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Die Erfindung betrifft eine Vomchtung zur Filterung der Ausgangsspannung eines D-Verstärkers, wie es Im Oberbegriff des Patentanspruches 1 beschrieben ist.
Der Wirkungsgrad nicht schaltender Analogverstärker betragt ca. 50%. Beim D-Verstärker wird eine am Eingang anliegende Analogspannung mit einer festen Frequenz, der Schaltfrequenz des D-Verstärkers, pulsweiten (PWM-) moduliert. Diese PWM-Spannung wird in der PWM-Endstufe des D-Verstärkers durch das abwechselnde Ein- und Ausschalten von zwei Transistoren In Halbbrückenschaltung mit einem hohen Wirkungsgrad von über 90% verstärkt. Das Spektrum der verstärkten PWM-Spannung weist jedoch naturgemäss einen hohen schaltfrequenten Anteil und hohe Oberschwingungsanteile auf, die nun entsprechend vollständig aus dieser wieder herausgefiltert werden müssen, um an der Last die Analogspannung verstärkt und möglichst unverzerrt zu erhalten. Passive Filter sind aus dem Stand der Technik bekannt.
Die Phasendrehung eines Tiefpassfilters und die komplexe Lautsprecherlast setzen der für niedrige Verzerrungen wünschenswerten kräftigen Gegenkopplung durch Instabilitäten sehr schnell enge Grenzen. Die kräftige Gegenkopplung ist schon deshalb erforderlich, da alle Änderungen der Versorgungsspannung direkt als Amplitudenmodulation an die Last weitergegeben werden, was sich in einer unzureichenden Supply Voltage Rejection (SVR) äubert. Akzeptable Ergebnisse sind nur mit einem äusserst komplexen, schwierig zu beherrschenden und notwendigerweise mehrstufigen Filter und/oder Gegenkopplungsnetzwerk und einer entsprechend hohen Schaltfrequenz zu erzielen. Die erforderliche Schaltfrequenz von weit über 100 kHz und die damit verbundenen schnellen Kommutierungsvorgänge in der Endstufe erschweren die Einhaltung der seit dem 2.
Jänner 1996 für alle im EWR-Raum In Umlauf gebrachten Produkte verbindlichen Normen, insbesondere der EN 50081 bezüglich der Störemissionen von elektromagnetischen Feldern.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung mit hohem Wirkungsgrad und hoher SVR zur qualitativ besseren, lastunabhängigeren und unproblematischeren Filterung der verstärkten PWM-Spannung zu schaffen, wobei die Schaltfrequenz der Endstufe unter 100 kHz betragen kann.
Diese Aufgabe der Erfindung wird durch die Merkmale Im Kennzeichenteil des Patentanspruches 1 gelöst. Wie in den Prinz ! pscha ! tbitdern m Fig. la und Fig. 1 b dargestellt, wird die Ausgangsspannung 1 der PWM-Endstufe durch ein einstufiges, passives Filter 2 oder 2 und 3 und der verbleibende Rlppel von einem aktiven, mit A-Verstärkertechnik realisierten Filter gefiltert. Bei einfacher Dimensionierung der Impedanzen 2 und 3 kann das aktive Filter für eine gegenüber der Ausgangsleistung vergleichsweise kleine Leistung ausgelegt werden. Der hohe Wirkungsgrad des D-Verstärkers kann somit der hohen Qualität der Ausgangsspannung eines A-Verstärkers verbunden werden.
Die Ausgangsimpedanz der Filter 7 und 8 ist gegenüber der Lastimpedanz vernachlässigbar gering und nahezu frequenzunabhängig. Änderungen der Amplitude der PWM-Spannungsquelle 1 werden aufgrund der geregelten Einrichtungen 4 und 6 nicht an die Last 5 weitergegeben. Die Phasendrehung des einstufigen Filters 2 oder 2 und 3 kann bei der Regelung der aktiven Einrichtungen 4 und 6 durch ein Totzeitglied berücksichtigt werden, wodurch der Wirkungsgrad verbessert wird [1]. Vorteilhaft bei dieser Lösung sind die hohe Qualität der Spannung an der Last, die der eines A-Verstärkers entspricht, der hohe Wirkungsgrad, der in etwa dem des D-Verstärkers entspricht, der geringe Filter- und Regelaufwand und die hohe SVR gegenüber der konventionellen PWM-Endstufenlösung [2].
Die Realisierung der Analogspannungsquelle 4 des Filters 7 in Fig. lb gestaltet sich in der Schaltung nach Fig. 3 besonders einfach.
Beim Vorgehen nach Patentanspruch 2 gestaltet sich der passive Tiefpassfilter 2, 3 in Fig. 1 b besonders einfach. Vorteilhaft ist weiters, dass ein Anschluss der Last mit festem Potential, z. B. Erdpotential, verbunden 1St. Auch die Steuerung der Regeltransistoren 20 und 21, mit denen die Einrichtung 4 realisiert ist, erfolgt einfach und billig, da die Emitter jeweils mit den festen Potentialen der Energieversorgung verbunden sind.
Eine kostengünstige und betriebssichere Lösung mit hoher Lebensdauer kann auch durch die Ausge- staltung nach dem Patentanspruch 3 erreicht werden.
Die Erfindung wird im nachfolgenden anhand dem in Fig. 1a und b dargstellten Ersatzschaltbildern, den
In Fig. 2 dargestellten Spannungen und Strömen und der in Fig. 3 dargestellten Schaltung der Endstufe näher erläutert.
Es zeigen : Fig. 1 Ersatzschaltbilder ;
Fig. 2 Spannungen und Ströme in den Ersatzschalthildern Fig. 1a und b ;
Fig. 3 Schaltung der Endstufe.
Fig. 1 a zeigt die PWM-Spannungsquelle 1, das aktive Filter bestehend aus Impedanz 2, vorzugsweise einer Induktivität und der Analogstromquelle 6. Zufolge der sich mit Schaltfrequenz sprunghaft ändernden
Spannung 1 der PWM-Endstufe fliesst durch die Filterimpedanz 2 ein Strom, der dem zu verstärkenden
Analogsignal entspricht, jedoch noch einen schaltfrequenten Rippelanteil aufweist. Die Stromquelle 6 wird nun so gesteuert, dass sie diesen, in Relation zum Laststrom kleinen Rippelstrom übernimmt, sodass der
Laststrom und damit die Lastspassnung nahezu keinen schaltfrequenten Anteil mehr aufweisen. Aufgrund der
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geringen Amplitude des Rippelstromes ist das Produkt aus Lastspannung und Rippelstrom, also die in der Quelle 6 anfallende Verlustleistung, gering.
In Fig. lb fliesst der gegenüber dem Strom durch die Filterimpedanz 2 kleine Rippelanteil aufgrund der entsprechend gesteuerten Analogspannungsquelle 4 durch die Fi ! tenmpedanz 3, vorzugsweise einem Kondensator. Die Spannungsquelle 4 muss dabei lediglich die gegenüber der Lastspannung kleine Rlppelspannung an der Impedanz 3 aufnehmen. Das Produkt aus Rippelspannung und Laststrom, also die in der Quelle 4 anfallende Verlustleistung, ist wieder gering.
Die Diagramme 12 und 39 in Fig. 2 beziehen sich auf Fig. 1 a. Diagramm 12 zeigt den zeitlichen Verlauf der PWM-Spannung 13 und der innerhalb einer Periode der Schaltfrequenz annähernd konstanten Lastspannung 14, die dem Mittelwert der digitalen Spannung entspricht. Die Spannung an der Filterimpedanz 2 ergibt sich aus der Differenz der Spannungen 13 und 14. Im stationären Fall ändert sich der Mittelwert des Stromes durch die Impedanz 2 nicht, die schraffierten Spannungszeitflächen oberhalb und unterhalb der Spannung 14 müssen daher, handelt es sich bei der Impedanz 2 z. B. um eine Induktivität, gleich gross sein.
Im Diagramm 39 weist der Strom 9 durch die Impedanz 2 daher einen schaltfrequenten Rippelanteil auf.
Dieser Rippelstrom 11 fliess durch die gesteuerte Stromquelle 6, sodass der Laststrom 10 und damit die Lastspannung 14 nahezu keinen schaltfrequenten Anteil mehr aufweisen.
Diagramm 17 bezieht sich auf das in Fig. 1 b dargestellte Filter. Es zeigt die PWM-Spannung 13, die Lastspannung 14, die Spannung 15 an der Impedanz 3 sowie den in diesem Fall einzustellenden Verlauf der Spannung 16 an der Quelle 4. Dieser ergibt sich aus der Differenz der Spannungen 14 und 15 und beträgt nur wenige Volt. Durch die Spannung 16 wird die Rippelspannung an der Fittenmpedanz 3, die bevorzugt durch einen Kondensator gebildet wird, so geregelt, dass die Spannung an der Last 5 keinen schaltfrequenten Rippe ! mehr aufweist, weil der Rippelanteil des durch die Filterimpedanz 2 fliessenden Stromes nun durch die Impedanz 3 und somit nicht durch die Last 5 fliesst. Die Filterimpedanz 2 wird bevorzugt durch eine Induktivität realisiert.
Die in den Dlagrammen12, 17 und 39 gemachte Annahme des stationären Falles ist zulässig, wenn die Schaltfrequenz der PWM-Spannung wesentlich grösser ist, als die Frequenz der Ausgangsspannung 14.
Aufgrund der hohen Dynamik der analog arbeitenden Kompensationsquellen 4 und 6 kann die Schaltfrequenz auch so niedrig gewählt werden, dass sich Lastspannung 14 und Laststrom 10 innerhalb der dargestellten Schaltperiode T merklich ändern.
Fig. 3 zeigt das Prinzipschaltbild eines erfindungsgemässen D-Verstärkers. Die zwei im allgemeinen gleich grossen und mit Leitung 34 in Serie geschalteten Gleichspannungsquellen 30 und 31 versorgen über die Leitungen 32 und 33 die Serienschaltung der vier Transistoren 18-21. Die Leitung 34 ist mit der Masse 26 verbunden. Die Transistoren 18 und 19 sind zur Halbbrücke 18/19 mit Mittelpunkt 35 in Serie geschaltet.
Die Halbbrücke 18/19 ist über den Transistor 20 mit der positiven Versorgungsleitung 33 und über den Transistor 21 mit der negativen Versorgungsleitung 32 verbunden. Am Verbindungspunkt der Transistoren 18 und 20 Ist der Filterkondensator 37, am Verbindungspunkt der Transistoren 19 und 21 ist der Filterkondensator 38 angeschlossen. Die anderen Anschlüsse der Kondensatoren 37, 38 sind mit dem Mittelpunkt 36 verbunden. Die Filterinduktivität 2 ist an den Punkten 35 und 36 angeschlossen. Die Last 5 ist am Punkt 36 und an die Masse 26 angeschlossen. Die Transistoren 18 und 19 werden über die Leitungen 23 und 24, die Transistoren 20 und 21 über die Leitungen 22 und 25 von der Regeleinheit 29 angesteuert.
Der Steuerungsteil der Einheit 29 erhält über die Leitung 27 das leistungsschwache Analogsignal, wandelt dieses in ein PWM-Signal um und erzeugt die Ansteuersignale für die Schalttransistoren 18 und 19.
Über die Leitung 28 erhält der Regelteil der Einheit 29 die verstärkte, analoge Ausgangsspannung bzw. die Spannung an der Last 5, schwächt diese ab und regelt nun die Transistoren 20 und 21 so, dass die abgeschwächte Ausgangsspannung und somit die Ausgangsspannung auf der Leitung 28 der Eingangsspannung folgt und insbesondere keinen schattfrequenten Anteil mehr aufweist. Eine Welligkeit in den Versorgungsspannungen 30,31 wird automatisch ausgeregelt und gelangt nicht an die Last.
Relevante Literatur : [1] K. H. Edelmoser und FA Himmelstoss : High Dynamic Class-D Power Amplifier. IEEE International
Conference on Consumer Electronics, Chicago. 11.-13. Juni 1997, S 302-303.
[2] H. Sax : Schalten statt Heizen. Elektronik Nr. 23, S 112 ff., Nov. 1988.
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