WO2023286122A1 - 推進制御装置及びフィルタコンデンサ電圧の制御方法 - Google Patents

推進制御装置及びフィルタコンデンサ電圧の制御方法 Download PDF

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篤史 岡
遊 ▲高▼以来
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    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present disclosure relates to a propulsion control device mounted on a railway vehicle and a method of controlling the voltage of a filter capacitor provided in the propulsion control device.
  • Patent Document 1 discloses a propulsion control device equipped with an inverter that outputs a variable voltage and variable frequency AC voltage to a traction motor of a railway vehicle by Pulse Width Modulation (PWM) control.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • a triangular wave comparison method is generally used to generate a PWM pulse by comparing a triangular wave carrier signal that continues at a constant cycle with a voltage command value that is a command value of the voltage output by an inverter.
  • PWM control in this triangular wave comparison method is roughly divided into asynchronous PWM control and synchronous PWM control.
  • an asynchronous mode which is an operation mode in which asynchronous PWM control is performed
  • a synchronous mode which is an operation mode in which synchronous PWM control is performed
  • the asynchronous mode is implemented when the carrier frequency, which is the repetition frequency of the carrier signal, is sufficiently higher than the frequency of the voltage command value.
  • the carrier frequency is fixed and only the frequency of the voltage command value is changed.
  • the synchronous mode is implemented when the carrier frequency and the frequency of the voltage command value are relatively close.
  • the ratio between the carrier frequency and the frequency of the voltage command value is set to be an integer multiple.
  • the number of pulses in the PWM signal is increased when the output voltage output from the inverter is small, and the number of pulses is increased in stages as the output voltage and the basic frequency of the output voltage increase. is controlled to decrease to
  • the switching frequency which is the frequency at which the switching element of the inverter repeats ON and OFF, changes continuously without depending on the fundamental frequency of the output voltage.
  • the switching frequency is lower than in asynchronous mode and closer to audio frequencies. Therefore, the synchronous mode has the disadvantage that electromagnetic noise is greater than the asynchronous mode.
  • asynchronous and synchronous modes are performed based on the filter capacitor voltage and the traction motor speed, which is the rotational speed of the traction motor.
  • the filter capacitor voltage is generally dependent on the contact line voltage applied from overhead lines, third rail, or the like. Therefore, even if the same device outputs an output voltage of the same voltage and frequency, the operation mode may become synchronous mode depending on the filter capacitor voltage, even though the output frequency is not changed. Regardless, there were cases in which electromagnetic noise increased. For example, during constant-speed brake operation in which the output frequency is constant, the operating mode is often the synchronous mode, which poses the problem of increased electromagnetic noise.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and aims to obtain a propulsion control device that can reliably suppress an unintended increase in electromagnetic noise.
  • the propulsion control device includes a filter capacitor, an inverter, a power consumption circuit, and a control section.
  • the filter capacitor smoothes the voltage due to the electric power supplied from the contact line via the line breaker.
  • the inverter is connected in parallel to the filter capacitor and applies a variable voltage and variable frequency AC voltage to the traction motor mounted on the railway vehicle by pulse width modulation control in asynchronous mode and synchronous mode.
  • the power consumption circuit has a switching element and a power consumption resistor connected in series with the switching element, and is connected in parallel with the inverter.
  • the control unit performs mode switching control and power consumption control.
  • Mode switching control is control for switching between the asynchronous mode and the synchronous mode based on the filter capacitor voltage, which is the voltage of the filter capacitor, and the main motor speed, which is the rotational speed of the main motor.
  • Power consumption control is control to consume regenerated power generated when the main motor operates as a power generator with a power consumption resistor.
  • the control unit controls the operating point at which the asynchronous mode and the synchronous mode are switched to a desired position by changing the target value of the filter capacitor voltage controlled by the power consumption control.
  • the propulsion control device According to the propulsion control device according to the present disclosure, it is possible to reliably suppress an unintended increase in electromagnetic noise.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the principle of operation of an embodiment that solves the problem of the conventional technology
  • 4 is a flow chart showing a processing flow in the control unit of the embodiment
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of a hardware configuration realizing functions of a control unit according to an embodiment
  • FIG. 4 is a block diagram showing another example of a hardware configuration that implements the functions of the control unit according to the embodiment
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a propulsion control device 100 according to an embodiment.
  • the propulsion control device 100 according to the embodiment as shown in FIG.
  • the propulsion control device 100 includes a switching circuit section 3 , a reactor 4 and an inverter 8 , as well as a brake chopper circuit 5 , a voltage detector 6 , a filter capacitor 7 and a control section 10 .
  • the switching circuit section 3 has line breakers 31 and 32 and a charging resistor 33 .
  • the line breaker 32 and the charging resistor 33 are connected in series.
  • the line breaker 31 is connected in parallel to the series circuit of the line breaker 32 and the charging resistor 33 .
  • the line breaker 31 is opened and the line breaker 32 is closed.
  • the filter capacitor 7 is charged via the charging resistor 33 with power from the train line.
  • the line breaker 32 is opened and the line breaker 31 is closed.
  • the propulsion control device 100 enters a state in which operation can be started.
  • the filter capacitor 7 smoothes the voltage due to the electric power supplied from the overhead contact line 1 via the switching circuit section 3 .
  • the inverter 8 is connected in parallel with the filter capacitor 7 and applies a variable voltage and variable frequency AC voltage to the traction motor 9 by PWM control in asynchronous mode and synchronous mode.
  • the brake chopper circuit 5 is connected in parallel with each of the filter capacitor 7 and the inverter 8 .
  • the brake chopper circuit 5 has a switching element 51 , a power consumption resistor 52 connected in series with the switching element 51 , and a diode 53 connected in parallel with the power consumption resistor 52 . Note that the diode 53 can be omitted.
  • the brake chopper circuit 5 operates as a power consumption circuit that causes the power consumption resistor 52 to consume regenerated power generated when the main motor 9 operates as a generator.
  • the voltage detector 6 detects the filter capacitor voltage, which is the voltage of the filter capacitor 7 .
  • a detected value of the voltage detector 6 is input to the control section 10 .
  • the control unit 10 controls opening and closing of the line breakers 31 and 32 based on the filter capacitor voltage. Further, the control unit 10 performs power consumption control to cause the power consumption resistor 52 to consume the regenerated power generated by the main motor 9 based on the filter capacitor voltage. Furthermore, the control unit 10 performs mode switching control for switching between the asynchronous mode and the synchronous mode based on the filter capacitor voltage and the main motor speed, which is the rotational speed of the main motor 9 .
  • Information regarding traction motor speed may be obtained by any means or technique. If the main motor 9 has a speed detector, the detected value of the speed detector can be used. Alternatively, if vehicle speed information managed by a vehicle information management device (not shown) can be obtained, the vehicle speed information can be used to convert to the main motor speed.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining problems in the conventional technology.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the principle of operation of an embodiment that solves the problems of the prior art.
  • the horizontal axis represents the filter capacitor voltage
  • the vertical axis represents the traction motor speed.
  • the thick solid line represents the mode switching boundary line
  • the thick dashed line represents a speed of 49 [km/h] as an example of the main motor speed.
  • the thin dashed line represents a voltage of 750 [V] as an example of the contact line voltage
  • the thin solid line represents an example of the operation start voltage of the brake chopper circuit 5, which is 850 [V] higher than the contact line voltage by 100 [V]. represents.
  • the operation start voltage of the brake chopper circuit 5 depends on the overhead line voltage and cannot be set arbitrarily.
  • the thin solid line represents the operation start voltage of the brake chopper circuit 5.
  • the concept of the thin solid line as the first target value in the brake chopper circuit 5 is taken.
  • the concept of a second target value in the brake chopper circuit 5 is added, and this concept is represented by a chain double-dashed line. The operation based on this concept will be described below with reference to FIG.
  • FIG. 4 is a flow chart showing the processing flow in the control unit 10 of the embodiment.
  • the control unit 10 sets the operation start voltage of the brake chopper circuit 5 to the first target value (step S11).
  • the first target value is set to 850 [V].
  • the control unit 10 causes the power consumption resistor 52 to consume the regenerated power so that the regenerated current generated by the regenerated power when the main motor 9 performs the regenerative operation does not flow into the overhead contact line 1 (step S12).
  • the controller 10 opens the line breaker 31 (step S13).
  • the line breaker 32 is in an open state.
  • the controller 10 sets the operation start voltage of the brake chopper circuit 5 to a second target value higher than the first target value (step S14).
  • the second target value is set to approximately 960 [V].
  • the second target value may be 920 [V] or more.
  • step S ⁇ b>12 the power consumption resistor 52 consumes the regenerated electric power generated when the main motor 9 regenerates. As a result, almost no regenerative current flows in the overhead contact line 1, so that the line breaker 31 can be opened. Further, by opening the line breaker 31, the operation start voltage in the brake chopper circuit 5 can be set without being restricted by the contact line voltage. Therefore, in step S14, the operation start voltage in the brake chopper circuit 5 is changed from the first target value to the second target value.
  • the operating point of the propulsion control device 100 moves from the operating point 1 to the operating point 2.
  • the propulsion control device 100 according to the embodiment performs constant braking operation at a constant vehicle speed that is converted to a main motor speed of 49 [km/h], operation in the asynchronous mode at operating point 2 and Become. This enables operation with reduced electromagnetic noise.
  • the propulsion control apparatus provides mode switching control for switching between the asynchronous mode and the synchronous mode based on the filter capacitor voltage and the main motor speed, and when the main motor operates as a generator.
  • a power consumption control for consuming the regenerated power generated in the brake chopper circuit by the power consumption resistor of the brake chopper circuit, which is a power consumption circuit.
  • the control unit controls the operating point at which the asynchronous mode and the synchronous mode are switched to a desired position by changing the target value of the filter capacitor voltage controlled by the power consumption control.
  • the operating point of the propulsion control device can be controlled to be in the asynchronous mode, which is advantageous from the standpoint of electromagnetic noise, so that it is possible to reliably suppress an unintended increase in electromagnetic noise.
  • control unit may set the target value of the filter capacitor voltage according to the main motor speed. In this way, even if the vehicle speed during the constant speed braking operation differs depending on the route on which the vehicle equipped with the propulsion control device is running, the desired filter can be obtained according to the vehicle speed. A target value for the capacitor voltage can be set. This makes it possible to reliably perform the control according to the present embodiment.
  • the operation start voltage of the brake chopper circuit which is the power consumption circuit
  • the second step control is performed to consume the regenerated electric power with the power consumption resistor so that the regenerated current due to the regenerated electric power when the main motor performs the regenerative operation does not flow into the overhead contact line.
  • the line breaker is controlled to open.
  • the operation start voltage of the brake chopper circuit is set to a second target value that is higher than the first target value.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that implements the functions of the control unit 10 according to the embodiment.
  • FIG. 6 is a block diagram showing another example of the hardware configuration that implements the functions of the control unit 10 according to the embodiment.
  • the configuration may include an interface 304 for inputting and outputting signals.
  • the processor 300 is computing means.
  • the processor 300 may be a computing means called a microprocessor, microcomputer, CPU (Central Processing Unit), or DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 302 includes nonvolatile or volatile semiconductor memories such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable ROM), EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM), Magnetic discs, flexible discs, optical discs, compact discs, mini discs, and DVDs (Digital Versatile Discs) can be exemplified.
  • the memory 302 stores programs for executing the functions of the control unit 10 in the embodiment.
  • Processor 300 performs the above-described processing by exchanging necessary information via interface 304, executing programs stored in memory 302, and referring to tables stored in memory 302 by processor 300. It can be carried out. Results of operations by processor 300 may be stored in memory 302 .
  • the processing circuit 303 shown in FIG. 6 can also be used.
  • the processing circuit 303 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • Information to be input to the processing circuit 303 and information to be output from the processing circuit 303 can be obtained via the interface 304 .
  • part of the processing in the control unit 10 may be performed by the processing circuit 303 and the processing not performed by the processing circuit 303 may be performed by the processor 300 and the memory 302 .

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Abstract

推進制御装置（１００）は、フィルタコンデンサ電圧と主電動機速度とに基づいて、非同期モードと同期モードとを切り替えるモード切替制御と、主電動機（９）が発電機として動作するときに発生する回生電力をブレーキチョッパ回路（５）の電力消費抵抗（５２）で消費させる電力消費制御とを実施する制御部（１０）を備える。制御部（１０）は、電力消費制御によって制御されるフィルタコンデンサ電圧の目標値を変更することで、非同期モードと同期モードとが切り替わる動作点を所望の位置に制御する。

Description

推進制御装置及びフィルタコンデンサ電圧の制御方法
　本開示は、鉄道車両に搭載される推進制御装置、及び推進制御装置に具備されるフィルタコンデンサ電圧の制御方法に関する。
　下記特許文献１には、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御により可変電圧及び可変周波数の交流電圧を鉄道車両の主電動機に出力するインバータを備えた推進制御装置が開示されている。
　推進制御装置では、一定周期で連続する三角波のキャリア信号とインバータが出力する電圧の指令値である電圧指令値とを比較することで、ＰＷＭパルスを生成する三角波比較方式が一般的に用いられている。この三角波比較方式におけるＰＷＭ制御を大別すると、非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御とに分けられる。
　推進制御装置においては、非同期ＰＷＭ制御を実施する動作モードである非同期モードと、同期ＰＷＭ制御を実施する動作モードである同期モードとが用意されている。非同期モードは、キャリア信号の繰り返し周波数であるキャリア周波数が電圧指令値の周波数に比べて十分に高い場合に実施される。非同期モードでは、キャリア周波数が一定に固定され、電圧指令値の周波数のみを変化させる。同期モードは、キャリア周波数と電圧指令値の周波数とが比較的近い場合に実施される。同期モードでは、キャリア周波数と電圧指令値の周波数との比率が整数倍となるように設定される。また、同期モードで可変電圧可変周波数制御を行う場合、インバータから出力される出力電圧が小さいときにはＰＷＭ信号におけるパルス数を多くし、出力電圧及び出力電圧の基本周波数の増加に従って、パルス数を段階的に減らしていく制御が行われる。
　非同期モードでは、インバータのスイッチング素子がオン及びオフを繰り返す周波数であるスイッチング周波数は、出力電圧の基本波周波数に依存せず連続に変化する。これに対し、同期モードでは、スイッチング周波数が非同期モードの場合と比べて低く、可聴周波数に近くなる。このため、同期モードは非同期モードに比べて、電磁騒音が大きくなるという不利点がある。
特開平９－２６１９６６号公報
　典型的な推進制御装置では、非同期モードと同期モードとの切り替えは、フィルタコンデンサ電圧と、主電動機の回転速度である主電動機速度とに基づいて実施される。ところが、フィルタコンデンサ電圧は一般的に、架線又は第三軌条等から印加される電車線電圧に依存する。従って、同一の装置が同一電圧及び同一周波数の出力電圧を出力する場合であっても、フィルタコンデンサ電圧によっては、動作モードが同期モードとなる場合があり、出力周波数が変更されていないのにも関わらず、電磁騒音が大きくなるケースが存在していた。例えば、出力周波数が一定であるブレーキ定速運転中は、動作モードが同期モードである場合が多く、電磁騒音が大きくなるという課題があった。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、意図しない電磁騒音の増加を確実に抑制できる推進制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る推進制御装置は、フィルタコンデンサと、インバータと、電力消費回路と、制御部とを備える。フィルタコンデンサは、断流器を介して電車線から供給される電力による電圧を平滑する。インバータは、フィルタコンデンサに並列に接続され、非同期モード及び同期モードによるパルス幅変調制御により、鉄道車両に搭載される主電動機に可変電圧及び可変周波数の交流電圧を印加する。電力消費回路は、スイッチング素子及びスイッチング素子に直列に接続される電力消費抵抗を有し、インバータに並列に接続される。制御部は、モード切替制御と、電力消費制御とを実施する。モード切替制御は、フィルタコンデンサの電圧であるフィルタコンデンサ電圧と主電動機の回転速度である主電動機速度とに基づいて非同期モードと同期モードとを切り替える制御である。電力消費制御は、主電動機が発電機として動作するときに発生する回生電力を電力消費抵抗で消費させる制御である。制御部は、電力消費制御によって制御されるフィルタコンデンサ電圧の目標値を変更することで、非同期モードと同期モードとが切り替わる動作点を所望の位置に制御する。
　本開示に係る推進制御装置によれば、意図しない電磁騒音の増加を確実に抑制できるという効果を奏する。
実施の形態に係る推進制御装置の構成例を示す図 従来技術における課題の説明に供する図 従来技術の課題を解決する実施の形態の動作原理の説明に供する図 実施の形態の制御部における処理フローを示すフローチャート 実施の形態における制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態における制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図
　以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る推進制御装置及びフィルタコンデンサ電圧の制御方法について詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は例示であって、以下の実施の形態によって本開示の範囲が限定されるものではない。
実施の形態．
　図１は、実施の形態に係る推進制御装置１００の構成例を示す図である。実施の形態に係る推進制御装置１００は、図１に示すように、電車線１からの直流電力を集電装置２、開閉回路部３及びリアクトル４を介して受電し、受電した直流電力をＰＷＭインバータであるインバータ８が交流電力に変換して、図示しない鉄道車両の主電動機９を駆動する構成である。
　推進制御装置１００は、開閉回路部３、リアクトル４及びインバータ８に加え、ブレーキチョッパ回路５、電圧検出器６、フィルタコンデンサ７及び制御部１０を備えて構成される。
　開閉回路部３は、断流器３１，３２と、充電抵抗３３とを有する。断流器３２と充電抵抗３３とは直列に接続される。断流器３１は、断流器３２と充電抵抗３３との直列回路に並列に接続される。フィルタコンデンサ７を初期充電する際、断流器３１は開放され、断流器３２は閉じられる。これにより、フィルタコンデンサ７は、電車線電力により、充電抵抗３３を介して充電される。フィルタコンデンサ７の初期充電が完了すると、断流器３２は開放され、断流器３１は閉じられる。これにより、推進制御装置１００は、運用が開始可能な状態となる。
　フィルタコンデンサ７は、開閉回路部３を介して電車線１から供給される電力による電圧を平滑する。インバータ８は、フィルタコンデンサ７に並列に接続され、非同期モード及び同期モードによるＰＷＭ制御により、主電動機９に可変電圧及び可変周波数の交流電圧を印加する。
　ブレーキチョッパ回路５は、フィルタコンデンサ７及びインバータ８の各々に互いに並列に接続される。ブレーキチョッパ回路５は、スイッチング素子５１と、スイッチング素子５１に直列に接続される電力消費抵抗５２と、電力消費抵抗５２に並列に接続されるダイオード５３とを有する。なお、ダイオード５３は省略可能である。ブレーキチョッパ回路５は、主電動機９が発電機として動作するときに発生する回生電力を電力消費抵抗５２で消費させる電力消費回路として動作する。
　電圧検出器６は、フィルタコンデンサ７の電圧であるフィルタコンデンサ電圧を検出する。電圧検出器６の検出値は制御部１０に入力される。制御部１０は、フィルタコンデンサ電圧に基づいて、断流器３１，３２の開閉を制御する。また、制御部１０は、フィルタコンデンサ電圧に基づいて、主電動機９が発生する回生電力を電力消費抵抗５２で消費させる電力消費制御を実施する。更に、制御部１０は、フィルタコンデンサ電圧及び主電動機９の回転速度である主電動機速度に基づいて、非同期モードと同期モードとを切り替えるモード切替制御を実施する。主電動機速度に関する情報は、どのような手段又は手法で入手してもよい。主電動機９が速度検出器を備えていれば、当該速度検出器の検出値を利用することができる。或いは、図示しない車両情報管理装置が管理する車両速度情報を入手できれば、当該車両速度情報を用いて主電動機速度に換算することができる。
　次に、上述した課題が生じる理由及び当該課題を解決する手法について、図２及び図３の図面を参照して説明する。図２は、従来技術における課題の説明に供する図である。図３は、従来技術の課題を解決する実施の形態の動作原理の説明に供する図である。
　図２及び図３において、横軸はフィルタコンデンサ電圧を表し、縦軸は主電動機速度を表している。また、両図において、太実線はモード切替の境界線を表し、太破線は主電動機速度の一例として４９［ｋｍ／ｈ］の速度を表している。また、細破線は電車線電圧の一例として７５０［Ｖ］の電圧を表し、細実線はブレーキチョッパ回路５の動作開始電圧の一例として、電車線電圧よりも１００［Ｖ］高い、８５０［Ｖ］を表している。なお、ブレーキチョッパ回路５の動作開始電圧は、電車線電圧に依存するものであり、任意には設定できない。推進制御装置１００を搭載する運行中の各車両が、任意に動作開始電圧を設定してしまうと、図示しない変電所内の遮断器を不要にトリップさせてしまうおそれがある。変電所内の遮断器をトリップさせてしまうと、自車両の運行が停止するだけでなく、他車両の運行も停止してしまうので、車両運行に多大な影響を及ぼすことになる。
　図２及び図３において、主電動機速度が４９［ｋｍ／ｈ］である場合、モード切替境界線と主電動機速度との交点を通り縦軸に平行に引いた一点鎖線が横軸と交わる点の電圧である９２０［Ｖ］がモード切替境界電圧となる。従って、フィルタコンデンサ電圧が９２０［Ｖ］以下、若しくは未満である場合、動作モードは同期モードになり、フィルタコンデンサ電圧が９２０［Ｖ］超、若しくは以上である場合、動作モードは非同期モードになる。このように、一点鎖線は、モード切替境界電圧を表している。
　図２において、従来技術に係る推進制御装置が、４９［ｋｍ／ｈ］の主電動機速度に換算される車両速度一定のブレーキ定速運転を行う場合、動作点１での動作となるので、必然的に同期モードの動作となる。このとき、ブレーキチョッパ回路５によって、フィルタコンデンサ電圧が８５０［Ｖ］に維持されるので、定速運転中は同期モードが継続される。従って、従来技術では、ブレーキ定速運転中は、動作モードが同期モードである場合が多く、電磁騒音が大きくなるという課題があった。
　図２に示す従来技術において、細実線はブレーキチョッパ回路５の動作開始電圧を表している。これに対し、本実施の形態では、図３に示すように、細実線をブレーキチョッパ回路５における第１の目標値という概念で捉えている。そして、本実施の形態では、ブレーキチョッパ回路５における第２の目標値という概念を追加し、この概念を二点鎖線で表している。以下、この概念に基づく動作を、図４を参照して説明する。図４は、実施の形態の制御部１０における処理フローを示すフローチャートである。
　まず、制御部１０は、ブレーキチョッパ回路５の動作開始電圧を第１の目標値に設定する（ステップＳ１１）。図３の例では、第１の目標値が８５０［Ｖ］に設定されている。制御部１０は、主電動機９が回生動作するときの回生電力による回生電流が電車線１側に流れ込まないように、回生電力を電力消費抵抗５２で消費させる（ステップＳ１２）。このタイミングで、制御部１０は、断流器３１を開放する（ステップＳ１３）。なお、推進制御装置１００の運用中、断流器３２は開放状態である。次に、制御部１０は、ブレーキチョッパ回路５の動作開始電圧を第１の目標値よりも大きな第２の目標値に設定する（ステップＳ１４）。図３の例では、第２の目標値が９６０［Ｖ］程度に設定されている。なお、図３の例の場合、第２の目標値は９２０［Ｖ］以上であればよい。
　上記の動作について補足する。ステップＳ１２では、主電動機９が回生動作するときの回生電力が電力消費抵抗５２で消費される。これにより、電車線１側には回生電流が殆ど流れないので、断流器３１を開放することができる。また、断流器３１を開放することで、ブレーキチョッパ回路５における動作開始電圧は電車線電圧の制約を受けることなく、設定することができる。そこで、ステップＳ１４において、ブレーキチョッパ回路５における動作開始電圧を第１の目標値から第２の目標値に変更している。
　上記の制御により、推進制御装置１００の動作点は、動作点１から動作点２に移動する。これにより、実施の形態に係る推進制御装置１００が、４９［ｋｍ／ｈ］の主電動機速度に換算される車両速度一定のブレーキ定速運転を行う場合、動作点２による非同期モードでの動作となる。これにより、電磁騒音を低減させた運転が可能となる。
　以上説明したように、実施の形態に係る推進制御装置は、フィルタコンデンサ電圧と主電動機速度とに基づいて、非同期モードと同期モードとを切り替えるモード切替制御と、主電動機が発電機として動作するときに発生する回生電力を電力消費回路であるブレーキチョッパ回路の電力消費抵抗で消費させる電力消費制御とを実施する制御部を備える。制御部は、電力消費制御によって制御されるフィルタコンデンサ電圧の目標値を変更することで、非同期モードと同期モードとが切り替わる動作点を所望の位置に制御する。これにより、推進制御装置の動作点が電磁騒音の観点で有利な非同期モードとなるように制御できるので、意図しない電磁騒音の増加を確実に抑制できるという効果が得られる。
　なお、上記の制御において、フィルタコンデンサ電圧の目標値を変更する際には、断流器によって電車線とフィルタコンデンサとの電気的接続を切り離した後に実施することが好ましい。このようにすれば、フィルタコンデンサ電圧の目標値を変更することによる電車線側の影響を限りなく小さくすることができる。
　また、制御部は、主電動機速度に応じてフィルタコンデンサ電圧の目標値を設定するようにしてもよい。このようにすれば、推進制御装置が搭載される車両が走行する路線に応じて、ブレーキ定速運転を行う際の車両速度が異なる場合であっても、当該車両速度に応じて、所望のフィルタコンデンサ電圧の目標値を設定することができる。これにより、本実施の形態による制御を確実に実施することが可能となる。
　また、実施の形態に係るフィルタコンデンサ電圧の制御方法によれば、第１ステップでは、電力消費回路であるブレーキチョッパ回路の動作開始電圧が第１の目標値に設定される。第２ステップでは、主電動機が回生動作するときの回生電力による回生電流が電車線側に流れ込まないように、回生電力を電力消費抵抗で消費させる制御が行われる。第３ステップでは、断流器が開放に制御される。第４ステップでは、ブレーキチョッパ回路の動作開始電圧が第１の目標値よりも大きな第２の目標値に設定される。このような、第１から第４ステップの処理を含むフィルタコンデンサ電圧の制御方法によれば、上述した実施の形態に係る制御を円滑に実施することができる。これにより、制御系の構成を複雑化することなく簡易に実施できるので、図１とは異なる種々の推進制御装置に対し適用する場合であっても、実施の形態に係る制御を低コストで実現できるという効果が得られる。
　最後に、上述した制御部１０の機能を実現するためのハードウェア構成について、図５及び図６の図面を参照して説明する。図５は、実施の形態における制御部１０の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図６は、実施の形態における制御部１０の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
　実施の形態における制御部１０の機能の一部又は全部を実現する場合には、図５に示されるように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。
　プロセッサ３００は、演算手段である。プロセッサ３００は、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と称される演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）を例示することができる。
　メモリ３０２には、実施の形態における制御部１０の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。
　また、実施の形態における制御部１０の機能の一部を実現する場合には、図６に示す処理回路３０３を用いることもできる。処理回路３０３は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０３に入力する情報、及び処理回路３０３から出力する情報は、インタフェース３０４を介して入手することができる。
　なお、制御部１０における一部の処理を処理回路３０３で実施し、処理回路３０３で実施しない処理をプロセッサ３００及びメモリ３０２で実施してもよい。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　電車線、２　集電装置、３　開閉回路部、４　リアクトル、５　ブレーキチョッパ回路、６　電圧検出器、７　フィルタコンデンサ、８　インバータ、９　主電動機、１０　制御部、３１，３２　断流器、３３　充電抵抗、５１　スイッチング素子、５２　電力消費抵抗、５３　ダイオード、１００　推進制御装置、３００　プロセッサ、３０２　メモリ、３０３　処理回路、３０４　インタフェース。

Claims (4)

  1. 　断流器を介して電車線から供給される電力による電圧を平滑するフィルタコンデンサと、
    　前記フィルタコンデンサに並列に接続され、非同期モード及び同期モードによるパルス幅変調制御により、鉄道車両に搭載される主電動機に可変電圧及び可変周波数の交流電圧を印加するインバータと、
    　スイッチング素子及び前記スイッチング素子に直列に接続される電力消費抵抗を有し、前記インバータに並列に接続される電力消費回路と、
    　前記フィルタコンデンサの電圧であるフィルタコンデンサ電圧と前記主電動機の回転速度である主電動機速度とに基づいて前記非同期モードと前記同期モードとを切り替えるモード切替制御と、前記主電動機が発電機として動作するときに発生する回生電力を前記電力消費抵抗で消費させる電力消費制御と、を実施する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、前記電力消費制御によって制御される前記フィルタコンデンサ電圧の目標値を変更することで、前記非同期モードと前記同期モードとが切り替わる動作点を所望の位置に制御する
    　ことを特徴とする推進制御装置。
  2. 　前記制御部は、前記目標値を変更する際には、前記断流器によって前記電車線と前記フィルタコンデンサとの電気的接続を切り離した後に実施する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の推進制御装置。
  3. 　前記制御部は、前記主電動機速度に応じて前記目標値を設定する
    　ことを特徴とする請求項１又は２に記載の推進制御装置。
  4. 　断流器を介して電車線から供給される電力による電圧を平滑するフィルタコンデンサと、前記フィルタコンデンサに並列に接続され、非同期モード及び同期モードによるパルス幅変調制御により、鉄道車両に搭載される主電動機に可変電圧及び可変周波数の交流電圧を出力するインバータと、スイッチング素子及び前記スイッチング素子に直列に接続される電力消費抵抗を有して前記インバータに並列に接続される電力消費回路と、を備えた推進制御装置に適用されるフィルタコンデンサ電圧の制御方法であって、
    　前記電力消費回路の動作開始電圧を第１の目標値に設定する第１ステップと、
    　前記主電動機が回生動作するときの回生電力による回生電流が前記電車線側に流れ込まないように、前記回生電力を前記電力消費抵抗で消費させる第２ステップと、
    　前記断流器を開放する第３ステップと、
    　前記電力消費回路の動作開始電圧を前記第１の目標値よりも大きな第２の目標値に設定する第４ステップと、
    　を含むことを特徴とするフィルタコンデンサ電圧の制御方法。
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