CH627597A5

CH627597A5 - Broadcasting system with code signalling

Info

Publication number: CH627597A5
Application number: CH194878A
Authority: CH
Inventors: Johan Machiel Schmidt; Johannes Otto Voorman; Henri Johan Van Der Heide
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1977-02-25
Filing date: 1978-02-22
Publication date: 1982-01-15
Also published as: NL7800581A; JPS53114301A; MX147105A; GB1579985A; FI780597A; SE429704B; ES467246A1; IT1156903B; HK22881A; CA1116241A; AR216939A1; SE7802031L; DE2807706A1; AT375511B; DE2807706C2; ATA134578A; NZ186531A; BE864272A; DK79978A; IT7867376A0

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Rundfunkanlage mit Kennsignalgabe, wobei sendeseitig ein einem Hauptträger in der Frequenz aufmoduliertes Multiplexsignal ausgestrahlt wird, das ein tonfrequentes Informationssignal, ein Stereoinforma- The invention relates to a radio system with identification signal transmission, in which a multiplex signal which is modulated in frequency on a main carrier is transmitted on the transmission side and which contains a sound-frequency information signal, a stereo information signal.

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Die Empfänger für eine derartige Anlage werden mit einem Dekoder versehen, der das binäre Kodesignal aus dem empfangenen Signal dekodiert und ausnutzt, beispielsweise zur völligen oder teilweisen optischen Wiedergabe der auf diese Weise übertragenen Information, so dass der Benutzer sofort feststellen kann, auf welchen Sender sein Empfänger abgestimmt ist. Auch ist es möglich, den Empfänger derart einzurichten, dass bei einem voreingestellten Kode ein Teil des Empfängers oder des Bandaufnahme- oder -wiedergabeapparates ein- bzw. ausgeschaltet wird. Insbesondere kann, wenn das Kodesignal einen Sonderkode enthält, der bei Verkehrsdurchsagen ausgestrahlt wird, dieser Kode dazu verwendet werden, den Wiedergabeteil eines Autoradioempfängers einzuschalten oder eine Bandwiedergabeanordnung die in Betrieb ist, auszuschalten. The receivers for such a system are provided with a decoder which decodes and uses the binary code signal from the received signal, for example for the complete or partial optical reproduction of the information transmitted in this way, so that the user can immediately determine which transmitter is on Receiver is matched. It is also possible to set up the receiver in such a way that a part of the receiver or of the tape recording or reproducing apparatus is switched on or off with a preset code. In particular, if the code signal contains a special code which is broadcast in traffic announcements, this code can be used to switch on the playback part of a car radio receiver or to switch off a tape player which is in operation.

Die obengenannte bekannte Rundfunkanlage mit Kennsignalgabe ist in der Praxis mit den folgenden Werten erprobt worden: The above-mentioned known radio system with identification signal transmission has been tested in practice with the following values:

Die Hilfsträgerfrequenz betrug 66 kHz und der Frequenzhub 1 kHz, so dass infolge der binären Information die Frequenz zwischen 65 kHz und 67 kHz geschaltet wurde. The subcarrier frequency was 66 kHz and the frequency swing 1 kHz, so that the frequency was switched between 65 kHz and 67 kHz due to the binary information.

Der angewandte Kode war der 6-Bit-ASCII-Kode mit 16 Zeichen pro Nachricht. The code used was the 6-bit ASCII code with 16 characters per message.

Die Amplitude des modulierten Kodesignals war derart gewählt worden, dass von dem insgesamt bei der Frequenzmodulation des Hauptträgers verfügbaren Frequenzhub von 75 kHz 1 kHz, also 1,33% vom Kodesignal beansprucht wird. Die verhältnismässig geringe Modulationstiefe (1 kHz) dieses Signals ist gewählt worden, weil aus Versuchen hervorgegangen ist, dass eine grössere Modulationstiefe Interferenzstörungen in manchen UKW-Empfängern herbeiführen kann. The amplitude of the modulated code signal was chosen such that the total frequency swing of 75 kHz available at frequency modulation of the main carrier is 1 kHz, ie 1.33% of the code signal. The relatively low modulation depth (1 kHz) of this signal was chosen because tests have shown that a greater depth of modulation can cause interference in some FM receivers.

Es hat sich jedoch herausgestellt, dass die notwendige geringe Amplitude des modulierten Kodesignals und die relativ hohe Frequenz desselben (66 kHz) zu einem schlechten Signal- However, it has been found that the necessary low amplitude of the modulated code signal and the relatively high frequency of the same (66 kHz) result in a poor signal.

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Rausch-Verhältnis führen. Damit das Kodesignal einwandfrei zurückgewonnen wird, ist daher im Empfänger ein qualitativ hochwertiges Filter mit einem guten Qualitätsfaktor und mit guter Temperaturstabilität notwendig. Ausserdem hat es sich herausgestellt, dass trotz der Verwendung eines derartigen hochwertigen und teuren Filters die Dekodierung des Kodesignals nicht mehr einwandfrei erfolgt bei Antennenspannungen unter 10 uVolt (an 60 Ohm), während der Durchschnitt-UKW-Empfänger bei derartigen Antennenspannungen noch einen durchaus akzeptierbaren Monoempfang liefert. Noise ratio lead. In order for the code signal to be recovered properly, a high-quality filter with a good quality factor and good temperature stability is necessary in the receiver. In addition, it has been found that despite the use of such a high-quality and expensive filter, the decoding of the code signal is no longer carried out correctly with antenna voltages below 10 uVolt (at 60 ohms), while the average VHF receiver with such antenna voltages still has a perfectly acceptable mono reception delivers.

Die Erfindung bezweckt nun, eine Rundfunkanlage mit Kenns:gnalgabe zu schaffen, die eine praktisch einwandfreie Dekodierung des Kodesignals ermöglicht bei empfangenen Antennenspannungen, bei welchen ein akzeptierbarer Monoempfang nicht oder kaum noch möglich ist, wobei der Musikempfang bestehender Empfänger nicht oder kaum spürbar gestört wird, während ausserdem hochwertige und dadurch teure Filtermittel im Empfänger vermieden werden können. Die erfindungsgemässe Rundfunkanlage weist dazu das Kennzeichen auf, dass der genannte weitere Hilfsträger eine nicht mit einer Harmonischen des Stereopilotsignals zusammenfallende Harmonische einer Subharmonischen dieses Stereopilotsignals ist, die sendeseitig aus derselben Frequenzquelle wie das Stereopilotsignal abgeleitet ist und dass das Kodesignal diesem Hilfsträger binär in Phase aufmoduliert ist. The invention now aims to provide a radio system with identification signal, which enables a practically perfect decoding of the code signal in the case of received antenna voltages at which an acceptable mono reception is not or hardly possible, the music reception of existing receivers being not or hardly noticeably disturbed, while high-quality and therefore expensive filter media can also be avoided in the receiver. For this purpose, the radio system according to the invention is characterized in that the further subcarrier mentioned is a harmonic of a subharmonic of this stereopilot signal which does not coincide with a harmonic of the stereopilot signal, which is derived on the transmission side from the same frequency source as the stereopilot signal and that the code signal is modulated in phase on this subcarrier .

Unter binärer Phasenmodulation wird, wie üblich, eine Phasenmodulation verstanden, wobei die Phase des Hilfsträgers durch das binäre Kodesignal um 180° umgepolt wird. Dies ergibt ein moduliertes Signal mit völlig ausgetastetem Träger. As usual, binary phase modulation is understood to mean phase modulation, the phase of the subcarrier being reversed by 180 ° by the binary code signal. This results in a modulated signal with the carrier completely blanked out.

Die Anwendung von Phasenmodulation des Hilfsträgers mit dem binären Kodesignal (phase shift keying) statt Frequenzmodulation (frequency shift keying) ergibt eine Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses. Anders als für die Démodulation des frequenzmodulierten Hilfsträgers ist für die Démodulation des phasenmodulierten Hilfsträgers jedoch ein nicht modulierter («reiner») Hilfsträger notwendig. Dieser Hilfsträger ist in dem binärphasenmodulierten Kodesignal nicht vorhanden, weil dabei der Hilfsträger selbst ausgetastet wird und nur Seitenbänder ausgestrahlt werden. Das empfangsseitige Erzeugen dieses Hilfsträgers kann jedoch durch Quadrierung des eintreffenden binär-phasenmodulierten Signals erfolgen, wobei ein Träger mit doppelter Frequenz entsteht, und weiter dadurch, dass dieser Träger mit doppelter Frequenz ausgefiltert wird, wonach mittels eines Frequenzhalbierers der Träger mit der ursprünglichen Frequenz aus dem Träger mit der doppelten Frequenz zurückgewonnen werden kann. The use of phase modulation of the subcarrier with the binary code signal (phase shift keying) instead of frequency modulation (frequency shift keying) results in an improvement in the signal-to-noise ratio. In contrast to the demodulation of the frequency-modulated subcarrier, a non-modulated ("pure") subcarrier is necessary for the demodulation of the phase-modulated subcarrier. This subcarrier is not present in the binary phase modulated code signal because the subcarrier itself is blanked out and only sidebands are broadcast. The generation of this subcarrier at the receiving end can, however, take place by squaring the incoming binary-phase-modulated signal, whereby a carrier with double frequency is produced, and further by filtering out this carrier with double frequency, after which the carrier with the original frequency is extracted from the Carrier with the double frequency can be recovered.

Bei diesem Verfahren muss im Falle schlechter Signal-Rausch-Verhältnisse der Träger mit der doppelten Frequenz aus einem rauschbehafteten Signal erhalten werden. Wird dazu beispielsweise eine sogenannte Phasenschleife (Phase Locked Loop) verwendet, so kann dies zwar dadurch erfolgen, dass in dieser Schleife ein Tiefpassfilter mit niedriger Grenzfrequenz verwendet wird derart, dass der spannungsgesteuerte Oszillator der Phasenschleife nicht zuviel vom Rauschanteil phasenmoduliert wird; andererseits verringert ein derartiges Tiefpass-filter mit niedriger Grenzfrequenz den Fangbereich der Phasenschleife derart, dass nun ein spannungsgesteuerter Oszillator mit sehr stabiler Freilauffrequenz notwendig ist. Dies kann praktisch nur mit einem kristallgesteuerten Oszillator erreicht werden. With this method, in the case of poor signal-to-noise ratios, the carrier with twice the frequency must be obtained from a signal with noise. If, for example, a so-called phase loop (phase locked loop) is used for this purpose, this can be done by using a low-pass filter with a low cutoff frequency in such a way that the voltage-controlled oscillator of the phase loop is not phase-modulated too much of the noise component; on the other hand, such a low-pass filter with a low cut-off frequency reduces the capture range of the phase loop in such a way that a voltage-controlled oscillator with a very stable freewheeling frequency is now necessary. This can practically only be achieved with a crystal-controlled oscillator.

Mit der vorliegenden Anlage bei der binäre Phasenmodulation des Hilfsträgers für das Kodesignal zusammen mit einer sendeseitig festgelegten Frequenzbeziehung zwischen dem Stereopilotsignal und dem genannten Hilfsträger angewandt wird, wird eine Anlage erhalten, in der ohne hochwertige Mittel dekodiert werden kann und die für schlechte Signal-Rausch-Verhältnisse relativ unempfindlich ist. With the present system for the binary phase modulation of the subcarrier for the code signal, together with a frequency relationship between the stereo pilot signal and the subcarrier specified on the transmission side, a system is obtained in which decoding can be carried out without high-quality means and which is suitable for poor signal-to-noise. Conditions is relatively insensitive.

Der Hilfsträger für das Senderkennungsignal kann nun mit viel einfacheren Mitteln zurückgewonnen werden, weil das Stereopilotsignal mit viel grösserem Frequenzhub (10% des Gesamtfrequenzhubes von 75 kHz) dem Hauptträger aufmodu-5 liert sein kann als das Senderkennungssignal selbst (1,33% des Gesamtfrequenzhubes von 75 kHz). In einem Empfänger für die vorliegende Anlage können durch verschiedene Laufzeiten für das modulierte Kodesignal und für das Stereopilotsignal in der Abstimmeinheit und in dem UKW-Teil des Empfängers io Phasenfehler entstehen. Auch entstehen Phasenmehrdeutigkeiten, wenn die Hilfsträgerfrequenz ( cok) des modulierten Kodesignals gleich einer «gebrochenen» Harmonischen des Stereopilotsignals ( co) gewählt worden ist; darunter wird verstanden: (Ok — n/m co, wobei m und n ganz sind, jedoch n nicht durch m 15 teilbar ist. Die Frequenzteilungen, die dabei im Sender und im Empfänger notwendig sind, führen diese Phasenmehrdeutigkeit herbei. The subcarrier for the transmitter identification signal can now be recovered with much simpler means because the stereo pilot signal with a much larger frequency deviation (10% of the total frequency deviation of 75 kHz) can be modulated onto the main carrier than the transmitter identification signal itself (1.33% of the total frequency deviation of 75 kHz). In a receiver for the present system, various delay times for the modulated code signal and for the stereo pilot signal in the tuning unit and in the VHF part of the receiver can result in phase errors. There are also phase ambiguities if the subcarrier frequency (cok) of the modulated code signal has been chosen to be equal to a “broken” harmonic of the stereo pilot signal (co); this means: (Ok - n / m co, where m and n are whole, but n is not divisible by m 15. The frequency divisions that are necessary in the transmitter and in the receiver cause this phase ambiguity.

Nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im Empfänger eine automatische Phasenkorrekturanordnung ver-20 wendet, die die Phase der zur Detektion des modulierten Kodesignals erforderlichen nicht modulierten Welle gegenüber dem modulierten Kodesignal selbst einstellen kann. Diese Phasenkorrekturanordnung wird dabei aus einem Phasendetektor gesteuert, der die Phase des modulierten Kodesignals mit der 25 des aus dem Stereopilotsignal erhaltenen Trägers vergleicht und abhängig vom Resultat dieses Vergleiches etwaige Phasenfehler korrigiert. Da in dem binär modulierten Kodesignal der Träger selbst fehlt, kann dies jedoch nicht ohne weiteres erfolgen. According to one embodiment of the invention, an automatic phase correction arrangement is used in the receiver, which can adjust the phase of the non-modulated wave required for the detection of the modulated code signal relative to the modulated code signal itself. This phase correction arrangement is controlled by a phase detector which compares the phase of the modulated code signal with that of the carrier obtained from the stereo pilot signal and corrects any phase errors depending on the result of this comparison. However, since the carrier itself is missing in the binary-modulated code signal, this cannot be done easily.

30 Ein erstes Verfahren, diese Schwierigkeit zu lösen, ist die Anwendung von Frequenzverdopplung des modulierten Kodesignals, wobei ein nicht modulierter Träger mit doppelter Hilfsträgerfrequenz entsteht. Dieser Träger mit doppelter Hilfsträgerfrequenz wird einem Eingang des Phasendetektors zuge-35 führt, wobei dem anderen Eingang ein durch Frequenzmultiplikation und/oder -teilung des Stereopilotsignals erhaltener Träger mit ebenfalls doppelter Hilfsträgerfrequenz zugeführt wird. 30 A first method to solve this difficulty is to use frequency doubling of the modulated code signal, whereby an unmodulated carrier with twice the subcarrier frequency is created. This carrier with double subcarrier frequency is fed to one input of the phase detector, the other input being supplied with a carrier with likewise double subcarrier frequency obtained by frequency multiplication and / or division of the stereo pilot signal.

Ein zweites Verfahren besteht aus der Verwendung eines Phasenumpolers in einer der Eingangsleitungen oder im Aus-40 gang des Phasendetektors, welcher Phasenumpoler von dem demodulierten Ausgangssignal des synchronen Detektors gesteuert wird. A second method consists of using a phase umpoleer in one of the input lines or in the output of the phase detector, which phase umpoller is controlled by the demodulated output signal of the synchronous detector.

Es stellt sich heraus, dass in beiden Fällen eine Phasenzweideutigkeit bei der Detektion des Kodesignals resultiert. Diese 45 Phasenzweideutigkeit wirkt nicht störend, wenn ein dafür unempfindlicher Kode verwendet wird, beispielsweise ein sogenannter differentieller Kode; dies ist ein Kode, wobei die beiden binären Zustände nicht durch zwei Phasenzustände des Hilfsträgers, sondern durch das etwaige Auftreten eines Pha-5o senübergangs von der einen Phase in die andere oder umgekehrt übertragen werden. It turns out that in both cases a phase ambiguity results in the detection of the code signal. This 45-phase ambiguity does not have a disturbing effect if a code which is insensitive to it is used, for example a so-called differential code; this is a code, the two binary states not being transmitted by two phase states of the subcarrier but by the possible occurrence of a phase transition from one phase to the other or vice versa.

Die Frequenz des Hilfsträgers wird vorzugsweise zwischen der dritten und fünften Harmonischen des Stereopilotsignals gewählt. Eine Wahl unter der dritten Harmonischen bringt den 55 Hilfsträger zu nahe beim Spektrum des Stereoinformationssignals und die Wahl über der fünften Harmonischen erhöht die Gefahr von Störungen infolge von Nachbarsendern. The frequency of the subcarrier is preferably chosen between the third and fifth harmonics of the stereo pilot signal. A choice below the third harmonic brings the 55 subcarrier too close to the spectrum of the stereo information signal and the choice above the fifth harmonic increases the risk of interference from neighboring stations.

Weiterhin kann in einer Anzahl Stereoempfänger Interferenz zwischen dem Hilfsträger für die Senderkennung und der so zweiten Harmonischen des bei der Stereodetektion erforderlichen 38-kHz-Signals, das der vierten Harmonischen des Pilotsignals entspricht, auftreten. Dies führt dazu, den Hilfsträger für die Kennsignalgabe nicht zu nahe bei dieser vierten Harmonischen zu wählen. Furthermore, interference can occur in a number of stereo receivers between the subcarrier for the transmitter identification and the second harmonic of the 38 kHz signal required for the stereo detection, which corresponds to the fourth harmonic of the pilot signal. This means that the subcarrier for the identification signal is not chosen too close to this fourth harmonic.

65 Wegen der üblicherweise nichtlinearen Phasenkennlinie des ZF-Teils des Empfängers entsteht im Multiplexsignal ein Interferenzprodukt mit einer Frequenz entsprechend der Differenzfrequenz zwischen dem Hilfsträger und dem Stereopilot- 65 Because of the usually non-linear phase characteristic of the IF part of the receiver, an interference product with a frequency corresponding to the frequency difference between the subcarrier and the stereopilot

signal. Dieses Interferenzprodukt kann nach Detektion mit dem 38-kHz-Träger eine hörbare Störung geben, wenn der Hilfsträger zu nahe bei der dritten Harmonischen des Stereopilotsignals liegt. signal. This interference product can give an audible disturbance after detection with the 38 kHz carrier if the subcarrier is too close to the third harmonic of the stereo pilot signal.

Die obengenannte nichtlineare Phasenkennlinie verursacht weitere Störungen in der Umgebung der ganzen Harmonischen des Stereopilotsignals. Diese Erwägungen führen dazu, den Hilfsträger für das Kodesignal nicht mit einer ganzen Harmonischen des Stereopilotsignals zusammenfallen zu lassen. Es wird aus diesem Grunde bevorzugt, für den Hilfsträger für das Kodesignal eine «gebrochene» Harmonische des Stereopilotsignals zu wählen und die dabei auftretende Phasenmehrdeutigkeit im Empfänger auf die obenstehend beschriebene Art und Weise rückgängig zu machen. The above-mentioned nonlinear phase characteristic causes further disturbances in the vicinity of the whole harmonic of the stereo pilot signal. These considerations mean that the subcarrier for the code signal does not coincide with a whole harmonic of the stereo pilot signal. For this reason, it is preferred to choose a “broken” harmonic of the stereo pilot signal for the subcarrier for the code signal and to reverse the phase ambiguity that occurs in the receiver in the manner described above.

Auf Grund der obengenannten Erwägungen ist es erwünscht, den Hilfsträger in die Mitte zwischen zwei Harmonische des Steuerpilotsignals zu legen, beispielsweise auf 7A oder % des Stereopilotsignals. Die Erfindung wurde erprobt mit einer Hilfsträgerfrequenz entsprechend dem 7/z-fachen der Pilotfrequenz, aus Deutlichkeitsgründen ist ein Ausführungsbeispiel für eine Hilfsträgerfrequenz entsprechend dem fachen der Pilotfrequenz gegeben. Because of the above considerations, it is desirable to place the subcarrier midway between two harmonics of the control pilot signal, for example at 7A or% of the stereo pilot signal. The invention has been tested with an auxiliary carrier frequency corresponding to 7 / z times the pilot frequency. For reasons of clarity, an exemplary embodiment for an auxiliary carrier frequency corresponding to the pilot frequency is given.

Eine weitere Ausführungsform der Rundfunkanlage mit Kennsignalgabe, bei der unter Beibehaltung einer zuverlässigen Übertragung der Kodeinformation, eine verringerte Gefahr vor Störungen bestehender Empfänger möglich ist, besteht darin, dass der weitere Hilfsträger mit dem modulierten Kodesignal in wenigstens einer der beiden Hälften des durch das Stereopilotsignal in zwei Teile aufgeteilten Frequenzgebietes zwischen der oberen Grenze des Frequenzspektrums des tonfrequenten Informationssignals und der unteren Grenze des Frequenzspektrums des modulierten Stereoinformationssignals liegt und dass das modulierte Kodesignal eine Amplitude aufweist, die den Hauptträger um weniger als 1 kHz, vorzugsweise um 0,25 kHz abweichen lässt. A further embodiment of the radio system with identification signal transmission, in which a reduced risk of interference with existing receivers is possible while maintaining reliable transmission of the code information, consists in the further subcarrier with the modulated code signal in at least one of the two halves of the signal generated by the stereo pilot signal in two parts of the divided frequency area between the upper limit of the frequency spectrum of the sound-frequency information signal and the lower limit of the frequency spectrum of the modulated stereo information signal and that the modulated code signal has an amplitude that allows the main carrier to deviate by less than 1 kHz, preferably by 0.25 kHz.

Durch diese Massnahme werden die nachfolgenden Effekte erhalten: The following effects are obtained by this measure:

1. Dadurch, dass der Hilfsträger für die Kennsignalgabe nun von den höheren Harmonischen des 38-kHz-Stereodetektions-signals weit entfernt ist, können diese höheren Harmonischen in bestehenden Empfängern keine hörbaren Interferenzen mehr verursachen. 1. Because the subcarrier for the identification signal is now far removed from the higher harmonics of the 38 kHz stereo detection signal, these higher harmonics can no longer cause audible interference in existing receivers.

2. Dadurch, dass der Hilfsträger für die Kennsignalgabe nun viel niedriger in dem Frequenzspektrum des Multiplexsignals liegt, ist das Signal-Rauschverhältnis wesentlich günstiger. Das modulierte Kodesignal kann daher eine noch geringere Amplitude aufweisen als dies mit einem Hilfsträger von beispielsweise 66,5 kHz der Fall war. Zur Erläuterung diene, dass bei der betreffenden bevorzugten Ausführungsform für eine zuverlässige Kennsignalgabe das modulierte Kodesignal etwa nur 0,25 kHz von dem maximalen Frequenzhub von 75 kHz zu beanspruchen braucht. Bei einem Hilfsträger von 66,5 kHz ist dazu etwa 1 kHz notwendig. Mit der viel geringeren Hilfsträgeram-plitude ist selbstverständlich die Gefahr vor Interferenzstörungen mit anderen Bestandteilen des Multiplexsignals wesentlich verringert. 2. Because the subcarrier for the identification signal is now much lower in the frequency spectrum of the multiplex signal, the signal-to-noise ratio is considerably more favorable. The modulated code signal can therefore have an even lower amplitude than was the case with an auxiliary carrier of, for example, 66.5 kHz. It serves to explain that in the preferred embodiment in question, the modulated code signal needs to take up only about 0.25 kHz of the maximum frequency deviation of 75 kHz for reliable identification signaling. With a subcarrier of 66.5 kHz, about 1 kHz is necessary. With the much lower subcarrier amplitude, the risk of interference with other components of the multiplex signal is of course significantly reduced.

Eine noch weitere Verringerung der Gefahr von Störungen in bestehenden Empfängern, insbesondere bei Monoempfang, kann dadurch erreicht werden, dass in jeder der beiden Hälften des genannten, durch das Stereopilotsignal in zwei Teile aufgeteilten Frequenzgebietes ein mit dem Kodesignal binär phasenmodulierter Hilfsträger liegt und dass die beiden mit dem Kodesignal modulierten Hilfsträger gleiche Amplituden aufweisen und gegenüber dem Stereopilotsignal eine derartige Phase, dass sie zusammen mit dem Stereopilotsignal ein Signal bilden, das durch Quadraturmodulation des Stereopilotsignals mit einem von dem Stereopilotsignal abgeleiteten Subträger, der selbst mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist, ent627597 A further reduction in the risk of interference in existing receivers, in particular in the case of mono reception, can be achieved in that in each of the two halves of the said frequency range, which is divided into two parts by the stereo pilot signal, there is an auxiliary carrier that is binary-phase-modulated with the code signal and that the two Subcarriers modulated with the code signal have the same amplitudes and a phase in relation to the stereo pilot signal that they form, together with the stereo pilot signal, a signal which, by quadrature modulation of the stereo pilot signal with a subcarrier derived from the stereo pilot signal, which itself is binary phase modulated with the code signal, ent627597

steht. stands.

Bei einem derartigen Signal kann jedes der binär phasenmodulierten Hilfsträgersignale als Seitenband eines Doppelsei-tenbandsignals mit dem Stereopilotsignal als Träger betrachtet werden. Das Stereopilotsignal ist dabei mit einem Modulationssignal quadratur-moduliert, das selbst wieder mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist. Das Modulationssignal hat dabei eine Frequenz entsprechend der Differenz zwischen der Frequenz des Stereopilotsignals und eines Hilfsträgers. Eine praktisch erprobte Ausführungsform weist ausser dem Stereopilotsignal mit einer Frequenz fp entsprechend 19 kHz einen ersten mit dem Kodesignal binär phasenmodulierten Hilfsträger von 16,625 kHz (7/s fp) und einen zweiten mit dem Kodesignal binär phasenmodulierten Hilfsträger von 21,375 kHz (% fp) auf. Bei gleichen Amplituden der beiden Hilfsträger und bei richtiger Phasenbeziehung zwischen den Hilfsträgern und dem Stereopilotsignal untereinander bilden die drei Signale zusammen ein Stereopilotsignal, das mit einem Subträgersignal entsprechend Va fp quadratur-moduliert ist, das selbst wieder mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist. Dazu soll der eine Hilfsträger gegenüber dem 90°-gedrehten Stereopilotsignal gleich viel in Phase voreilen wie der andere gegenüber dem 90°-gedrehten Stereopilotsignal nacheilt, mit anderen Worten, die Resultierende der beiden modulierten Hilfsträger hat gegenüber dem Stereopilotsignal eine 90°-Phasendrehung. In the case of such a signal, each of the binary phase-modulated subcarrier signals can be regarded as a sideband of a double-sideband signal with the stereo pilot signal as a carrier. The stereo pilot signal is quadrature-modulated with a modulation signal which itself is again phase-modulated with the code signal. The modulation signal has a frequency corresponding to the difference between the frequency of the stereo pilot signal and an auxiliary carrier. A practically tested embodiment has, in addition to the stereo pilot signal with a frequency fp corresponding to 19 kHz, a first auxiliary carrier of 16.625 kHz (7 / s fp) binary-phase-modulated with the code signal and a second auxiliary carrier of 21.375 kHz (% fp) binary-phase-modulated with the code signal. With the same amplitudes of the two subcarriers and with the correct phase relationship between the subcarriers and the stereo pilot signal, the three signals together form a stereo pilot signal which is quadrature-modulated with a subcarrier signal corresponding to Va fp, which itself is again phase-modulated with the code signal. For this purpose, one subcarrier should lead the phase by as much as the 90 ° rotated stereo pilot signal as the other should lag behind the 90 ° rotated stereo pilot signal, in other words, the resultant of the two modulated auxiliary carriers has a 90 ° phase shift compared to the stereo pilot signal.

Die Summe aus dem Stereopilotsignal und den beiden Hilfsträgern bildet ein Pilotsignal, dessen Amplitude nahezu konstant ist. Da es insbesondere die Amplitudenschwankungen des Pilotsignals sind, die zu Distorsionsprodukten infolge der nicht linearen Phasenkennlinie des ZF-Teils der Empfänger führen, wird durch die obenstehend beschriebene Massnahme eine zusätzliche Distorsionsverringerung erhalten. The sum of the stereo pilot signal and the two subcarriers forms a pilot signal whose amplitude is almost constant. Since it is in particular the amplitude fluctuations of the pilot signal which lead to distortion products as a result of the non-linear phase characteristic of the IF part of the receiver, an additional reduction in distortion is obtained by the measure described above.

Es ist auch möglich, für die beiden mit dem Kodesignal modulierten Hilfsträger eine derartige Phase zu wählen, dass ihre Resultierende immer mit dem Stereopilotsignal zusammenfällt (0° oder 180°). Die beiden als Seitenbänder des Stereopilotsignals wirksamen Hilfsträger verursachen dann eine Amplitudenmodulation des Stereopilotsignals mit einem Trägersignal, das selbst mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist. It is also possible to select such a phase for the two subcarriers modulated with the code signal that their resultant always coincides with the stereo pilot signal (0 ° or 180 °). The two auxiliary carriers which act as sidebands of the stereo pilot signal then cause amplitude modulation of the stereo pilot signal with a carrier signal which is itself phase-modulated in binary form with the code signal.

Bei Zuführung des durch die beiden Hilfsträger doppelsei-tenbandig quadratur- oder amplitudenmodulierten Stereopilotsignals oder des durch den einen Hilfsträger einseitenbandig phasen- und amplitudenmodulierten Stereopilotsignals zu dem Stereodekoder der Rundfunkempfänger, werden durch das in derartigen Empfängern vorhandene Stereopilotfilter die sowieso bereits kleine Hilfsträgeramplituden soweit gegenüber dem Stereopilotsignal selbst unterdrückt, dass Störung der Stereodetektion praktisch nicht auftritt Eine derartige Störung wäre viel grösser bei direkter Phasen- oder Amplitudenmodulation des Stereopilotsignals mit dem Kodesignal. When the stereo pilot signal quadrature or amplitude-modulated by the two auxiliary carriers is fed to the stereo decoder or the amplitude-modulated stereo pilot signal by the one auxiliary carrier to the stereo decoder of the radio receiver, the stereopilot filter present in such receivers means that the auxiliary carrier amplitudes are already small compared to the stereopilot signals suppresses itself that interference of the stereo detection practically does not occur. Such an interference would be much greater with direct phase or amplitude modulation of the stereo pilot signal with the code signal.

Die Störung ist selbstverständlich auch grösser, je nachdem die Hilfsträger näher beim Stereopilotsignal liegen (beispielsweise auf "/i2 fp und/oder 13/n fp). Andererseits wird bei einem zu grossen Abstand zwischen dem Hilfsträger und dem Stereopilotsignal der Hilfsträger zu nahe am Frequenzspektrum des Toninformationssignals oder des modulierten Stereoinformationssignals liegen. Auf Grund dieser Erwägungen empfiehlt es sich, einen Abstand entsprechend lk fp zwischen dem Hilfsträger (bzw. den Hilfsträgern) und dem Stereopilotsignal zu wählen. The interference is of course also greater, depending on the subcarrier being closer to the stereo pilot signal (for example to "/ i2 fp and / or 13 / n fp). On the other hand, if the distance between the subcarrier and the stereo pilot signal is too great, the subcarrier becomes too close to the frequency spectrum On the basis of these considerations, it is advisable to choose a distance corresponding to lk fp between the auxiliary carrier (or the auxiliary carriers) and the stereo pilot signal.

Da bei dieser Ausführungsform die Hilfsträgerfrequenz relativ nahe bei der des Stereopilotsignals liegt, wird es bevorzugt, in dem für den Empfang derartiger Signale eingerichteten Empfänger den modulierten Hilfsträger 7/s fp und/oder % fp) zunächst mit dem Stereopilotsignal auf eine mit dem Stereopilotsignal harmonisch relatierte Zwischenfrequenz (Va fp) zu mischen, welche Frequenz der Differenz zwischen der Hilfs5 Since in this embodiment the subcarrier frequency is relatively close to that of the stereo pilot signal, it is preferred that the modulated subcarrier 7 / s fp and / or% fp) in the receiver set up for the reception of such signals is first harmonized with the stereopilot signal to match the stereopilot signal Related intermediate frequency (Va fp) to mix which frequency is the difference between the auxiliary5

5 5

10 10th

15 15

20 20th

25 25th

30 30th

35 35

40 40

45 45

50 50

55 55

60 60

65 65

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trägerfrequenz und der Stereopilotsignalfrequenz entspricht. Die synchrone Detektion des Kodesignals kann dann auf dieser niedrigeren Frequenz auf entsprechende Weise wie obenstehend bereits beschrieben wurde, erfolgen. Carrier frequency and the stereo pilot signal frequency corresponds. The synchronous detection of the code signal can then take place at this lower frequency in a corresponding manner as already described above.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen: Embodiments of the invention are shown in the drawings and are described in more detail below. Show it:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Senders für ein erstes Ausführungsbeispiel der Rundfunkanlage, 1 is a block diagram of an embodiment of a transmitter for a first embodiment of the radio system,

Fig. 2 das Frequenzspektrum des bei dem ersten Ausführungsbeispiel der Rundfunkanlage sendeseitig erzeugten und empfangsseitig nach FM-Demodulation erhaltenen Multiplexsignals, 2 shows the frequency spectrum of the multiplex signal generated in the first embodiment of the radio system on the transmission side and received on the reception side after FM demodulation,

Fig. 3 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels eines Empfängers, 3 shows a block diagram of a first exemplary embodiment of a receiver,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines Empfängers, 4 shows a block diagram of a second exemplary embodiment of a receiver,

Fig. 5, Fig. 5a ein Blockschaltbild eines Senders für ein zweites Ausführungsbeispiel der Rundfunkanlage, 5, 5a is a block diagram of a transmitter for a second embodiment of the radio system,

Fig. 6 das Frequenzspektrum des dabei sendeseitig erzeugten und empfangsseitig nach FM-Demodulation erhaltenen Multiplexsignals, 6 shows the frequency spectrum of the multiplex signal generated on the transmission side and received on the reception side after FM demodulation,

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Empfängers zum Empfang eines Signals, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist, 7 is a block diagram of an embodiment of a receiver for receiving a signal, as shown in FIG. 6,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels eines Empfängers zum Empfang eines Signals, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist. Fig. 8 is a block diagram of a second embodiment of a receiver for receiving a signal, as shown in Fig. 6.

Der Sender nach Fig. 1 enthält eine Quelle linker Tonsignale 1 und eine Quelle rechter Tonsignale 2. Die linken und rechten Tonsignale werden über je ein Vorverzerrungsnetzwerk 3 bzw. 4 über ein Tiefpassfilter 5 bzw. 6 mit einer Grenzfrequenz entsprechend 15 kHz einer Addierschaltung 7 und einer Subtrahierschaltung 8 zugeführt. Das von der Addierschaltung herrührende Summensignal L + R wird danach einem Eingang 9 eines Multiplexers 10 zugeführt. Das Differenzsignal L-R der Subtrahierschaltung 8 wird in einem Gegentaktmodulator 11 einem Stereohilfsträger von beispielsweise 38 kHz aufmoduliert und das auf diese Weise erhaltene modulierte Stereoinformationssignal, das aus zwei Seitenbändern mit unterdrücktem Stereohilfsträger besteht, wird über ein Bandpassfilter 12 einem zweiten Eingang 13 des Multiplexers 10 zugeführt. 1 contains a source of left audio signals 1 and a source of right audio signals 2. The left and right audio signals are each via a predistortion network 3 or 4 via a low-pass filter 5 or 6 with a cutoff frequency corresponding to 15 kHz of an adder circuit 7 and a subtracting circuit 8 supplied. The sum signal L + R originating from the adding circuit is then fed to an input 9 of a multiplexer 10. The differential signal L-R of the subtracting circuit 8 is modulated in a push-pull modulator 11 onto a stereo auxiliary carrier of, for example, 38 kHz, and the modulated stereo information signal obtained in this way, which consists of two sidebands with suppressed stereo auxiliary carrier, is fed to a second input 13 of the multiplexer 10 via a bandpass filter 12.

Der Sender aus Fig. 1 enthält weiter einen stabilen Oszillator 14, beispielsweise einen Kristalloszillator, der eine als Stereopilotsignal dienende Welle von im allgemeinen 19 kHz liefert. Dieses Stereopilotsignal wird einem dritten Eingang 15 des Multiplexers 10 zugeführt. The transmitter of FIG. 1 further contains a stable oscillator 14, for example a crystal oscillator, which delivers a wave of 19 kHz, which is used as a stereo pilot signal. This stereo pilot signal is fed to a third input 15 of the multiplexer 10.

Das Stereopilotsignal des Oszillators 14 wird ebenfalls einer sogenannten Phasenschleife (Phaselocked loop) 16, die einen Phasendetektor 16a, ein Tiefpassfilter 16b, einen spannungsgesteuerten Oszillator 16c und einen Frequenzhalbierer 16d enthält, zugeführt. Die Phasenschleife 16 dient zum Erzeugen eines Hilfsträgers, dessen Frequenz (38 kHz) der doppelten Frequenz des Stereopilotsignals entspricht und der mit dem Stereopilotsignal phasenfest gekoppelt ist. Die Wirkungsweise einer derartigen Phasenschleife ist bekannt; das 38-kHz-Ausgangssignal des Oszillators 16c wird im Halbierer 16d in ein 19-kHz-Signal umgewandelt, das im Phasendetektor 16a mit dem 19-kHz-Pilotsignal des Oszillators 14 verglichen wird. Die Ausgangsspannung des Phasendetektors 16a wird im Tiefpassfilter 16b gefiltert und als Regelspannung dem Oszillator 16c zugeführt. The stereopilot signal of the oscillator 14 is also fed to a so-called phase-locked loop 16, which contains a phase detector 16a, a low-pass filter 16b, a voltage-controlled oscillator 16c and a frequency divider 16d. The phase loop 16 is used to generate an auxiliary carrier whose frequency (38 kHz) corresponds to twice the frequency of the stereo pilot signal and which is phase-locked to the stereo pilot signal. The mode of operation of such a phase loop is known; the 38 kHz output signal of the oscillator 16c is converted in the halver 16d into a 19 kHz signal, which is compared in the phase detector 16a with the 19 kHz pilot signal of the oscillator 14. The output voltage of the phase detector 16a is filtered in the low-pass filter 16b and fed to the oscillator 16c as a control voltage.

Das 38-kHz-Ausgangssignal der Phasenschleife 16 wird über einen Phasenschieber 17 als Stereohilfsträger dem Modulator 11 zur Modulation des L-R-Signals zugeführt. Der Phasenschieber 17 dient dazu, dem Hilfsträger die international The 38 kHz output signal of the phase loop 16 is fed via a phase shifter 17 as a stereo auxiliary carrier to the modulator 11 for modulating the L-R signal. The phase shifter 17 serves the subcarrier the international

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vorgeschriebene Phase gegenüber dem 19-kHz-Stereopilotsig-nal zu geben. to give the prescribed phase in relation to the 19 kHz stereo pilot signal.

Eine zweite an den 19-kHz-Oszillator angeschlossene Phasenschleife 18 enthält einen Phasendetektor 18a, ein Tiefpassfil-5 ter 18b, einen spannungsgesteuerten Oszillator 18c und einen 16-Teiler 18d. Die Phasenschleife 18 arbeitet auf entsprechende Weise wie die Phasenschleife 16 und liefert ein mit dem Stereopilotsignal phasenfest gekoppeltes Ausgangssignal von 304 kHz, d. h. die 16-fache Pilotfrequenz. Das 304-kHz-Signal der io Phasenschleife 18 wird danach in einem 5-Teiler 19 auf 60,8 kHz zurückgebracht und dieses letzte Signal wird als Hilfsträger des Senderkennungssignals dem Trägereingang eines Gegentaktmodulators 20 zugeführt. Der Modulationseingang dieses Modulators ist an eine auf schematische Weise darge-15 stellte Anordnung 21 zum Erzeugen eines geeigneten binären Kodes angeschlossen, in dem die Senderkennungsinformation vorhanden ist, beispielsweise zum Erzeugen eines Kodes, wie dieser eingangs beschrieben wurde. A second phase loop 18 connected to the 19 kHz oscillator contains a phase detector 18a, a low-pass filter 5b 18b, a voltage-controlled oscillator 18c and a 16-divider 18d. The phase loop 18 operates in a manner corresponding to that of the phase loop 16 and supplies an output signal of 304 kHz, which is phase-locked to the stereo pilot signal. H. 16 times the pilot frequency. The 304 kHz signal of the io phase loop 18 is then brought back to 60.8 kHz in a 5-divider 19 and this last signal is fed to the carrier input of a push-pull modulator 20 as an auxiliary carrier of the transmitter identification signal. The modulation input of this modulator is connected to an arrangement 21, shown schematically, for generating a suitable binary code, in which the transmitter identification information is present, for example for generating a code, as described at the beginning.

Der Modulator 20 kann beispielsweise ein Ringmodulator 20 sein oder ein doppeltes emittergekoppeltes Transistorpaar oder irgendein anderer bekannter Modulator, der unter dem Einfluss der aus der Anordnung 21 herrührenden Bits die Phase des 60,8-kHz-Signals aus dem 5-Teiler 19 um 180° dreht. Das auf diese Weise phasenmodulierte 60,8-kHz-Signal wird über ein 25 Bandpassfilter 22 mit einer Bandbreite von etwa 4 kHz einem vierten Eingang 23 des Multiplexers 10 zugeführt. Der Multi-plexer fügt die Signale an den Eingängen 9,13,15 und 23 zusammen und führt diese insgesamt einem nicht weiter dargestellten UKW-Sender zu. The modulator 20 can be, for example, a ring modulator 20 or a double emitter-coupled transistor pair or any other known modulator which, under the influence of the bits coming from the arrangement 21, the phase of the 60.8 kHz signal from the 5-divider 19 by 180 ° turns. The phase modulated 60.8 kHz signal in this way is fed via a 25 bandpass filter 22 with a bandwidth of approximately 4 kHz to a fourth input 23 of the multiplexer 10. The multiplexer combines the signals at the inputs 9, 13, 15 and 23 and feeds them to an FM transmitter (not shown in more detail).

3o Zur näheren Erläuterung ist in Fig. 2 das Frequenzspektrum des am Ausgang des Multiplexers erhaltenen Signals dargestellt. Zwischen 0 und 15 kHz befindet sich das über den Eingang 9 zugeführte Summensignal L+R, auf 10 kHz befindet sich das über den Eingang 15 zugeführte Stereopilotsignal, zwi-35 sehen 23 und 53 kHz befindet sich das auf 38 kHz modulierte L-R-Signal, das über den Eingang 13 zugeführt worden ist und bei 60,8 kHz befindet sich das etwa 4 kHz breite Senderken-nungssignal, das über den Eingang 23 zugeführt worden ist. Es sei bemerkt, dass die gegenseitigen Amplitudenverhältnisse im 40 allgemeinen mehr voneinander abweichen als für eine bessere Deutlichkeit in Fig. 2 angegeben ist. Das Stereopilotsignal ist im allgemeinen etwa 9 x kleiner als die L+R- und L-R-Anteile und die Amplitude des Senderkennungssignals wird etwa 10x kleiner als dieses Steuerpilotsignal gewählt. 45 Der Empfänger aus Fig. 3 enthält eine Abstimmeinheit 24, einen ZF-Verstärker 25 und einen FM-Detektor 26. Am Ausgang dieses FM-Detektors ist das Multiplexsignal verfügbar, das aus den in Fig. 2 dargestellten Anteilen aufgebaut ist. Im Falle eines Stereoempfängers wird dieses Multiplexsignal so einem Stereodekoder 27 zugeführt, der die linken und rechten Tonsignale liefert, die über Tonverstärker 28 und 29 linken und rechten Lautsprechern 30 bzw. 31 zugeführt werden. 3o For a more detailed explanation, the frequency spectrum of the signal obtained at the output of the multiplexer is shown in FIG. 2. Between 0 and 15 kHz is the sum signal L + R supplied via input 9, the stereo pilot signal supplied via input 15 is located at 10 kHz, the LR signal modulated at 38 kHz is located between 35 and 23 kHz, which has been supplied via input 13 and at 60.8 kHz is the approximately 4 kHz wide transmitter identification signal which has been supplied via input 23. It should be noted that the mutual amplitude relationships generally differ more from one another than is indicated in FIG. 2 for better clarity. The stereo pilot signal is generally approximately 9 times smaller than the L + R and L-R components and the amplitude of the transmitter identification signal is selected approximately 10 times smaller than this control pilot signal. 45 The receiver from FIG. 3 contains a tuning unit 24, an IF amplifier 25 and an FM detector 26. At the output of this FM detector the multiplex signal is available, which is made up of the components shown in FIG. 2. In the case of a stereo receiver, this multiplex signal is thus fed to a stereo decoder 27, which supplies the left and right audio signals, which are fed via audio amplifiers 28 and 29 to the left and right loudspeakers 30 and 31, respectively.

Zur Démodulation des Senderkennungssignals wird das Multiplexsignal einem auf 19 kHz abgestimmten Bandpassfilter 55 32 für das Stereopilotsignal und einem auf 60,8 kHz abgestimmten Bandpassfilter 33 für das Senderkennungssignal zugeführt. Das mit Hilfe des Filters 32 ausgefilterte Stereopilotsignal wird weiter gefiltert und in seiner Frequenz durch eine Phasenschleife 34 multipliziert, die einen Phasendetektor 34a, ein Tief-60 passfilter 34b, einen spannungsgesteuerten Oszillator 34c und einen 1:32 Frequenzteiler 34d enthält. Die Wirkungsweise dieser Phasenschleife entspricht der der Phasenschleifen 16 und 18 aus Fig. 1. For demodulation of the transmitter identification signal, the multiplex signal is fed to a bandpass filter 55 32 tuned to 19 kHz for the stereo pilot signal and to a bandpass filter 33 tuned to 60.8 kHz for the transmitter identification signal. The stereo pilot signal filtered out with the aid of filter 32 is further filtered and its frequency is multiplied by a phase loop 34, which contains a phase detector 34a, a low-60 pass filter 34b, a voltage-controlled oscillator 34c and a 1:32 frequency divider 34d. The mode of operation of this phase loop corresponds to that of phase loops 16 and 18 from FIG. 1.

Die Ausgangswelle der Phasenschleife 34, die eine Fre-65 quenz von 32 x 19 = 608 kHz hat, wird danach in einem 5-Teiler 35 auf 121,6 kHz zurückgebracht, danach durch einen regelbaren Phasenschieber 36 hindurchgeführt, dessen Funktion noch näher erläutert wird, dann in einem Halbierer 37 nach 60,8 kHz The output wave of the phase loop 34, which has a fre-65 frequency of 32 x 19 = 608 kHz, is then brought back to 121.6 kHz in a 5-divider 35, and then passed through an adjustable phase shifter 36, the function of which will be explained in more detail , then in a halving 37 after 60.8 kHz

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zurückgebracht und zum Schluss einem ersten Eingang 38 eines synchronen Demodulators 39 zugeführt. returned and finally fed to a first input 38 of a synchronous demodulator 39.

Das vom Bandpassfilter 33 herrührende 60,8-kHz-phasen-modulierte Senderkennungssignal wird über einen 45°-Phasen-schieber 40 einem zweiten Eingang 41 des synchronen Demodulators 39 zugeführt. Die synchrone Detektion des 60,8 kHz phasenmodulierten Senderkennungssignals am Eingang 41 mittels der nicht modulierten 60,8-kHz-Welle am Eingang 38 liefert am Ausgang des synchronen Demodulators 39 das demodulierte binäre Senderkennungssignal. Dieses binäre Kodesignal wird durch ein Tiefpasfilter 42 geführt, danach werden in einem Impulsformer 43 von diesem Signal Rechteckimpulse gemacht und einem Dekoder 44 zugeführt. Dieser Dekoder wandelt das binäre Senderkennungssignal in Signale um, die sich zum Ansteuern einer «Wiedergabeanordnung» 45 eignen. The 60.8 kHz phase-modulated transmitter detection signal originating from the bandpass filter 33 is fed via a 45 ° phase shifter 40 to a second input 41 of the synchronous demodulator 39. The synchronous detection of the 60.8 kHz phase-modulated transmitter identification signal at the input 41 by means of the non-modulated 60.8 kHz wave at the input 38 supplies the demodulated binary transmitter identification signal at the output of the synchronous demodulator 39. This binary code signal is passed through a low-pass filter 42, then rectangular pulses are made of this signal in a pulse shaper 43 and fed to a decoder 44. This decoder converts the binary transmitter identification signal into signals which are suitable for driving a “display device” 45.

Für eine gute synchrone Detektion im Demodulator 39 muss die nicht modulierte Welle am Eingang 38 die richtige Phasenbeziehung gegenüber dem dem Eingang41 zugeführten modulierten Signal haben. Diese richtige Phasenbeziehung ist im allgemeinen infolge der nachstehenden Ursachen nicht gewährleistet: For good synchronous detection in the demodulator 39, the non-modulated wave at the input 38 must have the correct phase relationship with the modulated signal fed to the input 41. This correct phase relationship is generally not guaranteed due to the following causes:

1. Durch die nicht ausreichend lineare Phasenkennlinie des ZF-Verstärkers 25 können das 19-kHz-Stereopilotsignal und das 60,8-kHz-Senderkennungssignal untereinander verschiedene Laufzeiten erhalten. 1. Due to the insufficiently linear phase characteristic of the IF amplifier 25, the 19 kHz stereo pilot signal and the 60.8 kHz transmitter detection signal can have different transit times.

2. Die Eingangsfilter 32 und 33 können unerwünschte Phasenverschiebungen verursachen. 2. The input filters 32 and 33 can cause undesirable phase shifts.

3. Infolge der Frequenzteilung durch den Teiler 19 im Sender ist die Phase des ausgestrahlten 60,8-kHz-Senderkennungs-signals gegenüber dem ausgestrahlten Stereopilotsignal nicht mehr eindeutig bestimmt. Eine gleiche Phasenmehrdeutigkeit wird durch den Frequenzteiler 35 im Empfänger verursacht. 3. As a result of the frequency division by the divider 19 in the transmitter, the phase of the transmitted 60.8 kHz transmitter identification signal with respect to the transmitted stereo pilot signal is no longer clearly determined. The same phase ambiguity is caused by the frequency divider 35 in the receiver.

Damit all diese Phasenprobleme ausgeschaltet werden, enthält die Schaltungsanordnung nach Fig. 3 den bereits obengenannten regelbaren Phasenschieber 36. Dieser wird über ein Tiefpassfilter 46 aus einem Phasendetektor 47 gesteuert. Der Phasendetektor 47 hat zwei Eingänge 48 und 49, von denen der Eingang 48 an den Ausgang des Phasenschiebers 36 angeschlossen ist, während der Eingang 49 an den Ausgang einer Anordnung 50 angeschlossen ist, die aus dem phasenmodulierten Signal des Filters 33 eine nicht modulierte Welle mit doppelter Frequenz (in diesem Fall 121,6 kHz) macht. Die Anordnung 50 dient dazu eine nicht lineare Kennlinie mit Termen gleichen Grades zu haben, beispielsweise eine Quadrierschaltung oder ein Zweiweggleichrichter. In order that all these phase problems are eliminated, the circuit arrangement according to FIG. 3 contains the above-mentioned controllable phase shifter 36. This is controlled by a low-pass filter 46 from a phase detector 47. The phase detector 47 has two inputs 48 and 49, of which the input 48 is connected to the output of the phase shifter 36, while the input 49 is connected to the output of an arrangement 50 which contains an unmodulated wave from the phase-modulated signal of the filter 33 double frequency (in this case 121.6 kHz). The arrangement 50 serves to have a non-linear characteristic with terms of the same degree, for example a squaring circuit or a two-way rectifier.

Dadurch, dass mit der Phasenschleife 34 das Stereopilotsignal um einen Faktor 2 mehr multipliziert worden ist, als zur synchronen Detektion notwendig war, ist die Frequenz der Welle, die dem Eingang 48 des Phasendetektors zugeführt wird, gleich der doppelten Trägerfrequenz. Die Phasenmessung mit Hilfe des Phasendetektors 47 erfolgt bei doppelter Trägerfrequenz und das Resultat der Messung wird dazu verwendet, in dem regelbaren Phasenschieber 36 die obengenannten unerwünschten Phasendrehungen auszugleichen. Es sei bemerkt, dass die Frequenz der beiden an den Phasendetektor 47 angeschlossenen Signale jedenfalls immer gleich ist, so dass keine Einfangschwierigkeiten entstehen können. Die Phasenfehler, die damit korrigiert werden, sind nur langsam ändernd und das Tiefpassfilter 46 kann daher eine sehr niedrige Grenzfrequenz (beispielsweise 10 Hz) aufweisen. Infolge dieser niedrigen Grenzfrequenz werden schnelle Phasenänderungen die infolge des Rauschanteils in der Übertragungsstrecke 33-40-41 des Senderkennungssignals auftreten können, auf wirksame Weise unterdrückt. Durch die beschriebenen Massnahmen kann eine nicht modulierte Welle für den synchronen Detektor 39 erhalten werden, die die richtige Frequenz und die richtige Phase hat und in ausreichendem Masse rauschfrei ist. Da durch die Phasenregelung mit Hilfe von 36,46,47 die Phase bei der doppelten Trägerfrequenz ausgeglichen ist, weist die Phasenbeziehung an den Eingängen des synchronen Detektors 39 noch eine Zweideutigkeit auf (180° Phasenungewissheit). Bei Anwendung eines dafür unempfindlichen (beispielsweise differentiellen) 5 Kodes kann jedoch dennoch eine genaue Übertragung des Kodesignals gewährleistet werden. Because the stereopilot signal has been multiplied by a factor 2 more than was necessary for synchronous detection with the phase loop 34, the frequency of the wave which is fed to the input 48 of the phase detector is equal to twice the carrier frequency. The phase measurement with the aid of the phase detector 47 takes place at twice the carrier frequency and the result of the measurement is used to compensate for the undesired phase rotations mentioned above in the controllable phase shifter 36. It should be noted that the frequency of the two signals connected to the phase detector 47 is in any case always the same, so that no difficulties in catching can arise. The phase errors that are corrected are only slowly changing and the low-pass filter 46 can therefore have a very low cut-off frequency (for example 10 Hz). As a result of this low cut-off frequency, rapid phase changes which can occur as a result of the noise component in the transmission link 33-40-41 of the transmitter identification signal are effectively suppressed. As a result of the measures described, a non-modulated wave for the synchronous detector 39 can be obtained, which has the correct frequency and the correct phase and is sufficiently noise-free. Since the phase control at 36, 46, 47 compensates for the phase at twice the carrier frequency, the phase relationship at the inputs of the synchronous detector 39 still has an ambiguity (180 ° phase uncertainty). When using an insensitive (for example differential) 5 code, however, an accurate transmission of the code signal can nevertheless be guaranteed.

Die automatische Phasenregelung mittels des Phasenreglers 36 funktioniert in der Praxis immer derart, dass die beiden Eingangssignale des Phasendetektors 47 um 90° phasenver-io schoben sind. Ausserdem ist es erwünscht, dass die gegenseitige Phasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen des synchronen Detektors 39 0° oder 180° ist. Wenn der Halbierer 37 derart eingerichtet ist, dass die Nulldurchgänge der Ausgangswelle dieses Teilers mit Nulldurchgängen der Eingangswelle 15 zusammenfallen und wenn der Frequenzverdoppler 50 als Quadrierschaltung ausgebildet ist, wobei die Spitzen des Eingangssignals mit Spitzen des Ausgangsignals zusammenfallen, tritt diese gewünschte Phasenbeziehung automatisch auf. In anderen Fällen kann noch eine zusätzliche Phasenkorrektur erfor-20 derlich sein, und zwar in einer der Eingangsleitungen der Detektoren 47 und 39, beispielsweise eine von 90° für die doppelte Trägerfrequenz oder eine von 45° für die Trägerfrequenz selbst. Dazu dient der 45°-Phasenschieber 40. Es sei bemerkt, dass mehrere Abwandlungen der Schaltungsanordnung nach 25 Fig. 3 möglich sind. Es ist beispielsweise möglich, den Halbierer 37 durch einen Frequenzverdoppler in der Eingangsleitung 48 des Phasendetektors 47 zu ersetzen. Der Frequenzmultiplikationsfaktor der Phasenschleife 34 soll dann um einen Faktor 2 kleiner sein. Auch ist es beispielsweise möglich den Phasenreg-301er 36 in der Ausgangsleitung des Filters 33 anzuordnen. The automatic phase control by means of the phase controller 36 always works in practice in such a way that the two input signals of the phase detector 47 are phase-shifted by 90 °. In addition, it is desirable that the mutual phase relationship between the input signals of the synchronous detector 39 is 0 ° or 180 °. If the bisector 37 is set up such that the zero crossings of the output wave of this divider coincide with zero crossings of the input wave 15 and if the frequency doubler 50 is designed as a squaring circuit, the peaks of the input signal coinciding with peaks of the output signal, this desired phase relationship occurs automatically. In other cases, an additional phase correction may be required, in one of the input lines of detectors 47 and 39, for example one of 90 ° for double the carrier frequency or one of 45 ° for the carrier frequency itself Phase shifter 40. It should be noted that several modifications of the circuit arrangement according to FIG. 3 are possible. For example, it is possible to replace the bisector 37 by a frequency doubler in the input line 48 of the phase detector 47. The frequency multiplication factor of the phase loop 34 should then be smaller by a factor of 2. It is also possible, for example, to arrange the phase register 301 in the output line of the filter 33.

Wenn für die Trägerfrequenz des Senderkennungssignals statt '%x dem Stereopilotsignal beispielsweise 7Ax diesem Pilotsignal gewählt wird, könnte die Teilungszahl des Teilers 34d gleich 14 sein und die des Teilers 35 gleich 2. Es ist dann 35 selbstverständlich einfacher die Teilungszahl von 34d gleich 7 zu wählen, wodurch der Teiler 35 völlig fortfallen kann. If, for example, 7Ax of this pilot signal is selected for the carrier frequency of the transmitter identification signal instead of '% x the stereo pilot signal, the division number of the divider 34d could be 14 and that of the divider 35 could be 2. It is then of course 35 easier to choose the division number of 34d equal to 7 , whereby the divider 35 can be completely omitted.

In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 sind die Einheiten, die funktionellen Einheiten aus Fig. 3 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben. In the exemplary embodiment according to FIG. 4, the units which correspond to functional units from FIG. 3 are given the same reference numerals.

40 Während beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 der Phasenvergleich zur Steuerung des Phasenkorrekturkreises 36 bei doppelter Trägerfrequenz erfolgt, erfolgt dieser Vergleich beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 bei der Trägerfrequenz selbst. Dazu sind die Frequenzverdopplungsschaltungen 50 und 45 der Frequenzhalbierer 37 fortgefallen und die Teilungszahl des Frequenzteilers 34d ist auf 16 zurückgebracht. 40 While in the embodiment according to FIG. 3 the phase comparison for controlling the phase correction circuit 36 takes place at twice the carrier frequency, this comparison takes place in the embodiment according to FIG. 4 at the carrier frequency itself. For this purpose, the frequency doubling circuits 50 and 45 of the frequency halves 37 have been omitted and the division number of the frequency divider 34d is brought back to 16.

Durch den Teiler 35 wird nun über den Phasenschieber 36 ein nicht modulierter Träger mit der Trägerfrequenz (60,8 kHz) dem Eingang 48 des Phasendetektors 47 geliefert. The divider 35 now supplies a non-modulated carrier with the carrier frequency (60.8 kHz) to the input 48 of the phase detector 47 via the phase shifter 36.

so Ein Phasenumpoler 51 (Gegentaktmodulator) ist in die Eingangsleitung zum Eingang 49 des Phasendetektors 47 aufgenommen. Der Phasenumpoler 51 wird durch das Ausgangssignal des synchronen Detektors 39, d. h. das Ausgangssignal des Impulsformers 43, gesteuert. Jeweils wenn infolge des Kodesig-55 nals das Senderkennungssignal um 180° in seiner Phase umpolt, verursacht dies einen Sprung im Ausgangssignal des Impulsformers 43, der eine Umpolung durch den Phasenumpoler 51 herbeiführt, so dass am Eingang 49 die ursprüngliche Phasenumpo-lung rückgängig gemacht wird. Dem Eingang 49 des Phasende-60 tektors 47 wird folglich der Senderkennungsträger von 60,8 kHz zugeführt, der die ursprüngliche Phasenmodulation nicht mehr aufweist. Von diesem nicht modulierten Träger wird im Phasendetektor 47 die Phase gegenüber der Welle am Eingang 48 verglichen und etwaige Phasenfehler werden wieder über 65 das Tiefpassfilter 46 vom Phasenschieber ausgeglichen. a phase tolerant 51 (push-pull modulator) is received in the input line to the input 49 of the phase detector 47. The phase tolerant 51 is determined by the output signal of the synchronous detector 39, i. H. the output signal of the pulse shaper 43, controlled. Each time, as a result of the Kodesig-55 nals reverses the phase of the transmitter identification signal by 180 °, this causes a jump in the output signal of the pulse shaper 43, which causes a reversal of the polarity by the phase reverser 51, so that the original phase reversal is reversed at the input 49 . The input 49 of the phase end-60 tector 47 is consequently fed the transmitter identification carrier of 60.8 kHz, which no longer has the original phase modulation. The phase of this non-modulated carrier is compared in the phase detector 47 with respect to the wave at the input 48 and any phase errors are again compensated for by the low-pass filter 46 from the phase shifter.

Statt in die Zuführungsleitung zum Eingang 49 kann der Phasenumpoler 51 auch an die Zuführungsleitung zum Eingang 48 des Phasendetektors 47 aufgenommen werden. Der über Instead of in the feed line to the input 49, the phase pump 51 can also be added to the feed line to the input 48 of the phase detector 47. The over

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den Phasenschieber 36 zugeführte 60,8-kHz-Träger wird dann daraus die Grundfrequenz, so dass eine Sinusform von Vs x der auf gleiche Weise vom binären Kodesignal phasenmoduliert Pilotfrequenz am zweiten Eingang 112 des Modulators 108 ver- The 60.8 kHz carrier fed to the phase shifter 36 then becomes the fundamental frequency, so that a sinusoidal form of Vs x which is the pilot frequency at the second input 112 of the modulator 108 is phase-modulated in the same way by the binary code signal.

wie das Senderkennungssignal selbst moduliert ist. Der Phasen- fügbar ist. how the transmitter identification signal itself is modulated. The phase is available.

Schieber 47 liefert dann wieder eine Ausgangsgleichspannung, Der Modulator 108 ist ein linearer Gegentaktmodulator, Slider 47 then again supplies an output DC voltage. The modulator 108 is a linear push-pull modulator,

die zur Phasenkorrektur verwendet werden kann. 5 der aus den beiden zugeführten sinusförmigen Signalen die which can be used for phase correction. 5 of the two sinusoidal signals supplied

Eine dritte Möglichkeit ist, den Phasenumpoler in die Aus- Summen- und Differenzfrequenz (fp-fp/8 und fp+fp/8) erzeugt, A third possibility is to generate the phase pump in the sum and difference frequency (fp-fp / 8 and fp + fp / 8),

gangsleitung des Phasendetektors 47, und zwar vor oder hinter während die ursprünglich zugeführten Frequenzen (fp und fp/8) forward line of the phase detector 47, in front of or behind while the originally supplied frequencies (fp and fp / 8)

dem Filter 46 aufzunehmen. Der Phasendetektor 47 selbst lie- in dem Ausgangssignal fehlen. to record the filter 46. The phase detector 47 itself is missing in the output signal.

fert dann das binäre Kodesignal, aber da bei jedem Signal- Das Ausgangssignal des Modulators 107 wird danach sprung dieses Signals der Phasenumpoler umkippt, wird das 10 unmittelbar einem ersten Kontakt a eines Dreistellungenschal- then produces the binary code signal, but since with every signal the output signal of the modulator 107 is jumped after this signal of the phase reverser, the 10 is immediately a first contact a of a three-position switch

Ausgangssignal des Phasenumpolers eine Gleichspannung. ter 113 zugeführt, sowie über ein auf 16,625 kHz (7/s fp) abge- Output signal of the phase umpoler a DC voltage. ter 113, as well as via a 16.625 kHz (7 / s fp)

Diese kann wieder zur Phasenkorrektur verwendet werden. stimmtes Bandfilter 114 einem zweiten Kontakt b und über ein This can be used again for phase correction. true band filter 114 a second contact b and over

Ein 90°-Phasenschieber 52 in der Eingangsleitung 38 des auf 21,375 kHz (% fp) abgestimmtes Bandfilter 115 einem dritten synchronen Detektors hat eine entsprechende Funktion wie Kontakt c des Dreistellungenschalters 113. Der Mutterkontakt der 45°-Phasenschieber 40 aus Fig. 2. Der Phasenschieber 52 15 d des Dreistellungenschalters 113 ist an einen ersten Eingang kann auch in die Eingangsleitung 41 des Synchrondetektors 39 116 eines linearen Gegentaktmodulators 117 angeschlossen, A 90 ° phase shifter 52 in the input line 38 of the band filter 115, which is tuned to 21.375 kHz (% fp), of a third synchronous detector has a function similar to that of contact c of the three-position switch 113. The mother contact of the 45 ° phase shifter 40 from FIG Phase shifter 52 15 d of the three-position switch 113 is connected to a first input and can also be connected to the input line 41 of the synchronous detector 39 116 of a linear push-pull modulator 117,

oder in eine der Eingangsleitungen des Phasendetektors aufge- An dem zweiten Eingang 118 dieses Modulators 117 ist über nommen sein. einen Trapezformer 119 eine Anordnung 120 angeschlossen, or in one of the input lines of the phase detector. At the second input 118 of this modulator 117 is taken over. a trapezoid 119 is connected to an arrangement 120,

Eine nähere Analyse der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 die das binäre Kodesignal liefert, in dem sich die Senderken- 4 which provides the binary code signal in which the transmitter identification

zeigt, dass das ganze Phasenkorrektursystem zwei stabile 20 nungsinformation befindet. Der Trapezformer 119 verringert shows that the whole phase correction system contains two stable information items. The trapezoid shaper 119 is reduced

Regelzutände kennt, wobei der Phasenunterschied des Signals den Inhalt an höheren Frequenzanteilen, so dass das dem am Eingang 49 gegenüber dem Signal am Eingang 48 des Pha- Modulator zugeführte Kodesignal ein beschränktes Frequenz- Knows control states, the phase difference of the signal containing the content of higher frequency components, so that the code signal supplied to the input 49 compared to the signal to the input 48 of the pha-modulator has a limited frequency

sendetektors + 90° oder - 90° sein kann. Die Detektion des gebiet (bis etwa 600 Hz) umfasst. can be + 90 ° or - 90 °. The detection of the area (up to about 600 Hz) includes.

binären Kodesignals mittels des Synchrondetektors 39 geht in der dritten Stellung (c) des Schalters 113 wird der über daher mit derselben Zweideutigkeit wie beim Empfänger nach 25 das Filter 115 durchgelassene Hilfsträger von % fp in dem binary code signal by means of the synchronous detector 39 goes into the third position (c) of the switch 113, the subcarrier of% fp in which the filter 115 is passed through with the same ambiguity as in the receiver according to FIG

Fig. 3 einher. Modulator 117 mit dem Kodesignal der Anordnung 120 binär Fig. 3 hand in hand. Modulator 117 with the code signal of the arrangement 120 binary

Bei den in den Fig. 3 und 4 dargestellten Schaltungsanord- phasenmoduliert. In der zweiten Stellung (b) des Schalters 113 3 and 4 modulated in the circuit arrangement. In the second position (b) of switch 113

nungen sind keine Resonanzkreise mit hohen Selektivitätsan- wird der über das Filter 114 durchgelassene Hilfsträger von Vs forderungen notwendig, weil ein grosser Teil der erforderli- fp mit dem Kodesignal binär phasenmoduliert. In der ersten chen Selektivität niederfrequent, d. h. durch Tiefpassfilter (34b, 30 Stellung (a) des Schalters 113 werden die beiden von dem No resonance circuits with high selectivity are required, the subcarrier of Vs requirements passed through the filter 114 is necessary because a large part of the requisite fp is binary-phase modulated with the code signal. In the first chen selectivity low frequency, i. H. by low-pass filter (34b, 30 position (a) of the switch 113, the two of the

46,42) verwirklicht wird. Die Bandpassfilter 32 und 33 brau- Modulator 118 herrührenden Hilfsträger (Vs fp und % fp) mit chen daher nur mässige Qualitätsfaktoren (etwa 20) aufzuwei- dem Kodesignal binär phasenmoduliert. Das Ausgangssignal sen. Neuliche Versuche haben gezeigt, dass das Stereopilotsig- des Modulators 117 wird zum Schluss zu dem Stereomultiplex- 46,42) is realized. The bandpass filters 32 and 33 brau modulator 118 originating from subcarriers (Vs fp and% fp) with only moderate quality factors (about 20) to be binary phase modulated on the code signal. The output signal sen. Recent experiments have shown that the stereo pilot signal of the modulator 117 finally becomes the stereo multiplex

nalfilter 32 sogar völlig fortfallen kann. Auch ist es in manchen signal des Kodierers 101 in einer Addierstufe 121 addiert, dies nalfilter 32 can even be completely eliminated. It is also added in some signal of encoder 101 in an adder 121

Fällen möglich, ein bereits gefiltertes Stereopilotsignal aus dem 35 und jenes derart, dass die Amplitude des hinzugefügten Hilfs- Possible, an already filtered stereo pilot signal from the 35 and that such that the amplitude of the added auxiliary

Stereodekoder 27 zu beziehen. Der Eingang der Phasenschleife trägers bzw. der Hilfsträger wesentlich (beispielsweise 30 mal) Stereo decoder 27 available. The input of the phase loop carrier or the auxiliary carrier significantly (for example 30 times)

34 wird dann an eine geeignete Stelle des Stereodekoders 27 kleiner ist als die Amplitude des in dem Multiplexsignal vorhan- 34 is then at a suitable location of the stereo decoder 27 is smaller than the amplitude of the existing in the multiplex signal

angeschlossen. denen Stereopilotsignals. Das Ausgangssignal der Addierstufe connected. which stereo pilot signal. The output signal of the adder

Die in den Fig. 1,3 und 4 dargestellten funktionellen Einhei- 121 wird zum Schluss einem nicht dargestellten UKW-Sender ten sind alle an sich bekannt und bedürfen daher keiner nähe- 40 zugeführt. The functional units shown in FIGS. 1, 3 and 4 are finally a VHF transmitter, not shown, are all known per se and therefore do not require any proximity.

ren Erläuterung. In der Stellung (a) der beiden Schalter 106 und 113 enthält ren explanation. In position (a) the two switches 106 and 113 contain

Der Sender nach Fig. 5 enthält einen Stereomultiplexkodie- das ausgestrahlte Gesamtsignal ausser dem Stereopilotsignal fp rer 101, an den Quellen 101 und 103 linker bzw. rechter Tonsig- die Hilfsträger fp + Vs fp und fp—Vs fp, die beide mit dem Kodesignale angeschlossen sind und der einen 19-kHz-Oszillator 104 nal binär phasenmoduliert sind. Die Resultierende der beiden enthält, der ein Stereopilotsignal fp liefert. Der Kodierer 101 bil- 45 Hilfsträger liegt dabei immer um 90° gegenüber dem Stereopi-det auf entsprechende Weise wie an Hand der Fig. 1 beschrie- lotsignal gedreht, und zwar derart dass das Stereopilotsignal ben wurde, aus den zugeführten Signalen das Normmultiplex- mit den beiden Hilfsträgern alsSeitenbänder ein Signal bildet, signal, das das tonfrequente Summensignal L+R, das einem das in Quadratur also nur wenig in Amplitude moduliert ist. Das unterdrückten Träger mit der doppelten Pilotfrequenz aufmo- modulierte Signal ist dabei selbst ein Träger von Vs Fp, der mit dulierte L-R-Stereoinformationssignal, sowie das Stereopilot- 50 dem Kodesignal binär phasenmoduliert ist. In der zweiten Stelsignal fp selbst enthält. Es sei vorausgesetzt, dass das vom Oszil- iUng (b) des Schalters 106 liegt die Resultierende der beiden lator 104 herrührende Stereopilotsignal dieselbe Phase hat wie Hilfsträger mit dem Stereopilotsignal in Phase (oder 180° pha-das Pilotsignal in dem Multiplexsignal. senverschoben), so dass das Stereopilotsignal mit den beiden The transmitter according to FIG. 5 contains a stereo multiplex code, the total signal emitted apart from the stereo pilot signal fp rer 101, at the sources 101 and 103 left and right tone signals - the subcarriers fp + Vs fp and fp-Vs fp, both of which are connected with the code signals and a 19 kHz oscillator 104 are binary phase modulated. The resultant of the two contains, which delivers a stereo pilot signal fp. The encoder 101, which is a subcarrier, is always rotated 90 ° with respect to the stereopi-det in a corresponding manner as described with reference to FIG. 1, specifically in such a way that the stereopilot signal was used, the standard multiplexed from the supplied signals A signal forms the two subcarriers as sidebands, signal that the tone-frequency sum signal L + R, that is modulated in amplitude only slightly in quadrature. The suppressed carrier modulated at twice the pilot frequency is itself a carrier of Vs Fp which is binary phase modulated with the D-L stereo stereo signal and the stereo pilot 50 of the code signal. Contains fp itself in the second setting signal. It is assumed that the stereo pilot signal originating from the oscillation (b) of the switch 106 is the resultant of the two lator 104 and has the same phase as subcarriers in phase with the stereo pilot signal (or 180 ° pha-the pilot signal in the multiplex signal. so the stereo pilot signal with the two

Das Stereopilotsignal wird unmittelbar einem zweiten Kon- Hilfsträgern als Seitenbänder ein Signal bildet, das mit dem takt b und ausserdem über einen 90°-Phasenschieber 105 einem 55 modulierten Vs fp-Signal amplituden- nicht aber phasenmodu- The stereopilot signal is immediately formed as a sideband in a second auxiliary subcarrier, which with the clock b and also via a 90 ° phase shifter 105 amplifies a 55 modulated Vs fp signal, but not phase mod.

ersten Kontakt a eines Schalters 106 zugeführt. Der Mutter- Uert ist. first contact a of a switch 106 supplied. The mother is.

kontakt c des Schalters 106 ist mit einem ersten Eingang 107 In der zweiten bzw. dritten Stellung des Schalters 113 wird eines linearen Modulators 108 verbunden. Diesem Eingang dem Stereopilotsignal von dem Multiplexsignal nur das untere wird daher in der dargestellten Stellung des Schalters 106 ein bzw. obere Seitenband hinzugefügt. Umschalten des Schalters Contact c of switch 106 is connected to a first input 107. In the second or third position of switch 113, a linear modulator 108 is connected. Only the lower sideband is therefore added to the input of the stereo pilot signal of the multiplex signal in the position of the switch 106 shown. Switching the switch

Stereopilotsignal zugeführt, das gegenüber dem Stereopilotsig- 60 106 ergibt zwar eine 90°-Phasenverschiebung des einen Seiten- Stereopilot signal supplied, compared to the stereo pilot sig- 60 106 results in a 90 ° phase shift of one side

nal in dem Multiplexsignal um 90° gedreht ist. In der anderen bandes gegenüber dem Stereopilotsignal, aber dies ist von nal in the multiplex signal is rotated by 90 °. In the other bandes compared to the stereo pilot signal, but this is from

Stellung des Schalters erhält der Eingang 107 des Modulators geringer praktischer Bedeutung. Position of the switch receives input 107 of the modulator of little practical importance.

108 das Stereopilotsignal gegenüber dem Multiplexsignal pha- Es dürfte einleuchten, dass der Schaltplan nach Fig. 5 sich senrichtig. auf einen Probesender bezieht, der dazu geeignet ist, zu erpro- 108, the stereo pilot signal compared to the multiplex signal. It should be clear that the circuit diagram according to FIG. 5 is correct. relates to a test station that is suitable for testing

Das Stereopilotsignal wird ausserdem über einen Impuls- 65 ben, welches System sich in der Praxis bewähren wird. In der former 109 einem Frequenzteiler 110 zugeführt, der eine Block- endgültigen Ausführung wird der Sender nur für ein System form entsprechend Vs x der Stereopilotfrequenz (2,375 kHz) lie- geeignet zu sein brauchen und dadurch einen einfacheren fert. Ein auf diese Frequenz abgestimmtes Bandfilter 111 filtert Aufbau haben können. So wird ein Sender, bei dem nur ein The stereopilot signal is also given via a pulse, which system will prove itself in practice. In the former 109 fed to a frequency divider 110, which is a block-final version, the transmitter will only need to be suitable for a system form corresponding to Vs x the stereo pilot frequency (2.375 kHz) and thus produces a simpler one. A band filter 111 tuned to this frequency filters can have structure. So becomes a station with only one

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modulierter Hilfsträger von beispielsweise 7/s fp oder % fp dem weise 3 kHz und einem HF-Abfall von 20 db/Oktave weiterge-Multiplexsignal zugeführt wird (siehe Fig. 5a), eine Phasen- leitet wird. modulated subcarrier of, for example, 7 / s fp or% fp which is supplied with 3 kHz and an RF drop of 20 db / octave multiplexed signal (see FIG. 5a), a phase is conducted.

schleife 122 enthalten können, die aus dem Stereopilotsignal Statt eines spannungsgesteuerten 19 kHz-Oszillators ist ein ein Signal von 7 fp oder 9 fp ableitet, weiterhin einen 8-Teiler 123 spannungsgesteuerter 38-kHz-Oszillator 130 mit einem nach-zum Schaffen eines impulsförmigen Signals entsprechend % fp 5 folgenden Halbierer 131 verwendet worden, weil ein Halbierer oder % fp, dann ein Bandfilter 124 um das impulsförmige Signal im allgemeinen ein symmetrischeres Rechtecksignal ergibt als in ein sinusförmiges Signal von 7/s fp oder % fp umzuwandeln und ein spannungsgesteuerter Oszillator. Die Stufe 128 wird daher dieses sinusförmige Signal wird dann dem ersten Eingang 116 mit einem rein symmetrischen Rechtecksignal gesteuert, so des Modulators 117 zugeführt. dass Eingangssignalanteile um die geradzahligen Harmoni in einem endgültigen Sender für ein System mit zwei modu- )0 sehen von 19 kHz herum, insbesondere um 38 kHz herum, das lierten Hilfsträgern können die Elemente 106,113,114,115 aus Ausgangssignal der Stufe 128 nicht beeinflussen. Die Detektion Fig. 5 fortfallen. Der Oszillator 104 kann dann unmittelbar oder von Signalanteilen um 57 kHz herum durch die Stufe 128 wird über den Phasenschieber 105 an den ersten Eingang 107 des in ausreichendem Masse durch das Filter 125 vermieden, das Modulators 108 und der Ausgang von 108 unmittelbar an den für diese Signalanteile eine ausreichende Dämpfung bietet, ersten Eingang 116 des Modulators 117 angeschlossen sein. Statt5 Mit Hilfe der Elemente 128,129,130 und 131 sind daher am das erste Pilotsignal fp mit dem fp/8-Signal zu vermischen und Ausgang des Halbierers 131 ein ausgefiltertes Stereosignal und daraufhin das Resultat mit dem Kodesignal zu modulieren, am Ausgang der Stufe 128 ein konvertierter binär modulierter kann man auch zunächst das fp/8-Signal mit dem Kodesignal Hilfsträger verfügbar. Es dürfte jedoch einleuchten, dass diese modulieren und daraufhin mit dem Stereopilotsignal mischen Funktionen mit jeder geeigneten Filter- und Wandleranord-oder das Stereopilotsignal fp mit dem Kodesignal modulieren 2o nung durchgeführt werden können. may contain loop 122, which derives from the stereo pilot signal instead of a voltage-controlled 19 kHz oscillator, a signal of 7 fp or 9 fp is derived, furthermore an 8-divider 123 voltage-controlled 38 kHz oscillator 130 with a post-to create a pulsed signal corresponding to% fp 5 following halves 131, because a halve or% fp, then a band filter 124 to give the pulse signal generally a more symmetrical square wave signal than to convert to a sinusoidal signal of 7 / s fp or% fp and a voltage controlled oscillator. The stage 128 is therefore this sinusoidal signal is then controlled to the first input 116 with a purely symmetrical square-wave signal, so it is fed to the modulator 117. that input signal components around the even harmonics in a final transmitter for a system with two modul) 0 see around 19 kHz, in particular around 38 kHz, the subcarriers not affected by elements 106, 113, 114, 115 from output signal of stage 128 cannot influence. The detection of Fig. 5 is eliminated. The oscillator 104 can then directly or from signal components around 57 kHz through the stage 128 is avoided via the phase shifter 105 to the first input 107 of the filter 125 to a sufficient extent, the modulator 108 and the output of 108 directly to the latter Signal components provides sufficient attenuation, first input 116 of modulator 117 may be connected. Instead of elements 128, 129, 130 and 131, the first pilot signal fp should therefore be mixed with the fp / 8 signal and the output of the halve 131 must be a filtered stereo signal and then the result modulated with the code signal, at the output of stage 128 a converted binary the fp / 8 signal with the subcarrier code signal can also be available in a more modulated manner. However, it should be clear that these can modulate and then mix functions with the stereo pilot signal with any suitable filter and converter arrangement or the stereo pilot signal fp can be modulated with the code signal.

und daraufhin mit dem fp/8-Signal vermischen. Das 19-kHz-Rechtecksignal des Halbierers 131 wird in and then mix with the fp / 8 signal. The 19 kHz square wave signal of the halver 131 is in

Fig. 6 zeigt das Frequenzspektrum des von der Addierstufe einem Achtteiler 134 auf ein Rechtecksignal mit einer Fre-121 gelieferten Signals. Die Figur zeigt von 0-15 kHz das ton- quenz entsprechend 2,375 kHz (Vs fp) geteilt. Daher ist am Aus-frequente Informationssignal, bei 19 kHz das Stereopilotsignal, gang des Filters 133 ein binär phasenmoduliertes Trägersignal von 23 kHz bis 53 kHz (nicht ersichtlich) das auf 38 kHz modu- 2s• entsprechend 2,375 kHz verfügbar und am Ausgang des Teilers lierte Stereoinformationssignal und bei 16,625 und 21,375 kHz 134 ein aus dem Stereopilotsignal abgeleitetes nicht modulier-die beiden binär phasenmodulierten Hilfsträger mit je einer tes Rechtecksignal entsprechend 2,735 kHz. Das modulierte Bandbreite von etwa 1200 Hz. Es sei bemerkt, dass die Amplitu- Trägersignal kann nun entsprechend einem der Verfahren, die den der Signalanteile wesentlich mehr voneinander abweichen an Hand der Fig. 3 und 4 beschrieben wurden, mit Hilfe des als deutlichkeitshalber in der Figur dargestellt ist. In der Praxis 30 nicht modulierten Signals synchron moduliert und verarbeitet können die L+R- und L-R-Signalanteile etwa 9x grösser sein werden. Die eigentliche Detektion erfolgt in einem synchronen als das Stereopilotsignal, während die beiden Hilfsträger bei- Detektor 135, dessen erster Eingang 136 über einen Verstärker spielsweise 30 x kleiner sein können als das Stereopilotsignal. 137 das modulierte Signal zugeführt wird, während dessen FIG. 6 shows the frequency spectrum of the signal supplied by the adder of an eight-divider 134 to a square-wave signal with a Fre-121. The figure shows from 0-15 kHz the sound frequency divided according to 2.375 kHz (Vs fp). Therefore, at the off-frequency information signal, at 19 kHz the stereo pilot signal, the filter 133 has a binary phase-modulated carrier signal from 23 kHz to 53 kHz (not visible) that is available at 38 kHz moduls 2s corresponding to 2.375 kHz and at the output of the divider Stereo information signal and at 16.625 and 21.375 kHz 134 a non-modulating derived from the stereo pilot signal - the two binary phase-modulated subcarriers, each with a square wave signal corresponding to 2.735 kHz. The modulated bandwidth of about 1200 Hz. It should be noted that the amplitude carrier signal can now be described in accordance with one of the methods which differ considerably more from the signal components with reference to FIGS. 3 and 4, using the as in FIG Figure is shown. In practice, 30 non-modulated signals are synchronously modulated and processed. The L + R and L-R signal components can be approximately 9 times larger. The actual detection takes place in a synchronous as the stereo pilot signal, while the two subcarriers in detector 135, the first input 136 of which can be 30 times smaller than the stereo pilot signal via an amplifier. 137 the modulated signal is supplied during which

Der Empfänger aus Fig. 7 eignet sich insbesondere für ein zweitem Eingang 138 über einen regelbaren Phasenschieber System, bei dem nur ein binär phasenmodulierter Hilfsträger 35 139 das nicht modulierte Wellensignal zugeführt wird. Die beispielsweise %-fp (16,625 kHz) ausgestrahlt wird. In Fig. 7 sind detektierten Kodesignale werden in einem Tiefpassfilter 140 die üblichen Empfängerelemente wie HF-, ZF- und NF-Stufen mit einer Grenzfrequenz entsprechend beispielsweise 350 Hz nicht dargestellt. Das von dem Frequenzdiskriminator des und einem Hochabfall entsprechend 20 db/Oktave gefiltert, The receiver from FIG. 7 is particularly suitable for a second input 138 via a controllable phase shifter system in which only a binary phase-modulated auxiliary carrier 35 139 is supplied with the non-modulated wave signal. For example,% -fp (16.625 kHz) is broadcast. Detected code signals are not shown in a low-pass filter 140 in FIG. 7, the usual receiver elements such as HF, IF and LF stages with a cut-off frequency corresponding to, for example, 350 Hz. Filtered by the frequency discriminator and a high drop corresponding to 20 db / octave,

Empfängers herrührende Multiplexsignal wird einem Band- daraufhin in Rechteckimpulse umgewandelt, und zwar mit passfilter 125 zugeführt, das auf die Hilfsträgerfrequenz ent- 40 Hilfe eines Impulsformers 141, danach einem Detektor 142 sprechend 16,625 kHz abgestimmt ist und einen wirksamen zugeführt, der das auf diese Weise erhaltene binäre Signal in Qualitätsfaktor entsprechend beispielsweise 15 haben kann. Signale umwandelt, die zum Zuführen zu einer Verbrauchsan-Dieses Filter lässt die modulierte Hilfsträgerfrequenz durch Ordnung 143 geeignet sind. Die Verbrauchsanordnung 143 sowie das Stereopilotsignal selbst, das obschon auf eine Flanke kann abhängig von der im Kode vorhandenen Information Verdes Filters fallend noch immer wesentlich grösser ist als das 45 schieden sein. Falls der Kode Information über den empfange-Hilfsträgersignal. Die beiden Signale werden nach Verstärkung nen Sender und/oder das empfangene Programm enthält, kann in einem Verstärker 126 einem ersten Eingang 127 einer Multi- die Anordnung 143 eine «Wiedergabeanordnung» enthalten, plizierstufe 128 zugeführt, die zwei Funktionen aufweist. die diese Information sichtbar macht und wodurch beispiels- The multiplex signal originating in the receiver is then converted into a square-wave pulse by means of a pass filter 125, which is tuned to the subcarrier frequency using a pulse shaper 141, then a detector 142, 16.625 kHz, and an effective one, which does this in this way binary signal obtained in quality factor corresponding to 15, for example. Converts signals that are suitable for supply to a consumption device. This filter lets the modulated subcarrier frequency be suitable by order 143. The consumption arrangement 143 and the stereo pilot signal itself, which, although falling on one edge, can still be significantly larger than the 45, depending on the information provided by the filter in the code. If the code information about the received subcarrier signal. After amplification, the two signals contain a transmitter and / or the received program, can be supplied in an amplifier 126 to a first input 127 of a multi- the arrangement 143 can contain a “playback arrangement”, plication stage 128, which has two functions. that makes this information visible and, for example,

Erstens ist die Stufe 128 als Phasendetektor in einer Phasen- weise die übliche Senderskala fortfallen kann. Auch ist es mögschleife wirksa \ die weiter ein Tiefpassfilter 129, einen span- 50 lieh, dass die Anordnung 143 eine automatische Sendersuch-nungsgesteuerten 38-kHz-Oszillator 130, einen Halbierer 131 laufschaltung enthält, und zwar derart, dass der Empfänger sich enthält, welcher letztere eine 19 kHz-Rechteckwelle auf einen selbst auf diejenigen Sender abstimmt, die eine bestimmte Pro-zweiten Eingang 132 der Multiplizierstufe 128 zurückführt. grammart ausstrahlen, beispielsweise klassische Musik. First, stage 128 is a phase detector in a phase manner, which can eliminate the usual transmitter scale. It is also possible that a low-pass filter 129, a chip 50, that the arrangement 143 contains an automatic transmitter search-controlled 38 kHz oscillator 130, a halving circuit 131, in such a way that the receiver abstains, the latter which tunes a 19 kHz square wave to one itself to those transmitters which a particular pro-second input 132 of the multiplier 128 feeds back. broadcast gram type, for example classical music.

Diese Phasenschleife fängt auf das empfangene Stereopilotsig- Wenn der Kode Zeitinformation enthält, kann die Anord-nal ein und liefert daher am Ausgang des Teilers 131 ein 19- 55 nung 143 beispielsweise ein angeschlossenes Tonbandgerät zu kHz-Rechtecksignal, das gegenüber dem empfangenen Stereo- einer bestimmten voreingestellten Zeit ein- bzw. aussschalten. pilotsignal synchronisiert ist. Das Tiefpassfilter 129, das dazu Wenn der Kode ein Semaphonsignal ist, wird die Anordnung dient, zu vermeiden, dass die Phasenschleife durch andere 143 durch einen Semaphonempfänger gebildet. This phase loop catches on the received stereo pilot signal. If the code contains time information, the arrangement can switch on and therefore supplies a 19-55 voltage 143 at the output of the divider 131, for example a connected tape recorder to kHz square-wave signal, which is compared to the received stereo signal switch on or off at a certain preset time. pilot signal is synchronized. The low pass filter 129 which is used when the code is a semaphone signal is used to avoid that the phase loop is formed by others 143 by a semaphone receiver.

Signalanteile als das Stereopilotsignal beeinflusst wird, kann Der Phasenschieber 139 dient dazu, alle Phasenfehler aus eine Grenzfrequenz entsprechend beispielsweise 300 Hz und 60 zugleichen, die zwischen dem modulierten 2,375-kHz-SignaI einen Frequenzabfall über dieser Grenzfrequenz von 6 db/ und dem nicht modulierten 2,375-kHz-Rechtecksignal entste- Signal components than the stereo pilot signal is influenced, the phase shifter 139 serves to equalize all phase errors from a cut-off frequency corresponding, for example, 300 Hz and 60, which between the modulated 2.375 kHz signal a frequency drop above this cut-off frequency of 6 db / and the non-modulated 2.375 -kHz square wave signal-

Oktave haben. hen. Diese Phasenfehler können beim Teiler 110 im Sender und Have octave. hen. These phase errors can occur at the divider 110 in the transmitter and

Zweitens ist die Multiplizierstufe 128 als Mischstufe für den beim Teiler 134 im Empfänger und durch Laufzeitunterschiede modulierten Hilfsträger von 16,625 kHz (7/s fp) wirksam. Dieser in den jeweiligen Filtern, beispielsweise in dem Filter 125 ent-Hilfsträger wird mit dem 19-kHz-(fp) Rechtecksignal am Ein- 65 stehen. Zwecks dieser Phasenregelung wird das binär phasengang 132 vermischt und dies ergibt ein binär phasenmodulier- modulierte 2,375-kHz-SignaI mit Hilfe einer Quadrieranord-tes ZF-Signal entsprechend 2,375 kHz (Vs fp), das über ein Tief- nung 144 und eines Impulsformers 145 in ein 4,75-kHz-Recht-passfilter 133 mit einer Grenzfrequenz entsprechend beispiels- ecksignal umgewandelt. Zugleich wird das nicht modulierte Secondly, the multiplier stage 128 acts as a mixer stage for the subcarrier of 16.625 kHz (7 / s fp) which is modulated by the divider 134 in the receiver and by delay differences. This subcarrier in the respective filters, for example in the filter 125, will be at the input 65 with the 19 kHz (fp) square-wave signal. For the purpose of this phase control, the binary phase response 132 is mixed and this results in a binary phase-modulated-modulated 2.375 kHz signal with the aid of a square-wave IF signal corresponding to 2.375 kHz (Vs fp), which is via a depression 144 and a pulse shaper 145 converted into a 4.75 kHz right-pass filter 133 with a cut-off frequency corresponding to the example corner signal. At the same time, it is not modulated

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Wellensignal des Phasenschiebers 139 mit Hilfe eines Fre-quenzmultiplizierers 146 in ein 4,75-kHz-Rechtecksignal umgewandelt. Die beiden 4,75-kHz-Rechtecksignale werden miteinander verglichen, und zwar in einem Phasendetektor 147, der darauf ein Regelsignal erzeugt, das nach Filterung in einem Tiefpassfilter 148 und Verstärkung in einem Verstärker 149 dem Regeleingang 150 des regelbaren Phasenschiebers 139 zugeführt wird. Der Phasenschieber 139 sorgt auf diese Weise dafür, dass das 2,375-kHz-Rechtecksignal und das 2,375-kHz-Signal, das dem synchronen Detektor zugeführt wird, gleichphasig (bzw. 180° phasenverschoben) sind. Die Phasenzweideutigkeit die dabei noch auftritt, kann wieder durch Anwendung eines dafür unempfindlichen Kodes ausgeglichen werden. Wave signal of the phase shifter 139 is converted into a 4.75 kHz square-wave signal with the aid of a frequency multiplier 146. The two 4.75 kHz square-wave signals are compared with one another in a phase detector 147, which then generates a control signal which, after filtering in a low-pass filter 148 and amplification in an amplifier 149, is fed to the control input 150 of the controllable phase shifter 139. The phase shifter 139 thus ensures that the 2.375 kHz square-wave signal and the 2.375 kHz signal which is fed to the synchronous detector are in phase (or 180 ° out of phase). The ambiguity in phase that still occurs can be compensated for again by using a code that is not sensitive to it.

Der Phasenschieber 139 kann ebenso wie der Phasenschieber 36 aus Fig. 3 und 4 aus zwei kaskadengeschalteten monostabilen Schaltungen bestehen, wobei die Zeitkonstante der ersten durch das Regelsignal geregelt wird und die der zweiten der halben Periode des zu verzögernden Signals entspricht und wobei die erste durch das eintreffende Signal und die zweite durch die Rückflanke der ersten gestartet wird. Ein derartiger Phasenschieber ist imstande, die Phase des Signals um fast 360° zu drehen, was durchaus ausreicht, da das Signal über 180° The phase shifter 139, like the phase shifter 36 from FIGS. 3 and 4, can consist of two cascaded monostable circuits, the time constant of the first being regulated by the control signal and that of the second corresponding to half the period of the signal to be delayed and the first being by the incoming signal and the second is started by the trailing edge of the first. Such a phase shifter is capable of rotating the phase of the signal by almost 360 °, which is quite sufficient since the signal is over 180 °

muss verdreht werden können. must be able to be rotated.

Eine bevorzugte Ausführungsform eines Empfängers zum Empfang von Signalen, die zwei binär phasenmodulierte Hilfsträger auf beiden Seiten des Stereopilotsignals enthalten, A preferred embodiment of a receiver for receiving signals which contain two binary-phase-modulated subcarriers on both sides of the stereo pilot signal,

wobei das Stereopilotsignal in Quadratur auf der Resultieren10 with the stereo pilot signal in quadrature on the result 10

den der beiden Hilfsträger steht, kann dieselbe Gestalt haben wie dies in Fig. 7 dargestellt ist, in dem Sinne, dass das Filter 125 statt auf nur einen Hilfsträger abgestimmt zu sein, auf das Stereopilotsignal abgestimmt wird, während die Durchlassband-5 breite des Filters gross genug sein muss, um die beiden Hilfsträger durchzulassen. Andererseits muss die Dämpfung ausserhalb des Durchlassbandes, insbesondere für Signale um die 57 kHz herum, gross genug sein, um Störungen zu vermeiden. that of the two subcarriers can have the same shape as that shown in Fig. 7, in the sense that the filter 125 is tuned to the stereo pilot signal rather than just one subcarrier while the passband width of the filter must be large enough to let the two subcarriers through. On the other hand, the attenuation outside the pass band, especially for signals around 57 kHz, must be large enough to avoid interference.

In einem Empfänger zum Empfang von Signalen mit auf io beiden Seiten des Stereopilotsignals einem binären phasenmodulierten Hilfsträger, wobei die Resultierende der beiden Hilfsträger mit dem Stereopilotsignal phasengleich liegt, ist es nicht mehr möglich, den Phasendetektor (128) der Phasenschleife zum Abwärtsmischen des Signals zu verwenden, weil der Pha-15 sendetektor und die Mischstufe dann mit gegenüber einander um 90° verschobenen Stereopilotsignalen gesteuert werden müssen. Fig. 8 zeigt eine mögliche Ausführungsform für einen derartigen Empfänger, in dem entsprechende Elemente mit gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 7 dargestellt sind. In a receiver for receiving signals with a binary phase-modulated subcarrier on both sides of the stereo pilot signal, the resultant of the two subcarriers being in phase with the stereopilot signal, it is no longer possible to use the phase detector (128) of the phase loop to downmix the signal , because the Pha-15 transmitter and the mixer must then be controlled with stereo pilot signals shifted by 90 ° relative to each other. FIG. 8 shows a possible embodiment for such a receiver, in which corresponding elements are shown with the same reference numerals as in FIG. 7.

2o Das Ausgangssignal des Verstärkers 126 wird dann dem Phasendetektor 128 sowie einem zweiten als Mischstufe wirksamen Detektor 151 zugeführt. In dieser Mischstufe wird das Eingangssignal mit einem 19-kHz-Rechtecksignal vermischt, das durch Frequenzteilung durch einen Halbierer 152 aus dem 25 38-kHz-Oszillator 130 abgeleitet wird. Die beiden Halbierer 131 und 152 werden derart gesteuert, dass sie gegenüber einander um 90° phasenverschobene 19-kHz-Signale liefern. 2o The output signal of amplifier 126 is then fed to phase detector 128 and to a second detector 151 which acts as a mixer. In this mixer stage, the input signal is mixed with a 19 kHz square-wave signal which is derived from the 25 38 kHz oscillator 130 by frequency division by a halver 152. The two halves 131 and 152 are controlled in such a way that they deliver 19 kHz signals which are 90 ° out of phase with respect to one another.

c. c.

4 Blatt Zeichnungen 4 sheets of drawings

Claims

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PATENT CLAIMS depend on the mutual phase between the wearer

1. A radio system with identification signal transmission, wherein the binary phase-coded signal and plex signal, which is supplied to the first input (41; 136) of the synchronous demodula and a multirector (39; 135) that is frequency-modulated to a main carrier, is emitted. of the second input (38; 138) of the synchronous demodulation signal (9), a stereo information signal (13) which is modulated on a 5 tors (39; 135) supplied, non-modulated signal and by suppressed stereo subcarriers (16, 17), a stereo pilot signal (15) recorded in one of the two transmission paths, the frequency of which between the fre- electronically controlled frequency spectra of the sound-frequency information signal (9) and the bare phase shifter (36; 139) for regulating the said of the modulated stereo information signal (13) lies and the mutual phase.

Serves for demodulation of the stereo information signal, and io 9. Radio system according to claim 8, characterized in that a binary code signal (23) which is outside of the one called the 'arrangement (46-50) for generating a regular frequency spectra characterized by further subcarriers with a phase detector (47) containing first (49) and two amplitudes, which modulate the main carrier by at most 1 kHz (48) inputs and an output as well as a frequency , doubler circuit (50), which is provided between a connection point that said additional subcarrier has a harmonic phase detector (47) that does not coincide with a harmonic of the first transmission path and the first input (49) of the stereopilot signal, that a connection is a subharmonic of this stereo pilot signal, the point of the second transmission path with the second transmission side from the same frequency source (14; 104) how the step (48) of the phase detector (47) is coupled and that the reopilot signal is derived, and that the code signal for this output of the phase detector (47) is modulated binary in phase onto the electronically controllable subcarrier. 20 phase shifter (36) regulates.

2. Radio system according to claim 1, characterized in 10. Radio system according to claim 8, characterized in that the frequency of the further subcarrier in the middle shows that the arrangement (46-49,51) for generating an between two harmonics of the Stereo pilot signal is. Control signal contains a phase detector (47) with a

3. Radio system according to claim 1, characterized gekennzeich- first (49) and a second (48) input and a Ausnet that the further subcarrier with the modulated Kodesig- 25gang, the first input (49) via a first connection nal in at least one of the two halves of the frequency range, which is divided into two parts by the connection to a connection point of the first transmission path and the reopilot signal, between the second input (48) via a second connection to one of the upper limit of the frequency spectrum of the tonfre connection point of the second transmission path connected-quent information signal and the lower limit of the free, and wherein the output of the phase detector (47) over the frequency spectrum of the modulated stereo information signal 30 is a third connection to the electronically controllable phase and that the modulated code signal shifts an amplitude (36 ) regulates, as well as in one of the above-mentioned connec- tions, which reduces the main beam by a Is 1 kHz, preferably fertilized, by the output signal of the Synum 0.25 kHz. chronic demodulator (39) controlled phase pump (51).

4. Radio system according to claim 3, characterized 11. Radio system according to claim 9 or 10, characterized in that in each of the two halves characterized by the stereopilot 35 that the electronically controllable phase shift signal divided into two parts is a frequency range with which lies in (36) in the second transmission path before said code signal of binary phase-modulated subcarriers. Connection point of the second transmission path

5. Radio system according to claim 4, characterized thereby.

net that the two auxiliary channels modulated with the code signal.

ger equal amplitudes and such a phase compared to 40 shows that with the output of the frequency discriminator have the stereo pilot signal that together with the _ (26) a filter and converter arrangement (33, 34; 128-133) stereopilot signal form a signal that Coupled by Quadraturmodu- 'for filtering out the stereo pilot signal and for lation of the stereo pilot signal with a from the Stereopilotsig- converting the binary phase modulated with the code signal derived subcarrier, which is itself phase-modulated with the code signal subcarrier using the filtered stereopilot signal on binary. 45 an intermediate phase-modulated binary with the code signal

6. Radio system according to claim 3, characterized in frequency carrier with a frequency corresponding to the fre-net that the subcarrier modulated with the code signal is located at a sequence distance between the subcarrier and the stereopilot - a distance from the stereopilot signal which is the same signal that said first transmission path with a Vs the frequency of the stereo pilot signal. Output of the filter and converter arrangement (33.34; 128-133)

7. Radio system according to one of claims 1 to 6 with 50 for feeding the binary phase-modulated intermediate frequency - a receiver-side frequency discriminator to the demo carrier to the first input (41; 136) of the synchronous demodulation of the received main carrier, thereby identifying (39; 135), and that an output of the filter indicates that the receiver (24-52; 125-152) has a synchro and converter arrangement (33, 34; 128-133) for the filtered out demodulator (39; 135) with the first (41; 136) and second (38; stereo pilot signal with the one or more frequency divider 138) inputs and one output, a first, with the Fre- 55 (35,37; 134) containing second transmission path to the frequency discriminator (26) coupled transmission path to Generation of a syn-supply of the binary phase-modulated code signal to the first chronized, non-modulated intermediate frequency carrier ver input (41; 136) of the synchronous demodulator by the filtered stereopilot signal (39; 135), and for feeding this non-modulated intermediate second frequency carrier, which is coupled to the frequency discriminator (26), to the second input (38; 138) of the syn-th transmission path for feeding a demodulator that is chronological with the stereopilot-6o 39; 135).

signal-synchronized, non-modulated signal to the second 13th radio system according to claim 12, characterized in input (38; 138) of the synchronous demodulator (39; 135) and that the filter and converter arrangement (128-133) one to the Output of the synchronous demodulator (39; 135) with a voltage-controlled oscillator (130), a filter connected output circuit (42; 140) for the demodulated (129) and a phase detector (128) constructed phase code signal. 65 contains loop for filtering the stereo pilot signal, where

8. Radio system according to claim 7, characterized by a first input (127) of the phase detector (128) the one between the two transmission paths received signal of the frequency discriminator (26) and a two-arrangement (46-51; 144-149) for generating a Control signal th input (132) of the phase detector (128), the filtered out step derived from the voltage controlled oscillator (130)

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Reopilot signal is supplied, and that the phase detector (128) of the phase loop is also effective as a converter for the modulated subcarrier, namely in that the said first transmission path is connected to the output of the phase detector (128). 5

14. Radio system according to claim 12, characterized in that between the output of the frequency discriminator (26) and the input of the filter and converter arrangement (33, 34; 128-133), a bandpass filter (32; 125) tuned to the subcarrier modulated with the code signal ) is recorded, of which a flank passes the stereo pilot signal.

15. Radio system according to one of claims 1 to 6, with a transmitter-side arrangement for generating a audio frequency information signal and a stereo information carrier modulated on a blanked stereo auxiliary carrier, 15 and with a transmitter-side oscillator for generating a stereo pilot signal, the frequency of which lies between the frequency spectra of the audio frequency information signal and the modulated stereo information signal , characterized in that the transmitter (1-23; 102-124) has a source (21; 120) of binary code signals and a modulated signal generator connected to this source (21; 120) and to the oscillator (14; 104) (18-20; 105-117) contains for generating a subcarrier phase-modulated with the code signals, which is a harmonic of a sub-harmonic of this pilot signal that does not coincide with a harmonic of the stereo pilot signal and lies outside the mentioned frequency spectra.

16. Radio system according to claim 15, characterized in that the modulating signal generator (18-20;

105-117) generates a subcarrier, phase-modulated with the code signals, which in at least one of the two halves of the frequency range divided into two parts by the stereo pilot signal between the upper limit of the frequency spectrum of the sound-frequency information signal and the lower limit of the frequency spectrum of the modulated stereo information 35 mation signal lies.

17. Radio system according to claim 15, characterized in that the modulating signal generator (18-20;

105-117) contains a subcarrier generator (18, 19; 105-113) for generating said subcarrier, and a modulator connected to the 40 subcarrier generator (18, 19; 105-113) and to the source (21; 120) of binary code signals (20; 117) for binary phase modulation of the subcarrier with the code signals.

18. Radio system according to claim 15, characterized in that the modulating signal generator (105-117)

a frequency collector (109-111) connected to the oscillator (104) contains 50 for generating an intermediate frequency carrier with a frequency corresponding to the frequency spacing between the subcarrier and the stereo pilot signal, 50 as well as first (108) and second (117) modulators each first (107; 116) and second (112; 118) inputs and one output, the output of the first modulator (108) being connected to the first input (116) of the second modulator (117) and being of the two inputs (107, 112) of the first modulator 55 (108) and the second input (118) of the second modulator (117) an input (107) to the oscillator, a second (112) to the frequency composer (109-111) and a third (118) to the source (120) binary code signals is connected.

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tion signal, which is modulated onto a suppressed stereo subcarrier, a stereo pilot signal, the frequency of which lies between the frequency spectra of the sound-frequency information signal and the modulated stereo information signal, and which is used for the demodulation of the stereo information signal, and a binary code signal which has a further subcarrier lying outside the frequency spectra mentioned Amplitude that modulates the main carrier by a maximum of 1 kHz, contains.

When tuning today's VHF radio receivers, the user often encounters great difficulties because only frequencies and / or channel numbers are mentioned on the tuning scale and the names of the transmitters are missing. In addition, a certain program is often broadcast by several stations, so that the user does not know whether he has tuned to the strongest station.

In order to be able to easily identify the FM transmitter and / or the type of program broadcast by the user, a radio system with identification signaling, as described at the beginning, has already been proposed at the CCIR (Comité Consulatif International des Radiocommunications) . In this system, the code signal is transmitted over the frequency spectrum of the stereo information signal by means of a suitably selected subcarrier. This subcarrier is frequency-modulated with the binary code signal, which signal contains information by means of a digital code, for example about the name of the program, the location of the transmitter, the type of program and the channel number, so that, for example, the subsequent message consisting of 16 characters Will be received:

Nedl Roerm KL 25