DE102021103205A1

DE102021103205A1 - Zuführen von elektrischer Energie von einem Wechselspannungsnetz zu einem Gleichspannungsnetz

Info

Publication number: DE102021103205A1
Application number: DE102021103205.9A
Authority: DE
Inventors: Josef Krammer; Ludwig Schmid; Said El-Barbari
Original assignee: Bayerische Motoren Werke AG
Current assignee: Bayerische Motoren Werke AG
Priority date: 2021-02-11
Filing date: 2021-02-11
Publication date: 2022-08-11

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Verfahren zum Zuführen von elektrischer Energie von einem Wechselspannungsnetzes (1) zu einem Gleichspannungsnetz (2), wobei zwei Primärwicklungen (17, 18) eines Trenntransformators (20) mittels jeweiliger im Schaltbetrieb betriebener Primärschaltelemente (11, 12, 13, 14) wechselweise mit dem Wechselspannungsnetz (1) elektrisch gekoppelt werden, wobei die Primärschaltelemente (11, 12, 13, 14) mit jeweiligen Primärschaltsignalen für einen leistungsfaktorangepassten Betriebsmodus beaufschlagt werden, wobei eine Sekundärwicklung (19) des Trenntransformators (20) über eine Speicherinduktivität (21) mit einem Brückengleichrichter (22) elektrisch gekoppelt ist, wobei zu jeweiligen Dioden (27, 28) des Brückengleichrichters (22), die gleichspannungsseitig mit einem gleichen elektrischen Potential (24) verbunden sind, jeweils ein Sekundärschaltelement (29, 30) parallelgeschaltet ist, wobei die Sekundärschaltelemente (29, 30) mit jeweiligen Sekundärschaltsignalen für einen Aufwärtswandlungsmodus beaufschlagt werden.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Zuführen von elektrischer Energie von einem Wechselspannungsnetz zu einem Gleichspannungsnetz. Ferner betrifft die Erfindung eine Steuereinrichtung für eine Schaltungsanordnung der vorgenannten Art, wobei die Steuereinrichtung mit steuerbaren Primärschaltelementen und steuerbaren Sekundärschaltelementen der Schaltungsanordnung elektrisch verbunden ist, um die steuerbaren Primär- und Sekundärschaltelemente mit jeweiligen Schaltsignalen für einen Schaltbetrieb mit einer Taktrate zu beaufschlagen, die größer als eine Frequenz der Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes ist. Weiterhin betrifft die Erfindung eine Ladeeinheit für eine Fahrzeugbatterie eines Kraftfahrzeugs, wobei die Ladeeinheit ausgebildet ist, von einem Wechselspannungsnetz zugeführte elektrische Energie mittels einer Schaltelemente aufweisenden Schaltungsanordnung zu wandeln und der Fahrzeugbatterie zuzuführen, wobei die Schaltelemente mittels einer Steuereinrichtung in einem Schaltbetrieb betreibbar sind. Darüber hinaus betrifft die Erfindung auch ein Kraftfahrzeug mit einer Fahrzeugbatterie und einer mit der Fahrzeugbatterie und einem Wechselspannungsnetz elektrisch koppelbaren Ladeeinheit. Schließlich betrifft die Erfindung auch ein Verfahren zum Zuführen von elektrischer Energie von einem Wechselspannungsnetz zu einem Gleichspannungsnetz.
Eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung, eine gattungsgemäße Steuereinrichtung für die Schaltungsanordnung, eine gattungsgemäße Ladeeinheit, ein gattungsgemäßes Kraftfahrzeug sowie ein Verfahren zum Zuführen von elektrischer Energie von einem Wechselspannungsnetz zu einem Gleichspannungsnetz sind im Grunde nach im Stand der Technik bekannt. Häufig wird die elektrische Energie über ein Wechselspannungsnetz bereitgestellt, welches zum Beispiel das öffentliche Energieversorgungsnetz sein kann, um elektrische Einrichtungen mit elektrischer Energie versorgen zu können. Viele elektrische Einrichtungen benötigen für den bestimmungsgemäßen Betrieb in der Regel jedoch eine Gleichspannung, sodass eine entsprechende Energiewandlung bereitzustellen ist, beispielsweise eine Gleichrichtung, die unter Umständen mit einer Spannungswandlung kombiniert sein kann.
Insbesondere die verstärkte Nutzung von elektrisch antreibbaren Kraftfahrzeugen führt dazu, dass ein erhöhter Bedarf an Ladefunktionalität bereitzustellen ist. Hierzu wird die Ladeeinheit genutzt, die mit der Wechselspannung beaufschlagt wird und eine an die Fahrzeugbatterie angepasste Gleichspannung bereitstellt, um ein Aufladen der Fahrzeugbatterie zu ermöglichen. Dies wirkt sich natürlich auch auf das Wechselspannungsnetz beziehungsweise das öffentliche Energieversorgungsnetz aus, die die hierfür erforderliche elektrische Energie bereitstellen.
Ein elektrisch antreibbares Kraftfahrzeug ist ein Kraftfahrzeug, das eine elektrische Antriebseinheit aufweist, die im bestimmungsgemäßen Fahrbetrieb des Kraftfahrzeugs für dessen Antrieb zumindest anteilig eine entsprechende mechanische Antriebsleistung bereitstellt. Weist das Kraftfahrzeug ausschließlich eine elektrische Antriebseinheit auf, handelt es sich hierbei um ein Elektrofahrzeug. Ist das Kraftfahrzeug darüber hinaus mit einer Verbrennungskraftmaschine versehen, um den bestimmungsgemäßen Fahrbetrieb des Kraftfahrzeugs realisieren zu können, handelt es sich hierbei um ein Hybridfahrzeug. Bei einem Hybridfahrzeug können die elektrische Antriebseinheit und die Verbrennungskraftmaschine im bestimmungsgemäßen Fahrbetrieb auch gemeinsam betrieben werden.
Im Bereich des Aufladens von Elektrofahrzeugen werden große Ladeleistungen angestrebt, um kurze Ladezeiten erreichen zu können. Durch die Vielzahl der hierfür genutzten Ladeeinheiten treten natürlich auch hiermit verbundene Probleme stärker in Erscheinung, insbesondere in Bezug auf Netzrückwirkungen sowie geeignete Spannungswandlung auf ein Spannungsniveau, welches sich für das Aufladen einer Fahrzeugbatterie eignet. Je nach Konstruktion der Fahrzeugbatterie kann diese als Hochvoltbatterie ausgebildet sein, beispielsweise für eine Bemessungsspannung von etwa 450 Volt bis etwa 800 Volt oder dergleichen. Mit Hochvolt ist eine elektrische Gleichspannung gemeint, die größer als etwa 60 V, insbesondere größer als etwa 100 V, ist. Vorzugsweise entspricht der Begriff Hochvolt der Norm gemäß ECE R 100.
Bei Nutzung einer einphasigen Wechselspannung des öffentlichen Energieversorgungsnetzes, die beispielsweise effektiv etwa 230 V bei etwa 50 Hz oder 60 Hz beträgt, ist somit neben einer Gleichrichtungsfunktionalität in der Regel auch eine Aufwärtswandlungsfunktionalität erforderlich. Entsprechend sind Ladeeinheiten für elektrisch antreibbare Kraftfahrzeuge ausgebildet. Je nach Konstruktion kann die Ladeeinheit Bestandteil einer ortsfesten Ladestation oder auch mobil in einem Kraftfahrzeug angeordnet sein. Ist die Ladeeinheit stationär an der Ladestation angeordnet, kann vorgesehen sein, dass sie eine Gleichspannung zum vorzugsweise unmittelbaren Aufladen der Fahrzeugbatterie bereitstellt. Ist die Ladeeinheit hingegen kraftfahrzeugseitig angeordnet, ist sie vorzugsweise dazu ausgebildet, mit einer Wechselspannung, vorzugsweise einer einphasigen oder einer dreiphasigen Wechselspannung des öffentlichen Energieversorgungsnetzes, beaufschlagt zu werden.
Eine gattungsgemäße Ladeeinheit sowie ein hiermit verbundenes Verfahren zum Aufladen einer Fahrzeugbatterie offenbart beispielsweise die US 2015/0180252 A1 . Gemäß dieser Lehre ist ein dreiphasiges Wechselspannungsnetz, das hier durch ein öffentliches Energieversorgungsnetz gebildet ist, an eine Primärseite eines Dreiphasen-Wechselspannungstransformators angeschlossen. Sekundärseitig ist der Dreiphasen-Wechselspannungstransformator mit jeder seiner Phasen jeweils an einem Mittelanschluss eines zwei in Reihe geschaltete Halbleiterschalter aufweisenden Halbbrückenmoduls angeschlossen. Die Halbbrückenmodule sind in Bezug auf ihre jeweilige Reihenschaltung parallelgeschaltet und bilden dadurch einen gemeinsamen Gleichspannungszwischenkreis. An den Gleichspannungszwischenkreis sind zwei weitere Halbbrückenmodule angeschlossen, deren Mittelanschlüsse jeweils auf einen Tiefpassfilter geführt sind, mittels welchem eine Gleichspannung bereitgestellt werden kann. Die beiden letztgenannten Halbbrückenmodule werden nach Art eines DC/DC-Wandlers betrieben, um aus der Gleichspannung des Gleichspannungszwischenkreises eine andere Gleichspannung in vorgebbarer Weise bereitstellen zu können, die an die Fahrzeugbatterie angepasst ist. Diese Gleichspannung kann dann zum Aufladen der Fahrzeugbatterie des Kraftfahrzeugs genutzt werden.
Um eine leistungsstarke Ladeeinheit realisieren zu können, kann diese für den Anschluss an ein dreiphasiges Wechselspannungsnetz ausgelegt sein. Die Wechselspannung eines öffentlichen dreiphasigen Energieversorgungsnetzes, welches häufig zum Einsatz kommt, beträgt etwa 400 V bei etwa 50 Hz. Über standardisierte elektromechanische Steckverbinder, die beispielsweise pro Phase einen elektrischen Strom von etwa 16 A oder 32 A führen können, kann durch die Ladeeinheit eine elektrische Leistung von zum Beispiel etwa 11 kW oder etwa 22 kW zur Verfügung gestellt werden. Bei einem einphasigen Wechselspannungsanschluss können derzeit zum Beispiel Leistungen von 3,6 kW oder 7,2 kW erreicht werden.
Bei diesen Leistungen und der Vielzahl der Fahrzeugbatterien, die aufzuladen sind, tritt das Problem der Netzrückwirkungen besonders in Erscheinung. Besonders zu beachten ist hierbei der Leistungsfaktor, der sich unter anderem auf eine Phasenverschiebung zwischen der Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes und dem entnommenen Strom bezieht. Der Leistungsfaktor sollte vorzugsweise bei etwa 1 liegen. Das bedeutet, dass im Wesentlichen möglichst phasengleich zur Wechselspannungsphase auch der Strom als Wechselstrom entnommen werden sollte. Dies erfordert ladeeinheitsseitig beziehungsweise Schaltungsanordnungsseitig eine entsprechende Steuerung (Power Factor Control; PFC), um einen möglichst großen Leistungsfaktor im bestimmungsgemäßen Betrieb erreichen zu können. Im Stand der Technik ist es daher üblich, ein erstes Schaltungsteil vorzusehen, welches unmittelbar mit dem Wechselspannungsnetz gekoppelt werden kann und welches leistungsfaktorbasiert gesteuert wird, um netzanschlussseitig einen möglichst großen Leistungsfaktor bereitstellen zu können. Sekundärseitig ist der erste Schaltungsteil in der Regel an einen entsprechend groß bemessenen elektrischen Zwischenkreiskondensator eines Gleichspannungszwischenkreises angeschlossen, an den dann ein in der Regel galvanisch getrennter Gleichspannungswandler angeschlossen ist, der eine zum Aufladen der Fahrzeugbatterie geeignete elektrische Gleichspannung bereitstellt.
Auch wenn sich dieser Stand der Technik bewährt hat, so besteht weiter Verbesserungsbedarf. Es hat sich nämlich gezeigt, dass die zweiteilige Ausführung der Schaltungsanordnung sowohl steuerungstechnisch als auch hardwaretechnisch vergleichsweise aufwendig ist. Zusätzlich können sich Stabilitäts- und Zuverlässigkeitsprobleme, insbesondere in Bezug auf die hohe Anzahl von Bauteilen, ergeben. Als nachteilig erweist sich insbesondere auch der in der Regel große Zwischenkreiskondensator.
Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung, eine Steuereinrichtung hierfür, eine Ladeeinheit, ein Kraftfahrzeug und ein Verfahren anzugeben, bei denen der Aufwand für die Energiewandlung reduziert werden kann.
Schaltungsanordnungsseitig wird mit der Erfindung insbesondere vorgeschlagen, dass die Schaltungsanordnung zum Zuführen von elektrischer Energie von einem Wechselspannungsnetz zu einem Gleichspannungsnetz aufweist:

Einen eine erste und eine zweite Primärwicklung sowie eine Sekundärwicklung aufweisenden Trenntransformator, ein erstes steuerbares Primärschaltelement zum elektrischen Koppeln der ersten Primärwicklung mit dem Wechselspannungsnetz abhängig von einem Schaltzustand des ersten steuerbaren Primärschaltelements, ein zweites steuerbares Primärschaltelement zum elektrischen Koppeln der ersten Primärwicklung mit dem Wechselspannungsnetz abhängig von einem Schaltzustand des zweiten steuerbaren Primärschaltelements, eine zur Sekundärwicklung in Reihe angeschlossene Speicherinduktivität zum Ausbilden einer sekundärseitigen Reihenschaltung, einen Brückengleichrichter, der zwei Wechselspannungsanschlüsse und zwei Gleichspannungsanschlüsse aufweist, wobei die Wechselspannungsanschlüsse an die sekundärseitige Reihenschaltung angeschlossen sind und die Gleichspannungsanschlüsse mit dem Gleichspannungsnetz elektrisch koppelbar sind, und wenigstens zwei steuerbare Sekundärschaltelemente, wobei zu jeweiligen Dioden des Brückengleichrichters, die gleichspannungsseitig mit dem gleichen elektrischen Potential verbunden sind, jeweils eines der Sekundärschaltelemente parallelgeschaltet ist.

Steuereinrichtungsseitig wird für eine gattungsgemäße Steuereinrichtung insbesondere vorgeschlagen, dass die Steuereinrichtung ausbildet ist, die Primärschaltelemente mit Primärschaltsignalen für einen Leistungsfaktor angepassten Betriebsmodus zu beaufschlagen.
In Bezug auf eine gattungsgemäße Ladeeinheit wird mit der Erfindung insbesondere vorgeschlagen, dass die Schaltungsanordnung und die Steuereinrichtung gemäß er Erfindung ausgebildet sind.
In Bezug auf ein gattungsgemäßes Kraftfahrzeug wird insbesondere vorgeschlagen, dass die Ladeeinheit gemäß der Erfindung ausgebildet ist.
Verfahrensseitig wird insbesondere ein Verfahren zum Zuführen von elektrischer Energie von einem Wechselspannungsnetz zu einem Gleichspannungsnetz vorgeschlagen, wobei zwei Primärwicklungen eines Trenntransformators mittels jeweiliger im Schaltbetrieb betriebener Primärschaltelemente wechselweise mit dem Wechselspannungsnetz elektrisch gekoppelt werden, wobei die Primärschaltelemente mit jeweiligen Primärschaltsignalen für einen Leistungsfaktor angepassten Betriebsmodus beaufschlagt werden, wobei eine Sekundärwicklung des Trenntransformators über eine Speicherinduktivität mit einem Brückengleichrichter elektrisch gekoppelt ist, wobei zu jeweiligen Dioden des Brückengleichrichters, die gleichspannungsseitig mit einem gleichen elektrischen Potential verbunden sind, jeweils ein Sekundärschaltelement parallelgeschaltet ist, wobei die Sekundärschaltelemente mit jeweiligen Sekundärschaltsignalen für einen Aufwärtswandlungsmodus beaufschlagt werden.
Die Erfindung basiert unter anderem auf dem Gedanken, wechselspannungsnetzseitig einen Leistungsfaktor angepassten Betriebsmodus mit einem gleichspannungsseitig vorgesehenen Aufwärtswandlermodus zu kombinieren. Dadurch kann die im Stand der Technik übliche zweiteilige Ausgestaltung der Schaltungsanordnung überwunden werden und mit einer gemeinsamen Schaltungsanordnung, die weniger Bauelemente benötigt als der Stand der Technik, die gleiche oder eine verbesserte Funktionalität bereitgestellt werden. Insbesondere braucht kein Zwischenkreiskondensator mehr vorgesehen zu sein. Es kann also eine zwischenkreislose Wandlung erreicht werden.
Darüber hinaus werden mit der Erfindung - im Unterschied zum Stand der Technik - beispielsweise lediglich zwei induktive Bauelemente benötigt, wohingegen der Stand der Technik mindestens drei induktive Bauelemente benötigt. Darüber hinaus können gegenüber dem Stand der Technik in Bezug auf ein Wechselspannungsnetz mit einer einphasigen Wechselspannung beispielsweise zwei Schaltelemente eingespart werden, weil die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung lediglich sechs Schaltelemente benötigt, wohingegen der Stand der Technik in der Regel acht Schaltelemente benötigt. Dadurch reduziert sich natürlich nicht nur der Aufwand für die Realisierung der geeigneten Schaltungsanordnung, wodurch sich natürlich auch der Aufwand für die Ladeeinheit und das Kraftfahrzeug reduzieren, sondern es kann auch Steuerungsaufwand reduziert werden, weil nämlich nur noch sechs Schaltelemente anstatt acht Schaltelemente gesteuert zu werden brauchen. Die reduzierte Anzahl an Schaltelementen erlaubt es auch, Verlustleistung im bestimmungsgemäßen Betrieb zu reduzieren, sodass ein verbesserter Wirkungsgrad im bestimmungsgemäßen Betrieb erreicht werden kann.
Ein Schaltelement im Sinne dieser Offenbarung weist vorzugsweise einen Halbleiter beziehungsweise Halbleiterschalter auf, der im Schaltbetrieb betrieben wird. Dem Grunde nach könnte das Schaltelement natürlich auch als elektromechanisches Schaltelement nach Art eines mittels eines Relais steuerbaren Schaltkontakts oder dergleichen ausgebildet sein. Der Halbleiterschalter ist vorzugsweise durch einen Transistor, beispielsweise einen bipolaren Transistor, einen Feldeffekttransistor, insbesondere einen Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor (MOSFET) oder dergleichen gebildet. Dem Grunde nach kann er auch durch einen Insulated-Gate-Bipolar-Transistor (IGBT) oder auch durch einen Gate-Turn-Off-Thyristor (GTO) oder dergleichen gebildet sein. Das Schaltelement kann natürlich auch mehr als einen Halbleiterschalter aufweisen, insbesondere wenn es eine bidirektionale Schaltfunktionalität bereitstellen können soll. Zu diesem Zweck können beispielsweise antiparallelgeschaltete Thyristoren, antiseriell geschaltete Transistoren oder dergleichen vorgesehen sein.
Das Schaltelement stellt eine Schaltstrecke bereit, die zumindest einen eingeschalteten Schaltzustand und einen ausgeschalteten Schaltzustand einzunehmen vermag. Zu diesem Zweck weist das Schaltelement einen Steueranschluss beziehungsweise eine Steuerelektrode auf, über den beziehungsweise die die Schaltstrecke aufgrund eines geeigneten Steuersignals beziehungsweise Schaltsignals steuerbar ist. Über den Steueranschluss kann der Schaltzustand der Schaltstrecke eingestellt werden. Zu diesem Zweck wird der Steueranschluss mit jeweils einem geeigneten elektrischen Schaltsignal beaufschlagt.
Der Schaltbetrieb eines mittels einem oder mehrerer Transistoren bereitgestellten Halbleiterschalters bedeutet, dass im eingeschalteten Schaltzustand während der Einschaltzeit zwischen den Anschlüssen des Halbleiterschalters, zwischen denen die Schaltstrecke ausgebildet ist, ein sehr geringer elektrischer Widerstand bereitgestellt wird, sodass ein hoher Stromfluss bei sehr kleiner Restspannung möglich ist. Im ausgeschalteten Schaltzustand während der Ausschaltzeit ist die Schaltstrecke des Halbleiterschalters dagegen hochohmig, das heißt, sie stellt einen hohen elektrischen Widerstand bereit, sodass auch bei hoher, an der Schaltstrecke anliegender elektrischer Spannung im Wesentlichen kein oder ein sehr geringer, insbesondere vernachlässigbarer, Stromfluss vorliegt. Hiervon unterscheidet sich ein Linearbetrieb bei Transistoren, der aber bei Schaltbetrieb wie bei getakteten Energiewandlern, wie sie vorliegend behandelt werden, in der Regel nicht zum Einsatz kommt. Der Schaltbetrieb sieht vorzugsweise ausschließlich den Einschaltzustand und den Ausschaltzustand vor.
Bei der Erfindung kann bei Bedarf jedoch vorgesehen sein, dass gleichspannungsnetzseitig ein entsprechender Pufferkondensator angeschlossen ist, um Leistungsschwankungen aufgrund der Netzperioden der Wechselspannung glätten zu können. Dieser Kondensator kann zumindest teilweise auch als aktive Kapazität realisiert sein, um hier Aufwand einsparen zu können.
Für die Erfindung ist vorzugsweise vorgesehen, dass die Primärschaltelemente für einen bidirektionalen Schaltbetrieb ausgebildet sind. Bei Nutzung von Transistoren bedeutet dies, dass zumindest zwei antiseriell geschaltete Transistoren für ein jeweiliges Schaltelement vorgesehen sind. Bei Nutzung von Thyristoren können zumindest zwei antiseriell geschaltete Thyristoren vorgesehen sein. Natürlich können auch weitere Kombinationsschaltungen vorgesehen sein, mit denen die gewünschte Schaltfunktion realisiert sein kann.
Die Sekundärschaltelemente können dagegen durch jeweils einen Halbleiterschalter, beispielsweise einen Transistor, einen Thyristor oder dergleichen gebildet sein. Sie können beispielsweise auch einstückig mit entsprechenden zugeordneten parallelgeschalteten Dioden des Brückengleichrichters ausgebildet sein. In diesem Zusammenhang kann erwähnt werden, dass der Brückengleichrichter sowohl als kompaktes einstückiges Bauteil als auch durch diskrete Bauelemente gebildet sein kann.
Der Trenntransformator kann voneinander elektrisch isolierte Primärwicklungen und eine hiervon elektrisch isolierte Sekundärwicklung aufweisen. Dem Grunde nach können die Primärwicklungen jedoch auch elektrisch miteinander verbunden sein, beispielsweise derart, dass eine Primärwicklung mit einer Mittelanzapfung vorgesehen ist, die somit zwei in Reihe geschaltete Primärwicklungen bereitstellt. Die Erfindung ist jedoch nicht hierauf begrenzt. Vorzugsweise kann nämlich vorgesehen sein, dass beide Primärwicklungen voneinander elektrisch isoliert ausgebildet sind. Dies erlaubt es, eine besonders einfache Schaltungsstruktur zu erreichen.
Vorzugsweise kann in Bezug auf die Schaltungsanordnung vorgesehen sein, dass die Wicklungen des Trenntransformators den gleichen Wicklungssinn aufweisen und die Primärwicklungen über die steuerbaren Primärschaltelemente elektrisch invertiert mit der Wechselspannung koppelbar sind. In Bezug auf den eingeschalteten Schaltzustand der Primärschaltelemente wären die beiden Primärwicklungen also antiparallelgeschaltet. Dem Grunde nach kann jedoch auch eine Struktur vorgesehen sein, bei der die beiden Primärwicklungen einen jeweils zueinander invertierten Wicklungssinn aufweisen und bei eingeschalteten Schaltzuständen der Primärschaltelemente unmittelbar parallelgeschaltet wären. Auch diese Schaltungsstruktur könnte die gleiche Funktionalität bereitstellen, ohne dass bezüglich der Steuereinrichtung Änderungen vorgenommen zu werden bräuchten.
Die erfindungsgemäße Ausgestaltung des Trenntransformators mit zwei Primärwicklungen, die wechselweise im Taktbetrieb beaufschlagt werden, ist es möglich, eine magnetische Sättigung eines magnetisierbaren Kerns des Trenntransformators zu vermeiden, wenn nämlich der magnetische Kern des Trenntransformators durch die Primärwicklungen regelmäßig invertiert mit einem magnetischen Fluss beaufschlagt wird. Die Primärwicklungen werden zu diesem Zweck entsprechend mit den Primärschaltelementen angesteuert.
Während einer jeweiligen Einstschaltphase der primärseitigen Schaltelemente kann durch Einschalten eines jeweiligen der beiden Sekundärschaltelemente zugleich eine Aufwärtswandlungsfunktionalität realisiert werden, indem die Speicherinduktivität im eingeschalteten Zustand über den Trenntransformator mit Energie aufgeladen wird. Sobald die gewünschte Energiemenge erreicht ist, kann durch Abschalten des jeweiligen Sekundärschaltelements eine entsprechende Aufwärtswandlung erreicht werden. Diesem Zweck dienen die Sekundärschaltelemente, wie im Folgenden noch erläutert werden wird.
Die Erfindung ermöglicht es daher zugleich eine Leistungsfaktoranpassung in Bezug auf die Wechselspannungsnetzseite und eine Gleichspannungseinstellung auf der Gleichspannungsnetzseite zu erreichen. Der im Stand der Technik zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltungsanordnungsteil vorgesehene Zwischenkreiskondensator kann zumindest teilweise eingespart werden. Je nach Bedarf kann daher gleichspannungsnetzseitig eine ergänzende Pufferung der Gleichspannung vorgesehen sein. Dadurch ist es möglich, auch den Aufwand in Bezug auf den Zwischenkreiskondensator zu reduzieren.
Insbesondere kann mit der Erfindung erreicht werden, dass der Energiewandlungsbetrieb unabhängig von der jeweiligen Netzphase realisiert werden kann. Bei einem Polaritätswechsel der Netzwechselspannung braucht lediglich der Betrieb der Sekundärschaltelemente entsprechend in Bezug auf die Primärschaltelemente gewechselt zu werden. Insgesamt ermöglicht es die Erfindung somit, im bestimmungsgemäßen Betrieb Netzrückwirkungen wechselspannungsnetzseitig weitgehend zu vermeiden, zumindest jedoch zu reduzieren, und zugleich gleichspannungsnetzseitig eine zuverlässige gute Energieversorgung mit geringem Aufwand bereitzustellen.
Schaltungsanordnungsseitig wird ferner vorgeschlagen, dass an eine jeweilige der Primärwicklungen jeweils eine Kommutierungsschaltung parallel angeschlossen ist. Durch die Kommutierungsschaltung ist es möglich, Schaltverluste beim Betrieb der Primärschaltelemente zu reduzieren. Dies kann dadurch erreicht werden, dass während eines Schaltvorgangs eines der Primärschaltelemente, das heißt, einem Wechsel zwischen dem eingeschalteten Schaltzustand und dem ausgeschalteten Schaltzustand, zumindest zeitweise eine zumindest teilweise Stromführung durch die Kommutierungsschaltung übernommen werden kann. Dabei kann genutzt werden, dass beide Primärwicklungen jeweils eine parallelgeschaltete Kommutierungsschaltung aufweisen, sodass auch eine zumindest teilweise Zusammenwirkung erreicht werden kann. Durch die Kommutierungsschaltung in der vorgegebenen Weise kann somit der Betrieb der Schaltungsanordnung hinsichtlich des Wirkungsgrads verbessert werden. Die Kommutierungsschaltung kann zu diesem Zweck einen Kommutierungskondensator aufweisen, dessen Kapazität an ein jeweiliges Ausschaltverhalten und/oder Einschaltverhalten des jeweiligen Primärschaltelements angepasst gewählt ist. Dem Grunde nach kann für die Kommutierungsschaltung natürlich auch ein Netzwerk aus mehreren Kommutierungskondensatoren und weiteren elektronischen Bauteilen wie Dioden, elektrische Widerstände und/oder dergleichen vorgesehen sein, um die Kommutierungswirkung spezifisch an ein jeweiliges Primärschaltelement anpassen zu können. Der Kommutierungskondensator kann eine elektrische Kapazität in einem Bereich von wenigen pF bis hin zu einigen nF aufweisen.
Vorzugsweise ist jedoch vorgesehen, dass die Kommutierungsschaltung eine Reihenschaltung aus einem Kommutierungskondensator und einem elektrischen Kommutierungswiderstand aufweist. Es hat sich nämlich gezeigt, dass bereits durch einen einzigen Kommutierungskondensator eine gute Kommutierungswirkung erreicht werden kann. Gleichwohl kann aufgrund der Schaltungsstruktur eine gewisse Schwingneigung auftreten, die durch geeignete Wahl eines Kommutierungswiderstands gedämpft werden kann. Für den elektrischen Widerstand kann zum Beispiel ein Widerstandswert in einem Bereich von etwa 10 Ω oder weniger gewählt werden, um eine geeignete Wirkung insbesondere auf eine Dämpfung einer Schwingung erreichen zu können.
In Bezug auf die Steuereinrichtung wird ferner ausgeführt, dass die Primärschaltelemente mit Primärschaltsignalen für den leistungsfaktorangepassten Betriebsmodus beaufschlagt werden können. Zu diesem Zweck kann die Steuereinrichtung zum Beispiel wechselspannungsnetzseitig eine Wechselspannung erfassen und die Primärschaltsignale entsprechend einer jeweiligen Phasenlage einer aktuellen momentanen Phase der Netzwechselspannung einstellen. Auf diese Weise kann der Leistungsfaktor angepasste Betriebsmodus erreicht werden, bei dem ein Leistungsfaktor im Bereich von etwa 1 erreicht werden kann.
Steuereinrichtungsseitig wird ferner vorgeschlagen, dass die Steuereinrichtung ausgebildet ist, die Sekundärschaltelemente mit Sekundärschaltsignalen für einen Aufwärtswandlungsmodus zu beaufschlagen. Zu diesem Zweck kann vorgesehen sein, dass die Steuereinheit für die Erzeugung der Sekundärschaltsignale das gleiche Taktsignal beziehungsweise die gleiche Taktrate zugrundelegt, wie beispielsweise für die Bereitstellung der Primärschaltsignale. Unter Nutzung eines geeigneten Pulsweitenmodulationsverfahren (PWM) kann dann eine Aufwärtswandlung erreicht werden. Das Grundprinzip der Aufwärtswandlung ist dem Fachmann bekannt, weshalb von detaillierten Erläuterungen hierzu vorliegend abgesehen wird.
Darüber hinaus wird steuereinrichtungsseitig vorgeschlagen, dass die Steuereinrichtung ausgebildet ist, die Primärschaltsignale und die Sekundärschaltsignale basierend auf der gleichen Taktrate bereitzustellen. Dadurch kann eine Synchronisierung der Primärschaltsignale mit den Sekundärschaltsignalen erreicht werden, um eine zuverlässige störungsfreie Energiewandlung realisieren zu können.
Die für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung und die erfindungsgemäße Steuereinrichtung sowie die erfindungsgemäße Ladeeinheit und das erfindungsgemäße Kraftfahrzeug angegebenen Vorteile und Wirkungen gelten natürlich gleichermaßen auch für das erfindungsgemäße Verfahren sowie umgekehrt. Daher können Vorrichtungsmerkmale auch verfahrenstechnisch formuliert sein und umgekehrt.
Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen, den Figuren und der Figurenbeschreibung. Die vorstehend in der Beschreibung genannten Merkmale und Merkmalskombinationen sowie die nachfolgend in der Figurenbeschreibung genannten und/oder in den Figuren alleine gezeigten Merkmale und Merkmalskombinationen sind nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar.
Die Erfindung wird nun anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen sowie unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

1 eine schematische Schaltbildansicht einer Ladeeinheit mit einem ersten Schaltungsanordnungsteil, der wechselspannungsnetzseitig einen leistungsfaktorbasierten Energiebezug gewährleistet und mit einem zweiten Schaltungsanordnungsteil, der gleichspannungsnetzseitig eine galvanisch getrennte Gleichspannung bereitstellt, wobei der erste und der zweite Schaltungsanordnungsteil über einen Gleichspannungszwischenkreis miteinander elektrisch gekoppelt sind,
2 eine schematische Schaltbilddarstellung wie 1, bei der eine zwischenkreislose Energiewandlungsfunktion wie bei 1 erreicht werden kann,
3 eine schematische Darstellung wie 2, bei der ein erster Betriebszustand bei einer positiven Halbwelle einer Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes dargestellt ist,
4 eine schematische Darstellung wie 3, bei der ein zweiter Taktzustand dargestellt ist,
5 eine schematische Darstellung wie 3, jedoch für eine negative Halbwelle der Wechselspannung,
6 eine schematische Darstellung für den Betriebszustand von 4 für die negative Halbwelle der Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes gemäß 5,
7 eine schematische Diagrammdarstellung, bei der eine Schaltstrombelastung gegenüber der Wechselspannung dargestellt ist,
8 eine schematische Diagrammdarstellung eines einzelnen Schaltvorgangs aus 7,
9 eine schematische Diagrammdarstellung für einen Strom vom Brückengleichrichter zum Gleichspannungsnetz basierend auf 7,
10 schematische Ersatzschaltbilddiagramme zur Erläuterung einer Möglichkeit für eine Auslegung eines Trenntransformators der Schaltungsanordnung gemäß 2,
11 eine schematische Ersatzschaltbilddarstellung für einen Kommutierungsvorgang in Bezug auf die Wirkung von Kommutierungskondensatoren,
12 eine schematische Diagrammdarstellung eines Spannungs-Zeit-Diagramms,
13 eine schematische Diagrammdarstellung eines Strom-Zeit-Diagramms,
14 eine schematische Diagrammdarstellung eines Strom-Zeit-Diagramms für ein erstes Tastverhältnis,
15 eine schematische Diagrammdarstellung wie 14 für ein zweites Tastverhältnis,
16 eine schematische Diagrammdarstellung eines Leistungs-Tastverhältnisses und
17 eine schematische Seitenansicht eines Elektrofahrzeugs.

1 zeigt in einer schematisch vereinfachten Schaltbilddarstellung eine Schaltungsanordnung 3 zum Zuführen von elektrischer Energie von einem Wechselspannungsnetz 1 zu einem Gleichspannungsnetz 2. Die Schaltungsanordnung 3 weist eine PFC-Stufe 4 auf, die vorliegend auf Basis einer Totem-Pole-Schaltungstechnik basiert. Die Schaltungsanordnung 3 ist vorliegend für einen Anschluss an eine einphasige Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes 1 ausgebildet. Das Wechselspannungsnetz 1 ist bei dieser Ausgestaltung über ein Netz-Filter 7 an die PFC-Stufe 4 angeschlossen. Die PFC-Stufe 4 ist gleichspannungsseitig an einen Zwischenkreiskondensator 6 angeschlossen.
An den Zwischenkreiskondensator 6 ist ferner ein galvanisch getrennter Gleichspannungswandler 5 angeschlossen, der ausgangsseitig über ein EMV-Filter 8 an das Gleichspannungsnetz 2 angeschlossen ist. Der galvanisch getrennte Gleichspannungswandler 5 basiert auf einem Resonanzwandlerprinzip, zu welchem Zweck der galvanisch getrennte Gleichspannungswandler 5 einen Resonanzkreis 9 aufweist. Der Resonanzkreis 9 ist eingangsseitig an eine nicht bezeichnete Vollbrückenschaltung angeschlossen, die nach Art eines Wechselrichters den Resonanzkreis 9 im Taktbetrieb mit der Zwischenkreisgleichspannung beaufschlagt. Der Resonanzkreis 9 umfasst einen Trenntransformator, dessen Sekundärwicklung an einen Brückengleichrichter 22 angeschlossen ist, der den Ausgang des galvanisch getrennten Gleichspannungswandlers 5 bereitstellt.
Die PFC-Stufe 4 sowie auch der galvanisch getrennte Gleichspannungswandler 5 werden jeweils von nicht dargestellten separaten Steuereinrichtungen 31, 32 im Wesentlichen unabhängig voneinander im Taktbetrieb gesteuert. Eine Taktfrequenz ist dabei erheblich größer als eine Frequenz der Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes 1.
2 zeigt in einer schematischen Schaltbilddarstellung wie 1 eine schematisch vereinfachte Schaltungsanordnung 10, die ebenfalls dem Zuführen von elektrischer Energie vom Wechselspannungsnetz 1 zum Gleichspannungsnetz 2 dient. Im Unterschied zur Schaltungsanordnung 3 gemäß 1 weist die Schaltungsanordnung 10 gemäß 2 keinen Zwischenkreiskondensator 6 auf, ist also zwischkreiskondensatorlos ausgebildet. Auch eine zweiteilige Schaltungsstruktur, wie sie gemäß der Schaltungsanordnung 3 vorgesehen ist, ist bei der Schaltungsanordnung 10 nicht vorgesehen.
Stattdessen weist die Schaltungsanordnung 10 einen Trenntransformator 20 mit einer ersten Primärwicklung 17, einer zweiten Primärwicklung 18 sowie einer Sekundärwicklung 19 auf, die über einen nicht bezeichneten magnetisierbaren Kern des Trenntransformators 20 miteinander magnetisch gekoppelt sind. In der vorliegenden Ausgestaltung ist vorgesehen, dass die Wicklungen 17 bis 19 voneinander galvanisch getrennt ausgebildet sind und den gleichen Wicklungssinn aufweisen. In alternativen Ausgestaltungen kann hiervon jedoch auch abweichend ein Wicklungssinn vorgesehen sein, wobei dann die entsprechenden steuerungs- beziehungsweise bauteiletechnischen Anpassungen vorzunehmen sind.
Die erste und die zweite Primärwicklung 17, 18 sind vorliegend im Wesentlichen gleich ausgebildet. Die Wicklungen 17 bis 19 sind über den magnetisierbaren Kern miteinander magnetisch gekoppelt, wobei der magnetisierbare Kern vorliegend aus einem geeigneten Ferritwerkstoff gebildet ist, der sich für eine Anwendung bei hohen Taktfrequenzen, beispielsweise größer als etwa 1 kHz, besonders bevorzugt größer als 20 kHz, geeignet ist.
Die Schaltungsanordnung 10 weist ferner ein erstes steuerbares Primärschaltelement auf, welches durch zwei antiseriell geschaltete Transistoren 11, 12 gebildet ist. Im vorliegenden Fall sind die Transistoren 11, 12 durch MOSFET gebildet. In alternativen Ausgestaltungen können hierfür natürlich auch andere Transistoren, beispielsweise auch IGBT oder dergleichen, zum Einsatz kommen. In der vorliegenden Ausgestaltung ist vorgesehen, dass das erste steuerbare Primärschaltelement aus den Transistoren 11, 12 zum elektrischen Koppeln der ersten Primärwicklung 17 mit dem Wechselspannungsnetz 1 abhängig von einem Schaltzustand der Transistoren 11, 12 dient. Zu diesem Zweck sind die Transistoren 11, 12 in Reihe zur ersten Primärwicklung 17 geschaltet. Diese Reihenschaltung ist an das Wechselspannungsnetz 1 angeschlossen. Weiterhin ist vorliegend vorgesehen, dass die erste Primärwicklung 17 zwischen den Transistoren 11, 12 angeschlossen ist. Dies kann in alternativen Ausgestaltungen auch anders vorgesehen sein.
Die Schaltungsanordnung 10 weist ferner ein zweites steuerbares Primärschaltelement aus Transistoren 13, 14 auf, die zum elektrischen Koppeln der zweiten Primärwicklung 18 mit dem Wechselspannungsnetz 1 abhängig von einem Schaltzustand der Transistoren 13, 14 dienen. Auch die Transistoren 13, 14 sind vorliegend als MOSFET ausgebildet. Für das zweite steuerbare Primärschaltelement gelten vorliegend die gleichen Auslegungsbedingungen wie für das erste steuerbare Primärschaltelement dem Grunde nach. Auch die Transistoren 13, 14 sind in Reihe zur zweiten Primärwicklung 18 geschaltet, wobei die zweite Primärwicklung 18 zwischen den beiden Transistoren 13, 14 angeschlossen ist. Diese Reihenschaltung ist ebenfalls an das Wechselspannungsnetz 1 angeschlossen, sodass sie zu der vorgenannten Reihenschaltung aus den Transistoren 11, 12 und der ersten Primärwicklung 17 parallelgeschaltet ist. Im Unterschied zur Reihenschaltung aus den Transistoren 11, 12 und der ersten Primärwicklung 17 ist die zweite Primärwicklung 18 jedoch elektrisch invertiert angeschlossen. Das heißt, bei einer Beaufschlagung mit einem elektrischen Strom in eine vorgegebene Richtung wird im magnetisierbaren Kern jeweils ein inverser magnetischer Fluss bereitgestellt.
Die Sekundärwicklung 19 ist vorliegend in Reihe zu einer als Speicherinduktivität dienenden Speicherdrossel 21 geschaltet, wodurch eine sekundärseitige Reihenschaltung gebildet ist. An diese Reihenschaltung ist ein Brückengleichrichter 22 mit zwei Wechselspannungsanschlüssen 33 angeschlossen. Der Brückengleichrichter 22 weist ferner zwei Gleichspannungsanschlüsse 34 auf, die mit dem Gleichspannungsnetz 2 elektrisch gekoppelt sind.
Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 10 zwei steuerbare Sekundärschaltelemente, die durch Transistoren 29, 30 gebildet sind. Im vorliegenden Fall sind die Transistoren 29, 30 ebenfalls durch MOSFET gebildet. Auch diese Transistoren können in alternativen Ausgestaltungen auch durch andere Transistoren, beispielsweise bipolare Transistoren, IGBT oder dergleichen, gebildet sein. Der Brückengleichrichter 22 umfasst vorliegend vier Dioden 25, 26, 27, 28. Zu den Dioden 27, 28, deren Anoden vorliegend mit einem negativen elektrischen Potential 24 der Gleichspannung des Gleichspannungsnetzes 2 elektrisch gekoppelt sind, ist jeweils einer der Transistoren 29, 30 parallelgeschaltet. In einer alternativen Ausgestaltung kann natürlich auch vorgesehen sein, dass die Transistoren 29, 30 zu den Dioden 25, 26 parallelgeschaltet sind, deren Kathoden mit dem positiven elektrischen Potential 23 der Gleichspannung des Gleichspannungsnetzes 2 elektrisch verbunden sind. Für die Funktion der Erfindung ist dies jedoch nicht relevant.
Sämtliche Transistoren 11, 12, 13, 14, 29, 30 sind steuerungsseitig mit einer Steuereinrichtung 31 elektrisch verbunden, die diese Transistoren 11, 12, 13, 14, 29, 30 mit jeweiligen Schaltsignalen für einen Schaltbetrieb mit einer Taktrate beaufschlagt, die größer als eine Frequenz der Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes 1 ist. Vorliegend ist vorgesehen, dass die Taktrate etwa 100 kHz beträgt. Die Steuereinrichtung 31 ist ferner ausgebildet, die Transistoren 11, 12, 13, 14 mit Primärschaltsignalen für einen leistungsfaktorangepassten Betriebsmodus zu beaufschlagen, sodass wechselspannungsnetzseitig ein Leistungsfaktor bei etwa 1 bereitgestellt werden kann. Der Leistungsfaktor von 1 wird jedoch erst im Zusammenspiel der primären mit den sekundären Schaltelementen erreicht. Hier ist eine Aufwärtswandlung mit einem der Netzamplitude folgenden Verstärkungsfaktor vorgesehen. Darüber hinaus ist die Steuereinrichtung 31 ausgebildet, die Transistoren 29, 30 mit Sekundärschaltsignalen für einen Aufwärtswandlungsmodus zu beaufschlagen. Zu diesem Zweck wirken die Transistoren 29, 30 wechselweise in geeigneter Weise mit der Speicherdrossel 21 zusammen, um einen Aufwärtswandlungsmodus zu erreichen.
Mittels der Transistoren 11 bis 14 können die beiden Primärwicklungen 17, 18 bei einer aktuellen vorliegenden Netzhalbwelle alternativ in unterschiedliche Richtungen mit elektrischem Strom beaufschlagt werden. Dies wird im Folgenden noch weiter erläutert.
Die Schaltungsanordnung 10 umfasst ferner Kommutierungsschaltungen 35, 36, wobei die Kommutierungsschaltung 35 parallel an die erste Primärwicklung 17 und die Kommutierungsschaltung 36 parallel an die zweite Primärwicklung 18 angeschlossen sind. Die Kommutierungsschaltungen 35, 36 weisen jeweils eine Reihenschaltung aus einem jeweiligen Kommutierungskondensator 15, 16 und einem jeweiligen elektrischen Kommutierungswiderstand 37, 38 auf. Die Kommutierungswiderstände 37 und 38 brauchen nicht zwingend sondern können auch lediglich optional vorgesehen zu sein. Auch diese Funktion wird im Folgenden noch weiter erläutert.
Mit der Schaltungsanordnung 10 kann somit ein Zuführen von elektrischer Energie vom Wechselspannungsnetz 1 zum Gleichspannungsnetz 2 erreicht werden. Dabei werden die zwei Primärwicklungen 17, 18 des Trenntransformators 20 mittels ihrer jeweiligen im Schaltbetrieb betriebenen Primärschaltelementen beziehungsweise Transistoren 11 bis 14 wechselweise mit dem Wechselspannungsnetz 1 elektrisch gekoppelt. Die Primärschaltelemente beziehungsweise Transistoren 11 bis 14 werden mit jeweiligen Primärschaltsignalen für den leistungsfaktorangepassten Betriebsmodus beaufschlagt.
Die Sekundärwicklung 19 des Transformators 20 ist über die Speicherinduktivität 21 mit dem Brückengleichrichter 22 elektrisch gekoppelt, wobei zu den jeweiligen beiden Dioden 27, 28 des Brückengleichrichters 22, die gleichspannungsseitig mit dem gleichen elektrischen Potential 24 verbunden sind, jeweils ein Transistor 29, 30 als Sekundärschaltelement parallelgeschaltet ist. Die Transistoren 29, 30 werden insbesondere synchron zu den Primärschaltsignalen mit jeweiligen Sekundärschaltsignalen für den Aufwärtswandlungsmodus beaufschlagt. Das Grundprinzip der Aufwärtswandlung ist dem Fachmann bekannt, weshalb von einer detaillierten Erläuterung hier vorliegend abgesehen wird.
Die 3 bis 6 zeigen schematische Schaltbilddarstellungen wie 2, bei denen jedoch zusätzlich unterschiedliche Schaltzustände und die hierdurch bewirkten Stromflüsse abhängig von unterschiedlichen Netzhalbwellen der Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes 1 dargestellt sind. In den 3 bis 6 zeigen Graphen 42 bis 47 die Richtung des jeweils momentan fließenden Stromes an.
3 zeigt einen Betriebszustand, bei dem eine momentane Spannung der Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes 1 größer als null ist, das heißt, eine positive Netzhalbwelle. Bei dieser Ausgestaltung zeigt ein Graph 42 einen Stromfluss durch die erste Primärwicklung 17, zu welchem Zweck der Transistor 11 im eingeschalteten Schaltzustand geschaltet ist. Der zweite Transistor 12 kann hinsichtlich seines Schaltzustands beliebig sein, weil in diesem Betriebszustand die in den als MOSFET ausgebildeten Transistoren 11 bis 14 integrierte Inversdiode den Stromfluss übernehmen kann. Die Transistoren 13 und 14 sind hierbei im ausgeschalteten Zustand. Daher ist die zweite Primärwicklung 18 im vorliegenden Fall im Wesentlichen unbestromt.
Mit einem Graphen 43 wird der Stromfluss sekundärseitig dargestellt. In diesem Betriebszustand ist der Transistor 29 im eingeschalteten Schaltzustand, sodass kein Stromfluss zum Gleichspannungsnetz 2 erfolgt. Vielmehr wird die Speicherdrossel 21 mit Energie aufgeladen. Der Schaltzustand des Transistors 30 ist in diesem Fall beliebig, weil er auf die Funktion aktuell keinen Einfluss hat. Der Stromfluss wird durch die Diode 27 übernommen. Sobald ein geeigneter Energiezustand der Speicherdrossel 21 erreicht ist, wird der Transistor 29 in den ausgeschalteten Schaltzustand geschaltet. Damit kommutiert der Stromfluss auf die Diode 25, sodass ein Stromfluss in das Gleichspannungsnetz 2 erfolgt, wie dies mittels des Graphen 44 dargestellt ist.
4 zeigt nun in einer schematischen Schaltbilddarstellung wie 3 die Situation für eine folgende Taktperiode auf die, die gemäß 3 dargestellt ist. Bei dieser Taktperiode sind die Transistoren 11 und 12 im ausgeschalteten Schaltzustand, sodass die Primärwicklung 17 im Wesentlichen unbestromt ist. Stattdessen ist nun der Transistor 14 im eingeschalteten Schaltzustand, sodass die zweite Primärwicklung 18 mit einem elektrischen Strom gemäß dem Graphen 46 beaufschlagt ist. Aufgrund der invertierten Bestromung wird mittels der zweiten Primärwicklung 18 ein magnetischer Fluss invertiert, zu dem zuvor mit der ersten Primärwicklung 17 bereitgestellten magnetischen Fluss im magnetisierbaren Kern bereitgestellt. Dies zeigt sich anhand des Graphen 47, der einen Stromfluss sekundärseitig darstellt. In diesem Betriebszustand ist der Transistor 29 im ausgeschalteten Betriebszustand und hingegen der Transistor 30 im eingeschalteten Betriebszustand, sodass die Speicherdrossel 21 hinsichtlich ihres Energieinhalts aufgeladen werden kann. Auf den Schaltzustand des Transistors 29 kommt es vorliegend nicht an.
Zu einem geeigneten Zeitpunkt wird wiederum der Transistor 30 in den ausgeschalteten Schaltzustand überführt, sodass eine Kommutierung des Stroms über die Diode 26 in das Gleichspannungsnetz 2 erfolgen kann, wie dies in 4 mittels des Graphen 45 dargestellt ist. Sobald die vorliegende Taktperiode abgeschlossen ist, wird wieder die nächste Taktperiode gemäß 3 ausgeführt.
Die 5 und 6 zeigen jetzt entsprechende Verhältnisse gemäß der 3 und 4 für den Fall, dass die momentane Spannung der Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes 1 kleiner als null ist, das heißt, während der negativen Netzhalbwelle. Dem Grunde nach entspricht die Funktion jedoch wie bereits zuvor erläutert, weshalb auf die entsprechenden Ausführungen verwiesen wird.
7 zeigt eine schematische Diagrammdarstellung der wechselspannungsnetzseitigen elektrischen Eingangsgrößen für den Fall, der gemäß der 3 und 4 dargestellt ist. Mit dem Graphen 48 ist eine Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes 1 dargestellt. Ein Graph 49 stellt eine Stromaufnahme der Schaltungsanordnung 10 dar, die aufgrund des Taktbetriebs erfolgt. Mit einem Graph 50 wird ein gemittelter beziehungsweise gefilterter Eingangsstrom bezüglich des Wechselspannungsnetzes dargestellt. Zu erkennen ist, dass der gemittelte beziehungsweise gefilterte Eingangsstrom in etwa phasengleich zur Wechselspannung gemäß dem Graphen 48 vorliegt. Der Leistungsfaktor liegt daher etwa bei 1.

8 zeigt in einer weiteren schematischen Diagrammdarstellung Kommutierungsvorgänge gemäß 8 bezüglich des primärseitigen Taktbetriebs in einer zeitlich feineren Auflösung. Ein Graph 52 stellt den Eingangsstrom am Eingang der Schaltungsanordnung 10 dar, wohingegen ein Graph 51 einen Strom der Speicherdrossel 21 darstellt. Mit einem Graphen 53 ist ein Magnetisierungsstrom für den Trenntransformator 20 dargestellt. Die folgende Tabelle erläutert die verschiedenen Zustände. K1 und K2 sind Kommutierungszeiträume. Tabelle 1

			Schalterstellung
Zeitabschnitt	Netz	Bezeichnung	A	B	C	D	E	F
T1	positiv	Speicher laden	zu	beliebig	Auf	auf	zu	beliebig
T2		Speicher entladen	zu	beliebig	Auf	auf	auf	beliebig
T3		Speicher laden	auf	auf	beliebig	zu	beliebig	zu
T4		Speicher entladen	auf	auf	beliebig	zu	beliebig	auf
T5	negativ	Speicher laden	auf	auf	Zu	beliebig	zu	beliebig
T6		Speicher entladen	auf	auf	Zu	beliebig	auf	beliebig
T7		Speicher laden	zu	beliebig	Auf	auf	beliebig	zu
T8		Speicher entladen	zu	beliebig	Auf	auf	beliebig	auf

Es ist ersichtlich, dass der Strom I_H nicht vom Tastverhältnis abhängt, sondern stattdessen von der Periodendauer T und der Schaltungsauslegung. Er ist im Wesentlichen proportional zur Eingangsspannung der Schaltungsanordnung 10. Die Kommutierung erfolgt zweimal pro Zyklus (T_K << T). Zum Zeitpunkt, wenn der Eingangsstrom I_A oder I_B mit dem Strom I_H übereinstimmt, wird der Ausgangsstrom I₂ zu null, was hier nicht dargestellt ist. Die Periodendauer T erstreckt sich von T1 bis K1.
Eine weitere schematische Diagrammdarstellung gemäß 9 zeigt einen elektrischen Strom nach dem Brückengleichrichter 22, wobei die gleiche Zeitachse wie in 8 zugrundeliegt. Ein Graph 54 zeigt den entsprechenden Stromfluss.
10 zeigt eine Reihe von schematischen Ersatzschaltbildern, die der beispielsweisen Modellierung der Magnetbauteile, das heißt, insbesondere des Trenntransformators 20 sowie der Speicherdrossel 21, dienen. Im Folgenden werden lediglich vereinfacht die Berechnungsgrundlagen angegeben.
Skalierung/Normierung der Sekundärseite: (um Rechnung zu vereinfachen) $n = 1$
$U_{D C} = \frac{U_{D C r e a l}}{n_{r e a l}}$
$I_{D C} = I_{D C r e a l} * n_{r e a l}$
$L_{S}^{'} = L_{S r e a l}^{'} / n_{r e a l}$
$L_{2} = L_{2}^{'} / n_{r e a l}$
Trafogleichungen (n=1): $U_{A}^{'} = U_{B}^{'} = U_{H} = L_{H}$
$I_{A} + I_{B} - I_{2} = I_{H}$
Da I_H >> Lst und I_A=I_H kann der Spannungsabfall an Lst im Pfad A vernachlässigt werden.
Idee: $I_{A} = \frac{I_{H}}{2} + \frac{I_{H}}{2} c o s (ω_{0} (t - T 1))$
$I_{B} = \frac{I_{H}}{2} - \frac{I_{H}}{2} cos (ω_{0} (t - T 1))$
t = T_1: $I_{A} = \frac{I_{H}}{2} + \frac{I_{H}}{2} = I_{H}$
$I_{B} = \frac{I_{H}}{2} - \frac{I_{H}}{2} = 0$
$t = T_{1} + T_{p} = T_{1} + \frac{π}{ω_{0}}$
$I_{A} = \frac{I_{H}}{2} - \frac{I_{H}}{2} = 0$
$I_{B} = \frac{I_{H}}{2} + \frac{I_{H}}{2} = I_{H}$
11 zeigt ein weiteres schematisches Ersatzschaltbild, anhand dessen ein beispielsweises Auslegungsprinzip in Bezug auf die Kommutierung ersichtlich ist. An dieser Stelle sei ergänzend auf das Superpositionsprinzip verwiesen. Die Startbedingung ist vorliegend T = T₂. Mit einem Graphen 56 ist ein Stromfluss vom Kommutierungskondensator 15 zum Kommutierungskondensator 16 über den Trenntransformator 20 ersichtlich. Ferner ist ein Stromfluss mit einem Graphen 55 von beiden Kommutierungskondensatoren 15, 16 zum Gleichspannungsnetz dargestellt. Aus der 11 ergeben sich die weiteren Randbedingungen. Ein konstanter Strom lädt beide Kommutierungskondensatoren 15, 16 um. Mit 56 ist ein Schwingkreisstrom unter Mitwirkung der Induktivität des Trenntransformators 22 dargestellt. Es folgt ein Spannungswechsel an beiden Kommutierungskondensatoren 15, 16. Die End-Randbedingungen zum Zeitpunkt T = T₂ + T_K (Kommutierungszeit) führt zu einer Stromumkehr im Schwingkreis nach einer halben Periode T_k/2 = 1/(2f_k). Es handelt sich hierbei um eine Schwingfrequenz, die durch die Kommutierungsschaltungen 35, 36 verursacht ist. Entsprechend ändert die Richtung des Stromflusses gemäß dem Graphen 56 bei einem Stromwechsel von der ersten Primärwicklung 17 zur zweiten Primärwicklung 18.
Es können die folgenden Überlegungen in Betracht gezogen: Idee: $I_{A} = \frac{I_{H}}{2} + \frac{I_{H}}{2} c o s (ω_{0} (t - T 1))$
$I_{B} = \frac{I_{H}}{2} - \frac{I_{H}}{2} cos (ω_{0} (t - T 1))$
t = T₁ (Vor Kommutierung): $I_{A} = \frac{I_{H}}{2} + \frac{I_{H}}{2} = I_{H}$
$I_{B} = \frac{I_{H}}{2} - \frac{I_{H}}{2} = 0$
$t = T_{1} + T_{p} = T_{1} + \frac{π}{ω_{0}}$
(Nach Kommutierung): $I_{A} = \frac{I_{H}}{2} - \frac{I_{H}}{2} = 0$
$I_{B} = \frac{I_{H}}{2} + \frac{I_{H}}{2} = I_{H}$
$ω_{0} = \frac{1}{\sqrt{L_{S t} \cdot C}}$
Während der halben Periode von ω₀ werden beide C_s durch I_H umgeladen. $T_{K} = \frac{4 \cdot U_{A} \cdot C}{I_{H}}$
Gleichsetzen mit der halben Periodendauer: $T_{K} = π \cdot \sqrt{L_{S t} \cdot C} = \frac{4 \cdot U_{A} \cdot C}{I_{H}}$
$\Rightarrow C = {(\frac{π \cdot I_{H}}{4 \cdot U_{A}})}^{2} \cdot L_{S t}$
beziehungsweise $T_{K} = π \cdot \frac{π \cdot I_{H}}{4 \cdot U_{A}} \cdot L_{S t}$
Idee: $I_{A} = \frac{I_{H}}{2} + \frac{I_{H}}{2} c o s (w_{0} (t - T 1))$
$I_{B} = \frac{I_{H}}{2} - \frac{I_{H}}{2} c o s (w_{0} (t - T 1))$
t = T 1: $I_{A} = \frac{I_{H}}{2} + \frac{I_{H}}{2} = I_{H}$
$I_{B} = \frac{I_{H}}{2} - \frac{I_{H}}{2} = 0$
$t = T_{1} + T_{p} = T_{1} + \frac{π}{ω_{0}} :$
$I_{A} = \frac{I_{H}}{2} - \frac{I_{H}}{2} = 0$
$I_{B} = \frac{I_{H}}{2} + \frac{I_{H}}{2} = I_{H}$
12 zeigt eine weitere schematische Diagrammdarstellung, bei der die Spannungen an den Eingängen der Schaltungsanordnung 10 dargestellt sind. Ein Graph 57 stellt einen Spannungsverlauf über der Zeit von U_B, wohingegen ein Graph 58 einen Spannungsverlauf einer Spannung U_A darstellt. Eine entsprechende schematische Diagrammdarstellung in Bezug auf Ströme an den Eingängen der Schaltungsanordnung 10 zeigt 13 mit der gleichen Zeitachse. Ein Graph 59 stellt einen Stromverlauf des Stromes durch die Primärwicklung 17 dar, wohingegen ein Graph 60 einen Stromverlauf des Stromes durch die Primärwicklung 18 darstellt. Während der Kommutierung sind die Schaltelemente im ausgeschalteten Schaltzustand, sodass wechselspannungsnetzseitig kein Strom fließt.
14 zeigt in einer weiteren schematischen Diagrammdarstellung einen zeitlichen Stromverlauf bei einem kleinen Tastverhältnis. Ein Graph 61 zeigt den Eingangsstrom, wohingegen ein Graph 62 den Ausgangsstrom zeigt. Ein Graph 63 stellt den Magnetisierungsstrom dar. 15 zeigt in einer Darstellung wie 14 die Verhältnisse bei einem größeren Tastverhältnis.
16 zeigt in einer schematischen Diagrammdarstellung eine Leistung der Schaltungsanordnung 10 abhängig vom Tastverhältnis. Aus den 14 bis 16 ist ersichtlich, dass eine Spitzenleistung bei einem Maximum der Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes 1 auftritt und demgegenüber um einen Faktor 2 etwa erhöht sein kann, weil vorliegend ein Stromfluss während einer Halbperiode in Bezug auf das Taktsignal etwa eine Dreiecksform aufweist. Bei einer Netzleistung von zum Beispiel etwa Peff = 1940 W = U_eff * I_eff = 230 V * 8 A ergibt sich eine Spitzenleistung von etwa 2 * 2 * Peff = 7360 W.
17 zeigt in einer weiteren schematischen Diagrammdarstellung ein Kraftfahrzeug 40 mit einer Fahrzeugbatterie 41 und einer mit der Fahrzeugbatterie 41 und dem Wechselspannungsnetz 1 elektrisch koppelbaren Ladeeinheit 39. Die Ladeeinheit 39 ist ausgebildet, von dem Wechselspannungsnetz 1 zugeführte elektrische Energie mittels der Schaltungsanordnung 10 zu wandeln und der Fahrzeugbatterie 41 zuzuführen. Schaltelemente der Schaltungsanordnung 10 werden zu diesem Zweck mittels der Steuereinrichtung 31 in einem Schaltbetrieb betrieben. Bei dem Kraftfahrzeug 40 handelt es sich vorzugsweise um ein elektrisch antreibbares Kraftfahrzeug nach Art eines Elektrofahrzeugs.
Die Ausführungsbeispiele dienen ausschließlich der Erläuterung der Erfindung und sollen diese nicht beschränken.
Bezugszeichenliste

1: Wechselspannungsnetz
2: Gleichspannungsnetz
3: Schaltungsanordnung
4: PFC-Stufe
5: galvanisch getrennter Gleichspannungswandler
6: Zwischenkreiskondensator
7: Netzfilter
8: EMV-Filter
9: Resonanzkreis
10: Schaltungsanordnung
11: Transistor
12: Transistor
13: Transistor
14: Transistor
15: Kommutierungskondensator
16: Kommutierungskondensator
17: Primärwicklung
18: Primärwicklung
19: Sekundärwicklung
20: Trenntransformator
21: Speicherdrossel
22: Brückengleichrichter
23: positives Potential
24: negatives Potential
25: Diode
26: Diode
27: Diode
28: Diode
29: Transistor
30: Transistor
31: Steuereinrichtung
32: Steuereinrichtung
33: Wechselspannungsanschlüsse
34: Gleichspannungsanschlüsse
35: Kommutierungsschaltung
36: Kommutierungsschaltung
37: Kommutierungswiderstand
38: Kommutierungswiderstand
39: Ladeeinheit
40: Kraftfahrzeug
41: Fahrzeugbatterie
42 bis 60: Graph

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 2015/0180252 A1 [0007]

Claims

Schaltungsanordnung (10) zum Zuführen von elektrischer Energie von einem Wechselspannungsnetz (1) zu einem Gleichspannungsnetz (2), mit - einem eine erste und eine zweite Primärwicklung (17, 18) sowie eine Sekundärwicklung (19) aufweisenden Trenntransformator (20), - wenigstens einem ersten steuerbaren Primärschaltelement (11, 12) zum elektrischen Koppeln der ersten Primärwicklung (17) mit dem Wechselspannungsnetz (1) abhängig von einem Schaltzustand des ersten steuerbaren Primärschaltelements (11, 12), - wenigstens einem zweiten steuerbaren Primärschaltelement (13, 14) zum elektrischen Koppeln der zweiten Primärwicklung (18) mit dem Wechselspannungsnetz (1) abhängig von einem Schaltzustand des zweiten steuerbaren Primärschaltelements (13, 14), - einer zur Sekundärwicklung (19) in Reihe angeschlossenen Speicherinduktivität (21) zum Ausbilden einer sekundärseitigen Reihenschaltung, - einem Brückengleichrichter (22), der zwei Wechselspannungsanschlüsse (33) und zwei Gleichspannungsanschlüsse (34) aufweist, wobei die Wechselspannungsanschlüsse (33) an die sekundärseitige Reihenschaltung angeschlossen sind und die Gleichspannungsanschlüsse (34) mit dem Gleichspannungsnetz (2) elektrisch koppelbar sind, und - wenigstens zwei steuerbaren Sekundärschaltelementen (29, 30), wobei zu jeweiligen Dioden (27, 28) des Brückengleichrichters (22), die gleichspannungsseitig mit einem gleichen elektrischen Potential (24) verbunden sind, jeweils eines der Sekundärschaltelemente (29, 30) parallelgeschaltet ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass an eine jeweilige der Primärwicklungen (17, 18) jeweils eine Kommutierungsschaltung (35, 36) parallel angeschlossen ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Kommutierungsschaltung (35, 36) eine Reihenschaltung aus einem Kommutierungskondensator (15, 16) und einem elektrischen Kommutierungswiderstand (37, 38) aufweisen.
Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Wicklungen (17, 18, 19) des Trenntransformators (20) den gleichen Wicklungssinn aufweisen und die Primärwicklungen (17, 18) über die jeweiligen steuerbaren Primärschaltelemente (11, 12, 13, 14) elektrisch invertiert mit der Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes (1) koppelbar sind.
Steuereinrichtung (31) für eine Schaltungsanordnung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuereinrichtung (31) mit steuerbaren Primärschaltelementen (11, 12, 13, 14) und steuerbaren Sekundärschaltelementen (29, 30) der Schaltungsanordnung (10) elektrisch verbunden ist, um die steuerbaren Primär- und Sekundärschaltelemente (11, 12, 13, 14, 29, 30) mit jeweiligen Schaltsignalen für einen Schaltbetrieb mit einer Taktrate zu beaufschlagen, die größer als eine Frequenz einer Wechselspannung des Wechselspannungsnetzes (1) ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (31) ausgebildet ist, die Primärschaltelemente (11, 12, 13, 14) mit Primärschaltsignalen für einen leistungsfaktorangepassten Betriebsmodus zu beaufschlagen.
Steuereinrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (31) ausgebildet ist, die Sekundärschaltelemente (29, 30) mit Sekundärschaltsignalen für einen Aufwärtswandlungsmodus zu beaufschlagen.
Steuereinrichtung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (31) ausgebildet ist, die Primärschaltsignale und die Sekundärschaltsignale basierend auf der gleichen Taktrate zu bereitzustellen.
Ladeeinheit (39) für eine Fahrzeugbatterie (41) eines Kraftfahrzeugs (40), wobei die Ladeeinheit (39) ausgebildet ist, von einem Wechselspannungsnetz (1) zugeführte elektrische Energie mittels einer Schaltelemente aufweisenden Schaltungsanordnung (10) zu wandeln und der Fahrzeugbatterie (41) zuzuführen, wobei die Schaltelemente mittels einer Steuereinrichtung (31) in einem Schaltbetrieb betreibbar sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 4 und die Steuereinrichtung (31) nach einem der Ansprüche 5 bis 7 ausgebildet sind.
Kraftfahrzeug (40) mit einer Fahrzeugbatterie (41) und einer mit der Fahrzeugbatterie (41) und einem Wechselspannungsnetz (1) elektrisch koppelbaren Ladeeinheit (39), dadurch gekennzeichnet, dass die Ladeeinheit (39) nach Anspruch 8 ausgebildet ist.
Verfahren zum Zuführen von elektrischer Energie von einem Wechselspannungsnetzes (1) zu einem Gleichspannungsnetz (2), wobei zwei Primärwicklungen (17, 18) eines Trenntransformators (20) mittels jeweiliger im Schaltbetrieb betriebener Primärschaltelemente (11, 12, 13, 14) wechselweise mit dem Wechselspannungsnetz (1) elektrisch gekoppelt werden, wobei die Primärschaltelemente (11, 12, 13, 14) mit jeweiligen Primärschaltsignalen für einen leistungsfaktorangepassten Betriebsmodus beaufschlagt werden, wobei eine Sekundärwicklung (19) des Trenntransformators (20) über eine Speicherinduktivität (21) mit einem Brückengleichrichter (22) elektrisch gekoppelt ist, wobei zu jeweiligen Dioden (27, 28) des Brückengleichrichters (22), die gleichspannungsseitig mit einem gleichen elektrischen Potential (24) verbunden sind, jeweils ein Sekundärschaltelement (29, 30) parallelgeschaltet ist, wobei die Sekundärschaltelemente (29, 30) mit jeweiligen Sekundärschaltsignalen für einen Aufwärtswandlungsmodus beaufschlagt werden.