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MEMOIRE DESCRIPTIF déposé à l'appui d'une DEMANDE DE BREVET D'INVENTION Perfectionnements apportés aux procédés et dispositifs pour di- minuer les troubles parasites dans la réception radiophonique.
Les phénomènes électriques atmosphériques, qui se produisent par exemple par la désagrégation de champs électriques dans l'es- pace, provoquent, en agissant sur des systèmes récepteurs élec- triques à haute fréquence, des oscillations dans ceux-ci et qu'on désigne généralement comme étant des troubles parasites pour la réception. Dans les systèmes linéaires, c'est-à-dire ceux dont les capacités utiles, les inductances et les résistances sont indépendantes des champs agissant dans ces systèmes et qui ne sont pas modifiés par des influences extérieures pendant la ré- ception d'une onde à haute fréquence, de telles désagrégations de champs électriques provoquent toujours des oscillations pro- pres importantes.
La production de ces oscillations propres peut être expliquée aisément surtout pour un circuit de résonance.
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Dans un tel circuit, avec inductance et capacité, une impulsion de tension à action brutale et de courte durée produit la charge de la capacité du circuit de résonance. La décharge de cette ca- pacité a lieu sous forme d'une oscillation qui passe par l'induc- tance raccordée à cette capacité et cela pendant un intervalle de temps qui se prolonge jusqu'à ce que les pertes produites dans le circuit sont parvenues à détruire la quantité d'électricité accumulée. L'effet de l'énergie se présente d'une manière parti- culièrement simple quand la résistance est extrêmement petite.
Dans ce cas la transformation d'énergie se limite à un passage pendulaire de l'énergie entre le condensateur et la bobine.
En couplant de tels circuits de résonance suivant quatre , pôles (quadripôles), comme par exemple des filtres de bandes, on obtient par le couplage mutuel que ces circuits agissent alterna- tivement l'un sur l'autre de manière que le courant dans un des circuits provoque un courant dans l'autre. Pour des oscillations forcées, transmises depuis le circuit primaire et par exemple par un générateur de courant alternatif au circuit secondaire, on ne produit dans les deux circuits que les oscillations du circuit excitateur mais on peut néanmoins obtenir deux fréquences succes- sives dénommées fréquences de résonance.
Si le circuit excitateur transmet par contre des oscillations libres et amorties, il se forme dans chacun des deux circuits deux oscillations ayant des fréquences différentes, dénommées fréquences ou oscillations de couplage qui se forment l'une en même temps que l'autre et qui recouvrent les fréquences de résonance.
Comme, dans ces conditions, les fréquences de couplage, im- posées par des oscillations libres et amorties, demandent un temps d'autant plus long, pour disparaître, que les pertes de ces circuits sont plus petites ou, par contre, que le pouvoir d'accumulation électrique de ces circuits est plus grand, cette sensibilité aux parasites de l'appareil récepteur, déterminée par la manière dont se comportent les circuits d'accord ou de
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synchronisation, doit diminuer d'autant plus que les valeurs des capacités et des inductances des circuits de résonance deviennent plus petites.
Comme le pouvoir d'accumulation électrique de ces circuits de résonance diminue quand la capacité et 1'inductance décrois- sent, la sensibilité aux parasites atmosphériques d'une installa- tion réceptrice diminue donc quand la longueur d'onde augmente puisque la capacité et l'inductance doivent également augmenter dans ce cas pour pouvoir obtenir la résonance pour cette longueur d'onde, ce qui correspond, d'autre part, à une durée d'amortisse- ment prolongée des oscillations de couplage imposées.
Le procédé, selon l'invention, pour diminuer la sensibilité aux parasites atmosphériques consiste à transposer les fréquences réceptrices par recouvrement en fréquences pour lesquelles les éléments de résonance et de sélectivité, tels que les quadripôles ou conducteurs à chaînes, nécessaires au choix sélectif des fré- quences réceptrices, sont accordés sur une fréquence de résonance pour laquelle non seulement le pouvoir d'accumulation électrique est tellement faible mais également le couplage pour des oscilla- tions amorties est tellement lâche que le rapport des oscillations amorties aux oscillations non amorties acquiert ainsi des valeurs pour lesquelles la part des oscillations amorties, c'est-à-dire des tensions parasites, peut être considérée comme étant négli- geable.
A cet effet - dans le cas où le dispositif pour la mise en oeuvre du procédé comporte un circuit modulateur auquel on adjoint un générateur local de haute fréquence, l'ensemble du spectre récepteur, capté par l'antenne, étant conduit au dit modulateur pour être transposé à une fréquence plus élevée alors qu'on adjoint au circuit anodique de l'étage modulateur des éléments de syntoni- sation pour le choix sélectif d'une bande de fréquences - l'inven- tion consiste à donner aux inductances et aux capacités des élé- ments de syntonisation des valeurs électriques telles que le pou-
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voir d'accumulation électrique de ces circuits de même que le cou- plage pour les oscillations amorties deviennent tellement petits que la puissance parasite, produite par un effet parasitaire et subsistant à l'extrémité du quadripôle,
ne soit plus suffisante pour maintenir en action les oscillations de couplage produites par l'effet alternatif des circuits de synchronisation de ce quadripôle à la suite de cet effet parasitaire.
On connaît des dispositifs récepteurs avec une onde récep- trice transposée par recouvrement à une fréquence moyenne cons- tante et ces appareils sont désignés d'une manière générale comme étant des récepteurs superhétérodynes. Pour ces dispositifs con- nus, il s'agit d'obtenir une amplification stable, en haute fré- quence ainsi qu'une sélectivité suffisante. La valeur de cette fréquence moyenne est déterminée principalement par le fait - qu'elle doit travailler dans une zone de longueur d'ondes dans laquelle il ne peut se produire aucun trouble par un émetteur fonctionnant avec la même onde de fréquence moyenne.
Alors que la quantité d'énergie nécessaire pour le maintien en action des oscillations de couplage diminue également par suite de la réduction du pouvoir d'accumulation électrique de ce quadripôle, la manière différente dont se comportent les oscilla- tions non-amorties et les oscillations amorties pour une fréquen- ce croissante de résonance de ce quadripôle se manifeste de plus en plus. Ceci résulte du fait que, pour une fréquence croissante de résonance, le couplage entre les deux circuits de résonance du quadripôle pour des oscillations amorties devient de plus en plus lâche pour une bande de largeur constante pour le passage d'oscillations non-amorties. Ceci sera expliqué plus en détail à l'aide d'un exemple.
On suppose par exemple qu'on utilise un filtre de bande constitué par deux circuits oscillants formés par un montage en parallèle d'une bobine et d'un condensateur, ces deux circuits étant couplés entre eux. La résistance fictive d'un tel circuit
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de résonance passe, en fonction de la fréquence, par un maximum de résonance pour décroître, de part et d'autre de ce maximum, suivant une pente d'autant plus raide que les pertes ohmiques dans le circuit oscillant sont plus petites. Si on relie ce cir- cuit à une source de courant ayant une résistance interne élevée, la tension qui agit sur le circuit oscillant se comporte, en fonction de la fréquence, exactement comme la résistance fictive elle-même d'après la courbe de résonance.
Comme largeur absolue de bande b, on désigne généralement l'intervalle entre les deux fréquences pour lesquelles l'amplification du maximum de résonan- ce Vo descend à Vo/#2. Dans ce cas existe la relation simple que la largeur relative de bande b/fo est liée à l'amortissement par la bobine d = R/#L par l'équation simple b/fo = d ,ce qui signifie que la largeur absolue de bande dépend seulement du support R/L. Pour une largeur de bande prescrite, ce rapport reste donc constant indépendamment de la fréquence de résonance.
Si on accouple deux circuits de résonance de ce genre sous forme d'un quadripôle, le degré de couplage doit être choisi de manière telle qu'il en résulte à nouveau une bande de passage ayant une largeur prescrite. Ceci a lieu quand le degré de couplage est choisi de manière que le facteur de couplage k soit lié à la qualité r du circuit de façon que k.r = 1. La qualité r du cir- cuit est indépendante de la fréquence et est obtenue par la rela- tion r =#L/R. Ci-après on calcule l'effet parasite transmis par le couplage au deuxième circuit de résonance du quadripôle pour deux fréquences de résonance différentes du quadripôle. Ces deux fréquences de résonance sont par exemple 100 kHz et 10 MHz. La largeur de passage dans ces deux cas est par exemple égale, c'est-à-dire 1 = k.r. Pour un effet parasite donné N = 1/2 e2. C = 1/2 J2.
L, égal dans les deux cas et qui produit dans le premier circuit oscillant du quadripôle les mêmes oscillations propres amorties, on obtient dans le premier cas (c'est-à-dire pour une fréquence de résonance de 100 kHz, un effet N' = N.k transmis au
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deuxième circuit oscillant du quadripôle. La constante L/R est par exemple égale à 10-4. Dans ce cas le couplage devient dans le premier cas : k = 1/#L/R = 1/10-4 = 1/6,28.105 . 10-4 = 0,16.10-1= 1,6 % ; et dans le deuxième cas : 1 = 0,16.10-3 = 0,016 %.
6,28.107.10-4 Cet exemple montre qu'en accordant le quadripôle à une fréquence de résonance plus élevée, seulement 1 % de l'effet parasite agit sur le deuxième circuit de résonance quand on admet, pour l'exem- ple en question, que l'effet parasite, agissant sur le deuxième circuit oscillant, pour un accord du quadripôle sur une fréquen- ce de résonance plus basse, correspond à 100 %.
Par un exemple numérique on veut encore montrer comment se modifie le rapport de tension utile à la tension parasite par les manières différentes dont se comportent des quadripôles de ce genre avec une fréquence croissante de résonance. Pour utiliser des suppositions simples, on admet sur cet exemple que les fré- quences de couplage produites par les réactions du deuxième cir- cuit sur le premier circuit du quadripôle sont négligeables.
Pour l'exemple, on admet qu'on se sert de deux étages de moyenne fré- quence d'un dispositif récepteur et qui sont réglés sur deux fré- quences différentes, par exemple de 100 kHz et de 10 MHz, les étages de moyenne fréquence étant par exemple obtenus en établis- sant dans le circuit anodique du premier étage de fréquence moyen- ne un filtre de bande dont le secondaire forme le circuit de grille d'une deuxième lampe qui, de son côté, comporte également un filtre de bande dans son circuit anodique. Pour former le rap- port " tension utile à tension parasite " on fait intervenir les tensions qui règnent aux extrémités du circuit secondaire du deu- xième filtre.
Comme déjà indiqué, la tension qui règne au quadripôle pour des oscillations non-amorties se comporte, en fonction de la fré- quence, exactement de la même façon que la résistance fictive
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suivant la courbe de résonance au cas où la lampe amplificatrice, raccordée au quadripôle, présente une résistance interne élevée.
Par contre, si le premier circuit de résonance d'un tel quadripôle transmet des oscillations amorties, on peut alors con- sidérer un tel quadripôle comme étant un transformateur de réso- nance pour lequel le rapport de transformation du primaire au secondaire dépend aussi bien du nombre de spires que plus spécia- lement du couplage, c'est-à-dire qu'an couplage plus lâche est équivalent à un rapport de transformation plus petit.
On peut donc admettre sans plus que la tension au secondaire du quadripôle se comporte vis-à-vis de la tension primaire comme le rapport des couplages des deux circuits l'un pour l'autre.
Pour rendre cet exemple encore plus clair, on admet que l'amplification totale des dispositifs considérés soit égale à un.
Lors de la réception d'une émission, la tension parasite est, par exemple, égale au maximum à 5 % de la tension utile. La tension captée depuis l'émetteur et qui agit, à un moment donné, sur la grille de l'étage de moyenne fréquence est par exemple égale à 1 millivolt alors que la tension parasite est de 20 volts.
La tension parasite de 5 %, admissible au maximum, est évidemment le rapport qui existe pour les parties basses ou légères de l'au- dition émettrice car sans cela la tension parasite pour les par- ties basses serait égale à la tension utile puisque les oscilla- tions dynamiques d'une audition émettrice correspondent à environ 1:100. La tension parasite peut donc être considérée comme étant négligeable quand elle correspond au maximum à 5 % de la tension utile pour les parties basses ou peu bruyantes de l'émission.
Comme déjà indiqué plus haut, le couplage des deux circuits de résonance d'un quadripôle pour l'effet parasite correspond à 1,6 % pour une fréquence de résonance de 100 k Hz et 0,016 % pour une fréquence de 10 M Hz.
Si on suppose, par exemple, que la tension utile est de 1 millivolt pour un émetteur transmettant seulement la parole et
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que la tension de la source parasite est de 20 volts, la tension parasite ne peut correspondre au maximum qu'à 0.0005 millivolt ou 0,5.10-6 volts. Comme le couplage pour 100 kHz est de 1,6 %, il subsiste pour le premier quadripôle une tension parasite de 1,6.20/100 = 0,32 volts et, pour le deuxième quadripôle une tension parasite de = 0,00512 volts = 5,12 millivolts. Pour 10 MHz la tension parasite est de 0,16.20/100 = 0,0032 volts pour le
100 premier filtre et de 0,0032.0,016/100 = 0,000000512 volts ou 0,5.10-6 volts à la sortie du deuxième filtre de bande.
Alors que pour un recouvrement à 100 kHZ la tension parasite s'élève à 5,12 millivolts, et que la tension parasite admissible au maximum a été calculée comme étant égale à 0,5.10-6, on cons- tate dans ce cas, pour lequel la tension utile aux parties peu bruyantes de l'émission correspond à 10 volts, que la tension parasite est 512 fois plus grande que la tension utile. Par con- tre, pour un recouvrement à 10 MHz la tension parasite admissible au maximum (c'est-à-dire 5 % de 10 volts) n'est pas dépassée.
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Il résulte de l'exemple numérique ci-dessus que le rapport tension utile / tension parasite devient de plus en plus favora- ble quand la fréquence de résonance du quadripôle augmente. Ceci provient probablement du fait que le pouvoir d'accumulation de ces circuits diminue continuellement quand la fréquence de réso- nance augmente et également du fait que pour les fréquences éle- vées le couplage des circuits de résonance du quadripôle devient de plus en plus lâche pour des oscillations amorties. Ci-dessus on a indiqué la relation existant entre le couplage et la fré- quence et ci-après on donne quelques brèves indications au sujet du pouvoir accumulateur de ces circuits. Une impulsion de tension, résultant d'un effet parasite, provoque la charge de la capacité du premier circuit de résonance du quadripôle.
Cette charge cons- titue une réserve d'énergie qui permet le maintien en action d'oscillations propres amorties du circuit de résonance. Ces os- cillations propres disparaissent d'autant plus vite que la résis-
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tance de perte du circuit est plus grande ou que cette réserve d'énergie est plus petite.
Comme il n'est évidemment pas possible de modifier le rapport R/L à moins de faire varier en même temps la largeur absolue de la bande, cette réserve d'énergie peut seulement être diminuée en diminuant les valeurs L et C des circuits. Ceci a toutefois pour effet que la fréquence de résonance de ces circuits devient de plus en plus élevée quand L et C deviennent plus petits.
Pour qu'on puisse effectuer avec des circuits qui ont été accordés sur une fréquence aussi élevée, un choix sélectif des fréquences, dont les nombres d'oscillations ont des valeurs dont l'ordre de grandeur est de dizaines de puissances plus petit que celui de la fréquence de résonance des circuits d'accord, on amène la totalité du spectre récepteur, capté par l'antenne et qui, le cas échéant, peut avoir été amplifié d'abord dans un ou plusieurs étages, à un circuit modulateur pour être transposé par ce cir- cuit, auquel est adjoint un générateur local de haute fréquence, à cette fréquence élevée.
Si l'on ne veut donc pas dépasser, pour un récepteur radio- phonique exempt de parasites et établi selon l'invention, un rapport déterminé, entre la tension parasite et la tension uti- le, on est obligé ou bien d'augmenter la fréquence transposée - généralement dénommée moyenne fréquence - jusqu'à une valeur telle que le pouvoir d'accumulation du quadripôle devienne ainsi de plus en plus petit et que, par conséquent, le couplage devien- ne de plus en plus lâche pour des oscillations amorties, ou bien on augmente le nombre de quadripôles, pour une longueur d'onde donnée de la fréquence transposée, jusqu'à ce qu'on obtienne à nouveau le rapport désiré entre la tension utile et la tension parasite.
D'une manière générale on peut admettre que l'intensité de champ utile prélevée à l'émetteur correspond à 1 millivolt/m alors que pour des conditions atmosphériques, fortement troublées
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par des effets électriques, les tensions parasites peuvent attein- dre quelques centaines de volts. La tension parasite admissible au maximum et qui est de 1 à 5 % de la tension utile détermine la relation que peut encore avoir la tension parasite par rapport à la tension utile.
Cette tension parasite admissible au maximum de 1 à 5 % est évidemment le rapport qui est à prévoir pour les parties peu bruyantes de l'audition émise car sans cela, comme les oscillations dynamiques d'une audition émise correspondent à environ 1:100, la tension parasite pour les parties basses se- rait toujours encore aussi élevée que la tension utile. La tension parasite peut donc seulement être considérée comme étant négli- geable quand sa valeur ne dépasse pas, au maximum, la valeur de quelques pour cents de la tension utile pour les parties basses ou peu bruyantes de l'audition émise.
Après qu'on a expliqué ci-dessus la relation existant entre la tension utile et la tension parasite, on indiquera, une nou- velle fois et brièvement, les effets obtenus par les dispositions faisant l'objet de l'invention.
1. Diminution du pouvoir accumulateur du circuit de résonan- ce utilisé et par conséquent un effet parasite moindre à la suite d'une impulsion de tension.
(1/2 e.C = JL devient plus petit quand la fréquence de transposition augmente).
2. Couplage plus lâche pour des oscillations amorties à une fréquence de transposition plus élevée et il en résulte une élimination plus rapide des oscillations de couplage.
3. On est donc amené, pour un rapport déterminé et désiré entre la tension utile et la tension parasite pour chaque fréquen- ce de transposition, à utiliser un nombre minimum de quadripôles ou en d'autres termes : pour une fréquence de transposition donnée et aussi élevée que possible, il est nécessaire de faire interve- nir un nombre minimum de quadripôles pour pouvoir donner une va- leur déterminée au rapport des oscillations amorties aux oscilla-
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tions non-amorties ou au rapport de la tension parasite à la tension utile.
La transposition, effectuée selon l'invention, est expliquée plus en détail à l'aide d'un exemple numérique.
La fréquence de l'émetteur à recevoir est par exemple de 500 k Hz et celle de l'oscillateur de 10'000 k Hz. La fréquence de transposition résultante est, par conséquent, de 9'500 k Hz.
Si on accorde les circuits pour cette fréquence de transposition pour 9'500 k Hz, cette fréquence ne reçoit plus que les sons mo- dulés en haute fréquence qui proviennent de l'émetteur de 500 k Hz à capter. On parvient de cette manière, comme les circuits de résonance montés après le modulateur peuvent être réglés pour des fréquences quelconques, à effectuer le choix sélectif de fréquen- ces réceptrices avec des circuits de résonance dont la durée d'amortissement pour les oscillations captées est extrêmement petite.
Au cas où le récepteur est établi selon l'invention, la fréquence de transposition résultante est aussitôt amplifiée davantage et est démodulée de la manière connue, pour être ren- due audible après avoir passé l'étage à basse fréquence. Si l'on veut équiper un appareil existant avec un dispositif selon l'in- vention, on établit ce dispositif sous forme d'un appareil acces- Boire par lequel l'onde est ramenée par transposition à l'onde captée initiale par un deuxième modulateur à l'aide de l'oscil- lateur local. Ceci est expliqué également par un exemple numéri- que.
La fréquence réceptrice correspond également à 500 k Hz, par exemple, et celle de l'oscillatrice à 10'000 k Hz. Par con- séquent, après le premier modulateur, on dispose donc d'une fré- quence de transposition de 9'500 k Hz. La deuxième modulatrice reçoit également une fréquence de 10'000 k Hz de l'oscillatrice de sorte que la fréquence de transposition, qui quitte cette deuxième modulatrice correspond à nouveau à 500 k Hz.
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On peut également constituer cet appareil accessoire de ma- nière à utiliser, comme moyenne fréquence, une fréquence encore plus élevée que celle adoptée pour l'exemple ci-dessus et notam- ment 20 à 30 M Hz, la largeur de passage de cet étage de moyenne fréquence devant avoir une valeur de 1000 k Hz. Dans ce cas, il est inutile de prévoir une syntonisation séparée de l'appareil accessoire pour la bande des ondes radiophoniques, c'est-à-dire pour des fréquences réceptrices de 500 à 1.500 k Hz. Par une commutation de la bobine oscillatrice, on peut modifier la fré- quence de l'oscillateur de sorte qu'il devient possible d'élargir à volonté, à l'aide de ce commutateur d'ondes, la bande de fré- quences à recevoir.
Afin que les différentes impulsions de ten- sion, produites par des troubles atmosphériques, et leur durée d'impulsions dont l'ordre de grandeur est de millisecondes, ne produise des oscillations propres dans le récepteur normal établi à la suite de l'appareil accessoire, on peut prévoir à la sortie de cet appareil un filtre d'amplitudes qui ne laisse passer les tensions que jusqu'à une valeur maximum déterminée. Comme ce filtre d'amplitudes ne fait pas l'objet de la présente invention, il est inutile de le décrire davantage.
La fig.l des dessins ci-annexés montre, à titre d'exemple, le schéma d'un mode de réalisation du dispositif établi selon l'invention en admettant qu'il s'agit d'un appareil destiné à recevoir des ondes dont la longueur est comprise entre 200.et 2.000 m. Sur l'antenne 1 agissent toutes les fréquences rayonnées parmi lesquelles se trouvent celles de 150 à 1.500 k Hz du domaine radiophonique, ces fréquences étant amenées à l'étage mixte A après avoir passé par l'étage apériodique 2 pour l'amplification en haute fréquence. Cet étage mixte ne fait donc pas un choix dans le domaine total des fréquences et il n'est donc pas sélec- tif. A cet étage mixte est relié un oscillateur B dont la fréquen- ce est de 20'000 k Hz.
A cet étage est également raccordé le premier amplificateur de transposition C qui sépare, par filtra-
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tion et hors du mélange des fréquences ainsi obtenu, la fréquence désirée pour laquelle on a réglé les circuits de résonance 3, 4, 5 et 6. Ces circuits peuvent être réglés pour le domaine des fré- quences indiqué et pour la fréquence de l'oscillateur B de 20'000 k Hz dans l'intervalle des fréquences de 18'500 k Hz à 19'850 k Hz. Le réglage sur l'émetteur désiré peut être considérablement simplifié en utilisant une fréquence intermédiaire constante après l'étage mixte et en faisant varier par contre la fréquence de l'oscillateur.
Pour une fréquence intermédiaire constante de 20'000 k Hz, par exemple, on devrait faire varier, pour le choix des fréquences reçues de 150 à 1,500 k Hz, la fréquence de l'os- cillateur entre 20'150 k Hz et 21'500 k Hz. Ce dernier procédé a pour avantage qu'on doit seulement faire intervenir un seul con- densateur rotatif pour obtenir le choix sélectif des postes émet- teurs alors que les condensateurs des circuits de la fréquence intermédiaire peuvent avoir des valeurs constantes. Afin qu'il ne se produise pas des troubles causés par des fréquences réflé- chies ,il est à recommander d'établir un filtre 8 dans le cir- cuit d'antenne, ce filtre laissant passer toutes les fréquences jusqu'environ 2.000 k Hz et produisant un amortissement rapide pour des fréquences plus élevées.
Il est encore plus avantageux d'avoir recours à un dispositif résonateur de tension 7 qui court- circuite les fréquences réfléchies, c'est-à-dire les fréquences dont la valeur est supérieure de deux fois la fréquence de trans- position, aux' fréquences réceptrices (cette valeur se trouvant donc dans le domaine compris entre 150 + 2x20'000 = 40'150 k Hz et 1. 500 + 2 x 20'000 = 41'500 k Hz en admettant que la fréquence constante de transposition est de 20'000 k Hz). L'organe de ré- glage du condensateur rotatif pour le circuit résonateur de ten- sion est, avantageusement, relié d'une manière positive à l'organe de réglage du condensateur de l'oscillateur.
Si on veut, à l'aide du dispositif récepteur montré sur la fig.l, écarter hors de l'audition de l'émetteur toutes les oscil-
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lations amorties, agissant sur ce dispositif, et en se servant de la manière différente dont se comportent des quadripôles pour des oscillations amorties et des oscillations non-amorties, on est obligé, à cause de la valeur croissante du rapport d'oscilla- tions amorties aux oscillations non-amorties, d'augmenter la fré- quence émettrice transposée ainsi que le nombre des quadripôles.
Si on admet, ainsi que cela se produit pour des organes lo- caux, à l'endroit de réception, qu'il existe une relation de grandeur de l'ordre de 106 à 1 pour la différence entre des oscil- lations amorties et des oscillations non-amorties, on voit aussi- tôt qu'il n'est possible qu'à l'aide d'une fréquence de transposi- tion très élevée, d'une part, et d'un nombre très élevé de qua- dripôles, d'autre part, de débarrasser les fréquences émettrices non-amorties de ces fréquences amorties qui les recouvrent.
Cet inconvénient peut être écarté, selon une autre disposi- tion faisant l'objet de l'invention, en réduisant ou en limitant les amplitudes des oscillations parasites amorties, à l'aide d'un filtre d'amplitudes, à la valeur des amplitudes maxima de l'émetteur quand il transmet la parole. De cette manière, le récepteur ne peut être troublé que par des amplitudes dont la valeur n'est pas supérieure à celles de l'émetteur. De cette manière, on limite indubitablement en dessous d'une certaine va- leur le rapport entre les amplitudes parasites et les amplitudes utiles pour toutes les sources de parasites.
Un mode de réalisation d'un tel dispositif est montré, à titre d'exemple, sur les fig. 2 à 4.
La fig.2 montre la partie à haute fréquence du récepteur.
La fig.3 montre les caractéristiques d'une lampe amplifica- trice montée de manière à constituer un filtre d'amplitudes.
La fig.4 montre un diagramme illustrant le fonctionnement du dispositif.
Le récepteur comporte une antenne 1 comme organe d'entrée ainsi que deux étages amplificateurs et,sélecteurs 9 et 10, un
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filtre d'amplitudes 11 et un modulateur A qui reçoit depuis un générateur local B les fréquences nécessaires à la transposition avec la fréquence émettrice. Dans le circuit anodique du modula- teur A se trouve le quadripôle constitué par les circuits oscil- lants 3 et 4. A ce quadripôle est reliée la lampe amplificatrice C de l'étage de moyenne fréquence dont le circuit anodique compor- te également un quadripole 5 et 6. Le secondaire de ce quadripôle est relié à la diode de redressement 12.
Cette diode fournit la haute fréquence démodulée en passant par la capacité 13 de l'éta- ge à basse fréquence du récepteur et fournit en même temps aux circuits de grille des lampes d'amplification et de réglage 9 et 10 une tension de réglage dont la valeur détermine la variation de l'amplification. Cette tension de réglage a pour effet que les amplitudes maxima, qui aboutissent au filtre d'amplitudes 11, restent de l'ordre de grandeur voulu pour toutes les fréquences émettrices à recevoir. Ces dispositifs de réglage sont connus per se et leur fonction, dans le cas de la présente invention, est moins de compenser les fadings qui peuvent se produire que d'établir une compensation entre les différentes intensités des champs d'émission qui sont reçues.
Pour cette raison on donne à la constante de temps de ce dispositif de réglage une valeur éle- vée et au moins de l'ordre de grandeur de 1 seconde comparative- ment à celle des dispositifs compensateurs de fading.
La haute fréquence, qui sort de l'étage amplificateur 10 et qui est déjà réglée par les organes sélecteurs pour un émetteur déterminé, arrive au filtre d'amplitudes 11. Celui-ci est cons- titué à l'aide d'une lampe à double grille qui reçoit une ten- sion anodique de 6 volts seulement alors que la grille-écran uti- lise une tension de 35 à 40 volts. Par cette relation entre les tensions on obtient une caractéristique JA (EG) qui correspond pour ainsi dire à celle montrée sur la fig.3 c'est-à-dire que l'émission de la lampe commence immédiatement et devient, excep- tion faite pour une légère courbure qui se produit à l'origine,
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absolument proportionnelle à la tension de grille.
Un peu avant que la tension de grille devient égale à zéro, la caractéristique se transforme lentement en une ligne correspondant à une intensi- té constante même pour des tensions positives très élevées de la grille. Ce filtre d'amplitudes est soumis, par suite du montage, à une tension de polarisation, par une tension négative, dans le domaine de commande moyenne de la grille. Ce domaine désigné par 14 sur la fig.3 est soumis à une tension de polarisation désignée par la ligne 15 en traits interrompus. La résistance anodique du filtre d'amplitudes est assez critique et ne doit pas dépasser la valeur de 5.000 ohms.
Le mode de fonctionnement de ce filtre résulte du diagramme selon la fig.4. L'amplitude de l'émission captée est réglée de manière telle que pour une modulation à 100 de l'émetteur les amplitudes maxima d'émission parviennent encore à agir sur le domaine de commande de la grille de ce filtre d'amplitudes. Si quelques pointes parasites recouvrent seulement l'audition émet- trice, ces pointes sont coupées par ce filtre d'amplitudes, de manière que dans le cas le plus favorable en théorie, c'est-à- dire pour une modulation d'émission de 100 %, la tension parasite soit encore aussi grande que la tension utile.
Les conditions sont toutefois, en général, moins favorables en ce sens que pour des émetteurs non exactement réglés les amplitudes des tensions parasites sont toujours plus grandes que celles de la tension utile. Elles acquièrent, pour une modulation de 1 % pour l'émetteur, une valeur de 100:1. A l'aide de ce fil- tre d'amplitudes on obtient, comme la variation dynamique maximum dans une émission est d'environ 1:100, que le rapport de la ten- sion parasite à la tension utile est dans le cas le plus défavo- rable de 100:1 c'est-à-dire que ce rapport est limité nettement en dessous d'une certaine valeur par le filtre d'amplitudes.
Pour ce qui est du fonctionnement de la partie restante du dispositif récepteur selon la fig.2, on se réfère à ce qui a été dit au sujet du mode de réalisation selon la fig.l.