JP2022180277A - インピーダンス測定装置 - Google Patents

インピーダンス測定装置 Download PDF

Info

Publication number
JP2022180277A
JP2022180277A JP2021177590A JP2021177590A JP2022180277A JP 2022180277 A JP2022180277 A JP 2022180277A JP 2021177590 A JP2021177590 A JP 2021177590A JP 2021177590 A JP2021177590 A JP 2021177590A JP 2022180277 A JP2022180277 A JP 2022180277A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
circuit
injection
measuring device
impedance measuring
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2021177590A
Other languages
English (en)
Inventor
昭純 堀田
Akizumi Hotta
博之 戸谷
Hiroyuki Toya
大桂 池田
Taikei Ikeda
真 笠井
Makoto Kasai
智春 坂井
Tomoharu Sakai
靖幸 月岡
Yasuyuki Tsukioka
浩一 柳沢
Koichi Yanagisawa
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hioki EE Corp
Original Assignee
Hioki EE Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hioki EE Corp filed Critical Hioki EE Corp
Priority to CN202280037292.9A priority Critical patent/CN117355756A/zh
Priority to PCT/JP2022/014242 priority patent/WO2022249709A1/ja
Publication of JP2022180277A publication Critical patent/JP2022180277A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)

Abstract

【課題】低耐圧仕様の信号注入部を用いることで製造コストを十分に低減する。【解決手段】電池Ｂａｔが直列に接続されている注入対象ラインに交流信号Ｓ１を注入する信号注入部３と、注入対象ラインＬを流れる交流信号Ｓ１の電流値を注入対象ラインＬに対して非接触で検出して検出信号Ｓ３を出力する非接触型電流センサ５と、電池Ｂａｔの両端に生じている交流電圧の電圧値をその両端に接触して検出して両端電圧信号Ｓ４を出力する電圧検出部６と、検出信号Ｓ３および両端電圧信号Ｓ４に基づいて電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを測定する処理部７とを備え、信号注入部３は、注入対象ラインＬに対して非接触で交流信号Ｓ１を注入可能に構成されている。【選択図】図１

Description

本発明は、導体で形成されている注入対象ラインに測定用の交流信号が信号注入部によって注入されている状態において、注入対象ラインに直列接続されている測定対象のインピーダンスを測定するインピーダンス測定装置に関するものである。
この種のインピーダンス測定装置として、下記の特許文献に開示された電池用内部インピーダンス測定装置（以下、「測定装置」ともいう）が知られている。この測定装置は、交流電源供給部、交流電圧検出部、交流電流検出部および演算制御部を備え、一対の電源ラインを介して接続された負荷に直流電流を供給している状態における二次電池の内部インピーダンスを測定可能に構成されている。
この測定装置では、交流電流供給部が、信号注入部として機能して二次電池に対して測定用の交流電流を供給する。この際に、交流電圧検出部が、交流電流の供給時における二次電池の端子間に発生する交流電圧を検出し、交流電流検出部が、交流電流の供給時における二次電池に流れる交流電流を検出する。次いで、演算制御部が、交流電圧検出部によって検出された交流電圧と交流電流検出部によって検出された交流電流とに基づいて二次電池の内部インピーダンスを算出する。したがって、この測定装置では、導体で形成されている一対の電源ラインに測定用の交流信号が注入されている状態において、一対の電源ラインに直列接続されている測定対象としての二次電池のインピーダンスを測定することが可能となっている。
特開２００４－２５１６２５号公報（第３－７頁、第１図）
ところが、上記の測定装置には、以下のような課題が存在する。具体的には、この測定装置では、インピーダンスの測定時において、交流電源供給部（信号注入部）が、二次電池の両端に直接接続されて、その両端を介して二次電池に交流電流を供給する必要がある。この場合、例えば、燃料電池車（FCV：Fuel Cell Vehicle）などに用いられる二次電池の両端の電圧は、ＤＣ６５０Ｖ程度の高い電圧となる。このため、この二次電池の両端に直接接続される交流電源供給部の内部部品としては、その二次電池の出力電圧以上の耐圧を有する高価な部品を採用しなければならない。したがって、交流電源供給部を高耐圧仕様で構成しなければならず、測定装置全体としての製造コストが非常に高くなり、これを改善すべきとの要請が存在する。
本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、測定対象が直列接続されると共に測定用の交流信号が注入される注入対象ラインに高電圧が存在するときにおいても、低耐圧仕様の信号注入部を用いることでインピーダンス測定装置全体としての製造コストを十分に低減すると共に測定対象のインピーダンスを確実に測定可能なインピーダンス測定装置を提供することを主目的とする。
上記目的を達成すべく、本発明に係るインピーダンス測定装置は、測定用の交流信号を生成すると共に測定対象が直列に接続されている注入対象ラインに前記交流信号を注入する信号注入部と、前記注入対象ラインを流れる前記交流信号の電流値を当該注入対象ラインに対して非接触で検出して電流検出信号を出力する非接触型の電流検出部と、前記測定対象の両端に生じている前記交流電圧の電圧値を当該両端に接触して検出して電圧検出信号を出力する電圧検出部と、前記電流検出信号および前記電圧検出信号を入力すると共に当該電流検出信号および当該電圧検出信号に基づいて前記測定対象のインピーダンスを測定する処理部とを備えているインピーダンス測定装置であって、前記信号注入部は、前記注入対象ラインに対して非接触で前記交流信号を注入可能に構成されている。
このインピーダンス測定装置では、信号注入部が、注入対象ラインに対して非接触で交流信号を注入し、非接触型の電流検出部が注入対象ラインを流れる交流信号の電流値を注入対象ラインに対して非接触で検出して電流検出信号を出力し、電圧検出部が測定対象の両端に生じている交流信号の電圧値をその両端に接触して検出して電圧検出信号を出力し、処理部が、電流検出信号および電圧検出信号を入力すると共に電流検出信号および電圧検出信号に基づいて測定対象のインピーダンスを測定する。
したがって、このインピーダンス測定装置によれば、測定対象が直列接続されると共に測定用の交流信号が注入される注入対象ラインに高電圧が存在するときにおいても、注入対象ラインに対して信号注入部が非接触で交流信号を注入するため、信号注入部を構成する部品として低耐圧仕様の部品を使用できる結果、信号注入部の製造コストの低減、ひいてはインピーダンス測定装置全体としての製造コストを十分に低減することができると共に測定対象のインピーダンスを確実に測定することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記電圧検出部は、前記検出した電圧検出信号を前記測定対象から絶縁した状態で前記処理部に出力する絶縁回路を備えている。
このインピーダンス測定装置では、非接触型電流センサが、注入対象ラインを流れる交流電流の電流を注入対象ラインに対して非接触で検出して電流検出信号を処理部に出力し、電圧検出部が、測定対象の両端に接触して検出した両端電圧信号を測定対象から絶縁した状態で処理部に出力することにより、測定対象に非常に高い電圧が生じていたとしても、また、負荷やインピーダンス測定装置の周囲にスイッチングノイズなどのノイズが存在する場合であっても、測定対象に交流信号の注入に基づく電流が流れて測定対象内に発生する微小の交流電圧を精度良く検出することができる。したがって、このインピーダンス測定装置によれば、測定対象のインピーダンスを精度良く測定することができる。また、このインピーダンス測定装置によれば、非接触型電流センサを用いたことにより、注入対象ラインを切断することなく、非接触で測定対象のインピーダンスを測定することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記処理部は、前記交流信号を入力すると共に前記電流検出信号を直交検波して交流電流の同相成分および直交成分を生成する第１直交検波回路と、前記交流信号を入力すると共に前記電圧検出信号を直交検波して交流電圧の同相成分および直交成分を生成する第２直交検波回路と、前記第１直交検波回路から出力される前記交流電流の同相成分および直交成分と、前記第２直交検波回路から出力される前記交流電圧の同相成分および直交成分とに基づいて前記測定対象のインピーダンスを演算する演算回路とを備えている。
このインピーダンス測定装置によれば、処理部の演算回路が、第１の直交検波回路から出力される交流電流の同相成分および直交成分と、第２の直交検波回路から出力される交流電圧の同相成分および直交成分とに基づいて測定対象のインピーダンスを演算することにより、注入対象ラインに注入された交流信号の信号レベルが小さいときであっても、雑音レベル（Ｎ）に対する信号レベル（Ｓ）の比率（Ｓ／Ｎ）を高めて精度良くインピーダンスを測定することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号注入部は、二次巻線としての前記注入対象ラインに磁気結合する一次巻線を構成する一次巻線構成部品を備えると共に当該一次巻線構成部品に前記交流信号を印加することにより当該注入対象ラインに当該交流信号を注入する。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記一次巻線構成部品は、前記注入対象ラインが挿通される環状の第１の磁気コアに巻回された絶縁被覆電線を備えて構成されている。
これらのインピーダンス測定装置によれば、一次巻線構成部品を簡易に構成することができると共に交流信号を注入対象ラインに確実に注入することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記第１の磁気コアは、ギャップが設けられている。このインピーダンス測定装置によれば、磁性コアにギャップを設けたことにより、磁性コアの磁気飽和を回避することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記第１の磁気コアは、複数のＣ型の単位磁気コアで構成され、複数の前記単位磁気コアは、重ねた状態の上面視において、前記第１の磁気コアの外周に沿って互いに隣り合う２つの前記ギャップの離間距離が均等となるように重ねられている。
このインピーダンス測定装置によれば、磁性コアに挿通された注入対象ラインがギャップに近い箇所に位置していたとしても、その位置に拘わらず、交流信号の注入対象ラインへの注入を減少させることなく、注入対象ラインに対して交流信号を安定して注入することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記一次巻線構成部品は、前記第１の磁気コアに巻回された前記絶縁被覆電線で構成されると共に全体として直列接続される第１巻線から第Ｎａ巻線（Ｎａは２以上の整数）までのＮａ個の巻線と、前記第１巻線から前記第Ｎａ巻線にそれぞれ並列接続された第１並列スイッチから第Ｎａ並列スイッチまでのＮａ個のスイッチとを備えて構成され、前記処理部は、前記Ｎａ個の並列スイッチをオンオフ制御して、前記一次巻線構成部品全体としての巻数を変更する。
このインピーダンス測定装置によれば、一次巻線構成部品全体としての巻数を変更することにより、負荷が測定対象に接続されて閉ループ状態になっているときの信号注入用巻線から見た負荷インピーダンスの大小に拘わらず、交流信号を精度良く注入対象ラインに注入することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記第１巻線から前記第Ｎａ巻線は、互いの巻数が相違するようにそれぞれ巻回されている。このインピーダンス測定装置によれば、同じ巻数で構成した一次巻線構成部品と比較して巻数の増減を大きくすることができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記第１巻線から前記第Ｎａ巻線は、それぞれ２Ｍａ（Ｍａは０から（Ｎａ－１）までのＮａ個の整数）に１以上の整数であるＬａを乗じた数で巻回されている。このインピーダンス測定装置によれば、一次巻線構成部品全体としての巻数をきめ細やかに制御することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記第１巻線から前記第Ｎａ巻線は、巻数が多い前記巻線の前記絶縁被覆電線における芯線の線径が巻数が少ない前記巻線の前記絶縁被覆電線における芯線の線径よりも細く形成されている。このインピーダンス測定装置によれば、巻数が多い巻線に細い絶縁被覆電線（またはエナメル線）を用いることができる結果、信号注入用巻線の生産性を十分に向上させることができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号注入部は、前記交流信号の周波数または当該周波数の近傍の周波数において共振点を有するＬＣ共振回路を前記一次巻線と共に構成するコンデンサ回路を備えている。このインピーダンス測定装置によれば、信号注入部は、交流信号の周波数またはその周波数の近傍の周波数において共振点を有するＬＣ共振回路を一次巻線と共に構成するコンデンサ回路を備えているため、交流信号が一次巻線を流れ易くなる結果、ＬＣ共振回路での交流信号の損失を十分に低減することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号注入部は、前記ＬＣ共振回路のＱ値を低下させるダンピング抵抗を備えている。このインピーダンス測定装置によれば、信号注入部によって生成される交流信号の周波数とＬＣ共振回路の共振周波数とが多少相違していたとしても、ＬＣ共振回路での交流信号の損失を十分に低減することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号注入部は、前記交流信号を増幅する増幅回路を備え、前記ＬＣ共振回路は、前記増幅回路の負荷回路として配置されている。このインピーダンス測定装置によれば、増幅回路に対して正弦波の交流信号をリニアに増幅させることができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記ＬＣ共振回路は、当該ＬＣ共振回路の一端が高電位に接続されると共にＬＣ並列共振回路で構成され、前記増幅回路は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成され、ドレイン端子に前記ＬＣ共振回路の他端側が接続され、ソース端子が低電位に接続され、かつゲート端子に前記交流信号としてのパルス信号が入力されて当該交流信号をＤ級増幅する。このインピーダンス測定装置によれば、増幅回路を簡易に構成することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記高電位の電圧が可変可能に構成されている。このインピーダンス測定装置によれば、ＦＥＴのドレイン電圧が変化する結果、ＦＥＴから出力される交流信号の電圧（電力でもある）を自在に変更することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記ＬＣ共振回路は、当該ＬＣ共振回路の一端が基準電位に接続されると共にＬＣ直列共振回路で構成され、前記増幅回路は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴおよびＰチャンネルＭＯＳＦＥＴによってプッシュプル回路に構成され、前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン端子が前記基準電位よりも高電位に接続され、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン端子が前記基準電位よりも低電位に接続され、前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴおよび前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの各ソース端子に前記ＬＣ直列共振回路の他端側が接続され、かつ前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子に前記交流信号としての正のパルス信号が入力されると共に前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子に前記交流信号としての負のパルス信号が入力されて当該交流信号をＤ級増幅する。このインピーダンス測定装置によれば、プッシュプル回路で構成された増幅回路によって、交流信号を確実にＤ級増幅することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記高電位の電圧および前記低電位の電圧がそれぞれ可変可能に構成されている。このインピーダンス測定装置によれば、２つのＦＥＴのドレイン電圧が変化する結果、２つのＦＥＴから出力される交流信号の電圧（電力でもある）を自在に変更することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記ＬＣ共振回路に直列に接続されて前記交流信号の通過を許容するＬＰＦおよびＢＰＦのいずれかを備えている。このインピーダンス測定装置によれば、増幅回路に対して正弦波の交流信号を確実にリニアに増幅させることができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記コンデンサ回路は、全体として並列接続される第１コンデンサから第Ｎｂコンデンサ（Ｎｂは２以上の整数）までのＮｂ個のコンデンサと、前記第１コンデンサから前記第Ｎｂコンデンサにそれぞれ直列接続された第１直列スイッチから第Ｎｂ直列スイッチまでのＮｂ個のスイッチとを備えて構成され、前記処理部は、前記交流信号の周波数に応じて前記Ｎｂ個の直列スイッチをオンオフ制御して、前記コンデンサ回路全体としての容量を変更する。このインピーダンス測定装置によれば、処理部は、交流信号の周波数に応じてＮｂ個のスイッチをオンオフ制御して、コンデンサ回路ＣＳとしての容量を変更することにより、ＬＣ共振回路の共振周波数をきめ細やかに制御することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記第１コンデンサから前記第Ｎｂコンデンサは、互いの容量が相違する。このインピーダンス測定装置によれば、同じ容量のコンデンサで構成したコンデンサ回路と比較して容量の増減を大きくすることができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記第１コンデンサから前記第Ｎｂコンデンサは、それぞれ２Ｍｂ（Ｍｂは０から（Ｎｂ－１）までのＮｂ個の整数）に特定の容量を乗じた容量を有している。このインピーダンス測定装置によれば、コンデンサ回路全体としての容量を変更することができるため、ＬＣ共振回路の共振周波数をきめ細やかに制御することができる。この場合、コンデンサ回路におけるコンデンサの数を多くすることにより、共振周波数を線形的に変更することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記注入対象ラインを流れる前記交流信号の電流値を検出する信号検出部を備え、前記処理部は、前記信号検出部によって検出された前記交流信号の電流値が目標電流値範囲内に含まれるように、前記信号注入部から出力される前記交流信号の信号レベルを制御する。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記注入対象ラインを流れる前記交流信号の電流値を検出する信号検出部を備え、前記処理部は、前記信号検出部によって検出された前記交流信号の電流値が前記目標電流値範囲内に含まれるように、前記第１並列スイッチから前記第Ｎａ並列スイッチのオンオフを制御する。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記注入対象ラインを流れる前記交流信号の電流値を検出する信号検出部を備え、前記処理部は、前記信号注入部が前記注入対象ラインに注入している前記交流信号の電流値と、前記信号検出部によって検出された前記交流信号の電流値とに基づいて前記注入対象ラインの負荷インピーダンスを判別すると共に前記第１並列スイッチから前記第Ｎａ並列スイッチのオンオフを制御することにより、前記判別した負荷インピーダンスが小さいときには前記一次巻線構成部品全体としての巻数を増加させ、当該判別した負荷インピーダンスが大きいときには当該一次巻線構成部品全体としての巻数を減少させる。
これらのインピーダンス測定装置によれば、電流検出信号や電圧検出信号の雑音レベル（Ｎ）に対する信号レベル（Ｓ）の比率（Ｓ／Ｎ）を高めることができる結果、処理部によって行われるインピーダンスの演算処理（測定処理）において、精度良くインピーダンスを測定することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号検出部は、前記信号注入部とは別体に形成されると共に二次巻線としての前記注入対象ラインに磁気結合する一次巻線を形成する二次巻線構成部品を備えて構成されている。
このインピーダンス測定装置によれば、信号検出部としての非接触型の電流検出部が、信号注入部とは別体に形成されると共に二次巻線構成部品を備えて構成されているため、信号注入部の信号注入用巻線によって注入された交流信号に応じた漏れ磁束がノイズとなって二次巻線構成部品に漏れ出すことを回避できるため、精度良くインピーダンスを測定することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号検出部は、前記電流検出部として機能する。このインピーダンス測定装置によれば、非接触型の電流検出部が、電流検出部の構成と信号検出部の構成とを兼ねることで、インピーダンス測定装置の小型化を図ることができると共に製造コストを十分に低減することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号注入部は、生成する前記交流信号の周波数帯域を複数にグループ分けした周波数帯域グループにそれぞれ対応させた複数の前記一次巻線構成部品を備えると共に、１つの前記周波数帯域グループに属する周波数の前記交流信号を注入するときには、当該１つの周波数帯域グループに対応する前記一次巻線構成部品の両端に当該交流信号を印加し、前記周波数帯域は２つの前記周波数帯域グループにグループ分けされると共に当該２つの周波数帯域グループのうちの低域周波数帯域側の周波数帯域グループに対応させられた前記一次巻線構成部品における前記第１の磁気コアは金属系の磁気コアで構成され、かつ当該２つの前記周波数帯域グループのうちの高域周波数帯域側の周波数帯域グループに対応させられた前記一次巻線構成部品における前記第１の磁気コアはフェライト系の磁気コアで構成されている。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号注入部は、生成する前記交流信号の周波数帯域を複数にグループ分けした周波数帯域グループにそれぞれ対応させた複数の前記一次巻線構成部品を備えると共に、１つの前記周波数帯域グループに属する周波数の前記交流信号を注入するときには、当該１つの周波数帯域グループに対応する前記一次巻線構成部品の両端に当該交流信号を印加し、前記周波数帯域は３つの前記周波数帯域グループにグループ分けされると共に当該３つの周波数帯域グループのうちの低域周波数帯域側の周波数帯域グループに対応させられた前記一次巻線構成部品における前記第１の磁気コアは金属系の磁気コアで構成され、当該３つの周波数帯域グループのうちの中域周波数帯域側の周波数帯域グループに対応させられた前記一次巻線構成部品における前記第１の磁気コアはフェライト系の磁気コアで構成され、かつ当該３つの周波数帯域グループのうちの高域周波数帯域側の周波数帯域グループに対応させられた前記一次巻線構成部品は空芯コイルで構成されている。
これらのインピーダンス測定装置によれば、注入対象ラインに交流信号をトランス方式で注入する際に、交流信号の周波数に応じて注入対象ラインとの結合が最も適した素材の磁性コアまたは空芯コイルを用いることができるため、注入対象ラインに交流信号を広い周波数帯域に亘って十分に効率良く注入することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号注入部は、前記交流信号の周波数を変更可能に構成されると共に、当該交流信号の周波数帯域が互いに隣接する２つの前記周波数帯域グループの境界部において一方の当該周波数帯域グループから他方の当該周波数帯域グループに向けて当該交流信号の周波数を変更する際に、当該隣接する２つの周波数帯域グループに対応する２つの前記一次巻線構成部品に前記交流信号を印加する。
このインピーダンス測定装置によれば、境界部において、交流信号の周波数に応じて注入対象ラインとの結合が適した２種類の素材の一次巻線構成部品が用いられるため、注入対象ラインに交流信号を十分に効率良く注入することができる。また、このインピーダンス測定装置によれば、境界部において一方の周波数帯域グループから他方の周波数帯域グループに向けて交流信号の周波数を変更する際に、交流信号を印加する一次巻線構成部品が切り替わることに起因する交流信号の信号レベルの変動を緩やかにすることができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記一次巻線構成部品は、空芯コイルで構成されている。このインピーダンス測定装置によれば、簡易な構成でありながら、高周波帯域の交流信号を注入対象ラインに確実に注入することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号注入部は、同一仕様の前記一次巻線構成部品を複数備え、同一周波数でかつ同位相の前記交流信号を前記同一仕様の複数の一次巻線構成部品に同時に印加する。このインピーダンス測定装置によれば、１つの一次巻線構成部品を用いるのと比較して、十分に大きい電流値の交流信号を注入対象ラインに注入することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記電圧検出部を複数備え、前記複数の電圧検出部は、前記注入対象ラインに直列接続されている複数の前記測定対象の各両端に生じている前記交流電圧の電圧値を当該各両端に接触して検出して前記電圧検出信号を前記処理部にそれぞれ出力し、前記処理部は、前記電流検出信号および前記複数の電圧検出部からそれぞれ出力された複数の前記電圧検出信号に基づいて前記複数の測定対象の各インピーダンスを測定する。このインピーダンス測定装置によれば、複数の測定対象のインピーダンスを同時に測定することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記測定対象と非測定対象とが前記注入対象ラインで接続されて環状の閉ループを形成する被測定系における当該非測定対象の両端に並列接続されるコンデンサを備えている。このインピーダンス測定装置によれば、非測定対象のインピーダンスが大きいであっても、信号注入部による注入対象ラインへの交流信号の注入時における電流値を大きくすることができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号注入部は、終段としてのＤ級増幅部を備え、当該Ｄ級増幅部によって増幅した前記交流信号を前記注入対象ラインに注入する。このインピーダンス測定装置によれば、信号注入部が負荷変動に対しても交流信号の出力レベルを制御された一定のレベルに維持することができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記信号注入部は、前記交流信号の周波数をスイープする。このインピーダンス測定装置によれば、測定対象に正弦波信号である交流信号を供給してその周波数応答を測定可能なＦＲＡとして構成することができるため、高精度なインピーダンス測定を行うことができる。
また、本発明に係るインピーダンス測定装置は、前記金属系の磁気コアは、パーマロイコア、センダストコア、アモルファスコア、圧粉磁芯コア、純鉄、珪素鋼鈑、パーメンジュール、ニッケル、コバルト、Fe-Si-Alおよび電磁ステンレスのいずれかであり、前記フェライト系の磁気コアは、Mn-Zn系フェライトおよびNi-Zn系フェライトのいずれかである。このインピーダンス測定装置によれば、金属系の磁気コアとして、上記種類のいずれかを用いたことにより、直流電流に対して磁気飽和し難い磁性コアを構成することができ、フェライト系の磁気コアとして、上記種類のいずれかを用いたことにより、磁性コアにおける渦電流の発生を回避することができる。
本発明に係るインピーダンス測定装置によれば、測定対象が直列接続されると共に測定用の交流信号が注入される注入対象ラインに高電圧が存在するときにおいても、注入対象ラインの芯線に対して信号注入部が非接触で交流信号を注入するため、信号注入部を構成する部品として低耐圧仕様の部品を使用できる結果、信号注入部の製造コストの低減、ひいてはインピーダンス測定装置全体としての製造コストを十分に低減することができると共に測定対象のインピーダンスを確実に測定することができる。
インピーダンス測定装置１の構成を示す構成図である。 ＬＰＦ４３の周波数特性を示す特性図（磁束キャンセル部４による磁性コア２に発生する磁束Ｍｂをキャンセルする能力を示す特性図）である。 磁束キャンセル部４Ａの構成を示す構成図である。 磁束キャンセル部４Ｂの構成を示す構成図である。 磁束キャンセル部４Ｃの構成を示す構成図である。 信号注入部３および磁束キャンセル部４Ｄの構成を示す構成図である。 ＬＰＦ４３の他の構成を示す構成図である。 非接触型電流センサ５の構成を示す構成図である。 インピーダンス測定装置１Ａの構成を示す構成図である。 磁性コア２Ａの構成を示す構成図である。 磁性コア２Ａの平面図である。 磁性コア２Ａの側面図である。 一次巻線構成部品ＣＰ１Ａの構成を示す構成図である。 一次巻線構成部品ＣＰ１Ａの機能を説明するための構成図である。 一次巻線構成部品ＣＰ１Ａの機能を説明するための他の構成図である。 空芯コイルＡＣの構成を示す構成図である。 インピーダンス測定装置１Ｂの構成を示す構成図である。 ３つの周波数帯域グループＦＬ，ＦＭ，ＦＨを説明するための説明図である。 インピーダンス測定装置１Ｃの構成を示す構成図である。 インピーダンス測定装置１Ｄの構成を示す構成図である。 コンデンサ回路ＣＳの構成を示す構成図である。 コンデンサ回路ＣＳの構成を示す他の構成図である。 インピーダンス測定装置１Ｅの構成を示す構成図である。
以下、インピーダンス測定装置の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。
図１に示すインピーダンス測定装置１は、「インピーダンス測定装置」の一例であって、例えば、負荷Ｌｏａｄ（非測定対象）が測定対象に接続されて閉ループの状態となっているときの測定対象としての電池（バッテリー）Ｂａｔのインピーダンス（本例では、内部インピーダンスＺｂ）を測定可能に構成されている。また、インピーダンス測定装置１は、電池Ｂａｔに正弦波信号である後述の交流信号Ｓ１を供給してその周波数応答を測定可能なＦＲＡ（Frequency Response Analyzer）として構成されて、高精度なインピーダンス測定が可能となっている。
例えば、燃料電池車において、モータなどの大電流を消費する負荷Ｌｏａｄと、複数の電池セルを直列接続して構成される電池Ｂａｔ（同図では、全体として１つの電池で図示している）とが、例えば導体である芯線が絶縁被覆された絶縁被覆ケーブル、エナメル線および絶縁被覆されていない電線などの導体で形成されたパワーライン（以下、「注入対象ラインＬ」ともいう）で接続されており、この注入対象ラインＬには、電池Ｂａｔから負荷Ｌｏａｄに直流大電流が流れている。このような接続状態において電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを測定するためには、インピーダンス測定用の交流信号Ｓ１（例えば、１Ｈｚ～１０ＭＨｚ）を電池Ｂａｔに供給する必要がある。この際に、このインピーダンス測定装置１では、電池Ｂａｔから負荷Ｌｏａｄに直流大電流が流れている注入対象ラインＬに、後述する注入抽出装置１０を用いて交流信号Ｓ１を注入可能に構成されている。
具体的には、インピーダンス測定装置１は、磁性コア２、信号注入部３、磁束キャンセル部４、非接触型電流センサ５、電圧検出部６、処理部７および出力部８を備えて構成されている。この場合、磁性コア２、信号注入部３および磁束キャンセル部４によって信号注入装置１０が構成される。
磁性コア２は、信号注入部３および磁束キャンセル部４を構成する要素であって、例えば、フェライト、パーマロイ、パーメンジュール、ケイ素鋼板および純鉄などの材料を用いて、直流電流Ｉｂが流れる注入対象ラインＬが挿通可能に、円形状、楕円形状、矩形状および多角形状状などの環状に形成されている。また、磁性コア２は、磁束キャンセル用のキャンセル電流としての負帰還の直流電流（以下、「キャンセル電流Ｉｃ」ともいう）を供給するための第１の巻線としての磁束キャンセル用巻線Ｗ１と、交流信号Ｓ１を注入するための第２の巻線としての信号注入用巻線Ｗ２とが巻回されると共にそのギャップＧ内にホール素子４１が配設されて構成されている。この場合、ギャップＧを設けることで、磁性コア２の磁気飽和がし難くなっている。なお、磁性コア２については、分割可能なクランプ型の構成を採用することもできる。また、磁束キャンセル用巻線Ｗ１および信号注入用巻線Ｗ２の一端に信号が注入されると共に他端が後述する基準電位（フローティンググランド）に接続されている。
信号注入部３は、測定用の交流信号Ｓ１を生成すると共に注入対象ラインＬに対して（注入対象ラインＬの芯線（導線）に対して）非接触で注入可能に構成されている。具体的には、信号注入部３は、交流信号Ｓ１を生成すると共に出力段に配置されたＤ級増幅回路で交流信号Ｓ１をＤ級増幅して出力可能に構成された信号生成回路３１と、上記した磁性コア２と、上記した信号注入用巻線Ｗ２とを備えて構成されている。この場合、信号注入部３は、注入対象ラインＬの芯線に対して非接触で交流信号Ｓ１を注入するため、各構成部品としては、電池Ｂａｔの出力電圧と比較して極めて低耐圧仕様の部品が用いられている。この信号注入部３では、信号生成回路３１が、注入対象ラインＬに注入する交流信号Ｓ１の信号レベルおよび周波数を処理部７から出力される制御信号Ｓｃ１によって制御されて周波数をスイープ（例えば、１Ｈｚ～１０ＭＨｚ）させつつ、生成した交流信号Ｓ１を処理部７に出力すると共にＤ級増幅して信号注入用巻線Ｗ２に供給する。この場合、信号注入用巻線Ｗ２は、磁性コア２（第１の磁気コア）に巻回した絶縁被覆電線（またはエナメル線など）で構成されると共に二次巻線としての注入対象ラインＬに磁気結合する一次巻線を構成する一次巻線構成部品ＣＰ１として機能する。このため、信号注入用巻線Ｗ２に交流信号Ｓ１をトランス方式（信号注入用巻線Ｗ２が複数ターンの一次巻線で注入対象ラインＬが１ターンの二次巻線）で供給する（つまり、信号注入用巻線Ｗ２の両端に交流信号Ｓ１を印加する）ことで交流信号Ｓ１に基づく交流電流Ｉａｃが信号注入用巻線Ｗ２を流れて、交流信号Ｓ１に基づく磁束Ｍｃが図１に示す向きで磁性コア２に発生すると共にその磁束Ｍｃの大きさに応じた電流値の交流信号である注入電流Ｉｉがノーマルモード信号として注入対象ラインＬに供給される（注入される）。なお、信号生成回路３１による周波数のスイープは必須ではなく、スイープが不要の場合には、固定周波数の交流信号Ｓ１を生成する構成を信号生成回路３１に適用することもできる。
磁束キャンセル部４は、注入対象ラインＬに直流電流Ｉｂが流れた際に、磁性コア２に図１に示す向きで発生する第１の磁束としての磁束Ｍｂを、ゼロフラックス法により、磁束Ｍｂとは逆向きの第２の磁束としての磁束Ｍｄを磁性コア２に発生させてキャンセル（相殺）可能に構成されている。具体的には、磁束キャンセル部４は、上記したギャップＧに配設された磁束検出回路の一例としてのホール素子４１、電圧ドライバ４２、ローパスフィルタ４３（以下、「ＬＰＦ４３」ともいう）、上記した磁性コア２、および信号注入用巻線Ｗ２を備えて構成されている。なお、例えば、負荷Ｌｏａｄのインピーダンスが大きいときや、電池Ｂａｔの出力電圧が低いときなどにおいては、直流電流Ｉｂの電流値が僅かとなったり、直流電流Ｉｂが殆ど流れないことがある。このような状況でのインピーダンス測定装置１の使用を想定する場合には、磁性コア２の磁気飽和が生じないため、磁束キャンセル部４の機能を用いないこともできるし、磁束キャンセル部４の配設自体を省くこともできる。磁束キャンセル部４の配設を省いた構成のインピーダンス測定装置１Ａ～１Ｃについては後述する。
ホール素子４１は、「磁束検出回路」の一例であって、磁性コア２に設けられて磁気コア２に発生する磁束に応じた電圧信号Ｓ２を出力する。この場合、ホール素子４１から検出信号として電流信号が出力される構成であってもよく、そのような電流信号によって電圧信号に変換された信号も「電圧信号Ｓ２」に含まれる。なお、「磁束検出回路」は、ホール素子に限らず、フラックスゲートセンサや磁気抵抗素子(MR:Magneto Resistive)などを磁性コア２に配設して構成することもできる。また、磁気抵抗素子として、ＧＭＲ素子（Giant Magneto Resistive）、半導体磁気抵抗素子(SMR)、強磁性体薄膜材料を用いた異方性磁気抵抗素子(AMR：Anisotropic Magneto Resistive)、巨大磁気抵抗素子(GMR：Giant Magneto Resistive)およびトンネル磁気抵抗素子(TMR：Tunnel Magneto Resistive)を用いることができる。
電圧ドライバ４２は、全体として負帰還増幅回路として機能する増幅回路の一例であって、電圧信号Ｓ２を増幅して低インピーダンスでＬＰＦ４３に出力する。ＬＰＦ４３は、フィルタ回路の一例であって、電圧ドライバ４２で増幅された電圧信号Ｓ２に含まれている交流信号Ｓ１に基づく電圧信号Ｓ２の出力を阻止すると共に直流電流Ｉｂに基づく電圧信号Ｓ２を通過させて磁束Ｍｂをキャンセルする向きでキャンセル電流Ｉｃを磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給し、かつ交流信号Ｓ１の信号注入用巻線Ｗ２への供給によって磁性コア２に発生した磁束Ｍｃに基づいて磁束キャンセル用巻線Ｗ１に発生する電圧信号（交流信号に基づいてキャンセル巻線に発生する電圧信号）の電圧ドライバ４２への入力を阻止する。具体的には、ＬＰＦ４３は、図１に示すように、例えば、電圧ドライバ４２側の入力端Ｔｉと基準電位との間にコンデンサＣ１が接続されると共に入力端Ｔｉと磁束キャンセル用巻線Ｗ１側の出力端Ｔｏとの間にインダクターＬ１が接続されたＬ型のＬＣフィルタで構成されて、図２に示すように、そのカットオフ周波数が交流信号Ｓ１の周波数（周波数スイープさせているときには、交流信号Ｓ１の最低周波数）よりも低い周波数となる周波数特性を有しており、交流信号Ｓ１に基づく電圧信号Ｓ２の出力を阻止すると共に直流電流Ｉｂに基づく電圧信号Ｓ２を通過させる。
この場合、直流電流Ｉｂに基づく電圧信号Ｓ２だけを通過させるためには、カットオフ周波数はできる限り周波数０Ｈｚに近いのが好ましい。したがって、この磁束キャンセル部４では、例えば、インダクタンスの大きいリアクトルで形成されたインダクターＬ１を含んだＬＰＦ４３でフィルタ回路が構成されている。このため、ＬＰＦ４３は、カットオフ周波数ができる限り周波数０Ｈｚに近づけられており、交流信号Ｓ１に基づく電圧信号Ｓ２の出力を阻止すると共に直流電流Ｉｂに基づく電圧信号Ｓ２だけを通過させて磁束Ｍｂをキャンセルする向きでキャンセル電流Ｉｃを磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給することができ、しかも安価に構成されている。また、交流信号Ｓ１の信号注入用巻線Ｗ２への供給によって磁性コア２に発生した磁束Ｍｃに基づいて磁束キャンセル用巻線Ｗ１に発生する電圧信号の電圧ドライバ４２への入力が阻止されるため、磁性コア２に発生させた磁束Ｍｃに基づいて注入対象ラインＬに注入する注入電流Ｉｉ（交流信号Ｓ１）のレベル低下が回避される。なお、ＬＰＦ４３は、図１に示すＬ型のＬＣフィルタ以外に各種構成のローパスフィルタを採用することができる。例えば、図７に示すように、入力端Ｔｉと出力端Ｔｏとの間に、上記のインダクターＬ１と、インダクタンスの小さいインダクターＬ２を直列接続し、かつインダクターＬ２，Ｌ１の接続点と基準電位との間に上記のコンデンサＣ１を接続したＴ型のＬＣフィルタで構成してもよい。また、図示はしないが、π型のＬＣフィルタで構成してもよい。さらに、後述する各磁束キャンセル部４Ａ，４Ｂ，４ＣにおけるＬＰＦ４３や、磁束キャンセル部４ＤにおけるＬＰＦ４８については、注入電流Ｉｉのレベル低下の回避という機能を必要としないため、内部のインダクターＬ１については、インダクタンスの大きいリアクトルではなく、インダクタンスの小さなインダクターを用いることができる。また、各磁束キャンセル部４，４Ａ，４Ｂ，４ＣにおけるＬＰＦ４３や磁束キャンセル部４ＤにおけるＬＰＦ４８の構成は、Ｌ型、Ｔ型およびπ型などのＬＣ型のローパスフィルタに限らず、インダクターに代えて抵抗を用いたＬ型、Ｔ型およびπ型などのＲＣ型のローパスフィルタなど、各種のローパスフィルタを採用することができる。また、ＬＰＦ４３の周波数特性は、磁束キャンセル部４による磁性コア２に発生する磁束をキャンセルする能力を示す周波数特性と一致している。
また、キャンセル電流Ｉｃの流れる向きおよび磁束キャンセル用巻線Ｗ１の巻回方向は、電池Ｂａｔから負荷Ｌｏａｄに供給される直流電流Ｉｂが流れることによって磁性コア２内に生じる磁束Ｍｂを低減させる向きの磁束Ｍｄが生じるように予め設定されている。したがって、磁束キャンセル部４の電圧ドライバ４２が、ホール素子４１によって検出される磁束Ｍｂの大きさがゼロになるような電圧信号Ｓ２（キャンセル電流Ｉｃ）を生成して磁性コア２に巻回された磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給することにより、大電流の直流電流Ｉｂが注入対象ラインＬに流れることに起因する磁性コア２の磁気飽和が回避される。この結果、信号注入用巻線Ｗ２に交流信号Ｓ１を供給することにより、磁性コア２において磁束Ｍｃが確実に発生して、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１が確実に注入される。
非接触型電流センサ５は、いわゆるクランプ型の電流センサであって、非接触型の電流検出部および信号検出部として機能する。この非接触型電流センサ５は、注入対象ラインＬを流れる交流電流である注入電流Ｉｉを注入対象ラインＬ（注入対象ラインＬの芯線（導線））に対して非接触で検出して、注入電流Ｉｉの電流値を示す電流検出信号としての検出信号Ｓ３を処理部７に出力する。この非接触型電流センサ５は、図８に示すように、半環状の一対の磁気コア５ａ，５ａ、磁気コア５ａ，５ａに巻回されて絶縁被覆電線で構成される１本の巻線５ｂ、および電流検出回路５ｃを備えて構成されている。この非接触型電流センサ５では、一対の磁気コア５ａ，５ａが開閉可能に構成されており、注入対象ラインＬをクランプする際には、図外の操作スイッチを操作することで開状態にした磁気コア５ａ，５ａの開口部位から注入対象ラインＬを進入させ、その後に、操作スイッチを操作して磁気コア５ａ，５ａを閉状態（円環状）にすることで、磁気コア５ａ，５ａによって注入対象ラインＬがクランプされる。注入対象ラインＬをクランプした状態では、注入対象ラインＬを流れる電流の大きさに応じて大きさが変化する磁束が磁気コア５ａ，５ａに発生し、その磁束の大きさに応じて大きさが変化する電流が巻線５ｂから出力される。電流検出回路５ｃは、巻線５ｂから出力された電流を電圧に変換することによって検出信号Ｓ３を生成して処理部７に出力する。なお、磁気コア５ａ，５ａ、および一次巻線としての注入対象ラインＬに磁気結合する二次巻線を形成する巻線５ｂが、「信号注入部とは別体に形成される信号検出部における二次巻線構成部品」に相当する二次巻線構成部品ＣＰ２を構成する。また、二次巻線構成部品ＣＰ２は、空芯コイルだけで構成することもできる。
電圧検出部６は、接触型の一対のプローブＰ１，Ｐ２、バッファ回路６１および絶縁回路６２を備えて、電池Ｂａｔの両端電圧を検出して電圧検出信号としての両端電圧信号Ｓ４を処理部７に出力する。この場合、バッファ回路６１は、電圧検出回路の一例であって、直流電圧の入力を阻止すると共に交流電圧の入力を可能とするカップリングコンデンサを一対の入力部にそれぞれ備えており、プローブＰ１，Ｐ２によって検出された交流電圧の差分電圧を生成して電池Ｂａｔの両端電圧としての両端電圧信号Ｓ４を出力する。また、絶縁回路６２は、負荷Ｌｏａｄ、電池Ｂａｔおよびバッファ回路６１を含む回路の基準電位（グランド）と、バッファ回路６１を除くインピーダンス測定装置１の基準電位（フローティンググランド）とを絶縁すると共に、絶縁した状態の両端電圧信号Ｓ４を処理部７に出力する。
処理部７は、例えば、ＣＰＵで構成されて、Ａ／Ｄ変換回路７１～７３、移相回路７４、直交検波回路７５，７６、演算回路７７および内部メモリ７８を備えて構成され、検出信号Ｓ３（電流検出信号）および両端電圧信号Ｓ４（電圧検出信号）を入力すると共に検出信号Ｓ３および両端電圧信号Ｓ４に基づいて測定対象である電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを測定する。この場合、Ａ／Ｄ変換回路７１は、信号生成回路３１から出力された交流信号Ｓ１を入力すると共にＡ／Ｄ変換（アナログ／デジタル変換）して正弦波の交流信号Ｓ１の電圧値、周波数および位相を示す信号データＤ１１（sinωｔ）を移相回路７４および直交検波回路７５，７６に出力する。Ａ／Ｄ変換回路７２は、非接触型電流センサ５から出力された検出信号Ｓ３を入力すると共にＡ／Ｄ変換して検出信号Ｓ３（注入電流Ｉｉ）の電流値、周波数および位相を示す信号データＤ１２を直交検波回路７５に出力する。Ａ／Ｄ変換回路７３は、絶縁回路６２から出力された両端電圧信号Ｓ４を入力すると共にＡ／Ｄ変換して両端電圧信号Ｓ４の電圧値、周波数および位相を示す信号データＤ１３を直交検波回路７６に出力する。
移相回路７４は、Ａ／Ｄ変換回路７１から出力された信号データＤ１１（sinωｔ）を入力すると共に信号データＤ１１で示される正弦波信号である交流信号Ｓ１の位相を９０°移相させて余弦波信号を生成すると共にその余弦波信号の電流値、周波数および位相を示す信号データＤ１１（cosωｔ）を生成して直交検波回路７５，７６に出力する。直交検波回路７５は、Ａ／Ｄ変換回路７２から出力された検出信号Ｓ３（注入電流Ｉｉの交流電流値）を示す信号データＤ１２を入力すると共に、Ａ／Ｄ変換回路７１から出力された正弦波の交流信号Ｓ１を示す信号データＤ１１（sinωｔ）および移相回路７４から出力された余弦波の交流信号Ｓ１を示す信号データＤ１１（cosωｔ）で信号データＤ１２を直交検波して、注入電流Ｉｉの電流値の同相成分（Ｉ成分：In-phse 成分）および直交成分（Ｑ成分：Quadrature 成分）を複素数で示す電流データＤｉを生成して演算回路７７に出力する。直交検波回路７６は、Ａ／Ｄ変換回路７３から出力された両端電圧信号Ｓ４（注入電流Ｉｉが流れることに起因して電池Ｂａｔの両端に発生する交流電圧の電圧値）を示す信号データＤ１３を入力すると共に、Ａ／Ｄ変換回路７１から出力された正弦波の交流信号Ｓ１を示す信号データＤ１１（sinωｔ）および移相回路７４から出力された余弦波の交流信号Ｓ１を示す信号データＤ１１（cosωｔ）で信号データＤ１３を直交検波して、両端電圧信号Ｓ４の電圧値の同相成分（Ｉ成分：In-phse 成分）および直交成分（Ｑ成分：Quadrature 成分）を複素数で示す電圧データＤｖを生成して演算回路７７に出力する。
演算回路７７は、直交検波回路７５から出力された電流データＤｉを入力すると共に直交検波回路７６から出力された電圧データＤｖを入力して、電流データＤｉおよび電圧データＤｖに基づいて電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを演算する。また、演算回路７７は、演算結果としての電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを示すインピーダンスデータＤｚを内部メモリ７８に出力して記憶させると共に出力部８に出力する。また、演算回路７７は、非接触型電流センサ５によって検出された注入電流Ｉｉの電流値がインピーダンス測定の際に必要な目標電流値範囲（例えば、１ｍＡ±０．１ｍＡ）内に含まれるように、制御信号Ｓｃ１を信号注入部３に出力して、信号注入部３（信号生成回路３１）から出力される交流信号Ｓ１の信号レベルを制御する。具体的には、演算回路７７は、入力した電流データＤｉ（Ａ／Ｄ変換回路７２から出力される信号データＤ１２でもよい）に基づき、注入対象ラインＬに注入されている注入電流Ｉｉの電流値（交流信号Ｓ１の信号レベル）を監視しつつ、信号注入部３から出力される交流信号Ｓ１の信号レベルを制御信号Ｓｃ１を出力して制御する。また、内部メモリ７８は、半導体メモリやハードディスク装置などで構成されて、インピーダンスデータＤｚなどを記憶する。
出力部８は、一例として、液晶パネルや有機ＥＬパネルなどの表示装置（ディスプレイ）で構成されて、処理部７から出力されたインピーダンスデータＤｚを入力して電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを画面上に表示する。なお、出力部８は、表示装置に代えて、外部装置とデータ通信を行うインターフェース装置で構成して、この外部装置にインピーダンスデータＤｚを出力する構成を採用することもできる。
次に、インピーダンス測定装置１による測定対象としての電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを測定する測定処理について添付図面を参照して説明する。
最初に、電池Ｂａｔと負荷Ｌｏａｄとを注入対象ラインＬで接続する。この状態で負荷Ｌｏａｄが作動したときには、電池Ｂａｔから注入対象ラインＬを介して負荷Ｌｏａｄに大電流の直流電流Ｉｂが流れる。この状態において、注入対象ラインＬに非接触型電流センサ５をクランプさせると共に電池Ｂａｔの両端にプローブＰ１，Ｐ２を接触させる。
次いで、図外の測定開始スイッチを操作する。これにより、処理部７が、信号生成回路３１を制御して交流信号Ｓ１を生成させる。この際には、信号生成回路３１が、周波数をスイープさせつつ交流信号Ｓ１を生成し、生成した交流信号Ｓ１を処理部７に出力すると共にＤ級増幅した交流信号Ｓ１を信号注入用巻線Ｗ２に供給する。この場合、信号注入用巻線Ｗ２に交流信号Ｓ１を供給することで交流電流Ｉａｃが信号注入用巻線Ｗ２を流れて、交流信号Ｓ１に基づく磁束Ｍｃが図１に示す向きで磁性コア２に発生すると共にその磁束Ｍｃの大きさに応じた電流値の交流信号である注入電流Ｉｉが注入対象ラインＬに注入される。したがって、交流信号Ｓ１は、信号注入用巻線Ｗ２を介して注入対象ラインＬの芯線に対して非接触の状態で注入される。
また、磁束キャンセル部４は、磁性コア２に直流電流Ｉｂが流れた際に、磁性コア２に図１に示す向きで発生する第１の磁束としての磁束Ｍｂを、磁束Ｍｂとは逆向きの第２の磁束としての磁束Ｍｄをゼロフラックス法により磁性コア２に発生させてキャンセルする。具体的には、ホール素子４１が、磁気コア２に発生する磁束に応じた電圧信号Ｓ２を電圧ドライバ４２に出力する。次いで、電圧ドライバ４２が、電圧信号Ｓ２を増幅して低インピーダンスでＬＰＦ４３に出力する。また、ＬＰＦ４３は、電圧ドライバ４２で増幅された電圧信号Ｓ２に含まれている交流信号Ｓ１に基づく電圧信号Ｓ２（磁束Ｍｃに基づく電圧信号Ｓ２）の出力を阻止すると共に直流電流Ｉｂに基づく電圧信号Ｓ２を通過させて磁束Ｍｂをキャンセルする向きでキャンセル電流Ｉｃを磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給し、かつ交流信号Ｓ１が信号注入用巻線Ｗ２に供給されることに起因して磁束キャンセル用巻線Ｗ１に発生する電圧信号の電圧ドライバ４２への入力を阻止する。したがって、電圧ドライバ４２は、磁性コア２に発生している交流信号Ｓ１に基づく磁束Ｍｃをキャンセルさせるようとするキャンセル電流を流すことなく、ホール素子４１によって検出される磁束Ｍｂの大きさがゼロになるようなキャンセル電流Ｉｃを生成して磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給する。これにより、大電流の直流電流Ｉｂが注入対象ラインＬに流れることに起因する磁性コア２の磁気飽和が回避される。また、交流信号Ｓ１の信号注入用巻線Ｗ２への供給によって磁性コア２に発生した磁束Ｍｃに基づいて磁束キャンセル用巻線Ｗ１に発生する電圧信号の電圧ドライバ４２への入力がＬＰＦ４３によって阻止されるため、磁性コア２に発生させた磁束Ｍｃに基づいて注入対象ラインＬに注入する注入電流Ｉｉ（交流信号Ｓ１）のレベル低下が回避される。この結果、信号注入用巻線Ｗ２に交流信号Ｓ１が供給されることにより、磁性コア２において磁束Ｍｃが確実に発生して、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１が確実かつ効率良く注入される。
一方、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１が注入されると共に直流電流Ｉｂが流れている状態では、非接触型電流センサ５が、注入対象ラインＬを流れている注入電流Ｉｉを注入対象ラインＬに対して非接触で検出して、その電流値を示す検出信号Ｓ３を処理部７に出力する。
また、電圧検出部６のバッファ回路６１が、一対のプローブＰ１，Ｐ２を介して、電池Ｂａｔの両端における電圧を入力して交流電圧の差分電圧である両端電圧信号Ｓ４を絶縁回路６２に出力する、この場合、バッファ回路６１は、一対の入力部にカップリングコンデンサを備えているため、プローブＰ１，Ｐ２によって検出された交流電圧の差分電圧のみを生成して電池Ｂａｔの両端電圧としての両端電圧信号Ｓ４を出力する。次いで、絶縁回路６２が両端電圧信号Ｓ４を処理部７に出力する。この際に、絶縁回路６２は、負荷Ｌｏａｄや電池Ｂａｔ側の基準電位（グランド）と、インピーダンス測定装置１の基準電位（フローティンググランド）とを絶縁した状態で両端電圧信号Ｓ４を処理部７に出力する。この結果、絶縁回路６２を介してインピーダンス測定装置１に両端電圧信号Ｓ４が出力されることにより、電池Ｂａｔの出力電圧が非常に高い電圧であったとしても、電池Ｂａｔに交流信号Ｓ１が流れて電池Ｂａｔ内に発生する微小の交流電圧を精度良く検出することが可能となっている。
一方、処理部７では、Ａ／Ｄ変換回路７１が、交流信号Ｓ１を入力すると共にＡ／Ｄ変換して正弦波の交流信号Ｓ１の電圧値、周波数および位相を示す信号データＤ１１（sinωｔ）を移相回路７４および直交検波回路７５，７６に出力する。また、Ａ／Ｄ変換回路７２が、検出信号Ｓ３を入力すると共にＡ／Ｄ変換して検出信号Ｓ３の電流値、周波数および位相を示す信号データＤ１２を直交検波回路７５に出力する。また、Ａ／Ｄ変換回路７３が、両端電圧信号Ｓ４を入力すると共にＡ／Ｄ変換して両端電圧信号Ｓ４の電圧値、周波数および位相を示す信号データＤ１２を直交検波回路７６に出力する。また、移相回路７４が、信号データＤ１１を入力すると共に信号データＤ１１で示される正弦波信号である交流信号Ｓ１の位相を９０°移相させて余弦波信号を生成すると共にその余弦波信号の電流値、周波数および位相を示す信号データＤ１１（cosωｔ）を生成して直交検波回路７５，７６に出力する。
また、直交検波回路７５は、検出信号Ｓ３を示す信号データＤ１２を入力すると共に、正弦波の交流信号Ｓ１を示す信号データＤ１１（sinωｔ）および余弦波の交流信号Ｓ１を示す信号データＤ１１（cosωｔ）で信号データＤ１２直交検波して、注入電流Ｉｉの電流値の同相成分および直交成分を複素数で示す電流データＤｉを生成して演算回路７７に出力する。また、直交検波回路７６は、両端電圧信号Ｓ４を示す信号データＤ１３を入力すると共に、信号データＤ１１（sinωｔ）および信号データＤ１１（cosωｔ）で信号データＤ１３を直交検波して、両端電圧信号Ｓ４の電圧値の同相成分および直交成分を複素数で示す電圧データＤｖを生成して演算回路７７に出力する。次いで、演算回路７７が、電流データＤｉおよび電圧データＤｖを入力して、電流データＤｉおよび電圧データＤｖに基づいて電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを演算してインピーダンスデータＤｚを内部メモリ７８に出力して記憶させると共に出力部８に出力する。この際に、出力部８は、インピーダンスデータＤｚを入力して電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを表示装置の画面上に表示する。なお、演算回路７７は、交流信号Ｓ１の周波数情報をインピーダンスデータＤｚに含めることにより、交流信号Ｓ１の周波数に対する電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂの周波数特性を表示装置の画面上に表示させることもできる。また、演算回路７７は、入力した電流データＤｉ（Ａ／Ｄ変換回路７２から出力される信号データＤ１２でもよい）に基づいて、注入対象ラインＬを流れる直流電流Ｉｂの電流値情報を生成し、その電流値情報をインピーダンスデータＤｚに含めることにより、直流電流Ｉｂの電流値に対する電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂの特性を表示装置の画面上に表示させることもできる。
また、演算回路７７は、入力した電流データＤｉ（Ａ／Ｄ変換回路７２から出力される信号データＤ１２でもよい）に基づき、注入対象ラインＬに注入されている注入電流Ｉｉの電流値を監視しつつ、非接触型電流センサ５によって検出された注入電流Ｉｉの電流値がインピーダンス測定の際に必要な目標電流値範囲内に含まれるように、制御信号Ｓｃ１を出力して信号注入部３から出力される交流信号Ｓ１の信号レベルを制御する。これにより、注入電流Ｉｉが目標電流値範囲内に含まれるため、検出信号Ｓ３や両端電圧信号Ｓ４の雑音レベル（Ｎ）に対する信号レベル（Ｓ）の比率（Ｓ／Ｎ）を高めることができる結果、演算回路７７によって行われる内部インピーダンスＺｂの演算処理（測定処理）において、精度良く内部インピーダンスＺｂを測定することができる。これにより、インピーダンス測定装置１による電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂの測定が終了する。
なお、「インピーダンス測定装置」の構成については、上記のインピーダンス測定装置１の例に限定されない。例えば、磁束キャンセル部４については、図３に示す構成を採用することができる。なお、以下に説明する構成において、上記したインピーダンス測定装置１における各構成要素と同じ機能を有する構成要素については、同一の符号を付して、重複する説明を省略する。
図３に示す磁束キャンセル部４Ａは、ホール素子４１、磁束キャンセル用巻線Ｗ１、ＬＰＦ４３、加算回路４４および電圧ドライバ４２を備えて構成されている。この場合、１つの磁束キャンセル用巻線Ｗ１が、キャンセル用巻線の機能と信号注入用巻線の機能とを有している。また、ＬＰＦ４３は、フィルタ回路の一例であって、磁束キャンセル部４のＬＰＦ４３と同様の周波数特性を有しており、ホール素子４１から出力された電圧信号Ｓ２に含まれている交流信号Ｓ１に基づく電圧信号Ｓ２の出力を阻止すると共に直流電流Ｉｂに基づく電圧信号Ｓ２を通過させる。加算回路４４は、ＬＰＦ４３を通過した電圧信号Ｓ２と交流信号Ｓ１とを加算して加算信号Ｓａを生成して出力する。電圧ドライバ４２は、加算回路４４から出力された加算信号Ｓａを増幅すると共に磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給して、磁束Ｍｂをキャンセルする向きでキャンセル電流Ｉｃを磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給すると共に交流信号Ｓ１（交流電流Ｉａｃ）を磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給して交流信号Ｓ１を注入対象ラインＬに注入する。
この信号注入装置１０では、電圧ドライバ４２が、電圧信号Ｓ２と交流信号Ｓ１とが加算回路４４によって加算された加算信号Ｓａを増幅して磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給することにより、キャンセル電流Ｉｃと交流電流Ｉａｃとが磁束キャンセル用巻線Ｗ１において加算されつつ、磁性コア２に磁束Ｍｄ，Ｍｃを発生させる。したがって、この信号注入装置１０によれば、大電流の直流電流Ｉｂが注入対象ラインＬに流れることに起因する磁性コア２の磁気飽和を回避することができる結果、磁束キャンセル用巻線Ｗ１に交流信号Ｓ１（加算信号Ｓａ）を供給することにより、磁性コア２において磁束Ｍｃを確実に発生させて、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１を確実にしかも効率良く注入することができる。また、この信号注入装置１０によれば、１つの磁束キャンセル用巻線Ｗ１を用いて、キャンセル用巻線の機能と信号注入用巻線の機能とを実現させることができるため、信号注入装置１０を安価に構成することができる。
また、図４に示す磁束キャンセル部４Ｂは、ホール素子４１、磁束キャンセル用巻線Ｗ１、ＬＰＦ４３、および電圧ドライバ４２を備えて構成されている。また、信号注入部３Ａは、上記の信号注入部３の構成に加えて電圧ドライバ３２を備えている。この場合、１つの磁束キャンセル用巻線Ｗ１が、キャンセル用巻線の機能と信号注入用巻線の機能とを有している。また、ＬＰＦ４３は、フィルタ回路の一例であって、磁束キャンセル部４のＬＰＦ４３と同様の周波数特性を有しており、ホール素子４１から出力された電圧信号Ｓ２に含まれている交流信号Ｓ１に基づく電圧信号Ｓ２の出力を阻止すると共に直流電流Ｉｂに基づく電圧信号Ｓ２を通過させる。電圧ドライバ４２は、ＬＰＦ４３を通過した電圧信号Ｓ２を増幅すると共に磁束Ｍｂをキャンセルする向きでキャンセル電流Ｉｃを磁束キャンセル用巻線Ｗ１の一端Ｔ１に供給する。また、電圧ドライバ３２は、交流信号Ｓ１を増幅すると共に増幅した交流信号Ｓ１（交流電流Ｉａｃ）を磁束キャンセル用巻線Ｗ１の他端Ｔ２に供給して交流信号Ｓ１を注入対象ラインＬに注入する。
この信号注入装置１０では、電圧ドライバ４２が磁束キャンセル用巻線Ｗ１の一端Ｔ１側から磁束キャンセル用巻線Ｗ１を介して電圧ドライバ３２の出力部に向けて電圧信号Ｓ２（キャンセル電流Ｉｃ）を供給し、電圧ドライバ３２が磁束キャンセル用巻線Ｗ１の他端Ｔ２側から磁束キャンセル用巻線Ｗ１を介して電圧ドライバ４２の出力部に向けて交流信号Ｓ１（交流電流Ｉａｃ）を供給することにより、キャンセル電流Ｉｃと交流電流Ｉａｃとが磁束キャンセル用巻線Ｗ１において加算されつつ、磁性コア２に磁束Ｍｄ，Ｍｃを発生させる。したがって、この信号注入装置１０によれば、大電流の直流電流Ｉｂが注入対象ラインＬに流れることに起因する磁性コア２の磁気飽和を回避することができる結果、磁束キャンセル用巻線Ｗ１に交流信号Ｓ１を供給することにより、磁性コア２において磁束Ｍｃを確実に発生させて、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１を確実にしかも効率良く注入することができる。また、この信号注入装置１０によれば、１つの磁束キャンセル用巻線Ｗ１を用いて、キャンセル用巻線の機能と信号注入用巻線の機能とを実現させることができるため、信号注入装置１０を安価に構成することができる。
また、図５に示す磁束キャンセル部４Ｃは、ホール素子４１、磁束キャンセル用巻線Ｗ１、ＬＰＦ４３、および電流ドライバ４５を備えて構成されている。この場合、ＬＰＦ４３は、フィルタ回路の一例であって、磁束キャンセル部４のＬＰＦ４３と同様の周波数特性を有しており、ホール素子４１から出力された電圧信号Ｓ２に含まれている交流信号Ｓ１に基づく電圧信号Ｓ２の出力を阻止すると共に直流電流Ｉｂに基づく電圧信号Ｓ２を通過させる。電流ドライバ４５は、ＬＰＦ４３を通過した電圧信号Ｓ２を増幅すると共に磁束Ｍｂをキャンセルする向きでキャンセル電流Ｉｃを高い出力インピーダンスで出力して磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給する。また、信号注入部３は、図１に示した信号注入部３と同様にして、磁性コア２に巻回された信号注入用巻線Ｗ２を備え、信号注入用巻線Ｗ２に交流信号Ｓ１（交流電流Ｉａｃ）を供給して交流信号Ｓ１を注入対象ラインＬに注入する。
この信号注入装置１０では、電流ドライバ４５が高い出力インピーダンスの状態で磁束キャンセル用巻線Ｗ１に電圧信号Ｓ２（キャンセル電流Ｉｃ）を供給する。この場合、信号注入部３が信号注入用巻線Ｗ２に交流信号Ｓ１を供給することで磁性コア２に磁束Ｍｃが発生する。この際に、発生した磁束Ｍｃに基づく交流電流が磁束キャンセル用巻線Ｗ１に流れようとするが、電流ドライバ４５の出力インピーダンスが高いため、磁束Ｍｃに基づく交流電流は、磁束キャンセル用巻線Ｗ１から電流ドライバ４５の出力部に向かう向きでは流れない。このため、電流ドライバ４５は、磁性コア２に発生している交流信号Ｓ１に基づく磁束Ｍｃをキャンセルさせるようとするキャンセル電流を流すことなく、ホール素子４１によって検出される磁束Ｍｂの大きさがゼロになるようなキャンセル電流Ｉｃを生成して磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給する。したがって、この信号注入装置１０によれば、大電流の直流電流Ｉｂが注入対象ラインＬに流れることに起因する磁性コア２の磁気飽和を回避することができる結果、信号注入用巻線Ｗ２に交流信号Ｓ１（交流電流Ｉａｃ）を供給することにより、磁性コア２において磁束Ｍｃを確実に発生させて、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１を確実にしかも効率良く注入することができる。
また、以上の信号注入装置１０によれば、ホール素子４１、フラックスゲートセンサ、およびＧＭＲ素子のいずれかを磁性コア２に配設して磁束検出回路を構成したことにより、簡易な構成でありながら磁束Ｍｂを確実に検出することができる。
また、インダクタンスの大きいリアクトルで形成されたインダクターを含んだＬＰＦ４３でフィルタ回路を構成したことにより、カットオフ周波数をできる限り周波数０Ｈｚに近づけることができる結果、直流電流Ｉｂに基づく電圧信号Ｓ２だけを通過させることができると共に安価に構成することができる。また、磁束キャンセル部４を有する信号注入装置１０によれば、交流信号Ｓ１の信号注入用巻線Ｗ２への供給によって磁性コア２に発生した磁束Ｍｃに基づいて磁束キャンセル用巻線Ｗ１に発生する電圧信号の電圧ドライバ４２への入力がＬＰＦ４３によって阻止されるため、磁性コア２に発生させた磁束Ｍｃに基づいて注入対象ラインＬに注入する注入電流Ｉｉ（交流信号Ｓ１）のレベル低下を回避することができる結果、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１を確実かつ効率良く注入することができる。
また、図６に示す磁束キャンセル部４Ｄは、磁性コア２に発生する交流信号Ｓ１の２倍の周波数に基づく磁束に応じた電圧信号Ｓ２の信号レベルを低下させるキャンセル電流Ｉｃを磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給して、大電流の直流電流Ｉｂが注入対象ラインＬに流れることに起因する磁性コア２の磁気飽和を回避することが可能に構成されている。なお、この磁束キャンセル部４Ｄを用いる信号注入装置１０では、ホール素子４１などの磁束検出回路を使用しないため、磁性コア２としてギャップが設けられていない環状のコアが用いられている。ただし、ギャップを設けた環状のコアを磁性コア２として用いることもできる。
具体的には、図６に示す信号注入装置１０は、信号注入部３の信号生成回路３１が、２ｆ信号生成回路３１ａおよび１／２分周回路３１ｂを備えて構成されている。この場合、２ｆ信号生成回路３１ａは、交流信号Ｓ１の２倍の周波数の同期検波用の基準信号Ｓｒを生成する。また、１／２分周回路３１ｂは、２ｆ信号生成回路３１ａから出力された基準信号Ｓｒを１／２分周することにより、注入対象ラインＬに注入する交流信号Ｓ１を生成する。
一方、磁束キャンセル部４Ｄは、磁束キャンセル用巻線Ｗ１、加算回路４４、電圧ドライバ４２，４６，４９、同期検波回路４７およびＬＰＦ４８を備えて構成されている。この場合、同期検波回路４７は、磁束キャンセル用巻線Ｗ１に発生する電圧信号Ｓ２に含まれている交流信号Ｓ１の２倍の周波数（つまり、交流信号Ｓ１の歪信号）の電圧信号Ｓ２を基準信号Ｓｒで同期検波して出力信号Ｓｄを出力する。ＬＰＦ４８は、フィルタ回路の一例であって、同期検波回路４７の出力信号Ｓｄに含まれている直流信号、つまり交流信号Ｓ１の歪信号である２倍の周波数の高調波信号（周波数基準信号Ｓｒと同じ周波数成分）に基づいて生成された直流信号Ｓｄｃを抽出（通過させる）すると共に基準信号Ｓｒの２倍以上の周波数成分などの交流信号の通過を阻止する。電圧ドライバ４９は、ＬＰＦ４８から出力された直流信号Ｓｄｃを増幅して出力する。加算回路４４は、増幅回路４９から出力された直流信号Ｓｄｃと、信号生成回路３１（１／２分周回路３１ｂ）から出力された交流信号Ｓ１とを加算して加算信号Ｓａを出力する。電圧ドライバ４２は、加算回路４４から出力された加算信号Ｓａを増幅すると共に磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給する。
この信号注入装置１０では、信号注入部３の信号生成回路３１内の２ｆ信号生成回路３１ａが同期検波用の基準信号Ｓｒを生成して１／２分周回路３１ｂおよび同期検波回路４７に出力する。また、１／２分周回路３１ｂは、基準信号Ｓｒを入力して１／２分周することで交流信号Ｓ１を生成して、加算回路４４および処理部７のＡ／Ｄ変換回路７１に出力する。一方、磁束キャンセル部４Ｄでは、電圧ドライバ４６が、入力した加算信号Ｓａを増幅して同期検波回路４７に出力する。この際に、同期検波回路４７は、磁束キャンセル用巻線Ｗ１に発生する交流信号Ｓ１の２倍の周波数の電圧信号を入力した基準信号Ｓｒで同期検波すると共に同期検波で生成した電圧信号を出力信号Ｓｄとして出力する。また、ＬＰＦ４８が、同期検波回路４７の出力信号Ｓｄに含まれている直流信号Ｓｄｃ（つまり交流信号Ｓ１の歪信号である２倍の周波数の高調波信号に基づく直流信号）を抽出（通過させる）すると共に交流信号の通過を阻止する。次いで、電圧ドライバ４９が、ＬＰＦ４８から出力された直流信号Ｓｄｃを増幅して加算回路４４に出力する。この際に、加算回路４４は、増幅回路４９から出力された直流信号Ｓｄｃと、信号生成回路３１（１／２分周回路３１ｂ）から出力された交流信号Ｓ１とを加算して加算信号Ｓａを出力する。また、電圧ドライバ４２が、加算回路４４から出力された加算信号Ｓａを増幅すると共に磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給する。この場合、電圧ドライバ４２が、加算信号Ｓａを出力することにより、磁束Ｍｂをキャンセルする向きで直流信号Ｓｄｃに基づくキャンセル電流Ｉｃが磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給されて磁性コア２の磁気飽和が回避されると共に交流信号Ｓ１（交流電流Ｉａｃ）が磁束キャンセル用巻線Ｗ１に供給されて交流信号Ｓ１が注入対象ラインＬに注入される。つまり、この磁束キャンセル部４Ｄでは、ホール素子４１などの磁束検出回路を用いることなく、全体としてフィードバック制御されることで、全体してフラックスゲートセンサ化されて磁束キャンセル部が構成されている。
したがって、この信号注入装置１０によれば、大電流の直流電流Ｉｂが注入対象ラインＬに流れることに起因する磁性コア２の磁気飽和を回避することができる結果、磁束キャンセル用巻線Ｗ１に交流信号Ｓ１（交流電流Ｉａｃ）を供給することにより、磁性コア２において磁束Ｍｃを確実に発生させて、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１を確実にしかも効率良く注入することができる。また、この信号注入装置１０では、磁気飽和状態の磁性コア２に発生する交流信号Ｓ１の歪信号である交流信号Ｓ１の周波数の２倍の周波数の高調波信号の大きさを検出してその歪信号を低減させるように、磁束キャンセル部４Ｄが全体としてフィードバック制御される。このため、この信号注入装置１０によれば、磁性コア２の磁気飽和を直接的に検出することができる結果、磁性コア２において磁気飽和を発生させることなく、磁束Ｍｃをより確実に発生させて、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１をより確実にしかも効率良く注入することができる。また、この信号注入装置１０によれば、１つの磁束キャンセル用巻線Ｗ１を用いて、キャンセル用巻線の機能と信号注入用巻線の機能とを実現させることができるため、信号注入装置１０を安価に構成することができる。
なお、磁束キャンセル部４Ｄにおいて、各回路での必要な利得が確保されている場合には、電圧ドライバ４６および電圧ドライバ４９のうちの少なくとも一方の配設を省くことができる。
次に、磁束キャンセル部４の配設を省いた構成のインピーダンス測定装置１Ａについて説明する。なお、このインピーダンス測定装置１Ａについては、上記したインピーダンス測定装置１における各構成要素と同じ機能を有する構成要素については、同一の符号を付して、重複する説明を省略する。
インピーダンス測定装置１Ａは、図９に示すように、上記したインピーダンス測定装置１における磁性コア２、信号注入部３、非接触型電流センサ５、電圧検出部６、処理部７、出力部８、コンデンサＣＬおよびスイッチＳＬを備えて構成されて、インピーダンス測定装置１と同様にして、検出信号Ｓ３および両端電圧信号Ｓ４に基づいて電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを測定する。
なお、このインピーダンス測定装置１では、上記のインピーダンス測定装置１におけるホール素子４１や磁束キャンセル用巻線Ｗ１の配設を省いた磁性コア２を用いることもできるし、磁性コア２に代えて、図１０～１２に示す磁性コア２Ａを用いることもできる。
この場合、磁性コア２Ａは、第１の磁気コアであって、図１０～１２に示すように、ギャップＧを有する複数のＣ型（つまりＣ字状）の単位磁気コアＵＣで構成されている。本例では、例えば２個の単位磁気コアＵＣが用いられており、２個の単位磁気コアＵＣは、重ねた状態の上面視（図１１参照）において、磁性コア２Ａの外周に沿って互いに隣り合う２つのギャップＧ（上側に位置する単位磁気コアＵＣのギャップＧと下側に位置する単位磁気コアＵＣのギャップＧ）の離間距離が均等となるように重ねられている。この例では、２個の単位磁気コアＵＣを用いているため、２つのギャップＧの離間距離は磁性コア２Ａの外周の１／２の長さであるが、３個の単位磁気コアＵＣを用いたときには、３つのギャップＧの離間距離は磁性コア２Ａの外周の１／３の長さとなり、４個の単位磁気コアＵＣを用いたときには、４つのギャップＧの離間距離は磁性コア２Ａの外周の１／４の長さとなる。
また、インピーダンス測定装置１における一次巻線構成部品ＣＰ１としての信号注入用巻線Ｗ２に代えて、図１３に示す一次巻線構成部品ＣＰ１Ａ（以下、後述する各種一次巻線構成部品を区別しないときには、「一次巻線構成部品ＣＰ」ともいう）を用いることもできる。この一次巻線構成部品ＣＰ１Ａは、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に巻回された絶縁被覆電線（またはエナメル線）で構成される信号注入用巻線Ｗ３を備えて構成されている。この場合、信号注入用巻線Ｗ３は、巻始めＷｂから巻き終わりＷｅまでの間において、全体として直列接続されると共に互いの巻数が相違する第１巻線から第Ｎａ巻線（Ｎａは２以上の整数）までのＮａ個の巻線と、第１巻線から第Ｎａ巻線にそれぞれ並列接続された第１並列スイッチから第Ｎａ並列スイッチまでのＮａ個のスイッチとを備えて構成されている。また、第１巻線から第Ｎａ巻線は、それぞれ２Ｍａ（Ｍａは０から（Ｎａ－１）までのＮａ個の整数）にＬａ（Ｌａは１以上の整数）を乗じた巻数で巻回されている。この場合、信号注入用巻線Ｗ３の巻始めＷｂが基準電位に接続され、巻き終わりＷｅが信号生成回路３１の出力部に接続されている。
具体的には、同図に示す一次巻線構成部品ＣＰ１Ａは、例えば整数Ｎａとして４を、整数Ｌａとして１０を採用して構成されている。したがって、一次巻線構成部品ＣＰ１Ａは、第１巻線Ｗｄ１から第４巻線Ｗｄ４（以下、区別しないときには「巻線Ｗｄ」ともいう）までの４つの巻線と、第１巻線Ｗｄ１から第４巻線Ｗｄ４にそれぞれ並列接続された第１並列スイッチＳＷ１から第４並列スイッチＳＷ４（以下、区別しないときには「並列スイッチＳＷａ」ともいう）までの４個のスイッチとを備えて構成されている。この場合、並列スイッチＳＷａは、トランジスタやＦＥＴなどの半導体スイッチで構成しても良いし、リレーなどの機械式スイッチで構成しても良い。また、第１巻線Ｗｄ１から第１巻線Ｗｄ４は、それぞれ１０ターン、２０ターン、４０ターンおよび８０ターンで磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に巻回されている。
また、第１巻線Ｗｄ１から第１巻線Ｗｄ４は、巻数が多い巻線Ｗｄの絶縁被覆電線における芯線の線径が巻数が少ない巻線Ｗｄの絶縁被覆電線における芯線の線径よりも細く形成されている。この場合、巻数が多い巻線Ｗｄのインピーダンスが大きくなって注入対象ラインＬを流れる交流電流Ｉａｃの電流値が小さくなるため、細い絶縁被覆電線（またはエナメル線）を用いることができるため、信号注入用巻線Ｗ３の生産性が十分に向上する。
一方、このインピーダンス測定装置１Ａでは、処理部７が、２進数的なポート制御によって４個の並列スイッチＳＷ１～ＳＷ４をオンオフ制御して、一次巻線構成部品ＣＰ１Ａ（信号注入用巻線Ｗ３）全体としての巻数を変更する。具体的には、各巻線Ｗｄは、対応して並列接続されている並列スイッチＳＷａがオン状態に制御されたときには、両端部が短絡されて０ターンの巻数となり、並列スイッチＳＷａがオフ状態に制御されたときには、両端部が開放されて本来のターン数（巻数）となる。したがって、処理部７（演算回路７７）が、４個の並列スイッチＳＷ１～ＳＷ４に制御信号Ｓｃ２を出力して個別にオンオフ制御することにより、一次巻線構成部品ＣＰ１Ａ全体としての巻数が、０ターンから１５０ターン（実質的には、１０ターンから１５０ターン）までの間において、１０ターン刻みで変更させられる。例えば、図１４に示すように、並列スイッチＳＷ３がオン状態に制御され、かつ並列スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ４がオフ状態に制御されたときには、巻線Ｗｄ３が短絡されるため、信号注入用巻線Ｗ３は、全体として１１０ターンの巻数に制御される。また、図１５に示すように、並列スイッチＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ４がオン状態に制御され、かつ並列スイッチＳＷ３がオフ状態に制御されたときには、巻線Ｗｄ１，Ｗｄ３，Ｗｄ４が短絡されるため、信号注入用巻線Ｗ３は、全体として２０ターンの巻数に制御される。
一方、処理部７（演算回路７７）は、非接触型電流センサ５から出力される検出信号Ｓ３で示される注入電流Ｉｉの電流値を目標電流値範囲内に含めるために、信号注入部３から出力される交流信号Ｓ１の信号レベルを上記した制御信号Ｓｃ１を出力して制御する処理に代えて、または、加えて、制御信号Ｓｃ２を出力して注入電流Ｉｉの電流値を制御する。具体的には、処理部７（演算回路７７）は、入力した電流データＤｉ（Ａ／Ｄ変換回路７２から出力される信号データＤ１２でもよい）に基づき、注入対象ラインＬに注入されている注入電流Ｉｉの電流値（交流信号Ｓ１の信号レベル）を監視しつつ、制御信号Ｓｃ２を出力して信号注入用巻線Ｗ３の巻数を変えることにより、注入電流Ｉｉの電流値を制御する。より具体的には、処理部７（演算回路７７）は、信号生成回路３１から出力されている交流電流Ｉａｃの電流値と、非接触型電流センサ５によって検出される注入電流Ｉｉの電流値（電流データＤｉまたは信号データＤ１２で示される電流値）とに基づいて、負荷Ｌｏａｄが電池Ｂａｔに接続されて閉ループ状態になっているときの信号注入用巻線Ｗ３から見た負荷インピーダンス（電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂおよび負荷Ｌｏａｄのインピーダンス）を求める。また、処理部７（演算回路７７）は、負荷インピーダンスが小さいときには、制御信号Ｓｃ２を出力して各並列スイッチＳＷａを制御することにより、信号注入用巻線Ｗ３の全体としての巻数を増加させてより多くの注入電流Ｉｉが注入されやすいように制御する。一方、処理部７（演算回路７７）は、負荷インピーダンスが大きいときには、制御信号Ｓｃ２を出力して各並列スイッチＳＷａを制御することにより、信号注入用巻線Ｗ３の全体としての巻数を減少させて信号注入用巻線Ｗ３における交流信号Ｓ１の起電力を大きくして注入電流Ｉｉが注入されやすいように制御する。これにより、処理部７（演算回路７７）は、信号注入用巻線Ｗ３の巻数を最適な巻数に制御することで、注入対象ラインＬに注入される注入電流Ｉｉの大きさを上記した目標電流値範囲内に含める。
コンデンサＣＬは、測定対象として電池Ｂａｔと非測定対象としての負荷Ｌｏａｄが注入対象ラインＬで直列接続されて環状の閉ループを形成する被測定系における負荷Ｌｏａｄの両端に並列接続されるコンデンサであって、負荷Ｌｏａｄのインピーダンスが大きいときに負荷Ｌｏａｄを短絡する機能を備え、例えば、１００μＦの積層コンデンサが用いられている。また、スイッチＳＬは、コンデンサＣＬに直列接続されており、処理部７によってオンオフ制御される。そして、コンデンサＣＬおよびスイッチＳＬの直列回路は、負荷Ｌｏａｄの両端に並列接続される。したがって、スイッチＳＬがオン状態に制御されたときには、コンデンサＣＬおよびスイッチＳＬの直列回路が負荷Ｌｏａｄの両端を短絡する。負荷Ｌｏａｄのインピーダンスが大きいときには、電池Ｂａｔ、注入対象ラインＬおよび負荷Ｌｏａｄからなる閉ループ全体のインピーダンスも大きくなる。このようなときには、信号注入部３による注入対象ラインＬへの交流信号Ｓ１の注入時に、注入電流Ｉｉの電流値（注入量）を大きくするのが困難となる。このため、負荷Ｌｏａｄの両端をコンデンサＣＬで短絡することで、閉ループ全体としての交流信号Ｓ１に対するインピーダンスが低下して、信号注入部３による注入対象ラインＬへの交流信号Ｓ１の注入時における注入電流Ｉｉの電流値を大きくすることができる。なお、このコンデンサＣＬについては、スイッチＳＬを用いることなく、負荷Ｌｏａｄのインピーダンスが大きいときに、コンデンサＣＬの両端に設けたプローブを負荷Ｌｏａｄの両端に直接取り付ける構成を採用することもできるし、負荷Ｌｏａｄの両端にコンデンサＣＬの両リード線を直接取り付ける構成を採用することもできる。
次に、インピーダンス測定装置１Ａの動作について図９を参照して説明する。なお、測定対象としての電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを測定する測定処理自体はインピーダンス測定装置１と同様のため、重複した説明を省略して異なる処理について説明する。
このインピーダンス測定装置１Ａでは、インピーダンスの演算処理において、処理部７（演算回路７７）が、非接触型電流センサ５から出力される検出信号Ｓ３で示される注入電流Ｉｉの電流値を目標電流値範囲内に含めるために、信号注入部３から出力される交流信号Ｓ１の信号レベルを上記した制御信号Ｓｃ１を出力して制御する処理に代えて、または、加えて、交流電流Ｉａｃの電流値を制御信号Ｓｃ２を出力して制御する。具体的には、演算回路７７は、入力した電流データＤｉ（Ａ／Ｄ変換回路７２から出力される信号データＤ１２でもよい）に基づき、注入対象ラインＬに注入されている注入電流Ｉｉの電流値（交流信号Ｓ１の信号レベル）を監視しつつ、制御信号Ｓｃ２を出力して信号注入用巻線Ｗ３の巻数を変えることにより、注入電流Ｉｉの電流値を制御する。
より具体的には、演算回路７７は、信号生成回路３１から出力されている交流電流Ｉａｃの電流値と、非接触型電流センサ５によって検出される注入電流Ｉｉの電流値（電流データＤｉまたは信号データＤ１２で示される電流値）とに基づいて、負荷Ｌｏａｄが電池Ｂａｔに接続されて閉ループ状態になっているときの信号注入用巻線Ｗ３から見た負荷インピーダンス（電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂおよび負荷Ｌｏａｄのインピーダンス）を求める。次いで、演算回路７７は、負荷インピーダンスが小さいときには、制御信号Ｓｃ２を出力して各並列スイッチＳＷａを制御することにより、信号注入用巻線Ｗ３の全体としての巻数を増加させてより多くの注入電流Ｉｉが注入されやすいように制御する。一方、演算回路７７は、負荷インピーダンスが大きいときには、制御信号Ｓｃ２を出力して各並列スイッチＳＷａを制御することにより、信号注入用巻線Ｗ３の全体としての巻数を減少させて信号注入用巻線Ｗ３における交流信号Ｓ１の起電力を大きくして注入電流Ｉｉが注入されやすいように制御する。これにより、演算回路７７は、信号注入用巻線Ｗ３の巻数を最適な巻数に制御することで、注入対象ラインＬに注入される注入電流Ｉｉの大きさを上記した目標電流値範囲内に含める。この場合、信号注入用巻線Ｗ３の巻数を変更するとき（切り替えるとき）には、信号生成回路３１の負荷変動が大きくなるが、信号生成回路３１の終段がＤ級増幅部で構成されているため、信号生成回路３１は、負荷変動に対しても、交流信号Ｓ１の出力レベルを制御された一定のレベルに維持することができる。
また、処理部７（演算回路７７）は、負荷インピーダンスが大きいときには、制御信号Ｓｃ２の出力に代えて、または、加えて、スイッチＳＬをオン状態に制御することにより、コンデンサＣＬで負荷Ｌｏａｄの両端を短絡させる。これにより、負荷Ｌｏａｄの交流インピーダンスが低下するため負荷インピーダンスが低下する結果、注入対象ラインＬに注入される交流電流Ｉａｃの電流値が大きくなる。
なお、信号注入用巻線Ｗ３の構成において、上記した整数Ｎａは４に限らず、２つ、３つまたは５以上でもよく、整数Ｌａについても、１０に限らず、１以上の任意の整数を採用して一次巻線構成部品ＣＰ１Ａを構成することができる。また、第１巻線から第Ｎａ巻線は同じ巻数で巻回して構成することもできる。
また、一次巻線構成部品ＣＰについては、一次巻線構成部品ＣＰ１や一次巻線構成部品ＣＰ１Ａの磁性コア２や磁性コア２Ａに代えて、図１６に示すように、注入対象ラインＬを挿通可能に構成された空芯コイルＡＣを用いた一次巻線構成部品ＣＰ１Ｂを採用することもできる。また、図示はしないが、一次巻線構成部品ＣＰとして、環状の芯材に絶縁被覆電線を巻きつけて構成されるロゴスキーコイルを用いることもできる。これらの一次巻線構成部品ＣＰを用いることにより、注入対象ラインＬの芯線に非接触で交流信号Ｓ１を注入することができると共に一次巻線構成部品ＣＰを安価に構成することができる。また、一次巻線構成部品ＣＰの小型化も可能なため、狭い測定箇所に配置されている注入対象ラインＬに対しても一次巻線構成部品ＣＰを確実かつ容易に取り付けることができる。
次に、インピーダンス測定装置１Ｂについて説明する。このインピーダンス測定装置１Ｂは、信号注入部３が生成して注入対象ラインＬに注入する交流信号Ｓ１の周波数帯域を複数にグループ分けした周波数帯域グループにそれぞれ対応させた複数の一次巻線構成部品ＣＰ（この例では、４つの一次巻線構成部品ＣＰ１と２つの一次巻線構成部品ＣＰ１Ｂ）を備えて構成されている。なお、一次巻線構成部品ＣＰ１に代えて、一次巻線構成部品ＣＰ１Ａを用いることもできる。また、インピーダンス測定装置１Ｂは、インピーダンスの測定処理自体はインピーダンス測定装置１，１Ａと同様のため、以下、上記したインピーダンス測定装置１，１Ａにおける各構成要素と同じ機能を有する構成要素については、同一の符号を付して、重複する説明を省略するものとし、主として、インピーダンス測定装置１，１Ａと相違する構成および動作について説明する。
インピーダンス測定装置１Ｂでは、図１７に示すように、信号注入部３が、交流信号Ｓ１を出力する６つの出力部Ｏｐ１～Ｏｐ６（以下、区別しないときには「出力部Ｏｐ」ともいう）を有する信号生成回路３１を備えて構成されている。この場合、交流信号Ｓ１の周波数帯域は３つの周波数帯域グループＦＬ，ＦＭ，ＦＨ（以下、区別しないときには「周波数帯域グループＦ」ともいう）にグループ分けされている。ここで、図１８に示すように、例えば、低域周波数帯域側の周波数帯域グループＦＬは、下限の周波数ｆ１＝１Ｈｚから上限の周波数ｆ２＝５０ＫＨｚまでの範囲に規定され、中域周波数帯域側の周波数帯域グループＦＭは、下限の周波数ｆ２＝５０ＫＨｚから上限の周波数ｆ３＝５００ＫＨｚまでの範囲に規定され、高域周波数帯域側の周波数帯域グループＦＨは、下限の周波数ｆ３＝５００ＫＨｚから上限の周波数ｆ４＝１０ＭＨｚまでの範囲に規定されている。
また、周波数帯域グループＦＬにそれぞれ対応させられた複数（本例では、２つの例を示すが、３つ以上でもよい）の一次巻線構成部品ＣＰ１は、第１の磁気コアとしての磁性コア２（または磁性コア２Ａ）が金属系の磁気コアで構成されると共に、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）が巻回されて同一仕様に構成されている。また、周波数帯域グループＦＭにそれぞれ対応させられた複数（本例では、２つの例を示すが、３つ以上でもよい）の一次巻線構成部品ＣＰ１は、第１の磁気コアとしての磁性コア２（または磁性コア２Ａ）がフェライト系の磁気コアで構成されると共に、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）が巻回されて同一仕様に構成されている。また、周波数帯域グループＦＨにそれぞれ対応させられた複数（本例では、２つの例を示すが、３つ以上でもよい）の一次巻線構成部品ＣＰ１Ｂは、絶縁被覆電線で形成された同一仕様の空芯コイルＡＣで構成されている。この場合、金属系の磁気コアとしては、パーマロイコア、センダストコア、アモルファスコア、圧粉磁芯コア、純鉄、珪素鋼鈑、パーメンジュール、ニッケル、コバルト、Fe-Si-Alおよび電磁ステンレスのいずれかが用いられており、フェライト系の磁気コアとしては、Mn-Zn系フェライトおよびNi-Zn系フェライトのいずれかが用いられている。また、金属系材料やフェライト系材料を粉にしてオイルや樹脂に混ぜた磁性流体や磁性樹脂も用いることができる。
また、信号注入部３は、交流信号Ｓ１の周波数を変更可能に構成されており、処理部７（演算回路７７）から出力される制御信号Ｓｃ１に従い、１つの周波数帯域グループＦに属する周波数の交流信号Ｓ１を注入するときには、その１つの周波数帯域グループＦに対応する２つの出力部Ｏｐから交流信号Ｓ１を出力して２つの一次巻線構成部品ＣＰの各両端に交流信号Ｓ１をそれぞれ同時に印加する。
次に、インピーダンス測定装置１Ｂの動作について添付図面を参照して説明する。なお、測定対象としての電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを測定する測定処理自体はインピーダンス測定装置１，１Ａと同様のため、重複した説明を省略して異なる処理について説明する。
このインピーダンス測定装置１Ｂでは、インピーダンスの演算処理において、処理部７（演算回路７７）が、交流信号Ｓ１の周波数を変更またはスイープする際には、信号注入部３に制御信号Ｓｃ１を出力して信号生成回路３１に対して生成させる交流信号Ｓ１の周波数を指定する。この際に、信号生成回路３１は、指定された周波数が属する周波数帯域グループＦに対応する２つの出力部Ｏｐに同一周波数および同じ位相で同じ信号レベルの交流信号Ｓ１を出力する。具体的には、信号生成回路３１は、周波数帯域グループＦＬに属する周波数の交流信号Ｓ１を出力する際には、２つの出力部Ｏｐ１，Ｏｐ２に交流信号Ｓ１を出力する。また、信号生成回路３１は、周波数帯域グループＦＭに属する周波数の交流信号Ｓ１を出力する際には、２つの出力部Ｏｐ３，Ｏｐ４に交流信号Ｓ１を出力する。また、信号生成回路３１は、周波数帯域グループＦＨに属する周波数の交流信号Ｓ１を出力する際には、２つの出力部Ｏｐ５，Ｏｐ６に交流信号Ｓ１を出力する。これにより、２つの一次巻線構成部品ＣＰを介して、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１が注入される。
なお、信号生成回路３１が、一つの一次巻線構成部品ＣＰから他の一次巻線構成部品ＣＰに切り替えて交流信号Ｓ１を出力するときには、信号生成回路３１の負荷変動が大きくなるが、信号生成回路３１の終段がＤ級増幅部で構成されているため、信号生成回路３１は、負荷変動に対しても、交流信号Ｓ１の出力レベルを制御された一定のレベルに維持することができる。
また、処理部７（演算回路７７）は、交流信号Ｓ１の周波数帯域が互いに隣接する２つの周波数帯域グループＦの境界部において一方の周波数帯域グループＦから他方の周波数帯域グループＦに向けて交流信号Ｓ１の周波数を信号生成回路３１に変更（またはスイープ）させる際に、その隣接する２つの周波数帯域グループＦに対応する２つの一次巻線構成部品ＣＰに交流信号Ｓ１を印加させる。
具体的には、処理部７（演算回路７７）は、図１８に示すように、交流信号Ｓ１の周波数を周波数帯域グループＦＬから周波数帯域グループＦＭに向けて変更（またはスイープ）させる際、および交流信号Ｓ１の周波数を周波数帯域グループＦＭから周波数帯域グループＦＬに向けて変更（またはスイープ）させる際には、制御信号Ｓｃ１を信号生成回路３１に出力することにより、周波数ｆ２に対して周波数α１（例えば、周波数ｆ２に対して－１０％）だけ低い周波数から周波数ｆ２に対して周波数α２（例えば、周波数ｆ２に対して＋１０％）だけ高い周波数の範囲の境界部ＦＬＭにおいて、隣接する２つの周波数帯域グループＦに対応する２つの一次巻線構成部品ＣＰに交流信号Ｓ１を出力させる。これにより、信号生成回路３１は、４つの出力部Ｏｐ１，Ｏｐ２，Ｏｐ３，Ｏｐ４から同一周波数および同じ位相で同じ信号レベル（境界部ＦＬＭ以外の周波数における信号レベルの１／２に制御してもよい）の交流信号Ｓ１を出力する。この結果、その境界部ＦＬＭにおいて、交流信号Ｓ１の周波数に応じて注入対象ラインＬとの結合が適した２種類の素材の磁性コア２（または磁性コア２Ａ）が用いられるため、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１が十分に効率良く注入される。
同様にして、処理部７（演算回路７７）は、図１８に示すように、交流信号Ｓ１の周波数を周波数帯域グループＦＭから周波数帯域グループＦＨに向けて変更（またはスイープ）させる際、および交流信号Ｓ１の周波数を周波数帯域グループＦＨから周波数帯域グループＦＭに向けて変更（またはスイープ）させる際には、制御信号Ｓｃ１を信号生成回路３１に出力することにより、周波数ｆ３に対して周波数α３（例えば、周波数ｆ３に対して－１０％）だけ低い周波数から周波数ｆ３に対して周波数α４（例えば、周波数ｆ３に対して＋１０％）だけ高い周波数の範囲の境界部ＦＭＨにおいて、隣接する２つの周波数帯域グループＦに対応する２つの一次巻線構成部品ＣＰに交流信号Ｓ１を出力させる。これにより、信号生成回路３１は、４つの出力部Ｏｐ３，Ｏｐ４，Ｏｐ５，Ｏｐ６から同一周波数および同じ位相で同じ信号レベル（境界部ＦＭＨ以外の周波数における信号レベルの１／２に制御してもよい）の交流信号Ｓ１を出力する。この結果、その境界部ＦＬＭにおいて、交流信号Ｓ１の周波数に応じて注入対象ラインＬとの結合が適した磁性コア２（または磁性コア２Ａ）および空芯コイルＡＣが用いられるため、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１が十分に効率良く注入される。
なお、周波数帯域のグループ分けについては、３つに限らず、２つの周波数帯域グループにグループ分けしてもよい。その場合には、一例として、２つの周波数帯域グループのうちの低域周波数帯域側の周波数帯域グループＦＬに対応させられた一次巻線構成部品ＣＰ１における磁性コア２（または磁性コア２Ａ）を金属系の磁気コアで構成し、かつ２つの周波数帯域グループのうちの高域周波数帯域側の周波数帯域グループＦＭに対応させられた一次巻線構成部品ＣＰ１における磁性コア２（または磁性コア２Ａ）をフェライト系の磁気コアで構成する。
さらに、他の一例として、２つの周波数帯域グループのうちの低域周波数帯域側の周波数帯域グループＦＭに対応させられた一次巻線構成部品ＣＰ１における磁性コア２（または磁性コア２Ａ）を金属系の磁気コアまたはフェライト系の磁気コアで構成し、かつ２つの周波数帯域グループのうちの高域周波数帯域側の周波数帯域グループＦＨに対応させられた一次巻線構成部品を空芯コイルＡＣの一次巻線構成部品ＣＰ１Ｂで構成してもよい。
次に、電圧検出部６を複数備えた構成のインピーダンス測定装置１Ｃについて説明する。なお、このインピーダンス測定装置１Ｃは、電圧検出部６を複数備えている点、および処理部７Ａが複数の測定対象のインピーダンスを同時に測定可能に構成されている点が上記したインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂとは異なり、他の構成および機能についてはインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂと同様に備えている。したがって、以下、主として、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂと相違する構成および動作について説明する。
インピーダンス測定装置１Ｃは、図１９に示すように、上記した電圧検出部６と同じ構成および同じ機能を有する電圧検出部６を複数（同図では、電圧検出部６－１、電圧検出部６－２および電圧検出部６－３の３つ）備えている。以下、３つの電圧検出部６－１，６－２，６－３を区別しないときには、「電圧検出部６」ともいう。この場合、３つの電圧検出部６は、注入対象ラインＬに直列接続されている測定対象としての電池Ｂａｔにおける多数の電池セルのうちの複数（同図では、３つの電池セルＣｅｌ１～Ｃｅｌ３：以下、区別しないときには、「電池セルＣｅｌ」ともいう）の各両端に生じている交流信号Ｓ１の電圧値を検出して両端電圧信号Ｓ４を処理部７Ａにそれぞれ出力する。また、各電圧検出部６は、接触型の一対のプローブＰ１，Ｐ２、バッファ回路６１および絶縁回路６２を備えている。なお、バッファ回路６１および絶縁回路６２については図示を省略する。また、以下、３組のプローブＰ１，Ｐ２を区別するときには、「プローブＰ１－１、プローブＰ１－２、プローブＰ１－３、プローブＰ２－１、プローブＰ２－２およびプローブＰ２－３」といい、区別しないときには、「プローブＰ１，Ｐ２」ともいう。
また、処理部７Ａは、例えば、ＣＰＵで構成されて、Ａ／Ｄ変換回路７１，７２、上記したＡ／Ｄ変換回路７３と同じ構成および同じ機能を有する３つのＡ／Ｄ変換回路７３－１，７３－２，７３－３（以下、区別しないときには、「Ａ／Ｄ変換回路７３」ともいう）、移相回路７４、直交検波回路７５、上記した直交検波回路７６と同じ構成および同じ機能を有する３つの直交検波回路７６－１，７６－２，７６－３（以下、区別しないときには、「直交検波回路７６」ともいう）、演算回路７７および内部メモリ７８を備えて構成され、検出信号Ｓ３（電流検出信号）および複数（この例では、３つ）の両端電圧信号Ｓ４（電圧検出信号）を入力すると共に検出信号Ｓ３および３つの両端電圧信号Ｓ４に基づいて測定対象である３つの電池セルＣｅｌ１～Ｃｅｌ３の各内部インピーダンスＺｃ１，Ｚｃ２，Ｚｃ３（以下、区別しないときには、「内部インピーダンスＺｃ」ともいう）を同時に測定する。
次に、インピーダンス測定装置１Ｃによる測定対象としての電池Ｂａｔにおける各電池セルＣｅｌの内部インピーダンスＺｃを測定する測定処理について説明する。
最初に、注入対象ラインＬに非接触型電流センサ５をクランプさせると共にプローブＰ１－１，Ｐ２－１を電池セルＣｅｌ１の両端にそれぞれ接続（接続）し、プローブＰ１－２，Ｐ２－２を電池セルＣｅｌ２の両端にそれぞれ接続（接続）し、かつプローブＰ１－３，Ｐ２－３を電池セルＣｅｌ３の両端にそれぞれ接触（接続）させる。
インピーダンス測定処理時には、各電圧検出部６が、一対のプローブＰ１，Ｐ２を介して、各電池セルＣｅｌの両端における電圧を入力して交流電圧の差分電圧である両端電圧信号Ｓ４を処理部７にそれぞれ出力する。
一方、処理部７では、Ａ／Ｄ変換回路７１が、交流信号Ｓ１を入力すると共にＡ／Ｄ変換して信号データＤ１１（sinωｔ）を移相回路７４、直交検波回路７５および各直交検波回路７６に出力する。また、Ａ／Ｄ変換回路７２が、検出信号Ｓ３を入力すると共にＡ／Ｄ変換して信号データＤ１２を直交検波回路７５に出力する。また、各Ａ／Ｄ変換回路７３－１，７３－２，７３－３が、両端電圧信号Ｓ４を入力すると共にＡ／Ｄ変換して信号データＤ１３－１，Ｄ１３－２，Ｄ１３－３（以下、区別しないときには「信号データＤ１３」ともいう）を、対応する各直交検波回路７６－１，７６－２，７６－３にそれぞれ出力する。また、移相回路７４が、信号データＤ１１を入力すると共に信号データＤ１１（cosωｔ）を生成して直交検波回路７５および各直交検波回路７６に出力する。
また、直交検波回路７５は、信号データＤ１２を入力すると共に電流データＤｉを生成して演算回路７７に出力する。また、各直交検波回路７６－１，７６－２，７６－３は、信号データＤ１３を入力すると共に、電圧データＤｖ－１，Ｄｖ－２，Ｄｖ－３（以下、区別しないときには「電圧データＤｖ」ともいう）を生成して演算回路７７にそれぞれ出力する。次いで、演算回路７７が、電流データＤｉおよび各電圧データＤｖを入力して、電流データＤｉおよび電圧データＤｖ－１に基づいて電池セルＣｅｌ１の内部インピーダンスＺｃ１を演算し、電流データＤｉおよび電圧データＤｖ－２に基づいて電池セルＣｅｌ２の内部インピーダンスＺｃ２を演算し、かつ電流データＤｉおよび電圧データＤｖ－３に基づいて電池セルＣｅｌ３の内部インピーダンスＺｃ３を演算してインピーダンスデータＤｚを内部メモリ７８に出力して記憶させると共に出力部８に出力する。この際に、出力部８は、インピーダンスデータＤｚを入力して各電池セルＣｅｌ１，Ｃｅｌ２，Ｃｅｌ３の内部インピーダンスＺｃ１，ＺＣ２，Ｚｃ３を表示装置の画面上に表示する。
次に、インピーダンス測定装置１Ｄについて説明する。このインピーダンス測定装置１Ｄは、図２０に示すように、信号注入部３が、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に巻回した信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）、コンデンサ回路ＣＳおよびダンピング抵抗Ｒ１を有して構成された一次巻線構成部品ＣＰ１Ｃを備えている。また、信号注入部３は、信号生成回路３１Ａを備えて構成されている。なお、このインピーダンス測定装置１Ｄは、このコンデンサ回路ＣＳおよびダンピング抵抗Ｒ１を有する一次巻線構成部品ＣＰ１Ｃを備えている点、および上記の信号生成回路３１に代えて信号生成回路３１Ａを備えている点が上記したインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃとは異なり、他の構成および機能についてはインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃと同様に備えている。したがって、以下、上記したインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃにおける各構成要素と同じ機能を有する構成要素については、同一の符号を付して、重複する説明を省略するものとし、主として、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃと相違する構成および動作について説明する。
一次巻線構成部品ＣＰ１Ｃは、一次巻線としての信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）と共にＬＣ並列共振回路（ＬＣ共振回路の一例）ＲＣ１を構成するコンデンサ回路ＣＳを備えている。この場合、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１は、後述するＦＥＴ１の負荷回路として配置されている。また、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１は、交流信号Ｓ１の周波数または近傍の周波数（つまり、例えば、交流信号Ｓ１周波数が１０ｋＨｚのときには、９．５ｋＨｚから１０，５ｋＨｚまでの間の周波数（交流信号Ｓ１の周波数に対して約±５％の範囲の周波数））において共振点を有するように、信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）のインダクタンスと、コンデンサ回路ＣＳの容量とが決められている。この場合、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１は、二次巻線としての注入対象ラインＬに対する一次巻線として機能するため、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１の共振周波数と同じか近傍の周波数の信号である交流信号Ｓ１の基本波だけを並列共振により注入対象ラインＬに伝達する。したがって、後述するようにパルス信号の交流信号Ｓ１がＦＥＴ１によってＤ級増幅される際に、注入対象ラインＬに対して、交流信号Ｓ１の高調波を伝達させることなく、正弦波の交流信号Ｓ１だけを伝達させる。つまり、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１は、ＦＥＴ１に対して、正弦波の交流信号Ｓ１をリニアに増幅させる機能を有している。
また、一次巻線構成部品ＣＰ１Ｃは、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１における共振のＱ値を低下させるダンピング抵抗Ｒ１も備えている。この場合、コンデンサ回路ＣＳおよびダンピング抵抗Ｒ１は、それぞれ信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）と並列に接続されている。また、ダンピング抵抗Ｒ１の抵抗値は、例えば、１０ＫΩに規定されている。ただし、このダンピング抵抗Ｒ１については、抵抗値が固定の固定抵抗に代えて、共振のＱ値を任意に可変可能に抵抗値を可変可能な可変抵抗器を採用することもできる。また、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１における共振のＱ値を高くしておく必要のある場合には、ダンピング抵抗Ｒ１の配設を省略することもできる。
コンデンサ回路ＣＳは、全体として並列接続されると共に互いの容量が相違する第１コンデンサから第Ｎｂコンデンサ（Ｎｂは２以上の整数）までのＮｂ個のコンデンサと、第１コンデンサから第Ｎｂコンデンサにそれぞれ直列接続された第１直列スイッチから第Ｎｂ直列スイッチまでのＮｂ個のスイッチとを備えて構成されている。また、第１コンデンサから第Ｎｂコンデンサは、それぞれ２Ｍｂ（Ｍｂは０から（Ｎｂ－１）までのＮｂ個の整数）に特定の容量（例えば、「０，０２５μＦ」）を乗じた容量に規定されている。この場合、コンデンサ回路ＣＳの一端Ｔ１１（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１の一端）が高電位である後述するＬＰＦ３３の出力端に接続されて、コンデンサ回路ＣＳの他端Ｔ１２（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１の他端）がＦＥＴ１のドレインに接続されている。
具体的には、一次巻線構成部品ＣＰ１Ｃは、例えば整数Ｎｂとして４を採用して構成されている。したがって、一次巻線構成部品ＣＰ１Ｃは、図２１に示すように、コンデンサＣ１１からコンデンサＣ１４（以下、区別しないときには「コンデンサＣｂ」ともいう）までの４つのコンデンサと、コンデンサＣ１１からコンデンサＣ１４にそれぞれ直列接続された直列スイッチＳＷ１１から直列スイッチＳＷ１４（以下、区別しないときには「直列スイッチＳＷｂ」ともいう）までの４個のスイッチとを備えて構成されている。この場合、直列スイッチＳＷｂは、トランジスタやＦＥＴなどの半導体スイッチで構成しても良いし、リレーなどの機械式スイッチで構成しても良い。また、コンデンサＣ１１からコンデンサＣ１４は、一例として、それぞれ０，０２５μｐＦ、０，０５０μｐＦ、０，１００μＦおよび０，２００μＦの容量を有している。また、整数Ｎｂは、４に限らず、２、３および５以上の数を採用することができる。
このインピーダンス測定装置１Ｄでは、処理部７が、２進数的なポート制御によって４個の直列スイッチＳＷ１１～ＳＷ１４をオンオフ制御して、コンデンサ回路ＣＳ全体としての容量を変更する。具体的には、コンデンサ回路ＣＳの容量は、各コンデンサＣｂに対応して直列接続されている直列スイッチＳＷｂがオン状態に制御されたときには、そのコンデンサＣｂの容量分が増加させられ、直列スイッチＳＷｂがオフ状態に制御されたときには、そのコンデンサＣｂの容量分が減少させられる。したがって、処理部７（演算回路７７）が、４個の直列スイッチＳＷ１１～ＳＷ１４に制御信号Ｓｃ３を出力して個別にオンオフ制御することにより、コンデンサ回路ＣＳ全体としての容量が、０μｆから０．３７５μＦ（実質的には、０．０２５μＦから０．３７５μＦ）までの間において、０．０２５μＦ刻みで変更させられる。例えば、図２２に示すように、直列スイッチＳＷ１２，ＳＷ１４がオン状態に制御され、かつ直列スイッチＳＷ１１，ＳＷ１３がオフ状態に制御されたときには、コンデンサ回路ＣＳは、コンデンサＣ１２，１４の容量が増加するため、全体として０．２５μＦの容量に制御される。このように、処理部７は、交流信号Ｓ１の周波数をスイープさせるときに、ポート制御することにより、コンデンサ回路ＣＳ全体の容量を変更させて、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１の共振周波数を、交流信号Ｓ１の周波数と同じか、または近傍の周波数となるように変化させる。
信号生成回路３１Ａは、図２０に示すように、ＦＥＴ１、抵抗Ｒ２，Ｒ３、ローパスフィルタ３３（以下、「ＬＰＦ３３」ともいう）および電源回路３４を備えて構成されている。ＦＥＴ１は、交流信号Ｓ１を増幅する増幅回路であって、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。また、ＦＥＴ１は、ドレイン端子がＬＣ並列共振回路ＲＣ１の他端側に接続され、ソース端子が低電位である基準電位に接続され、かつゲート端子が交流信号Ｓ１を生成する図外の信号発振器に接続されている。このＦＥＴ１は、ゲート端子に抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧されたパルス信号の交流信号Ｓ１が入力されて、交流信号Ｓ１をＤ級増幅する。なお、ＦＥＴに代えて、バイポーラトランジスタを用いることもできる。また、本例のＦＥＴ１の構成に代えて、図示はしないが、ＦＥＴやバイポーラトランジスタを用いてプッシュプル構成の増幅回路を構成することもできる。
ＬＰＦ３３は、交流信号Ｓ１（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１の共振周波数と同じ周波数の信号でもある）の通過を許容し、かつ交流信号Ｓ１よりも高い周波数（特に交流信号Ｓ１の高調波信号）の通過を阻止するように、そのカットオフ周波数が規定されると共に、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１に直列に接続されている。このＬＰＦ３３は、入力端が電源回路３４の出力部に接続され、出力端がＬＣ並列共振回路ＲＣ１に接続されている。このため、ＬＰＦ３３は、ＦＥＴ１がパルス信号の交流信号Ｓ１をＤ級増幅する際に、交流信号Ｓ１の高調波の周波数に対して電源回路３４側への通過および電源回路３４側からの通過を阻止することにより、実質的には、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１と共にＦＥＴ１に対して正弦波の交流信号Ｓ１をリニアに（直線的に）増幅させる機能を有している。
電源回路３４は、高電位としての電圧ＶＨが可変可能な出力電圧可変型の電源装置であって、処理部７から出力される制御信号Ｓｃ１による指示に従った電圧ＶＨを生成して出力する。この場合、電源回路３４が制御信号Ｓｃ１による指示に従った電圧ＶＨを出力することにより、ＦＥＴ１のドレイン電圧が変化する結果、ＦＥＴ１から出力される交流信号Ｓ１の電圧（電力でもある）が自在に変更させられる。
次に、インピーダンス測定装置１Ｄの動作について説明する。なお、測定対象としての電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを測定する測定処理自体はインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃと同様のため、重複した説明を省略して異なる処理について説明する。
このインピーダンス測定装置１Ｄでは、インピーダンスの演算処理において、処理部７（演算回路７７）が、制御信号Ｓｃ１を信号注入部３の信号生成回路３１Ａに出力して交流信号Ｓ１の信号レベルおよび周波数を制御する。この際に、信号生成回路３１Ａは、制御信号Ｓｃ１によって指示された周波数を基本波とするパルス信号の交流信号Ｓ１を生成してＦＥＴ１に出力する。また、ＦＥＴ１は、抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧された交流信号Ｓ１をゲート端子に入力して、交流信号Ｓ１をＤ級増幅する。また、電源回路３４は、交流信号Ｓ１の信号レベルが制御信号Ｓｃ１によって指示された信号レベルとなるように、ＦＥＴ１のドレインに印加する電圧ＶＨの電圧値を制御する。これにより、信号生成回路３１ＡのＦＥＴ１は、制御信号Ｓｃ１によって指示された信号レベルおよび周波数の交流信号Ｓ１を生成して出力する。
この場合、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１を設けない構成では、交流信号Ｓ１の周波数が高いときに、信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）のインダクタンス成分に起因して、交流信号Ｓ１が信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）を流れ難くなる。また、信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）と信号生成回路３１Ａとの間の距離が長いときには、引き回し線の抵抗値やインダクタンス成分に起因して、交流信号Ｓ１の損失が大きくなると共に発熱が大きくなる。さらに、交流信号Ｓ１を引き回し線に流すことに起因して、引き回し線からの交流信号Ｓ１の高調波の電波放射が大きくなり、ＥＭＣ規格（ノイズ規格）に反する可能性が生じる。
これに対して、このインピーダンス測定装置１Ｄでは、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１を備えているため、処理部７（演算回路７７）が、制御信号Ｓｃ３をコンデンサ回路ＣＳに出力することにより、信号生成回路３１Ａによって生成される交流信号Ｓ１の周波数に応じて４個の直列スイッチＳＷ１１～ＳＷ１４をオンオフ制御して、コンデンサ回路ＣＳ全体としての容量を変更する。つまり、処理部７（演算回路７７）は、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１の共振周波数を交流信号Ｓ１の周波数または近傍の周波数となるように変更する。この場合、交流信号Ｓ１の周波数をスイープするときには、スイープする交流信号Ｓ１の周波数またはその近傍の共振周波数となるように、制御信号Ｓｃ３をコンデンサ回路ＣＳに順次出力する。
したがって、交流信号Ｓ１の周波数におけるＬＣ並列共振回路ＲＣ１のインピーダンスが大きくなり、かつ交流信号Ｓ１の高調波の周波数におけるＬＣ並列共振回路ＲＣ１のインピーダンスが小さくなるため、ＦＥＴ１のドレインからＬＣ並列共振回路ＲＣ１を含む電流経路内での交流信号Ｓ１の高調波歪の発生が抑えられる。同時に、交流信号Ｓ１の高調波の周波数においてＬＰＦ３３のインピーダンスが大きくなるため、交流信号Ｓ１の高調波歪の発生がより抑えられる。この結果、ＦＥＴ１は正弦波の交流信号Ｓ１を出力する。また、交流信号Ｓ１の周波数が高いときであっても、信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）のインダクタンス成分が極めて小さいため、交流信号Ｓ１が信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）を流れ易くなる結果、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１での交流信号Ｓ１の損失が十分に低減する。また、信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）と信号生成回路３１Ａとの間の距離が長いときであっても、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１のインピーダンスが大きいため、引き回し線の抵抗値やインダクタンス成分に起因する交流信号Ｓ１の損失や発熱が小さくなる。したがって、ＦＥＴ１を含む増幅回路の構成が簡略化される。さらに、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１のインピーダンスが大きいため、引き回し線を流れる交流信号Ｓ１の電流値が小さくなると共に、交流信号Ｓ１の高調波成分が殆ど発生しない。この結果、引き回し線からの交流信号Ｓ１の高調波の電波放射が十分に小さく抑えられて、ＥＭＣ規格（ノイズ規格）が容易に満たされる。また、ダンピング抵抗Ｒ１がＬＣ並列共振回路ＲＣ１における共振のＱ値を低下させるため、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１の周波数特性がブロードとなる結果、信号生成回路３１Ａによって生成される交流信号Ｓ１の周波数とＬＣ並列共振回路ＲＣ１の共振周波数とが多少相違していたとしても、上記の効果が十分に発揮される。したがって、一次巻線としての信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）を介して二次巻線としての注入対象ラインＬに正弦波の交流信号Ｓ１が効率良く注入される。
なお、本例では、一例として、コンデンサＣ１１～Ｃ１４が、それぞれ２Ｍｂ（Ｍｂは０から４までの整数）に特定の容量として０，０２５μＦを乗じた容量に規定したため、コンデンサ回路ＣＳ全体としての容量をきめ細やかに制御することができる。一方、４個のコンデンサＣ１１～Ｃ１４を備えてコンデンサ回路ＣＳを構成したため、スイープ可能な交流信号Ｓ１の周波数帯域幅が小さい。このため、数多くのコンデンサＣｂと、コンデンサの数と同数の直列スイッチＳＷｂを設けることで、スイープ可能な交流信号Ｓ１の周波数帯域幅を十分に大きくすることができる。また、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に信号注入用巻線Ｗ３を巻回して、処理部７（演算回路７７）が制御信号Ｓｃ２を出力して並列スイッチＳＷ１～ＳＷ４を制御することもできる。この構成では、交流信号Ｓ１の周波数に応じてＬＣ並列共振回路ＲＣ１のコンデンサＣ１１～Ｃ１４の容量および信号注入用巻線Ｗ３のインダクタンスの双方を変更できるため、スイープ可能な交流信号Ｓ１の周波数帯域幅をより広くすることができる。
ただし、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１の共振周波数を変更するために、コンデンサ回路ＣＳの容量のみを変更しても良いし、コンデンサ回路ＣＳを用いることなく一定容量のコンデンサを用いて信号注入用巻線Ｗ３のインダクタンスだけを変更しても良いし、コンデンサ回路ＣＳの容量および信号注入用巻線Ｗ３のインダクタンスの双方を変更して良い。また、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に巻回する巻線の数（Ｎａ個）および直列スイッチＳＷａの数（Ｎａ個）を増やすことにより、スイープ可能な交流信号Ｓ１の周波数帯域幅をさらに大きくすることができる。この場合、コンデンサ回路ＣＳの容量および信号注入用巻線Ｗ３のインダクタンスの双方を変更したり、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に巻回する巻線の数（Ｎａ個）および直列スイッチＳＷａの数（Ｎａ個）を増やしたりすることにより、共振周波数を線形的に変更することができる。また、ＬＰＦ３３に代えてＢＰＦ（バンドパスフィルタ）を採用することもできる。この構成では、処理部７（演算回路７７）は、交流信号Ｓ１の通過を許容できる周波数帯域となるようにＢＰＦの低域および高域のカットオフ周波数を調整する。さらに、ＬＰＦ３３の配設を省くこともできる。また、一次巻線構成部品ＣＰ１Ｃに代えて一次巻線構成部品ＣＰ１Ｂを用いることもできる。また、交流信号Ｓ１の信号レベルの制御が不要の場合には、電源回路３４を電圧固定の電源装置で構成することもできる。
次に、インピーダンス測定装置１Ｅについて説明する。このインピーダンス測定装置１Ｄは、図２３に示すように、信号注入部３が、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に巻回した信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）、コンデンサ回路ＣＳおよびダンピング抵抗Ｒ４を有して構成された一次巻線構成部品ＣＰ１Ｄを備えている。また、信号注入部３は、信号生成回路３１Ｂを備えて構成されている。なお、このインピーダンス測定装置１Ｅは、一次巻線構成部品ＣＰ１Ｃに代えて、一次巻線構成部品ＣＰ１Ｄを備えている点、および上記の信号生成回路３１Ａに代えて信号生成回路３１Ｂを備えている点が上記したインピーダンス測定装置１Ｄとは異なり、他の構成および機能についてはインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄと同様に備えている。したがって、以下、上記したインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄにおける各構成要素と同じ機能を有する構成要素については、同一の符号を付して、重複する説明を省略するものとし、主として、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄと相違する構成および動作について説明する。
一次巻線構成部品ＣＰ１Ｄは、一次巻線としての信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）と共にＬＣ直列共振回路（ＬＣ共振回路の一例）ＲＣ２を構成する上記したコンデンサ回路ＣＳを備えている。この場合、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２は、後述するＦＥＴ２，ＦＥＴ３の負荷回路として配置されている。また、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２は、交流信号Ｓ１の周波数または近傍の周波数（つまり、例えば、交流信号Ｓ１周波数が１０ｋＨｚのときには、９．５ｋＨｚから１０，５ｋＨｚまでの間の周波数（交流信号Ｓ１の周波数に対して約±５％の範囲の周波数））において共振点を有するように、信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）のインダクタンスと、コンデンサ回路ＣＳの容量とが決められている。この場合、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２は、二次巻線としての注入対象ラインＬに対する一次巻線として機能するため、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２の共振周波数と同じか近傍の周波数の信号である交流信号Ｓ１の基本波だけを直列共振により注入対象ラインＬに伝達する。したがって、後述するようにパルス信号の交流信号Ｓ１がＦＥＴ２，３によってＤ級増幅される際に、注入対象ラインＬに対して、交流信号Ｓ１の高調波を伝達させることなく、正弦波の交流信号Ｓ１だけを伝達させる。つまり、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２は、ＦＥＴ２，３に対して、正弦波の交流信号Ｓ１をリニアに増幅させる機能を有している。
また、一次巻線構成部品ＣＰ１Ｄは、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２における共振のＱ値を低下させるダンピング抵抗Ｒ４も備えている。この場合、コンデンサ回路ＣＳおよびダンピング抵抗Ｒ４は、信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）と直列に接続されて直列回路を構成し、この直列回路のコンデンサ回路ＣＳ側の一端は、ＬＰＦ３３の出力端に接続されて、直列回路のダンピング抵抗Ｒ４側の他端（ＬＣ直列共振回路ＲＣ２の一端：ＬＣ共振回路の一端）は、後述する高電位の電圧ＶＨと低電位の電圧ＶＬとの中点電位ＶＭ（基準電位）に接続されている。また、ＬＰＦ３３の入力端はＦＥＴ２，３のソースに接続されている。なお、ダンピング抵抗Ｒ４の抵抗値は、例えば、１Ωに規定されている。ただし、このダンピング抵抗Ｒ４については、抵抗値が固定の固定抵抗に代えて、共振のＱ値を任意に可変可能に抵抗値を可変可能な可変抵抗器を採用することもできる。また、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２における共振のＱ値を高くしておく必要のある場合には、ダンピング抵抗Ｒ４の配設を省略することもできる。
このインピーダンス測定装置１Ｅでも、インピーダンス測定装置１Ｄと同様にして、処理部７が、２進数的なポート制御によって４個の直列スイッチＳＷ１１～ＳＷ１４をオンオフ制御して、コンデンサ回路ＣＳ全体としての容量を変更させて、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２の共振周波数を、交流信号Ｓ１の周波数と同じか、または近傍の周波数となるように変化させる。
信号生成回路３１Ａは、ＦＥＴ２，３、抵抗Ｒ５，Ｒ６、ＬＰＦ３３および電源回路３５，３６を備えて構成されている。ＦＥＴ２，３は、交流信号Ｓ１を増幅するプッシュプル構成の増幅回路であって、ＦＥＴ２は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成され、ＦＥＴ３は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成されている。また、ＦＥＴ２は、ドレイン端子が電源回路３５の出力部に接続され、ソース端子がＦＥＴ３のソース端子とＬＰＦ３３の入力端（ＬＣ直列共振回路の他端側）に接続され、かつゲート端子が交流信号Ｓ１を生成する図外の信号発振器に接続されている。また、ＦＥＴ３は、ドレイン端子が電源回路３６の出力部に接続され、ソース端子がＦＥＴ２のソース端子とＬＰＦ３３の入力端に接続され、かつゲート端子が交流信号Ｓ１を生成する図外の信号発振器に接続されている。これらのＦＥＴ２，３は、ＦＥＴ２のゲート端子に抵抗Ｒ５を介して中点電位ＶＭに対して正のパルス信号の交流信号Ｓ１が入力され、かつＦＥＴ３のゲート端子に抵抗Ｒ６を介して中点電位ＶＭに対して負のパルス信号の交流信号Ｓ１が入力されて、交流信号Ｓ１をＤ級増幅する。なお、ＦＥＴに代えて、バイポーラトランジスタを用いることもできる。
ＬＰＦ３３は、インピーダンス測定装置１ＤのＬＰＦ３３と同じ構成を有しており、入力端がＦＥＴ２，３のソース端子に接続されると共に、出力端がコンデンサ回路ＣＳの一端Ｔ１１（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１の一端）に接続されることによりＬＣ直列共振回路ＲＣ２に直列に接続されている。このため、ＬＰＦ３３は、ＦＥＴ２，３がパルス信号の交流信号Ｓ１をＤ級増幅する際に、交流信号Ｓ１の高調波の周波数に対して電源回路３５，３６側への通過および電源回路３５，３６側からの通過を阻止することにより、実質的には、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２と共にＦＥＴ２，３に対して正弦波の交流信号Ｓ１をリニアに（直線的に）増幅させる機能を有している。
電源回路３５は、中点電位ＶＭよりも高電位としての電圧ＶＨが可変可能な出力電圧可変型の電源装置であって、処理部７から出力される制御信号Ｓｃ１による指示に従った電圧ＶＨを生成して出力する。また、電源回路３６は、中点電位ＶＭよりも低電位としての電圧ＶＬが可変可能な出力電圧可変型の電源装置であって、処理部７から出力される制御信号Ｓｃ１による指示に従った電圧ＶＬを生成して出力する。この場合、電源回路３５，３６は、電圧ＶＨから中点電位ＶＭを差し引いた差分電圧と、中点電位ＶＭから電圧ＶＬを差し引いた差分電圧とが同じ電圧になるように、処理部７（演算回路７７）から出力される制御信号Ｓｃ１によって制御される。また、電源回路３５，３６が制御信号Ｓｃ１による指示に従った電圧ＶＨ，ＶＬを出力することにより、ＦＥＴ２，３のドレイン電圧が変化する結果、ＦＥＴ２，３から出力される交流信号Ｓ１の電圧（電力でもある）が自在に変更させられる。
次に、インピーダンス測定装置１Ｅの動作について添付図面を参照して説明する。なお、測定対象としての電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂを測定する測定処理自体はインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄと同様のため、重複した説明を省略して異なる処理について説明する。
このインピーダンス測定装置１Ｅでは、インピーダンスの演算処理において、処理部７（演算回路７７）が、制御信号Ｓｃ１を信号注入部３の信号生成回路３１Ｂに出力して交流信号Ｓ１の信号レベルおよび周波数を制御する。この際に、信号生成回路３１Ｂは、制御信号Ｓｃ１によって指示された周波数を基本波とするパルス信号の交流信号Ｓ１を生成してＦＥＴ２，３に出力する。また、ＦＥＴ２，３は、抵抗Ｒ５，Ｒ６をそれぞれ介して交流信号Ｓ１をゲート端子に入力して、交流信号Ｓ１をＤ級でプッシュプル増幅する。また、電源回路３５は、交流信号Ｓ１の信号レベルが制御信号Ｓｃ１によって指示された信号レベルとなるように、ＦＥＴ２のドレインに印加する電圧ＶＨの電圧値を制御する。同時に、電源回路３６は、交流信号Ｓ１の信号レベルが制御信号Ｓｃ１によって指示された信号レベルとなるように、ＦＥＴ３のドレインに印加する電圧ＶＬの電圧値を制御する。これにより、信号生成回路３１ＢのＦＥＴ２，３は、制御信号Ｓｃ１によって指示された信号レベルおよび周波数の交流信号Ｓ１を生成して出力する。
この場合、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２を設けない構成では、交流信号Ｓ１の周波数が高いときに、信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）のインダクタンス成分に起因して、交流信号Ｓ１が信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）を流れ難くなる。
これに対して、このインピーダンス測定装置１Ｅでは、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２を備えているため、処理部７（演算回路７７）が、制御信号Ｓｃ３をコンデンサ回路ＣＳに出力することにより、信号生成回路３１Ｂによって生成される交流信号Ｓ１の周波数に応じて４個の直列スイッチＳＷ１１～ＳＷ１４をオンオフ制御して、コンデンサ回路ＣＳ全体としての容量を変更する。つまり、処理部７（演算回路７７）は、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２の共振周波数を交流信号Ｓ１の周波数または近傍の周波数となるように変更する。この場合、交流信号Ｓ１の周波数をスイープするときには、スイープする交流信号Ｓ１の周波数またはその近傍の共振周波数となるように、制御信号Ｓｃ３をコンデンサ回路ＣＳに順次出力する。
したがって、交流信号Ｓ１の周波数におけるＬＣ直列共振回路ＲＣ２のインピーダンスが小さくなり、かつ交流信号Ｓ１の高調波の周波数におけるＬＣ直列共振回路ＲＣ２のインピーダンスが大きくなるため、ＦＥＴ２，３のソースからＬＣ直列共振回路ＲＣ２を含む電流経路内での交流信号Ｓ１の高調波歪の発生が抑えられる。同時に、交流信号Ｓ１の高調波の周波数においてＬＰＦ３３のインピーダンスが大きくなるため、交流信号Ｓ１の高調波歪の発生がより抑えられる。この結果、ＦＥＴ２，３は正弦波の交流信号Ｓ１を出力する。また、交流信号Ｓ１の周波数が高いときであっても、信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）のインダクタンス成分が極めて小さいため、交流信号Ｓ１が信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）を流れ易くなる結果、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２での交流信号Ｓ１の損失が十分に低減する。また、ダンピング抵抗Ｒ４がＬＣ直列共振回路ＲＣ２における共振のＱ値を低下させるため、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２の周波数特性がブロードとなる結果、信号生成回路３１Ｂによって生成される交流信号Ｓ１の周波数とＬＣ直列共振回路ＲＣ２の共振周波数とが多少相違していたとしても、上記の効果が十分に発揮される。したがって、一次巻線としての信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）を介して二次巻線としての注入対象ラインＬに正弦波の交流信号Ｓ１が効率良く注入される。
なお、本例では、一例として、コンデンサＣ１１～Ｃ１４が、それぞれ２Ｍｂ（Ｍｂは０から４までの整数）に特定の容量として０，０２５μＦを乗じた容量に規定したため、コンデンサ回路ＣＳ全体としての容量をきめ細やかに制御することができる。一方、４個のコンデンサＣ１１～Ｃ１４を備えてコンデンサ回路ＣＳを構成したため、スイープ可能な交流信号Ｓ１の周波数帯域幅が小さい。このため、数多くのコンデンサＣｂと、コンデンサの数と同数の直列スイッチＳＷｂを設けることで、スイープ可能な交流信号Ｓ１の周波数帯域幅を十分に大きくすることができる。また、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に信号注入用巻線Ｗ３を巻回して、処理部７（演算回路７７）が制御信号Ｓｃ２を出力して並列スイッチＳＷ１～ＳＷ４を制御することもできる。この構成では、交流信号Ｓ１の周波数に応じてＬＣ直列共振回路ＲＣ２のコンデンサＣ１１～Ｃ１４の容量および信号注入用巻線Ｗ３のインダクタンスの双方を変更できるため、スイープ可能な交流信号Ｓ１の周波数帯域幅をより広くすることができる。
ただし、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２の共振周波数を変更するために、コンデンサ回路ＣＳの容量のみを変更しても良いし、コンデンサ回路ＣＳを用いることなく一定容量のコンデンサを用いて信号注入用巻線Ｗ３のインダクタンスだけを変更しても良いし、コンデンサ回路ＣＳの容量および信号注入用巻線Ｗ３のインダクタンスの双方を変更して良い。ご確認をお願い致します。また、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に巻回する巻線の数（Ｎａ個）および直列スイッチＳＷａの数（Ｎａ個）を増やすことにより、スイープ可能な交流信号Ｓ１の周波数帯域幅をさらに大きくすることができる。この場合、コンデンサ回路ＣＳの容量および信号注入用巻線Ｗ３のインダクタンスの双方を変更したり、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に巻回する巻線の数（Ｎａ個）および直列スイッチＳＷａの数（Ｎａ個）を増やしたりすることにより、共振周波数を線形的に変更することができる。また、ＬＰＦ３３に代えてＢＰＦ（バンドパスフィルタ）を採用することもできる。この構成では、処理部７（演算回路７７）は、交流信号Ｓ１の通過を許容できる周波数帯域となるようにＢＰＦの低域および高域のカットオフ周波数を調整する。さらに、ＬＰＦ３３の配設を省くこともできる。また、一次巻線構成部品ＣＰ１Ｄに代えて一次巻線構成部品ＣＰ１Ｂを用いることもできる。また、交流信号Ｓ１の信号レベルの制御が不要の場合には、電源回路３５，３６を電圧固定の電源装置で構成することもできる。
このように、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅでは、信号注入部３が、注入対象ラインＬの芯線に対して非接触で交流信号Ｓ１を注入し、非接触型電流センサ５が注入対象ラインＬを流れる注入電流Ｉｉの電流値を注入対象ラインＬの芯線に対して非接触で検出して検出信号Ｓ３を処理部７に出力し、電圧検出部６が電池Ｂａｔの両端に生じている交流信号Ｓ１の電圧値をその両端に接触して検出して両端電圧信号Ｓ４を処理部７に出力し、処理部７（演算回路７７）が、検出信号Ｓ３および両端電圧信号Ｓ４を入力すると共に検出信号Ｓ３および両端電圧信号Ｓ４に基づいて電池Ｂａｔ（または電池セルＣｅｌ）の内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）を測定する。
このため、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、電池Ｂａｔが直列接続されると共に測定用の交流信号Ｓ１が注入される注入対象ラインＬに高電圧が存在するときにおいても、注入対象ラインＬの芯線に対して信号注入部３が非接触で交流信号Ｓ１を注入するため、信号注入部３を構成する部品として低耐圧仕様の部品を使用できる結果、信号注入部３の製造コストの低減、ひいてはインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ全体としての製造コストを十分に低減することができると共に測定対象としての電池Ｂａｔ（または電池セルＣｅｌ）の内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）を確実に測定することができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、上記の信号注入装置１０を備え、処理部７が、注入対象ラインに直列接続されている測定対象である電池Ｂａｔ（または電池セルＣｅｌ）の内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）を測定する際に、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１を注入したときに、その注入対象ラインＬを流れる交流信号Ｓ１の電流値（注入電流Ｉｉの電流値：検出信号Ｓ３）と、電池Ｂａｔの両端に生じる電圧値（両端電圧信号Ｓ４）とに基づいて電池Ｂａｔ（または電池セルＣｅｌ）の内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）を測定することにより、磁性コア２において磁束Ｍｃをより確実に発生させて、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１をより確実にしかも効率良く注入することができる結果、高い精度で電池Ｂａｔ（または電池セルＣｅｌ）の内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）を測定することができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、非接触型電流センサ５が、注入対象ラインＬを流れる注入電流Ｉｉ（交流電流の電流）を注入対象ラインＬに対して非接触で検出して検出信号Ｓ３を処理部７に出力し、電圧検出部６が、測定対象である電池Ｂａｔの両端に接触して検出した両端電圧信号Ｓ４を電池Ｂａｔから絶縁した状態で処理部７に出力することにより、電池Ｂａｔの出力電圧が非常に高い電圧であったとしても、また、負荷Ｌｏａｄやインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅの周囲にスイッチングノイズなどのノイズが存在する場合であっても、電池Ｂａｔに注入電流Ｉｉが流れて電池Ｂａｔ内に発生する微小の交流電圧を精度良く検出することができる。したがって、このインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、電池Ｂａｔ（または電池セルＣｅｌ）の内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）を精度良く測定することができる。また、このインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、非接触型電流センサ５を用いたことにより、注入対象ラインＬを切断することなく、非接触で電池Ｂａｔ（または電池セルＣｅｌ）の内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）を測定することができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、処理部７（または７Ａ）の演算回路７７が、直交検波回路７５から出力される交流電流としての注入電流Ｉｉ（検出信号Ｓ３）の同相成分および直交成分と、直交検波回路７６から出力される交流電圧としての両端電圧信号Ｓ４の同相成分および直交成分とに基づいて測定対象としての電池Ｂａｔ（または電池セルＣｅｌ）の内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）を演算することにより、注入対象ラインＬに注入された交流信号Ｓ１の信号レベルが小さいときであっても、雑音レベル（Ｎ）に対する信号レベル（Ｓ）の比率（Ｓ／Ｎ）を高めて精度良く内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）を測定することができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅでは、信号注入部３が、二次巻線としての注入対象ラインＬに磁気結合する一次巻線を構成する一次巻線構成部品ＣＰを備えると共に一次巻線構成部品ＣＰの両端に交流信号Ｓ１を印加することにより注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１を注入する。また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅでは、一次巻線構成部品ＣＰが、注入対象ラインＬが挿通される環状の磁性コア２に絶縁被覆電線を巻回して構成されている。したがって、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、一次巻線構成部品ＣＰを簡易に構成することができると共に交流信号Ｓ１を注入対象ラインＬに確実に注入することができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、磁性コア２，２ＡにギャップＧを設けたことにより、磁性コア２の磁気飽和を回避することができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅでは、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）は、複数のＣ型の単位磁気コアＵＣで構成され、複数の単位磁気コアＵＣは、重ねた状態の上面視において、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）の外周に沿って互いに隣り合う２つのギャップＧの離間距離が均等となるように重ねられている。したがって、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、磁性コア２（または磁性コア２Ａ）に挿通された注入対象ラインＬがギャップＧに近い箇所に位置していたとしても、その位置に拘わらず、交流信号Ｓ１の注入対象ラインＬへの注入を減少させることなく、注入対象ラインＬに対して交流信号Ｓ１を安定して注入することができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅでは、一次巻線構成部品ＣＰは、第１巻線Ｗｄ１から第４巻線Ｗｄ４までの４つ（４はＮａの一例）の巻線と、第１巻線Ｗｄ１から第４巻線Ｗｄ４にそれぞれ並列接続された第１並列スイッチＳＷ１から第４並列スイッチＳＷ４までの４（４はＮａの一例）個の並列スイッチとを備えて構成され、第１巻線Ｗｄ１から第１巻線Ｗｄ４は、それぞれ巻数が相違するように巻回されている。したがって、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、一次巻線構成部品ＣＰ全体としての巻数を変更することにより、負荷Ｌｏａｄが電池Ｂａｔに接続されて閉ループ状態になっているときの信号注入用巻線Ｗ３から見た負荷インピーダンスの大小に拘わらず、交流信号Ｓ１を精度良く注入対象ラインＬに注入することができる。また、インピーダンス測定装置１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、同じ巻数で構成した一次巻線構成部品ＣＰ（信号注入用巻線Ｗ２）と比較して巻数の増減を大きくすることができる。
さらに、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、第１巻線Ｗｄ１から第４巻線Ｗｄ４（Ｎａが４の例）が、それぞれ１、２、４および８（２ＭａのＭａが０から３までの各整数の例）に１０（Ｌａが１０の例）を乗じた巻数で巻回されているため、一次巻線構成部品ＣＰ全体としての巻数をきめ細やかに制御することができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、第１巻線Ｗｄ１から第１巻線Ｗｄ４は、巻数が多い巻線Ｗｄの絶縁被覆電線における芯線の線径が巻数が少ない巻線Ｗｄの絶縁被覆電線における芯線の線径よりも細く形成されているため、巻数が多い巻線Ｗｄに細い絶縁被覆電線（またはエナメル線）を用いることができる結果、信号注入用巻線Ｗ３の生産性を十分に向上させることができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｄ，１Ｅによれば、信号注入部３は、交流信号Ｓ１の周波数またはその周波数の近傍の周波数において共振点を有するＬＣ共振回路（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１またはＬＣ直列共振回路ＲＣ２）を信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）と共に構成するコンデンサ回路ＣＳを備えているため、交流信号Ｓ１が信号注入用巻線Ｗ２（または信号注入用巻線Ｗ３）を流れ易くなる結果、ＬＣ共振回路（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１またはＬＣ直列共振回路ＲＣ２）での交流信号Ｓ１の損失を十分に低減することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｄ，１Ｅによれば、信号注入部３は、ＬＣ共振回路（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１またはＬＣ直列共振回路ＲＣ２）のＱ値を低下させるダンピング抵抗Ｒ１（またはダンピング抵抗Ｒ４）を備えているため、信号生成回路３１Ａによって生成される交流信号Ｓ１の周波数とＬＣ共振回路（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１またはＬＣ直列共振回路ＲＣ２）の共振周波数とが多少相違していたとしても、ＬＣ共振回路（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１またはＬＣ直列共振回路ＲＣ２）での交流信号Ｓ１の損失を十分に低減することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｄ，１Ｅによれば、信号注入部３は、交流信号Ｓ１を増幅する増幅回路（ＦＥＴ１またはＦＥＴ２，３）を備え、ＬＣ共振回路（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１またはＬＣ直列共振回路ＲＣ２）は増幅回路（ＦＥＴ１またはＦＥＴ２，３）の負荷回路として配置されているため、増幅回路（ＦＥＴ１またはＦＥＴ２，３）に対して正弦波の交流信号Ｓ１をリニアに増幅させることができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｄによれば、ＬＣ並列共振回路ＲＣ１の一端が高電位の電圧ＶＨに接続され、増幅回路は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ１）で構成され、ドレイン端子にＬＣ並列共振回路ＲＣ１の他端側が接続され、ソース端子が基準電位に接続され、かつゲート端子に交流信号Ｓ１としてのパルス信号が入力されて交流信号Ｓ１をＤ級増幅することにより、増幅回路（ＦＥＴ１）を簡易に構成することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｄによれば、高電位の電圧ＶＨが可変可能に構成されているため、ＦＥＴ１のドレイン電圧が変化する結果、ＦＥＴ１から出力される交流信号Ｓ１の電圧（電力でもある）を自在に変更することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｅによれば、ＬＣ直列共振回路ＲＣ２の一端が基準電位に接続され、増幅回路は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ２）およびＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＦＥＴ３）によってプッシュプル回路に構成され、ＦＥＴ２のドレイン端子が中点電位ＶＭ（基準電位）よりも高電位の電圧ＶＨに接続され、ＦＥＴ３のドレイン端子が中点電位ＶＭ（基準電位）よりも低電位の電圧ＶＬに接続され、ＦＥＴ２，３の各ソース端子にＬＣ直列共振回路ＲＣ２の他端側（ＬＰＦ３３側）が接続され、かつＦＥＴ２のゲート端子に交流信号Ｓ１としての正のパルス信号が入力されると共にＦＥＴ３のゲート端子に交流信号Ｓ１としての負のパルス信号が入力されて交流信号Ｓ１をＤ級増幅することにより、プッシュプル回路で構成された増幅回路（ＦＥＴ２，３）によって、交流信号Ｓ１を確実にＤ級増幅することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｅによれば、高電位の電圧ＶＨおよび低電位の電圧ＶＬがそれぞれ可変可能に構成されているため、ＦＥＴ２，３のドレイン電圧が変化する結果、ＦＥＴ２．３から出力される交流信号Ｓ１の電圧（電力でもある）を自在に変更することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｄ，１Ｅによれば、ＬＣ共振回路（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１またはＬＣ直列共振回路ＲＣ２）に直列に接続されて交流信号Ｓ１の通過を許容するＬＰＦ３３およびＢＰＦのいずれかを備えたことにより、増幅回路（ＦＥＴ１またはＦＥＴ２，３）に対して正弦波の交流信号Ｓ１を確実にリニアに増幅させることができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｄ，１Ｅによれば、コンデンサ回路ＣＳは、全体として並列接続される第１コンデンサ（コンデンサＣ１１）から第４コンデンサ（コンデンサ１４：Ｎｂが４の例）までの４個のコンデンサと、第１コンデンサ（コンデンサＣ１１）から第４コンデンサにそれぞれ直列接続された第１直列スイッチ（スイッチＳＷ１）から第４直列スイッチ（スイッチＳＷ４）までの４個のスイッチとを備えて構成され、処理部７（演算回路７７）は、交流信号Ｓ１の周波数に応じて４個の直列スイッチＳＷｂをオンオフ制御して、コンデンサ回路ＣＳ全体としての容量を変更することにより、ＬＣ共振回路（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１またはＬＣ直列共振回路ＲＣ２）の共振周波数をきめ細やかに制御することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｄ，１Ｅによれば、第１コンデンサ（コンデンサＣ１１）から第４コンデンサは、互いの容量が相違するため、同じ容量のコンデンサで構成したコンデンサ回路ＣＳと比較して容量の増減を大きくすることができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｄ，１Ｅによれば、第１コンデンサ（コンデンサＣ１１）から第４コンデンサ（コンデンサ１４：Ｎｂが４の例）は、それぞれ２Ｍｂ（Ｍｂは０から（Ｎｂ－１：３）までの４個の整数）に特定の容量（本例では、「０，０２５μＦ」）を乗じた容量を有しているため、コンデンサ回路ＣＳ全体としての容量を変更することができるため、ＬＣ共振回路（ＬＣ並列共振回路ＲＣ１またはＬＣ直列共振回路ＲＣ２）の共振周波数をきめ細やかに制御することができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅでは、処理部７（演算回路７７）が、非接触型電流センサ５によって検出された注入電流Ｉｉ（交流信号Ｓ１）の電流値が目標電流値範囲内に含まれるように、信号注入部３から出力される交流信号Ｓ１の信号レベルを制御する。また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅでは、処理部７（演算回路７７）が、非接触型電流センサ５によって検出された注入電流Ｉｉ（交流信号Ｓ１）の電流値が目標電流値範囲内に含まれるように、第１並列スイッチＳＷ１から第４並列スイッチＳＷ４のオンオフを制御する。また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅでは、処理部７（演算回路７７）は、信号注入部３が注入対象ラインＬに注入している交流信号Ｓ１の電流値（交流電流Ｉａｃ）と、非接触型電流センサ５によって検出された交流信号Ｓ１の電流値（注入電流Ｉｉ）とに基づいて注入対象ラインＬの負荷インピーダンスを判別すると共に第１並列スイッチＳＷ１から第４並列スイッチＳＷ４のオンオフを制御することにより、判別した負荷インピーダンスが小さいときには一次巻線構成部品ＣＰ全体としての巻数を増加させ、判別した負荷インピーダンスが大きいときには一次巻線構成部品ＣＰ全体としての巻数を減少させる。したがって、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、検出信号Ｓ３や両端電圧信号Ｓ４の雑音レベル（Ｎ）に対する信号レベル（Ｓ）の比率（Ｓ／Ｎ）を高めることができる結果、処理部７（演算回路７７）によって行われる内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）の演算処理（測定処理）において、精度良く内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）を測定することができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、信号検出部としての非接触型電流センサ５が、信号注入部３とは別体に形成されると共に二次巻線構成部品ＣＰ２を備えて構成されているため、信号注入部３の信号注入用巻線Ｗ２によって注入された交流信号Ｓ１に応じた漏れ磁束がノイズとなって二次巻線構成部品ＣＰ２に漏れ出すことを回避できるため、精度良く内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）を測定することができる。この場合、信号検出部として、非接触型電流センサ５とは別個独立して、二次巻線としての注入対象ラインＬに磁気結合する一次巻線を形成する二次巻線構成部品を磁性コア２（２Ａ）に巻回した構成を採用することもできる。ただし、この構成では、信号注入部３の信号注入用巻線Ｗ２によって注入された交流信号Ｓ１に応じた漏れ磁束がノイズとなって二次巻線構成部品に漏れ出すため、信号検出部を信号注入部３とは別体に構成するのが好ましい。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、非接触型電流センサ５（信号検出部）が、内部インピーダンスＺｂ測定のための交流電流Ｉａｃの検出機能（電流検出部の構成）と交流電流Ｉａｃの電流値に対する制御機能（信号検出部の構成）とを兼ねることで、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅの小型化を図ることができると共に製造コストを十分に低減することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｂ，１Ｃによれば、交流信号Ｓ１の周波数帯域をグループ分けし、各周波数帯域グループＦに応じて一次巻線構成部品ＣＰとして磁性コア２（または磁性コア２Ａ）または空芯コイルＡＣを用いることにより、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１をトランス方式で注入する際に、交流信号Ｓ１の周波数に応じて注入対象ラインＬとの結合が最も適した素材の磁性コア２（または磁性コア２Ａ）または空芯コイルＡＣを用いることができるため、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１を広い周波数帯域に亘って十分に効率良く注入することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｂ，１Ｃによれば、信号注入部３が、交流信号Ｓ１の周波数帯域が互いに隣接する２つの周波数帯域グループＦの境界部ＦＬＭ（または境界部ＦＭＨ）において一方の周波数帯域グループＦから他方の周波数帯域グループＦに向けて交流信号Ｓ１の周波数を変更する際に、その隣接する２つの周波数帯域グループＦに対応する２つの一次巻線構成部品ＣＰに交流信号Ｓ１を印加することにより、その境界部ＦＬＭ（または境界部ＦＭＨ）において、交流信号Ｓ１の周波数に応じて注入対象ラインＬとの結合が適した２種類の素材の磁性コア２（または磁性コア２Ａ）が用いられるため、注入対象ラインＬに交流信号Ｓ１を十分に効率良く注入することができる。また、インピーダンス測定装置１Ｂ，１Ｃによれば、交流信号Ｓ１の周波数帯域が互いに隣接する２つの周波数帯域グループＦの境界部ＦＬＭ（または境界部ＦＭＨ）において一方の周波数帯域グループＦから他方の周波数帯域グループＦに向けて交流信号Ｓ１の周波数を変更する際に、交流信号Ｓ１を印加する一次巻線構成部品ＣＰが切り替わることに起因する交流信号Ｓ１の信号レベルの変動を緩やかにすることができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、空芯コイルＡＣで一次巻線構成部品ＣＰ１Ｂを構成したことにより、簡易な構成でありながら、高周波帯域の交流信号Ｓ１を注入対象ラインＬに確実に注入することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｂ，１Ｃによれば、信号注入部３（信号生成回路３１）が、同一仕様の一次巻線構成部品ＣＰを複数（上記の例では２つ）備え、同一周波数でかつ同位相の交流信号Ｓ１を複数（上記の例では２つ）の一次巻線構成部品ＣＰに同時に印加することにより、１つの一次巻線構成部品ＣＰを用いるのと比較して、十分に大きい電流値の注入電流Ｉｉを注入対象ラインＬに注入することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ｃによれば、電圧検出部６を複数備え、複数の電圧検出部６が、注入対象ラインＬに直列接続されている複数の測定対象としての各電池セルＣｅｌの各両端に生じている交流信号Ｓ１の電圧値を検出して両端電圧信号Ｓ４を処理部７にそれぞれ出力し、処理部７（演算回路７７）が、検出信号Ｓ３および複数の両端電圧信号Ｓ４に基づいて各電池セルＣｅｌの内部インピーダンスＺｃを測定することにより、複数の測定対象（電池ＢａｔおよびＣｅｌ）の内部インピーダンスＺｂや内部インピーダンスＺｃを同時に測定することができる。
また、インピーダンス測定装置１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、測定対象として電池Ｂａｔと非測定対象としての負荷Ｌｏａｄが注入対象ラインＬで接続されて環状の閉ループを形成する被測定系における負荷Ｌｏａｄの両端に並列接続されるコンデンサを備えたことにより、負荷Ｌｏａｄのインピーダンスが大きいであっても、信号注入部３による注入対象ラインＬへの交流信号Ｓ１の注入時における交流電流Ｉａｃの電流値を大きくすることができる。
また、インピーダンス測定装置１Ａ，１Ｂ，１Ｃによれば、終段としてのＤ級増幅部を備えて信号注入部３を構成したことにより、信号注入部３が負荷変動に対しても交流信号Ｓ１の出力レベルを制御された一定のレベルに維持することができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、上記の信号注入部３における信号生成回路３１に対して、交流信号Ｓ１の周波数をスイープさせることにより、電池Ｂａｔなどに正弦波信号である交流信号Ｓ１を供給してその周波数応答を測定可能なＦＲＡとして構成することができるため、高精度なインピーダンス測定を行うことができる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅによれば、金属系の磁気コアとして、パーマロイコア、センダストコア、アモルファスコア、圧粉磁芯コア、純鉄、珪素鋼鈑、パーメンジュール、ニッケル、コバルト、Fe-Si-Alおよび電磁ステンレスのいずれかを用いたことにより、直流電流に対して磁気飽和し難い磁性コア２（磁性コア２Ａ）を構成することができ、フェライト系の磁気コアとして、Mn-Zn系フェライトおよびNi-Zn系フェライトのいずれかを用いたことにより、磁性コア２（磁性コア２Ａ）における渦電流の発生を回避することができる。
なお、信号注入装置１０は、インピーダンス測定装置への適用に限らず、交流信号Ｓ１を注入対象ラインＬに注入して測定する各種の計測器に適用が可能である。また、インピーダンス測定装置は、電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂや電池セルＣｅｌの内部インピーダンスＺｃの測定に限らず、各種測定対象のインピーダンスを測定することができる。例えば、水を電気分解して水素を製造する水電解セルを測定対象として、水電解セルと、負荷Ｌｏａｄに代えて水電解セル用の電源とを注入対象ラインＬで接続した閉ループにおいて、水電解セルの陽極と陰極とにプローブＰ１，Ｐ２を接続して水電解セルの内部インピーダンスを測定することもできる。この場合、複数の水電解セルを直列に接続した状態における各水電解セルの各内部インピーダンスをインピーダンス測定装置１Ｃを用いて同時に測定することもできる。
また、インピーダンス測定装置１において、巻線Ｗ１および巻線Ｗ２を別個の磁性コア２に巻回することもできる。
また、インピーダンス測定装置１Ｄにおける信号生成回路３１Ａの構成やインピーダンス測定装置１Ｅにおける信号生成回路３１Ｂの構成をインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃの信号生成回路３１の構成に適用することもできる。
また、注入電流Ｉｉの電流値を検出する電流センサとして非接触型電流センサ５を用いたインピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃの例について説明したが、非接触型に限らず、注入対象ラインＬ中にカレントトランスや電流検出用抵抗などを配設して注入電流Ｉｉの電流値を検出する構成を採用することができる。
さらに、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅの基準電位（フローティンググランド）を絶縁する必要のない場合には、絶縁回路６２の配設を省略して、基準電位（グランド）と、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅの基準電位（フローティンググランド）とを同じ電位にすることもできる。また、Ａ／Ｄ変換回路７１，７２，７３については、信号生成回路３１内、非接触型電流センサ５内および電圧検出部６内にそれぞれ設けることができる。また、２ｆ信号生成回路３１ａおよび１／２分周回路３１ｂを信号生成回路３１として構成した例について説明したが、２ｆ信号生成回路３１ａおよび１／２分周回路３１ｂを信号生成回路３１とは別個独立して設ける構成を採用することもできる。
また、インピーダンス測定装置１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅにおいて、電池Ｂａｔの内部インピーダンスＺｂ（または内部インピーダンスＺｃ）などのインピーダンスの演算をデジタル処理で行う例について説明したが、交流信号Ｓ１、検出信号Ｓ３および両端電圧信号Ｓ４に基づいて、アナログ回路によるアナログ演算でインピーダンスを求める構成を採用することもできる。
本願発明によれば、信号注入部を構成する部品として低耐圧仕様の部品を使用できる結果、信号注入部の製造コストの低減、ひいてはインピーダンス測定装置全体としての製造コストを十分に低減することができると共に測定対象のインピーダンスを確実に測定することができる。これにより、本願発明は、このようなインピーダンス測定のインピーダンス測定装置に広く適用することができる。
１，１Ａ～１Ｅ インピーダンス測定装置
２，２Ａ 磁性コア
３，３Ａ 信号注入部
３１，３１Ａ，３１Ｂ 信号生成回路
３３ ローパスフィルタ
３４～３６ 電源回路
４，４Ａ～４Ｄ 磁束キャンセル部
４１ ホール素子
４２ 電圧ドライバ
４３，４８ ＬＰＦ
４４ 加算回路
４５ 電流ドライバ
４７ 同期検波回路
５ 非接触型電流センサ
６，６－１，６－２，６－３ 電圧検出部
６１ バッファ回路
６２ 絶縁回路
７，７Ａ 処理部
７４ 移相回路
７５，７６，７６－１，７６－２，７６－３ 直交検波回路
７７ 演算回路
１０ 信号注入装置
ＡＣ 空芯コイル
Ｂａｔ 電池
Ｃ１１～Ｃ１４ コンデンサ
Ｃｅｌ１～Ｃｅｌ３ 電池セル
ＣＰ１，ＣＰ１Ａ，ＣＰ１Ｂ，ＣＰ１Ｃ，ＣＰ１Ｄ 一次巻線構成部品
ＣＰ２ 二次巻線構成部品
ＣＳ コンデンサ回路
ＦＬ，ＦＭ，ＦＨ 周波数帯域グループ
ＦＬＭ，ＦＭＨ 境界部
Ｇ ギャップ
Ｉｉ 注入電流
Ｌｏａｄ 負荷
Ｒ１，Ｒ４ ダンピング抵抗
ＲＣ１ ＬＣ並列共振回路
ＲＣ２ ＬＣ直列共振回路
Ｓ１ 交流信号
Ｓ２ 電圧信号
Ｓ３ 検出信号
Ｓ４ 両端電圧信号
Ｓｄ 出力信号
Ｓｄｃ 直流信号
Ｓｒ 基準信号
ＳＷ１～ＳＷ４ 並列スイッチ
ＳＷ１１～ＳＷ１４ 直列スイッチ
ＵＣ 単位磁気コア
Ｗ１ 磁束キャンセル用巻線
Ｗ２，Ｗ３ 信号注入用巻線
Ｗｄ１～Ｗｄ４ 巻線
Ｚｂ 内部インピーダンス
Ｚｃ 内部インピーダンス

Claims (37)

  1. 測定用の交流信号を生成すると共に測定対象が直列に接続されている注入対象ラインに前記交流信号を注入する信号注入部と、
    前記注入対象ラインを流れる前記交流信号の電流値を当該注入対象ラインに対して非接触で検出して電流検出信号を出力する非接触型の電流検出部と、
    前記測定対象の両端に生じている前記交流電圧の電圧値を当該両端に接触して検出して電圧検出信号を出力する電圧検出部と、
    前記電流検出信号および前記電圧検出信号を入力すると共に当該電流検出信号および当該電圧検出信号に基づいて前記測定対象のインピーダンスを測定する処理部とを備えているインピーダンス測定装置であって、
    前記信号注入部は、前記注入対象ラインに対して非接触で前記交流信号を注入可能に構成されているインピーダンス測定装置。
  2. 前記電圧検出部は、前記検出した電圧検出信号を前記測定対象から絶縁した状態で前記処理部に出力する絶縁回路を備えている請求項１記載のインピーダンス測定装置。
  3. 前記処理部は、前記交流信号を入力すると共に前記電流検出信号を直交検波して交流電流の同相成分および直交成分を生成する第１直交検波回路と、前記交流信号を入力すると共に前記電圧検出信号を直交検波して交流電圧の同相成分および直交成分を生成する第２直交検波回路と、
    前記第１直交検波回路から出力される前記交流電流の同相成分および直交成分と、前記第２直交検波回路から出力される前記交流電圧の同相成分および直交成分とに基づいて前記測定対象のインピーダンスを演算する演算回路とを備えている請求項１または２記載のインピーダンス測定装置。
  4. 前記信号注入部は、二次巻線としての前記注入対象ラインに磁気結合する一次巻線を構成する一次巻線構成部品を備えると共に当該一次巻線構成部品に前記交流信号を印加することにより当該注入対象ラインに当該交流信号を注入する請求項１から３のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  5. 前記一次巻線構成部品は、前記注入対象ラインが挿通される環状の第１の磁気コアに巻回された絶縁被覆電線を備えて構成されている請求項４記載のインピーダンス測定装置。
  6. 前記第１の磁気コアは、ギャップが設けられている請求項５記載のインピーダンス測定装置。
  7. 前記第１の磁気コアは、複数のＣ型の単位磁気コアで構成され、
    複数の前記単位磁気コアは、重ねた状態の上面視において、前記第１の磁気コアの外周に沿って互いに隣り合う２つの前記ギャップの離間距離が均等となるように重ねられている請求項６記載のインピーダンス測定装置。
  8. 前記一次巻線構成部品は、前記第１の磁気コアに巻回された前記絶縁被覆電線で構成されると共に全体として直列接続される第１巻線から第Ｎａ巻線（Ｎａは２以上の整数）までのＮａ個の巻線と、前記第１巻線から前記第Ｎａ巻線にそれぞれ並列接続された第１並列スイッチから第Ｎａ並列スイッチまでのＮａ個のスイッチとを備えて構成され、
    前記処理部は、前記Ｎａ個の並列スイッチをオンオフ制御して、前記一次巻線構成部品全体としての巻数を変更する請求項５から７のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  9. 前記第１巻線から前記第Ｎａ巻線は、互いの巻数が相違するようにそれぞれ巻回されている請求項８記載のインピーダンス測定装置。
  10. 前記第１巻線から前記第Ｎａ巻線は、それぞれ２Ｍａ（Ｍａは０から（Ｎａ－１）までのＮａ個の整数）に１以上の整数であるＬａを乗じた数で巻回されている請求項９記載のインピーダンス測定装置。
  11. 前記第１巻線から前記第Ｎａ巻線は、巻数が多い前記巻線の前記絶縁被覆電線における芯線の線径が巻数が少ない前記巻線の前記絶縁被覆電線における芯線の線径よりも細く形成されている請求項９または１０記載のインピーダンス測定装置。
  12. 前記信号注入部は、前記交流信号の周波数または当該周波数の近傍の周波数において共振点を有するＬＣ共振回路を前記一次巻線と共に構成するコンデンサ回路を備えている請求項４から１１のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  13. 前記信号注入部は、前記ＬＣ共振回路のＱ値を低下させるダンピング抵抗を備えている請求項１２記載のインピーダンス測定装置。
  14. 前記信号注入部は、前記交流信号を増幅する増幅回路を備え、
    前記ＬＣ共振回路は、前記増幅回路の負荷回路として配置されている請求項１２または１３記載のインピーダンス測定装置。
  15. 前記ＬＣ共振回路は、当該ＬＣ共振回路の一端が高電位に接続されると共にＬＣ並列共振回路で構成され、
    前記増幅回路は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴで構成され、ドレイン端子に前記ＬＣ共振回路の他端側が接続され、ソース端子が低電位に接続され、かつゲート端子に前記交流信号としてのパルス信号が入力されて当該交流信号をＤ級増幅する請求項１４記載のインピーダンス測定装置。
  16. 前記高電位の電圧が可変可能に構成されている請求項１５記載のインピーダンス測定装置。
  17. 前記ＬＣ共振回路は、当該ＬＣ共振回路の一端が基準電位に接続されると共にＬＣ直列共振回路で構成され、
    前記増幅回路は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴおよびＰチャンネルＭＯＳＦＥＴによってプッシュプル回路に構成され、前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン端子が前記基準電位よりも高電位に接続され、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのドレイン端子が前記基準電位よりも低電位に接続され、前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴおよび前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの各ソース端子に前記ＬＣ直列共振回路の他端側が接続され、かつ前記ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子に前記交流信号としての正のパルス信号が入力されると共に前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子に前記交流信号としての負のパルス信号が入力されて当該交流信号をＤ級増幅する請求項１４記載のインピーダンス測定装置。
  18. 前記高電位の電圧および前記低電位の電圧がそれぞれ可変可能に構成されている請求項１７記載のインピーダンス測定装置。
  19. 前記ＬＣ共振回路に直列に接続されて前記交流信号の通過を許容するＬＰＦおよびＢＰＦのいずれかを備えている請求項１２から１８のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  20. 前記コンデンサ回路は、全体として並列接続される第１コンデンサから第Ｎｂコンデンサ（Ｎｂは２以上の整数）までのＮｂ個のコンデンサと、前記第１コンデンサから前記第Ｎｂコンデンサにそれぞれ直列接続された第１直列スイッチから第Ｎｂ直列スイッチまでのＮｂ個のスイッチとを備えて構成され、
    前記処理部は、前記交流信号の周波数に応じて前記Ｎｂ個の直列スイッチをオンオフ制御して、前記コンデンサ回路全体としての容量を変更する請求項１２から１９のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  21. 前記第１コンデンサから前記第Ｎｂコンデンサは、互いの容量が相違する請求項２０記載のインピーダンス測定装置。
  22. 前記第１コンデンサから前記第Ｎｂコンデンサは、それぞれ２Ｍｂ（Ｍｂは０から（Ｎｂ－１）までのＮｂ個の整数）に特定の容量を乗じた容量を有している請求項２１記載のインピーダンス測定装置。
  23. 前記注入対象ラインを流れる前記交流信号の電流値を検出する信号検出部を備え、
    前記処理部は、前記信号検出部によって検出された前記交流信号の電流値が目標電流値範囲内に含まれるように、前記信号注入部から出力される前記交流信号の信号レベルを制御する請求項１から２２のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  24. 前記注入対象ラインを流れる前記交流信号の電流値を検出する信号検出部を備え、
    前記処理部は、前記信号検出部によって検出された前記交流信号の電流値が前記目標電流値範囲内に含まれるように、前記第１並列スイッチから前記第Ｎａ並列スイッチのオンオフを制御する請求項８から１１のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  25. 前記注入対象ラインを流れる前記交流信号の電流値を検出する信号検出部を備え、
    前記処理部は、前記信号注入部が前記注入対象ラインに注入している前記交流信号の電流値と、前記信号検出部によって検出された前記交流信号の電流値とに基づいて前記注入対象ラインの負荷インピーダンスを判別すると共に前記第１並列スイッチから前記第Ｎａ並列スイッチのオンオフを制御することにより、前記判別した負荷インピーダンスが小さいときには前記一次巻線構成部品全体としての巻数を増加させ、当該判別した負荷インピーダンスが大きいときには当該一次巻線構成部品全体としての巻数を減少させる請求項８から１１のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  26. 前記信号検出部は、前記信号注入部とは別体に形成されると共に一次巻線としての前記注入対象ラインに磁気結合する二次巻線を形成する二次巻線構成部品を備えて構成されている請求項２３から２５のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  27. 前記信号検出部は、前記電流検出部として機能する請求項２３から２６のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  28. 前記信号注入部は、生成する前記交流信号の周波数帯域を複数にグループ分けした周波数帯域グループにそれぞれ対応させた複数の前記一次巻線構成部品を備えると共に、１つの前記周波数帯域グループに属する周波数の前記交流信号を注入するときには、当該１つの周波数帯域グループに対応する前記一次巻線構成部品の両端に当該交流信号を印加し、
    前記周波数帯域は２つの前記周波数帯域グループにグループ分けされると共に当該２つの周波数帯域グループのうちの低域周波数帯域側の周波数帯域グループに対応させられた前記一次巻線構成部品における前記第１の磁気コアは金属系の磁気コアで構成され、かつ当該２つの前記周波数帯域グループのうちの高域周波数帯域側の周波数帯域グループに対応させられた前記一次巻線構成部品における前記第１の磁気コアはフェライト系の磁気コアで構成されている請求項５から２７のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  29. 前記信号注入部は、生成する前記交流信号の周波数帯域を複数にグループ分けした周波数帯域グループにそれぞれ対応させた複数の前記一次巻線構成部品を備えると共に、１つの前記周波数帯域グループに属する周波数の前記交流信号を注入するときには、当該１つの周波数帯域グループに対応する前記一次巻線構成部品の両端に当該交流信号を印加し、
    前記周波数帯域は３つの前記周波数帯域グループにグループ分けされると共に当該３つの周波数帯域グループのうちの低域周波数帯域側の周波数帯域グループに対応させられた前記一次巻線構成部品における前記第１の磁気コアは金属系の磁気コアで構成され、当該３つの周波数帯域グループのうちの中域周波数帯域側の周波数帯域グループに対応させられた前記一次巻線構成部品における前記第１の磁気コアはフェライト系の磁気コアで構成され、かつ当該３つの周波数帯域グループのうちの高域周波数帯域側の周波数帯域グループに対応させられた前記一次巻線構成部品は空芯コイルで構成されている請求項５から２７のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  30. 前記信号注入部は、前記交流信号の周波数を変更可能に構成されると共に、当該交流信号の周波数帯域が互いに隣接する２つの前記周波数帯域グループの境界部において一方の当該周波数帯域グループから他方の当該周波数帯域グループに向けて当該交流信号の周波数を変更する際に、当該隣接する２つの周波数帯域グループに対応する２つの前記一次巻線構成部品に前記交流信号を印加する請求項２８または２９記載のインピーダンス測定装置。
  31. 前記一次巻線構成部品は、空芯コイルで構成されている請求項４記載のインピーダンス測定装置。
  32. 前記信号注入部は、同一仕様の前記一次巻線構成部品を複数備え、同一周波数でかつ同位相の前記交流信号を前記同一仕様の複数の一次巻線構成部品に同時に印加する請求項４から３１のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  33. 前記電圧検出部を複数備え、
    前記複数の電圧検出部は、前記注入対象ラインに直列接続されている複数の前記測定対象の各両端に生じている前記交流電圧の電圧値を当該各両端に接触して検出して前記電圧検出信号を前記処理部にそれぞれ出力し、
    前記処理部は、前記電流検出信号および前記複数の電圧検出部からそれぞれ出力された複数の前記電圧検出信号に基づいて前記複数の測定対象の各インピーダンスを測定する請求項１から３２のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  34. 前記測定対象と非測定対象とが前記注入対象ラインで接続されて環状の閉ループを形成する被測定系における当該非測定対象の両端に並列接続されるコンデンサを備えている請求項１から３３のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  35. 前記信号注入部は、終段としてのＤ級増幅部を備え、当該Ｄ級増幅部によって増幅した前記交流信号を前記注入対象ラインに注入する請求項１から１１および２３から３４のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  36. 前記信号注入部は、前記交流信号の周波数をスイープする請求項１から３５のいずれかに記載のインピーダンス測定装置。
  37. 前記金属系の磁気コアは、パーマロイコア、センダストコア、アモルファスコア、圧粉磁芯コア、純鉄、珪素鋼鈑、パーメンジュール、ニッケル、コバルト、Fe-Si-Alおよび電磁ステンレスのいずれかであり、前記フェライト系の磁気コアは、Mn-Zn系フェライトおよびNi-Zn系フェライトのいずれかである請求項２８または２９記載のインピーダンス測定装置。
JP2021177590A 2021-05-24 2021-10-29 インピーダンス測定装置 Pending JP2022180277A (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202280037292.9A CN117355756A (zh) 2021-05-24 2022-03-25 阻抗测定装置
PCT/JP2022/014242 WO2022249709A1 (ja) 2021-05-24 2022-03-25 インピーダンス測定装置

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021086778 2021-05-24
JP2021086778 2021-05-24
JP2021101505 2021-06-18
JP2021101505 2021-06-18

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2022180277A true JP2022180277A (ja) 2022-12-06

Family

ID=84327403

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2021177590A Pending JP2022180277A (ja) 2021-05-24 2021-10-29 インピーダンス測定装置

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2022180277A (ja)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8421444B2 (en) Compact, two stage, zero flux electronically compensated current or voltage transducer employing dual magnetic cores having substantially dissimilar magnetic characteristics
Patel et al. Current sensing for automotive electronics—A survey
US8907664B2 (en) Non-intrusive monitoring of power and other parameters
JP2957206B2 (ja) 電流センサ
Metwally Performance improvement of slow-wave Rogowski coils for high impulse current measurement
Ouyang et al. Current sensors based on GMR effect for smart grid applications
Niklaus et al. High-bandwidth high-cmrr current measurement for a 4.8 mhz multi-level gan inverter ac power source
WO2022249709A1 (ja) インピーダンス測定装置
Ripka Contactless measurement of electric current using magnetic sensors
Niklaus et al. Beyond 50 MHz bandwidth extension of commercial DC-current measurement sensors with ultra-compact PCB-integrated pickup coils
Costa et al. Wide bandwidth, large AC current probe for power electronics and EMI measurements
US8102629B2 (en) Leakage current compensation for high voltage transformers
WO2022249708A1 (ja) 信号注入装置およびインピーダンス測定装置
Schrittwieser et al. Novel principle for flux sensing in the application of a DC+ AC current sensor
Baguley et al. A new technique for measuring ferrite core loss under DC bias conditions
JP2022180277A (ja) インピーダンス測定装置
US4897561A (en) Apparatus for and method of discriminating signals
CN116930589A (zh) 交直流多气隙磁阻电流传感器及电流测量方法
CN101872006B (zh) 带升压器的电子式周期性非正弦波基准电压互感器
Ghislanzoni et al. A DC current transformer for large bandwidth and high common-mode rejection
KR100724101B1 (ko) 공심코어를 사용한 교류전류 센서
KR20210091268A (ko) 저 노이즈 및 고 대역폭을 갖는 자기 센서
CN117355756A (zh) 阻抗测定装置
JP2022180295A (ja) 信号注入装置およびインピーダンス測定装置
Tsukamoto et al. Origins of errors in AC transport current loss measurements of HTS tapes and methods to suppress errors