WO2025201989A1 - Treiberschaltung und verfahren zur zwischenspeicherung von gateladung in einem kondensator - Google Patents

Treiberschaltung und verfahren zur zwischenspeicherung von gateladung in einem kondensator

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WO2025201989A1
WO2025201989A1 PCT/EP2025/057505 EP2025057505W WO2025201989A1 WO 2025201989 A1 WO2025201989 A1 WO 2025201989A1 EP 2025057505 W EP2025057505 W EP 2025057505W WO 2025201989 A1 WO2025201989 A1 WO 2025201989A1
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WO
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capacitor
gate
potential
driver circuit
edge
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PCT/EP2025/057505
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English (en)
French (fr)
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Kai Kühnen
Matthias Duchrau
Christoph Hornstein
Nicolai Hocke
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Schaeffler Technologies AG and Co KG
Original Assignee
Schaeffler Technologies AG and Co KG
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Publication date
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Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption

Definitions

  • Electric vehicles have an inverter and an electric machine driven by the inverter.
  • Pulse-width-modulated control signals are known to be used to control the electric machine, turning the inverter's switches on and off.
  • the duty cycle of the control signal determines the desired current acting on the electric machine.
  • Inverters are known to use switches (semiconductor switches) that are either fully closed or fully open. The switches are not typically controlled in linear mode, which would result in a voltage drop across the switch while current flows, and thus in high power dissipation. In other words, for efficiency reasons and because of undesirable heating, it is well known that the electronic switches of a drive inverter are not operated in linear mode for longer than necessary, in which a voltage drops across the switches while they carry a current. Therefore, the greatest possible edge steepness is desirable, where achievable.
  • Silicon-based IGBTs for example, can be used to implement such an inverter, with SiC-based or GaN-based FETs enabling a higher edge steepness.
  • the use of these transistors also generates (albeit lower) power dissipation.
  • These transistors are so-called wide-bandgap semiconductors, which enables the achievement of high edge steepness (due to the increased electron mobility).
  • semiconductors for fast switching require a minimum control voltage or gate voltage for efficient (fast) execution of the switching processes, so that frequent switching also leads to significant losses due to the changing control voltage at the gate of the FET.
  • Current driver circuits therefore generate undesirable power dissipation when driving the gate, so that it is an object of the invention to provide a simple and to reliably reduce the power loss in the driver circuit caused by switching.
  • a capacitor to the gate of a power semiconductor for a defined time, preferably during each switching operation (switching on and off, triggered by a PWM signal).
  • the switching on takes place a defined period of time after the switching operation.
  • the capacitor is only switched on for a predefined period of time.
  • the connection carried out for switching on provides that the capacitor is connected to the gate shortly after switching on.
  • the gate voltage is (still) lower than the capacitor voltage, whereby charge is transferred from the capacitor to the gate.
  • a portion of the charge stored in the capacitor is thus transferred directly to the gate. This charge then no longer needs to be drawn from a supply or operating voltage source.
  • the capacitor discharges to a specific value (voltage value).
  • the capacitor is reconnected to the gate according to defined times. In particular, after the switching off process, the capacitor is connected to the gate for a specific period of time.
  • the driver circuit has a driver output stage with a gate potential.
  • the gate potential can be applied to a power transistor.
  • the driver output stage can also have a reference potential that can be connected to the power transistor. This allows the voltage between the gate potential and the reference potential to be applied to the power transistor as a control voltage for driving it.
  • the reference potential is preferably a source potential or a ground potential, so that the control voltage is applied to the power transistor as a gate-source voltage.
  • the reference potential can also differ from the source potential or ground potential by a potential difference, whereby the potential difference can be constant or adjustable in magnitude, but preferably does not have different polarities itself or for the switchable capacitor.
  • the reference potential is connected directly (i.e., without a resistance element) to the gate potential via the switchable capacitor (as a series circuit element).
  • a capacitor is formed by a series circuit of a switch and a capacitor.
  • the switch can be connected to the reference potential via the capacitor.
  • the switch can also be connected to the gate potential via the capacitor.
  • the switch is connected to the reference potential (directly), and the capacitor connects the switch (or the reference potential via the switch) to the gate potential. This allows the switching signal of the switch to have a direct reference to the reference potential.
  • the switch of the switchable capacitor is preferably a semiconductor switch, in particular a transistor, such as a MOSFET.
  • the reference potential to which the switchable capacitor is (directly or permanently) connected can be the ground potential, the source potential, or the potential of a (constant) voltage source, via which the switchable capacitor is connected to the ground or source potential.
  • the gate potential can be connected via the switchable capacitor to a negative potential of a negative voltage source or to a positive potential of a positive voltage source, which can be part of a driver output stage of the driver circuit.
  • the reference potential can be connected to the gate potential via the switchable capacitor and via a voltage source (in this order or vice versa). If the reference potential is, for example, ground, the gate potential can be connected via the switchable capacitor and via a voltage source (in this order or vice versa) to the gate potential.
  • the switchable capacitor is connected to the reference potential, in particular directly, with a potential offset (i.e., via a voltage source), and/or via a passive circuit (e.g., a resistor or with a resistor circuit and/or with a capacitor, perhaps connected in series).
  • the switchable capacitor of the driver circuit is connected to the reference potential in a particularly polarity-preserving manner, i.e., one end of the switchable capacitor that faces the reference potential when switched on also faces the reference potential when switched off. In other words, the connection between the switchable capacitor and the reference potential is not capable of reversing the polarity of the switchable capacitor with respect to the gate potential.
  • the driver circuit can have a controller (control device). This controller is connected to the switchable capacitor or to its switch in a driving manner. The controller is configured to set the switchable capacitor into an active state with a delay compared to the time of a switching edge of the driver circuit.
  • the delay with which the switchable capacitor is set to the active (conductive) state can correspond to a predetermined time period, for example between 0.1 and 1 ns or less than 2 ns. Other embodiments provide that the time period is no more than 5 ns, 20 ns, 100 ns, or no more than 1 ps, 5 ps, or 20 ps.
  • the delay is preferably no longer than one PWM period or ON period or OFF period that begins with the switching edge.
  • the delay is preferably constant, for example, permanently implemented in the driver circuit.
  • the delay can be predetermined.
  • the controller can be implemented as a control device, such as a control circuit or logic circuit, as a microprocessor with software code running on it (which at least partially implements the described procedure), or as a combination thereof.
  • the controller is preferably configured to end the active state of the switchable capacitor after a predetermined ON duration. In this way, the amount of charge transferred between the gate and the capacitor is also controlled or limited. In particular, the voltage swing of the capacitor is limited during the switching on of the capacitor or during the ON duration.
  • the controller can be configured such that the duration for which the capacitor charges the gate and the duration for which the gate charges the capacitor (corresponding to the ON duration or the active state, respectively) do not exceed 2%, 1%, or 0.7% of the duration of a PWM period of a pulse pattern signal.
  • the pulse pattern signal is the drive signal of the power transistor.
  • the procedure described here can also be implemented by a method.
  • the circuits described here are preferably designed to carry out the method.
  • a method for temporarily storing charge at a gate of a power transistor is described. After a turn-on edge of the power transistor, a capacitor charges the gate. This is achieved by designing the capacitor as a switchable capacitor (as described here) and activating it, for example, by an ON state of the switch. of the capacitor. After a turn-off edge of the power transistor, the gate charges the capacitor, i.e., the gate is discharged toward the capacitor. This step is also preferably performed by activating the switchable capacitor.
  • the voltage swing of the voltage dropped across the capacitor element of the switchable capacitor is preferably only a fraction of the voltage swing at the transistor gate (the swing between a turn-on level and a turn-off level of the gate).
  • the capacitor thus stores only a fraction of the charge applied to and removed from the gate.
  • the magnitude of the voltage swing generated by charging the capacitor is, in particular, no more than 40%, 30%, or 25% of the voltage swing between a turn-on level and a turn-off level of the gate.
  • Figure 1 shows a driver circuit TR with a bipolar power supply comprising a first voltage source V1 and a second voltage source V2.
  • the voltage of the voltage source V2 is adapted to a desired OFF level of a gate G of a power transistor T, approximately -3 volts to -5 volts (e.g., 4 volts) relative to ground M.
  • the voltage of the voltage source V1 is adapted to a desired ON level of a gate G of a power transistor T, approximately 10 volts to 15 volts (e.g., 12 volts) relative to ground M.
  • the voltages of the voltage sources can also be greater (in magnitude) than the desired gate voltage to support the switching process.
  • the connection point, which results from the serial connection of the two voltage sources V1, V2, is connected to a reference potential M (ground).
  • the voltage sources V1, V2 are part of a driver output stage TE.
  • the driver output stage TE further has two switches S1, S2, with switch S1 being connected downstream of the first, positive voltage source V1 and switch S2 being connected downstream of the second, negative voltage source V2.
  • the switches S1, S2 are connected to a gate potential GP via respective resistors R1, R2.
  • Gate potential GP is part of an output of the driver circuit TR or the driver output stage TE. If switch S1 is closed (and S2 is open), the gate potential GP receives the positive potential of the voltage source V1. If switch S2 is closed (and S1 is open), the gate potential GP receives the negative potential of the voltage source V2.
  • a power transistor T is connected downstream of the driver circuit TR and in particular of the driver output stage TE or the output A. Its gate terminal G is connected to the gate potential GP of the driver circuit TR.
  • the drain D and source S of the power transistor T are connected to positive and negative potentials H-, H+, respectively, not directly, however, but via a load (not shown) that can be switched by the switching state of the power transistor T.
  • the gate G or its potential defines the switching state of the power transistor T.
  • the level of the gate potential GP of the driver circuit TR (relative to the reference potential M, which is also part of the output A) is crucial for the switching state of the power transistor.
  • the control signal for the power transistor is emitted by the voltage between the potentials GP and M, with GP changing during control as shown.
  • the switchable capacitor SK comprises a series circuit consisting of a capacitor C and a switching element S3.
  • the switching element S3, which can also be referred to as switch S3, is assigned to the switchable capacitor SK or connected in series with it.
  • the switching element S3 is, in particular, a MOSFET or another transistor.
  • the reference potential is connected to the capacitor C via the switch S3.
  • the end of the capacitor C opposite the switch S3 is connected to the driver output stage TE or to its gate potential GP.
  • the switchable capacitor SK is thus connected to the output A of the driver circuit TR or the driver output stage.
  • the switchable capacitor can also be connected between the gate potential GP and a potential that is offset in potential from the reference potential M, for example to the negative potential of the voltage source V2 or to the positive potential of the voltage source V1. These two potentials are offset from the reference potential M (ground) due to the voltage sources.
  • the switchable capacitor SK connects the gate potential GP to a potential (directly or indirectly) that is fixed relative to the potential to which the gate potential or its voltage refers. Only the connection of the switchable capacitor SK to reference potential M is shown; for clarity, other possible connections are not shown.
  • the switchable capacitor SK is connected between the gate potential GP and a potential that is galvanically connected to it (with or without a potential offset by a voltage source).
  • FIG. 2 serves to explain in more detail the timing of the control process implemented by the controller ST (as a device).
  • the upper timing diagram shows the pulse wave modulation signal PWM, according to which the switches S1 and S2 of Figure 1 are switched.
  • the pulse width modulation signal PWM is at a low level (low level - OFF level of transistor T)
  • the switch S2 is closed and the switch S1 is open.
  • the pulse width modulation signal PWM is at a high level (high level - ON level of transistor T)
  • the switch S1 is closed and the switch S2 is open.
  • a switch-on edge PF 1 results when the switch S1 is turned on.
  • a switch edge PF 2 results.
  • the lower timing diagram shows the sequence of the capacitor switching signal KS in comparison to the sequence of the pulse width modulation signal PWM (PWM signal for short).
  • Both timing diagrams in Figure 2 refer to a time profile t running to the right. It can be seen that there is a switching edge F1 (switch-on edge) of the capacitor switching signal KS, which occurs after the switch-on edge PF1 of the PWM signal.
  • the switch-on edge F1 of the signal KS is delayed by the time period tD after the switch-on edge PF1. It can also be seen that the switch-off edge F2 of the capacitor switching signal KS occurs significantly before the switch-off edge PF2 of the PWM signal.
  • the switch-on duration of the capacitor switching signal KS is shown as tON and is significantly shorter than the duration of the positive level between the edges PF1, PF2 of the PWM signal.
  • the gate is not fully charged. Rather, there is a switch-on phase in which the gate only has a fraction of the voltage that exists at the end of the switch-on phase (just before the edge PF 2). If the capacitor C is now switched on for the duration tON between the edges F1 (switch-on edge) and F2 (subsequent switch-off edge) of the capacitor switching signal JS, the higher voltage of the capacitor SK (compared to the gate) can contribute to charging the gate. This results in the desired support of the switch-on process.
  • the capacitor K has a voltage from a previous process during the duration tON that is greater than the voltage intended at gate G at this time, which up to this point is only a fraction of the final voltage (at the end of the ON phase of the PWM signal). This is why the supporting current flow from capacitor C to gate G occurs.
  • Figure 2 further shows that the same process is repeated after the turn-off edge PF2.
  • the capacitor is switched on after this switching edge PF2 for the duration tON' between the turn-on edge F1' and the turn-off edge F2' of the capacitor switching signal KS. Since the turn-on duration tON' lies at the beginning of the corresponding period of the PWM signal, the gate G is only a fractionally discharged shortly after the turn-off edge PF2 of the PWM signal.
  • the switching on of the capacitor C or SK then serves to support this, with the capacitor C or SK in this case absorbing the charge. Since the capacitor is only switched on for a relatively short time, it never reaches either the high or low level of the PWM signal.
  • the voltage swing of the capacitor (between F1, F2 and the subsequent level, or between FT, F2' and the subsequent level) is only a fraction of the voltage swing of the gate voltage, as shown in the upper PWM signal.
  • Figure 2 shows that the temporary switching on of the switchable capacitor ZK is repeated directly or shortly after the switching edges of the PWM signal, or is carried out for all switching edges, although this can also be carried out for only a portion of the switching edges. There may be operating ranges in which it is advantageous not to switch the capacitor on continuously.

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Abstract

Eine Treiberschaltung (TR) hat eine Treiberendstufe (TE), die ein Gatepotential (GP) aufweist. Die Treiberschaltung (TR) weist einen schaltbaren Kondensator (SK) auf, über den das Gatepotential (GP) mit einem Bezugspotential (M) der Treiberschaltung (TR) verbunden ist. Ferner ist ein entsprechendes Verfahren zur Zwischenspeicherung von Gateladung beschrieben.

Description

Beschreibung
Treiberschaltung und Verfahren zur Zwischenspeicherung von Gateladung in einem Kondensator
Fahrzeuge mit elektrischem Antrieb weisen einen Inverter bzw. Umrichter und eine elektrische Maschine auf, die von dem Inverter betrieben wird. Es ist bekannt, zur Steuerung der elektrischen Maschine pulsweitenmodulierte Steuersignale zu verwenden, um Schalter des Inverters an- und auszuschalten. Durch das Tastverhältnis des Steuersignals (PWM-Signals) ergibt sich der gewünschte, an der elektrischen Maschine wirkende Strom. Es ist bekannt, in Invertern Schalter (Halbleiterschalter) zu verwenden, die entweder im vollständig geschlossenen Zustand oder im vollständig offenen Zustand sind. Die Schalter werden üblicherweise nicht im Linearbetrieb angesteuert, der einen Spannungsabfall am Schalter bei gleichzeitigem Stromfluss und somit eine hohe Verlustleistung mit sich bringen würde. Mit anderen Worten wird bekanntermaßen aus Effizienzgründen und wegen der unerwünschten Erwärmung vermieden, dass die elektronischen Schalter eines Antriebsinverters länger als notwendig im Linearbetrieb sind, in dem über den Schaltern eine Spannung abfällt, während diese einen Strom führen. Es ist somit eine möglichst große Flankensteilheit wünschenswert, soweit realisierbar.
Etwa IGBTs auf Siliziumbasis können zur Umsetzung eines derartigen Inverters verwendet werden, wobei etwa FETs auf SiC-Basis oder GaN-Basis eine höhere Flankensteilheit ermöglichen. Jedoch wird bei der Verwendung von diesen Transistoren ebenso eine (wenn auch geringere) Verlustleistung erzeugt. Diese genannten Transistoren sind sogenannte Wide-Bandgap-Halbleiter, wobei dies die Erreichung von hohen Flankensteilheiten ermöglicht (aufgrund der erhöhten Elektronenmobilität). Gleichzeitig erfordern Halbleiter zum schnellen Schalten eine Mindest-Steuerspannung bzw. Gatespannung zur effizienten (schnellen) Ausführung der Umschaltvorgänge, so dass die häufige Umschaltung auch zu relevanten Verlusten durch die veränderliche Steuerspannung am Gate des FETs führt. Aktuelle Treiberschaltungen erzeugen somit unerwünschte Verlustleistung beim Ansteuern des Gates, so dass es eine Aufgabe der Erfindung ist, auf einfache Weise und verlässlich die durch das Schalten entstehende Verlustleistung in der Treiberschaltung zu verringern.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die Gegenstände der unabhängigen Ansprüche. Weitere Eigenschaften, Merkmale, Ausführungsformen und Vorteile ergeben sich mit den abhängigen Ansprüchen, der Beschreibung und den Figuren.
Es wird vorgeschlagen, einen Kondensator vorzugsweise bei jedem Schaltvorgang (Einschalten und Ausschalten, getriggert durch ein PWM-Signal) für eine definierte Zeit mit dem Gate eines Leistungshalbleiters zu verbinden. Das Zuschalten wird nach einer definierten Zeitdauer nach dem Schaltvorgang durchgeführt. Der Kondensator wird insbesondere nur für eine vordefinierte Zeitdauer zugeschaltet. Das Verbinden, das zum Einschalten ausgeführt wird, sieht vor, dass kurz nach dem Einschalten der Kondensator mit dem Gate verbunden wird. Beim Einschalten ist die Spannung des Gates (noch) kleiner als die Spannung des Kondensators, wodurch Ladung vom Kondensator auf das Gate übertragen wird. Beim Einschalten wird dadurch ein Teil der im Kondensator gespeicherten Ladung direkt auf das Gate gegeben. Diese Ladung muss dann nicht mehr aus einer Versorgungs- bzw. Betriebsspannungsquelle entnommen werden. Dabei entlädt sich der Kondensator auf einen bestimmten Wert (Spannungswert). Beim Ausschalten wird der Kondensator wieder entsprechend definierter Zeitpunkte mit dem Gate verbunden. Insbesondere wird nach dem Ausschaltvorgang der Kondensator für eine bestimmte Zeitdauer mit dem Gate verbunden.
Vor der Verbindung hat das Gate (noch) eine Spannung, die höher ist als die Spannung des Kondensators (der beim vorangehenden Einschaltvorgang teilweise entladen wurde). Entsprechend kann auch hierbei die von der Versorgungs- bzw. Betriebsspannungsquelle gelieferte Ladung reduziert werden, die zwischen einer Treibersignalquelle und dem Gate fließen muss, um den Schaltprozess durchzuführen. Ein Teil der Ladung des Gates kann somit auf dem Kondensator gespeichert werden (beim Ausschalten des Gates) bzw. diesem entnommen werden (beim Einschalten des Gates), um den Schaltvorgang zu unterstützen. Die Zeitdauer, die der Kondensator beim Einschalten mit dem Gate verbunden wird, kann gleich lange sein wie die Zeitdauer, für die der Kondensator beim Ausschalten mit dem Gate verbunden wird. Es können in weiteren Ausführungsformen für das Einschalten und das Ausschalten unterschiedlich lange Zeitdauern vorgesehen werden. Dies wird wiederholend ausgeführt; nach dem Ausschalten folgt ein nächster Einschaltbefehl, und der beschriebene Zyklus startet erneut. Dadurch kann ein Teil der Gateladung zurückgewonnen werden und muss nicht aus der Betriebsspannung bzw. der betreffenden Quelle entnommen werden.
Diese Vorgehensweise ist realisierbar mittels einer Treiberschaltung. Die Treiberschaltung verfügt über eine Treiberendstufe, die ein Gatepotential aufweist. Das Gatepotential kann an einen Leistungstransistor angelegt werden. Hierzu kann die Treiberendstufe zudem ein Bezugspotential aufweisen, das an den Leistungstransistor geführt werden kann. Dadurch kann die Spannung zwischen Gatepotential und Bezugspotential als Steuerspannung zur Ansteuerung an den Leistungstransistor angelegt werden. Das Bezugspotential ist vorzugsweise ein Sourcepotential oder ein Massepotential, so dass die Steuerspannung als Gate- Source-Spannung an den Leistungstransistor angelegt wird. Das Bezugspotential kann sich auch um eine Potentialdifferenz von dem Sourcepotential oder Massepotential unterscheiden, wobei die Potentialdifferenz konstant oder in ihrer Höhe einstellbar ist, jedoch vorzugsweise weder selbst noch für den schaltbaren Kondensator unterschiedliche Polaritäten aufweist.
Die Treiberschaltung weist ferner einen schaltbaren Kondensator auf. Über den schaltbaren Kondensator ist das Gatepotential mit dem Bezugspotential der Treiberschaltung verbunden. Der schaltbare Kondensator hat somit ein Ende, das fest mit dem Bezugspotential der Treiberschaltung verbunden ist, wie auch das Source-Potential fest mit dem Bezugspotential verbunden ist. Insbesondere hat der schaltbare Kondensator ein Ende, das fest mit dem Bezugspotential der Treiberschaltung verbunden ist, wie auch das Source-Potential fest mit dem Bezugspotential verbunden ist. Daher muss lediglich ein schaltbares Element des Kondensators betätigt werden, um den gewünschten Effekt zu realisieren.
Das Bezugspotential ist über den schaltbaren Kondensator (als Reihenschaltungselement) direkt (d.h. ohne ein Widerstandselement) mit dem Gatepotential verbunden. Dies ermöglicht einen hohen Stromfluss. Der schaltbare Kondensator wird ausgebildet von einer Reihenschaltung eines Schalters und eines Kondensators. Der Schalter kann über den Kondensator mit dem Bezugspotential verbunden sein. Der Schalter kann ferner über den Kondensator mit dem Gatepotential verbunden sein. Vorzugsweise ist der Schalter mit dem Bezugspotential verbunden (auf direkte Weise) und der Kondensator verbindet den Schalter (bzw. das Bezugspotential über den Schalter) mit dem Gatepotential. Dadurch kann das Schaltsignal des Schalters direkten Bezug zum Bezugspotential aufweisen. Der Schalter des schaltbaren Kondensators ist vorzugsweise ein Halbleiterschalter, insbesondere ein Transistor, etwa ein MOSFET.
Ferner kann der schaltbare Kondensator über einen Widerstand mit dem Gatepotential verbunden sein. Der schaltbare Kondensator kann auch direkt mit dem Gatepotential verbunden sein und über einen Widerstand mit dem Bezugspotential verbunden sein. Der schaltbare Kondensator kann zudem selbst einen Strombegrenzungswiderstand aufweisen, der in dem schaltbaren Kondensator in Reihe geschaltet ist. Der schaltbare Kondensator kann selbst einen Strombegrenzungswiderstand aufweisen, oder eine Verbindung zu einem Potential (zu dem Bezugspotential oder dem Gatepotential) kann einen Strombegrenzungswiderstand aufweisen. Der Strombegrenzungswiderstand ist in Reihe geschaltet (mit den genannten Komponenten). Es ergibt sich ein begrenzter Strom. Es kann eine Reihenschaltung des schaltbaren Kondensators und eines Widerstands (zur Strombegrenzung) das Bezugspotential mit dem Gatepotential verbinden.
Das Bezugspotential, mit dem der schaltbare Kondensator (direkt bzw. fest) verbunden ist, kann das Massepotential, das Sourcepotential oder das Potential einer (konstanten) Spannungsquelle sein, über die der schaltbare Kondensator mit dem Masse- oder Sourcepotential verbunden ist. Insbesondere kann das Gatepotential über den schaltbaren Kondensator mit einem negativen Potential einer negativen Spannungsquelle verbunden sein oder mit einem positiven Potential einer positiven Spannungsquelle, die Teil einer Treiberendstufe der Treiberschaltung sein können. Das Bezugspotential kann über den schaltbaren Kondensator und über eine Spannungsquelle (in dieser Reihenfolge oder umgekehrt) mit dem Gatepotential verbunden sein. Ist das Bezugspotential etwa Masse, kann das Gatepotential über den schaltbaren Kondensator und über eine Spannungsquelle (in dieser Reihenfolge oder umgekehrt) mit dem Gatepotential verbunden sein.
Der schaltbare Kondensator ist insbesondere direkt, mit einem Potentialversatz (d.h. über eine Spannungsquelle) und/oder über eine passive Schaltung (beispielsweise ein Widerstand oder mit einer Widerstandsschaltung und/oder mit einem Kondensator, etwa seriell angeschlossen) an das Bezugspotential angeschlossen. Der schaltbare Kondensator der Treiberschaltung ist insbesondere polaritätserhaltend mit dem Bezugspotential verbunden, d.h. ein Ende des schaltbaren Kondensators, das beim Einschalten dem Bezugspotential zugewandt ist, ist auch beim Ausschalten dem Bezugspotential zugewandt. Mit anderen Worten ist die Verbindung zwischen schaltbarem Kondensator und dem Bezugspotential nicht in der Lage, die Polarität des schaltbaren Kondensators bezüglich dem Gatepotential umzukehren.
Die Treiberschaltung kann eine Steuerung (Steuervorrichtung) aufweisen. Diese Steuerung ist ansteuernd mit dem schaltbaren Kondensator bzw. mit dessen Schalter verbunden. Die Steuerung ist eingerichtet, den schaltbaren Kondensator mit einer Verzögerung gegenüber dem Zeitpunkt einer Schaltflanke der Treiberschaltung in einen aktiven Zustand zu versetzen. Die Verzögerung, mit der der schaltbare Kondensator in den aktiven (leitenden) Zustand gesetzt wird, kann einer vorgegebenen Zeitdauer entsprechen, beispielsweise zwischen 0,1 und 1 ns oder weniger als 2 ns. Andere Ausführungsformen sehen vor, dass die Zeitdauer nicht mehr als 5 ns, 20 ns, 100 ns oder nicht mehr als 1 ps, 5 ps oder 20 ps beträgt. Die Verzögerung ist vorzugsweise nicht länger als eine PWM-Periode oder AN-Periode oder AUS-Periode, die mit der Schaltflanke beginnt.
Die Verzögerung ist vorzugsweise konstant, etwa fest implementiert in der Treiberschaltung. Die Verzögerung kann vorgegeben sein. Die Steuerung kann als Steuervorrichtung realisiert sein, etwa als Steuerschaltung bzw. Logikschaltung, als Mikroprozessor mit darauf auflaufendem Softwarecode (der die beschriebene Vorgehensweise zumindest teilweise realisiert), oder als Kombination hiervon. Die Steuerung ist vorzugweise eingerichtet, den aktiven Zustand des schaltbaren Kondensators nach einer vorbestimmten AN-Dauer zu beenden. Auf diese Weise wird auch die zwischen Gate und Kondensator übertragene Ladungsmenge gesteuert bzw. beschränkt. Insbesondere wird der Spannungshub des Kondensators im Verlauf der Zuschaltung des Kondensators bzw. im Verlauf der AN-Dauer beschränkt. Die Steuerung kann eingerichtet sein, dass die Dauer für die der Kondensator das Gate auflädt und die Dauer, für die das Gate den Kondensator auflädt (entsprechend der AN-Dauer bzw. entsprechend dem aktiven Zustand), nicht mehr als 2%, 1%, oder 0,7% der Dauer einer PWM-Periode eines Pulsmustersignals beträgt. Das Pulsmustersignal ist hierbei das Ansteuersignal des Leistungstransistors.
Es kann eine Leistungsschaltung vorgesehen sein, die einen Leistungstransistor und eine wie hier beschriebene Treiberschaltung aufweist. Der Leistungstransistor verfügt über ein Gate (welches das Gatepotential aufweist). Der Leistungstransistor hat ferner eine Source; die Gate-Source-Spannung liegt zwischen Gate und Source des Leistungstransistors an. Die Leistungsschaltung umfasst auch die hier beschriebene Treiberschaltung, wobei deren Gatepotential an das Gate des Leistungstransistors angeschlossen ist. Das Bezugspotential der Treiberschaltung ist an die Source des Leistungstransistors angeschlossen. Der Leistungstransistor ist vorzugsweise ein Leistungs-MOSFET oder ein Leistungs-IGBT. Der Leistungstransistor ist insbesondere für Spannungen > 60 V, insbesondere von mindestens 400 V oder mindestens 800 V ausgelegt, ggf. für eine Sperrspannung von mindestens 1200 V. Der Leistungstransistor ist vorzugsweise für einen Nennstrom von mindestens 10 A, mindestens 50 A oder mindestens 100 A ausgelegt.
Die hier beschriebene Vorgehensweise kann auch von einem Verfahren realisiert werden. Die hier beschriebenen Schaltungen sind vorzugsweise zur Ausführung des Verfahrens ausgebildet. Es wird ein Verfahren zur Zwischenspeicherung von Ladung eines Gates eines Leistungstransistors beschrieben. Nach einer Einschaltflanke des Leistungstransistors lädt ein Kondensator das Gate auf. Dies wird vorgesehen, indem der Kondensator als schaltbarer Kondensator (wie hier beschrieben) ausgebildet ist und dieser aktiviert wird, etwa durch einen AN-Zustand des Schalters des Kondensators. Nach einer Ausschaltflanke des Leistungstransistors lädt das Gate den Kondensator auf, d.h. das Gate wird zum Kondensator hin entladen. Auch dieser Schritt wird vorzugsweise durchgeführt, indem der schaltbare Kondensator aktiviert wird. Durch die Ladevorgänge ergeben sich erwünschte Änderungen des Gatepotentials, die insbesondere die Schaltgeschwindigkeit erhöhen, d.h. die Flankensteilheit des An- und Ausschaltens des Leistungstransistors erhöhen. Dies wird vorgesehen, indem der Kondensator als schaltbarer Kondensator (wie hier beschrieben) ausgebildet ist und dieser aktiviert wird, etwa durch einen AN-Zustand des Schalters des Kondensators.
Insbesondere im Rahmen des Verfahrens ist vorgesehen, dass die Dauer, für die der Kondensator das Gate auflädt und die Dauer, für die das Gate den Kondensator auflädt (d.h. die Zeitdauern des aktiven Zustands des schaltbaren Kondensators), nur einen kleinen Bruchteil einer PWM-Penode eines Pulsmustersignals beträgt, mit der der Leistungstransistors angesteuert wird. Insbesondere beträgt die Dauer, für die der Kondensator das Gate auflädt und die Dauer, für die das Gate den Kondensator auflädt, nicht mehr als 2%, 1 %, oder 0,7% der Dauer einer PWM- Penode eines Pulsmustersignals, mit der der Leistungstransistors angesteuert wird.
Zudem beträgt vorzugsweise der Spannungshub der Spannung, die über dem Kondensatorelement des schaltbaren Kondensators abfällt, nur ein Bruchteil des Spannungshubs am Gate des Transistors (Hub zwischen einem Einschaltpegel und einem Ausschaltpegel des Gates). Der Kondensator speichert somit nur einen Bruchteil der Ladung, die auf das Gate aufgebracht wird und von dem Gate wieder abgezogen wird. Der Betrag des Spannungshubs, der durch das Aufladen am Kondensator erzeugt wird, beträgt insbesondere nicht mehr als 40%, 30% oder 25% des Spannungshubs beträgt, der zwischen einem Einschaltpegel und einem Ausschaltpegel des Gates besteht.
Das Aufladen (des Gates) bzw. der Beginn des Aufladens nach einer Einschaltflanke ist gegenüber der Einschaltflanke um eine vorbestimmte Zeitdauer verzögert. Das Aufladen (des Kondensators) nach einer Ausschaltflanke ist gegenüber der Ausschaltflanke um eine vorbestimmte Zeitdauer verzögert. Die Verzögerung ist derart bemessen, dass der Pegel des Gates noch mindestens 80% oder mindestens 90% oder mindestens 95% des Pegels beträgt, der unmittelbar vor der Flanke am Gate anlag. Der Pegel des Gates bezieht sich auf das Bezugspotential und kann somit als Spannung gegenüber dem Bezugspotential betrachtet werden. Die Zeitdauer, mit der das Aufladen (bzw. dessen Beginn) gegenüber der jeweiligen vorhergehenden Flanke verzögert ist, beträgt insbesondere nicht mehr als 4%, 2%, 1 %, oder 0,7% der Dauer einer PWM-Periode eines Pulsmustersignals, mit der der Leistungstransistors angesteuert wird.
Die Figur 1 dient zur Erläuterung von beispielhaften Ausführungsformen einer Treiberschaltung.
Die Figur 2 dient zur Erläuterung der Wirkungsweise von beispielhaften Treiberschaltungen sowie zur Erläuterung von beispielhaften Ausführungsformen der hier beschriebenen Vorgehensweise.
Die Figur 1 zeigt eine Treiberschaltung TR mit einer bipolaren Spannungsversorgung, die eine erste Spannungsquelle V1 und eine zweite Spannungsquelle V2 umfasst. Die Spannung der Spannungsquelle V2 ist an einen gewünschten AUS-Pegel eines Gates G eines Leistungstransistors T angepasst, etwa -3 Volt bis -5 Volt (beispielsweise 4 Volt) gegenüber Masse M. Die Spannung der Spannungsquelle V1 ist an einen gewünschten AN-Pegel eines Gates G eines Leistungstransistors T angepasst, etwa 10 Volt - 15 Volt (beispielsweise 12 Volt) gegenüber Masse M. Die Spannungen der Spannungsquellen können auch (vom Betrag her) größer sein als die gewünschte Gatespannung, um so den Schaltprozess zu unterstützen.
Der Verbindungspunkt, der sich durch die serielle Verbindung der beiden Spannungsquellen V1 , V2 ergibt, ist mit einem Bezugspotential M (Masse) verbunden. Die Spannungsquellen V1 , V2 sind Teil einer Treiberendstufe TE. Die Treiberendstufe TE hat ferner zwei Schalter S1 , S2, wobei der Schalter S1 der ersten, positiven Spannungsquelle V1 nachgeschaltet ist und der Schalter S2 der zweiten, negativen Spannungsquelle V2 nachgeschaltet ist. Somit sind die Spannungsausgänge der Spannungsquelle V1 , V2 schaltbar. Die Schalter S1 , S2 sind über jeweilige Widerstände R1 , R2 mit einem Gatepotential GP verbunden. Das Gatepotential GP ist Teil eines Ausgangs der Treiberschaltung TR bzw. der Treiberendstufe TE. Ist Schalter S1 geschlossen (und S2 offen), erhält das Gatepotential GP das positive Potential der Spannungsquelle V1 . Ist Schalter S2 geschlossen (und S1 offen), erhält das Gatepotential GP das negative Potential der Spannungsquelle V2.
Der Treiberschaltung TR und insbesondere der Treiberendstufe TE bzw. dem Ausgang A ist ein Leistungstransistor T nachgeschaltet. Dessen Gateanschluss G ist mit dem Gatepotential GP der Treiberschaltung TR verbunden. Das Drain D und Die Source S des Leistungstransistor T sind mit positiven bzw. negativen Potentialen H-, H+ verbunden, jedoch nicht direkt, sondern über eine (nicht dargestellte) Last, die durch den Schaltzustand des Leistungstransistor T geschaltet werden kann. Das Gate G bzw. dessen Potential definiert den Schaltzustand des Leistungstransistors T ist. Somit ist die Höhe des Gatepotential GP der Treiberschaltung TR (gegenüber dem Bezugspotential M, dass auch Teil des Ausgangs A ist) ausschlaggebend für den Schaltzustand des Leistungstransistors. Das Steuersignal für den Leistungstransistor wird abgegeben durch die Spannung zwischen den Potentialen GP und M, wobei sich GP wie dargestellt bei der Ansteuerung ändert.
Um den Schaltvorgang zu unterstützen und um einen Teil der Verlustleistung in der Treiberendstufe TE zu vermeiden, ist ein schaltbarer Kondensator SK vorgesehen. Der schaltbarer Kondensator SK umfasst wie dargestellt eine Reihenschaltung aus einem Kondensator C und einem Schaltelement S3. Das Schaltelement S3, das auch als Schalter S3 bezeichnet werden kann, ist dem schaltbaren Kondensator SK zugeordnet bzw. hiermit in Reihe geschaltet. Das Schaltelement S3 ist insbesondere ein MOSFET oder ein anderer Transistor. Das Bezugspotential ist über den Schalter S3 mit dem Kondensator C verbunden. Das dem Schalter S3 entgegensetzte Ende des Kondensators C ist mit der Treiberendstufe TE bzw. mit deren Gatepotential GP verbunden. Der schaltbare Kondensator SK ist somit mit dem Ausgang A der Treiberschaltung TR bzw. der Treiberentstufe verbunden. Bei geschlossenem Schalter S3 ist der Kondensator C des schaltbaren Kondensators SK parallel an das Bezugspotential und das Gatepotential GP angeschlossen. Zu beiden Enden des Kondensators C bestehen somit das Gatepotential bzw. das Bezugspotential (Masse). Die Spannung zwischen diesen Potentialen liegt dann an dem Kondensator an. Die Spannung am Kondensator liegt dann an diesen Potentialen GP, M an. Die Spannung zwischen dem Bezugspotential M und dem Gatepotential GP liegt dann über den Kondensator C an. Nicht dargestellt sind parasitäre Reihen- und Parallelwiderstände des Kondensators C, die bei der genauen Betrachtung der im folgenden dargestellten Ladeprozesse vorzugsweise berücksichtigt werden (insbesondere der parasitäre Reihenwiderstand, der den Stromfluss vom/zum Kondensator begrenzt). In Fig. 1 ist dargestellt, dass der schaltbare Kondensator SK einerseits mit dem Gatepotential GP verbunden ist, und andererseits mit dem Bezugspotential M verbunden ist. Der schaltbare Kondensator kann jedoch auch zwischen dem Gatepotential GP und einem Potential angeschlossen sein, das potentialversetzt ist zu dem Bezugspotential M, etwa mit dem negativen Potential der Spannungsquelle V2 oder mit dem positiven Potential der Spannungsquelle V1. Diese beiden Potentiale sind aufgrund der Spannungsquellen zu dem Bezugspotential M (Masse) versetzt. Grundsätzlich ist jedoch vorgesehen, dass der schaltbare Kondensator SK das Gatepotential GP mit einem Potential (direkt oder indirekt) verbindet, das gegenüber dem Potential, auf das sich das Gatepotential bzw. dessen Spannung bezieht, festgelegt ist. Dargestellt ist lediglich die Anbindung des schaltbaren Kondensators SK an Bezugspotential M; zur besseren Übersichtlichkeit sind andere mögliche Anbindungen nicht dargestellt. Grundsätzlich ist der schaltbare Kondensator SK zwischen dem Gatepotential GP und einem damit galvanisch verbundenen Potential (mit oder ohne Potentialversatz durch eine Spannungsquelle) angeschlossen.
Ferner besteht eine Signalquelle für ein Pulsmuster bzw. ein Pulsweitenmodulationssignal (vgl. Bezugszeichen PWM), mittels dem die Schalter S1 und S2 gesteuert werden. Eine Steuerung ST ist, wie symbolhaft dargestellt, ansteuernd mit den Schaltern S1 , S2 und S3 verbunden. Die Steuerung ST bildet die Signalquelle für ein Pulsweitenmodulationssignal („PWM-Signal“), mittels dem die Schalter S1 , S2 angesteuert werden bzw. gemäß dem am Ausgang A eine Gatesteuerspannung erzeugt wird. Die Steuerung ST kann als Signalquelle für das Pulsmuster PWM (pulsweitenmoduliertes Steuersignal) angesehen werden, das in Figur 2 dargestellt ist. Die Steuerung ST ist eingerichtet, die Schalter S1 und S2 wechselseitig (oder beide AUS-Zustand) anzusteuern. Dadurch ergibt sich am Gatepotential GP gegenüber dem Bezugspotential M eine Spannung mit einem ersten Pegel (Anschaltpegel, positiver Pegel) bei geschlossenem Schalter S1 , entsprechend der positiven Spannung der Spannungsquelle V1 . Es ergibt sich ein zweiter Pegel (Ausschaltpegel, negativer Pegel) bei geschlossenem Schalter S2, wobei der sich ergebende zweite Pegel dem negativen Potential der zweiten Spannungsquelle entspricht.
Wie erwähnt ist die Geschwindigkeit des Schaltvorgang maßgeblich für die Verlustleistung an Transistor T, wobei die Schaltvorgänge ferner in der Treiberschaltung TR aufgrund der sich abwechselnden Spannungen am Gatepotential GP bzw. an Gate G ebenso Schaltverluste erzeugen. Bei Wechsel zwischen den zwei genannten Pegeln wird das Gate G aufgeladen oder entladen, je nach Richtung der Schaltflanke, wobei jedes Mal Ladung vom Gate entfernt werden muss mit hoher Geschwindigkeit oder Ladung auf das Gate aufgebracht werden muss. Um dies zu unterstützen und um dadurch den Strom zu verringern, der von den Spannungsquellen V1 , V2 für die Umladevorgänge zu liefern ist, ist der schaltbarer Kondensator SK vorgesehen. Dieser gibt Ladung an das Gate G über das Gatepotential GP ab bzw. über den Ausgang A, um das Gate, zusätzlich zu der Spannungsquelle V1 , mit dem Kondensator aufzuladen. Wenn der Schalter S2 geschlossen ist und somit Spannungsquelle V2 aktiv ist, dann wird das Gate entladen. In diesem Fall unterstützt der Kondensator C durch Aufnahme von Ladung den Entladevorgang. Es ergibt sich ein unterstützender Stromfluss zwischen den dem schaltbarer Kondensator SK und dem Gatepotential GP, wobei dieser Stromfluss bei der Pegeländerung durch die Treiberendstufe TE unterstützend wirkt.
Der Strom, der von dem schaltbarer Kondensator SK zum Gatepotential GP des Ausgangs A fließt, hat die gleiche Stromflussrichtung wie der Strom, der gleichzeitig von der ersten Spannungsquelle V1 zum Ausgang A bzw. an dessen Gatepotential GP fließt. Gleiches gilt für die Spannungsquelle V2, die Ladung vom Gate G entnimmt (wenn S2 geschlossen ist), wobei der schaltbarer Seite SK hierbei unterstützend wirkt, indem er einen zusätzlichen Stromfluss in die gleiche Richtung (von dem Gate G bzw, dem Ausgang weg) erzeugt. Die Steuerung ST steuert auch den Schalter S3, insbesondere verzögert zu der Ansteuerung der Schalter S1 und S2. Die Steuerung ST steuert den Schalter S3 bzw. allgemein den steuerbaren Kondensator SK mittels des Kondensatorsteuersignals KS an. Die Steuerung ST schaltet den Schalter S3 an, wenn der Schalter S1 angeschaltet ist, jedoch nur für eine kurze Zeit der Dauer des AN-Zustands des Schalters S1 . Gleiches gilt für den Schalter S2, wobei der Schalter S3 angeschaltet wird, wenn der Schalter S2 angesteuert ist, jedoch für eine kürzere Zeitdauer als die Dauer des AN-Zustands des Schalters S2.
Die Figur 2 dient zur näheren Erläuterung des zeitlichen Ablaufs der des Steuerungsvorgangs, der von der Steuerung ST (als eine Vorrichtung) realisiert wird. Das obere Zeitdiagramm zeigt das Pulswellenmodulationssignal PWM, gemäß dem die Schalter S1 und S2 der Figur 1 geschaltet werden. Bei niedrigem Pegel (Low- Pegel -AUS-Pegel des Transistors T) des Pulsweitenmodulationssignals PWM ist der Schalter S2 geschlossen und der Schalter S1 ist geöffnet. Bei hohen Pegel (High-Pegel - AN-Pegel des Transistors T) des Pulsweitenmodulationssignals PWM ist der Schalter S1 geschlossen und der Schalter S2 ist geöffnet. Es ergibt sich eine Einschaltflanke PF 1 beim Anschalten des Schalters S1 . Beim Wechsel auf einen geschlossenen Schalter S2 ergibt sich eine aus Schaltflanke PF 2.
Das untere Zeitdiagramm zeigt den Ablauf des Kondensatorschaltsignals KS in Vergleich zum Verlauf des Pulsweitenmodulationssignals PWM (kurz: PWM-Signal). Beide Zeitdiagramme der Figur 2 beziehen sich auf einen nach rechts verlaufenden Zeitverlauf t. Es ist zu sehen, dass eine Schaltflanke F1 (Einschaltflanke) des Kondensatorschaltsignals KS besteht, die nach der Einschaltflanke PF1 des PWM- Signals auftritt. Die Einschaltflanke F1 des Signals KS ist um die Zeitdauer tD verzögert nach der Einschaltflanke PF1 vorgesehen. Ferner zu erkennen, dass die Ausschaltflanke F2 des Kondensatorschaltsignals KS deutlich vor der Ausschaltflanke PF2 des PWM-Signals liegt. Die Einschaltdauer des Kondensatorschaltsignals KS ist als tON dargestellt und ist deutlich kürzer als die Dauer des positiven Pegels zwischen den Flanken PF1 , PF2 des PWM-Signals. Während der Verzögerung tD wird das Gate nicht vollständig geladen. Vielmehr ist dort eine Einschaltphase zu finden, in der das Gate nur einen Bruchteil der Spannung aufweist, die zum Ende der Einschaltphase (kurz vor der Flanke PF 2) besteht. Ist nun für die Dauer tON zwischen den Flanken F1 (Einschaltflanke) und F2 (darauffolgende Ausschaltflanke) des Kondensatorschaltsignals JS der Kondensator C zugeschaltet, dann kann die (gegenüber dem Gate) höhere Spannung des Kondensators SK zum Aufladen des Gates beitragen. Es ergibt sich die erwünschte Unterstützung des Einschaltvorgang. Der Kondensator K hat von einem vorherigen Vorgang während der Dauer tON eine Spannung, die größer ist als die zu diesem Zeitpunkt vorgesehene Spannung am Gate G, die bis zu diesem Zeitpunkt nur einen Bruchteil der Endspannung (am Ende der AN-Phase des PWM- Signals) beträgt. Aus diesem Grund ergibt sich der unterstützende Stromfluss vom Kondensator C zum Gate G.
Die Figur 2 zeigt ferner, dass der gleiche Vorgang nach der Ausschaltflanke PF2 wiederholt wird. Wenn das PWM-Signal eine Ausschaltflanke PF2 aufweist, wird der Kondensator nach dieser Schaltflanke PF 2 zugeschaltet für die Dauer tON' zwischen der Einschaltflanke F1 ‘ und der Ausschaltflanke F2‘ des Kondensatorschaltsignals KS. Da die Einschaltdauer tON'zu Beginn der zugehörigen Periode des Signals PWM liegt, ist das Gate G kurz nach der Ausschaltflanke PF2 des PWM-Signals nur zu einem Bruchteil entladen. Das Zuschalten des Kondensators C bzw. SK dient dann der Unterstützung, wobei in diesem Fall der Kondensator C bzw. SK die Ladung aufnimmt. Da der Kondensator nur relativ kurz zugeschaltet wird, erreicht dieser weder den High-Pegel, noch den Low-Pegel des PWM-Signals. Vielmehr ist der Hub der Spannung des Kondensators (zwischen F1 , F2 und dem nachfolgenden Pegel bzw. zwischen FT, F2‘ und dem nachfolgenden Pegel) nur ein Bruchteil des Spannungshubs der Gatespannung, wie sie im oberen PWM-Signal dargestellt ist. Der Figur 2 zu entnehmen, das das temporäre Zuschalten des schaltbarer Kondensators ZK direkt bzw. kurz nach den Schaltflanken des PWM-Signals wiederholt wird bzw. ausgeführt wird für alle Schaltflanken, wobei dies jedoch auch nur für einen Teil der Schaltflanken durchgeführt werden kann. Es können Betriebsbereiche bestehen, in denen es vorteilhaft ist, den Kondensator durchgehend nicht anzuschalten.
Die in Figur 1 dargestellte Steuerung ST ist zur Ausführung des hier beschriebenen Verfahrens ausgestattet, dessen Schaltvorgänge in Fig. 2 beispielhaft dargestellt sind. Die Steuerung ST ist insbesondere eine Steuerschaltung, etwa eine Logikschaltung oder ist zumindest teilweise als Softwarecode implementiert, der auf einem Prozessor abläuft. Der Softwarecode ist eingerichtet, bei Ablauf auf einem Prozessor das hier beschriebene Verfahren auszuführen. Der Prozessor kann hierzu eine virtuelle oder physische Ausgangsschnittstelle aufweisen zur Ausgabe des Signals und ggf. des Signals PWM. Die Steuerung kann eingerichtet sein, nur den das Signal KS zu erzeugen, während eine andere Ansteuervorrichtung das PWM- Signal erzeugt. Die Steuerung kann ein PWM-Signal von dieser Ansteuervorrichtung erhalten, um gemäß den Schaltflanken des PWM-Signals das KS-Signal (zeitverzögert und mit kürzerer Ein-Dauer) zu erzeugen. Die Verzögerung tD ist optional. Vorzugsweise beträgt tON weniger als 10%, 5% oder 1 % der AN-Zeitdauer des PWM-Signals. Dies hängt von der Größe des Kondensators C und der Gatekapazität ab, die am Gate G wirkt.

Claims

Patentansprüche
1 . Treiberschaltung (TR) mit einer Treiberendstufe (TE), die ein Gatepotential (GP) aufweist, wobei die Treiberschaltung (TR) ferner einen schaltbaren Kondensator (SK) aufweist, über den das Gatepotential (GP) mit einem Bezugspotential (M) der Treiberschaltung (TR) verbunden ist.
2. Treiberschaltung (TR) nach Anspruch 1 , wobei der schaltbare Kondensator (SK) das Bezugspotential (M) direkt mit dem Gatepotential (GP) verbindet oder das Bezugspotential (M) über den schaltbaren Kondensator (SK) und über eine Spannungsquelle (V2) mit dem Gatepotential (GP) verbunden ist, oder eine Reihenschaltung des schaltbaren Kondensators (SK) und eines Widerstands das Bezugspotential (M) mit dem Gatepotential (GP) verbindet.
3. Treiberschaltung (TR) nach Anspruch 1 oder 2, wobei der schaltbare Kondensator (SK) ausgebildet wird von einer Reihenschaltung eines Schalters (S3) und eines Kondensators (C).
4. Treiberschaltung (TR) nach Anspruch 1 , 2 oder 3, die ferner eine Steuerung (ST) aufweist, die ansteuernd mit dem schaltbaren Kondensator (SK) verbunden ist, und die eingerichtet ist, den schaltbaren Kondensator (SK) mit einer Verzögerung (tD) gegenüber dem Zeitpunkt einer Schaltflanke (PF1 , PF2) der Treiberschaltung (TR) in einen aktiven Zustand zu versetzen (F1 ).
5. Treiberschaltung (TR) nach Anspruch 4, wobei die Verzögerung (tD), mit der der schaltbare Kondensator (SK) in den aktiven Zustand gesetzt wird, einer vorgegebenen Zeitdauer entspricht, oder die Verzögerung (tD) mit Erreichen einer vorgegebenen Höhe des Gatepotentials (GP) endet.
6. Treiberschaltung (TR) nach Anspruch 4 oder 5, wobei die Steuerung (ST) eingerichtet ist, den aktiven Zustand des schaltbaren Kondensators (SK) nach einer vorbestimmten AN-Dauer (tON) zu beenden (F2).
7. Leistungsschaltung mit einem Leistungstransistor (T), der ein Gate (G) aufweist, wobei die Leistungsschaltung eine Treiberschaltung (TR) nach einem der vorangehenden Ansprüche aufweist, deren Gatepotential (GP) an das Gate (G) des Leistungstransistors (T) angeschlossen ist.
8. Verfahren zur Zwischenspeicherung von Ladung eines Gates (G) eines Leistungstransistors (T), wobei nach einer Einschaltflanke (PF1 ) des Leistungstransistors (T) ein Kondensator (C) zugeschaltet wird (F1 ) und das Gate (G) auflädt und wobei ferner nach einer Ausschaltflanke (PF2) des Leistungstransistors (T) der Kondensator (C) zugeschaltet wird (F2), wodurch das Gate (G) den Kondensator (C) auflädt.
9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei die Dauer (tON), für die der Kondensator (C) das Gate (G) auflädt und die Dauer (tON‘), für die das Gate (G) den Kondensator auflädt, nicht mehr als 2%, 1 %, oder 0,7% der Dauer einer PWM-Periode eines Pulsmustersignals beträgt, mit der der Leistungstransistors angesteuert wird.
10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, wobei der Betrag des Spannungshubs, der durch das Umladen am Kondensator erzeugt wird, nicht mehr als 40%, 30% oder 25% des Spannungshubs beträgt, der zwischen einem Einschaltpegel und einem Ausschaltpegel des Gates (G) besteht.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 8, 9 oder 10, wobei das Um laden nach einer Einschaltflanke (PF1 ) des Leistungstransistors gegenüber der Einschaltflanke (PF1 ) um eine vorbestimmte Zeitdauer (tD) verzögert ist und das Umladen nach einer Ausschaltflanke (PF2) gegenüber der Ausschaltflanke (PF2) um eine vorbestimmte Zeitdauer (tD‘) verzögert ist.
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