulement se- condaire 2S du transformateur T2 et dont la polarité est commandée par sa connexion à un ensemble commutateur comprenant des paires de contacts res- pectives de marche avant et arrière FW1' FW2 et RE1' RE2. Suivant la mise en service des contacteurs avant ou arrière, les extrémités du rhéostat RH sont connectées, dans un sens ou dans l'autre, aux bornes de sortie du re- dresseur R6, de façon à alimenter le rhéostat de façon réversible. La mise en service de ces contacts avant et arrière, manuelle ou automatique, ne faisant pas partie de la présente invention, ne sera pas décrite en détail ici.
Le rhéostat RH est pourvu d'un curseur réglable T auquel on pré- lève une tension continue variable, qui est la tension de référence du dis- positif. L'amplitude de cette tension détermine la vitesse de marche du mo- teur à induction. La partie de dérivation du rhéostat est mise, dans un cir- cuit fermé, en série et en opposition avec la tension débitée par la géné- ratrice tachymètre quand le moteur tourne dans un sens déterminé, le circuit fermé série contenant les enroulements de commande d'excitation FC et RG des amplificateurs magnétiques de marche avant et arrière.
La sortie du redres- seur de charge FR est appliquée aux bornes des enroulements de commande de marche avant AF, BF, CF et DF des amplificateurs magnétiques de commande de
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moteur MA, MB, MC et MD, et la sortie du redresseur de charge RR de l'ampli- ficateur magnétique de marche arrière est appliquée aux enroulements de com- mande de marche arrière AR, BR, CR et DR, des amplificateurs MA, MB, MC et MD, comme décrit plus haut. En actionnant sélectivement les amplificateurs magnétiques respectifs de marche avant ou arrière, les enroulements de com- mande de marche avant ou arrière de chacun des amplificateurs magnétiques MA, MB, MC et MD sont excités de façon à commander le moteur en conséquence.
En se reportant aux figures 6 et 7, on peut étudier la commande sélective des amplificateurs magnétiques MF de marche avant et MR de marche arrière. Soit le cas où le moteur doit tourner en marche avant ; contacts de marche avant FW1 et FW2 sont fermés et appliquent une tension d'une pola- rité au rhéostat RH. La polarité de cette tension est telle, comme les flè- ches pleines "COMMANDE" des figures 6 et 7 le montrent, que l'amplificateur magnétique MF soit polarisé dans le sens de la saturation, tandis qu'au mê- me moment l'amplificateur magnétique MR est ramené encore plus vers son point de débit minimum et donc mis au cut-off.
Dans ce cas, au démarrage, l'ampli- ficateur magnétique MF est surtout commandé par la tension du rhéostat RH, puisque, le moteur partant de l'arrêt et augmentant progressivement sa vi- tesse, la tension de la génératrice tachymètre part de zéro. La sortie du redresseur de charge FR apparaît sur tous les enroulements de commande AF, BF, CF et DF.
Dans le cas considéré, comme le montre la figure 3, les deux am- plificateurs magnétiques MA et MB, conformément à la flèche pleine F, sont poussés vers la saturation et seront donc conducteurs à un degré déterminé par les ampères-tours de commande. Suivant la figure 4, l'amplificateur magnétique MC est aussi conducteur, puisque les ampères-tours F de la figure 4 poussent cet amplificateur vers la saturation. Dans le cas d'un fonction- nement équilibré, la variation dans la caractéristique de sortie est la mê- me pour chacun.
Suivant la figure 5, les ampères-tours de commande désignés par la flèche pleine F amènent l'amplificateur MD encore plus vers son point de débit minimum et le mettent en fait au cut-offDans ces conditions, l'amplificateur magnétique MD est réellement une impédance élevée n'ayant qu'un effet très négligeable sur le comportement du moteur.
Avec les connexions précitées, le moteur accélère dans le sens de la marche avant. La vitesse de régime est atteinte quand la tension de la génératrice tachymètre s'adapte à la tension de référence. Ici commence la régulation de vitesse autour de la vitesse déterminée par le réglage du rhéostat RH. Par exemple, si la vitesse du moteur tend à croître par rap- port à cette valeur de la tension de référence, le débit de la génératrice tachymètre augmente aussi et sa tension de sortie se rapproche plus de la tension de référence, les ampères-tours de l'enroulement de commande FC di- minuant. Ceci augmente l'impédance de l'amplificateur magnétique MF et la tension de sortie de ce dernier tombe.
Cette réduction.de la tension de sor- tie affecte simultanément les enroulements de commande de chacun des ampli- ficateurs magnétiques MA, MB et MC, dont les impédances augmentent. La di- minution de la tension de sortie de ces amplificateurs magnétiques signifie une diminution de la tension appliquée au moteur M, et une diminution de sa vitesse, en conséquence. L'équilibre est rétabli lorsque la différence entre la tension de la génératrice tachymètre et la tenaâon du rhéostat constitue la tension de commande nécessaire à maintenir la vitesse de moteur constan- te, pour le couple de charge présent à ce moment. Il faut noter que des va- riations de couple se produisant a une vitesse de régime donnée du moteur, entraînent une légère variation de la vitesse.
Des essais ont cependant dé- montré que la courbe caractéristique couple-vitesse reste remarquablement plate dans toute la gamme de réglage jusqu'au décrochage. En fait, la qua- lité de régulation obtenue est comparable à celle obtenue avec les disposi- tifs plus compliqués et plus coûteux à commande par tensions continues va- riables.
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Quand, dans le cas considéré, on désire donner au moteur une au- tre vitesse de -régime, le curseur du rhéostat RH est amené dans une nouvelle position correspondant à une tension plus élevée ou plus faible, suivant que la vitesse doit être augmentée ou diminuée. La variation d'excitation des différents enroulements de commande des amplificateurs magnétiques de régla- ge du moteur, entraîne un changement, dans le sens voulu, de la vitesse du moteur. L'équilibre est à nouveau établi, quand la tension de sortie de la génératrice tachymètre atteint la tension du rhéostat.
Dans le cas considéré de marche en avant, pour arrêter le moteur, on ouvre les contacts FW1 et FW2. Le rhéostat de référence est immédiate- ment déconnecté et la tension de référence disparaît des enroulements de commande des amplificateurs magnétiques de marche avant et arrière. Le cir- cuit fermé ne contient plus que la tension de la génératrice tachymètre PG.
Il s'ensuit que l'excitation des enroulements de commande FC et RC est in- versée. Cette excitation est représentée aux figures 6 et 7,par les flèches en pointillé. L'amplificateur magnétique de marche arrière MR est poussé vers la saturation et l'amplificateur magnétique de marche avant MF est ra- mené vers son point de débit minimum. Ce dernier devient non conducteur en substance au moment où l'amplificateur magnétique MR devient conducteur et la commande passe des enroulements de commande de marche avant aux enrou- lements de commande de marche arrière AR, BR, CR et DR des amplificateurs magnétiques de commande du moteur.
Les flèches en pointillé des figures 4 et
5 indiquent que l'amplificateur magnétique MC est mis au cut-off et l'ampli- ficateur magnétique MD est rendu conducteur.,En regardant le diagramme vec- toriel de la figure 2, on peut se rendre compte que cette inversion des con- nexions entraîne l'inversion des phases. Cette situation, comme déjà expli- qué, est représentée par les flèches en pointillé. La connexion ainsi obte- nue @ pour effet le freinage du moteur C'est-à-dire que l'excitation est cette fois telle qu'elle tende à renverser le sens de marche du moteur. Ce- pendant, comme cette excitation est uniquement due à la sortie de la généra- trice tachymètre, l'effet de décélération obtenu est directement proportion- nel à la vitesse et il diminue donc avec la diminution de vitesse du moteur.
Au moment où le moteur s'arrête, le freinage cesse.
Si,dans le cas considéré de marche avant, on désire faire fonc- tionner le moteur en marche arrière, on ouvre les contacts FW1 et FW2, et on ouvre les contacts RE1 et RE2. La polarité de la tension continue appli- quée aux bornes du rhéostat de référence RH s'inverse, et, par conséquent, la tension de référence présente dans le circuit fermé des amplificateurs magnétiques de marche avant et arrière a la même polarité que la tension débitée par la génératrice tachymètre PG.
Comme dans le cas d'arrêt du mo- teur, l'amplificateur magnétique de marche avant est mis au cut-off et ce- lui de marche arrière est rendu conducteur, mais cette fois la tension de référence s'ajoute à l'autre pour agir sur l'enroulement de commande de mar- che arrière RC. Le moteur est donc rapidement amené à l'arrêt et la tension de la génératrice tachymètre tombe simultanément à zéro. Cependant, la ten- sion de référence reste appliquée aux bornes de l'enroulement de commande RC et l'inversion de phase de l'excitation du moteur reste maintenu.Le mo- teur accélère en sens inverse et la régulation reprend en fonction de la ten- sion de référence.
Comme dans la plupart des régulateurs en circuit fermé, un degré d'amortissement du fonctionnement peut être nécessaire pour obtenir la sta- bilité voulue. Cet amortissement peut être obtenu en commandant les enroule- ments d'amortissement FD et RD des amplificateurs magnétiques de marche a- vant et arrière au moyen d'une tension continue tirée d'une phase du circuit d'alimentation.Comme les sorties de tous les amplificateurs magnétiques de commande du moteur varient de la même façon de manière à obtenir une exci- tation équilibrée du moteur, l'indication de l'amortissement d'une phase du moteur suffit.
Cette mesure du débit de l'amplificateur magnétique est re- dressée dans un redresseur à double alternance R7 dont la sortie est appliquée
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à un transformateur d'amortissement T3 dont l'enroulement primaire 3P est connecté aux bornes à courant continu du redresseur R7 et dont l'enroulement secondaire 3S est relié en série dans un circuit fermé contenant aussi les enroulements d'amortissement FD et RD. Comme les figures 6 et 7 le montrent, les ampères-tours d'amortissement agissent sélectivement dans les deux sens sur les amplificateurs magnétiques respectifs de marche avant et arrière.
L'amortissement a pour effet de s'opposer à une variation de la tension de sortie du dispositif Si, par exemple, la vitesse du moteur en marche avant monte brusquement, la tension de la génératrice tachymètre aug- mente et se rapproche plus de la tension de référence. La réduction d'ampè- res-tours de l'enroulement de commande FC, agissant à travers les amplifica- teurs magnétiques de commande du moteur, tend à réduire la tension aux bor- nes du moteur à courant alternatif. Cette variation de tension apparaît aux bornes du transformateur d'amortissement T3 et agit sur l'enroulement d'amortissement FD dont les ampères-tours, dans le cas présent, tendent à ren- dre l'amplificateur magnétique de marche avant plus conducteur et à augmen- ter le débit en fonction de la diminution de texsion aux bornes du moteur.
Si la vitesse du moteur tombe, la tension à ses bornes augmente. L'enroule- ment d'amortissement FD reçoit une tension de commande de polarité opposée à la précédente. Les ampères-tours d'amortissement tendent à rendre l'ampli- ficateur magnétique de marche avant moins conducteur et à limiter son débit en fonction de l'augmentation de tension aux bornes du moteur.
Les principes de la présente invention apparaissent aussi dans la forme d'exécution de l'invention représentée à la figure 8 et concernant un dispositif utilisant un régulateur à curseurs. Elle correspond à la deu- xième forme d'exécution citée au début du présent exposé.
Au lieu d'avoir un noyau ferméséparé par enroulement principal comme à la figure 1, les amplificateurs magnétiques de la figure 8 ont des noyaux à trois branches, une branche par enroulement principal et une bran- che commune pour tous les enroulements de commande.Ceci est fait pour la simplicité des dessins, les deux types d'amplificateurs, quoique physique- ment différents, étant considérés comme équivalents au point de vue brevet.
Le moteur à commander de la figure 8 est un moteur alternatif à induction IM ayant un enroulement primaire PW relié au réseau alternatif L4, L5, L6. La commande du moteur se fait en réglant la résistance du circuit secondaire au moyen de résistances convenables mises en circuit avec l'en- roulement secondaire SW. Cette commande d'un moteur à induction est connue sous le nom de régulation par curseurs et le dispositif résistant utilisé est dénommé régulateur à curseurs. Les régulateurs à curseurs peuvent pren- dre des formes diverses, et ceux utilisés ici sont du type à rhéostats à li- quide, comme on en utilise habituellement avec les moteurs à induction de grande puissance.
Le régulateur à curseurs représenté SR se compose de trois rhéo- stats à liquide 1Q, 20 et 30, en série chacun dans une des trois phases du secondaire, suivant la technique habituelle. Ces rhéostats ont des électro- des fixes 11, 21, 31 et des électrodes mobiles à curseurs 12, 22, 32.Ces électrodes sont plongées dans un réservoir rempli d'un électrolyte convena- ble,et la résistance des divers circuits est variée en déplaçant les élec- trodes. En pratique, les électrodes mobiles sont accouplées mécaniquement et actionnées simultanément par une commande convenable.
Dans la présente forme d'exécution de l'invention, les électrodes mobiles du régulateur à curseurs sont commandées par un moteur à courant al- ternatif M qui correspond au moteur M décrit à la figure 1. La partie du dis- positif comprenant les amplificateurs MA, MB, MC et MD et les principes de fonctionnement de ceux-ci sont les mêmes qu'à la figure 1. Les mêmes réfé- rences sont utilisées et il est inutile de répéter l'explication donnée avec référence à la figure 1.
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Une des données électriques à commander du moteur à induction est le courant de chargée Le dispositif de la figure 8 est arrangé de façon que le moteur M, qui peut être considéré ici comme un moteur pilote, action- ne le régulateur à curseurs de manière à maintenir le courant de charge du moteur à induction IM à une valeur déterminée.. Le dispositif est donc arran- gé de façon que, pour des courants dépassant une valeur déterminée, le régu- lateur à curseurs soit amené à augmenter la résistance du circuit d'enroule- ment secondaire, et, pour des courants inférieurs à une valeur déterminée, il soit amené à réduire la résistance du circuit d'enroulement secondaire.
En règle générale, un dispositif de ce genre démarre avec les é- lectrodes mobiles écartées au maximum des électrodes fixes. Quand le moteur est mis sous tension, le courant de charge est ainsi réduit au minimum. Pour ensuite augmenter la vitesse du moteur, il faut réduire la distance entre électrodes, afin de diminuer la résistance du circuit de l'enroulement se- condaire. Avec le dispositif considéré, l'abaissement des électrodes mobiles continue jusqu'à ce que le courant de charge atteigne une valeur déterminée, la régulation intervenant à ce moment pour maintenir le courant de charge au niveau voulu.
Ce genre de commande implique la nécessité de renverser le sens du mouvement des électrodes mobiles du régulateur à curseurs, quand le cou- rant de charge s'écarte, vers le bas et vers le haut, de la valeur imposée.
Ceci est obtenu par l'emploi d'amplificateurs magnétiques convenablement po- larisés, l'un ME1 commandant le relèvement des électrodes mobiles et l'autre ML1 commandant l'abaissement des électrodes mobiles.
L'amplificateur ME1 comprend des enroulements principaux En et E12 connectés en série avec des redresseurs d'auto-saturation respectifs E13 et E14. Ceux-ci sont montés opposés en polarité dans les dérivations parallèles du circuit d'enroulements principaux qui est connecté aux bornes de l'enroulement secondaire 2S du transformateur T2, en série avec les bor- nes à courant alternatif d'un redresseur à double alternance E1R. Cet ampli- ficateur magnétique est commandé par un enroulement de commande E16 connecté aux bornes de sortie d'un redresseur à double alternance R5 alimenté lui- même par un transformateur de courant CT associé à une des phases du réseau alimentant le moteur à induction. Une indication, en ampères-tours, du cou- rant de charge du moteur à induction commande donc l'amplificateur magnéti- que ME1.
Celui-ci comprend aussi un enroulement de polarisation EB, et un enroulement différentiel E15 mis aux bornes de sortie du redresseur de char- ge E1R, pour amortir jusqu'à un certain degré la commande de cet amplifica- teur.
L'amplificateur ML1 est physiquement semblable à l'amplificateur magnétique ME1' et comprend des enroulements principaux L11 et L12 en série avec des redresseurs d'auto-saturation respectifs L13 et L14 montes opposés en polarité dans les dérivations parallèles du circuit. Le circuit des en- roulements principaux parallèles est connecté, en série avec les bornes à courant alternatif d'un redresseur à double alternance L1R, aux bornes de l'enroulement secondaire 2S du transformateur T2. L'enroulement de commande L17 de cet amplificateur est mis aux bornes de sortie du redresseur R5 et l'enroulement de polarisation LB aux bornes de sortie du redresseur à double alternance R6.
Les caractéristiques des amplificateurs magnétiques ME1 et MLl sont données respectivement aux figures 14 et 15.Celles-ci montrent que les ampères-tours de l'enroulement de polarisation EB de l'amplificateur magnétique ME1 amènent celui-ci vers son point de débit minimum, et que, de même, les ampères-tours de l'enroulement différentiel E15, représentés par la flèche en pointillé, amènent l'amplificateur vers son point de débit minimum,tandis que les ampères-tours de l'enroulement de commande E16 ex- cite en fonction du courant de charge du moteur à induction, poussent cet amplificateur vers la saturation.
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En ce qui concerne l'amplificateur magnétique ML1' les ampères- tours de l'enroulement de polarisation l'amènent vers la partie conductrice de sa caractéristique, tandis que les ampères-tours de l'enroulement de cou- rant et de l'enroulement différentiel amènent cet amplificateur vers son point de débit minimum.
Les bornes de sortie des redresseurs E1R et L1R sont connectées à des enroulements modèles respectifs EP et LP d'amplificateurs magnétiques ME et ML.Les circuits des enroulements modèles contiennent en série des interrupteurs limites ELS et LLS qui sont normalement fermés sauf lorsque les électrodes mobiles se trouvent respectivement dans leurs positions li- mites supérieure et inférieure., Ces interrupteurs servent à empêcher les é- lectrodes mobiles de dépasser leurs limites mécaniques.
Les amplificateurs ME et ML, commandés par les enroulements modè- les respectifs EP et LP, comprennent chacun une paire d'enroulements princi- pauxo Les enroulements principaux MEA et MEB de l'amplificateur ME sont, en série avec des redresseurs d'auto-saturation respectifs ME3 et ME4, dans un circuit parallèle.Ce circuit d'enroulements principaux parallèles est mis, en série avec les bornes à courant alternatif d'un redresseur de charge à double alternance ER, aux bornes du transformateur d'alimentation en courant alternatif T2. Cet amplificateur comporte aussi un enroulement de commande EC, un enroulement d'amortissement ED et un enroulement de polarisation EB, ainsi que, l'enroulement modèle EP.
L'amplificateur magnétique ML comprend les enroulements principaux en série avec des redresseurs d'auto-saturation respectifs ML3 et ML4 dans un circuit parallèle.Ce circuit d'enroulements principaux parallèles est mis, en série, avec les bornes à courant alternatif du redresseur de charge à double alternance LR, aux bornes de la source de courant alternatif consti- tuée par le transformateur T2. Cet amplificateur comporte un enroulement de commande LC, un enroulement d'amortissement LD et un enroulement de polari- sation LB ainsi que l'enroulement modèle LP déjà mentionné. Les enroulements de commande AE, BE, CE, DE des amplificateurs magnétiques MA, MB, MC, MD sont connectés en parallèle aux bornes de sortie du redresseur de charge ER.
Les enroulements de commande AL, BL, CL, DL des mêmes amplificateurs magné- tiques sont connectés en parallèle aux bornes de sortie du redresseur de char- ge LR.
Dans cette forme d'exécution de la présente invention, les enrou- lements de commande EC et LC des amplificateurs ME et ML qui correspondent, en quelque sorte, aux amplificateurs MF et MR de la figure 1, sont connec- tés en sortie aux bornes de sortie de la génératrice tachymètre PG entraînée, comme auparavant, par le moteur à vitesse régulée Mo A l'opposé du cas de la figure 1, où les enroulements comme EC et LC sont excités supplémentai- rement en fonction d'une tension choisie de référence, ces enroulements ne reçoivent cette fois aucune autre excitation.
La commande correspondante est obtenue, dans le cas présent, en comparant des ampères-tours, plutôt que des tensions réelles, dans les am- plificateurs respectifs ME et ML de cette forme d'exécution de l'invention.
Dans l'arrangement considéré, les ampères-tours des enroulements modèles respectifs EP et LP sont comparés aux ampères-tours des enroulements de commande respectifs EC et LC.Les enroulements d'amortissement respectifs ED et LD des amplificateurs magnétiques ME et ML sont reliés en série aux bornes de l'enroulement secondaire 3S du transformateur d'amortissement T3 dont le primaire est à nouveau alimenté par les conducteurs L1 et L2 de l'a- limentation du moteur M. Les enroulements de polarisation EB et LB sont con- nectés en parallèle aux bornes de sortie du redresseur R6.
Les caractéristiques des amplificateurs magnétiques ME et ML sont données respectivement* aux figures 12 et 13. La figure 12 montre que l'am- plificateur magnétiqueME est amené vers son point de débit minimum par les ampères-tours de l'enroulement de polarisation EB. La flèche pleine représente
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les ampères-tours de l'enroulement EC,
pour la polarité de la tension de la génératrice tachymètre correspondant au cas où le moteur M relève ou écarte les électrodes mobiles du régulateur à curseurs.La flèche en pointillé diri- gée en sens opposé par rapport à la flèche pleine représente les ampères- tours correspondant à la tension de la génératrice inversées le moteur pilo- te M tournant en sens opposé de façon à abaisser les électrodes mobiles du régulateur à curseursoLes ampères-tours d'amortissement s'opposent à un chan- gement de la tension aux bornes du moteur pilote, comme dans le cas de la figure 1.
La figure 13 montre que les ampères-tours de polarisation amènent l'amplificateur magnétique ML vers son point de débit minimum. Les ampères- tours de commande représentés par la flèche pleine polarisent l'amplificateur vers le cut-off et correspondent à la polarité de la tension de la génératri- ce tachymètre résultant de la rotation du moteur M dans le sens d'abaisse- ment des électrodes mobiles.La flèche en pointillé, dirigée en sens opposé par rapport à la flèche pleine, représente les ampères-tours correspondant à la rotation du moteur M dans le sens du relèvement des électrodes mobiles.
Ici aussi, les ampères-tours d'amortissement s'opposent à une variation de la tension aux bornes du moteur pilote. Sur les deux figures 12 et 13, les ampères-tours modèles rendent les amplificateurs respectifs ME et ML plus conducteurs.
Les figures 9, 10 et 11 représentent les caractéristiques des am- plificateurs magnétiques connectés dans le circuit d'alimentation du moteur M. Ces caractéristiques correspondent à celles des amplificateurs correspon- dants de la figure 1. Chacun de ces amplificateurs est amené vers son point de débit minimum par l'enroulement de polarisation correspondant.Les ampli- ficateurs MA et MB sont toujours rendus plus conducteurs par leurs enroule- ments de commande, quels qu'ils soient.
La commande sélective est obtenue par l'excitation sélective des enroulements de commande des amplificateurs magnétiques MC et MD, comme le montrent les figures 10 et 11, où les ampères- tours de l'enroulement de commande CE, représentés par la flèche E de la figure 10, rendent l'amplificateur MC conducteur, tandis que les ampères- tours de l'enroulement de commande DE,excité en même temps que CE, polari- sent l'amplificateur MD au cut-offo Comme la figure 10 le montre, les ampè- res-tours L de l'enroulement CL polarisent l'amplificateur MC vers son point de débit minimum, tandis que les ampères-tours de l'enroulement DL rendent l'amplificateur MD plus conducteur au moment où l'enroulement CL amène l'am- plificateur MC au cut-off
Pour la simplicité,
on a omis les contacteurs ou interrupteursde commande normalement utilisés dans un dispositif de ce genre pour le démarra- ge, l'arrêt et d'autres commandes auxiliaires.
Au démarrage du dispositif considéré, on met le courant sur les conducteurs d'alimentation L1, L2, L3 du moteur pilote et simultanément sur le moteur à induction IM. Les tensions de commande alternatives et continues sont appliquées au dispositif, respectivement par le transformateur T2 et le redresseur R6, au moment de la mise sous tension des conducteurs L1, L2 et L3Comme cela a déjà été expliqué, le moteur à induction IM démarre avec les électrodes du régulateur à curseurs écartées au maximum. Au moment de la mise sous tension du dispositif, l'amplificateur magnétique ML1 commence à conduire le courant. Ceci est démontré par la figure 15, où on peut voir que l'enroulement de polarisation LB amène l'amplificateur vers la partie conductrice de sa caractéristique.
Les électrodes étant écartées au maximum, le courant de charge et, par conséquent, les ampères-tours de l'enroulement de commande L17 sont faibles. La sortie de l'amplificateur magnétique ML1 est appliquée à l'enroulement modèle LP de l'amplificateur magnétique ML.
Cette sortie est suffisante pour surpasser les ampères-tours de l'enroulement de polarisation LB et, comme la figure 13 le montre, les ampè- res-tours résultants rendent cet amplificateur magnétique conducteur. La
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sortie de ce dernier est appliquée aux enroulements de commande parallèles AL, BL, CL et DL des amplificateurs magnétiques du moteur pilote. Les figures 10 et 11 montrent que l'amplificateur magnétique MC est mis au cut-off par la polarisation de l'enroulement CL et l'amplificateur magnétique MD est ren- du conducteur par les ampères-tours de l'enroulement DEL. De cette manière, le moteur pilote M est amené à abaisser les électrodes mobiles du régulateur à curseurso
Quand les électrodes mobiles descendent, la résistance du régula- teur à curseurs diminue et le moteur à induction commence à se charger.
Dans cette gamme de variation de charge, le dispositif est régulé en fonction du . courant de charge.Quand le courant de charge augmente, on constate, suivant la figure 15, que les ampères-tours de l'enroulement de commande L17 augmen- tent et amènent l'amplificateur magnétique ML1 vers son point de débit mini- mum. Les ampères-tours de l'enroulement de commande E16 augmentent simulta- nément,tendant à surmonter les ampères-tours de l'enroulement de polarisa- tion EB et à rendre l'amplificateur ME1 conducteur.Au moment qui correspond à la valeur choisie de courant de charge du moteur à induction IM autour de laquelle la régulation doit se faire, l'amplificateur ML1 se trouve en sub- stance au eut-off et l'amplificateur ME1 commence à devenir conducteur.
A ce point de transition, l'excitation modèle de l'amplificateur ML tombe prati- quement à zéro et l'excitation modèle de l'amplificateur ME commence à aug- menter. Le dispositif est donc, en fait, commuté par l'action des amplifica- teurs et l'inversion de phase se produit dans l'alimentation du moteur pilo- te Mo Quand le courant de charge dépasse donc la valeur demandée, l'amplifi- cateur magnétique ME est rendu conducteur, et quand le courant de charge tom- be sous la valeur demandée, c'est l'amplificateur magnétique ML qui est ren- du conducteur.
Dans les deux cas d'abaissement et le relèvement des électrodes du régulateur à curseurs, la sortie de la génératrice tachymètre PG agit toujours sur les amplificateurs magnétiques ME et ML de façon à s'opposer aux ampères-tours modèles. Ceci est démontré par les figures 12 et 13. Si on considère, par exemple, l'amplificateur magnétique ML et si on suppose que les électrodes sont abaissées par le moteur pilote, les ampères-tours, dus à la polarité instantanée de la génératrice tachymètre PG pendant que le moteur pilote M abaisse les électrodes, sont représentés par la flèche pleine. Ces ampères-tours s'opposent aux ampères-tours modèles agissant, à ce moment, sur l'amplificateur ML.
Au même moment, les ampères-tours agis- sant sur l'amplificateur magnétique ME et dûs à l'excitation de l'enroule- ment de commande EC par le débit de la génératrice tachymètre, tendent à rendre l'amplificateur magnétique ME plus conducteur. Ceci est représenté par la flèche en pointillé de la figure 12. Les valeurs relatives des ampè- res-tours de commande et de polarisation dans les amplificateurs respectifs ME et ML, sont, de préférence, proportionnées de façon que, dans ces condi- tions de fonctionnement, l'amplificateur ME soit, dans le cas précis consi- déré, maintenu au point de débit minimum et qu'inversement, quand l'amplifi- cateur ME est conducteur et la tension de la génératrice tachymètre est in- versée, les ampères-tours de l'enroulement LC de l'amplificateur ML ne ren- dent pas celui-ci conducteur.
On constate donc que, par comparaison des ampères-tours modèles et des ampères-tours de commande dans les amplificateurs respectifs ME et ML, le moteur pilote M tourne à une vitesse qui correspond à l'importance de l'écart entre les ampères-tours modèles et de commande de l'amplificateur qui est en service à ce moment. La régulation de vitesse du moteur pilote M permet de déplacer rapidement les électrodes quand la différence entre le courant de charge réel et le courant de charge désiré est grande. Le ré- sultat est de proportionner en substance directement la vitesse du moteur à la grandeur de 1-'erreur.
Les amplificateurs magnétiques ME1 et ML1 servent d'étages mélan- geurs de façon que le mélange des signaux et la commutation puissent se fai-
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re en avant du régulateur de vitesse comprenant les étages amplificateurs de tension et de puissance représentés respectivement par les amplificateurs magnétiques ME1' ML1 et les amplificateurs magnétiques MA, MB, MC et MD.Il est ainsi possible de polariser les amplificateurs magnétiques ME et ML au eut-offDe cette manière, quand un des interrupteurs limites ELS ou LLS est actionné et le circuit d'excitation modèle correspondant est coupé, l'effet de la vitesse acquise représenté par l'action différentielle des ampères- tours des enroulements de commande respectifs EC et LC permet d'amener le moteur pilote à l'arrêt par freinage, Avec cet arrangement,
même un faible signal de réaction de vitesse est très efficace. La possibilité de freinage dans un dispositif de ce genre est très intéressante, parce que l'inertie de l'appareillage actionné par le moteur pilote est, en règle générale, très grandeo La production d'un couple de freinage élevé sur le moteur pilote en vue d'un arrêt très précis, surtout aux deux limites de la course et quand les électrodes sont très proches, est un moyen de commande très utile dans la présente application.
La description qui précède montre que l'invention procure un dis- positif de commande de moteur sans équipement rotatif à l'exception évidem- ment du ou des moteurs à commander, qui peut se comparer favorablement aux commandes à tension continue variable, en ce qui concerne la commande de vi- tesse variable, le renversement du sens de marche par réglage progressif et sans utilisation de contacteurs d'inversion, et une bonne régulation de la vitesse avec les variations de chargeo En outre, cette commande se fait sans l'emploi de machines rotatives sauf le ou les moteurs à courant alternatif à commander, qui sont généralement moins coûteux que les machines continues comparables
L'entretien est réduit au minimum avec un moteur à courant alter- natif du type décrit (comme le moteur M), par l'absence de collecteur,
et il est encore réduit parce que les amplificateurs statiques n'ont pas de parties mobiles. En outre les amplificateurs de ce genre sont extrêmement robustes et peuvent avoir une longue durée de vie, s'ils sont bien adaptés aux demandes du dispositif à exploiter. Le régulateur de vitesse de moteur réversible de l'invention présente des avantages par rapport aux commandes en continu du type précité, en ce que la limitation du couple est caracté- ristique d'un moteur à courant alternatif, comme un moteur à cage d'écureuil, de sorte que les dispositifs compliqués de limitation du courant souvent uti- lisés avec les commandes à tension continue variable peuvent être supprimés.
Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées à la disposition et aux éléments de l'invention, sans s'écarter de ses prin- cipes. Par exemple, on peut remplacer les amplificateurs magnétiques par des réactances à saturation, ou par d'autres impédances variables utilisées sui- vant la technique courante. Les dispositifs de ce genre peuvent aussi employer des appareils électroniques. Les principes de l'invention peuvent aussi ê- tre appliqués à des systèmes à plus de trois phases.
REVENDICATIONS.
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WESTINGHOUSE ELECTRIC CORPORATION, residing in EAST PITTSBURGH (E.U.A.).
ALTERNATIVE CURRENT MOTOR CONTROL.
The present invention relates, in general, to motor control devices and, more specifically, to AC motor control devices.
A general object of the present invention is to provide an AC motor control characterized in that the motor control is effected by means of a variable impedance connected in the motor supply circuit.
In a polyphase system to which the principles of the invention apply in general, and in a three-phase system to which reference is made in particular, but by way of example only, a variable impedance can be used, connected in each motor supply conductor, to control the voltage at the motor terminals so as to obtain speed-torque characteristics suitable for a wide variety of applications.
A control of this kind is also used to reverse the direction of rotation of a polyphase AC motor, without disconnecting the motor from the supply circuit, by using a phase shifter device associated with an impedance selectively adjusted so as to obtain a phase inversion. which causes the motor to reverse the direction of travel.
Such devices are disclosed in U.S. Patents 2,228,078 and 2,550,569. The devices described in these patents both use reactors whose phase is reversed in order to reverse the direction of rotation of the motor, by applying a DC voltage of selected polarities to the control windings of the reactors. The choice of polarity can be done by manual control or automatically as in
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the first aforementioned patent, where a bridge circuit is unbalanced in one or the other direction according to the direction of a deviation from a given state.
A device comprising some of the above basic principles is shown in the accompanying drawings. This device uses electromagnetic controls of the static type which may take the form of saturation chokes or magnetic amplifiers, the drawing representing magnetic amplifiers.
According to a particular feature of the invention, there is provided a control device for a polyphase AC motor, serving to reverse the direction of travel of the motor and to control an operating characteristic of the latter. The device, with regard to the control of the operating characteristic of the engine, plays the role of a closed-circuit regulator, in certain new aspects relating to the reversing and control.
In particular, a controlled operating characteristic is the speed of the motor, an indication of which is given by a tachometer generator driven by the motor. If the rotor of the motor is of the wound type, the speed can be determined approximately by the electrical state of the secondary circuit, and the generator tachometer can be eliminated. Depending on the application, other electrical characteristics of the motor can be adjusted by means of a control device of this type, such as the charging current or the voltage at the terminals of the primary.
In one embodiment of the invention, the speed is set as a function of a variable reference voltage by manual control, which is compared to the voltage of the tachometer generator, in both directions of travel, so as to obtain speed regulation for each operating condition.
In a second embodiment of the invention, the alternating motor itself is used as the pilot motor and its speed is controlled according to the electrical state of a second motor controlled by the motor. pilot.
In this second embodiment, the electrical state considered is the current, that is to say the charging current of the second motor. The general principles of the present invention can be applied whether the second motor is AC or DC. The invention is however represented with an AC pilot motor which serves to adjust the resistance of the secondary circuit of a wound rotor induction motor, the variable resistance of which is constituted by a slider regulator. By properly arranging the elements of the device, the information given by the current for the pilot motor can include both speed and direction reversal commands.
Several embodiments of the invention are shown, by way of example, in the accompanying drawings.
Figure 1 is a schematic of an AC motor controller according to the principles of the invention.
FIG. 2 is a vector diagram showing the phases of the voltages for the two directions of operation of the motor, front and rear.
Figures 3 to 7 are graphs giving the control characteristics of the different magnetic amplifiers used in the present control device.
Figure 8 is a diagram of an induction motor control using a slider regulator and in accordance with the principles of the invention; and
Figures 9 to 15 are graphs giving the control characteristics of the different magnetic amplifiers used in the
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figure 8.
In figure 1, the motor to be controlled bears the reference M and is represented in the form of a three-phase squirrel-cage AC motor connected to a three-phase AC network represented by: the conductors L1, L2, L3 . Of course, other types of reciprocating motors can be controlled in accordance with the principles of the present invention.
The speed and direction of operation of this reciprocating motor is controlled by the appropriate control of several double magnetic amplifiers MA, MB, MO and MD. The main windings A1-A2, Bl-B2 and
C1-C2 of the corresponding magnetic amplifiers MA, MB and MC, are connected in parallel with each other and in series with the motor in the corresponding supply conductors L1, L2 and L3. The main windings D1 and D2 connected in parallel of the magnetic amplifier MD are connected in series with the winding Tlb of a transformer T1 between a point of the conductor L2, on the supply side of the magnetic amplifier MB and a point of conductor L3, motor side of magnetic amplifier MC. A second winding Tla of transformer T1 is connected between conductors L1 and L3.
All the above-mentioned magnetic amplifiers have, in series with each main winding, an auto-saturation rectifier. These rectifiers, of opposite polarities in the two parallel main windings of each amplifier, bear the references A3-A4 ′ B3-B4, C3-C4 and D3-D4.
The vector diagram of figure 2 represents the phases of the voltages for the two directions of travel, forward and reverse. The vectors in solid lines give the phases for forward travel, with regard to the control of the voltage at the terminals of the motor, by the magnetic amplifiers MA, MB and MC. The vectors in broken lines give the phases for controlling the voltage at the terminals of the motor by the amplifiers MA, MB and MD, in reverse. The references A, B, C and D in the vector diagram of figure 2 designate the phases at points A, B, C and D of the circuit of figure 1.
The electrical phase shift of 180 between C and D is obtained by means of a transformer T1 which shifts the voltage at point D by 180 electrical degrees with respect to the voltage at point C,
The magnetic amplifiers in figure 1, have a separate closed core for each main winding, that is, for example for the amplifier MA, the winding Al is wound on the core AC1 and the winding - Element A2 on the AC2 core. Each control winding is composed of two parts connected in series and wound one on one of the cores and the other on the other core. For example, the control winding AR comprises two series parts, one on the core AC1 ′ the other on the core AC2. In the discussion, these two parts and all similar windings are considered to be a single winding.
With the device described so far, it is possible to reverse the direction of operation of the motor by using, as desired, the magnetic amplifier MC or the magnetic amplifier MD, with the magnetic amplifiers MA and MB, to adjust the voltage at the terminals of the engine. The exact way in which this choice is made will be described later.
Each of the four magnetic amplifiers used for controlling the voltage at the motor terminals has three windings. In each case, two of these windings are control windings used as desired for forward or reverse, and the remaining winding is a bias winding which always brings the associated magnetic amplifier to its minimum flow point. The forward and reverse control windings of the various magnetic amplifiers are designated AF-AR, BF-BR, CF-CR and DF-DR, respectively, and the polarization windings are designated AB, BB, CB and DB.
All forward control windings AF, BF, CF and DF are connected in parallel in an excitation circuit supplied by the
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Full-wave charge rectifier FR of the forward magnetic amplifier MF and, likewise, all reverse control windings AR, BR, CR and DR are connected in parallel in an excitation circuit supplied by the charge rectifier RR of the magnetic reversing amplifier MR. Ge device will be studied later. However, the selective operation of the respective forward and reverse magnetic amplifiers causes the selective energization of the parallel groups of forward and reverse control windings.
The characteristic curves of Figures 3 to 7 show that the ampere-turns of polarization always return the corresponding magnetic amplifiers to their minimum flow point or substantially to their minimum linear flow point. With regard to the magnetic amplifiers MA and MB, the characteristics of which are shown in Figure 3, the forward and reverse control windings develop ampere-turns in the directions indicated respectively by the solid arrow F and that in dotted line R. It should be noted that, in both cases, the cores of these magnetic amplifiers are pushed towards saturation.
In FIG. 4, the ampere-turns of the forward control winding CF, represented by the solid arrow F, lead to 1; MC magnetic amplifier towards the conductive part of its characteristic, while the ampere-turns of the control winding OR represented by the dotted arrow R bring the MC magnetic amplifier even more towards its minimum flow point, so to maintain it well at the cut-off.
FIG. 5 represents the characteristics of the magnetic amplifier MD. The response of this amplifier to the forward and reverse drive voltages is exactly the opposite of that of the magnetic amplifier MC. Indeed, the ampere-turns of the forward drive control winding DF bring this amplifier back to its minimum flow point, thus ensuring that this amplifier is cut-off, when the magnetic amplifier MC responds. to the applied control voltage.
The ampere-turns of the reverse control winding DR bring the magnetic amplifier MD into the conductive part of its characteristic at the moment. the magnetic amplifier MG is brought even more towards its point of minimum flow, thus ensuring that the magnetic amplifier MC is cut-off, at the moment when the magnetic amplifier MD responds to a given control voltage.
In summary, when an excitation voltage is applied to the forward or reverse control windings of the magnetic amplifiers MA and MB, these are brought into their characteristic conductive part, and, by the simultaneous response of the MC and MD magnetic amplifiers to the same control voltages, only one of these last two magnetic amplifiers becomes conductive. These magnetic amplifiers are all arranged so that those in use give the same simultaneous response to a given control voltage, in order to obtain balanced operation of the AC motor.
Selective forward or reverse control is performed using the aforementioned forward and reverse magnetic amplifiers MF and MR. These magnetic amplifiers, similar to those used in the motor power supply circuit, are also of the type with double parallel winding and self-saturation. The magnetic amplifier MF comprises a pair of main excitation windings F1 and F2, in series respectively with corresponding rectifiers F3 and F4. These rectifiers are opposite in polarity in the circuit of the parallel main windings, so as to let the current flow in opposite directions from one half-period of alternating current to the other.
This amplifier is connected to an alternating current source constituted by a transformer T2 whose primary
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is connected to the conductors L2 and L3 of the motor power supply and the secondary 2S of which supplies, in alternating current, the circuit of magnetic amplifiers of forward and reverse. An FR charge rectifier is connected in series with the main winding circuit of the MF magnetic amplifier and provides rectified full-wave output voltage.
The magnetic amplifier MF comprises an FC control winding, an FD damping winding and an FB bias winding. The characteristic of this magnetic amplifier is shown in FIG. 7; it can be seen that the ampere-turns of the bias winding FB bring this magnetic amplifier back to substantially the point of minimum flow.
The magnetic amplifier MR is similar to the magnetic amplifier MF and comprises a pair of main windings R1 and Ro in series respectively with rectifiers R3 and R4 opposed in polarity and placed in the corresponding branches. This main winding circuit is placed in series with a charge rectifier RR, at the terminals of the alternating current source which supplies the magnetic amplifier MF.
The MR reverse magnetic amplifier also includes an RC control winding, an RD damping winding, and an RB bias winding. The characteristic of this amplifier is shown in figure 6 and it can be seen, again, that the ampere-turns, denoted by the solid arrow "POL.", Of the bias winding RB, bring this amplifier back to the point of bias. minimum.
The MF and MR magnetic amplifier control winding circuits fulfill two roles: the first is the control of the forward or reverse direction of the motor, and the second is the speed control and speed control control of the motor. engine. These two functions depend on the comparison of two voltages in the control winding circuit of the forward and reverse magnetic amplifiers. One of these voltages consists of a reversible polarity reference voltage taken from an RH rheostat, and the second voltage is a voltage indicative of the speed given by a tachometer generator PG whose rotor is mechanically coupled, anyway. suitably, to the AC motor M which drives it.
As we know, a generator of this kind gives a voltage which is a linear function of its speed of rotation. Because of the mechanical connection between the generator and the induction motor, the voltage delivered by the tachometer generator is proportional to the speed of the motor.
The RH rheostat is supplied by the output of a half-wave rectifier R6, whose input is connected to the terminals of the secondary winding 2S of the transformer T2 and whose polarity is controlled by its connection to an assembly. switch comprising respective pairs of forward and reverse contacts FW1 'FW2 and RE1' RE2. Depending on the commissioning of the front or rear contactors, the ends of the rheostat RH are connected, in one direction or the other, to the output terminals of the rectifier R6, so as to supply the rheostat reversibly. The commissioning of these front and rear contacts, manual or automatic, not forming part of the present invention, will not be described in detail here.
The rheostat RH is provided with an adjustable cursor T from which a variable DC voltage is taken, which is the reference voltage of the device. The magnitude of this voltage determines the running speed of the induction motor. The bypass part of the rheostat is put, in a closed circuit, in series and in opposition with the voltage output by the tachometer generator when the motor rotates in a determined direction, the series closed circuit containing the control windings d FC and RG excitation of the forward and reverse magnetic amplifiers.
The output of the charge rectifier FR is applied to the terminals of the forward control windings AF, BF, CF and DF of the magnetic control amplifiers.
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motor MA, MB, MC and MD, and the output of the charge rectifier RR of the reverse magnetic amplifier is applied to the reverse control windings AR, BR, CR and DR, of the amplifiers MA, MB, MC and MD, as described above. By selectively operating the respective forward or reverse magnetic amplifiers, the forward or reverse control windings of each of the magnetic amplifiers MA, MB, MC and MD are energized so as to control the motor accordingly.
Referring to Figures 6 and 7, one can study the selective control of the magnetic amplifiers MF forward and MR reverse. Either the case where the engine must run forward; forward contacts FW1 and FW2 are closed and apply a voltage of one polarity to the RH rheostat. The polarity of this voltage is such, as the solid "CONTROL" arrows of Figures 6 and 7 show, that the magnetic amplifier MF is biased in the direction of saturation, while at the same time the MR magnetic amplifier is brought even closer to its minimum flow point and therefore cut-off.
In this case, at start-up, the magnetic amplifier MF is mainly controlled by the voltage of the RH rheostat, since, with the motor starting from standstill and gradually increasing its speed, the voltage of the tachometer generator starts from zero. . The output of the load rectifier FR appears on all control windings AF, BF, CF and DF.
In the case considered, as shown in FIG. 3, the two magnetic amplifiers MA and MB, in accordance with the solid arrow F, are pushed towards saturation and will therefore be conducting to a degree determined by the control ampere-turns. According to FIG. 4, the magnetic amplifier MC is also conductive, since the ampere-turns F of FIG. 4 push this amplifier towards saturation. In the case of balanced operation, the variation in the output characteristic is the same for everyone.
According to Figure 5, the control ampere-turns designated by the solid arrow F bring the MD amplifier even more towards its minimum flow point and in fact cut-off Under these conditions, the MD magnetic amplifier is really a high impedance having only a very negligible effect on the behavior of the motor.
With the aforementioned connections, the motor accelerates in the direction of forward travel. The operating speed is reached when the voltage of the tachometer generator adapts to the reference voltage. Here begins the speed regulation around the speed determined by the RH rheostat setting. For example, if the speed of the motor tends to increase from this value of the reference voltage, the output of the tachometer generator also increases and its output voltage is closer to the reference voltage, the ampere-turns. of the FC control winding decreasing. This increases the impedance of the magnetic amplifier MF and the output voltage of the latter drops.
This reduction in the output voltage simultaneously affects the control windings of each of the magnetic amplifiers MA, MB and MC, the impedances of which increase. The decrease in the output voltage of these magnetic amplifiers means a decrease in the voltage applied to the motor M, and a decrease in its speed, accordingly. Equilibrium is restored when the difference between the voltage of the tachometer generator and the rheostat tenaon constitutes the control voltage necessary to keep the motor speed constant, for the load torque present at that time. It should be noted that variations in torque occurring at a given engine speed will result in a slight variation in speed.
However, tests have shown that the torque-speed characteristic curve remains remarkably flat throughout the adjustment range until stalling. In fact, the quality of regulation obtained is comparable to that obtained with the more complicated and expensive devices controlled by variable direct voltages.
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When, in the case considered, it is desired to give the motor a different operating speed, the cursor of the RH rheostat is brought into a new position corresponding to a higher or lower voltage, depending on whether the speed is to be increased or diminished. The variation in excitation of the different control windings of the magnetic motor control amplifiers causes a change in the speed of the motor in the desired direction. The equilibrium is again established, when the output voltage of the tachometer generator reaches the voltage of the rheostat.
In the case of forward travel, to stop the motor, the contacts FW1 and FW2 are opened. The reference rheostat is immediately disconnected and the reference voltage disappears from the control windings of the forward and reverse magnetic amplifiers. The closed circuit only contains the voltage of the PG tachometer generator.
As a result, the excitation of the FC and RC control windings is reversed. This excitation is represented in Figures 6 and 7, by the dotted arrows. The reverse magnetic amplifier MR is pushed towards saturation and the forward magnetic amplifier MF is returned to its minimum flow point. The latter becomes substantially non-conductive as the magnetic amplifier MR becomes conductive and control passes from the forward control windings to the reverse control windings AR, BR, CR and DR of the magnetic drive amplifiers. engine.
The dotted arrows in figures 4 and
5 indicate that the magnetic amplifier MC is cut-off and the magnetic amplifier MD is made conductive. Looking at the vector diagram of FIG. 2, it can be seen that this inversion of the con- nexions causes the phases to be reversed. This situation, as already explained, is represented by the dotted arrows. The connection thus obtained @ for effect braking the motor. That is to say, the excitation is this time such that it tends to reverse the direction of operation of the motor. However, as this excitation is only due to the output of the tachometer generator, the deceleration effect obtained is directly proportional to the speed and therefore decreases with the decrease in engine speed.
The moment the engine stops, braking ceases.
If, in the case of forward travel, it is desired to operate the motor in reverse, the contacts FW1 and FW2 are opened, and the contacts RE1 and RE2 are opened. The polarity of the direct voltage applied to the terminals of the RH reference rheostat is reversed, and, consequently, the reference voltage present in the closed circuit of the forward and reverse magnetic amplifiers has the same polarity as the output voltage. by the generator tachometer PG.
As in the case of stopping the engine, the forward magnetic amplifier is cut-off and the reverse gear is made conductive, but this time the reference voltage is added to the other. to act on the RC reverse gear control winding. The engine is therefore quickly brought to a standstill and the voltage of the tachometer generator simultaneously drops to zero. However, the reference voltage remains applied to the terminals of the RC control winding and the phase inversion of the motor excitation remains maintained. The motor accelerates in the opposite direction and regulation resumes according to the reference voltage.
As with most closed loop regulators, a degree of damping operation may be required to achieve desired stability. This damping can be obtained by controlling the damping windings FD and RD of the forward and reverse magnetic amplifiers by means of a DC voltage drawn from one phase of the supply circuit. the magnetic motor control amplifiers vary in the same way so as to obtain a balanced excitation of the motor, the indication of the damping of a phase of the motor is sufficient.
This measurement of the flow rate of the magnetic amplifier is taken up in a half-wave rectifier R7 whose output is applied
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to a damping transformer T3 whose primary winding 3P is connected to the direct current terminals of the rectifier R7 and whose secondary winding 3S is connected in series in a closed circuit also containing the damping windings FD and RD. As Figures 6 and 7 show, the damping ampere-turns act selectively in both directions on the respective forward and reverse magnetic amplifiers.
The damping has the effect of opposing a variation in the output voltage of the device. If, for example, the speed of the motor in forward gear rises sharply, the voltage of the tachometer generator increases and comes closer to the reference voltage. The reduction in ampere-turns of the FC control winding, acting through the motor control magnetic amplifiers, tends to reduce the voltage at the terminals of the AC motor. This voltage variation appears at the terminals of the damping transformer T3 and acts on the damping winding FD whose ampere-turns, in the present case, tend to make the forward magnetic amplifier more conductive and to increase the flow according to the decrease in texsion at the motor terminals.
If the motor speed drops, the voltage at its terminals increases. The FD damping winding receives a control voltage of opposite polarity to the previous one. The damping ampere-turns tend to make the forward magnetic amplifier less conductive and to limit its output according to the increase in voltage at the motor terminals.
The principles of the present invention also appear in the embodiment of the invention shown in FIG. 8 and relating to a device using a slider regulator. It corresponds to the second embodiment cited at the start of this presentation.
Instead of having a separate closed core per main winding as in Figure 1, the magnetic amplifiers in Figure 8 have three-leg cores, one leg per main winding, and a common leg for all control windings. is made for the simplicity of the drawings, the two types of amplifiers, although physically different, being regarded as equivalent from a patent point of view.
The motor to be controlled in FIG. 8 is an AC induction motor IM having a primary winding PW connected to the AC network L4, L5, L6. The motor is controlled by adjusting the resistance of the secondary circuit by means of suitable resistors connected to the secondary winding SW. This control of an induction motor is known as slider regulation and the resistant device used is called a slider regulator. Slider regulators can take a variety of forms, and those used herein are of the liquid rheostats type, as are customarily used with heavy duty induction motors.
The slider regulator shown SR consists of three liquid rheostats 1Q, 20 and 30, each in series in one of the three phases of the secondary, following the usual technique. These rheostats have fixed electrodes 11, 21, 31 and movable slider electrodes 12, 22, 32. These electrodes are immersed in a reservoir filled with a suitable electrolyte, and the resistance of the various circuits is varied according to moving the electrodes. In practice, the movable electrodes are mechanically coupled and actuated simultaneously by a suitable control.
In the present embodiment of the invention, the movable electrodes of the slider regulator are controlled by an AC motor M which corresponds to the motor M described in FIG. 1. The part of the device comprising the amplifiers MA, MB, MC and MD and the principles of operation thereof are the same as in Figure 1. The same references are used and there is no need to repeat the explanation given with reference to Figure 1.
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One of the electrical data to be controlled of the induction motor is the charge current.The device of figure 8 is arranged so that the motor M, which can be considered here as a pilot motor, actuates the slider regulator so as to maintain the load current of the induction motor IM at a determined value. The device is therefore arranged so that, for currents exceeding a determined value, the slide regulator is required to increase the resistance of the circuit d secondary winding, and, for currents lower than a determined value, it is necessary to reduce the resistance of the secondary winding circuit.
As a rule, a device of this kind starts with the movable electrodes as far apart as possible from the fixed electrodes. When the motor is energized, the load current is thus reduced to a minimum. To then increase the speed of the motor, the distance between electrodes must be reduced in order to reduce the resistance of the secondary winding circuit. With the device in question, the lowering of the mobile electrodes continues until the charging current reaches a determined value, the regulation intervening at this moment to maintain the charging current at the desired level.
This kind of control implies the need to reverse the direction of movement of the movable electrodes of the slider regulator, when the load current deviates, downwards and upwards, from the imposed value.
This is obtained by the use of suitably polarized magnetic amplifiers, one ME1 controlling the raising of the mobile electrodes and the other ML1 controlling the lowering of the mobile electrodes.
The amplifier ME1 comprises main windings En and E12 connected in series with respective self-saturation rectifiers E13 and E14. These are mounted opposite in polarity in the parallel branches of the main winding circuit which is connected to the terminals of the secondary winding 2S of the transformer T2, in series with the ac terminals of a double alternating rectifier. E1R. This magnetic amplifier is controlled by a control winding E16 connected to the output terminals of a full-wave rectifier R5 itself supplied by a current transformer CT associated with one of the phases of the network supplying the induction motor. An indication, in ampere-turns, of the charging current of the induction motor therefore controls the magnetic amplifier ME1.
This also comprises a bias winding EB, and a differential winding E15 placed at the output terminals of the charge rectifier E1R, to dampen the control of this amplifier to a certain degree.
Amplifier ML1 is physically similar to magnetic amplifier ME1 'and comprises main windings L11 and L12 in series with respective self-saturation rectifiers L13 and L14 mounted opposite in polarity in the parallel branches of the circuit. The parallel main winding circuit is connected, in series with the AC terminals of an L1R full-wave rectifier, to the terminals of the secondary winding 2S of transformer T2. The control winding L17 of this amplifier is placed at the output terminals of the rectifier R5 and the bias winding LB at the output terminals of the half-wave rectifier R6.
The characteristics of the magnetic amplifiers ME1 and MLl are given respectively in Figures 14 and 15. These show that the ampere-turns of the bias winding EB of the magnetic amplifier ME1 bring it to its minimum flow point, and that, likewise, the ampere-turns of the differential winding E15, represented by the dotted arrow, bring the amplifier towards its point of minimum flow, while the ampere-turns of the control winding E16 ex- quotes according to the load current of the induction motor, push this amplifier towards saturation.
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With regard to the magnetic amplifier ML1 'the ampere-turns of the polarization winding bring it towards the conductive part of its characteristic, while the ampere-turns of the current winding and of the winding differential bring this amplifier to its minimum flow point.
The output terminals of the E1R and L1R rectifiers are connected to respective EP and LP model windings of ME and ML magnetic amplifiers. The model winding circuits contain in series ELS and LLS limit switches which are normally closed except when the moving electrodes are in their upper and lower limit positions, respectively., These switches are used to prevent the moving electrodes from exceeding their mechanical limits.
The ME and ML amplifiers, driven by the respective model windings EP and LP, each include a pair of main windings o The main windings MEA and MEB of the ME amplifier are, in series with self-rectifiers. respective saturation ME3 and ME4, in a parallel circuit This circuit of parallel main windings is put, in series with the AC terminals of a full-wave charging rectifier ER, at the terminals of the AC supply transformer T2. This amplifier also has an EC control winding, an ED damping winding and an EB bias winding, as well as the model EP winding.
Magnetic amplifier ML comprises the main windings in series with respective auto-saturation rectifiers ML3 and ML4 in a parallel circuit.This circuit of parallel main windings is put, in series, with the AC terminals of the rectifier of full-wave load LR, at the terminals of the alternating current source constituted by transformer T2. This amplifier has an LC control winding, an LD damping winding and an LB bias winding as well as the LP model winding already mentioned. The control windings AE, BE, CE, DE of the magnetic amplifiers MA, MB, MC, MD are connected in parallel to the output terminals of the load rectifier ER.
Control windings AL, BL, CL, DL of the same magnetic amplifiers are connected in parallel to the output terminals of the charge rectifier LR.
In this embodiment of the present invention, the control windings EC and LC of the amplifiers ME and ML which correspond, in a way, to the amplifiers MF and MR of FIG. 1, are connected at the output to the terminals. output of the tachometer generator PG driven, as before, by the speed regulated motor Mo Contrary to the case of figure 1, where the windings like EC and LC are additionally excited as a function of a selected voltage of reference, these windings do not receive any other excitation this time.
The corresponding control is obtained, in the present case, by comparing ampere-turns, rather than actual voltages, in the respective amplifiers ME and ML of this embodiment of the invention.
In the considered arrangement, the ampere-turns of the respective model windings EP and LP are compared to the ampere-turns of the respective control windings EC and LC. The respective damping windings ED and LD of the magnetic amplifiers ME and ML are connected in series at the terminals of the secondary winding 3S of the damping transformer T3, the primary of which is again supplied by the conductors L1 and L2 of the supply of the motor M. The bias windings EB and LB are connected in parallel to the output terminals of rectifier R6.
The characteristics of the magnetic amplifiers ME and ML are given respectively * in Figures 12 and 13. Figure 12 shows that the magnetic amplifier ME is driven to its minimum flow point by the ampere-turns of the bias winding EB. The solid arrow represents
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the ampere-turns of the EC winding,
for the voltage polarity of the tachometer generator corresponding to the case where the motor M raises or moves away the mobile electrodes of the slider regulator. The dotted arrow pointing in the opposite direction to the solid arrow represents the corresponding amperes-turns at the voltage of the generator reversed, the pilot motor M rotating in the opposite direction so as to lower the movable electrodes of the slider regulator o The damping ampere-revolutions oppose a change in the voltage at the terminals of the pilot motor , as in the case of figure 1.
Figure 13 shows that the ampere-turns of bias drive the magnetic amplifier ML to its point of minimum flow. The control amperes-turns represented by the solid arrow polarize the amplifier towards the cut-off and correspond to the polarity of the voltage of the tachometer generator resulting from the rotation of the motor M in the direction of lowering. movable electrodes.The dotted arrow, directed in the opposite direction to the solid arrow, represents the ampere-turns corresponding to the rotation of the motor M in the direction of the lifting of the movable electrodes.
Here too, the damping ampere-turns oppose a variation in the voltage at the terminals of the pilot motor. In both Figures 12 and 13, the model ampere-turns make the respective amplifiers ME and ML more conductive.
Figures 9, 10 and 11 represent the characteristics of the magnetic amplifiers connected in the supply circuit of the motor M. These characteristics correspond to those of the corresponding amplifiers of figure 1. Each of these amplifiers is brought to its point. minimum flow rate by the corresponding polarization winding. MA and MB amplifiers are always made more conductive by their control windings, whatever they may be.
The selective control is obtained by the selective energization of the control windings of the magnetic amplifiers MC and MD, as shown in figures 10 and 11, where the ampere-turns of the control winding CE, represented by the arrow E of the Figure 10, make the MC amplifier conductive, while the ampere-turns of the control winding DE, energized at the same time as CE, bias the MD amplifier to the cut-offo As Figure 10 shows, the Amperes-turns L of the CL winding bias the MC amplifier towards its point of minimum flow, while the ampere-turns of the DL winding make the MD amplifier more conductive as the CL winding brings l MC amplifier at the cut-off
For simplicity,
the contactors or control switches normally used in such a device for starting, stopping and other auxiliary controls have been omitted.
On starting the device in question, the current is placed on the supply conductors L1, L2, L3 of the pilot motor and simultaneously on the induction motor IM. The AC and DC control voltages are applied to the device, respectively by transformer T2 and rectifier R6, when the conductors L1, L2 and L3 are energized As has already been explained, the induction motor IM starts with the slider regulator electrodes as far apart as possible. When the device is powered on, the magnetic amplifier ML1 begins to conduct current. This is demonstrated by Fig. 15, where it can be seen that the LB bias winding drives the amplifier to the conductive part of its characteristic.
With the electrodes as far apart as possible, the charging current and therefore the ampere-turns of control winding L17 are low. The output of the magnetic amplifier ML1 is applied to the model LP winding of the magnetic amplifier ML.
This output is sufficient to exceed the ampere-turns of the LB bias winding and, as Figure 13 shows, the resulting amperes-turns make this magnetic amplifier conductive. The
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output of the latter is applied to the parallel control windings AL, BL, CL and DL of the magnetic amplifiers of the pilot motor. Figures 10 and 11 show that the magnetic amplifier MC is cut-off by the bias of the winding CL and the magnetic amplifier MD is turned on by the ampere-turns of the winding DEL. In this way, the pilot motor M is caused to lower the movable electrodes of the slider regulator.
As the moving electrodes descend, the resistance of the slide regulator decreases and the induction motor begins to charge.
In this range of load variation, the device is regulated as a function of. Charging current. As the charging current increases, it can be seen, according to figure 15, that the ampere-turns of the control winding L17 increase and bring the magnetic amplifier ML1 towards its point of minimum flow. The ampere-turns of the control winding E16 increase simultaneously, tending to overcome the ampere-turns of the bias winding EB and make the amplifier ME1 conductive. At the moment corresponding to the chosen value of charging current of the induction motor IM around which the regulation must be done, the amplifier ML1 is in substance at the eut-off and the amplifier ME1 begins to become conductive.
At this transition point, the model excitation of amplifier ML drops to almost zero and the model excitation of amplifier ME begins to increase. The device is therefore, in fact, switched by the action of the amplifiers and the phase inversion occurs in the supply of the driver motor Mo. When the load current therefore exceeds the required value, the amplifier The magnetic amplifier ME is made conductive, and when the load current falls below the requested value, it is the magnetic amplifier ML which is made conductive.
In both cases of lowering and raising of the electrodes of the slider regulator, the output of the generator tachometer PG always acts on the magnetic amplifiers ME and ML in order to oppose the model ampere-turns. This is demonstrated by figures 12 and 13. If we consider, for example, the magnetic amplifier ML and if we assume that the electrodes are lowered by the pilot motor, the ampere-turns, due to the instantaneous polarity of the tachometer generator PG while the pilot motor M lowers the electrodes, are represented by the solid arrow. These ampere-turns are opposed to the model ampere-turns acting, at this time, on the ML amplifier.
At the same time, the ampere-turns acting on the magnetic amplifier ME and due to the excitation of the control winding EC by the flow of the tachometer generator, tend to make the magnetic amplifier ME more conductive. . This is represented by the dotted arrow in figure 12. The relative values of the control and bias ampere-turns in the respective amplifiers ME and ML, are preferably proportioned so that, under these conditions operation, the amplifier ME is, in the specific case considered, maintained at the point of minimum flow and that conversely, when the amplifier ME is on and the voltage of the tachometer generator is reversed, the ampere-turns of the LC winding of the ML amplifier does not make it conductive.
It can therefore be seen that, by comparing the model ampere-turns and the control ampere-turns in the respective amplifiers ME and ML, the pilot motor M rotates at a speed which corresponds to the size of the difference between the ampere-turns models and ordering of the amplifier that is in use at the time. The speed regulation of the pilot motor M makes it possible to move the electrodes rapidly when the difference between the actual load current and the desired load current is large. The result is that the engine speed is substantially directly proportional to the magnitude of the error.
Magnetic amplifiers ME1 and ML1 serve as mixing stages so that signal mixing and switching can take place.
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re in front of the speed regulator comprising the voltage and power amplifier stages represented respectively by the magnetic amplifiers ME1 'ML1 and the magnetic amplifiers MA, MB, MC and MD. It is thus possible to polarize the magnetic amplifiers ME and ML at eut-off In this way, when one of the ELS or LLS limit switches is actuated and the corresponding model excitation circuit is switched off, the effect of the acquired speed represented by the differential action of the ampere-turns of the respective EC control windings and LC makes it possible to bring the pilot motor to a stop by braking, With this arrangement,
even a low speed feedback signal is very effective. The possibility of braking in a device of this kind is very interesting, because the inertia of the equipment actuated by the pilot motor is, as a rule, very large. The production of a high braking torque on the pilot motor in view of a very precise stop, especially at both limits of the stroke and when the electrodes are very close, is a very useful control means in the present application.
The foregoing description shows that the invention provides a motor control device without rotating equipment, with the obvious exception of the motor or motors to be controlled, which can be compared favorably to controls with variable DC voltage, in that respect. concerns the variable speed control, the reversal of the direction of travel by progressive adjustment and without the use of reversing contactors, and good speed regulation with load variations o In addition, this control is carried out without the use rotary machines except the AC motor (s) to be controlled, which are generally less expensive than comparable continuous machines
Maintenance is reduced to a minimum with an AC motor of the type described (such as the M motor), by the absence of a collector,
and it is further reduced because static amplifiers have no moving parts. In addition, amplifiers of this kind are extremely robust and can have a long life, if they are well suited to the demands of the device to be operated. The reversible motor speed regulator of the invention has advantages over continuous drives of the above type, in that torque limitation is characteristic of an AC motor, such as a squirrel cage motor. squirrel, so the complicated current limiting devices often used with variable DC voltage controls can be omitted.
It goes without saying that numerous modifications can be made to the arrangement and to the elements of the invention, without departing from its principles. For example, the magnetic amplifiers can be replaced by saturation reactors, or by other variable impedances used according to current technique. Devices of this kind can also employ electronic devices. The principles of the invention can also be applied to systems with more than three phases.
CLAIMS.
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