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Die Erfindung betnfft eine Inverterstromquelle, bei der die aus einer Gleichspannungsquelle bereitgestellte Spannung durch elektronische Schalter in eine Wechselspannung mit Frequenzen meist uber dem Hörbereich umgewandelt wird, um sie einem Transformator zuzuführen und danach wieder gleichzurichten und nötigenfalls zu glätten (z B mit Drosseln und Kondensatoren), bei der über den elektronischen Schaltelementen nötigenfalls Freilaufdioden vorgesehen sind, wobei auf der Pnmärseite vier elektronische Schalter eine Vollbrückenschaltung bilden und die Pnmarwicklung des Transformators in Reihe mit einem optionalen Kondensator und/oder eine optionalen Drossel zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken angeschlossen ist oder zwei elektronische Schalter eine symmetrische Halbbrückenschaltung bilden,
ein kapazitiver Mittelanschluss vorhanden ist und die Primärwicklung des Transformators in Reihe mit einer optionalen Drossel zwischen dem Mittelpunkt der Halbbrucke und dem kapazitiven Anschluss liegt, und wobei die pnmärseitige(n) Halbbrücke(n) jeweils von einem Spannungspol zum anderen in einem stetigen Verlauf umschwingt (umschwingen) und ein Tastverhältnis von 50 % aufweist (aufweisen)
Inverterstromquellen werden bevorzugt deshalb eingesetzt, weil sie eine wesentliche Baugrössen- und Gewichtsreduzierung des Haupttransformators erlauben, der meist mit Frequenzen über dem menschlichen Hörbereich betneben wird Es sind Vollbrückenschaltungen und Halbbrückenschaltungen bekannt Die asymmetrische Halbbrückenschaltung wird von der Erfindung nicht betroffen, es wird hier nur die symmetrische Ausführung betrachtet.
Bei der primären Vollbrückenschaltung werden vier elektronische Schaltelemente in zwei Gruppen angeordnet In jeder Gruppe sind zwei dieser Schalter in Reihe zwischen dem Plus- und dem Minuspol einer mit bekannten Mitteln bereitgestellten Gleichspannung angeschlossen. Je nach Bedarf sind parallel zu den Schaltern noch Freilaufdioden vorgesehen, um die Schalter vor Inversen Strömen zu schützen. Bei den bisher bekannten Inverterschaltungen liegt nun zwischen den beiden Mittelpunkten der Halbbrücken die Primärwicklung des Haupttransformators optional in Reihe mit einem Kondensator und/oder einer Drossel Dieser Kondensator verhindert eine Gleichstrom-Vormagnetisierung des Transformators, kann aber entfallen, wenn diese Vor- magnetisierung durch andere Massnahmen verhindert werden kann.
Bei anderen bekannten Anordnungen, den sogenannten resonanten Schaltungen hat dieser Kondensator eine wesentliche Funktion als Teil eines Serien resonanzkreises
Bei diesen bekannten Schaltungen liegt in den meisten Fällen noch eine Drossel oder eine Sättigungsdrossel in Reihe zu der Primärwicklung des Haupttransformators, wie die EP-A2-0 273 622 zeigt Diese resonanten Schaltungen werden angewandt, um das Schalten der elektronischen Schalter nahezu verlustfrei zu gestalten, da der Schalter dann eingeschaltet wird, wenn er stromlos oder spannungslos ist oder beides gleichzeitig (Zero- Voltage- Switching und Zero- Current- Switching). Bei der Schaltung nach der EP-A2-0 273 622 ist keine magnetisch gesteuerte Steuerspule vorgesehen.
Der als Seneninduktivität verwendeten Drossel ist ein üblicher Stromwandler nachgeschaltet, der mit einer Gleichrichterschaltung zur Messung des Primär- stromes des Haupttransformators verwendet wird
Einen völlig anderen Lösungsweg beschreitet eine Schaltung gemäss der US-A-4,876,638 Dort wird zur Regelung der Ausgangsspannung eines geschalteten Netzteiles ein spezieller Haupttransformator mit einem Dreischenkelkern eingesetzt. Auf dem Mittelschenkel sitzt die Primärwicklung, welche mit einem Inverter angetrieben wird. Auf dem ersten Aussenschenkel mit einem Luftspalt befindet sich die Sekundärwicklung, auf einem zweiten Aussenschenkel ohne Luftspalt befindet sich eine Steuerwicklung, welche mit einem Pulsdauerdemodulationsverfahren geregelt kurzgeschlossen wird.
Ein spezieller Regler für diese Steuerwicklung verteilt dann durch gesteuerte Sättigung des besagten zweiten Aussenschenkels den von der Primärwicklung erzeugten magnetischen Fluss zwischen dem ersten und dem zweiten Aussenschenkel
Eine solche Anordnung hat jedoch nur einen sehr eingeschränkten Bereich im Ausgangskennlinienfeld, d. h., dass weder der Strom noch die Spannung von Null an bis zum Maximumwert geregelt werden konnen. Weiterhin liegt eine Beschränkung auf kleinere Leistungen vor Die besagte Transformatorbauart bedingt prinzipbedingt eine hohe Streuinduktivität, welche bei hoher Ausgangsleistung (mehrere kW) zu unzulässig hohen Ferritverlusten und viel zu grossen und schweren Bauformen des Haupttransformators führt.
Denn der sättigbare Transformator muss die volle Spannungszeitfläche des Inverterausgangs aufnehmen können. Damit ist der Einsatz dieses Konzeptes z.B bei Schweissgeräten wirtschaftlich nicht möglich.
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Weiterhin hilft die besagte Anordnung in keiner Weise zur Erreichung von minimierten Ein- und Ausschalt-Verlusten in den antreibenden Schalttransistoren, sondern erfordert zusätzlich weitere Schaltelemente zur Steuerung der Sättigungswicklung
Es ist zudem bekannt Entlastungskondensatoren parallel zu den Schaltern anzuordnen, die dann bei deren Ausschalten die Ausschaltverluste stark reduzieren Auf der Sekundärseite des Transformators ist normalerweise eine Gleichrichterschaltung entweder mit zwei Gleichrichtern und Mittelanzapfung des Transformators oder mit vier Gleichrichtern in Vollbruckenschaltung üblich Je nach Anwendungsfall der Inverterstromquelle ist hinter dem Gleichrichter noch eine Glättungsdrossel und nötigenfalls ein Glättungskondensator vorhanden.
Bei der pnmaren Halbbrückenschaltung existiert nur eine solche Halbbrücke, der Gegenpol für den Anschluss des Transformators bildet ein kapazitiver Spannungsteiler, der auch eine Anzapfung der Gleichspannungsquelle bei halber Spannung sein kann. Auch hier können optional noch Drosseln oder Sättigungsdrosseln in Reihe zum Transformator vorhanden sein Bei im Transformatorkreis resonanten Schaltungen in symmetrischer Halbbrückenschaltung wird der kapazitive Mittelpunkt meist durch den aufgeteilten Resonanzkondensator gebildet.
Als sogenannte elektronische Schalter können die jeweils aktuellen Bauelemente der Leistungselektronik mit ihren zugehörigen Ansteuerschaltkreisen verwendet werden, wie z B bipolare Transistoren, MOS- FETs, IGBTs, GTOs usw.
Bei allen angesprochenen Schaltungsvarianten soll jede pnmärseitige Halbbrücke so angesteuert werden, dass sie je für sich ein Tastverhältnis von 50 % aufweist und dass die Spannung eines Halbbrückenmittelpunktes jeweils von einem Spannungspol zum anderen in einem stetigen Verlauf umschwingt.
Bei der Erörterung der Nachteile der bisherigen Technik ist zwischen verschiedenen Schaltungen zu unterscheiden.
Die im Transformatorkreis resonanten Schaltungen führen bekanntermassen zu einer ungünstigen Ausnutzung der elektronischen Schalter, da diese entweder für einen wesentlich höheren Strom oder eine höhere Spannung ausgelegt werden mussen. Dafür sind die Schaltverluste niedrig und die Spannungs- und Stromflanken flacher, was zu einer geringeren Störabstrahlung führt. Durch die Resonanztechnik jedoch wird nur während eines eher kurzen Zeitintervalls Energie übertragen, so dass sich auch für den Transformator keine optimale Situation ergibt. Der wesentliche Nachteil liegt also darin, dass die primärseitigen Schalter und auch der Transformator schlecht ausgenutzt werden.
Die im Transformatorkreis nicht resonanten Schaltungen führen in einfacher Ausführung zu erheblichen Schaltverlusten sowohl in den Schaltern selber, als auch in den sekundärseitigen Gleichrichterdioden, da die schnellen Schaltvorgänge zu hohen Dioden-Rückwärtsströmen führen.
Dies ergibt zudem starke Störabstrahlungen im Sekundärkreis.
Um die Ausschaltverluste der Schalter zu verringern, werden auch bei dieser Variante öfters über den elektronischen Schaltern Entlastungskondensatoren angeordnet.
Wenn Inverter dieses Typs mit primärseitiger Vollbrücke im Leerlauf oder mit kleiner Last betrieben werden müssen, sind je nach nötigem Aussteuerungsbereich an einer oder beiden Halbbrücken zusätzliche Hilfsdrosseln und Kondensatoren notwendig, also primärseitige Hilfs- Umschwingkreise, die den Leerlaufbetrieb sicherstellen. Dabei ergibt sich das Problem, dass sich der pnmärseitige Transformatorstrom und die Hilfsströme dieser Entlastungsnetzwerke in bestimmten Arbeitspunkten so überlagern, dass die zu den Schaltern parallelen Entlastungskondensatoren nicht mehr umschwingen und die elektronischen Schalter dann aufgeladene Kondensatoren kurzschliessen. Dies kann schon nach wenigen Zyklen zur thermischen Überlastung und Zerstörung der Schalter führen.
Um das zu verhindern, muss deshalb in den Transformatorkreis eine Drossel eingebaut werden, die den Stromfluss in den Aus- gangsgleichrichter in der Zeit des Umschwingens unterbindet (s. z.B. : H. Rinne, K Theml und 0 McCarthy, "An Improved Zero- Voltage and Zero- Current Switching Full Bridge Converter", PCIM Proceedings, June 1995, S 69). Es gibt Ausführungen, bei denen die Drossel im Primärkreis liegt, andere bekannte Schaltungen sehen Drosseln auf der Sekundärseite in Reihe zu den Gleichnchtem vor oder auf beiden Seiten des Trafos. Solche Drosseln verlangsamen den Stromfluss im Transformatorkreis und ermöglichen den ungestörten Abschluss des Umschwingens einer Halbbrücke, haben aber den grossen Nachteil, dass eine erhebliche Spannungszeirflache zur Energieübertragung verloren geht.
Um das zu verhindern, wird die Drossel normalerweise als Sättigungsdrossel ausgeführt Der Nachteil davon ist aber, dass die Drossel durch die Ummagnetisierung bis weit in die beidseitige Sättigung sehr heiss wird und einer besonderen
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Kühlung bedarf und dass der Gesamtwirkungsgrad des Inverters dadurch schlechter wird Ein zusätzliches Problem der Sättigungsdrossel liegt auch dann, dass sie bei kleinen Lastströmen einen hohen Wert haben sollte, bei Vollast eigentlich aber entfallen könnte, da die vorhandenen Streuinduktivitäten schon ausreichen.
Das reale Verhalten ist aber gerade gegenläufig, denn die für ihre Funktion im unteren Strombereich optimierte Sättigungsdrossel speichert mit zunehmendem Strom immer mehr Energie und verbraucht im Bereich der Vollaussteuerung des Inverters zuviel Spannungszeitfläche, was letztlich zu einer schlechten Ausnutzung des Haupttransformators führt, denn Transformator und Drossel liegen in Reihe
Für die Inverter mit primärseitiger Halbbrücke und kapazitivem Mittelpunkt gibt es bisher nur ein beschränktes Einsatzgebiet, denn dieser Inverter hat nur wenig Möglichkeit, von der Pnmärseite her eine übergreifende Regelung der Ausgangsleistung zu vollziehen.
Die Steuerung der Schaltfrequenz ermöglicht eine Leistungsänderung nur in einem eingeschränkten Bereich Zudem hat dieser Invertertyp die gleichen Probleme beim Umschwingen und mit den Diodenrückwärtsströmen wie der oben beschriebene Vollbruckeninverter.
Die Erfindung stellt sich daher die Aufgabe, eine Inverterstromquelle der eingangs erwähnten Art zu erstellen, welche eine bessere Komponentenausnutzung als die bekannten Schaltungen erreicht, wobei vor allem die durch die Drosseln verlorene Spannungszeitfläche bei Vollast verkleinert wird, dabei aber die weichen Stromverläufe der resonanten Technik erzielt werden, wel- che generell den Einsatz von Ausschaltentlastungskondensatoren uber den elektronischen Schaltern ermöglicht (= Minimierung der Ausschaltverluste), dabei aber das ungestörte Umschwingen der Entlastungskondensatoren zuverlässig ermöglicht, welche das Einschalten der elektronischen Schalter mit Null-Strom und Null-Spannung (= Minimierung der Einschaltverluste) durch bekannte Schaltungsmassnahmen ermöglicht,
welche die Hitzeentwicklung der bisherigen Sättigungsdrosseln reduziert (= besserer Wirkungsgrad), welche die Rückwärtsströme der sekundären Gleichrichter in hohem Masse reduziert, und welche die gesamte Störabstrahlung des Inverters reduziert.
Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, dass in Reihe zu der Primärwicklung des Transformators die Drosselwirkung eines symmetrischen Transduktors eingeschaltet ist, der über eine je eigenständige Drosselwicklung und Steuerwicklung verfügt und mittels eines Dreischenkelkernes oder durch zwei getrennte Ringkeme aufgebaut ist und dass die Steuerwicklung des Transduktors vom Ausgangsstrom der Inverterstromquelle durchflossen ist
Eine gleichwertige Lösung kann dadurch erreicht werden, dass auf der Sekundärseite des Inverters ein Gleichrichter in Vollbrückenschaltung eingesetzt ist, dass in Reihe zu der Sekundärwicklung des Transformators die Drosselwicklung eines symmetrischen Transduktors eingeschaltet ist,
der über eine je eigenständige Drosselwicklung und Steuerwicklung verfügt und mittels eines Dreischenkelkemes oder durch zwei getrennte Ringkerne aufgebaut ist und dass die Steuerwicklung des Transduktors vom Ausgangsstrom der Inverterstromquelle durchflossen wird
Eine alternative gleichwertige Lösung wird weiterhin dadurch erreicht, dass auf der Sekundärseite des Inverters ein Gleichrichter in Mittelpunktschaltung eingesetzt ist, dass in Reihe zu der Sekundärwicklung des Transformators die Drosselwicklungen eines symmetrischen Transduktors, der über zwei gleichartige und parallele Drosselwicklungen und eine Steuerwicklung verfügt und mittels eines Dreischenkelkemes oder durch zwei getrennte Ringkerne aufgebaut ist, eingeschaltet ist und zwar so,
dass der Anfang der ersten und das Ende der zweiten parallelen Drosselwicklung an den Aussenenden der Sekundärwicklung des Trafos angeschlossen werden, dass das Ende der ersten und der Anfang der zweiten Drosselwicklung mit den je gleichwertigen Anschlüssen der beiden Gleichrichterdioden verbunden sind, und dass die Steuerwicklung des Transduktors vom Ausgangsstrom der Inverterstromquelle durchflossen ist Dabei kann ein Vertauschen der Reihenfolge der genannten Komponenten in den gleichen Stromkreisen zu jeweils gleichwertiger Funktion führen.
In diesen erfindungsgemässen Schaltungen dient der Transduktor nicht zur Regelung der Ausgangsspannung des Inverters, sondern für wenige Mikrosekunden zur Verhinderung eines Stromflusses in den Entlastungsschaltungen Daher können die Abmessungen des Transduktors viel kleiner als bei der Schaltung nach der US-A-4,876,638 ausgelegt werden Dabei ist wesentlich, dass die Steuerung des Transduktors direkt über den Ausgangsstrom erfolgt.
Zu seiner Steuerung wird kein einziges zusätzliches Bauelement benötigt Die getrennten Regelkreise bekannter Schaltungen mit aktiven Halbleiterbauteilen entfallen.
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Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung bei einem pnmärseitigen Transduktor sieht vor, dass der Verbindungspunkt von Transformator und Transduktor mit je einer Freilaufdiode gegen die beiden Pole der Gleichspannungsversorgung angeschlossen wird.
Besonders gute Ergebnisse bei den Diodenrückströmen des Sekundärgteichnchters und bei der Störabstrahlung können dann erreicht werden, wenn das Windungsverhältnis des Transduktors nach den Ansprüchen 5 und 6 ausgelegt wird.
Die Erfindung wird nun anhand von in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine wesentliche Ausführungsform der beschriebenen Erfindung mit primärer Vollbrücke und Transduktor auf der Primärseite,
Fig. 2 eine im Transformatorkreis resonante Schaltung herkömmlicher Art mit Halbbrücke,
Fig. 3 eine im Transformatorkreis nicht resonante Schaltung herkömmlicher Art mit primärer
Vollbrücke, mit Ausschaltentlastungskondensatoren über den Schaltern und zusätzlichen Hilfs-
Umschwingkreisen,
Fig 4 eine Verbesserung dieser Schaltung durch die Erfindung mit einem Transduktor auf der
Primärseite,
Fig. 5 eine Ausführungsform des Transduktors mit Dreischenkelkern,
Fig. 6 eine Ausführungsform des Transduktors mit zwei Ringkernen,
Fig.
7 eine prinzipielle Anordnung mit Transduktor auf der Sekundärseite und Gleichrichter in
Vollbrückenschaltung,
Fig. 8 eine prinzipielle Anordnung mit Transduktor auf der Sekundärseite und Gleichrichter in
Mittelpunktschaltung und
Fig. 9 eine einfache praktische Ausführung dieser Schaltung mit einem Transduktor, der durch zwei Ringkeme gebildet wird.
Fig. 1 zeigt die prinzipielle Anordnung der Inverterstromquelle nach der Erfindung Eine Gleichspannungsquelle 1 speist die beiden Halbbrücken mit den elektronischen Schaltern 2 und 3 sowie 4 und 5. Die konkrete Ausführung dieser Schalter mit ihren Ansteuerkreisen ist bekannt und soll nicht erörtert werden. Die Freilaufdioden 19 schützen die Schalter vor inversen Strömen Die Halbbrücken sollen dabei mit ca. 50 % Tastverhältnis angesteuert werden und die Spannungen an den Mittelpunkten sollen möglichst in einem Zug von einer Spannungsschiene zu der jeweils anderen umschwingen. Ein Inverter dieser Bauart wird üblicherweise mit einer Phasenschiebermodulation angesteuert, so dass beide Halbbrücken die gleiche Schaltfrequenz haben.
Die Mittelpunkte der beiden Halbbrücken sind nun miteinander verbunden durch eine Reihenschaltung des Transformators 6, der Drosselwicklung des Transduktors 7 und eines optionalen Kondensators 11 Als eine mögliche Ausgestaltung des Ausgangskreises werden hier zur Gleichrichtung die Dioden 8 und zur Glättung eine Drossel 9 und ein Kondensator 10 verwendet. Der Ausgangsstrom der Inverterstromquelle wird nach der Erfindung über die Steuerwicklung des Transduktors 7 geführt und steuert den Transduktor automatisch so, dass die Drosselwirkung bei Vollast minimal und im unteren Teillastbereich optimal wird Den gewünschten Induktivitätsverlauf des Transduktors kann man durch die Dimensionierung des Transduktor- Kerns und evtl durch Einfügen eines zusätzlichen Luftspaltes erzielen.
Der Kondensator 11 dient zur Vermeidung einer Gleichstromvormagnetisierung des Trafos 6 und kann entfallen, falls dies durch andere bekannte Massnahmen verhindert wird.
Fig. 2 zeigt eine der herkömmlichen Schaltungen mit primärer Halbbrückenschaltung und resonantem Trafokreis. Der Mittelpunkt der Halbbrücke 2 und 3 ist über eine Reihenschaltung des Transformators 6 mit einer Drossel 12 mit dem aufgeteilten Resonanzkondensator 11verbunden.
Der Resonanzkondensator 11 dient hier gleichzeitig als kapazitiver Mittelpunkt und wird auf nennenswerte Spannungen aufgeladen. Die Verlaufe von Strom und Spannung in diesem Inverter sind weit von der Rechteckform entfernt und führen zu einer ungünstigen Ausnutzung der elektronischen Schalter und des Trafos.
Fig. 3 zeigt eine herkömmliche Anordnung mit im Trafokreis nicht resonanter Schaltung und primärer Vollbrücke, wie sie weitgehend in einer am Markt vertriebenen Schweissmaschine ausgeführt ist. Dabei sind Ausschaltentlastungskondensatoren 13 über den Schaltern und zusätzliche Hilfs- Umschwingkreise gebildet aus den Drosseln 14 und den Kondensatoren 15 vorgesehen. Die Dioden 19 dienen als Freilaufdioden. Die Kreise 14 und 15 sollen bei fehlender oder kleiner Last das Umschwingen der Ausschaltentlastungskondensatoren 13 sicher stellen und sind hier auf beiden Halbbrücken vorhanden.
Im Teillastbereich ergibt sich jedoch das Problem,
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dass die Ströme der Kreise 14 und 15 sich mit dem primären Trafostrom überlagern und die Kondensatoren 13 stromlos werden Damit kann das Umschwingen nicht stattfinden und die Schalter 2 bis 5 schalten aufgeladene Kondensatoren kurz. Für dieses schwere Problem ergeben sich zwei Lösungen. Die erste liegt dann, die Ströme in den Kreisen 14 und 15 zu erhöhen. Damit werden aber diese Teile gross und teuer und die Schalter 2 bis 5 müssen diese höheren Strome zusätzlich tragen.
Die zweite Lösung liegt darin, in Reihe mit dem Trafo 6 entweder primär oder sekundär eine Drossel 16 oder besser eine Sättigungsdrossel 16 zu schalten Diese Drossel verhindert den sofortigen Stromanstieg des Trafostromes in den Augenblicken der Kommutierung einer Halbbrücke, stiehlt dem Trafo dann aber bei Vollast eine erhebliche Spannungs-Zeit-Fläche und führt zu schlecht ausgenutzten Komponenten Darüber hinaus wird die Sättigungsdrossel 16 üblicherweise sehr heiss, bedarf einer besonderen Kühlung und drückt den Wirkungsgrad.
Bei der hier dargestellte Lösungsvariante liegen zusätzlich auf der Sekundärseite des Trafos 6 in Reihe mit den Gleichrichterdioden 8 Sättigungsdrosseln 17 meist in Form von Ringkernen Diese sind hilfreich, um die Kommutierung der Gleichrichterdioden 8 weicher zu gestalten und die Diodenrückströme und Verluste in vertretbaren Grenzen zu halten Auch hier gilt, dass diese Drosseln 17 wertvolle Spannungszeitfläche rauben, heiss werden und zu schlechter Ausnutzung der Komponenten führen.
Fig. 4 zeigt nun eine vergleichbare Schaltung unter Verwendung der Merkmale der Erfindung Die Sättigungsdrossel 16 aus Fig. 3 wird entfernt und an deren Stelle wird der Transduktor 7 eingesetzt Dabei zeigen sich einige unerwartete Effekte Gleich mehrere bisherige Probleme können mit dieser einzigen Massnahme gelöst werden Erstens wird die übertragbare Spannungszeitfläche deutlich grosser, da der Wert der Drosselinduktivität mit zunehmendem Ausgangsstrom abnimmt, während der Induktionswert im schwierigen Teillastbereich ausreichend hoch ist Zweitens wird durch die Einführung des Transduktors der Trafostrom sehr oberschwingungsarm und rund, was für alle Komponenten und für die Störabstrahlung sehr positiv ist.
Drittens ergeben sich nun trapezförmige Diodenströme in den Dioden 8 mit optimalen Steigungsverläufen. Wenn auch noch das Windungsverhältnis des Transduktors 7 wie in Anspruch 6 beschrieben gewählt wird, erhält man viertens optimal niedrige und runde Diodenrückströme Dies führt zu hohem Wirkungsgrad, geringer Störabstrahlung und bester Komponentenausnutzung.
Deswegen können die sekundärseitigen Sättigungsdrosseln 17 aus Fig. 3 nun entfallen, der Transduktor übernimmt diese Funktion mit. Fünftens wird durch beschriebene Massnahmen das Kernmatenal des Transduktors nur noch einseitig aufmagnetisiert, so dass der Transduktorkem um den Faktor 2-3 kälter bleibt verglichen mit den bisherigen Sättigungsdrosseln
Die beiden Freilaufdioden 18 begrenzen die maximale pnmärseitige Trafospannung auf den Wert der Spannungsquelle und begrenzen damit die Sperrspannung der sekundären Gleichrichter, sind aber nicht unbedingt notwendig.
Fig. 5 zeigt den prinzipiellen Aufbau des symmetrischen Transduktors mit einem Dreischenkelkern 22 aus z.B. Fernt. Die Drosselwicklung ist je zur Hälfte auf die beiden Aussenschenkel verteilt, während die Steuerwicklung auf dem Mittelschenkel sitzt. Der Wickelsinn und die Reihenschaltung der beiden Drosselwicklungen muss so sein, dass sich kein Fluss durch den Mittelschenkel ergibt.
Fig. 6 zeigt einen anderen möglichen Aufbau des symmetrischen Transduktors mit zwei getrennten Ringkemen 23. Dabei ist die Steuerwicklung auf einem Kern in Phase und auf dem anderen in Gegenphase zur Drosselwicklung
Fig. 7 zeigt einen alternativen Aufbau nach Anspruch 2, bei dem der Transduktor 7 nun auf der Sekundärseite des Trafos 6 angeordnet ist. Die hier gezeigte Ausführung gilt für den Einsatz bei einer Vollbrückengleichrichtung mittels der vier Dioden 8. Der Vorteil der sekundären Anordnung des Transduktors liegt dann, dass keine sicherheitsrelevante Potentialtrennung von Primär und Sekundär vorhanden ist und dass die Drosselwicklung des Transduktors so wesentlich weniger Windungen bekommt.
Auch diese Schaltung kann durch Einsatz von Entlastungskondensatoren und optional Hilfs- Umschwingkreisen gleich wie in Fig. 4 ausgebaut werden, so dass die elektronischen Schaltelemente von ihren Ein- und Ausschaltverlusten wesentlich befreit werden
Fig. 8 zeigt einen weiteren alternativen Aufbau nach Anspruch 3, bei dem der Transduktor 7 ebenfalls auf der Sekundärseite des Trafos 6 angeordnet ist. Die hier gezeigte Ausführung gilt für den Einsatz bei eines Gleichrichters in Mittelpunktschaltung mittels der beiden Dioden 8 Der Vorteil dieser Schaltung gegenüber Fig. 7 liegt bekanntermassen dann, dass der Spannungsfall jeweils nur einer Diode verloren geht und deshalb höhere Wirkungsgrade erzielbar sind Die Drosselwicklung des Transduktors 7 ist hier in zwei gleichartige und gleichwertige Pfade aufgeteilt,
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