WO2024180751A1 - 電流センサ回路 - Google Patents

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    • G01R19/0092—Measuring current only

Definitions

  • the present invention relates to a current sensor circuit that detects direct current.
  • Patent Document 1 discloses a current sensor capable of measuring the direction of a current to be detected without using a Hall element.
  • This current sensor includes a magnetic core for passing magnetic flux due to the current to be detected, a resonant circuit including a winding wound around the magnetic core, an oscillator for applying a signal of a predetermined frequency to the resonant circuit, an output circuit connected to the resonant circuit and outputting an electric signal corresponding to the direction of the current to be detected based on a characteristic change of the resonant circuit that changes according to the direction of the current to be detected, and a magnetic field bias unit for applying a magnetic field bias to the magnetic core.
  • the present invention provides a current sensor circuit technology capable of suppressing the effects of noise and detecting DC current with high accuracy.
  • a current sensor circuit capable of detecting a direct current flowing through a conductor to be detected, comprising: a detection coil configured such that its inductance changes with the direct current; a resonant capacitor that forms a series resonant circuit together with the detection coil; a phase adjustment circuit that receives a feedback signal from the resonant capacitor and outputs a drive signal; a switching circuit that includes a plurality of switching elements forming a half-bridge circuit or a full-bridge circuit and supplies an alternating current signal to the detection coil and the resonant capacitor by switching the plurality of switching elements in accordance with the pulse period of the drive signal; a signal conversion circuit that converts the drive signal output from the phase adjustment circuit into a detection signal indicating a change in the direct current; and a detection terminal that outputs the detection signal to the outside, and the phase adjustment circuit sets the pulse period of the drive signal in accordance with the phase difference between the feedback signal and the drive signal so that the frequency of the alternating current signal flowing through
  • the above aspect provides a current sensor circuit technology that can detect DC current with high accuracy while suppressing the effects of noise.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a current sensor circuit according to the embodiment
  • FIG. 3 is a diagram conceptually illustrating an example of the configuration of a detection coil in the present embodiment.
  • FIG. 1 is an example of a circuit diagram of a pulse conversion circuit.
  • 6 is a graph showing the relationship between the inductance change of the detection coil, the pulse frequency change of the drive signal, and the DC bias current.
  • 4A to 4D are diagrams showing signal waveforms at points A, B, C, and D of the current sensor circuit in this embodiment.
  • 13 is a diagram conceptually showing a configuration of a detection coil in a modified example.
  • FIG. FIG. 11 is a circuit diagram of a current sensor circuit according to a modified example.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a current sensor circuit 1 according to the present embodiment.
  • the current sensor circuit 1 includes a phase adjustment circuit 10, a switching circuit 20, a detection circuit 30, a feedback rectifier circuit 40, a signal conversion circuit 50, a detection terminal 60, a magnetic field bias section, and the like.
  • the detection circuit 30 is composed of a resistor element R1, a detection coil N1, and a resonant capacitor C1, which are connected in series, and therefore becomes a series resonant circuit when an AC signal of a resonant frequency flows through the detection circuit 30.
  • the detection coil N1 is configured such that its inductance changes when a direct current (sometimes referred to as a detected current) flows through a detected conductor of a measured system.
  • FIG. 2 is a diagram conceptually showing an example of the configuration of the detection coil N1 in this embodiment. 2, the winding of the detection coil N1 is wound around a magnetic core 32 through which the detected conductor TL is inserted.
  • a direct current I flows through the detected conductor TL
  • a magnetic field is generated around the detected conductor TL, which changes the magnetic flux in the magnetic core 32.
  • This change in magnetic flux changes the inductance of the detection coil N1, which has a winding wound around the magnetic core 32.
  • the magnetic core 32 exhibits such an effect, its material is not limited and may be ferrite, electromagnetic steel sheet, or the like.
  • the magnetic core 32 illustrated in FIG. 2 is a ring-shaped core called a toroidal core, with the detected conductor TL passing through its center, but this configuration is not limited as long as it achieves the above-mentioned effect.
  • bias coil N2 is also wound around the magnetic core 32.
  • the bias coil N2 constitutes a magnetic field bias section and applies a magnetic field bias capable of causing the magnetic core 32 to reach a magnetic saturation region.
  • the magnetic field bias section will be described in detail later.
  • the inductance of the detection coil N1 becomes small, whereas when the current to be detected I flows in a direction that generates a magnetic flux in the opposite direction (cancelling direction) to the magnetic flux in the magnetic core 32 generated by the DC bias current Ib flowing through the bias coil N2, the inductance of the detection coil N1 becomes large.
  • the direction of the detected current I in which the inductance of the detection coil N1 decreases is defined as a positive direction (+I)
  • the direction of the detected current I in which the inductance of the detection coil N1 increases is defined as a negative direction (-I).
  • the switching circuit 20 includes a drive circuit 22, two transistors Q1 and Q2, and the like.
  • the transistors Q1 and Q2 are FETs (Field Effect Transistors) and can be referred to as switching elements.
  • transistors Q1 and Q2 are N-channel metal oxide semiconductor field effect transistors (MOSFETs) that form a half-bridge circuit, and a detection circuit 30 is connected between the source and drain of transistor Q2.
  • MOSFETs metal oxide semiconductor field effect transistors
  • the drive circuit 22 is connected to the transistors Q1 and Q2 so as to be able to apply a gate-source voltage (hereinafter, sometimes referred to as a VGS voltage) to the transistors Q1 and Q2.
  • the drive circuit 22 alternately applies a VGS voltage exceeding a threshold voltage to the transistors Q1 and Q2, thereby alternately switching the on-off states of the transistors Q1 and Q2 (performing a switching operation).
  • the drive circuit 22 switches the on-off states of the transistors Q1 and Q2 in accordance with the pulse period of the drive signal from the phase adjustment circuit 10.
  • an AC signal having a frequency corresponding to the period of the drive signal from the phase adjustment circuit 10 flows in the detection circuit 30.
  • the pulse period of the drive signal from the phase adjustment circuit 10 is controlled so that an AC signal of a resonant frequency flows in the detection circuit 30.
  • the feedback rectifier circuit 40 is a circuit that half-wave rectifies the feedback signal from the detection circuit 30. Specifically, the feedback rectifier circuit 40 half-wave rectifies the AC voltage waveform applied to the resonant capacitor C1, and sends the half-wave rectified voltage waveform to the phase adjustment circuit 10.
  • the phase adjustment circuit 10 receives a feedback signal from the detection circuit 30 and outputs a drive signal. Specifically, the phase adjustment circuit 10 sets the pulse period of the drive signal to be output so that the frequency of the AC signal flowing through the detection circuit 30 follows the resonant frequency of the detection circuit 30 (series resonant circuit) according to the phase difference between the drive signal and a signal (feedback signal) that is a half-wave rectified AC voltage waveform applied to the resonant capacitor C1.
  • the phase adjustment circuit 10 includes a feedback pulse generation circuit 11, a PLL (Phase Locked Loop) circuit 16, and the like.
  • the feedback pulse generating circuit 11 includes a NOT circuit 12, a variable resistance element 13, a capacitor 14, etc.
  • the NOT circuit 12 converts the half-wave rectified waveform from the feedback rectifying circuit 40 into a pulse waveform using a threshold voltage, and an RC filter formed by the variable resistance element 13 and the capacitor 14 corrects the deviation when the pulse waveform is shaped. In this way, the feedback pulse signal (SIG pulse) converted by the feedback pulse generating circuit 11 from the half-wave rectified waveform from the feedback rectifying circuit 40 is sent to the PLL circuit 16.
  • the PLL circuit 16 compares the phase of the feedback pulse signal (SIG pulse) sent from the feedback pulse generating circuit 11 with the drive signal (REF pulse), and adjusts the pulse period of the output signal, the drive signal (PLLout), so that the phase difference is eliminated.
  • the PLL circuit 16 only needs to have the configuration of a known single-loop PLL circuit, and is composed of, for example, a frequency divider, a phase comparator, a filter, and a voltage controlled oscillator (VCO (Voltage Controlled Oscillator)).
  • VCO Voltage Controlled Oscillator
  • the signal conversion circuit 50 converts the drive signal output from the phase adjustment circuit 10 into a detection signal that indicates a change in the DC current flowing through the detected conductor TL. This detection signal is output to the outside from a detection terminal DCSIG.
  • the signal conversion circuit 50 includes a pulse conversion circuit 51, a resistive element 52, a capacitor 53, etc.
  • the pulse conversion circuit 51 converts the drive signal output from the phase adjustment circuit 10 into a pulse frequency modulation (PFM) signal.
  • PFM pulse frequency modulation
  • the resistive element 52 and the capacitor 53 form an RC filter, and smooth the PFM signal output from the pulse conversion circuit 51 to a voltage level waveform. This voltage level waveform becomes a detection signal indicating a change in the DC current flowing through the detected conductor TL.
  • FIG. 3 is an example of a circuit diagram of the pulse conversion circuit 51.
  • the pulse conversion circuit 51 is a monostable multivibrator circuit composed of a resistive element 511, a capacitor 512, a NOT circuit 513, an AND circuit 514, etc.
  • the rising timing of the pulse of the input drive signal is shifted by the resistive element 511 and the capacitor 512, and the signal inverted by the NOT circuit 513 and the input drive signal are input to the AND circuit 514, whereby a PFM signal having a constant pulse width and a duty ratio that changes in proportion to the pulse period of the drive signal is output.
  • the configuration of the pulse conversion circuit 51 is not limited to the example configuration shown in FIG. 3, and it may be a monostable multivibrator circuit having another configuration.
  • the magnetic field bias section includes the bias coil N2 (see FIG. 2) described above and a DC power supply (not shown) that passes a constant current through the bias coil N2.
  • This DC power supply supplies DC power (+5V in the example of FIG. 1) to the bias coil N2, which has a winding wound around the magnetic core 32, thereby applying a magnetic field bias to the magnetic core 32 and causing it to reach a magnetic saturation region.
  • This causes the inductance characteristic of the detection coil N1, which has a winding wound around the same magnetic core 32, to transition to a region where the inductance changes linearly.
  • FIG. 4 is a graph showing the relationship between the inductance change of the detection coil N1, the pulse frequency change of the drive signal, and the DC bias current Ib.
  • the horizontal axis of FIG. 4 represents the detected current I
  • the vertical axis of FIG. 4 represents the pulse frequency of the drive signal (the reciprocal of the pulse period). 2
  • the inductance of the detection coil N1 changes depending on the current I to be detected. As shown in FIG. 4, when the positive current I to be detected increases, the inductance of the detection coil N1 decreases, and when the negative current I to be detected increases, the inductance of the detection coil N1 increases.
  • the resonant frequency of the detection circuit 30 increases, and the pulse frequency of the drive signal also increases accordingly (the pulse period becomes shorter).
  • the resonant frequency of the detection circuit 30 decreases, and the pulse frequency of the drive signal also decreases accordingly (the pulse period becomes longer).
  • the inductance change of the detection coil N1 is not a completely linear change. Therefore, in this embodiment, the winding of the bias coil N2 is wound around the magnetic core 32 together with the detection coil N1, and a DC bias current is passed through the bias coil N2, thereby canceling the nonlinear region in the inductance characteristic of the detection coil N1 and shifting it to a linear region.
  • the output of the DC power supply of the magnetic field bias section is set so that the inductance of the detection coil N1 changes in a linear region within the measurable range (from -Imax to +Imax) of the detected current I, and the inductance value of the detection coil N1 when the detected current I is not flowing (zero amperes) is the median of that linear change region.
  • Fig. 5 is a diagram showing signal waveforms at points A, B, C, and D of the current sensor circuit 1 in this embodiment. The positions of points A, B, C, and D are as shown in Fig. 1.
  • Fig. 5(a) shows the signal waveform when the current I to be detected is not flowing (when it is 0 (A))
  • Fig. 5(b) shows the signal waveform when the current I to be detected is +10 (A)
  • Fig. 5(c) shows the signal waveform when the current I to be detected is -10 (A).
  • the switching circuit 20 When no current flows through the detected conductor TL ( Figure 5 (a)), the switching circuit 20 performs switching operation of the transistors Q1 and Q2 in accordance with the pulse period of the drive signal output from the phase adjustment circuit 10 so that the detection circuit 30 is in a resonant state.
  • the AC voltage waveform (basic signal) applied to the resonant capacitor C1 of the detection circuit 30 is a resonant frequency waveform, and this waveform signal is half-wave rectified by the feedback rectifier circuit 40.
  • the waveform at point A in FIG. 5(a) is the half-wave rectified waveform output from the feedback rectifier circuit 40.
  • Such a basic signal (half-wave rectified waveform) is converted to a pulse waveform at a threshold voltage in the feedback pulse generating circuit 11 of the phase adjustment circuit 10, and further subjected to deviation correction, and is sent as a feedback pulse signal to the PLL circuit 16.
  • the PLL circuit 16 compares the phase of this feedback pulse signal with that of the drive signal, and adjusts the pulse period of the drive signal (PLLout), which is an output signal, so that the phase difference is eliminated.
  • the waveform at point B in FIG. 5(a) is the waveform of the drive signal output from the phase adjustment circuit 10. At this time, since no current flows through the detected conductor TL, there is basically no phase difference, and the pulse period of the drive signal is maintained so as to correspond to the resonant frequency of the detection circuit 30.
  • the drive signal is sent to the switching circuit 20 and also to the signal conversion circuit 50, where it is converted into a PFM signal in the pulse conversion circuit 51.
  • the waveform at point C in Fig. 5(a) is the waveform of this PFM signal.
  • This PFM signal is smoothed by an RC filter of a resistor element 52 and a capacitor 53 in the signal conversion circuit 50 to form a voltage level waveform, which can be output from the detection terminal DCSIG to the outside.
  • the waveform at point D in Figure 5(a) is this voltage level waveform, and indicates the voltage level corresponding to the detected current I being 0 (A).
  • the switching circuit 20 performs switching operations of the transistors Q1 and Q2 so as to correspond to the pulse period of the drive signal adjusted in this manner, so that the frequency of the AC signal flowing through the detection circuit 30 follows the resonant frequency of the detection circuit 30 which changes in response to the decrease in inductance of the detection coil N1.
  • the drive signal adjusted in this way is converted to a PFM signal in the pulse conversion circuit 51 (waveform at point C in FIG. 5(b)), and this PFM signal is smoothed by the RC filter of the resistor element 52 and capacitor 53 in the signal conversion circuit 50 to form a voltage level waveform (waveform at point D in FIG. 5(b)).
  • This voltage level waveform indicates a voltage level corresponding to the detected current I being +10 (A).
  • the switching circuit 20 performs switching operations of the transistors Q1 and Q2 so as to correspond to the pulse period of the drive signal adjusted in this manner, so that the frequency of the AC signal flowing through the detection circuit 30 follows the resonant frequency of the detection circuit 30 which changes in response to the increase in inductance of the detection coil N1.
  • the drive signal adjusted in this way is converted to a PFM signal in the pulse conversion circuit 51 (waveform at point C in FIG. 5(c)), and this PFM signal is smoothed by the RC filter of the resistor element 52 and capacitor 53 in the signal conversion circuit 50 to form a voltage level waveform (waveform at point D in FIG. 5(c)).
  • This voltage level waveform shows a voltage level corresponding to the detected current I being -10 (A).
  • the magnitude of the current I to be detected is captured by the change in inductance of the detection coil N1 and the change in the resonant frequency of the detection circuit 30, and this resonant frequency is tracked by the phase adjustment circuit 10, and a detection signal is generated from the drive signal output from the phase adjustment circuit 10.
  • the circuit is operated to follow the resonant frequency of the detection circuit 30, so that it is possible to suppress the reaction to external noise frequencies.
  • the detection signal is obtained from the PFM signal corresponding to the pulse duty, thereby improving noise resistance. Therefore, according to this embodiment, it is possible to maintain the detection level of DC current with high accuracy while being less susceptible to the effects of noise.
  • a nonlinear change region exists in the inductance characteristics of the detection coil N1, but by winding the windings of the bias coil N2 around the magnetic core 32 around which the windings of the detection coil N1 are wound and passing a DC bias current Ib, this nonlinear change region is canceled and the inductance of the detection coil N1 is changed in a linear change region. This makes it possible to detect the magnitude of the target current I with high accuracy.
  • the PFM signal output from the pulse conversion circuit 51 is a signal whose pulse width is constant regardless of the pulse period of the drive signal while being synchronized with the rising timing of the pulse of the drive signal (waveform at point B). That is, the drive signal output from the phase adjustment circuit 10 is a signal whose duty ratio is constant and whose pulse width is proportional to the pulse period (pulse frequency), whereas the PFM signal is a signal whose pulse width is constant and whose duty ratio is proportional to the pulse period (pulse frequency).
  • the smoothed signal By converting the smoothed signal into such a PFM signal, the signal can be made into a signal whose level rises and falls according to the pulse period (pulse frequency), and can be made into a detection signal that indicates changes in the current I to be detected.
  • the current sensor circuit 1 may not have a magnetic bias unit if it is possible to detect whether a direct current flows through the detection target conductor TL or whether a direct current exceeding a predetermined current value flows through the detection target conductor TL at a detection current level at which an inductance change occurs in the detection coil N1.
  • the signal conversion circuit 50 is not limited to the above configuration as long as it can convert the drive signal output from the phase adjustment circuit 10 into a detection signal that can indicate a change in the detection target current.
  • the signal conversion circuit 50 may generate a detection signal without converting it into a PFM signal.
  • the magnetic bias unit includes the bias coil N2 and the DC power supply, but the magnetic bias unit may include a bias magnet.
  • the bias coil N2 and the DC power supply (+5V) are not required.
  • FIG. 6 is a diagram conceptually showing the configuration of a detection coil N1 in a modified example. Similar to the above-described embodiment, the magnetic core 32 is wound with the windings of the detection coil N1 and has the detected conductor TL inserted therethrough, but in this modification, there is no winding of the bias coil N2, and instead a bias magnet BM is provided in the magnetic core 32.
  • the magnetic core 32 is formed in a C-shape with a portion of the annular shape interrupted, and the bias magnet BM is fitted into the interrupted gap to form an annular body as a whole.
  • the bias magnet BM applies a magnetic field bias capable of reaching a magnetic saturation region to the magnetic core 32. That is, the bias magnet BM has a magnetic force capable of shifting the inductance characteristic of the detection coil N1 to a region where the inductance changes linearly (linear change region). Even if the magnetic bias section has such a configuration, the same effects as those of the above-described embodiment can be obtained.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the current sensor circuit 1 according to a modified example.
  • the switching circuit 20 described above can be modified to include multiple transistors Q1, Q2, Q3 and Q4 forming a full bridge circuit.
  • the drive circuit 22 is connected to the transistors Q1, Q2, Q3, and Q4 so as to be able to apply a gate-source voltage ( VGS voltage) to the transistors Q1, Q2, Q3, and Q4.
  • VGS voltage gate-source voltage
  • the drive circuit 22 alternately applies a VGS voltage exceeding a threshold voltage to the pair of transistors Q1 and Q4 and the pair of transistors Q2 and Q3 in accordance with the pulse period of the drive signal from the phase adjustment circuit 10, thereby alternately switching the on/off states of the pair of transistors Q1 and Q4 and the pair of transistors Q2 and Q3 (performing a switching operation).
  • This allows an AC signal having a frequency corresponding to the pulse period of the drive signal from the phase adjustment circuit 10 to flow through the detection circuit 30, similar to the above-described embodiment.
  • a current sensor circuit capable of detecting a direct current flowing through a conductor to be detected, A detection coil configured such that an inductance changes with the direct current; a resonant capacitor that configures a series resonant circuit together with the detection coil; a phase adjustment circuit that receives a feedback signal from the resonant capacitor and outputs a drive signal; a switching circuit including a plurality of switching elements forming a half-bridge circuit or a full-bridge circuit, the switching circuit supplying an AC signal to the detection coil and the resonant capacitor by switching the plurality of switching elements in response to a pulse period of the drive signal; a signal conversion circuit that converts the drive signal output from the phase adjustment circuit into a detection signal that indicates a change in the DC current; a detection terminal for outputting the detection signal to an outside; Equipped with the phase adjustment circuit sets a pulse period of the drive signal in accordance with a phase difference between the feedback signal and the drive signal so that a frequency of the AC signal flowing through the detection coil and the resonance
  • the signal conversion circuit includes a pulse conversion circuit that converts the drive signal output from the phase adjustment circuit into a PFM (pulse frequency modulation) signal, and obtains the detection signal indicating the magnitude of the DC current by a voltage magnitude from the PFM signal;
  • PFM pulse frequency modulation
  • ⁇ 3> a magnetic core around which the detection coil is wound and through which the detected conductor is inserted;

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Abstract

電流センサ回路（１）は、直流電流でインダクタンスが変化するよう構成された検出コイル（Ｎ１）と、共振コンデンサ（Ｃ１）と、共振コンデンサからの帰還信号を受けドライブ信号を出力する位相調整回路（１０）と、ハーフブリッジ回路又はフルブリッジ回路を形成する複数のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）を含み、ドライブ信号のパルス周期に応じて当該複数のスイッチング素子をスイッチング動作させることにより検出コイル及び共振コンデンサに交流信号を供給するスイッチング回路（２０）と、位相調整回路から出力されるドライブ信号を直流電流の変化を示す検出信号に変換する信号変換回路（４０）と、検出信号を外部に出力する検出端子（ＤＣＳＩＧ）と、を備える。

Description

電流センサ回路
　本発明は、直流電流を検出する電流センサ回路に関する。
　直流電流を非接触で検出する電流センサとしてはホール素子を用いた電流センサが存在するが、電流の検出信号にノイズが重畳した場合、正確に電流検出ができないという問題がある。
　下記特許文献１には、ホール素子を使用せずに被検出電流の向きを測定可能な電流センサが開示されている。この電流センサは、被検出電流による磁束を通すための磁性体コアと、磁性体コアに巻回された巻線を含む共振回路と、その共振回路に対して所定の周波数の信号を印加する発振器と、その共振回路に接続され、被検出電流の向きに応じて変化する共振回路の特性変化に基づいて被検出電流の向きに対応する電気信号を出力する出力回路と、磁性体コアに磁界バイアスを印加する磁界バイアス部とを備える。
特開２０１２－３７５０８号公報
　しかしながら、上述の電流センサは、電流の検出精度に関しては改善の余地が残る。
　本発明は、ノイズの影響を抑え高精度に直流電流を検出可能な電流センサ回路技術を提供する。
　本発明によれば、被検出導線に流れる直流電流を検出可能な電流センサ回路であって、前記直流電流でインダクタンスが変化するよう構成された検出コイルと、前記検出コイルと共に直列共振回路を構成する共振コンデンサと、前記共振コンデンサからの帰還信号を受け、ドライブ信号を出力する位相調整回路と、ハーフブリッジ回路又はフルブリッジ回路を形成する複数のスイッチング素子を含み、前記ドライブ信号のパルス周期に応じて該複数のスイッチング素子をスイッチング動作させることにより前記検出コイル及び前記共振コンデンサに交流信号を供給するスイッチング回路と、前記位相調整回路から出力される前記ドライブ信号を前記直流電流の変化を示す検出信号に変換する信号変換回路と、前記検出信号を外部に出力する検出端子と、を備え、前記位相調整回路は、前記帰還信号と前記ドライブ信号との位相差に応じて、前記検出コイル及び前記共振コイルに流れる前記交流信号の周波数が前記検出コイルのインダクタンス変化に応じて変化した前記直列共振回路の共振周波数に追従するように、前記ドライブ信号のパルス周期を設定する電流センサ回路が提供される。
　上記態様によれば、ノイズの影響を抑え高精度に直流電流を検出可能な電流センサ回路技術を提供することができる。
本実施形態における電流センサ回路の回路図である。 本実施形態における検出コイルの構成例を概念的に示す図である。 パルス変換回路の回路図の一例である。 検出コイルのインダクタンス変化とドライブ信号のパルス周波数変化と直流バイアス電流との関係を示すグラフである。 本実施形態における電流センサ回路のＡ点、Ｂ点、Ｃ点及びＤ点での信号波形を示す図である。 変形例における検出コイルの構成を概念的に示す図である。 変形例における電流センサ回路の回路図である。
　以下、本発明の実施形態について説明する。なお、以下に挙げる実施形態は例示であり、本発明は以下の実施形態の構成のみに限定されるものではない。
〔回路構成〕
　図１は、本実施形態における電流センサ回路１の回路図である。
　電流センサ回路１は、位相調整回路１０、スイッチング回路２０、検出回路３０、帰還整流回路４０、信号変換回路５０、検出端子６０、磁界バイアス部等を有している。
　検出回路３０は、直列接続された抵抗素子Ｒ１、検出コイルＮ１及び共振コンデンサＣ１により構成されている。このため、検出回路３０は、共振周波数の交流信号が流れることにより直列共振回路となる。
　検出コイルＮ１は、被測定系の被検出導線に直流電流（被検出電流と表記する場合もある）が流れることでそのインダクタンスが変化するよう構成されている。
　図２は、本実施形態における検出コイルＮ１の構成例を概念的に示す図である。
　図２に示されるように、検出コイルＮ１の巻線は被検出導線ＴＬが挿通された磁気コア３２に巻回されている。このような構成により、被検出導線ＴＬに直流電流Ｉが流れることでその被検出導線ＴＬの周囲に発生した磁界によって磁気コア３２内の磁束が変化し、この磁束の変化に伴い磁気コア３２に巻線が巻回されている検出コイルＮ１のインダクタンスが変化する。
　磁気コア３２は、このような作用を奏するのであれば、フェライト材、電磁鋼板等のようにそれの材料は限定されない。
　また、図２に例示される磁気コア３２は、トロイダルコアと呼ばれる環状のコアであり、その中心に被検出導線ＴＬが挿通されているが、上述のような作用を奏するのであれば、このような構成も限定されない。
　更に、磁気コア３２にはバイアス用コイルＮ２の巻線も巻回されている。バイアス用コイルＮ２は、磁界バイアス部を構成しており、磁気コア３２に対して磁気飽和領域に到達させ得る磁界バイアスを印加する。磁界バイアス部の詳細については後述する。
　被検出電流Ｉがバイアス用コイルＮ２に流れる直流バイアス電流Ｉｂによって生じる磁気コア３２内の磁束と同方向（重なり合う方向）の磁束を生じさせる向きに流れる場合には、検出コイルＮ１のインダクタンスは小さくなるのに対して、被検出電流Ｉがバイアス用コイルＮ２に流れる直流バイアス電流Ｉｂによって生じる磁気コア３２内の磁束と逆方向（打消し合う方向）の磁束を生じさせる向きに流れる場合には、検出コイルＮ１のインダクタンスは大きくなる。
　本実施形態では、検出コイルＮ１のインダクタンスが小さくなる被検出電流Ｉの向きを正の向き（＋Ｉ）とし、検出コイルＮ１のインダクタンスが大きくなる被検出電流Ｉの向きを負の向き（－Ｉ）とする。
　スイッチング回路２０は、ドライブ回路２２、二つのトランジスタＱ１及びＱ２等を含む。
　本実施形態におけるトランジスタＱ１及びＱ２は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）であり、スイッチング素子と表記できる。
　図１の例においてトランジスタＱ１及びＱ２は、Ｎチャンネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、ハーフブリッジ回路を形成している。そして、トランジスタＱ２のソース－ドレイン間に検出回路３０が接続されている。
　ドライブ回路２２は、トランジスタＱ１及びＱ２のゲート－ソース電圧（以降、ＶＧＳ電圧と表記する場合もある）を印加可能にトランジスタＱ１及びＱ２に接続されている。
　ドライブ回路２２は、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２に対して交互に閾値電圧を超えるＶＧＳ電圧を印加することで、トランジスタＱ１及びトランジスタＱ２のオンオフ状態を交互にスイッチングさせる（スイッチング動作させる）。このとき、ドライブ回路２２は、位相調整回路１０からのドライブ信号のパルス周期に合わせてトランジスタＱ１及びＱ２のオンオフ状態をスイッチングさせる。これにより、検出回路３０には、位相調整回路１０からのドライブ信号の周期に対応する周波数の交流信号が流れる。詳細は後述するが、位相調整回路１０からのドライブ信号のパルス周期は、検出回路３０に共振周波数の交流信号が流れるように制御される。
　帰還整流回路４０は、検出回路３０からの帰還信号を半波整流する回路である。具体的には、帰還整流回路４０は、共振コンデンサＣ１にかかる交流電圧波形を半波整流し、半波整流された電圧波形を位相調整回路１０に送る。
　位相調整回路１０は、検出回路３０からの帰還信号を受け、ドライブ信号を出力する。具体的には、位相調整回路１０は、共振コンデンサＣ１にかかる交流電圧波形が半波整流された信号（帰還信号）とドライブ信号との位相差に応じて、検出回路３０に流れる交流信号の周波数が検出回路３０（直列共振回路）の共振周波数に追従するように、出力するドライブ信号のパルス周期を設定する。
　位相調整回路１０は、帰還パルス生成回路１１、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路１６等を有している。
　帰還パルス生成回路１１は、ＮＯＴ回路１２、可変抵抗素子１３、コンデンサ１４等を含む。ＮＯＴ回路１２は、帰還整流回路４０からの半波整流波形を閾値電圧でパルス波形に変換し、可変抵抗素子１３及びコンデンサ１４で形成されるＲＣフィルタがそのパルス波形の成形時のずれを補正する。このようにして帰還整流回路４０からの半波整流波形から帰還パルス生成回路１１で変換された帰還パルス信号（ＳＩＧパルス）がＰＬＬ回路１６に送られる。
　ＰＬＬ回路１６は、帰還パルス生成回路１１から送られる帰還パルス信号（ＳＩＧパルス）とドライブ信号（ＲＥＦパルス）との位相を比較して、その位相差がなくなるように出力信号であるドライブ信号（ＰＬＬｏｕｔ）のパルス周期を調整する。ＰＬＬ回路１６は、既知のシングルループ型のＰＬＬ回路の構成を有していればよく、例えば、分周器、位相比較器、フィルタ、電圧制御発振器（ＶＣＯ（Voltage Controlled Oscillator））等から構成される。ＰＬＬ回路１６から出力されるドライブ信号は、スイッチング回路２０及び信号変換回路５０にそれぞれ送られる一方で、ループして参照信号（ＲＥＦパルス）としても利用される。
　信号変換回路５０は、位相調整回路１０から出力されるドライブ信号を被検出導線ＴＬに流れる直流電流の変化を示す検出信号に変換する。この検出信号は検出端子ＤＣＳＩＧから外部に出力される。
　信号変換回路５０は、パルス変換回路５１、抵抗素子５２、コンデンサ５３等を含む。パルス変換回路５１は、位相調整回路１０から出力されるドライブ信号をパルス周波数変調（ＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation））信号に変換する。抵抗素子５２及びコンデンサ５３は、ＲＣフィルタを形成し、パルス変換回路５１から出力されるＰＦＭ信号を平滑化することで電圧レベル波形とする。この電圧レベル波形が被検出導線ＴＬに流れる直流電流の変化を示す検出信号となる。
　図３は、パルス変換回路５１の回路図の一例である。
　図３の例においてパルス変換回路５１は、抵抗素子５１１、コンデンサ５１２、ＮＯＴ回路５１３、ＡＮＤ回路５１４等から構成される単安定マルチバイブレータ回路である。パルス変換回路５１では、入力されたドライブ信号のパルスの立ち上がりタイミングが抵抗素子５１１とコンデンサ５１２とによりずらされＮＯＴ回路５１３で反転された信号と、入力されたドライブ信号とが、ＡＮＤ回路５１４に入力されることで、パルス幅が一定でデューティー比が当該ドライブ信号のパルス周期に比例変化するＰＦＭ信号が出力される。
　但し、パルス変換回路５１の構成は、図３に示される構成例に限定されず、他の構成を有する単安定マルチバイブレータ回路であってもよい。
　磁界バイアス部は、上述したバイアス用コイルＮ２（図２参照）及びこのバイアス用コイルＮ２に定電流を導通させる直流電源（図示せず）を含む。この直流電源は、磁気コア３２に巻線が巻回されているバイアス用コイルＮ２に直流電力（図１の例では＋５Ｖ）を供給することで磁気コア３２に磁界バイアスを印加して磁気飽和領域に到達させる。これにより、同じ磁気コア３２に巻線が巻回されている検出コイルＮ１のインダクタンス特性においてインダクタンスが直線的に変化する領域に移行することになる。
　図４は、検出コイルＮ１のインダクタンス変化とドライブ信号のパルス周波数変化と直流バイアス電流Ｉｂとの関係を示すグラフである。図４の横軸は被検出電流Ｉを示し、図４の縦軸はドライブ信号のパルス周波数（パルス周期の逆数）を示す。
　図２で例示される構成により被検出電流Ｉによって検出コイルＮ１のインダクタンスが変化する。図４に示されるように、正の向きの被検出電流Ｉが大きくなると、検出コイルＮ１のインダクタンスは小さくなり、負の向きの被検出電流Ｉが大きくなると、検出コイルＮ１のインダクタンスは大きくなる。そして、検出コイルＮ１のインダクタンスが小さくなると、検出回路３０の共振周波数は高くなることから、これに追従してドライブ信号のパルス周波数も高くなる（パルス周期が短くなる）。また、検出コイルＮ１のインダクタンスが大きくなると、検出回路３０の共振周波数は低くなることから、これに追従してドライブ信号のパルス周波数も低くなる（パルス周期が長くなる）。
　一方で、検出コイルＮ１のインダクタンス変化は完全な線形変化とはならない。そのため、本実施形態では、検出コイルＮ１と共に磁気コア３２にバイアス用コイルＮ２の巻線を巻回し、バイアス用コイルＮ２に直流バイアス電流を流すことで、検出コイルＮ１のインダクタンス特性における非線形領域をキャンセルして線形領域に移行させている。
　このため磁界バイアス部の直流電源の出力は、被検出電流Ｉの測定可能範囲（－Ｉｍａｘから＋Ｉｍａｘの範囲）内において検出コイルＮ１のインダクタンスが線形領域で変化し、かつ被検出電流Ｉが流れていない（ゼロアンペア）ときの検出コイルＮ１のインダクタンス値がその線形変化領域の中央値となるように設定される。
〔動作〕
　次に、図５を用いて、上述のような回路構成を有する電流センサ回路１の動作を説明する。図５は、本実施形態における電流センサ回路１のＡ点、Ｂ点、Ｃ点及びＤ点での信号波形を示す図である。Ａ点、Ｂ点、Ｃ点及びＤ点の各位置は、図１に示されるとおりである。また、図５（ａ）は、被検出電流Ｉが流れていないとき（０（Ａ）のとき）の信号波形を示し、図５（ｂ）は、被検出電流Ｉが＋１０（Ａ）のときの信号波形を示し、図５（ｃ）は、被検出電流Ｉが－１０（Ａ）のときの信号波形を示している。
　被検出導線ＴＬに電流が流れていないとき（図５（ａ））、検出回路３０が共振状態となるように、位相調整回路１０から出力されるドライブ信号のパルス周期に従って、スイッチング回路２０によるトランジスタＱ１及びＱ２のスイッチング動作が行われている。
　このとき検出回路３０の共振コンデンサＣ１にかかる交流電圧波形（基幹信号）は共振周波数波形となっており、この波形信号が帰還整流回路４０により半波整流される。図５（ａ）のＡ点波形が帰還整流回路４０から出力される半波整流波形である。
　このような基幹信号（半波整流波形）は、位相調整回路１０の帰還パルス生成回路１１において閾値電圧でパルス波形に変換され更にずれ補正が行われて、帰還パルス信号としてＰＬＬ回路１６に送られる。ＰＬＬ回路１６では、この帰還パルス信号とドライブ信号との位相を比較して、その位相差がなくなるように出力信号であるドライブ信号（ＰＬＬｏｕｔ）のパルス周期が調整される。図５（ａ）のＢ点波形が位相調整回路１０から出力されるドライブ信号の波形である。
　このとき被検出導線ＴＬに電流が流れていないことから基本的には当該位相差はなく、ドライブ信号のパルス周期は検出回路３０の共振周波数に対応するように維持される。
　当該ドライブ信号は、スイッチング回路２０に送られると共に信号変換回路５０にも送られ、パルス変換回路５１においてＰＦＭ信号に変換される。図５（ａ）のＣ点波形がこのＰＦＭ信号波形である。
　このＰＦＭ信号は、信号変換回路５０における抵抗素子５２及びコンデンサ５３のＲＣフィルタで平滑化されて電圧レベル波形とされ、検出端子ＤＣＳＩＧから外部に出力可能とされる。図５（ａ）のＤ点波形がこの電圧レベル波形であり、被検出電流Ｉが０（Ａ）であることに対応する電圧レベルを示している。
　被検出導線ＴＬに＋１０（Ａ）の被検出電流Ｉが流れると（図５（ｂ））、流れていないときに比べて検出コイルＮ１のインダクタンスが小さくなる。これにより検出回路３０では共振周波数が高くなり共振状態から外れる。
　結果、位相調整回路１０のＰＬＬ回路１６で比較される帰還パルス信号とドライブ信号とでは位相差が生じることになり、その位相差を減じるようにＰＬＬ回路１６によりドライブ信号のパルス周期が短くされる（パルス周波数が高く設定される）。図５（ｂ）のＢ点波形がこのように調整されたドライブ信号の波形を示している。
　このように調整されたドライブ信号のパルス周期に対応するようにスイッチング回路２０がトランジスタＱ１及びＱ２のスイッチング動作を行うことで、検出回路３０に流れる交流信号の周波数が、検出コイルＮ１のインダクタンスの減少に応じて変化した検出回路３０の共振周波数に追従する。
　このように調整されたドライブ信号はパルス変換回路５１においてＰＦＭ信号に変換され（図５（ｂ）のＣ点波形）、このＰＦＭ信号が信号変換回路５０における抵抗素子５２及びコンデンサ５３のＲＣフィルタで平滑化されて電圧レベル波形とされる（図５（ｂ）のＤ点波形）。この電圧レベル波形は被検出電流Ｉが＋１０（Ａ）であることに対応する電圧レベルを示している。
　被検出導線ＴＬに－１０（Ａ）の被検出電流Ｉが流れると（図５（ｃ））、流れていないときに比べて検出コイルＮ１のインダクタンスが大きくなる。これにより検出回路３０では共振周波数が低くなり共振状態から外れる。
　結果、位相調整回路１０のＰＬＬ回路１６で比較される帰還パルス信号とドライブ信号とでは位相差が生じることになり、その位相差を減じるようにＰＬＬ回路１６によりドライブ信号のパルス周期が長くされる（パルス周波数が低く設定される）。図５（ｃ）のＢ点波形がこのように調整されたドライブ信号の波形を示している。
　このように調整されたドライブ信号のパルス周期に対応するようにスイッチング回路２０がトランジスタＱ１及びＱ２のスイッチング動作を行うことで、検出回路３０に流れる交流信号の周波数が、検出コイルＮ１のインダクタンスの増加に応じて変化した検出回路３０の共振周波数に追従する。
　このように調整されたドライブ信号はパルス変換回路５１においてＰＦＭ信号に変換され（図５（ｃ）のＣ点波形）、このＰＦＭ信号が信号変換回路５０における抵抗素子５２及びコンデンサ５３のＲＣフィルタで平滑化されて電圧レベル波形とされる（図５（ｃ）のＤ点波形）。この電圧レベル波形は被検出電流Ｉが－１０（Ａ）であることに対応する電圧レベルを示している。
　このように本実施形態では、被検出電流Ｉの大きさを検出コイルＮ１のインダクタンスの変化及び検出回路３０の共振周波数の変化で捉えて、この共振周波数を位相調整回路１０で追尾してその位相調整回路１０から出力されるドライブ信号から検出信号が生成される。
　このように本実施形態では、検出回路３０の共振周波数に追従するように回路を動作させていることから、外部のノイズ周波数に対する反応を抑制することができる。更に、本実施形態では、パルスデューティーに対応するＰＦＭ信号から検出信号を得るようにすることで、耐ノイズ性を向上させている。
　従って、本実施形態によれば、ノイズの影響を受け難く、直流電流の検出レベルを高精度に維持することができる。
　また、本実施形態では、検出コイルＮ１のインダクタンス特性では非線形の変化領域が存在しているところ、検出コイルＮ１の巻線が巻回されている磁気コア３２にバイアス用コイルＮ２の巻線を巻回して直流バイアス電流Ｉｂを流すことでその非線形の変化領域をキャンセルし、線形変化領域で検出コイルＮ１のインダクタンスを変化させている。
　これにより、被検出電流Ｉの大きさを高精度に検出することができる。
　また、パルス変換回路５１から出力されるＰＦＭ信号は、図５のＣ点波形として示されているように、ドライブ信号（Ｂ点波形）のパルスの立ち上がりタイミングと同期しつつ、ドライブ信号のパルス周期によらずパルス幅が一定とされた信号となっている。即ち、位相調整回路１０から出力されるドライブ信号は、デューティー比が一定でパルス周期（パルス周波数）に応じてパルス幅が比例する信号となっているのに対して、ＰＦＭ信号は、パルス幅が一定でデューティー比がパルス周期（パルス周波数）と比例する信号となっている。
　このようなＰＦＭ信号に変換することで、平滑化後の信号をパルス周期（パルス周波数）に応じてレベルが上下する信号とすることができ、被検出電流Ｉの変化を示す検出信号とすることができる。
［変形例］
　上述の実施形態の内容は適宜変形可能である。
　例えば、電流センサ回路１は、検出コイルＮ１のインダクタンス変化が起きる検出電流レベルにおいて、被検出導線ＴＬに直流電流が流れたか否か或いは所定電流値を超える直流電流が流れたか否かを検出可能とする場合には、磁気バイアス部を有していなくてもよい。また、信号変換回路５０においても、位相調整回路１０から出力されるドライブ信号を被検出電流の変化を示し得る検出信号に変換することができるのであれば、上述の構成に限定されない。例えば、信号変換回路５０では、ＰＦＭ信号に変換することなく、検出信号が生成されてもよい。
　また、上述の実施形態では、磁気バイアス部がバイアス用コイルＮ２及び直流電源を含む例が示されたが、磁気バイアス部がバイアス用磁石を含むようにしてもよい。この場合には、バイアス用コイルＮ２及び直流電源（＋５Ｖ）は不要となる。
　図６は、変形例における検出コイルＮ１の構成を概念的に示す図である。
　磁気コア３２には検出コイルＮ１の巻線が巻回されておりかつ被検出導線ＴＬが挿通されている点で上述の実施形態と同様であるが、本変形例では、バイアス用コイルＮ２の巻線がなく、その代わりにバイアス用磁石ＢＭが磁気コア３２に設けられている。具体的には、本変形例では磁気コア３２は、環状の一部が途切れたＣ字状に形成されており、その途切れたギャップにバイアス用磁石ＢＭがはめ込まれて全体として環状体をなす。
　バイアス用磁石ＢＭは、磁気コア３２に対して磁気飽和領域に到達させ得る磁界バイアスを印加する。即ち、バイアス用磁石ＢＭは、検出コイルＮ１のインダクタンス特性においてインダクタンスが直線的に変化する領域（線形変化領域）に移行させ得る磁力を有する。
　磁気バイアス部がこのような構成を有していたとしても、上述の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
　図７は、変形例における電流センサ回路１の回路図である。
　図７に示されるように、上述のスイッチング回路２０は、フルブリッジ回路を形成する複数のトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４を有するように変形可能である。
　本変形例では、ドライブ回路２２は、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４のゲート－ソース電圧（ＶＧＳ電圧）を印加可能にトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３及びＱ４に接続される。そして、ドライブ回路２２は、位相調整回路１０からのドライブ信号のパルス周期に応じて、トランジスタＱ１及びＱ４のペアとトランジスタＱ２及びＱ３のペアとに対して交互に閾値電圧を超えるＶＧＳ電圧を印加することで、トランジスタＱ１及びＱ４のペアとトランジスタＱ２及びＱ３のペアとのオンオフ状態を交互にスイッチングさせる（スイッチング動作させる）。
　これにより、上述の実施形態と同様に、検出回路３０には、位相調整回路１０からのドライブ信号のパルス周期に対応する周波数の交流信号を流すことができる。
　上述の実施形態及び変形例の一部又は全部は、次のようにも特定され得る。但し、上述の実施形態及び変形例が以下の記載に制限されるものではない。
＜１＞
被検出導線に流れる直流電流を検出可能な電流センサ回路であって、
　前記直流電流でインダクタンスが変化するよう構成された検出コイルと、
　前記検出コイルと共に直列共振回路を構成する共振コンデンサと、
　前記共振コンデンサからの帰還信号を受け、ドライブ信号を出力する位相調整回路と、
　ハーフブリッジ回路又はフルブリッジ回路を形成する複数のスイッチング素子を含み、前記ドライブ信号のパルス周期に応じて該複数のスイッチング素子をスイッチング動作させることにより前記検出コイル及び前記共振コンデンサに交流信号を供給するスイッチング回路と、
　前記位相調整回路から出力される前記ドライブ信号を前記直流電流の変化を示す検出信号に変換する信号変換回路と、
　前記検出信号を外部に出力する検出端子と、
　を備え、
　前記位相調整回路は、前記帰還信号と前記ドライブ信号との位相差に応じて、前記検出コイル及び前記共振コイルに流れる前記交流信号の周波数が前記検出コイルのインダクタンス変化に応じて変化した前記直列共振回路の共振周波数に追従するように、前記ドライブ信号のパルス周期を設定する、
　電流センサ回路。
＜２＞
　前記信号変換回路は、前記位相調整回路から出力される前記ドライブ信号をＰＦＭ（パルス周波数変調）信号に変換するパルス変換回路を含み、該ＰＦＭ信号から前記直流電流の大きさを電圧の大きさで示す前記検出信号を得る、
　＜１＞に記載の電流センサ回路。
＜３＞
　前記検出コイルの巻線が巻回されており、前記被検出導線が挿通されている磁気コア、
　を更に備える＜１＞又は＜２＞に記載の電流センサ回路。
＜４＞
　前記磁気コアに巻線が巻回されたバイアス用コイル及び該バイアス用コイルに定電流を導通させる直流電源を含む第一磁界バイアス部、又はバイアス用磁石を含む第二磁界バイアス部、
　を更に備え、
　前記第一磁界バイアス部では、前記直流電源が、前記検出コイルのインダクタンス特性においてインダクタンスが直線的に変化する領域に移行させ得る前記定電流を前記バイアス用コイルに導通させ、
　前記第二磁界バイアス部では、前記バイアス用磁石は、前記検出コイルのインダクタンス特性においてインダクタンスが直線的に変化する領域に移行させ得る磁力を有する、
　＜３＞に記載の電流センサ回路。
　１　電流センサ回路
　１０　位相調整回路
　１１　帰還パルス生成回路
　１２　ＮＯＴ回路
　１３　可変抵抗素子
　１４　コンデンサ
　１６　ＰＬＬ回路
　２０　スイッチング回路
　２２　ドライブ回路
　３０　検出回路
　３２　磁気コア
　４０　帰還整流回路
　５０　信号変換回路
　５１　パルス変換回路
　５２　抵抗素子
　５３　コンデンサ
　６０　検出端子
　５１１　抵抗素子
　５１２　コンデンサ
　５１３　ＮＯＴ回路
　５１４　ＡＮＤ回路
　Ｎ１　検出コイル
　Ｎ２　バイアス用コイル
　Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４　トランジスタ
　Ｒ１　抵抗素子
　Ｃ１　共振コンデンサ
　ＴＬ　被検出導線
　ＢＭ　バイアス用磁石

Claims (4)

  1. 　被検出導線に流れる直流電流を検出可能な電流センサ回路であって、
    　前記直流電流でインダクタンスが変化するよう構成された検出コイルと、
    　前記検出コイルと共に直列共振回路を構成する共振コンデンサと、
    　前記共振コンデンサからの帰還信号を受け、ドライブ信号を出力する位相調整回路と、
    　ハーフブリッジ回路又はフルブリッジ回路を形成する複数のスイッチング素子を含み、前記ドライブ信号のパルス周期に応じて該複数のスイッチング素子をスイッチング動作させることにより前記検出コイル及び前記共振コンデンサに交流信号を供給するスイッチング回路と、
    　前記位相調整回路から出力される前記ドライブ信号を前記直流電流の変化を示す検出信号に変換する信号変換回路と、
    　前記検出信号を外部に出力する検出端子と、
    　を備え、
    　前記位相調整回路は、前記帰還信号と前記ドライブ信号との位相差に応じて、前記検出コイル及び前記共振コンデンサに流れる前記交流信号の周波数が前記検出コイルのインダクタンス変化に応じて変化した前記直列共振回路の共振周波数に追従するように、前記ドライブ信号のパルス周期を設定する、
    　電流センサ回路。
  2. 　前記信号変換回路は、前記位相調整回路から出力される前記ドライブ信号をＰＦＭ（パルス周波数変調）信号に変換するパルス変換回路を含み、該ＰＦＭ信号から前記直流電流の大きさを電圧の大きさで示す前記検出信号を得る、
    　請求項１に記載の電流センサ回路。
  3. 　前記検出コイルの巻線が巻回されており、前記被検出導線が挿通されている磁気コア、
    　を更に備える請求項１又は２に記載の電流センサ回路。
  4. 　前記磁気コアに巻線が巻回されたバイアス用コイル及び該バイアス用コイルに定電流を導通させる直流電源を含む第一磁界バイアス部、又はバイアス用磁石を含む第二磁界バイアス部、
    　を更に備え、
    　前記第一磁界バイアス部では、前記直流電源が、前記検出コイルのインダクタンス特性においてインダクタンスが直線的に変化する領域に移行させ得る前記定電流を前記バイアス用コイルに導通させ、
    　前記第二磁界バイアス部では、前記バイアス用磁石は、前記検出コイルのインダクタンス特性においてインダクタンスが直線的に変化する領域に移行させ得る磁力を有する、
    　請求項３に記載の電流センサ回路。
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