AT525258A4

AT525258A4 - Hochsetzer mit reduzierter Bauteilbelastung

Info

Publication number: AT525258A4
Application number: ATA40/2022A
Authority: AT
Inventors: Himmelstoss Dipl -Ing Dr Felix
Original assignee: Felix Himmelstoss Dipl Ing Dr Techn
Priority date: 2022-02-10
Filing date: 2022-02-10
Publication date: 2023-02-15
Also published as: AT525258B1

Abstract

Hochsetzsteller bestehend aus einem positiven (1) und einem negativen Eingangsanschluss (2) an denen die Eingangsspannung (U1) angelegt wird, einem positiven (3) und einem negativen (4) Ausgangsanschluss an denen die Last angeschaltet ist, einem elektronischen Schalter (S), einer ersten (D1) und einer zweiten Diode (D2), einem ersten (C1) und einem zweiten (C2) Kondensator, einer ersten (L1) und einer zweiten Spule (L2). Der Konverter hat ein starkes Hochsetzverhalten gemäß dem Spannungsübersetzungsverhältnis (2-d)/(1-d) in Abhängigkeit zum Tastverhältnis d. Besonders interessant an diesem Konverter ist die reduzierte Spannungsbelastung an den Halbleiterbauteilen und eine Verbesserung des Störverhaltens (EMV).

Description

Die Erfindung betrifft einen Hochsetzsteller, bestehend aus einem positiven (1} und einem negativen Eingangsanschluss {2} an denen die Eingangsspannung (U1} angelegt wird, einem positiven {3} und einem negativen (4) Ausgangsanschluss an denen die Last angeschaltet ist, einem elektronischen Schalter {S}), einer ersten (D1) und einer zweiten Diode {D2), einem ersten {C1} und einem zweiten {C2) Kondensator, einer ersten {L1} und einer zweiten. Spule {L2}, wobel arı den positiven Eingangsanschluss {1} der erste Anschluss der Spule (L1) angeschlossen ist, an den zweiten Änschluss der Spule {L1} der positive Anschluss des elektronischen Schalters {S} und der zweite Anschluss des ersten Kondensators (C1) geschalten sind, an den ersten Anschluss des ersten Kondensators {C1) die Anode der zweiten Diode (D2} geschaltet ist, deren Kathode mit der positiven Ausgangsklemme (3} und dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators verbunden ist, und der negative Eingangsanschluss mit dem negativen Anschluss des elektronischen Schalters (S} und dem negativen

Ausgangsanschluss verschaltet sind. Der Startpunkt für die Entwicklung des hier vorgestellten Konverters ist die Publikation:

L. Colalonge, G. Duima, A. RichellT and. Z. M. Kavacs-Vaina, "A Modular Boost Convefter with Low Switch Stress and High Conversion Ratio far Automotive Applications,” 2018 International Conference of Electrical and Electronic Technologies for Automotive, 2018, pp. 1-4, dot:

10.2391 VERTA.2018.8493186,

in der ein Hochsetzsteller mit reduzierter Spannungsbelastung an den Halbleitern vorgestellt wird.

Die Erfindung wird nun an Hand der Figuren ausgehend von der Originalschaltung beschrieben. Zum grundlegenden Verständnis werden ideale Bauelemente (keine parasıtären Widerstände, unendlich schnelle Schaltvorgänge} vorausgesetzt, Fig. 1 zeigt den Stand der Technik wie in der oben genannten Publikation dargestellt, Fig. 2 zeigt das Spannungsübersetzungsverhältnis in Abhängigkeit vom Tastverhältnis, Fig. 3 zeigt die verbesserte Schaltung und Fig. 4 zeigt den Eingangsstrom, den Strom durch den Nachladezweig und den Strom durch die Konverterspule für beide Konverterschaltungen.

Fig. 5 zeigt den gesteuerten Betrieb des neuen Konverters,

Der Konverter Fig, 1 besteht aus einem elektronischen Schalter (S), zwei Dioden (DI, DZ), zwei Kondensatoren (C1, C2) und einer Spule {L1}. Es sei angemerkt, dass in obiger Publikation die Diode D2 durch einen elektronischen Schalter ersetzt ist. Dieser dient zur Reduktion der Leitverluste der Ausgangsdiode D2 und ist daher für die Funktion bedeutungslos, Im kontinujerlichen Betrieb kann man zwei Moden unterscheiden: im Mode M1 ist der elektronische Schalter S eingeschaltet und im Mode. M2 ist der elektronische Schalter S ausgeschaltet und die Diode D2 leitet. Während M2 kommutiert der Strom der Spule LI in die Diode D2 und versorgt so den Ausgangskreis: Der Kondensator wird dadurch entladen und die Spannung an ihm sinkt. Wird nun S wieder eingeschaltet,

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geringen Wert verändert). Man kann daher schreiben

U = U

Das Spannungs-Zeit Gleichgewicht an der Spule (die Spannung an einer Spule ist im

eingeschwungenem Zustand im Mittel null) führt zu U Ude U Ad)

Damit kann man das Spannungsübersetzungsverhältttis des Konverters bestimmen zu

Fig. 2 zeigt diesen Zusammenhang, Höhere Spannungsübersetzungen erreicht man bei

Tastverhältnissen größer als ein halb. Die Spannungsbelastung des aktiven Schalters S reduziert sich auf

U = UA,

Die Spannungsbelastung der Diode D2 reduziert sich ebenfalls auf diesen Wert. Die

Spannungsbelastung an der Diode D1 ergibt sich zu Uns.

Die Spannungsbelastung reduziert sich also für alle Halbleiterbauteille auf die Differenz von Ausgangs-

und EingangsSspannung,

Der Nachteil dieses Konzepts Ist jedoch der abrupte Ladestrom des Kondensators der sowohl die Eingangsquelle, die Diode D1, den Kondensator C1 und den elektronischen Schalter 5 belastet, Wenn der Transistor S ausgeschaltet ist, wird. der Kondensator C1 durch den Spulenstrom entladen. Dadurch sinkt die Spannung an Ihm um Aue, Wird der Transistor wieder eingeschaltet, s6 schaltet auch DLein und der Kondensator C1 wird wieder auf die Eingangsspannung geladen, Fasst man alle parasitären Widerstände (von elektranischem Schalter, Diode, Kapazität, Verdrahtung) in diesem Kreis zusammen zu R und modelliert die Diode durch deren Kniespannung Vo und ihren differentiellen Widerstand, so kann man für den Ladestrom | gemäß des Kirchhöffschen

Maschengesetzes schreiben

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2

Ale Po Rl | jdt.

Laplace Transformation führt zu

u 1 Alte Pa = RR 1x} „1A Hs} . S CS

Die Rücktransformation führt zu einem exponentiellen Ladestromverlauf

2 Al AV | FO HI exp m | R VL CHR

Man beachte, dass dieser Strom zusätzlich zum Spulenstrom aus der Quelle kommt und zusätzlich zu

diesem durch den elektronischen Schalter Meßt,

Dieser zusätzliche Strom hat den Spitzenwert

und nimmt mit der Zeitkonstante vs R

ab. Während der Einschaltzeit des elektronischen Schalters S muss dieser Vorgäng abgeklungen sein.

Die minimate Einschaltzeitsallte daher fünfmal so lang sein wie die Zeitkonstänte Fran = 57 =, 8 "

Es stellt sich nun die Frage nach den zusätzlichen Verlusten, die durch diesen Vorgang entstehen. Unter der Annahme, dass die Einschaltzeit größer als fünfmal die Zeitkonstante ist, kann man für die in Wärme umgesetzte Energie {man macht dann nur einen minimalen Fehler, wenn als obere Grenze

unendlich verwendet wird}

26

w . wi ey x , We a3 fniehe = Rt dt JA a da A n RC RO

Ss

8

schreiben. Damit ergibt sich die auftretende Verlustenergie zu

WW. .

KR

Cl 2 ;

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und ergeben sich zu

Posf Curl .

Man beachte, diese Verluste treten primzipbedingt immer auf, ganz egal wie groß der Widerstand. R ist. Der Widerstand kommt im Ergebnis nicht mehr vor! Verwendet man die besten verfügbaren

Bauteile (ader sogar ideale} so. führt das nicht zu einer Verbesserung!

Mit dieser Erkenntnis kann man Grenzen für den Widerstand R festlegen, sodass einerseits die

Stromspitze kleiner als ein Spitzenwert bleibt

At FF Alle m Fi REAL

$

F

andererseits muss der Widerstand kleiner sein. als

elektronische Schalter S eingeschaltet ist, entsteht eine Masche gemäß

damit der Kondensator wieder nachgeladen wird.

im Folgenden wird nun eine Verbesserung der obigen Schaltung dargestellt bei der keine prinzipbedingten Verluste auftreten, Wenn also hier ideale Bauelemente verwendet würden, gäbe es

im Gegensatz zur obigen Schaltung, keine zusätzlichen Verluste.

Die Schaltung ist In Fig. 3 dargestellt, In Serie zu D1 wird eine kleine Spule LZ geschaltet. Wenn der

! fide+ U, Alt

im Widerstand R sind wieder alle vorhandenen parasitären Widerstände subsumiert. Die Laplace

Transformation führt zu A Is H+ RG) HE Hs). 8

Der Ladevorgang erfolgt nach einer gedämpften harmonischen Schwingung gemäß

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Für die Dimensionierung kann man die parasitären Verluste vernachlässigen. Damit vereinfacht sich

der Ladestrom zu einer reinen Sinusschwingung

WE A OA = (Zi sn a Ah NEL

sl Yo |

Einschaltzelt zu

Ersetzt man nun das Tastverhältnis d durch

Der Nachladestrom hat nun das Maximum von

Die Periode T dieser Schwingung ergibt sich aus

SS Eee | Dr VCH

Da der Strom nach einer Halbschwingung den Wert null erreicht, ergibt sich die minimale

T.

a Dan

Die Schaltung ist als Hachsetzsteller zu verwenden. Wenn man Hochsetzfaktoren größer als drei anstrebt, ergibt sich ein Tastverhältnis von größer als 0,5, Dadurch steht die halbe Schaltperiode für den Nachladevorgang zur Verfügung, Der Ausgangskondensator C2 muss während der Einschaltzeit des elektranischen Schalters S die Last versorgen. Daher sinkt die Spannung am Ausgang während

dieser Zeit um

7 ] ser ET E40 cn

Verwendet man an Stelle der Periodendauer die Schaltfrequenz F ergibt sich

Ayasr dd . Alt

Cs

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x

_ Un 2 Ayasır

STELL Ba Die Kanverterspule. LL kann man wie bei einem normalen Hachsetzsteller berechnen, Wenn der elektronische Schalter S eingeschaltet ist, liegt die Eingangsspannung UL an der induktivität L{ und der Strom steigt um Alıı

UL Aa dt

Führt man. nun wieder die Formel für d ein, erhält man

Al U A

Nun muss man noch den Resanahzkreis dimensionieren. C1 darf nicht zu groß dimensionjert werden, da der Schwingvorgang innerhalb der minimalen Einschaltzeit erfolgen muss. Wenn der elektronische

Schalter ausgeschaltet ist, fließt der Spulenstrom. durch den. Kondensator C1 und entlädt diesen um

bestimmen. Damit ergibt sich

Den Mittelwert des Spulenstroms kann man aus dem Laststrom hast Und dem Ladungsgieichgewicht

an €2 (Im eingeschwungenen Zustand muss der Strom durch einen Kondensator im Mittel nuli sein}

Zyasr A [Zn as N —d} fe

N

Die Resonahzspule L2 wird für eine minimale Einschaltzeit gemäß der Einschaltzeit des elektranischen Schalters (diese sei mindestens entsprechend der halben Schwingperiode) gewählt

und führt zur Ungleichung

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2°C,

Eine zweite Ungleichung für LZ erhält man durch die Wahl der maximalen Umschwingamplitude gemäß

L, Ad

Fig. 4 zeigt den Unterschied zwischen dem Originalkanverter nach Fig, 1 und dem verbesserten nach Fig. 3. In Fig. 4a sind der Eingangsstrom, der Strom dürch die Spule L1 und der Strom durch die Diode D1 dargestellt, Der Ladestrom ist dabei durch einen Widerstand in Serie zur Diode begrenzt, Dies führt, wie oben bewiesen, zu keiner Verschiechterung des Wirkungsgrads, begrenzt aber den Strom und verringert gleichzeitig auch die durch den hohen Ladestrom verursachten elektromagnetischen Störungen (die aber natürlich immer noch beträchtlich größer sind als bei der verbesserten Schaltung}. In Fig. 4.b sind dieselben Stramverläufe für den verbesserten Konverter gezeigt, Man sieht deutlich die Verringerung des Eingangsstroms und die stark verringerte Steigung (Ableitung) des Lade- und des Eingangsstroms und damit die Verbesserung der elektromagnetischen Verträglichkeit, Der Wirkungsgrad der Schaltung nach Fig. 3 ist um vier Prozentpunkte höher als bei der I

Originalschaltung! Es sei angemerkt, dass der Konverter auch problemlos im diskontinulerlichen Betrieb funktioniert.

Beim Anschalten der Betriebsspannung kommt es, wie bei Hochsetzstellern üblich, zu einem kräftigen

Einschaltströmnstoß der Größe

dadurch ein zusätzlicher Eingangsstrom mit der Amplitude von

+}

Dieser Stromstoß ist in der Realität geringer, weil parasitäre Widerstände vorhanden sind und der Innenwiderstand der Quelle, der im Normalbetrieb durch einen parallel zu den Eingangsklemmen

liegenden Eingangskondensator nicht auffällt, den Strom begrenzt.

Genaugenommen entstehen zwei Schwingungen, da auch über L1. ein Strom zu fließen beginnt und

Lö = {7

\

LI, entsteht, Es gibt mehrere Möglichkeiten diesen AnschaltstromstoR, wenn er stört (dies. kann bei

Batterie gestützten Netzen wie z.B. in Fahrzeugen bedeutsam sein, da in diesen Fällen nur ein sehr

geringer Innenwiderstand vorhanden ist}, zu verringern. Entweder schaltet man einen Heißleiter in

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mechanischen Kontakt {Reiaiskontakt) zu überbrücken.

Der Konverter eignet sich auch gut um ihn mittels eines Steuergesetzes anzusteuern. Dadurch können Schwankungen der Eingangsspannung schnell ausgeglichen werden, Das Steuergesetz ergibt sich mit

dem gewünschten Sollwert U, zu

Fig. 5 zeigt.den gesteuerten Betrieb des neuen Konverters, Von oben nach unten sieht man die Ströme der Spulen, im dritten Signalfenster die Spannung aus der mit Hilfe eines Pulsweitenmodulators (mit einer Sägezahnspannung von 11V) das Tastverhältnis erzeugt wird (Schaltftequenz 50 kHz) und im untersten Bild sieht man das Referenzsignal, die entstehende Ausgangsspannung und die Eingangsspannung des Konverters, Man sieht am Beginn das Anschalten der Betriebsspannung, anschließend das rampenförmige Hochfahren der Ausgangsspannung, dann einen Sprung des Sallwerts und schließlich noch einen Sprung der Eingangsspannung, Gut sind immer die auftretenden transienten Vorgänge zu sehen. Die Ausgangsspannung ist immer etwas kleiner als der gewünschte Sallwert, Dies ist eine Folge der nichtidealen Bauteile, das Steuergesetz ist aber für ideale Bauteile berechnet. Dieser Fehler kann nun nach mit einer Regelschaltung ausgeglichen werden. Der große Vorteil der Steuerung ist, dass sofort Änderungen sich im Tastverhältnis niederschlagen und nicht erst wie bei einer Regelung, wenn sie sich im Ausgangssignal bemerkbar machen. Eine Steuerung ist grundsätzlich immer stabil. Der zusätzliche Regler muss daher nur zu einem kleinen Teil zum gesamten

Tastverhältnis beitragen. Dies verbessert die Stabilität des Systems.

Die Aufgabe einen Hochsetzsteller mit reduzierter Spannungsbelastung an den Halbleiterbauelementen zu realisieren, wird erfindungsgemäß dadurch bewerkstelligt, dass zwischen dem positiven Eingangsanschluss {1} und der Anode der zweiten Diode (D2) die Serienschaltung der

ersten Diode (D1)} und der zweiten Spule (L2} geschaltet ist.

Es gibt zwei Varlanten: einerseits so, dass an den positiven Eingangsanschluss (1} die Anode der ersten Diode {D1} geschaltet ist und andererseits so, dass an die Anode der zweiten Diode (D2) die Kathode

der ersten Diode (D1} geschaltet ist.

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Eingangsanschlüssen {1, 2) ein weiterer Kondensator geschaltet.

Die Erzeugung des Tastverhältnisses kann grundsätzlich in üblicher Weise mit einer Regelschaltung und anschließender Pulsweitenmadulation erfolgen. Es ist aber sinnvoll, das erforderliche Tastverhältnis mittels einer Vorrichtung zur Berechnung eines Steuergesetzes (wie oben angegeben) zu bestimmen. Um eine bleibende Abweichung zwischen Soll- und Istwert zu vermeiden kann der Fehler der Steuerung dadurch kompensiert werden, dass das erforderliche Tastverhältnis mittels eines

Steuergesetzes in Zusammenspiel mit einem. Regler bestimmt wird.

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Claims

1. Hochsetzsteller bestehend aus einem positiven (1) und einem negativen Eingangsanschluss {2} an denen die Eingangsspannung (U1) angelegt wird, einem positiven {3} und einem negativen (4) Ausgahgsanschluss an denen die Last angeschaltet ist, einem elektronischen Schalter {S), einer ersten. (D1} und einer zweiten Diode {D2}, einem ersten (C1) und einem zweiten Kondensator (C2), einer ersten {L1} und einer zweiten Spule {LZ},. wobei an. den positiven Eingangsanschluss (1) der erste Anschluss der Spule {L1} angeschlossen ist, an den zweiten Anschluss-der Spule (L1} der positive Anschluss des elektronischen Schalters {S}und der zweite Anschluss des ersten Kandensators (C1) geschalten sind, an den ersten Anschluss des ersten Kondensators {C1) die Anode der zweiten Diode (D2)} geschaltet ist, deren Kathode mit der positiven Ausgangsklemme {3} und dem ersten Anschluss des zweiten Kandensatars verbunden ist, und der negative Eingangsanschluss: mit dem negativen Anschluss: des elektronischen Schalters {S} und dem negativen Ausgangsanschlüss verschaltet sind dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem positiven Eingangsanschluss {1} und der Anode der zweiten Diode {D2} die Serlenschaltung der ersten Diode (D1} und der zweiten Spule {12} geschaltet ist.

2. Hochsetzsteller gemäß Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass an den positiven Eingangsanschluss {1} die Anode der ersten Diode (D1} geschaltet ist.

3, Hochsetzsteller gemäß Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass an die Anode der zweiten Diode {D2)} die Kathode der ersten Diode (D1} geschaltet ist.

4. Konverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3 dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu den Eingangsanschlüssen (1, 2) ein weiterer Kondensator geschaltet Ist.

5, Konverter gemäß einem der Ansprüche I bis 4 dadurch gekennzeichnet, dass das erforderliche Tastverhältnis mittels einer Vorrichtung zur Berechnung emes Steuergesetzes bestimmt wird,

&, Konverter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5 dadurch gekennzeichnet, dass das erforderliche Tastverhältnis mittels eines Steuergesetzes in Zusammenspiel mit einem Regler

bestimmt wird,

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