WO2024029209A1

WO2024029209A1 - 受電装置およびプログラム

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Publication number: WO2024029209A1
Application number: PCT/JP2023/022189
Authority: WO
Inventors: 将也 ▲高▼橋; 満柴沼; 英介高橋; 宜久山口
Original assignee: 株式会社デンソー
Priority date: 2022-08-05
Filing date: 2023-06-15
Publication date: 2024-02-08
Also published as: JP2024022249A

Abstract

受電装置（２００）は、同期整流回路（２４０）のスイッチング制御において、第一ブリッジ回路の通電を検出することにより第一ハイサイドスイッチおよび第二ローサイドスイッチをオンとし、第一ローサイドスイッチおよび第二ハイサイドスイッチをオフとする第一整流モード（Ｍ１）と、第二ブリッジ回路の通電を検出することにより第一ローサイドスイッチおよび第二ハイサイドスイッチをオンとし、第一ハイサイドスイッチおよび第二ローサイドスイッチをオフとする第二整流モード（Ｍ３）とを繰り返し行う電力供給制御を実行し、第一整流モードにおいて、第一ハイサイドスイッチをオフとし、第一ローサイドスイッチをオンとする第一転流モード（Ｍ２）と、第二整流モードにおいて、第二ハイサイドスイッチをオフとし、第二ローサイドスイッチをオンとする第二転流モード（Ｍ４）とを含む電力調整制御を実行する。

Description

受電装置およびプログラム

関連出願の相互参照

　本出願は、２０２２年８月５日に出願された日本出願番号２０２２－１２５６８６号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。

　本開示は、受電装置およびプログラムに関する。

　送電側ＤＣ／ＡＣ変換回路に接続された送電側コイルと磁気結合により送受電する受電側コイルと、受電側コイルに接続される受電側ＡＣ／ＤＣ変換回路と、受電側ＡＣ／ＤＣ変換回路のＤＣ出力側に接続される出力コンデンサと、出力コンデンサに接続される負荷に流れる電流を測定する電流センサと、を備える受電装置が知られている（例えば、特許第７０１８７７号公報）。この受電装置では、送電側ＤＣ／ＡＣ変換回路により負荷の電圧が予め定められた範囲に制御されているときに、電流センサにより検出された負荷電流値に応じて、受電側ＡＣ／ＤＣ変換回路の電力調整制御により、コンデンサへの電流をゼロにする転流モードの期間を変化させている。この電力調整制御は、いわゆるダイオード整流に基づく電力調整制御であり、転流モードの際に一部の整流素子のみがスイッチング制御されている。

　しかしながら、ダイオード整流では電力損失が大きくなることがある。この場合には、受電装置の機器の大型化やシステム効率が低下する可能性がある。そのため、受電装置では、電力損失を抑制する観点から同期整流による高効率化が望まれていた。

　本開示は、以下の形態として実現することが可能である。

　本開示の一形態によれば、送電装置から送電される交流電力を非接触で受電して負荷装置に供給する受電装置が提供される。この受電装置は、受電コイルおよび前記受電コイルを共振させるための共振コンデンサを有する受電共振回路と、第一ハイサイドスイッチと第一ローサイドスイッチとを有する第一ブリッジ回路と、第二ハイサイドスイッチと第二ローサイドスイッチとを有する第二ブリッジ回路とを含む複数のブリッジ回路を有し、前記受電コイルが受電した前記交流電力を直流電力に変換する同期整流回路と、前記複数のブリッジ回路を制御する制御部と、を備える。前記制御部は、前記第一ブリッジ回路の通電を検出することにより、前記第一ハイサイドスイッチおよび前記第二ローサイドスイッチをオンとし、前記第一ローサイドスイッチおよび前記第二ハイサイドスイッチをオフとする第一整流モードと、前記第二ブリッジ回路の通電を検出することにより、前記第一ローサイドスイッチおよび前記第二ハイサイドスイッチをオンとし、前記第一ハイサイドスイッチおよび前記第二ローサイドスイッチをオフとする第二整流モードと、を繰り返し行う電力供給制御を実行する。前記制御部は、前記第一整流モードにおいて、前記第一ハイサイドスイッチをオフとし、前記第一ローサイドスイッチをオンとする第一転流モードと、前記第二整流モードにおいて、前記第二ハイサイドスイッチをオフとし、前記第二ローサイドスイッチをオンとする第二転流モードと、を含む電力調整制御を実行する。

　この形態の受電装置によれば、同期整流回路の各整流素子のオンオフを切り替えるスイッチング制御により、高効率の電力調整制御を実行することができる。

　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第施形態に係る受電装置を備える非接触給電システムの概略構成を示す説明図であり、図２は、受電装置が実行する同期整流回路のスイッチング制御の概要を示すタイミングチャートであり、図３は、第一整流モードにおける整流素子の動作状態および電流の流れを模式的に示す説明図であり、図４は、第一転流モードにおける整流素子の動作状態および電流の流れを模式的に示す説明図であり、図５は、第二整流モードにおける整流素子の動作状態および電流の流れを模式的に示す説明図であり、図６は、第二転流モードにおける整流素子の動作状態および電流の流れを模式的に示す説明図であり、図７は、第２実施形態に係る受電装置の構成を示す説明図であり、図８は、ピーク電流モード制御の詳細を示すタイミングチャートであり、図９は、第３実施形態に係る受電装置の構成を示す説明図であり、図１０は、第４実施形態に係る受電装置の構成を示す説明図であり、図１１は、第５実施形態に係る受電装置の構成を示す説明図であり、図１２は、他の実施形態に係る非接触給電システムの構成を示す第１の説明図であり、図１３は、他の実施形態に係る非接触給電システムの構成を示す第２の説明図であり、図１４は、他の実施形態に係る非接触給電システムの構成を示す第３の説明図であり、図１５は、他の実施形態に係る非接触給電システムの構成を示す第４の説明図である。

Ａ．第１実施形態：
　図１に示すように、非接触給電システムは、送電装置１００と、受電装置２００とを備えており、送電装置１００から受電装置２００に非接触で電力を供給する。送電装置１００は、送電共振回路１１０と、交流電源装置１３０と、を備えている。

　送電共振回路１１０は、送電コイル１１２と、送電コイル１１２に直列に接続された送電共振コンデンサ１１４と、を有している。送電共振コンデンサ１１４は、送電コイル１１２に供給された電力を共振させるための共振コンデンサである。給電時における送電共振コンデンサ１１４のキャパシタンスは、送電コイル１１２の自己インダクタンスに基づき、動作周波数と共振周波数とが略一致するように設定されている。送電共振回路１１０は、電磁誘導現象を利用し、送電コイル１１２と受電コイル２１２とが磁気的に結合された共振結合の状態において送電コイル１１２に誘導された交流電力を受電コイル２１２に送電する。送電装置１００の動作周波数は、任意に設定することが可能である。本実施形態では、送電装置１００の動作周波数は、例えば８５ｋＨｚであり、電波法等によって規定される予め定められた電力伝送周波数を用いて設定されている。

　交流電源装置１３０は、予め定められた動作周波数の交流電力を送電共振回路１１０に供給する。交流電源装置１３０は、電源回路や送電回路を備えている。電源回路は、例えばＡＣ／ＤＣコンバータ回路であり、系統電源などの外部電源から供給される交流電力を直流電力に変換する。送電回路は、電源回路から供給される直流電力を動作周波数の交流電力に変換するインバータ等である。送電回路には、さらに整流回路やフィルタ回路などが含まれてもよい。

　受電装置２００は、送電装置１００から送電される交流電力を非接触で受電し、負荷装置に供給する。受電装置２００は、電子機器や電気自動車等のように、電力を利用して作動する種々の装置に搭載される。受電装置２００は、受電共振回路２１０と、イミタンス変換器２３０と、同期整流回路２４０と、平滑コンデンサ２５０と、バッテリ２６０とを備えている。

　受電共振回路２１０は、受電コイル２１２と、受電コイル２１２に直列に接続された共振コンデンサとしての受電共振コンデンサ２１４と、を有している。受電共振コンデンサ２１４の給電時のキャパシタンスは、例えば受電コイル２１２の自己インダクタンスに基づき、動作周波数と共振周波数とが略一致するように設定されている。受電コイル２１２が送電コイル１１２に対向する対向状態になると、送電コイル１１２と受電コイル２１２とが電磁気的に結合する。受電共振回路２１０は、受電コイル２１２と送電コイル１１２とが磁気的に結合された共振結合の状態において、送電コイル１１２から受電コイル２１２に誘導された交流電力を非接触で受電する。本実施形態では、受電共振コンデンサ２１４は、正極側の第一コンデンサ２１４Ｐと、負極側の第二コンデンサ２１４Ｎとを備えている。正極および負極の双方に共振コンデンサを配置することにより、コモンモードノイズを抑制することができる。なお、負極側の第二コンデンサ２１４Ｎは、省略することが可能である。

　イミタンス変換器２３０は、受電共振回路２１０で受電した交流電力に含まれ得る高調波ノイズを除去する。本実施形態において、イミタンス変換器２３０は、正極側に配置される入力側第一リアクトル２３２および出力側第一リアクトル２３４、およびコンデンサ２３５を備えるいわゆるＴ－ＬＣＬ型のイミタンス変換器である。リアクトル２３２，２３４のインダクタンス及びコンデンサ２３５のキャパシタンスは、動作周波数でイミタンス特性が得られるように設定されている。本実施形態では、イミタンス変換器２３０は、さらに、負極側に配置される入力側第二リアクトル２３６および出力側第二リアクトル２３８を備えている。正極および負極の双方にリアクトルを配置することにより、コモンモードノイズを抑制することができる。なお、入力側第二リアクトル２３６および出力側第二リアクトル２３８は、省略することが可能である。また、イミタンス変換器２３０は、Ｔ－ＬＣＬ型に代えて、入力側第一リアクトル２３２および入力側第二リアクトル２３６を省略した、いわゆるＣＬ型のイミタンス変換器とすることも可能である。この場合には、さらに、出力側第二リアクトル２３８を省略することも可能である。

　同期整流回路２４０は、受電コイル２１２が受電した交流電力を、バッテリ２６０に供給可能な直流電力に変換する。同期整流回路２４０は、複数のブリッジ回路を備えている。本実施形態では、同期整流回路２４０は、４つのＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）を整流素子として用いる単相ブリッジ整流器である。より具体的には、同期整流回路２４０は、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈと第一ローサイドスイッチ２４１Ｌとを有する第一ブリッジ回路２４１と、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈと第二ローサイドスイッチ２４２Ｌとを有する第二ブリッジ回路２４２との２つのブリッジ回路を備えている。単相ブリッジ整流器は、フルブリッジ回路とも呼ばれることがある。なお、同期整流回路２４０は、単相ブリッジ整流器には限らず、例えば、６つの整流素子を有する３つのブリッジ回路を備える三相ブリッジ整流回路や、複数の三相ブリッジ整流回路を有する１２相整流などの種々の全波整流器が用いられてよい。

　各整流素子は、制御回路２９０により制御され、例えばブートストラップ回路により生成されるゲート信号によりスイッチングされる。同期整流回路２４０によって整流された電流は、バッテリ２６０に並列に接続された平滑コンデンサ２５０の充放電によって平滑化される。なお、整流素子は、ＭＯＳＦＥＴには限らず、例えば、接合型ＦＥＴ（JFET）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などであってもよく、ボディダイオードあるいは並列接続されたダイオードを有する種々のスイッチング素子を用いることができる。ボディダイオードは、寄生ダイオード、内部ダイオードなどとも呼ばれることがある。以下の説明において、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈが有するボディダイオードを「第一ハイサイドボディダイオード」とも呼び、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌが有するボディダイオードを「第一ローサイドボディダイオード」とも呼び、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈが有するボディダイオードを「第二ハイサイドボディダイオード」とも呼び、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌが有するボディダイオードを「第二ローサイドボディダイオード」とも呼ぶ。

　同期整流回路２４０には、第一電圧検出回路２７１および第二電圧検出回路２７２が接続されている。本実施形態では、第一電圧検出回路２７１は、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌの両端に接続されており、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌの端子間電圧Ｖ１１、すなわちドレイン・ソース間電圧（以下、「ＤＳ電圧」とも呼ぶ）を検出する第一電圧検出部として機能する。第二電圧検出回路２７２は、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌの両端に接続されており、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌの端子間電圧Ｖ１２を検出する第二電圧検出部として機能する。各ＤＳ電圧の検出結果は、制御回路２９０に出力される。これにより、制御回路２９０は、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌにおける端子間電圧の立ち上り、および第二ローサイドスイッチ２４２Ｌにおける端子間電圧の立ち上りを検出することができる。なお、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌに代えて第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈにおける端子間電圧の立ち下がりを検出するために、第一電圧検出回路２７１を第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈの両端に接続して、第一ハイサイドスイッチ２４１ＨのＤＳ電圧を検出してもよい。また、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌに代えて第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈにおける端子間電圧の立ち下がりを検出するために、第二電圧検出回路２７２を第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈの両端に接続して、第二ハイサイドスイッチ２４２ＨのＤＳ電圧を検出してもよい。

　図１に示すように、本実施形態の受電装置２００では、平滑コンデンサ２５０とバッテリ２６０との間に出力電流検出回路２７４が設けられている。出力電流検出回路２７４は、バッテリ２６０に直列に接続されており、同期整流回路２４０の出力電流を検出する第一電流検出部として機能する。図１の例では、同期整流回路２４０の出力電流とは、平滑コンデンサ２５０により平滑化された出力電流Ｉ１である。出力電流検出回路２７４によって検出された出力電流Ｉ１は、制御回路２９０に出力される。

　バッテリ２６０は、受電共振回路２１０に誘導された交流電力が利用される負荷装置の一例である。バッテリ２６０は、受電共振回路２１０で得られた交流電力の供給により充電することができる。バッテリ２６０に充電された電力は、例えば、受電装置２００に搭載された装置などで利用される。なお、図１の例では、負荷装置には、同期整流回路２４０および平滑コンデンサ２５０が含まれる。負荷装置としては、同期整流回路２４０、平滑コンデンサ２５０ならびにバッテリ２６０には限定されず、受電共振回路２１０から出力される交流電力を利用する種々の装置が適用可能である。

　制御回路２９０は、図示しないＣＰＵと、ＲＯＭやＲＡＭ等のメモリとを有するマイクロコンピュータ、あるいは論理回路である。メモリには、例えば同期整流回路２４０の各整流素子のスイッチング制御を行う制御部の機能など、本実施形態において提供される各機能を実現するためのプログラムが格納されており、ＣＰＵがこれをＲＡＭ等に展開して実行することによって、これらの一部または全部の機能が実現される。制御回路２９０は、第一ブリッジ回路２４１および第二ブリッジ回路２４２をそれぞれ別個独立に制御することが可能である。

　制御回路２９０は、計時のための図示しないカウンタを備えている。以下の説明において、第一ブリッジ回路２４１のスイッチング制御での計時に用いられるカウンタを「第一カウンタ」とも呼び、第二ブリッジ回路２４２のスイッチング制御での計時に用いられるカウンタを「第二カウンタ」とも呼ぶ。なお、制御回路２９０は、カウンタに代えてクロックを備えてもよい。

　図２とともに適宜に図３から図６を用いて、制御回路２９０によって実行される電力供給制御および電力調整制御における整流素子のスイッチング制御について説明する。図２に示す横軸は時間軸（単位：μｓｅｃ．）である。縦軸には、各整流素子のオンオフ、各整流素子でのボディダイオードの通電の有無、ならびに第一カウンタおよび第二カウンタでのパルスの計数結果が示されている。図２の最上段には、第一ブリッジ回路２４１のスイッチング制御における周期の「開始」から「半周期」および「１周期」のタイミングが模式的に示されている。「１周期」は、動作周波数と同じであり、イミタンス変換器２３０からの出力電流は、半周期ごとに反転する。本実施形態において、「１周期」は、電力伝送周波数としての８５ｋＨｚと一致する。なお、図３から図６では、便宜のために、第一電圧検出回路２７１、第二電圧検出回路２７２、出力電流検出回路２７４、ならびに制御回路２９０の図示は省略されている。

　図２の時間Ｔ０よりも前の状態では、同期整流回路２４０は、受電コイル２１２と送電コイル１１２とが対向しない非対向状態である。非対向状態では、同期整流回路２４０は、各整流素子をすべてオフ（開放）とする状態で待機する。受電コイル２１２と送電コイル１１２とが対向状態になると、受電共振回路２１０は、受電コイル２１２を介して送電コイル１１２からの交流電力を受電する。このとき、イミタンス変換器２３０からの出力電流は、図２に信号Ｓ１として示すように、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈのボディダイオードを導通する。この結果、時間Ｔ０において、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌの端子間電圧が立ち上がる。端子間電圧の立ち上がりは、第一電圧検出回路２７１によって検出される。

　制御回路２９０は、第一電圧検出回路２７１の検出結果から第一ローサイドスイッチ２４１Ｌの端子間電圧の立ち上がりを検出することで、第一ブリッジ回路２４１の通電を検出する。制御回路２９０は、ブートストラップ回路を介して第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈおよび第二ローサイドスイッチ２４２Ｌに対して所定のゲート・ソース間電圧（以下、「ＧＳ電圧」とも呼ぶ）を出力し、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈおよび第二ローサイドスイッチ２４２Ｌオン（短絡）に切り替える。第一ブリッジ回路２４１のスイッチング制御の周期は、この時点から開始され、制御回路２９０は、第一カウンタによる計時を開始する。なお、最初の周期では第一ローサイドスイッチ２４１Ｌおよび第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈはオフ（開放）の状態である。２周期以降では、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌおよび第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈはオンの状態であり、この場合には、制御回路２９０はオフに切り替える。

　この結果、図３に示すように、電流は、矢印で示す方向ＩＤ１に流れ、平滑コンデンサ２５０およびバッテリ２６０に電流が流れる。図２および図３に示すように、この期間での各整流素子のオンオフの状態を「第一整流モードＭ１」とも呼ぶ。なお、図３から図６では、オン（短絡）された状態の整流素子を実線で示し、オフ（開放）された状態の整流素子を破線で図示している。

　第一整流モードＭ１は、電力調整制御を実行しない場合には、第一カウンタによる半周期の経過あるいは第二カウンタによる１周期の経過により第二整流モードＭ３へと切り替えられ、以降も同様に、第一整流モードＭ１と第二整流モードＭ３とが繰り返し行われる。これに対して、図２に示すように、電力調整制御を実行する場合では、制御回路２９０は、第一整流モードＭ１から第一転流モードへの切り替えタイミングを調節することで、１周期中における第一転流モードの長さを調節する。電力調整制御を実行する場合としては、例えば、バッテリ２６０のＳＯＣが高いなど、バッテリ２６０への充電量を低減させる場合などであり、負荷装置は入力電流値を下げる、もしくはすでに下げた入力電流値を上げるための目標値としての基準電流を設定する。制御回路２９０は、例えば、出力電流検出回路２７４により検出された電流値と、基準電流とを用いて第一転流モードの期間を演算し、第一転流モードの期間に対応する第一カウンタの閾値ＴＨ１を算出する。なお、第一転流モードの期間の決定には、出力電流検出回路２７４により検出された電流値および基準電流と第一転流モードの期間との対応関係を示すテーブルなどが用いられてもよい。

　本実施形態では、図２に矢印Ｐ１で示すように、電力調整制御において、第一整流モードＭ１から第一転流モードへの切り替えタイミングを、１周期の半分の周期、すなわち予め定められた電力伝送周波数の半分の周期よりも短くさせることで平滑コンデンサ２５０およびバッテリ２６０に電流が流れない期間を生成している。これにより、電力調整制御における第一ローサイドスイッチ２４１Ｌのオン時間を半周期よりも長くさせている。このように構成することにより、半周期を超えたタイミングで第一整流モードから第一転流モードへ切り替える電力調整制御と比較して、第一ブリッジ回路２４１のゲート駆動に用いるブートストラップ回路のコンデンサの容量を小さくすることができ、受電装置２００の大型化を抑制することができる。

　図２に示す時間Ｔ１では、第一カウンタのカウント値が閾値ＴＨ１以上となり、制御回路２９０は、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈをオフ（開放）に切り替えるとともに、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオン（短絡）に切り替える。本実施形態では、いわゆるデッドタイムを設けるために、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈをオフへの切り替えが完了した後、所定の間隔を空けた時間Ｔ１０で第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオンに切り替える。この結果、図４に示すように、電流は、矢印で示す方向ＩＤ２に流れ、入力電圧はゼロとなり、平滑コンデンサ２５０およびバッテリ２６０に電流は流れない。図２および図４に示すように、この期間での各整流素子の状態を「第一転流モードＭ２」とも呼ぶ。

　図２に示す時間Ｔ２は、第一ブリッジ回路２４１のスイッチング制御における半周期であり、第二ブリッジ回路２４２のスイッチング制御での１周期に相当する。最初の周期では、制御回路２９０は、第一カウンタにより第一ブリッジ回路２４１のスイッチング制御における半周期に到達したこと、あるいは第二カウンタにより第二ブリッジ回路２４２のスイッチング制御での１周期を検出すると、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフに切り替える。２周期以降では、制御回路２９０は、第二カウンタによる１周期ごとに第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフにする。本実施形態では、制御回路２９０は、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈのボディダイオードを導通させる期間を設けるために、半周期となる時間Ｔ２よりも所定の間隔だけ短い時間Ｔ２０で第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフに切り替える。

　時間Ｔ２０において、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈおよび第二ローサイドスイッチ２４２Ｌがオフの状態となると、イミタンス変換器２３０からの出力電流は、図２に信号Ｓ２として示すように、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈのボディダイオードを導通する。この結果、時間Ｔ２において、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌの端子間電圧が立ち上がる。この端子間電圧は、第二電圧検出回路２７２によって検出される。

　制御回路２９０は、第二電圧検出回路２７２の検出結果から第二ローサイドスイッチ２４２Ｌの端子間電圧の立ち上がりを検出することで、第二ブリッジ回路２４２の通電を検出する。制御回路２９０は、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌおよび第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈに対して所定のＧＳ電圧を出力して、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌおよび第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈをオンに切り替えるとともに、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈおよび第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフに切り替える。なお、図２に示すように、第一転流モードＭ２後であれば、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈは、すでにオフとされた状態であり、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌはすでにオンとされた状態である。この結果、図５に示すように、電流は、矢印で示す方向ＩＤ３に流れ、平滑コンデンサ２５０およびバッテリ２６０に電流が流れる。第二ブリッジ回路２４２のスイッチング制御の周期は、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌおよび第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈをオンに切り替える時点から開始され、制御回路２９０は、第二カウンタによる計時を開始する。図２および図５に示すように、この期間での各整流素子の状態を「第二整流モードＭ３」とも呼ぶ。

　第二整流モードＭ３は、電力調整制御を実行しない場合には、第一カウンタによる１周期の経過あるいは第二カウンタによる半周期の経過により第一整流モードＭ１へと切り替えられる。なお、本開示において「１周期」「半周期」とは、１周期あるいは半周期が経過した時点と、デッドタイムあるいはボディダイオードを導通させるために１周期あるいは半周期から所定の間隔だけ前後させた時点とが含まれる。図２に示すように、電力調整制御を実行する場合では、制御回路２９０は、第二整流モードＭ３から第二転流モードへの切り替えタイミングを調節することで、１周期中における第二転流モードＭ４の長さを調節する。本実施形態では、制御回路２９０は、第二転流モードＭ４の期間を第一転流モードＭ２の期間と同様に、出力電流検出回路２７４により検出された電流値および基準電流とを用いて決定し、第二転流モードＭ４の期間に対応する第二カウンタの閾値ＴＨ１を決定する。

　本実施形態では、図２に矢印Ｐ２で示すように、電力調整制御において、第二整流モードＭ３から第二転流モードへの切り替えタイミングを、電力伝送周波数の半分の周期よりも短くさせることで平滑コンデンサ２５０およびバッテリ２６０に電流が流れない期間を生成している。このように構成することにより、電力調整制御における第二ローサイドスイッチ２４２Ｌのオン時間を半周期よりも長くさせている。このように構成することにより、第二ブリッジ回路２４２のブートストラップコンデンサの容量増加を小さくすることができ、受電装置２００の大型化を抑制することができる。

　図２に示す時間Ｔ３では、第二カウンタのカウント値が閾値ＴＨ１以上となり、制御回路２９０は、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈをオフに切り替えるとともに、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオンに切り替える。本実施形態では、デッドタイムを設けるために、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈをオフへ切り替えてから所定の間隔を空けた時間Ｔ３０で第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオンに切り替える。この結果、図６に示すように、電流は、矢印で示す方向ＩＤ４に流れ、入力電圧はゼロとなり、平滑コンデンサ２５０およびバッテリ２６０に電流は流れない。図２および図６に示すように、この期間での各整流素子の状態を「第二転流モードＭ４」とも呼ぶ。

　第一整流モードＭ１および第二整流モードＭ３は、同期整流回路２４０の制御によりバッテリ２６０を含む負荷装置に電力を供給する「電力供給制御」に含まれる。第一転流モードＭ２および第二転流モードＭ４は、電力供給制御のうち、負荷装置に流れる電流をゼロにする期間を設けることにより電力供給を低減させる「電力調整制御」に該当する。第一転流モードＭ２は、第一整流モードＭ１から切り替えられ、第二転流モードＭ４は、第二整流モードＭ３から切り替えられるモードである。

　図２に示す時間Ｔ４では、第一ブリッジ回路２４１のスイッチング制御での１周期に相当する。制御回路２９０は、例えば、第一カウンタにより１周期に到達したことを検出すると、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオフに切り替える。第一カウンタにより１周期に到達したか否かは、例えば、第一カウンタによるカウント値が１周期に対応する予め定められた閾値ＴＨ２以上になったか否かによって判定することができる。

　ここで、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌがオンのままであると、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈのボディダイオードが導通しない。そのため、例えば、１周期を超えても第一ローサイドスイッチ２４１Ｌがオンのままである場合には、第一ブリッジ回路２４１の通電を検出することができず、周期的な同期整流動作ができなくなる可能性がある。本実施形態では、制御回路２９０は、電力伝送周波数に対応する１周期ごとに第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオフに切り替えることによって、例えば、センサ等を利用して第一ハイサイドスイッチ２４１ＨのＤＳ電圧の立ち下がりを検出して第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオフに切り替える場合よりも確実に周期的な同期整流動作を繰り返すことができる。また、本実施形態では、制御回路２９０は、さらに、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈのボディダイオードを導通させる期間を設けるために、時間Ｔ４よりも所定の間隔だけ短い時間Ｔ４０で第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオフに切り替えている。

　イミタンス変換器２３０からの出力電流が第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈのボディダイオードを導通することにより、制御回路２９０は、第一ブリッジ回路２４１の通電を検出して２周期目の第一整流モードＭ１を開始し、以降も同様に繰り返す。なお、二周期以降では、図２の時間Ｔ５のように、制御回路２９０は、例えば第二カウンタのカウント値が閾値ＴＨ２以上になるなど、第二カウンタによる１周期の検出によって、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフに切り替える。これにより、例えば、センサ等を利用して第二ハイサイドスイッチ２４２ＨのＤＳ電圧の立ち下がりを検出して第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフに切り替える場合よりも確実に周期的な同期整流動作を繰り返すことができる。本実施形態では、制御回路２９０は、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈのボディダイオードを導通させる期間を設けるために、半周期となる時間Ｔ５よりも所定の間隔だけ短い時間Ｔ５０で第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフに切り替える。

　以上、説明したように、本実施形態の受電装置２００によれば、受電コイル２１２および共振コンデンサを有する受電共振回路２１０と、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈと第一ローサイドスイッチ２４１Ｌとを有する第一ブリッジ回路２４１および第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈと第二ローサイドスイッチ２４２Ｌとを有する第二ブリッジ回路２４２を有する同期整流回路２４０と、第一ブリッジ回路２４１および第二ブリッジ回路２４２を制御する制御回路２９０と、を備えている。制御回路２９０は、第一ブリッジ回路２４１の通電を検出することにより、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈおよび第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオンとし、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌおよび第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈをオフとする第一整流モードＭ１と、第二ブリッジ回路２４２の通電を検出することにより、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌおよび第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈをオンとし、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈおよび第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフとする第二整流モードＭ３と、を繰り返し行う電力供給制御を実行する。制御回路２９０は、第一整流モードＭ１において、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈをオフとし、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオンとする第一転流モードＭ２と、第二整流モードＭ３において、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈをオフとし、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオンとする第二転流モードＭ４と、を含む電力調整制御を実行する。本実施形態の受電装置２００によれば、同期整流回路２４０の各整流素子のオンオフを切り替えるスイッチング制御により、高効率の電力調整制御を実行することができる。したがって、受電装置２００の電力損失を抑制することができる。

　本実施形態の受電装置２００によれば、さらに、同期整流回路２４０の出力電流Ｉ１を検出するための出力電流検出回路２７４を備えている。制御回路２９０は、電力調整制御において、出力電流検出回路２７４の検出値および負荷装置から要求される目標値としての基準電流を用いて、第一整流モードＭ１から第一転流モードＭ２への切り替えタイミングおよび第二整流モードＭ３から第二転流モードＭ４への切り替えタイミングを調節する。したがって、負荷装置からの要求に基づく適正な電力供給を行うことができる。

　本実施形態の受電装置２００によれば、さらに、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌの端子間電圧Ｖ１１を検出する第一電圧検出回路２７１を備えている。制御回路２９０は、第一電圧検出回路２７１の検出結果を取得し、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌにおける端子間電圧Ｖ１１の立ち上りを検出することによって、第一ブリッジ回路２４１の通電を検出する。電圧検出という簡易な構成により電力供給制御および電力調整制御を実行することができるとともに、電流センサよりも安価な構成にすることが容易となる。

　本実施形態の受電装置２００によれば、さらに、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌにおける端子間電圧Ｖ１２を検出する第二電圧検出回路２７２を備えている。制御回路２９０は、第二電圧検出回路２７２の検出結果を取得し、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌにおける端子間電圧Ｖ１２の立ち上りを検出することによって、第二ブリッジ回路２４２の通電を検出する。電圧検出という簡易な構成により電力供給制御および電力調整制御を実行することができるとともに、電流センサよりも安価な構成にすることが容易となる。

　本実施形態の受電装置２００によれば、制御回路２９０は、第一整流モードＭ１で第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈがオンにされてから予め定められた電力伝送周波数に対応する１周期が経過した時間Ｔ４で第一ローサイドスイッチ２４１Ｌがオンである場合には、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオフに切り替える。電力伝送周波数の周期ごとに第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオフに切り替えることができるので、例えば、センサ等により第一ハイサイドスイッチ２４１ＨのＤＳ電圧の立ち下がりを検出することで第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオフに切り替える場合と比較して、周期的な同期整流動作を確実に繰り返すことができる。また、本実施形態の受電装置２００では、さらに、時間Ｔ４よりも短い時間Ｔ４０で第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオフに切り替えることにより、１周期が経過するよりも前の時点で第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈのボディダイオードを導通可能な状態にすることができ、より確実に電力伝送周波数の周期ごとの同期整流動作を繰り返すことができる。

　本実施形態の受電装置２００によれば、制御回路２９０は、第二整流モードＭ３で第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈがオンにされてから予め定められた電力伝送周波数に対応する１周期が経過した時間Ｔ５で第二ローサイドスイッチ２４２Ｌがオンである場合には、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフに切り替える。電力伝送周波数の周期ごとに第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフに切り替えることができるので、例えば、センサ等により第二ハイサイドスイッチ２４２ＨのＤＳ電圧の立ち下がりを検出する場合と比較して、周期的な同期整流動作を確実に繰り返すことができる。また、本実施形態の受電装置２００では、さらに、時間Ｔ５よりも短い時間Ｔ５０で第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフに切り替えることにより、１周期が経過するよりも前の時点で第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈにボディダイオードを導通させる状態にすることができ、より確実に電力伝送周波数の周期ごとの同期整流動作を繰り返すことができる。

　本実施形態の受電装置２００によれば、制御回路２９０は、第一整流モードＭ１から第一転流モードＭ２への切り替えタイミングと、第二整流モードＭ３から第二転流モードＭ４への切り替えタイミングとを、それぞれ予め定められた電力伝送周波数の半周期よりも短くしている。したがって、電力調整制御における第一ローサイドスイッチ２４１Ｌおよび第二ローサイドスイッチ２４２Ｌのオン時間を半周期よりも長くすることができるので、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈおよび第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈのオン時間を長くする場合と比較して、第一ブリッジ回路２４１および第二ブリッジ回路２４２のブートストラップコンデンサの容量を低減し、受電装置２００の大型化を抑制することができる。

Ｂ．第２実施形態：
　図７に示すように、第２実施形態に係る受電装置２００ｂは、第１実施形態の受電装置２００とは、さらに入力電流検出回路２７６を備える点と、制御回路２９０に代えて制御回路２９０ｂを備える点とにおいて相違し、それ以外の構成は同様である。本実施形態では、制御回路２９０ｂは、ピーク電流モード制御によって、第一整流モードＭ１から第一転流モードＭ２への切り替えタイミングおよび第二整流モードＭ３から第二転流モードＭ４への切り替えタイミングを調節する。図では、基準電流と出力電流Ｉ１との差分が大きいことから、ピーク電流モード制御を利用して出力電流Ｉ１を基準電流に近づけるフィードバック制御が実行される例が示されている。

　入力電流検出回路２７６は、イミタンス変換器２３０と同期整流回路２４０との間に配置されており、同期整流回路２４０の入力電流を検出する第二電流検出部として機能する。制御回路２９０ｂは、第１実施形態での制御回路２９０の機能構成に加え、さらに、全波整流回路２９１と、第一積分回路２９２と、定電流制御部２９３と、コンパレータ２９４と、スイッチ信号生成回路２９６と、リセット回路２９９とを備えている。全波整流回路２９１には、図８の最上段に示すように、同期整流回路２４０によって検出された交流の電流波形Ｖ１が入力される。全波整流回路２９１は、入力された電流波形Ｖ１を全波整流し、図８に示す電流波形Ｖ２を生成して第一積分回路２９２に出力する。全波整流回路２９１は、例えば４つのダイオードを備えるフルブリッジ回路など、公知の全波整流回路を用いることができる。

　第一積分回路２９２は、全波整流された電流波形Ｖ２を、位相あるいは時間で積分して、図８に示す電流波形Ｖ３を生成する。電流波形Ｖ１の波形は正弦波であるため、電流波形Ｖ３は第一積分回路２９２の積分によって余弦波へと変換される。すなわち、ｓｉｎ（ｘ）sin(x)で表される電流波形Ｖ２を、積分によって－ｃｏｓ（ｘ）となる電流波形Ｖ３へと変換している。図８に示す電流波形Ｖ２のように正弦波のままでは、時間軸に対して電流値の増減が発生するため、ピーク電流モード制御には適していない。これに対して、本実施形態では、電流波形Ｖ３のように、横軸に対して増加傾向を示す電流波形であればピーク電流モード制御に利用することができる。

　リセット回路２９９は、所定の期間ごとに第一積分回路２９２による演算結果をリセットする。本実施形態では、リセット回路２９９は、例えば図８に波形Ｒ１および波形Ｒ２で示されるように、第一ローサイドスイッチ２４１ＬのＤＳ電圧の立ち上がりＨ１と、第二ローサイドスイッチ２４２ＬのＤＳ電圧の立ち上がりＨ２とを検出した場合に、第一積分回路２９２による演算結果をリセットするように設定されている。このように構成することにより、電力伝送周波数の半周期ごとに第一積分回路２９２の演算結果をリセットすることができ、第一ブリッジ回路２４１および第二ブリッジ回路２４２のスイッチング制御において、半周期ごとのピーク電流モード制御を実行することができる。

　定電流制御部２９３は、負荷装置から要求される基準電流と、出力電流検出回路２７４により検出された同期整流回路２４０の出力電流Ｉ１との比較に基づく出力電流Ｖ４を出力する。定電流制御部２９３は、例えば、バッテリ２６０に流れる電流を大きくする場合には、両者の差分を小さくするために大きい出力電流Ｖ４を出力し、バッテリ２６０に流れる電流を小さくする場合には、両者の差分を大きくするために小さい出力電流Ｖ４を出力する。

　コンパレータ２９４は、出力電流Ｖ４と電流波形Ｖ３とを比較して、電流波形Ｖ３が出力電流Ｖ４以上となった場合に、図８に示すＨレベル信号Ｖ５を出力する。スイッチ信号生成回路２９６は、同期整流回路２４０の各スイッチング素子を制御する。スイッチ信号生成回路２９６は、上述した同期整流回路２４０の各整流素子のスイッチング制御を行う制御部の機能を兼ねるとともに、さらに、Ｈレベル信号Ｖ５に基づくスイッチング制御を実行して、第一整流モードＭ１から第一転流モードＭ２への切り替えタイミング、および第二整流モードＭ３から第二転流モードＭ４への切り替えタイミングを調節する。具体的には、スイッチ信号生成回路２９６は、第一整流モードＭ１においてＨレベル信号Ｖ５を検出した場合には、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈをオフとするとともに第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオンとして第一転流モードＭ２へと切り替え、第一転流モードＭ２においてＨレベル信号Ｖ５を検出した場合には、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈをオフとするとともに第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオンとすることにより第二転流モードＭ４へと切り替える。図８に示すように、ピーク電流モード制御において、基準電流が大きくされることで定電流制御部２９３の出力電流Ｖ４が大きくされることにより、第一転流モードＭ２および第二転流モードＭ４の期間ＴＭ１～ＴＭ４は徐々に短縮され、バッテリ２６０の入力電流は徐々に大きくなる。

　本実施形態の受電装置２００によれば、さらに、同期整流回路２４０の入力電流である電流波形Ｖ１を検出する入力電流検出回路２７６と、入力電流検出回路２７６により検出された電流波形Ｖ１を全波整流した電流波形Ｖ２を出力する全波整流回路２９１と、全波整流回路２９１により全波整流された電流波形Ｖ２を積分した電流波形Ｖ３を出力する第一積分回路２９２と、を備えている。制御回路２９０ｂは、出力電流検出回路２７４の検出値である出力電流Ｉ１および基準電流とともに、第一積分回路２９２により積分された電流波形Ｖ３を用いたピーク電流モード制御により、第一整流モードＭ１から第一転流モードＭ２への切り替えタイミングおよび第二整流モードＭ３から第二転流モードＭ４への切り替えタイミングを調節する。この形態の受電装置２００によれば、第一積分回路２９２により電流波形を時間軸に対して増加傾向を示す余弦波に変換することができ、ピーク電流モード制御を実行することができる。そのため、制御回路２９０ｂのスイッチング制御における応答性能やラインレギュレーション特性を向上させることができる。したがって、例えば、送電装置１００と受電装置２００との対向状態が大きく変化する場合など、送電装置１００から受電した交流電力が大きく変化する場合であっても、安定した電力供給制御ならびに電力調整制御を実行することができる。また、第一積分回路２９２を用いることにより電流波形へのノイズの影響を低減することができる。

Ｃ．第３実施形態：
　図９に示すように、第３実施形態に係る受電装置２００ｃは、図７で示した第２実施形態の受電装置２００ｂとは、入力電流検出回路２７６および制御回路２９０ｂに代えて、Ｃ電流検出回路２７８および制御回路２９０ｃを備える点で相違し、それ以外の構成は同様である。第２実施形態の受電装置２００ｂでは、入力電流検出回路２７６により検出された同期整流回路２４０の入力電流を用いたピーク電流モード制御を制御回路２９０ｂが実行する例を示した。これに対して、第３実施形態に係る受電装置２００ｃは、Ｃ電流検出回路２７８により検出される同期整流回路２４０の出力電流を用いたピーク電流モード制御を実行する。

　Ｃ電流検出回路２７８は、同期整流回路２４０の出力側に配置されており、同期整流回路２４０の出力電流を検出する第三電流検出回路として機能する。図９に示すように、受電装置２００ｃが平滑コンデンサ２５０を備える場合には、Ｃ電流検出回路２７８は、平滑コンデンサ２５０と同期整流回路２４０との間に配置される。Ｃ電流検出回路２７８によって検出される同期整流回路２４０の出力電流は、図８で示した同期整流回路２４０の入力電流の電流波形Ｖ１とは異なり、電流波形Ｖ２と同様に全波整流された状態の電流波形Ｖ２Ｃである。

　制御回路２９０ｃは、第２実施形態で示した制御回路２９０ｂとは、全波整流回路２９１を備えない点と、第一積分回路２９２に代えて第二積分回路２９２ｃを備える点とにおいて相違し、それ以外の構成は制御回路２９０ｂと同様である。第二積分回路２９２ｃは、第一積分回路２９２と同様な機能を備えており、全波整流された電流波形Ｖ２Ｃを位相あるいは時間で積分して、図８に示す電流波形Ｖ３を出力する。したがって、本実施形態の受電装置２００ｃであっても第２実施形態と同様のピーク電流モード制御を実行することができる。

　本実施形態の受電装置２００ｃによれば、制御回路２９０ｃは、出力電流検出回路２７４の検出値である出力電流Ｉ１および基準電流とともに、第二積分回路２９２ｃにより積分された電流波形Ｖ３を用いたピーク電流モード制御を実行して、上記第２実施形態と同様に、第一整流モードＭ１から第一転流モードＭ２への切り替えタイミング、および第二整流モードＭ３から第二転流モードＭ４への切り替えタイミングを調節する。本実施形態の受電装置２００ｃによれば、制御回路２９０ｃを全波整流回路２９１が省略された簡易な構成にしつつ、ピーク電流モード制御を実行することができる。

　Ｄ．第４実施形態：
　図１０に示すように、第４実施形態に係る受電装置２００ｄは、図７で示した第２実施形態の受電装置２００ｂとは、入力電流検出回路２７６および制御回路２９０ｂに代えて、リアクトル電圧取得部２９７および制御回路２９０ｄを備える点において相違し、それ以外の構成は、第２実施形態の受電装置２００ｂと同様である。第４実施形態に係る受電装置２００ｄは、リアクトル電圧取得部２９７により検出されたイミタンス変換器２３０の出力側リアクトルの電圧を用いたピーク電流モード制御を実行する。

　本実施形態では、リアクトル電圧取得部２９７は、イミタンス変換器２３０の出力側リアクトルとして、出力側第一リアクトル２３４の電圧を取得する。より具体的には、リアクトル電圧取得部２９７は、出力側第一リアクトル２３４との磁気的結合により得られる電圧波形を取得するコイルである。図９には、出力側第一リアクトル２３４に対して受電側のリアクトル電圧取得部２９７が磁気的に結合された状態であることを２本の平行線にて示している。リアクトル電圧取得部２９７は、例えば、出力側第一リアクトル２３４のコア（鉄心）に電気伝導体を巻き付けることによって形成することができる。なお、リアクトル電圧取得部２９７は、イミタンス変換器２３０の出力側リアクトルとして、出力側第一リアクトル２３４に代えて出力側第二リアクトル２３８の電圧波形を取得してもよい。

　制御回路２９０ｄは、第２実施形態で示した制御回路２９０ｂとは、さらに第三積分回路２９８を備える点と、第一積分回路２９２に代えて第四積分回路２９２ｄを備える点とにおいて相違し、それ以外の構成は制御回路２９０ｂと同様である。第三積分回路２９８は、リアクトル電圧取得部２９７によって取得された出力側第一リアクトル２３４の電圧波形を位相あるいは時間で積分し、全波整流回路２９１に出力する。出力側第一リアクトル２３４の電圧波形を積分することにより、出力側第一リアクトル２３４に流れる電流と略同一の電流波形Ｖ１Ｄを得ることができる。全波整流回路２９１は、入力された電流波形Ｖ１Ｄを全波整流し、図８に示す電流波形Ｖ２を生成する。第四積分回路２９２ｄは、第一積分回路２９２と同様に、電流波形Ｖ２を位相あるいは時間で積分して電流波形Ｖ３を出力し、以降も第２実施形態と同様のピーク電流モード制御が実行される。

　以上のように、本実施形態の受電装置２００ｄにおいて、制御回路２９０ｄは、出力電流検出回路２７４の検出値である出力電流Ｉ１および基準電流とともに、リアクトル電圧取得部２９７により取得され全波整流回路２９１により全波整流された電流波形Ｖ２をさらに第四積分回路２９２ｄで積分した電流波形Ｖ３を用いたピーク電流モード制御を実行して、上記第２実施形態と同様に、第一整流モードＭ１から第一転流モードＭ２への切り替えタイミング、および第二整流モードＭ３から第二転流モードＭ４への切り替えタイミングを調節する。本実施形態の受電装置２００ｄによれば、例えば、出力側第一リアクトル２３４のコア（鉄心）に電気伝導体を巻き付けるなどの簡易な構成により受電装置２００ｄの電流を検出することができ、電流センサを備えることなくピーク電流モード制御を実行することができる。

Ｅ．第５実施形態：
　図１１に示すように、第５実施形態に係る受電装置２００ｅは、図７で示した第２実施形態の受電装置２００ｂとは、入力電流検出回路２７６および制御回路２９０ｂに代えて、入力電圧検出回路２７７および制御回路２９０ｅを備える点で相違し、それ以外の構成は同様である。第５実施形態に係る受電装置２００ｅは、入力電圧検出回路２７７により検出された同期整流回路２４０の入力電圧Ｖ１Ｅを用いたピーク電流モード制御を実行する。

　入力電圧検出回路２７７は、受電共振回路２１０とイミタンス変換器２３０との間に配置され、イミタンス変換器２３０の入力電圧を検出する。ここで、イミタンス変換器２３０は、出力側から見ると定電流源に見え、入力電圧に比例した定電流を出力する。そのため、イミタンス変換器２３０からの出力電流（同期整流回路２４０への入力電流）に代えてイミタンス変換器２３０の入力電圧Ｖ１Ｅを取得することにより、第２実施形態と同様にピーク電流モード制御を実行することができる。

　制御回路２９０ｅは、第一積分回路２９２と同様の機能を有する第五積分回路２９２ｅを備えている。全波整流回路２９１は、入力電圧Ｖ１Ｅを全波整流した電流波形Ｖ２を出力し、第五積分回路２９２ｅは、位相あるいは時間Ｔ０で電流波形Ｖ２を積分することにより、第２実施形態と同様に電流波形Ｖ３を出力する。

　このように、制御回路２９０ｅは、イミタンス変換器２３０の入力電圧Ｖ１Ｅを用いたピーク電流モード制御により、第一整流モードＭ１から第一転流モードＭ２への切り替えタイミングおよび第二整流モードＭ３から第二転流モードＭ４への切り替えタイミングを調節する。この形態の受電装置２００ｅであっても、第２実施形態と同様の効果を得ることができる。

Ｆ．他の実施形態：
（Ｆ１）上記各実施形態では、図１に示すように送電共振回路１１０および受電共振回路２１０には、一次直列二次直列コンデンサによる共振方式（「ＳＳ方式」とも呼ばれる）が適用される例を示した。これに対して、図１２に示すように、送電共振回路１１０ｆは、送電共振コンデンサ１１４ｆが送電コイル１１２に対して並列に接続された並列共振回路とされてもよく、送電共振回路１１０ｆおよび受電共振回路２１０には、一次並列二次直列方式（「ＰＳ方式」とも呼ばれる）が適用されてもよい。また、図１３に示すように、送電共振回路１１０ｇは、送電コイル１１２に対して並列に接続される送電共振コンデンサ１１４ｇ１と、送電コイル１１２に対して直列に接続される送電共振コンデンサ１１４ｇ２とを備えてもよく、送電共振回路１１０ｇおよび受電共振回路２１０には、一次並列直列二次直列方式（「ＰＳＳ方式」とも呼ばれる）が適用されてもよい。また、図１４に示すように、送電装置１００には、さらに、送電共振回路１１０とは独立した回路であり、三次コイル３１２と三次共振コンデンサ３１４とが直列に接続された三次共振回路３１０ｈが設けられてもよい。三次共振回路３１０ｈは、三次コイル３１２が送電コイル１１２および受電コイル２１２のそれぞれと磁気的に結合された状態となるように配置される。なお、三次コイル３１２と三次共振コンデンサ３１４とが並列に接続された三次共振回路３１０ｈとすることもできる。また、図１５に示すように、送電装置１００には、三次コイル３１２ｉと三次共振コンデンサ３１４ｉとが並列に接続された三次共振回路３１０ｉが送電コイル１１２に対して直列に接続されていてもよい。三次共振回路３１０ｉは、三次コイル３１２ｉが送電コイル１１２および受電コイル２１２のそれぞれと磁気的に結合された状態となるように配置される。

（Ｆ２）上記各実施形態では、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌの端子間電圧Ｖ１１を検出することにより第一ブリッジ回路２４１の通電を検出する第一電圧検出回路２７１と、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌの端子間電圧Ｖ１２を検出することにより第二ブリッジ回路２４２の通電を検出する第二電圧検出回路２７２とが設けられる例を示した。これに対して、受電装置２００は、第一電圧検出回路２７１に代えて、またはこれとともに、第一ブリッジ回路２４１の通電を検出するために、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈのボディダイオードの通電を検出する電流センサを設けてもよい。また、第二電圧検出回路２７２に代えて、またはこれとともに、第二ブリッジ回路２４２の通電を検出するために、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈのボディダイオードの通電を検出する電流センサが設けられてもよい。例えば、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈの下流側、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈの下流側に電流センサを設けることができる。このように構成した場合であっても、第一ブリッジ回路２４１の通電、ならびに第二ブリッジ回路２４２の通電を検出することができる。

（Ｆ３）上記各実施形態では、制御回路２９０は、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌ、第二ローサイドスイッチ２４２ＬのＤＳ電圧の立ち上がりを検出することによって第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈがオンに切り替えられ、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈがオンに切り替えられる例を示した。これに対して、制御回路２９０は、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈ、第二ハイサイドスイッチ２４２ＨのＤＳ電圧の立ち下がりを検出することによって、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈをオンに、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈをオンに切り替えてもよい。この場合には、第一電圧検出回路２７１は、第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈの両端に接続され、第二電圧検出回路２７２は、第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈの両端に接続される。このように構成した場合であっても、上記各実施形態と同様の効果を得ることができる。

（Ｆ４）上記各実施形態では、制御回路２９０は、第一整流モードＭ１から第一転流モードＭ２への切り替えタイミングと、第二整流モードＭ３から第二転流モードＭ４への切り替えタイミングとの双方が、予め定められた電力伝送周波数の半周期よりも短くされている例を示した。これに対して、いずれか一方のタイミングのみが電力伝送周波数の半周期よりも短くされてもよい。

（Ｆ５）上記各実施形態では、制御回路２９０は、第一整流モードＭ１で第一ハイサイドスイッチ２４１Ｈがオンにされてから電力伝送周波数に対応する１周期ごとに第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオフに切り替えることにより、第一ブリッジ回路２４１での周期的な同期整流動作を繰り返す例を示した。これに対して、受電装置２００に、さらに、第一ブリッジ回路２４１における電流波形または電圧波形の周期を検出する第一周期検出器が設けられてもよい。この場合において、制御回路２９０は、第一周期検出器の検出結果から電力供給制御における電流波形または電圧波形の１周期の経過を検出することによって、第一ローサイドスイッチ２４１Ｌをオフに切り替えるようにしてもよい。この形態の受電装置２００でも、センサ等を利用して第一ハイサイドスイッチ２４１ＨのＤＳ電圧の立ち下がりを検出する場合よりも確実に周期的な同期整流動作を繰り返すことができる。

（Ｆ６）上記各実施形態では、制御回路２９０は、第二整流モードＭ３で第二ハイサイドスイッチ２４２Ｈがオンにされてから電力伝送周波数に対応する１周期ごとに第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフに切り替えることにより、第二ブリッジ回路２４２での周期的な同期整流動作を繰り返す例を示した。これに対して、受電装置２００に、さらに、第二ブリッジ回路２４２における電流波形または電圧波形の周期を検出する第二周期検出器が設けられてもよい。この場合において、制御回路２９０は、第二周期検出器の検出結果から電力供給制御における電流波形または電圧波形の１周期の経過を検出することによって、第二ローサイドスイッチ２４２Ｌをオフに切り替えるようにしてもよい。この形態の受電装置２００でも、センサ等を利用して第二ハイサイドスイッチ２４２ＨのＤＳ電圧の立ち下がりを検出する場合よりも確実に周期的な同期整流動作を繰り返すことができる。

　本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

　本開示は、上述の実施形態に限られるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の構成で実現することができる。例えば、発明の概要の欄に記載した各形態中の技術的特徴に対応する実施形態中の技術的特徴は、上述の課題の一部又は全部を解決するために、あるいは、上述の効果の一部又は全部を達成するために、適宜、差し替えや、組み合わせを行うことが可能である。また、その技術的特徴が本明細書中に必須なものとして説明されていなければ、適宜、削除することが可能である。

Claims

　送電装置（１００）から送電される交流電力を非接触で受電して負荷装置に供給する受電装置（２００，２００ｂ，２００ｃ，２００ｄ，２００ｅ）であって、
　受電コイル（２１２）および前記受電コイルを共振させるための共振コンデンサ（２１４）を有する受電共振回路（２１０）と、
　第一ハイサイドスイッチ（２４１Ｈ）と第一ローサイドスイッチ（２４１Ｌ）とを有する第一ブリッジ回路（２４１）と、第二ハイサイドスイッチ（２４２Ｈ）と第二ローサイドスイッチ（２４２Ｌ）とを有する第二ブリッジ回路（２４２）とを含む複数のブリッジ回路を有し、前記受電コイルが受電した前記交流電力を直流電力に変換する同期整流回路（２４０）と、
　前記複数のブリッジ回路を制御する制御部（２９０，２９０ｂ，２９０ｃ，２９０ｄ，２９０ｅ）と、を備え、
　前記制御部は、
　　前記第一ブリッジ回路の通電を検出することにより、前記第一ハイサイドスイッチおよび前記第二ローサイドスイッチをオンとし、前記第一ローサイドスイッチおよび前記第二ハイサイドスイッチをオフとする第一整流モード（Ｍ１）と、
　　前記第二ブリッジ回路の通電を検出することにより、前記第一ローサイドスイッチおよび前記第二ハイサイドスイッチをオンとし、前記第一ハイサイドスイッチおよび前記第二ローサイドスイッチをオフとする第二整流モード（Ｍ３）と、を繰り返し行う電力供給制御を実行し、
　　前記第一整流モードにおいて、前記第一ハイサイドスイッチをオフとし、前記第一ローサイドスイッチをオンとする第一転流モード（Ｍ２）と、
　　前記第二整流モードにおいて、前記第二ハイサイドスイッチをオフとし、前記第二ローサイドスイッチをオンとする第二転流モード（Ｍ４）と、を含む電力調整制御を実行する、
受電装置。
　請求項１に記載の受電装置であって、
　さらに、前記同期整流回路の出力電流を検出する第一電流検出部（２７４）を備え、
　前記制御部は、
　　前記電力調整制御において、前記第一電流検出部の検出値（Ｉ１）および基準電流を用いて、前記第一整流モードから前記第一転流モードへの切り替えタイミングおよび前記第二整流モードから前記第二転流モードへの切り替えタイミングを調節する、
受電装置。
　請求項１に記載の受電装置であって、
　さらに、前記第一ハイサイドスイッチにおける端子間電圧、または前記第一ローサイドスイッチにおける端子間電圧（Ｖ１１）を検出する第一電圧検出部（２７１）を備え、
　前記制御部は、
　前記第一電圧検出部の検出結果を取得し、前記第一ハイサイドスイッチにおける端子間電圧の立ち下がり、または前記第一ローサイドスイッチにおける端子間電圧の立ち上りを検出することによって、前記第一ブリッジ回路の通電を検出する、
受電装置。
　請求項１に記載の受電装置であって、
　さらに、前記第二ハイサイドスイッチにおける端子間電圧、または前記第二ローサイドスイッチにおける端子間電圧（Ｖ１２）を検出する第二電圧検出部（２７２）を備え、
　前記制御部は、
　前記第二電圧検出部の検出結果を取得し、前記第二ハイサイドスイッチにおける端子間電圧の立ち下がり、または前記第二ローサイドスイッチにおける端子間電圧の立ち上りを検出することによって、前記第二ブリッジ回路の通電を検出する、
受電装置。
　請求項１に記載の受電装置であって、
　さらに、前記第一ブリッジ回路における電流波形または電圧波形の周期を検出する第一周期検出器を備え、
　前記制御部は、前記第一周期検出器により前記電力供給制御における１周期の経過を検出することにより、前記第一ローサイドスイッチをオフに切り替える、
受電装置。
　請求項５に記載の受電装置であって、
　さらに、前記第二ブリッジ回路における電流波形または電圧波形の周期を検出する第二周期検出器を備え、
　前記制御部は、前記第二周期検出器により前記電力供給制御における１周期の経過を検出することにより、前記第二ローサイドスイッチをオフに切り替える、
受電装置。
　請求項１に記載の受電装置であって、
　前記制御部は、前記第一整流モードで前記第一ハイサイドスイッチがオンにされてから予め定められた電力伝送周波数に対応する１周期が経過した時点よりも短い時点で前記第一ローサイドスイッチをオフに切り替える、
受電装置。
　請求項７に記載の受電装置であって、
　前記制御部は、前記第二整流モードで前記第二ハイサイドスイッチがオンにされてから前記電力伝送周波数に対応する１周期が経過した時点よりも短い時点で前記第二ローサイドスイッチをオフに切り替える、
受電装置。
　請求項１に記載の受電装置であって、
　前記制御部は、前記第一整流モードから前記第一転流モードへの切り替えタイミングと、前記第二整流モードから前記第二転流モードへの切り替えタイミングとの少なくともいずれかを、予め定められた電力伝送周波数の半分の周期よりも短くさせる、
受電装置。
　請求項２に記載の受電装置であって、
　さらに、前記同期整流回路の入力電流を検出する第二電流検出部（２７６）と、
　前記第二電流検出部により検出された前記入力電流を全波整流する全波整流回路（２９１）と、
　前記全波整流回路により全波整流された電流波形を積分する第一積分回路（２９２）と、を備え、
　前記制御部は、
　　前記第一電流検出部の検出値および前記基準電流とともに、前記第一積分回路により積分された電流波形を用いたピーク電流モード制御により、
　　前記第一整流モードから前記第一転流モードへの切り替えタイミングおよび前記第二整流モードから前記第二転流モードへの切り替えタイミングを調節する、
受電装置。
　請求項２に記載の受電装置であって、
　さらに、前記同期整流回路の出力電流を検出する第三電流検出回路（２７８）と、
　前記第三電流検出回路により検出された前記出力電流の電流波形を積分する第二積分回路（２９２ｃ）と、を備え、
　前記制御部は、
　　前記第一電流検出部の検出値および前記基準電流とともに、前記第二積分回路により積分された電流波形を用いたピーク電流モード制御により、
　　前記第一整流モードから前記第一転流モードへの切り替えタイミングおよび前記第二整流モードから前記第二転流モードへの切り替えタイミングを調節する、
受電装置。
　請求項２に記載の受電装置であって、
　さらに、前記受電共振回路と前記同期整流回路との間に配置されるイミタンス変換器（２３０）と、
　前記イミタンス変換器の出力側リアクトル（２３４，２３８）との磁気的結合により得られる電圧波形を積分して電流波形として出力する第三積分回路（２９８）と、
　前記第三積分回路から出力された前記電流波形を全波整流する全波整流回路（２９１）と、
　前記全波整流回路により全波整流された電流波形を積分する第四積分回路（２９２ｄ）と、を備え、
　前記制御部は、
　　前記第一電流検出部の検出値および前記基準電流とともに、前記第四積分回路により積分された電流波形を用いたピーク電流モード制御により、
　　前記第一整流モードから前記第一転流モードへの切り替えタイミングおよび前記第二整流モードから前記第二転流モードへの切り替えタイミングを調節する、
受電装置。
　請求項２に記載の受電装置であって、
　さらに、前記受電共振回路と前記同期整流回路との間に配置されるイミタンス変換器（２３０）と、
　前記イミタンス変換器の入力電圧を検出する電圧検出回路（２７０）と、
　前記電圧検出回路によって検出された前記入力電圧の電圧波形を全波整流する全波整流回路（２９１）と、
　前記全波整流回路により全波整流された電流波形を積分する第五積分回路（２９２ｅ）と、を備え、
　前記制御部は、
　　前記第一電流検出部の検出値および前記基準電流とともに、前記第五積分回路により積分された電流波形を用いたピーク電流モード制御により、
　　前記第一整流モードから前記第一転流モードへの切り替えタイミングおよび前記第二整流モードから前記第二転流モードへの切り替えタイミングを調節する、
受電装置。
　送電装置（１００）から送電される交流電力を非接触で受電する受電装置（２００，２００ｂ，２００ｃ，２００ｄ，２００ｅ）を制御するためのプログラムであって、
　前記受電装置に設けられる受電コイル（２１２）が受電した前記交流電力を直流電力に変換する同期整流回路（２４０）に設けられる複数のブリッジ回路であって、第一ハイサイドスイッチ（２４１Ｈ）と第一ローサイドスイッチ（２４１Ｌ）とを有する第一ブリッジ回路（２４１）と、第二ハイサイドスイッチ（２４２Ｈ）と第二ローサイドスイッチ（２４２Ｌ）とを有する第二ブリッジ回路（２４２）とを含む複数のブリッジ回路のうち前記第一ブリッジ回路の通電を検出することにより、前記第一ハイサイドスイッチおよび前記第二ローサイドスイッチをオンとし、前記第一ローサイドスイッチおよび前記第二ハイサイドスイッチをオフとする第一整流モード（Ｍ１）と、前記第二ブリッジ回路の通電を検出することにより、前記第一ローサイドスイッチおよび前記第二ハイサイドスイッチをオンとし、前記第一ハイサイドスイッチおよび前記第二ローサイドスイッチをオフとする第二整流モード（Ｍ３）と、を繰り返し行う電力供給制御を実行する機能と、
　前記第一整流モードにおいて、前記第一ハイサイドスイッチをオフとし、前記第一ローサイドスイッチをオンとする第一転流モード（Ｍ２）を実行する機能と、前記第二整流モードにおいて、前記第二ハイサイドスイッチをオフとし、前記第二ローサイドスイッチをオンとする第二転流モード（Ｍ４）と、を含む電力調整制御を実行する機能と、をコンピュータに実現させる、
プログラム。