AT525632B1

AT525632B1 - Inverting booster

Info

Publication number: AT525632B1
Application number: ATA96/2022A
Authority: AT
Inventors: Himmelstoss Dipl -Ing Dr Felix
Original assignee: Felix Himmelstoss Dipl Ing Dr
Priority date: 2022-04-20
Filing date: 2022-04-20
Publication date: 2023-06-15
Also published as: AT525632A4

Abstract

Invertierender Hochsetzsteller bestehend aus einem positiven (1) und einem negativen Eingangsanschluss (2), an die die Eingangsspannung (U1) angelegt wird, einem positiven (3) und einem negativen (4) Ausgangsanschluss, an die die Last angeschaltet ist, einem elektronischen Schalter (S), einer ersten (D1) und einer zweiten Diode (D2), einem ersten (C1) und einem zweiten Kondensator (C2), einer ersteh (L1) und einer zweiten Spule (L2). Besonders interessant an diesem Konverter ist, dass trotz der Spannungsinvertierung die dauernde Spannungsbelastung an den Halbleiterbauteilen wie bei einem normalen Hochsetzsteller ist, kein inrush-current auftritt und gegenüber anderen ähnlichen Schaltungen eine Verbesserung des Störverhaltens (EMV) und des Wirkungsgrades erzielt wird.Inverting step-up converter consisting of a positive (1) and a negative input terminal (2) to which the input voltage (U1) is applied, a positive (3) and a negative (4) output terminal to which the load is connected, an electronic switch (S), a first (D1) and a second diode (D2), a first (C1) and a second capacitor (C2), a first (L1) and a second inductor (L2). What is particularly interesting about this converter is that, despite the voltage inversion, the constant voltage load on the semiconductor components is the same as with a normal step-up converter, no inrush current occurs and, compared to other similar circuits, an improvement in interference behavior (EMC) and efficiency is achieved.

Description

INVERTIERENDER HOCHSETZER INVERTING BOOST

[0001] Die Erfindung betrifft einen invertierenden Hochsetzsteller, bestehend aus einem positiven (1) und einem negativen Eingangsanschluss (2), an die die Eingangsspannung (U1) angelegt wird, einem positiven (3) und einem negativen Ausgangsanschluss (4), an die die Last angeschaltet ist, einem elektronischen Schalter (S), einer ersten (D1) und einer zweiten Diode (D2), einem ersten (C1) und einem zweiten Kondensator (C2) und einer ersten Spule (L1), wobei an den positiven Eingangsanschluss (1) der positive Anschluss des elektronischen Schalters (S) geschaltet ist, an den negativen Anschluss des elektronischen Schalters (1) der erste Anschluss des ersten Kondensators (C1) und der erste Anschluss der ersten Spule (L1) geschaltet sind, an den zweiten Anschluss des ersten Kondensators (C1) die Kathode der zweiten Diode (D2) geschaltet ist, an der Anode der zweiten Diode (D2) die negative Ausgangsklemme (4) geschaltet ist und die negative Eingangsklemme (2), die positive Ausgangsklemme (3) und der zweite Anschluss der ersten Induktivität miteinander verschaltet sind und die Kathode der ersten Diode (D1) an den negativen Eingangsanschluss (2) geschaltet ist und die Anode der ersten Diode (D1) an die Kathode der zweiten Diode (D2) geschaltet ist. The invention relates to an inverting boost converter, consisting of a positive (1) and a negative input terminal (2) to which the input voltage (U1) is applied, a positive (3) and a negative output terminal (4) to which the load is switched on, an electronic switch (S), a first (D1) and a second diode (D2), a first (C1) and a second capacitor (C2) and a first inductor (L1), being connected to the positive input terminal (1) the positive terminal of the electronic switch (S) is connected, the first terminal of the first capacitor (C1) and the first terminal of the first coil (L1) are connected to the negative terminal of the electronic switch (1), to the second Connection of the first capacitor (C1) the cathode of the second diode (D2) is connected, to the anode of the second diode (D2) the negative output terminal (4) is connected and the negative input terminal (2), the positive output terminal (3) and the second terminal of the first inductance are connected to each other and the cathode of the first diode (D1) is connected to the negative input terminal (2) and the anode of the first diode (D1) is connected to the cathode of the second diode (D2).

[0002] Immer wieder benötigt man eine positive und eine negative Spannung, es steht aber nur eine positive zur Verfügung. Für kleine Leistungen bis ein paar Watt (und niedrige Spannungen) verwendet man dazu sogenannte geschaltete Kapazitätskonverter. Für größere Leistungen muss man aus Wirkungsgradgründen die Energieumformung über das magnetische Feld wählen. Klassische Konverterstrukturen zur Erzeugung einer negativen Spannung aus einer positiven sind der invertierende Buck-Boost Konverter und der Cuk Konverter. Again and again you need a positive and a negative voltage, but there is only a positive available. So-called switched capacity converters are used for small outputs of up to a few watts (and low voltages). For greater power, energy conversion via the magnetic field must be selected for reasons of efficiency. Classic converter structures for generating a negative voltage from a positive voltage are the inverting buck-boost converter and the cuk converter.

[0003] Der Startpunkt für die Entwicklung des hier vorgestellten Konverters ist die Publikation Fang Lin Luo and Hong Ye, "Negative output super-lift converters," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 18, no. S, pp. 1113-1121, Sept. 2003, doi: 10.1109/TPEL.2003.81618S in der ein invertierender Hochsetzsteller vorgestellt wird. The starting point for the development of the converter presented here is the publication by Fang Lin Luo and Hong Ye, "Negative output super-lift converters," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 18, no. S, pp. 1113-1121, Sept. 2003, doi: 10.1109/TPEL.2003.81618S in which an inverting boost converter is presented.

[0004] Die Erfindung wird nun an Hand der Figuren ausgehend von der Originalschaltung beschrieben. Der elektronische Schalter ist dabei beispielhaft als MOSFET gezeichnet. Zum grundlegenden Verständnis werden ideale Bauelemente (keine parasitären Widerstände, unendlich schnelle Schaltvorgänge) vorausgesetzt. Fig. 1 zeigt den Stand der Technik wie in der oben genannten Publikation dargestellt. Fig. 2 zeigt die verbesserte Schaltung zur Erzielung eines höheren Wirkungsgrades und zur Reduktion des Spitzenwerts des Eingangsstroms, Fig. 3 ist eine Modifikation der Schaltung gemäß Fig. 2, bei der im Gegensatz zu den Schaltungen gemäß Fig. 1 und Fig. 2 kein pulsierender Eingangsstrom auftritt. The invention will now be described with reference to the figures, starting from the original circuit. The electronic switch is drawn as a MOSFET by way of example. Ideal components (no parasitic resistances, infinitely fast switching processes) are assumed for a basic understanding. Fig. 1 shows the prior art as presented in the above publication. Fig. 2 shows the improved circuit for achieving higher efficiency and reducing the peak value of the input current, Fig. 3 is a modification of the circuit according to Fig. 2, in which, in contrast to the circuits according to Fig. 1 and Fig. 2, no pulsating input current occurs.

[0005] Die Fig. 4 zeigt den Eingangsstrom für die Originalschaltung nach Fig. 1 und für die verbesserte Schaltung nach Fig. 2. Fig. 5 zeigt einige wichtige Signalverläufe für die Verbesserungen entsprechend den Schaltungen Fig. 2 und Fig. 3. Figure 4 shows the input current for the original circuit of Figure 1 and for the improved circuit of Figure 2. Figure 5 shows some important waveforms for the improvements corresponding to the circuits of Figures 2 and 3.

[0006] Der Konverter Fig. 1 besteht aus einem elektronischen Schalter S, zwei Dioden (D1, D2), zwei Kondensatoren (C1, C2) und einer Spule L1. Im kontinuierlichen Betrieb kann man zwei Moden unterscheiden: im Mode M1 ist der Schalter S eingeschaltet und im Mode M2 ist der Schalter S ausgeschaltet und die Diode D2 leitet. Während M2 kommutiert der Strom der Spule L1 in die Diode D2 in Serie zum Parallelkreis aus dem zweiten Kondensator C2 und der Last und versorgt so den Ausgangskreis. Der Kondensator C1 wird dadurch entladen und die Spannung an ihm sinkt. Wird nun S wieder eingeschaltet, so kommutiert der Spulenstrom wieder in den elektronischen Schalter S und die Diode D2 schaltet aus. Zusätzlich entsteht ein weiterer Stromkreis durch das Einschalten von D1, wenn die Spannung an C1 kleiner als die Eingangsspannung ist. Dadurch wird der Kondensator C1wieder auf die Eingangsspannung geladen. Für den stationären Zustand kann man die Spannung an C1 gleich U1 setzen (C1 ist entsprechend groß, sodass sich die Spannung innerhalb einer Taktperiode nur um einen geringen Wert verändert). Man kann daher schreiben The converter Fig. 1 consists of an electronic switch S, two diodes (D1, D2), two capacitors (C1, C2) and a coil L1. Two modes can be distinguished in continuous operation: in mode M1 the switch S is switched on and in mode M2 the switch S is switched off and the diode D2 conducts. During M2, the current in coil L1 commutates into diode D2 in series with the parallel circuit formed by second capacitor C2 and the load, thus powering the output circuit. This discharges the capacitor C1 and the voltage across it drops. If S is now switched on again, the coil current commutates back into the electronic switch S and the diode D2 switches off. In addition, another circuit is created by turning on D1 when the voltage across C1 is less than the input voltage. This will charge the capacitor C1 back up to the input voltage. For the stationary state, the voltage at C1 can be set equal to U1 (C1 is correspondingly large, so that the voltage only changes by a small value within a clock period). So you can write

Uc1 = U+. Uc1 = U+.

[0007] Das Spannungs-Zeit Gleichgewicht an der Spule (die Spannung an einer Spule ist im eingeschwungenen Zustand im Mittel null) führt zu The voltage-time equilibrium at the coil (the voltage at a coil is on average zero in the steady state) leads to

U,d = |Uc1 — U2|(1 — d) = (U2 - U)(1 —d). [0008] Damit kann man das Spannungsübersetzungsverhältnis des Konverters bestimmen zu U,d = |Uc1 — U2|(1 — d) = (U2 - U)(1 — d). This allows you to determine the voltage transformation ratio of the converter

MY “UL 1—-d' [0009] Das Spannungsübersetzungsverhältnis entspricht dem eines klassischen Hochsetzstellers. Da die Spannungspfeile entsprechend ihrer wirklichen Wirkrichtung gezeichnet sind, ist die Ausgangsspannung gegenüber der Eingangsspannung invertiert. MY “UL 1--d' [0009] The voltage conversion ratio corresponds to that of a classic step-up converter. Since the voltage arrows are drawn according to their actual effective direction, the output voltage is inverted compared to the input voltage.

[0010] Die Spannungsbelastung des aktiven Schalters S ergibt sich, da die Spannung am Kondensator C1 immer ungefähr der Eingangsspannung entspricht, zu The voltage load on the active switch S results from the fact that the voltage across the capacitor C1 always corresponds approximately to the input voltage

Us = U, . [0011] Die Spannungsbelastung der Diode D1 ergibt sich ebenfalls zu diesem Wert. Die Spannungsbelastung an der Diode D2 ergibt sich zu Us = U, . The voltage load on the diode D1 also results in this value. The voltage load across the diode D2 is given by:

Up» = U, . [0012] Die Spannungsbelastung an allen Halbleiterbauteilen entspricht der beim klassischen Boost Konverter, der Ausgangsspannung. Up» = U, . The voltage load on all semiconductor components corresponds to that of the classic boost converter, the output voltage.

[0013] Der Nachteil dieses Konzepts ist jedoch der abrupte Ladestrom des Kondensators, der sowohl die Eingangsquelle, die Diode D1, den Kondensator C1 und den elektronischen Schalter S belastet. Wenn der Transistor S ausgeschaltet ist, wird der Kondensator C1 durch den Spulenstrom von L1 entladen. Dadurch sinkt die Spannung an ihm um Auc+:. Wird der Transistor wieder eingeschaltet, so schaltet auch D1 ein und der Kondensator C1 wird wieder auf die Eingangsspannung geladen. Fasst man alle parasitären Widerstände (von elektronischem Schalter, Diode, Kapazität, Verdrahtung) in diesem Kreis zusammen zu R und modelliert die Diode durch deren Kniespannung Vo und ihren differentiellen Widerstand Ro, so kann man für den Ladestrom i gemäß dem Kirchhoffschen Maschengesetz schreiben The disadvantage of this concept, however, is the abrupt charging current of the capacitor, which loads both the input source, the diode D1, the capacitor C1 and the electronic switch S. When transistor S is off, capacitor C1 is discharged by coil current from L1. As a result, the voltage across it drops by Auc+:. If the transistor is switched on again, D1 also switches on and the capacitor C1 is charged again to the input voltage. If you summarize all parasitic resistances (from electronic switch, diode, capacitance, wiring) in this circuit to R and model the diode by its knee voltage Vo and its differential resistance Ro, you can write for the charging current i according to Kirchhoff's mesh law

t 1 1 t1 1

t 1 C, t 1C,

[0014] Laplace Transformation führt zu AN —Y 1 1 AUCL VD _ R- 1) +—-Z- 108). Ci Ss [0014] Laplace transform leads to AN -Y 1 1 AUCL VD _ R- 1) +--Z- 108). Ci Ss

[0015] Die Rücktransformation führt zu einem exponentiellen Ladestromverlauf . — Aucı — Vo ( 1 ) i(t) = R exp CR t). The inverse transformation leads to an exponential charging current curve. — Aucı — Vo ( 1 ) i(t) = R exp CR t).

[0016] Man beachte, dass dieser Strom zusätzlich zum Spulenstrom aus der Quelle kommt und zusätzlich zu diesem durch den elektronischen Schalter fließt. It should be noted that this current comes from the source in addition to the coil current and flows through the electronic switch in addition to this.

[0017] Dieser zusätzliche Strom hat den Spitzenwert I= Aucı — Vp AR [0017] This additional current has the peak value I= Aucı - Vp AR

und nimmt mit der Zeitkonstante tT= Cr. R and increases with the time constant tT= Cr. R

ab. Während der Einschaltzeit des elektronischen Schalters S muss dieser Vorgang abgeklungen sein. Die minimale Einschaltzeit sollte daher fünfmal so lang sein wie die Zeitkonstante away. This process must have subsided while the electronic switch S is switched on. The minimum on-time should therefore be five times as long as the time constant

Tain=5'7=5:CR. Tain=5'7=5:CR.

[0018] Es stellt sich nun die Frage nach den zusätzlichen Verlusten, die durch diesen Vorgang entstehen. Unter der Annahme, dass die Einschaltzeit größer als fünfmal die Zeitkonstante ist, kann man für die in Wärme umgesetzte Energie (man macht dann nur einen minimalen Fehler, wenn als obere Grenze unendlich verwendet wird) The question now arises as to the additional losses that arise as a result of this process. Assuming that the on-time is greater than five times the time constant, one can calculate the energy dissipated (there is minimal error if infinity is used as the upper limit)

co co co co co co

Aucı — Vp)* Wr = [unit = | rizde = | pH 0 0 Aucı — Vp)* Wr = [unit = | rize = | pH 0 0

2 t)dt R? GR ) 2 t)dt R? GR )

schreiben. Damit ergibt sich die auftretende Verlustenergie zu CL (Aucı — Vp)* ——z——— write. This results in the energy loss occurring as CL (Aucı — Vp)* ——z———

[0019] Die Verluste, die also über die verteilten Widerstände auftreten, hängen von der Schaltfrequenz ab und ergeben sich zu The losses that occur across the distributed resistances depend on the switching frequency and result in

Wr = wr =

Cy (Aucı — Vp)? Ppr= fm Cy (Aucı — Vp)? Ppr= fm

[0020] Man beachte, diese Verluste treten prinizipbedingt immer auf, ganz egal wie groß der Widerstand R ist. Der Widerstand kommt im Ergebnis nicht mehr vor! Verwendet man die besten verfügbaren Bauteile (oder sogar ideale) so führt das nicht zu einer Verbesserung! It should be noted that these losses always occur due to the principle, no matter how large the resistance R is. The resistance no longer occurs in the result! Using the best available components (or even ideal ones) does not lead to an improvement!

[0021] Mit dieser Erkenntnis kann man die Grenzen für den Widerstand R festlegen, sodass einerseits die Stromspitze kleiner als ein Spitzenwert bleibt With this knowledge, one can set the limits for the resistance R, so that on the one hand the current peak remains smaller than a peak value

R> Aucı — Vo Sn y R> Aucı — Vo Sn y

andererseits muss der Widerstand kleiner sein als on the other hand, the resistance must be less than

_ Tmin 5 " Cy damit der Kondensator wieder nachgeladen wird. _ Tmin 5 "Cy so that the capacitor is recharged again.

R< R<

[0022] Im Folgenden werden nun schrittweise zwei Verbesserungen der obigen Schaltung dargestellt bei der keine prinzipbedingten Verluste auftreten. Wenn also hier ideale Bauelemente verwendet wurden, gäbe es im Gegensatz zur originalen Schaltung nach Fig. 1, keine zusätzlichen Verluste. In the following, two improvements to the above circuit are presented step by step, in which no inherent losses occur. So if ideal components were used here, there would be no additional losses in contrast to the original circuit according to FIG.

[0023] Die erste Abwandlung der Schaltung ist in Fig. 2 dargestellt. In Serie zu D1 wird eine kleine Spule L2 geschaltet. Wenn der elektronische Schalter S eingeschaltet ist, entsteht eine Masche gemäß The first modification of the circuit is shown in FIG. A small coil L2 is connected in series with D1. When the electronic switch S is on, a stitch is formed according to

1 di 1 U, = L29r + Ri+ VD + ide + Ur — Aucı) 1 1 di 1 U, = L29r + Ri+ VD + ide + Ur — Aucı) 1

1 di 1. Aucı 7 Vo S ha Rt idt. 1 di 1. Aucı 7 Vo S ha Rt idt.

[0024] Im Widerstand R sind wieder alle vorhandenen parasitären Widerstände subsumiert. Die Laplace Transformation führt zu In the resistance R all existing parasitic resistances are again subsumed. The Laplace transform leads to

Aucı VD _L HSD+R 168 ++ 1. S =L, Ss ‘JI(s Ss 5 (s). Aucı VD _L HSD+R 168 ++ 1. S =L, Ss ‘JI(s Ss 5 (s).

[0025] Der Ladevorgang erfolgt nach einer gedämpften harmonischen Schwingung gemäß The charging process takes place according to a damped harmonic oscillation

Aucı — Vp 2R 1 4R? Aucı — Vp 2R 1 4R?

AD exp (-T) sin —— -— L 1 a 4R2 L, Cil, 13 2 (Cl, AD exp (-T) sin —— -— L 1 a 4R2 L, Cil, 13 2 (Cl,

[0026] Für die Dimensionierung kann man die parasitären Verluste vernachlässigen. Damit vereinfacht sich der Ladestrom zu einer reinen Sinusschwingung The parasitic losses can be neglected for the dimensioning. This simplifies the charging current to a pure sine wave

i(t) = i(t) =

Cr 1 cr 1

i(t) = (A —Vp) I—si i(t) = (Aucı D) 0 Cl, i(t) = (A —Vp) I —si i(t) = (Aucı D) 0 Cl,

t |. t |.

[0027] Der Nachladestrom hat nun das Maximum von The recharging current now has the maximum of

P 1 I = (Aue: — Vo) —, P 1 I = (Aue: — Vo) —,

[0028] Die Periode T dieser Schwingung ergibt sich aus The period T of this oscillation results from

_ 2 _ 2 _ 1 w = nf == GI‘ _ 2 _ 2 _ 1 w = nf == GI'

[0029] Da der Strom nach einer Halbschwingung den Wert null erreicht, ergibt sich die minimale Einschaltzeit zu [0029] Since the current reaches the value zero after one half-oscillation, the minimum switch-on time results

Ton,min = /CiL,. Ton,min = /CiL,.

[0030] Die Schaltung ist als invertierender Hochsetzsteller zu verwenden. Wenn man Hochsetzfaktoren größer als zwei anstrebt, ergibt sich ein Tastverhältnis von größer als 0,5. Dadurch steht die halbe Schaltperiode für den Nachladevorgang zur Verfügung. Der Ausgangskondensator C2 muss während der Einschaltzeit des elektronischen Schalters S die Last versorgen. Daher sinkt die Spannung am Ausgang während dieser Zeit um The circuit is to be used as an inverting step-up converter. Aiming for boost factors greater than two results in a duty cycle greater than 0.5. This means that half the switching period is available for the reloading process. The output capacitor C2 must supply the load during the switch-on time of the electronic switch S. Therefore, the voltage at the output drops during this time

ILASsT ‚d:T ILASsT 'd:T

' d-T 'd-T

A =— [| I dt = A =— [| I dt =

UC2 C, | LAST C, UC2C, | LOAD C,

[0031] Verwendet man an Stelle der Periodendauer die Schaltfrequenz f ergibt sich If one uses the switching frequency f instead of the period, the result is

_ IL0ad d 7 Aue f [0032] Ersetzt man nun das Tastverhältnis d durch U„—-U d= 2 1 , U2 erhält man eine Dimensionierungsformel für den Ausgangskondensator C2 gemäß. U, Ur I_oad CC, = " . U, Auc2'f _ IL0ad d 7 Aue f [0032] If the pulse duty factor d is now replaced by U 1 −U d = 2 1 , U 2 , one obtains a dimensioning formula for the output capacitor C2 according to U, Ur I_oad CC, = " . U, Auc2'f

[0033] Die Konverterspule L1 kann man wie bei einem normalen Hochsetzsteller berechnen. Wenn der elektronische Schalter S eingeschaltet ist, liegt die Eingangsspannung U1 an der The converter coil L1 can be calculated as in a normal step-up converter. When the electronic switch S is turned on, the input voltage U1 is at the

Induktivität L1 und der Strom steigt um Alı U, = 1 [0034] Führt man nun wieder die Formel für d ein erhält man U, d:T_ 02-01 Ui © Al U Aıf) [0035] Nun muss man noch den Resonanzkreis dimensionieren. C1 darf nicht zu groß dimensioniert werden, da der Schwingvorgang innerhalb der minimalen Einschaltzelt erfolgen muss. Inductance L1 and the current increases by Alı U, = 1 If you now introduce the formula for d again, you get U, d:T_ 02-01 Ui © Al U Aıf) [0035] Now you still have to dimension the resonant circuit . C1 must not be dimensioned too large, since the oscillation process must take place within the minimum switch-on time.

Wenn der elektronische Schalter ausgeschaltet ist, fließt der Spulenstrom durch den Kondensator C1 und entlädt diesen um When the electronic switch is off, the coil current flows through the capacitor C1 and discharges it

T _ 1 _ In A—-d):T A =— | Ih. 1ydt=—— m —_, UcC1 Cr | L1 Cr d-T T _ 1 _ In A—-d):T A =— | uh 1ydt=——m—_, UcC1 Cr | L1 Cr d-T

[0036] Den Mittelwert des Spulenstroms kann man aus dem Laststrom ILAST und dem Ladungsgleichgewicht an C2 (im eingeschwungenen Zustand muss der Strom durch einen Kondensator im Mittel null sein) The mean value of the coil current can be obtained from the load current ILAST and the charge balance at C2 (in the steady state, the current through a capacitor must be zero on average)

ILast d = (fa —hasr) (1—d) Iload d = (fa - hasr) (1 - d)

bestimmen. Damit ergibt sich determine. This results

L _ ILAST L1 1 — d " [0037] Der Kondensator ergibt sich daher zu _ ILAST * Aucs ff} L _ ILAST L1 1 - d " The capacitor therefore results in _ ILAST * Aucs ff}

[0038] Die Resonanzspule L2 wird für eine minimale Einschaltzeit gemäß der Einschaltzeit des elektronischen Schalters gewählt und führt zur Ungleichung The resonance coil L2 is chosen for a minimum on-time according to the on-time of the electronic switch and leads to the inequality

2 = on,min 2 = on, min

m?CL m?CL

[0039] Eine zweite Ungleichung für L2 erhält man durch die Wahl der maximalen Umschwingamplitude gemäß A second inequality for L2 is obtained by choosing the maximum reversal amplitude according to

L,< L,<

(Auc1 — Vp)*C, (Auc1 — Vp)*C,

n2 . n2 .

I [0040] Fig. 4 zeigt den Unterschied im Eingangsstrom zwischen dem Originalkonverter nach Fig. 1 links (Fig. 4.a) und dem verbesserten nach Fig. 2 rechts (Fig. 4.b) mit gleichem Strommaßstab. Man sieht den deutlichen Unterschied. Wie oben gezeigt kann der Maximalwert des Eingangsstroms durch einen Widerstand in Serie zur Diode begrenzt werden. Dies führt, wie oben bewiesen, zu keiner Verschlechterung des Wirkungsgrads, begrenzt aber den Strom und verringert gleichzeitig auch die durch den hohen Ladestrom verursachten elektromagnetischen Störungen (die aber natürlich immer noch beträchtlich größer sind als bei der verbesserten Schaltung). Fig. 5 zeigt Verläufe für die verbesserten Konverter nach Fig. 2 (links) und Fig. 3 (rechts). Fig. 5.a zeigt von oben nach unten den Eingangsstrom der sich bei eingeschaltetem elektronischen Schalter aus Strom durch die Spule L1 und dem Nachladestrom durch L2 zusammensetzt. Darunter sind in einem Bild die beiden Spulenstrome gezeichnet, der trapezförmige durch die Spule L1 und der sinusförmige durch L2. Im letzten Diagramm sind die Eingangsspannung U1 hier V(in), [0040] FIG. 4 shows the difference in the input current between the original converter according to FIG. 1 on the left (FIG. 4.a) and the improved converter according to FIG. 2 on the right (FIG. 4.b) with the same current scale. You can see the clear difference. As shown above, the maximum value of the input current can be limited by a resistor in series with the diode. As proven above, this does not lead to a degradation in efficiency, but limits the current and at the same time also reduces the electromagnetic interference caused by the high charging current (which, of course, is still considerably larger than with the improved circuit). FIG. 5 shows curves for the improved converters according to FIG. 2 (left) and FIG. 3 (right). 5.a shows the input current from top to bottom, which is made up of the current through the coil L1 and the recharging current through L2 when the electronic switch is switched on. Below the two coil currents are drawn in a picture, the trapezoidal through the coil L1 and the sinusoidal through L2. In the last diagram, the input voltage U1 is here V(in),

L,> L,>

das Steuersignal Sigma zur Ansteuerung des elektronischen Schalters und die Ausgangsspannung U2 hier V(out) gezeigt. Fig. 5.b zeigt dieselben Signale im gleichen Maßstab für die Variante nach Fig. 3. Man sieht die Verringerung des maximalen Eingangsstroms und den kontinuierlichen Eingangsstromverlauf Im Vergleich zu dem pulsierenden Stromverlauf bei der Schaltung nach Fig. 2. Da auch keine Sprünge auftreten und auch eine drastisch verringerte Steigung (Ableitung) des Lade- und des Eingangsstroms gegenüber der ursprünglichen Schaltung nach Fig. 1 erzielt wurde, kommt es auch zu einer Verbesserung der elektromagnetischen Verträglichkeit. Ebenso wird der Wirkungsgrad deutlich gesteigert. the control signal Sigma for controlling the electronic switch and the output voltage U2 shown here V(out). 5.b shows the same signals on the same scale for the variant according to FIG a drastically reduced gradient (derivation) of the charging and input current compared to the original circuit according to FIG. 1 was also achieved, there is also an improvement in electromagnetic compatibility. The efficiency is also significantly increased.

[0041] Es sei angemerkt, dass der Konverter auch problemlos im diskontinuierlichen Betrieb funktioniert. It should be noted that the converter also works without any problems in discontinuous operation.

[0042] Beim Anschalten der Betriebsspannung kommt es, wie sonst bei Hochsetzstellern üblich, zu keinem Einschaltstromstoß, da der elektronische Schalter in Serie zur Eingangsspannung liegt und daher beim Einschalten der Betriebsspannung kein Strom fließen kann. Das Aufladen der Kondensatoren kann dann definiert durch langsames Steigern des Tastverhältnisses erfolgen. When the operating voltage is switched on, there is no inrush current, as is usual with step-up converters, since the electronic switch is in series with the input voltage and therefore no current can flow when the operating voltage is switched on. The capacitors can then be charged in a defined manner by slowly increasing the pulse duty factor.

[0043] Der Konverter eignet sich auch gut um ihn mittels eines Steuergesetzes anzusteuern. Dadurch können Schwankungen der Eingangsspannung schnell ausgeglichen werden. Das Steuergesetz ergibt sich mit dem gewünschten Sollwert U; zu The converter is also well suited to be controlled by means of a control law. This means that fluctuations in the input voltage can be compensated for quickly. The control law results with the desired setpoint U; to

U Ur u ur

U3 [0044] Im gesteuerten Betrieb kommt es natürlich, bedingt dadurch, dass das Steuergesetz für ideale Bauelemente berechnet wurde, zu einem Fehler bei der Ausgangsspannung. Man könnte das Steuergesetz für nichtideale Bauelemente bestimmen und so den Fehler verringern. Bauteilschwankungen durch Alterung und Temperaturänderungen führen jedoch immer noch zu U3 [0044] In controlled operation, an error in the output voltage naturally occurs due to the fact that the control law was calculated for ideal components. One could determine the control law for non-ideal components and thus reduce the error. However, component fluctuations due to aging and temperature changes still lead to

einem Fehler in der Ausgangsspannung. Einfacher ist es der Steuerung eine Regelung zu überlagern, die nur mehr die Aufgabe hat den Fehler der Steuerung auszuregeln. an error in the output voltage. It is easier to superimpose a regulation on the control that only has the task of correcting the error in the control.

[0045] Die Aufgabe einen invertierenden Hochsetzsteller zu realisieren, wird erfindungsgemäß dadurch bewerkstelligt, dass der Hochsetzsteller eine zweite Spule (L2) aufweist, die in Serie zur ersten Diode (D1) geschaltet ist, so dass die Serienschaltung der zweiten Spule (L2) und der ersten Diode (D1) zwischen der Kathode der zweiten Diode (D2) und der negativen Eingangsklemme (2) geschaltet ist und der zweite Kondensator (C2) entweder zwischen der positiven Ausgangsklemme (3) und der negativen Ausgangsklemme (4) oder zwischen der positiven Eingangsklemme (1) und der negativen Ausgangsklemme (4) geschaltet ist. The task of realizing an inverting step-up converter is achieved according to the invention in that the step-up converter has a second coil (L2) which is connected in series with the first diode (D1), so that the series circuit of the second coil (L2) and the first diode (D1) is connected between the cathode of the second diode (D2) and the negative input terminal (2) and the second capacitor (C2) is connected either between the positive output terminal (3) and the negative output terminal (4) or between the positive Input terminal (1) and the negative output terminal (4) is connected.

[0046] Um die Auswirkung der Zuleitungs- und Quellimpedanz zu vermeiden wird parallel zu den Eingangsanschlüssen (1, 2) ein weiterer Kondensator geschaltet. In order to avoid the effect of the supply line and source impedance, another capacitor is connected in parallel with the input terminals (1, 2).

[0047] Die Erzeugung des Tastverhältnisses kann grundsätzlich in üblicher Weise mit einer Regelschaltung und anschließender Pulsweitenmoduiation erfolgen. Es ist aber sinnvoll, das erforderliche Tastverhältnis mittels einer Vorrichtung zur Berechnung eines Steuergesetzes (wie oben angegeben) zu bestimmen. The pulse duty factor can basically be generated in the usual way with a control circuit and subsequent pulse width modulation. However, it is useful to determine the required duty cycle by means of a control law calculation device (as indicated above).

[0048] Um eine bleibende Abweichung zwischen Soll- und Istwert zu vermeiden kann der Fehler der Steuerung dadurch kompensiert werden, dass das erforderliche Tastverhältnis mittels eines Steuergesetzes in Zusammenspiel mit einem Regler bestimmt wird. In order to avoid a permanent discrepancy between the setpoint and the actual value, the error in the control can be compensated for by the required pulse duty factor being determined by means of a control law in conjunction with a regulator.

[0049] Zusammenfassend kann man sagen, dass dem Hochsetzsteller eine Steuervorrichtung zugeordnet ist, welche entsprechend eingerichtet ist, ein Tastverhältnis (d) als Quotient der Differenz zwischen der gewünschten Ausgangsspannung (U2*) und Eingangsspannung (U1) sowie der gewünschten Ausgangsspannung (U2*) zu bestimmen und den elektronischen Schalter (S) mit dem bestimmten Tastverhältnis (d) zu steuern und weiters, dass die Steuervorrichtung entsprechend eingerichtet ist, das Tastverhältnis (d) in Zusammenspiel mit einem Regler zu bestimmen. In summary, one can say that the step-up converter is assigned a control device which is set up accordingly, a duty cycle (d) as the quotient of the difference between the desired output voltage (U2*) and input voltage (U1) and the desired output voltage (U2* ) to determine and to control the electronic switch (S) with the specific duty cycle (d) and further that the control device is set up accordingly to determine the duty cycle (d) in conjunction with a controller.

Claims

patent claims

1. Inverting boost converter consisting of a positive (1) and a negative input terminal (2) to which the input voltage (U1) is applied, a positive (3) and a negative output terminal (4) to which the load is connected, a electronic switch (S), a first (D1) and a second diode (D2), a first (C1) and a second capacitor (C2) and a first coil (L1), the positive terminal being connected to the positive input terminal (1). of the electronic switch (S) is connected, the first connection of the first capacitor (C1) and the first connection of the first coil (L1) are connected to the negative connection of the electronic switch (S), to the second connection of the first capacitor (C1 ) the cathode of the second diode (D2) is connected, the negative output terminal (4) is connected to the anode of the second diode (D2) and the negative input terminal (2), the positive output terminal (3) and the second connection of the first inductance are interconnected and the cathode of the first diode (D1) is connected to the negative input terminal (2) and the anode of the first diode (D1) is connected to the cathode of the second diode (D2) characterized in that the step-up converter has a second coil (L2) which is connected in series with the first diode (D1), so that the series connection of the second coil (L2) and the first diode (D1) between the cathode of the second diode (D2) and the negative input terminal (2) and the second capacitor (C2) is connected either between the positive output terminal (3) and the negative output terminal (4) or between the positive input terminal (1) and the negative output terminal (4).

2. Boost converter according to claim 1, characterized in that a further capacitor is connected in parallel with the input terminals (1, 2).

3. Boost converter according to one of claims 1 or 2, characterized in that the boost converter is assigned a control device which is set up accordingly, a duty cycle (d) as the quotient of the difference between the desired output voltage (U2*) and input voltage (Ul) and to determine the desired output voltage (U2*) and to control the electronic switch (S) with the specific duty cycle (d).

4. Boost converter according to claim 3, characterized in that the control device is set up accordingly to determine the duty cycle (d) in interaction with a controller.

2 sheets of drawings