CN1719722A - 自偏置差分放大器 - Google Patents

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Abstract

差分放大器具有上/下和左/右对称的结构。差分放大器提高了输出电压摆幅和增益，无需驱动电流源或电压源的附加电路。差分放大器包括第一电流源、第二电流源、第一反相器，第二反相器和自偏置控制电路。第一电流源和第二电流源提供第一偏置电流和第二偏置电流。自偏置控制电路将第一偏置电流和第二偏置电流维持在恒定值。因此，差分放大器提供恒定电流而无需附加电路驱动电流源或电压源，并且与常规差分放大器的配置相比，实现了较宽范围的电压输出摆幅和较高增益。

Description

自偏置差分放大器
相关申请
本申请要求享有2004年7月9日向韩国知识产权局(KIPO)提交的韩国专利申请Kr2004-53310的优先权，该申请的内容在此引为参考。
技术领域
本发明总的涉及一种差分放大器，并尤其涉及一种自偏置差分放大器。
背景技术
差分放大器是一种通常用于放大输入信号的电路。这种放大器广泛地用于多种用途，例如作为输入缓冲器或接收器。差分放大器通常用作用于在集成电路或芯片之间传递信号的信号通道的接收级。
差分放大器经两个互补输入端接收第一和第二输入信号，在两个互补输出端产生输出信号。以此方式差分放大器可以实现很宽范围的输出电压摆幅和高增益，并且可以用于减小共模噪声。
图1是常规差分放大器的电路图。
参见图1，差分放大器包括用于接收差分输入信号的两个输入晶体管M1和M2，一个包括电流镜像电路的有源负荷和用于向差分放大器提供恒定电流的电流源Iss。图1中所示的差分放大器放大镜经输入端IN和INB接收的差分输入信号，并将放大的信号输出到输出端OUT和OUTB。下面将描述图1所示差分放大器的小信号增益。
一般地，放大器的小信号增益表示为放大器的小信号跨导和小信号输出电阻之积。因而，在图1所示差分放大器的一个输出端测得的差分放大器的增益表示为表达式1。在表达式1中，gm2表示输入晶体管M2的小信号跨导，r2和r4为分别连接到输出端OUT的输入晶体管M2和M4的小信号输出电阻。
<表达式1>
Av＝Vout/Vin＝gm2(r2 r4)
表达式中的增益Av表示在图1所示差分放大器输出端OUT处测得的增益。当输入信号施加到输入端IN和INB时，输出端OUTB的电压也改变。但是，输出端OUTB处的电压改变很小，因为连接到输出端OUTB的晶体管M3有一个二极管连接配置。因此，图1所示的差分放大器具有表达式1中表示的增益Av。
图1所示的差分放大器由于电流源和有源负荷而具有有限的输出摆幅，并且需要附加电路驱动电流源，从而为差分放大器电路提供恒定电流。因而，图1所示的差分放大器因为附加电路而消耗附加电流。此外，两个输出端OUT和OUTB处电压之间输出摆幅的限度和不平衡减小了电路中的噪声容限。
在题为“差分放大器”的韩国专利公开公告Kr2000-0009114中揭示了一种CMOS差分放大器。CMOS差分放大器通过经CMOS反相器的结构接收输入信号而获得高增益，并且不需要附加电路驱动电流源或电压源。但是，上述CMOS差分放大器不能够提供恒定的偏置电流。
图2是韩国专利公开公告Kr2000-0009114中揭示该类型的常规CMOS差分放大器的电路图。
如图2所示，CMOS差分放大器包括第一和第二差分放大部分11和21，第一和第二高压偏置部分12和22，以及第一和第二电压偏置部分13和23。第一和第二差分放大部分11和21分别经CMOS反相器14和15以及CMOS反相器24和25放大差分输入信号Vp和Vn。第一和第二高压偏置部分12和22根据第一和第二差分放大部分11和21的输出提供高偏置电压。第一和第二低压偏置部分13和23根据第一和第二差分放大部分11和21的输出提供低偏置电压。
在图2所示的CMOS差分放大器中，当输入电压Vp增大一个很小的电压电平且输入电压Vn减小一个很小的电压电平(当互补小信号施加到输入端时)时，第一高压偏置部分12的偏置电流增大，第一低压偏置部分13的偏置电流减小，因为作为输入信号Vp的电压增大的结果，节点N10的电压减小。
类似地，第二高压偏置部分22的偏置电流减小，第二低压偏置部分23的偏置电流增大，因为作为输入信号Vn的电压减小的结果，节点N20的电压增大。
另一方面，当输入电压Vp减小一个很小的电压电平且输入电压Vn增大一个很小的电压电平时，第一高压偏置部分12中的偏置电流减小且第一低压偏置部分13中的偏置电流增大，因为作为输入信号Vp电压减小的结果，节点N10的电压增大。
类似地，第二高压偏置部分22的偏置电流增大，第二低压偏置部分23的偏置电流减小，因为作为输入信号Vn的电压增大的结果，节点N20的电压减小。
因此，图2中所示的CMOS差分放大器在被输入小的差分信号时存在高压/低压以及第一/第二偏置部分的偏置电流的失配。此偏置电流的失配对差分放大器的增益、输出摆幅范围和频率特性有不良影响，导致放大器性能的下降。
发明内容
因此，提供本发明以基本上消除了由于上述限制所致的一个或多个问题以及相关技术中的缺陷。
本发明的一个特征在于提供了一种能够提供基本上恒定的偏置电流而不需附加电路去驱动电流源或电压源的差分放大器。
在一个实施例中，本发明旨在一种差分放大器。放大器包括第一电流源，耦接在第一电源电压和第一节点之间，配置成响应于控制信号和反相控制信号提供第一偏置电流。第二电流源耦接在第二电源电压和第二节点之间，配置成响应于控制信号和反相控制信号提供第二偏置电流。第一反相器耦接在第一节点和第二节点之间，配置成放大输入信号以产生反相输出信号。第二反相器耦接在第一节点和第二节点之间，配置成放大反相输入信号以产生输出信号。自偏置控制电路耦接在第一节点和第二节点之间，配置成响应于输入信号和反相输入信号产生控制信号和反相控制信号以控制第一偏置电流和第二偏置电流。
在一个实施例中，自偏置控制电路包括：第三反相器，配置成放大输入信号以产生反相控制信号；和第四反相器，配置成放大反相输入信号以产生控制信号。第一、第二、第三和第四反相器包括CMOS反相器，该反相器中第一PMOS晶体管和第一NMOS晶体管彼此串连连接。
在一个实施例中，第一电流源包括：第一子电流源，耦接在第一电源电压和第一节点之间，配置成响应于反相控制信号向第一节点提供第一子偏置电流；和第二子电流源，耦接在第一电源电压和第一节点之间，配置成响应于控制信号向第一节点提供第二子偏置电流，相对于第一子偏置电流以互补的方式控制二子偏置电流，和其中第一电流源相加第一子偏置电流和第二子偏置电流以产生第一偏置电流。
在一个实施例中，第二电流源包括：第一子电流吸收器(sink)，耦接在第二电源电压和第二节点之间，配置成响应于反相控制信号向第二节点提供第三子偏置电流；和第二子电流吸收器，耦接在第二电源电压和第二节点之间配置成响应于控制信号向第二节点提供第四子偏置电流，相对于第三子偏置电流以互补的方式控制第四子偏置电流，和其中第二电流源相加第三子偏置电流和第四子偏置电流以产生第二偏置电流。
在一个实施例中，当第四子偏置电流增大时第一子偏置电流增大，当第四子偏置电流减小时第一子偏置电流减小，当第三子偏置电流增大时第二子偏置电流增大，并当第三子偏置电流减小时第二子偏置电流减小。
在一个实施例中，第一偏置电流的量值与第二偏置电流的量值相同。第一子偏置电流源和第二子电流源分别包括第二PMOS晶体管，第一子电流吸收器和第二子电流吸收器分别包括NMOS晶体管。第二PMOS晶体管和第二NMOS晶体管工作在线性区。
在一个实施例中，第一电源电压约为1.8V，第二电源电压约为0V。输入信号和反相输入信号包括约偏置在0.9V的小信号。
根据本发明的上述示范性实施例，无需利用附加电路来驱动电流源或电压源地实现恒定的子偏置电流。而且实现了高增益和宽范围的输出摆幅。
附图说明
通过参考下列附图对示范性实施例的详细描述，本发明的上述及其它特征将变得更加清晰，其中：
图1是表示常规差分放大器的电路图；
图2是表示另一常规差分放大器的电路图；
图3是根据本发明一个示范性实施例的差分放大器的电路图；
图4是表示对应于图3所示差分放大器的反相器的CMOS反相器的电路图；
图5是表示图4所示CMOS反相器的小信号等效电路模型的电路图；
图6A是一种模拟波形的曲线，其中图1所示差分放大器输入摆幅约为0.4V；
图6B是一种模拟波形的曲线，其中图3所示差分放大器输入摆幅约为0.4V；
图7A是一种模拟波形的曲线，其中图1所示差分放大器输入摆幅约为0.04V；
图7B是一种模拟波形的曲线，其中图3所示差分放大器输入摆幅约为0.04V；
图8A是一种模拟波形的曲线，其中图1所示差分放大器输入摆幅约为0.004V；
图8B是一种模拟波形的曲线，其中图3所示差分放大器输入摆幅约为0.004V；
具体实施方式
在此详细描述本发明的实施例。但是此处描述的具体结构和功能细节只是示意性地表示本发明的实施例。本发明可以以多种不同的形式实施，不局限于在此给出的实施例。
因此，虽然本发明易于进行各种改型和具有替换形式，但在附图中通过实例展示特定实施例并做详细的描述。但是，应该理解，本发明不限于公开的特定形式，相反，本发明覆盖所有落入本发明实质和范围之内的改型、等同替换和变更。整个附图中相同的标号表示相同的元件。
图3是根据本发明一个实施例的差分放大器的电路图。
如图3所示，根据本发明一个实施例的差分放大器包括第一电流源310，第二电流源320，第一反相器330，第二反相器340和自偏置控制电路350。自偏置控制电路350包括第三反相器351和第四反相器352。
第一电流源310包括一对连接在第一电源电压VDD和第一节点N4之间的PMOS晶体管M11和M12。第二电流源320包括一对耦接在第二电源电压Vss和第二节点N1之间的NMOS晶体管M1和M2。
第一反相器330包括PMOS晶体管M7和NMOS晶体管M3。PMOS晶体管M7和NMOS晶体管M3串连连接在第一节点N4和第二节点N1之间。第一反相器330放大经输入端IN输入的输入信号以产生反相输出信号，输出到反相输出端OUTB。第二反相器340包括PMOS晶体管M10和NMOS晶体管M6。PMOS晶体管M10和NMOS晶体管M6串连连接在第一节点N4和第二节点N1之间。第二反相器340放大经反相输入端INB输入的反相信号以产生输出信号，输出到输出端OUT。
自偏置控制电路350连接在第一节点N4和第二节点N1之间，并产生控制信号和反相控制信号。控制信号和反相控制信号经第三节点N2和第四节点N3提供给第一电流源310和第二电流源320。
自偏置控制电路350包括第三反相器351和第四反相器352。第三反相器351产生反相控制信号，经第三节点N2控制第一电流源310和第二电流源320。第四反相器352产生控制信号，经第四节点N4控制第一电流源310和第二电流源320。
第三反相器351包括PMOS晶体管M8和NMOS晶体管M4。PMOS晶体管M8和NMOS晶体管M4串连连接在第一节点N4和第二节点N1之间。第三反相器351放大经输入端IN输入的输入信号以产生反相控制信号。反相控制信号经第三节点N2输出到第一电流源310和第二电流源320。
第四反相器352包括PMOS晶体管M9和NMOS晶体管M5。PMOS晶体管M9和NMOS晶体管M5串连连接在第一节点N4和第二节点N1之间。第四反相器352放大经反相输入端INB输入的反相输入信号以产生控制信号。控制信号经第四节点N3输出到第一电流源310和第二电流源320。
反相控制信号输入到第一电流源310的PMOS晶体管M11的栅极以及第二电流源320的NMOS晶体管M1的栅极。控制信号输入到第一电流源310的PMOS晶体管M12的栅极以及第二电流源320的NMOS晶体管M2的栅极。
图3所示的差分放大器无需利用附加电路驱动电流源地提供恒定偏置电流。以下将对图3所示差分放大器的工作进行详细描述。
当施加到输入端IN的输入电压(即，小信号电压)在施加到输入端INB的另一输入电压(即，小信号电压)减小时，流经第三反相器351的PMOS晶体管M8的电流减小，流经第三反相器351的NMOS晶体管M4的电流增大，使得第三节点N2的电压减小。因此，流经第一电流源310的PMOS晶体管M11de电流增大，流经第二电流源320的NMOS晶体管M1的电流减小。
同时，流经第四反相器352的PMOS晶体管M9的电流增大，流经第四反相器352的NMOS晶体管M5的电流减小，使得第四节点N3的电压增大。因此，流经第一电流源310的PMOS晶体管M12的电流减小，流经第二电流源320的NMOS晶体管M2的电流增大。
另一方面，当施加到输入端IN的输入电压减小而施加到其它输入端INB的输入电压增大时，流经第三反相器351的PMOS晶体管M8的电流增大而流经第三反相器351的NMOS晶体管M4的电流减小，使得第三节点N2的电压增大。因此，流经第一电流源310的PMOS晶体管M11的电流减小，而流经第二电流源320的NMOS晶体管M1的电流增大。
同时，流经第四反相器352的PMOS晶体管M9的电流减小而流经第四反相器352的NMOS晶体管M5的电流增大，使得第四节点N3的电压减小。因此，流经第一电流源310的PMOS晶体管M12的电流增大，流经第二电流源320的NMOS晶体管M2的电流减小。
结果，第一电流源310的PMOS晶体管M11和M12以彼此互补的形式工作，提供恒定电流，并且第二电流源320的NMOS晶体管M1和M2以彼此互补的形式工作也提供恒定电流。而且，当流经NMOS晶体管M2的电流增大时流经PMOS晶体管M11的电流增大，流经NMOS晶体管M2的电流减小时流经PMOS晶体管M11的电流减小。当流经NMOS晶体管M1的电流增大时流经PMOS晶体管M12的电流增大，流经NMOS晶体管M1的电流减小时流经PMOS晶体管M12的电流减小。因此，当输入信号和反相输入信号为互补小信号时，第一电流源310提供的第一偏置电流和第二电流源320提供的第二偏置电流基本上维持恒定。
因而，在图3所示的放大器电路配置中，不存在第一偏置电流与第二偏置电流之间的失配，第一电流源和第二电流源也以理想的电流源工作。当对输入端IN和INB输入互补小信号时，第一电流源310和第二电流源320用作理想的电流源，无需附加电路驱动第一电流源310和第二电流源320。
图3的第一电流源310的PMOS晶体管M11和M12以及第二电流源320的NMOS晶体管M1和M2工作在器件的线性区。第一节点N4维持在大约第一电源电压VDD的电压电平，第二节点N1维持在大约第二电源电压Vss的电压电平。因而，输出端OUT和OUTB的输出信号可以有一个较宽的电压摆幅范围。输出信号的宽摆幅范围导致当差分放大器与其它逻辑电路对接时较高的噪声容限。
下面将详细描述图3所示差分放大器的第一反相器330和第二反相器340的增益。第一反相器330和第二反相器340具有CMOS反相器的结构。下面解释第一反相器330的工作及增益。
图4是表示对应于图3所示差分放大器的反相器的CMOS反相器的电路图。
图4所示CMOS反相器与图3所示的第一反相器330除了PMOS晶体管MP直接连接到第一电源电压VDD以及NMOS晶体管MN直接连接到第二电源电压Vss外基本相同。相反，图3所示第一反相器的晶体管串连连接在第一节点N4和第二节点N1之间。但是，当对图3所示的差分放大器施加小信号输入时第一节点N4的电压电平基本上等于第一电源电压VDD，第二节点N1的电压电平基本上等于第二电源电压Vss。因而，下面将描述图4所示CMOS反相器的小信号增益。
图5是表示图4所示CMOS反相器的小信号等效电路模型的电路图。
参见图5，gmp和gmn分别代表PMOS晶体管MP和NMOS晶体管MN的跨导，rop和ron分别表示PMOS晶体管MP和NMOS晶体管MN的小信号输出电阻。图5中，vi和vo分别是图4所示输入电压Vi和输出电压Vo的小信号分量。参见图5，图4所示的CMOS反相器的小信号增益可以以表达式2算出。
<表达式2>
vo/vi＝-(gmp+gmn)(ron‖rop)
图3所示的第一反相器330的小信号增益按表达式2计算，第二反相器340的小信号增益与第一反相器330的增益相同，因为第一反相器330的结构与第二反相器340的结构一致，因此，图3所示的差分放大器具有几乎与表达式2中所述的增益相同的增益。
图3所示的差分放大器具有大约为图1所示差分放大器两倍的增益。
图6A是一种模拟波形的曲线，其中图1所示差分放大器输入摆幅约为0.4V。
图6A所示的模拟波形是第一电源电压VDD约为1.8V、第二电源电压Vss约为0V、输入信号的频率约为200MHz以及输入信号具有大约0.7V～1.1V的摆幅范围时的模拟结果。换言之，输入信号在相对大约0.9V在大约0.2V的宽度内摆动。以下把输入信号表示为V(IN.INB)＝0.2V，信号V(OUT)表示图1所示输出端OUT的输出信号。信号V(OUTB)代表图1所示输出端OUTB的输出信号。如图1和图6A所示，信号V(OUT)的摆幅范围受电流源Iss和晶体管M2或电流源Iss和晶体管M1的限制。因为连接二极管的晶体管M3，信号V(OUTB)的摆幅范围窄于信号V(OUT)的摆幅范围。在图6A中，信号V(OUT)在大约0.46V～1.59V的范围内摆动，ΔV(OUT)大约为1.13V。
图6B是输入/输出信号的模拟波形的曲线，其中图3所示差分放大器输入摆幅约为0.4V。图6B中所示的模拟波形是第一电源电压VDD约为1.8V、第二电源电压Vss约为0V、输入信号(IN.INB)的频率约为200MHz以及输入信号V(IN.INB)具有相对于大约0.9V有大约0.2V的摆幅范围时的模拟结果。信号V(OUT)表示图3所示输出端OUT的输出信号。信号V(OUTB)表示图3所示输出端OUTB的输出信号。如图3和图6B所示，图3中第一电流源310和第二电流源320的晶体管M1、M2、M11和M12工作在线性区，使得第一节点N4和第二节点N1分别维持在大约等于第一电源电压VDD的电压以及大约等于第二电源电压Vss的电压。因此，输出信号V(OUT)和信号V(OUTB)具有满摆幅电平并证实彼此对称。输出范围ΔV(OUT)约为1.41V。
在图6B和图6A的比较中，图3的差分放大器具有比图1所示的差分放大器更高的增益、从输出端OUT和OUTB输出的信号更对称以及更宽的摆幅范围。而且，与图1所示差分放大器的偏置电压相比，输出信号的偏置电压更接近图3所示差分放大器中输入信号的偏置电压、即大约0.9V。
图7A是输入/输出信号的模拟波形的曲线，其中图1所示差分放大器输入摆幅约为0.04V。如图7A所示，输出范围ΔV(OUT)约为0.18V。
图7B是输入/输出信号的模拟波形的曲线，其中图3所示差分放大器输入摆幅约为0.04V，如图7B所示，输出范围ΔV(OUT)约为0.18V。
图8A是输入/输出信号的模拟波形的曲线，其中图1所示差分放大器输入摆幅约为0.004V。如图8A所示，输出范围ΔV(OUT)约为14mV。
图8B是输入/输出信号的模拟波形的曲线，其中图3所示差分放大器输入摆幅约为0.004V。如图8B所示，输出范围ΔV(OUT)约为21mV。
总言之，图6A～8B的模拟结果表明，根据本发明实施例的图3所示差分放大器具有比图1所示常规差分放大器更高的增益和更宽的输出摆幅范围。尤其是参见图8A和8B的模拟结果，当输入信号具有例如0.004V的小摆幅范围时，根据本发明示范性实施例的差分放大器具有高于常规放大器大约两倍的增益。根据本发明示范性实施例的差分放大器在被提供互补小信号时，提供一种基本上恒定的偏置电流，无需附加电路驱动电流源。根据本发明示范性实施例的差分放大器采用CMOS反相器结构实现高的小信号增益。
第一电流源和第二电流源的晶体管在线性区工作，使得根据本发明实施例的差分放大器实现宽范围的输出摆幅和高的噪声容限。
而且根据本发明示范性实施例的差分放大器具有上/下和左/右的对称结构，从而实现了满差分输出并具有减小的畸变。
如上所述，根据本发明示范性实施例的差分放大器不需要附加电路驱动电流源或电压源。以此方式减小了功耗和电路尺寸。
虽然以上详细描述了本发明的实施例及其优点，但应该理解，在不脱离本发明范围的前提下可以进行各种改变、替换和更改。

Claims (11)

1.一种差分放大器，包括：
第一电流源，耦接在第一电源电压和第一节点之间，配置成响应于控制信号和反相控制信号提供第一偏置电流；
第二电流源，耦接在第二电源电压和第二节点之间，配置成响应于控制信号和反相控制信号提供第二偏置电流；
第一反相器，耦接在第一节点和第二节点之间，配置成放大输入信号以产生反相输出信号；
第二反相器，耦接在第一节点和第二节点之间，配置成放大反相输入信号以产生输出信号。
自偏置控制电路，耦接在第一节点和第二节点之间，配置成响应于输入信号和反相输入信号产生控制信号和反相控制信号以控制第一偏置电流和第二偏置电流。
2.如权利要求1所述的差分放大器，其中自偏置控制电路包括：
第三反相器，配置成放大输入信号以产生反相控制信号；和
第四反相器，配置成放大反相输入信号以产生控制信号。
3.如权利要求2所述的差分放大器，其中第一、第二、第三和第四反相器为CMOS反相器，其中第一PMOS晶体管和第一NMOS晶体管彼此串连连接。
4.如权利要求1所述的差分放大器，其中第一电流源包括：
第一子电流源，耦接在第一电源电压和第一节点之间，配置成响应于反相控制信号向第一节点提供第一子偏置电流；和
第二子电流源，耦接在第一电源电压和第一节点之间，配置成响应于控制信号向第一节点提供第二子偏置电流，相对于第一子偏置电流以互补的方式控制二子偏置电流，和其中第一电流源相加第一子偏置电流和第二子偏置电流以产生第一偏置电流。
5.如权利要求4所述的差分放大器，其中第二电流源包括：第一子电流吸收器，耦接在第二电源电压和第二节点之间，配置成响应于反相控制信号向第二节点提供第三子偏置电流；和
第二子电流吸收器，耦接在第二电源电压和第二节点之间，配置成响应于控制信号向第二节点提供第四子偏置电流，相对于第三子偏置电流以互补的方式控制第四子偏置电流，和其中第二电流源相加第三子偏置电流和第四子偏置电流以产生第二偏置电流。
6.如权利要求5所述的差分放大器，其中当第四子偏置电流增大时第一子偏置电流增大，当第四子偏置电流减小时第一子偏置电流减小，当第三子偏置电流增大时第二子偏置电流增大，并当第三子偏置电流减小时第二子偏置电流减小。
7.如权利要求6所述的差分放大器，其中第一偏置电流的量值与第二偏置电流的量值相同。
8.如权利要求5所述的差分放大器，其中第一子偏置电流源和第二子电流源分别包括第二PMOS晶体管，第一子电流吸收器和第二子电流吸收器分别包括NMOS晶体管。
9.如权利要求8所述的差分放大器，其中第二PMOS晶体管和第二NMOS晶体管工作在线性区。
10.如权利要求1所述的差分放大器，其中第一电源电压约为1.8V，第二电源电压约为0V。
11.如权利要求1所述的差分放大器，其中输入信号和反相输入信号包括约偏置在0.9V的小信号。
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