WO2023223886A1 - 電力増幅回路 - Google Patents

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WO2023223886A1
WO2023223886A1 PCT/JP2023/017402 JP2023017402W WO2023223886A1 WO 2023223886 A1 WO2023223886 A1 WO 2023223886A1 JP 2023017402 W JP2023017402 W JP 2023017402W WO 2023223886 A1 WO2023223886 A1 WO 2023223886A1
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time
bias
circuit
voltage
power amplifier
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PCT/JP2023/017402
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English (en)
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Inventor
将夫 近藤
新之助 ▲高▼橋
少駿 馬
Original Assignee
株式会社村田製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/52—Circuit arrangements for protecting such amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only

Definitions

  • the present invention relates to a power amplifier circuit.
  • ET control and APT control are controls that amplify power using a power supply voltage that varies depending on the amplitude of a radio frequency signal.
  • the correlation between the radio frequency signal amplitude and the power supply voltage is set in the control IC.
  • the power supply voltage is set to reach approximately 5.5V at maximum, for example.
  • Patent Document 1 discloses that in order to reduce or eliminate characteristic changes after the start of amplification, the temperature-related operating state of the semiconductor power amplification element is set to a predetermined power amplification state before starting amplification of high-frequency power. A power amplifier circuit that controls the power amplifier circuit is shown.
  • the temperature-related operating state of the power amplifying element is controlled, but for example, there is no distinction between low temperature and normal temperature, and the temperature-based operating state is controlled. Control is performed to increase the temperature of the power amplifying element even when the temperature is unnecessary, such as at room temperature. As a result, the current consumption of the power amplifier circuit increases.
  • the present invention has been made in view of these circumstances, and it is an object of the present invention to provide a power amplifier circuit that can improve the voltage resistance of transistors in a low-temperature environment and reduce the current consumption of the power amplifier circuit. purpose.
  • a power amplifier circuit includes an output transistor that amplifies and outputs a radio frequency signal and generates more heat as passing current increases, and a bias circuit section that supplies bias current or voltage to the output transistor. and a bias control unit that is connected to the bias circuit unit and has a control circuit that increases the bias current or voltage when the environmental temperature is below a predetermined threshold, and the bias control unit has a control circuit that increases the bias current or voltage when the environmental temperature is equal to or lower than a predetermined threshold.
  • the bias current or voltage at the second time is changed to Increase the bias current or voltage above a predetermined threshold.
  • the present invention it is possible to provide a power amplifier circuit that can improve the voltage resistance of transistors in a low-temperature environment and reduce the current consumption of the power amplifier circuit.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a power amplifier circuit according to a first embodiment.
  • 3 is a graph for explaining the operation of the power amplifier circuit according to the first embodiment.
  • 3 is a graph for explaining the operation of the power amplifier circuit according to the first embodiment.
  • 7 is a graph for explaining the operation of the power amplifier circuit according to the second embodiment. It is a graph for explaining the operation of the power amplifier circuit according to the third embodiment. It is a graph for explaining the operation of the power amplifier circuit according to the third embodiment. It is a graph for explaining the operation of the power amplifier circuit according to the third embodiment. It is a graph for explaining the operation of the power amplifier circuit according to the third embodiment. It is a graph for explaining the operation of the power amplifier circuit according to the third embodiment. It is a graph for explaining the operation of the power amplifier circuit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a power amplifier circuit according to a fifth embodiment. It is a graph for explaining bias control of a power amplifier circuit according to a fifth embodiment. It is a graph for explaining the operation of the power amplifier circuit according to the fifth embodiment.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a power amplifier circuit 10 according to the first embodiment.
  • the power amplification circuit 10 according to the first embodiment performs amplification for communication using a TDD (Time Division Duplex) method.
  • the power amplifier circuit 10 includes a transistor 101, an output transistor 102, bias circuits 103 and 104, matching circuits 105 and 110, capacitors 106 and 107, inductors 108 and 109, and resistance elements 1036 and 1046. Further, the power amplifier circuit 10 includes a receiving circuit 201, a baseband IC 301, and a bias control section 401.
  • the base of the transistor 101 is connected to the input terminal Pin through the matching circuit 105 and the capacitor 106. Further, a bias current or voltage is supplied to the base of the transistor 101 from a bias circuit 103. A power supply voltage Vcc is supplied to the collector of the transistor 101 through an inductor 108. The emitter of transistor 101 is connected to ground. The transistor 101 amplifies a radio frequency signal input through an input terminal Pin and outputs the amplified radio frequency signal to the base of the output transistor 102.
  • the base of the output transistor 102 is connected to the collector of the transistor 101 through a capacitor 107. Further, a bias current or voltage is supplied to the base of the output transistor 102 from a bias circuit 104. A power supply voltage Vcc is supplied to the collector of the output transistor 102 through an inductor 109. The emitter of transistor 101 is connected to ground. The output transistor 102 amplifies the signal from the transistor 101 and outputs an output signal from the collector to the output terminal Pout via the matching circuit 110.
  • the bias circuit 103 includes transistors 1031, 1032, 1033 and resistance elements 1034, 1035.
  • the transistor 1031 has a base connected to the resistance element 1034 and the collector of the transistor 1032, a collector connected to the power supply, and an emitter connected to the resistance element 1036.
  • the transistor 1031 is switched between an on state and an off state by a current supplied to the base based on a control current that is supplied from the control input terminal BC1 and flows through the resistance element 1034. When the transistor 1031 is turned on, it outputs a bias current or voltage.
  • the transistor 1032 is a diode-connected transistor, and has a collector connected to the resistance element 1034 and the base of the transistor 1031, and an emitter connected to the collector of the transistor 1033.
  • Transistor 1032 outputs current to the collector of transistor 1033 based on the current flowing to its collector.
  • the transistor 1033 is a diode-connected transistor, and its collector is connected to the emitter of the transistor 1032, and its emitter is connected to ground through a resistive element 1035. Transistor 1033 outputs current from its emitter based on the current from transistor 1032.
  • the resistance element 1034 and the resistance element 1035 are provided to generate a predetermined voltage drop based on the current Ic.
  • the resistance element 1036 is provided between the emitter of the transistor 1031 and the base of the transistor 101. Resistance element 1036 is provided to cause a predetermined voltage drop based on the bias current from transistor 1031.
  • the bias circuit 104 includes transistors 1041, 1042, 1043 and resistance elements 1044, 1045. Each element of the bias circuit 104 has the same connection relationship as the bias circuit 103. Bias circuit 104 provides a bias current or voltage to the base of output transistor 102. Further, the resistance element 1046 is provided to cause a predetermined voltage drop based on the bias current from the transistor 1041.
  • a matching circuit 105 is provided between the input terminal Pin and the capacitor 106.
  • the matching circuit 105 matches the impedance between the input terminal Pin and the base of the transistor 101.
  • a capacitor 106 is provided between the matching circuit 105 and the base of the transistor 101.
  • the capacitor 106 has a function of cutting the DC component of the signal input to the transistor 101.
  • a capacitor 107 is provided between the collector of the transistor 101 and the base of the output transistor 102.
  • the capacitor 107 has a function of cutting the DC component of the signal input to the output transistor 102.
  • the inductor 108 is provided between the collector of the transistor 101 and the power supply line that supplies the power supply voltage Vcc.
  • Inductor 109 is provided between the collector of transistor 101 and a power supply line that supplies power supply voltage Vcc. Inductors 108 and 109 each function as a choke inductor.
  • the matching circuit 110 matches the impedance between the collector of the output transistor 102 and the output terminal Pout.
  • the receiving circuit 201 receives a received signal from a communication base station. Further, the reception circuit 201 receives from the communication base station a signal that distinguishes between a transmission time slot (transmission allocated time) and a reception time slot (reception allocated time) and an output display signal that indicates the magnitude of transmission power. These signals may be acquired as, for example, a switching signal indicating the timing of switching the transmission power or an output display signal at each time.
  • the baseband IC 301 is connected to the receiving circuit 201.
  • the baseband IC 301 receives a switching signal and an output display signal from the receiving circuit 201.
  • the baseband IC 301 outputs to the bias control unit 401 a signal indicating whether communication in the TDD method is a transmission slot that requires signal amplification or a reception time slot that does not require signal amplification.
  • the bias control section 401 includes a control circuit 4011, an A/D conversion circuit 4012, a temperature sensor 4013, and a voltage generation section 4014.
  • the control circuit 4011 has a memory section 40111.
  • the memory unit 40111 stores a control table 40112 in which a control voltage Vcont is determined based on the signal from the baseband IC 301 and the temperature signal converted into a digital signal.
  • the A/D conversion circuit 4012 converts a temperature signal as an analog signal from a temperature sensor 4013 that measures the environmental temperature into a digital signal.
  • the temperature sensor 4013 is a circuit element for measuring the temperature of the environment around the power amplifier circuit 10.
  • the temperature sensor 4013 may be placed on the same semiconductor chip as the one on which the power amplifier circuit 10 is provided, or may be placed on a different semiconductor chip. Alternatively, the power amplifier circuit 10 may be placed at any position in the device.
  • the voltage generation section 4014 is connected to the resistance element 1044 of the bias circuit 104. Voltage generation section 4014 outputs control voltage Vcont based on control table 40112.
  • a signal that distinguishes between a transmission time slot and a reception time slot is input to the bias control unit 401 from the baseband IC 301.
  • the bias control unit 401 also acquires the environmental temperature measured by the temperature sensor 4013 as an analog signal.
  • the temperature signal is converted into a digital signal by an A/D conversion circuit 4012.
  • the signal from the baseband 301 and the temperature signal converted into a digital signal are transmitted to the control circuit 4011.
  • the control circuit 4011 refers to the control table 40112 stored in the memory section 40111 and determines the control voltage Vcont that the voltage generation section 4014 outputs.
  • the voltage generation unit 4014 supplies the control voltage Vcont to the bias circuit 104 based on the determined voltage.
  • the voltage generation unit 4014 applies a bias current to the output transistor 102 so that the idle current flowing to the collector of the output transistor 102 in the reception time slot is higher than the idle current in the transmission time slot when the environmental temperature is low.
  • bias control section 401 Control of the bias current (or bias voltage) by the bias control section 401 will be explained with reference to FIGS. 2 and 3.
  • FIG. 2 is a graph showing temporal changes in the bias current and temporal changes in the average output power of the output transistor 102 in TDD communication.
  • reception time slots and transmission time slots are alternately repeated, and in the transmission time slots, the output transistor 102 performs power amplification of the transmission signal.
  • the receive time slot RS0 is followed by the transmit time slot TS0
  • the receive time slot RS1 is followed by the transmit time slot TS1
  • the receive time slot RS2 is followed by the transmit time slot TS2.
  • the output transistor 102 performs amplification operation only in transmission time slots TS0, TS1, and TS2.
  • the output transistor 102 performs power amplification so that the average output power becomes P0, P1, P2 (right axis in FIG. 2) in each of the transmission time slots TS0, TS1, and TS2.
  • the output transistor 102 does not perform an amplification operation.
  • the output transistor 102 does not perform an amplification operation, but a predetermined bias current I0 (left axis in FIG. 2) is supplied to the output transistor 102.
  • the reception time slot RS1 has a time T1 (first time) and a time T2 (second time) that is continuous with time T1.
  • the transmission time slot TS1 has a time T3 (third time) that is continuous with the time T2.
  • times T1, T2, and T3 are continuous without any gaps.
  • the time T2 is, for example, about 200 ⁇ s, which is shorter than the time T1.
  • the control circuit 4011 (a) obtains from the A/D conversion circuit 4012 a temperature signal indicating the environmental temperature Ta measured by the temperature sensor 4013, and (b) obtains the transmission time slot and reception time slot from the baseband IC 301. Obtain the distinguishing signal, and (c) refer to the control table 40112 to determine the control voltage Vcont output by the voltage generation unit 4014 according to the environmental temperature Ta.
  • the control table 40112 when the environmental temperature Ta is below a predetermined threshold (for example, 0° C.), the control table 40112 includes a bias current I1 that is larger than the bias current I0 applied to the output transistor 102 at time T2. Information for outputting a control voltage Vcont that is supplied with a rectangular pulse-like waveform is stored. Furthermore, at the start of time T3, control voltage Vcont is output so that bias current I1 returns to bias current I0.
  • a predetermined threshold for example, 0° C.
  • the control table 40112 indicates that the bias current I0 is supplied to the output transistor 102 even at time T2. Information for outputting a control voltage Vcont is stored.
  • a predetermined threshold value for example, 0° C.
  • the power amplifier circuit 10 increases the bias current supplied to the output transistor 102 at time T2, which is close to the start of amplification of the transmission signal, when the environmental temperature Ta is below the predetermined threshold. This allows the temperature of the output transistor 102 to rise to room temperature. As a result, the breakdown voltage of the output transistor 102 at the time of starting transmission can be increased to, for example, the same level as when the environmental temperature is higher than the threshold value.
  • the breakdown voltage can be increased when the environmental temperature requires an increase in the breakdown voltage. Therefore, an increase in power consumption of the power amplifier circuit 10 can be suppressed compared to the case where the bias current supplied to the output transistor 102 at time T2 is increased regardless of the environmental temperature.
  • the bias current I1 is returned to the bias current I0 at the same time as the start of time T3, self-heating of the output transistor 102 starts at time T3 due to amplification of the transmission signal. Therefore, no temperature drop occurs in the output transistor 102, and the breakdown voltage remains high. Since the bias current I0 at time T3 is set to a value appropriate for the characteristics of the transmission signal such as distortion, it is possible to suppress deterioration of the transmission characteristics by increasing the bias current at time T2. Further, by setting the bias current to a large value like the bias current I1 only for a short period of time T2, a greater improvement in breakdown voltage can be obtained.
  • control by the bias control unit 401 is different from the control in the first embodiment, and other points are common. Control of the bias current (or bias voltage) by the bias control unit 401 in the second embodiment will be explained with reference to FIG. 4.
  • the control circuit 4011 (a) obtains from the A/D conversion circuit 4012 a temperature signal indicating the environmental temperature Ta measured by the temperature sensor 4013, and (b-1) obtains the transmission time slot and reception time slot from the baseband IC 301. (b-2) Obtain an output display signal indicating the magnitude of the transmission power from the baseband IC 301; (c) Refer to the control table 40112 to determine the environmental temperature Ta and the magnitude of the transmission power.
  • the control voltage Vcont output by the voltage generation unit 4014 is determined depending on the voltage generation unit 4014. For example, the control voltage Vcont may be determined based on the difference in average transmission power in each of the transmission time slot and the reception time slot. Note that the output of the reception time slot may be 0 as shown in FIG.
  • the receiving circuit 201 further outputs an output display signal indicating the average output power P1 of the output of the output transistor at time T3 and the average output of the output of the output transistor at time T1 and time T2 (not shown).
  • the control circuit 4011 determines the control voltage Vcont.
  • the control table 40112 when the environmental temperature Ta is below a predetermined threshold value (for example, 0° C.), the control table 40112 includes information about the output transistors at time T2 based on the output display signal at time T3. 102 stores information for outputting a control voltage Vcont such that a bias current I1 larger than the bias current I0 is supplied with a rectangular pulse-like waveform. Furthermore, at the start of time T3, control voltage Vcont is output so that bias current I1 returns to bias current I0.
  • a predetermined threshold value for example, 0° C.
  • times T4, T5, and T6 are continuous without any gap.
  • the average output power P2 in the transmission time slot TS2 is higher than the average output power P1 in the transmission time slot TS1.
  • control table 40112 stores information for outputting a control signal Vcont such that a bias current I2 larger than the bias currents I0 and I1 is supplied to the output transistor 102 with a rectangular pulse-like waveform at time T5. .
  • the bias control unit 401 in the second embodiment outputs the control signal Vcont so as to change the magnitude of the bias current supplied to the output transistor 102 according to the output power of the transmission signal.
  • the power to be amplified by the output transistor 102 is suppressed, so even if the magnitude of the temporarily increased bias current is made smaller than when the average transmission power is high, the output The breakdown voltage of the transistor 102 can be sufficiently increased.
  • the power amplifier circuit 10 in the second embodiment can consume less power than when the bias current is temporarily increased, regardless of the average transmission power.
  • a third embodiment will be described.
  • the control by the bias control unit 401 is different from the control in the first embodiment, and other points are common. Control of the bias current (or bias voltage) by the bias control unit 401 in the third embodiment will be explained with reference to FIGS. 5 and 6.
  • the control circuit 4011 (a) obtains from the A/D conversion circuit 4012 a temperature signal indicating the environmental temperature Ta measured by the temperature sensor 4013, and (b) obtains the transmission time slot and reception time slot from the baseband IC 301. (c) Refer to the control table 40112 to determine the control voltage Vcont output by the voltage generation unit 4014 according to the environmental temperature Ta and the magnitude of the transmission power.
  • the third embodiment differs from the first embodiment in that the control table 40112 sets bias currents that should be increased individually for environmental temperatures below the threshold.
  • the control table 40112 includes the output at time T2.
  • Information for outputting a control voltage Vcont such that a bias current I3 larger than the bias current I0 is supplied to the transistor 102 with a rectangular pulse-like waveform is stored.
  • control voltage Vcont is output so that bias current I3 returns to bias current I0.
  • the control table 40112 shows that the output at time T2 is Information for outputting a control voltage Vcont such that a bias current I4 larger than the bias current I0 and smaller than the bias current I3 is supplied to the transistor 102 with a rectangular pulse-like waveform is stored.
  • the power amplifier circuit 10 in the third embodiment can consume less power than when the bias current is temporarily increased, regardless of the environmental temperature.
  • FIG. 7 shows an example where the environmental temperature Ta is -30°C
  • FIG. 8 shows an example where the environmental temperature Ta is -10°C.
  • the bias control section 401 outputs a control voltage Vcont so as to change the magnitude of the bias current supplied to the output transistor 102 according to the output power of the transmission signal. Also in FIG. 8, the bias control section 401 similarly outputs the control voltage Vcont.
  • the bias current at time T2 is bias current I5 in FIG. 7, and bias current I6 having a smaller current value than bias current I5 in FIG.
  • the power amplifier circuit 10 in the fourth embodiment is different from the power amplifier circuit 10 in the first embodiment using the TDD method in that it performs amplification for communication using the FDD (Frequency Division Duplex) method. , other points are common except for the following.
  • the receiving circuit 201 receives a received signal from a communication base station.
  • the receiving circuit 201 also receives a signal indicating the average output power for each time period (output display signal) and a signal indicating the timing of switching the average output power (switching signal) from the communication base station.
  • a signal that distinguishes switching of the average output power is obtained as a switching signal.
  • the baseband IC 301 receives a switching signal and an output display signal from the receiving circuit 201.
  • the baseband IC 301 outputs a switching signal and an output display signal to the bias control section 401.
  • the FDD method is a communication method that simultaneously transmits and receives a signal having a receiving frequency and a signal having a transmitting frequency. As shown in FIGS. 9, 10, and 11, in the FDD method, the average output power output by the output transistor 102 can be increased or decreased every time. 9 and 10 show cases where the average power is changed in each of time periods TS4, TS5, TS6, and TS7.
  • the time period TS4 in which the average output power is zero or very small has a time T1 and a time T2 that is continuous to the time T1.
  • the time period TS5 has a time T3 that is continuous with the time T2. In other words, times T1, T2, and T3 are continuous without any gaps. Further, the time T2 is, for example, about 200 ⁇ s, which is shorter than the time T1.
  • a time period TS6 that is continuous with the time period TS5 has a time T4 and a time T5 that is continuous with the time T4. Furthermore, the time period TS5 has a time T3 that is continuous to the time T2.
  • the output transistor 102 performs power amplification so that the average output power becomes P5, P6, and P7 (right axis in FIG. 2) in time periods TS5, TS6, and TS7, respectively.
  • Average output power P5 is lower than average output power P6, and average output power P7 is higher than average output power P6.
  • the control circuit 4011 (a) obtains from the A/D conversion circuit 4012 a temperature signal indicating the environmental temperature Ta measured by the temperature sensor 4013, (b) obtains a switching signal from the baseband IC 301, and (c) With reference to the control table 40112, the control voltage Vcont output by the voltage generation unit 4014 is determined according to the environmental temperature Ta.
  • the control table 40112 when the environmental temperature Ta is below a predetermined threshold value (for example, 0° C.), the control table 40112 includes a bias current I1 larger than the bias current I0 applied to the output transistor 102 at time T2. Information for outputting a control voltage Vcont that is supplied with a rectangular pulse-like waveform is stored. Furthermore, at the start of time T3, control voltage Vcont is output so that bias current I1 returns to bias current I0.
  • a predetermined threshold value for example, 0° C.
  • the control table 40112 shows that at time T5 immediately before the timing at which the average output power P6 increases to the average output power P7. , information for outputting a control voltage Vcont such that a bias current I1 larger than the bias current I0 is supplied to the output transistor 102 with a rectangular pulse-like waveform is stored. Furthermore, at the start of time T6, control voltage Vcont is output so that bias current I1 returns to bias current I0. In this way, the power amplifier circuit in the fourth embodiment may increase the bias current not only when the average output power increases from zero but also when the average output power increases from a certain value.
  • a predetermined threshold value for example, 0° C.
  • the magnitude of the bias current at time T2 and the magnitude of the bias current at time T5 may be controlled according to the magnitude of average output powers P5 and P7.
  • the bias control unit 401 outputs the control voltage Vcont so as to change the magnitude of the bias current supplied to the output transistor 102 according to the average output power of the transmission signal.
  • the bias current at time T2 is bias current I1 in FIG. 9, and bias current I7 having a smaller current value than bias current I1 in FIG.
  • the difference in the average output power before and after the timing when the average power increases that is, the difference in the average output power at the timing when the time T2 ends.
  • the control may be performed according to the magnitude of the difference in average output power (P7-P6) at the end of time P5 and time T5.
  • the bias control unit 401 outputs the control voltage Vcont so as to change the magnitude of the bias current supplied to the output transistor 102 according to the amount of increase at the timing when the average output power of the transmission signal increases. .
  • the control table 40112 indicates that the bias current I0 is supplied to the output transistor 102 even at time T2. Information for outputting a control voltage Vcont is stored.
  • a predetermined threshold value for example, 0° C.
  • the breakdown voltage of the output transistor 102 can be increased to a level equivalent to that when the environmental temperature is higher than the threshold value, for example.
  • FIG. 12 shows a circuit diagram of a power amplifier circuit 10A in the fifth embodiment.
  • the power amplifier circuit 10A includes a transistor 101, an output transistor 102, a bias circuit 103, matching circuits 105, 110, capacitors 106, 107, inductors 108, 109, and resistance elements 1036, 11051, 11052. Further, the power amplifier circuit 10A includes a bias circuit section 1101 having a bias circuit C1 and a bias circuit C2. Further, the power amplifier circuit 10A includes a receiving circuit 201, a baseband IC 301, a bias control section 1102, and switches S1 and S2. The power amplification circuit 10A performs amplification for communication using the TDD method.
  • the bias circuit C1 (first bias circuit) includes a reference voltage generation circuit 11102 and a control transistor section 11101.
  • the reference voltage generation circuit 11102 includes transistors 11011 and 11012 and resistance elements 11013, 11014, 11015, and 11016.
  • the reference voltage generation circuit 11102 is a current mirror circuit, and has a property that the temperature dependence of the reference voltage Vref is small.
  • a power supply voltage VB1 is supplied to the reference voltage generation circuit 11102 through a resistance element 11013.
  • the control transistor section 11101 includes transistors 11017 and 11021 and resistance elements 11018 and 11019.
  • the collector of the transistor 11017 is supplied with the power supply voltage Vbat through the resistor element 11018.
  • the emitter of transistor 11017 is connected to ground through resistance element 11019.
  • a reference voltage Vref is supplied to the base of the transistor 11017 from a reference voltage generation circuit 11102.
  • the collector of transistor 11017 is connected to the base of transistor 11021 to supply control voltage Vcont.
  • the collector of the transistor 11021 is supplied with the power supply voltage Vbat.
  • the emitter of transistor 11021 is connected to the base of output transistor 102 through resistance element 11051.
  • the transistor 11021 supplies a bias current I1 (first bias current) to the base of the output transistor 102 based on the control voltage Vcont supplied to the base.
  • the bias circuit C2 (second bias circuit) includes a reference voltage generation circuit 11103 and a transistor 11041.
  • the reference voltage generation circuit 11103 includes transistors 11031, 11032, 11033, 11034 and resistance elements 11035, 11036, 11037, 11038.
  • the reference voltage generation circuit 11103 supplies a base voltage to the transistor 11041.
  • the reference voltage generation circuit 11103 is a current mirror circuit, and is a bias circuit whose output current has small temperature dependence.
  • the transistor 11041 outputs a bias current I2 to the output transistor 102 based on the voltage from the reference voltage generation circuit 11103. Note that the bias currents I1 and I2 in the fifth embodiment are different from the bias currents I1 and I2 in the first to fourth embodiments.
  • the operation of the power amplifier circuit 10A when the temperature decreases will be explained.
  • the reference voltage Vref output from the reference voltage generation circuit 11102 hardly depends on the environmental temperature.
  • the on-voltage of the transistor 11017 that is, the base-emitter voltage increases as the environmental temperature decreases. Therefore, the current IC flowing through the transistor 11017 and the resistance element 11018 decreases as the environmental temperature decreases.
  • the control voltage Vcont applied to the transistor 11021 increases.
  • the bias current I1 increases.
  • the bias current I2 (second bias current) supplied from the bias circuit C2 hardly depends on the environmental temperature.
  • the bias control unit 1102 outputs a signal that turns on and off the switches S1 and S2 based on the switching signal from the baseband IC 301.
  • the switch S1 switches the connection between the bias circuit C1 and the power supply line that supplies the power supply voltage VB1.
  • Switch S2 switches the connection between bias circuit C1 and ground. That is, the bias circuit C1 can be turned on and off by the switch S1 and the switch S2.
  • both the bias circuit C1 and the bias circuit C2 or only the bias circuit C2 can be operated by controlling on/off of the switches S1 and S2. Specifically, when switch S1 is turned on, both bias circuits C1 and C2 operate, and when switch S2 is turned on, only bias circuit C2 operates.
  • Switch S1 and switch S2 can also be called a bias selection circuit.
  • the switches S1 and S2 are configured by field effect transistors, for example. Note that the switches S1 and S2 and the bias control unit 1102 may be integrated on the same semiconductor chip as the power amplifier circuit 10A, or may be integrated on a different semiconductor chip from the power amplifier circuit 10A.
  • FIG. 13 shows the relationship between the idle current ⁇ I1 from the bias circuit C1, the idle current ⁇ I2 from the bias circuit C2, and the environmental temperature Ta in the power amplifier circuit 10A.
  • ⁇ I1 becomes zero at about 10° C. because the bias current I1 decreases as the environmental temperature Ta rises due to the above operation.
  • ⁇ I2 does not change depending on the environmental temperature Ta and remains constant.
  • bias control unit 1102 Control of the bias current (or bias voltage) by the bias control unit 1102 will be explained with reference to FIG. 14.
  • FIG. 14 is a graph showing temporal changes in the bias current and temporal changes in the average output power of the output transistor 102 in TDD communication.
  • the control of the bias control unit 1102 will be explained. Here, the description will focus on the reception time slot RS1 and the transmission time slot TS1.
  • the bias control unit 1102 (a) acquires a signal (switching signal) that distinguishes between a transmission time slot and a reception time slot from the baseband IC 301, and (b) turns on/off the switches S1 and S2 according to the switching signal. Outputs the switching signal. Specifically, the bias control unit 1102 turns on the switch S1 at time T2. Bias control unit 1102 turns on switch S2 at times T1 and T3.
  • bias control unit 1102 outputs bias current I1 from bias circuit C1, which outputs bias current I1 when the environmental temperature is low, in addition to bias current I2 from bias circuit C2. Control is performed to supply a bias current to the output transistor 102.
  • the bias current I1+I2 which is the sum of the bias current I2 and the bias current I1
  • the output transistor 102 is supplied with a rectangular pulse-like waveform.
  • bias circuits C1 and C2 are selected so that bias current I1+I2 returns to bias current I1.
  • a bias current I1+I2 which is the sum of the bias current I2 and the bias current I1
  • Ru the bias current I1
  • the bias current supplied to the output transistor 102 has the same magnitude as the bias current I2 at times T1 and T3.
  • the bias current supplied to the output transistor 102 is increased at time T2, which is close to immediately before amplification of the transmission signal starts. This allows the temperature of the output transistor 102 to rise to room temperature. As a result, the breakdown voltage of the transistor 102 at the time of starting transmission can be increased to, for example, the same level as when the environmental temperature is higher than the threshold value. Since the power amplifier circuit 10A is realized by an analog circuit without relying on digital processing based on a temperature sensor, digital signal processing can be made simpler and easier.
  • the magnitude of the bias current that is temporarily increased may be changed depending on the average output power and the environmental temperature. Further, the power amplifier circuit 10A may perform FDD type amplification similarly to the fourth embodiment.
  • ⁇ 1> an output transistor that amplifies and outputs the radio frequency signal; a bias circuit section that supplies a bias current or voltage to the output transistor; a bias control section connected to the bias circuit section and having a control circuit that increases the bias current or voltage when the environmental temperature is below a predetermined threshold;
  • the bias control unit is configured to control the bias control unit, when the output of the output transistor at the third time becomes larger than the output of the output transistor at the first time in consecutive first time, second time, and third time.
  • a power amplification circuit that increases the bias current or voltage during a second time so that the bias current or voltage becomes larger than the bias current or voltage when the environmental temperature is higher than the predetermined threshold.
  • the power amplifier circuit according to ⁇ 1>, The bias control section further includes a temperature sensor that measures the environmental temperature.
  • the power amplifier circuit according to ⁇ 1> or ⁇ 2>, The radio frequency signal is a transmission signal in a time division duplex transmission time slot, The third time is included in a transmission time slot of the time division duplex system, and the first time and the second time are included in a reception time slot.
  • the control circuit is a power amplifier circuit that increases the bias current or voltage based on the environmental temperature and the switching signal.
  • the power amplifier circuit according to ⁇ 5>, The receiving circuit further obtains an output display signal indicating a first average output of the output transistor at the third time and a second average output of the output transistor at the first time
  • the control circuit is a power amplifier circuit that increases the bias current or voltage based on the environmental temperature, the switching signal, and the output display signal.
  • the power amplifier circuit according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 6>, The control circuit is a power amplifier circuit that increases the bias current or voltage in a rectangular pulse shape during the second time.
  • the control circuit is a power amplifier circuit, wherein the control circuit decreases the bias current or voltage that was increased during the second time at a start time of the third time.
  • the power amplifier circuit according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 8>, further comprising a receiving circuit that obtains an output display signal indicating a first average output of the output transistor at the third time and a second average output of the output transistor at the first time
  • the control circuit is a power amplifier circuit, wherein the control circuit increases the bias current or voltage at the second time period according to a difference between the first average output and the second average output, based on the output display signal.
  • the power amplifier circuit according to any one of ⁇ 1> to ⁇ 9>, The control circuit is a power amplifier circuit that increases the bias current or voltage at the second time depending on the environmental temperature.
  • the power amplifier circuit according to ⁇ 1> a reference voltage generation circuit that generates a reference voltage;
  • a power amplification circuit comprising: a control transistor section whose base is supplied with the reference voltage and which outputs a control voltage that increases as the environmental temperature decreases based on the environmental temperature and the reference voltage.
  • the bias circuit section includes a first bias circuit and a second bias circuit, Both the first bias circuit and the second bias circuit or the second bias circuit adjust a supply state based on a control signal from the bias control unit so that the bias current or voltage is supplied to the output transistor.
  • a power amplification circuit further comprising a switching bias selection circuit.
  • the power amplifier circuit according to ⁇ 12>, The bias selection circuit is at the second time, the first bias circuit supplies the bias current or voltage to the output transistor; The power amplifier circuit switches the supply state so that the second bias circuit supplies the bias current or voltage to the output transistor during the first time and the third time.

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Abstract

低温の温度環境にあるトランジスタの耐圧性を向上することのできる電力増幅回路を提供する。電力増幅回路１０は、無線周波数信号を増幅して出力する出力トランジスタ１０２と、出力トランジスタ１０２にバイアス電流又は電圧を供給するバイアス回路１０４と、バイアス回路１０４に接続され、環境温度が所定の閾値以下の場合に、バイアス電流又は電圧を増加させる制御回路４０１１を有するバイアス制御部４０１と、を備え、バイアス制御部４０１は、連続する第１時間、第２時間、第３時間において、第３時間における出力トランジスタの出力が、第１時間及び第２時間における出力トランジスタの出力より大きくなる場合に、第２時間のバイアス電流又は電圧を、環境温度が所定の閾値より高い場合のバイアス電流又は電圧よりも大きくなるように増加させる。

Description

電力増幅回路
　本発明は、電力増幅回路に関する。
　携帯端末などの移動体での通信においては、無線周波数（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＲＦ）信号を増幅する電力増幅回路が用いられる。ＲＦ信号を効率よく増幅するための制御方法として、エンベロープトラッキング（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ　Ｔｒａｃｋｉｎｇ：ＥＴ）制御や、アベレージパワートラッキング（Ａｖｅｒａｇｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｔｒａｃｋｉｎｇ：ＡＰＴ）制御が知られている。ＥＴ制御やＡＰＴ制御は、無線周波数信号の振幅に応じて変動する電源電圧を用いて電力を増幅する制御である。無線周波数信号振幅と電源電圧の相関関係は制御ＩＣにおいて設定されている。電源電圧は、例えば、最大で約５．５Ｖに達するよう設定されている。
　電源電圧がトランジスタに供給される電力増幅回路において、電力増幅回路の外部の温度である環境温度が、ある温度範囲（例えば－３０℃から８５℃）において、出力負荷変動時を含めてトランジスタが破壊しないことが求められている。特許文献１には、増幅開始後の特性変化を低減または解消するために、半導体電力増幅素子の温度的な動作状態を、高周波電力の増幅を開始する前に、予め定める電力増幅状態となるように制御する電力増幅回路が示される。
特開２００３－３３８７１２号公報
　特に、環境温度が低温（例えば、－３０℃）である場合に、電源電圧が比較的大きい値をとると、出力負荷変動時に出力段のトランジスタが破壊してしまう問題があった。特許文献１の電力増幅回路では、電力増幅素子（トランジスタ）の温度的な動作状態が制御されるが、例えば、低温時と常温時とは区別されておらず、温度的な動作状態の制御が不要な常温時等の場合にも、電力増幅素子の温度を上昇させる制御が行われる。この結果、電力増幅回路の消費電流が大きくなってしまう。
　本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、低温の温度環境にあるトランジスタの耐圧性を向上させ、電力増幅回路の消費電流を低減することのできる電力増幅回路を提供することを目的とする。
　本発明の一側面に係る電力増幅回路は、無線周波数信号を増幅して出力し、通過電流の増加に伴い発熱量が増加する出力トランジスタと、出力トランジスタにバイアス電流又は電圧を供給するバイアス回路部と、バイアス回路部に接続され、環境温度が所定の閾値以下の場合に、バイアス電流又は電圧を増加させる制御回路を有するバイアス制御部と、を備え、バイアス制御部は、連続する第１時間、第２時間、第３時間において、第３時間における出力トランジスタの出力が、第１時間及び第２時間における出力トランジスタの出力より大きくなる場合に、第２時間のバイアス電流又は電圧を、環境温度が所定の閾値より高い場合のバイアス電流又は電圧よりも大きくなるように増加させる。
　本発明によれば、低温の温度環境にあるトランジスタの耐圧性を向上させ、電力増幅回路の消費電流を低減することのできる電力増幅回路を提供することができる。
第１実施形態に係る電力増幅回路の回路図である。 第１実施形態に係る電力増幅回路の動作を説明するためのグラフである。 第１実施形態に係る電力増幅回路の動作を説明するためのグラフである。 第２実施形態に係る電力増幅回路の動作を説明するためのグラフである。 第３実施形態に係る電力増幅回路の動作を説明するためのグラフである。 第３実施形態に係る電力増幅回路の動作を説明するためのグラフである。 第３実施形態に係る電力増幅回路の動作を説明するためのグラフである。 第３実施形態に係る電力増幅回路の動作を説明するためのグラフである。 第４実施形態に係る電力増幅回路の動作を説明するためのグラフである。 第４実施形態に係る電力増幅回路の動作を説明するためのグラフである。 第４実施形態に係る電力増幅回路の動作を説明するためのグラフである。 第５実施形態に係る電力増幅回路の回路図である。 第５実施形態に係る電力増幅回路のバイアス制御を説明するためのグラフである。 第５実施形態に係る電力増幅回路の動作を説明するためのグラフである。
　第１実施形態について説明する。図１には第１実施形態に係る電力増幅回路１０の回路図が示される。第１実施形態に係る電力増幅回路１０は、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ：時分割複信）方式による通信のための増幅を行う。電力増幅回路１０は、トランジスタ１０１、出力トランジスタ１０２、バイアス回路１０３，１０４、整合回路１０５，１１０、キャパシタ１０６，１０７、インダクタ１０８，１０９及び抵抗素子１０３６，１０４６を有する。また、電力増幅回路１０は、受信回路２０１、ベースバンドＩＣ３０１、及びバイアス制御部４０１を有する。
　トランジスタ１０１は、ベースが整合回路１０５及びキャパシタ１０６を通じて、入力端Ｐｉｎに接続される。また、トランジスタ１０１のベースにはバイアス回路１０３からバイアス電流又は電圧が供給される。トランジスタ１０１のコレクタには、インダクタ１０８を通じて電源電圧Ｖｃｃが供給される。トランジスタ１０１のエミッタは接地に接続される。トランジスタ１０１は、入力端Ｐｉｎを通じて入力される無線周波数信号を増幅して出力トランジスタ１０２のベースに出力する。
　出力トランジスタ１０２は、ベースがキャパシタ１０７を通じて、トランジスタ１０１のコレクタに接続される。また、出力トランジスタ１０２のベースにはバイアス回路１０４からバイアス電流又は電圧が供給される。出力トランジスタ１０２のコレクタには、インダクタ１０９を通じて電源電圧Ｖｃｃが供給される。トランジスタ１０１のエミッタは接地に接続される。出力トランジスタ１０２は、トランジスタ１０１からの信号を増幅し、コレクタから整合回路１１０を通じて出力端子Ｐｏｕｔに出力信号を出力する。
　バイアス回路１０３は、トランジスタ１０３１，１０３２，１０３３及び抵抗素子１０３４，１０３５を有する。
　トランジスタ１０３１は、ベースが抵抗素子１０３４とトランジスタ１０３２のコレクタに接続され、コレクタが電源に接続され、エミッタが抵抗素子１０３６に接続される。トランジスタ１０３１は、制御入力端ＢＣ１から供給され、抵抗素子１０３４を流れる制御電流に基づいてベースに供給される電流によって、オン状態とオフ状態が切り替わる。トランジスタ１０３１は、オン状態となると、バイアス電流又は電圧を出力する。
　トランジスタ１０３２は、ダイオード接続されたトランジスタであり、コレクタが抵抗素子１０３４及びトランジスタ１０３１のベースに接続され、エミッタがトランジスタ１０３３のコレクタに接続される。トランジスタ１０３２は、コレクタに流れる電流に基づき、トランジスタ１０３３のコレクタに電流を出力する。
　トランジスタ１０３３は、ダイオード接続されたトランジスタであり、コレクタがトランジスタ１０３２のエミッタに接続され、エミッタが抵抗素子１０３５を通じて接地に接続される。トランジスタ１０３３は、トランジスタ１０３２からの電流に基づいて、エミッタから電流を出力する。
　抵抗素子１０３４及び抵抗素子１０３５は、電流Ｉｃに基づく所定の電圧降下を生じさせるために設けられる。
　抵抗素子１０３６は、トランジスタ１０３１のエミッタとトランジスタ１０１のベースとの間に設けられる。抵抗素子１０３６は、トランジスタ１０３１からのバイアス電流に基づく所定の電圧降下を生じさせるために設けられる。
　バイアス回路１０４は、トランジスタ１０４１，１０４２，１０４３及び抵抗素子１０４４，１０４５を有する。バイアス回路１０４の各素子は、バイアス回路１０３と同様の接続関係にある。バイアス回路１０４は、出力トランジスタ１０２のベースにバイアス電流又は電圧を供給する。また、抵抗素子１０４６は、トランジスタ１０４１からのバイアス電流に基づく所定の電圧降下を生じさせるために設けられる。
　整合回路１０５は、入力端Ｐｉｎとキャパシタ１０６との間に設けられる。整合回路１０５は、入力端Ｐｉｎとトランジスタ１０１のベースとの間のインピーダンスを整合させる。
　キャパシタ１０６は、整合回路１０５とトランジスタ１０１のベースとの間に設けられる。キャパシタ１０６は、トランジスタ１０１に入力される信号の直流成分をカットする機能を有する。
　キャパシタ１０７は、トランジスタ１０１のコレクタと出力トランジスタ１０２のベースとの間に設けられる。キャパシタ１０７は、出力トランジスタ１０２に入力される信号の直流成分をカットする機能を有する。
　インダクタ１０８は、トランジスタ１０１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃを供給する電源ラインとの間に設けられる。インダクタ１０９は、トランジスタ１０１のコレクタと電源電圧Ｖｃｃを供給する電源ラインとの間に設けられる。インダクタ１０８，１０９はそれぞれチョークインダクタとして機能する。
　整合回路１１０は、出力トランジスタ１０２のコレクタと出力端子Ｐｏｕｔとの間のインピーダンスを整合させる。
　受信回路２０１は、通信基地局から、受信信号を受信する。また、受信回路２０１は、通信基地局から、送信タイムスロット（送信割り当て時間）と受信タイムスロット（受信割り当て時間）とを区別する信号や送信電力の大きさを示す出力表示信号を受信する。これらの信号は、例えば、送信電力の切り替えのタイミングを示す切替信号や、それぞれの時間での出力表示信号として取得されてもよい。
　ベースバンドＩＣ３０１は、受信回路２０１に接続される。ベースバンドＩＣ３０１は、受信回路２０１から、切替信号や出力表示信号を受信する。ベースバンドＩＣ３０１は、ＴＤＤ方式における通信が、信号の増幅が必要な送信スロットであるか、信号の増幅が必要でない受信タイムスロットであるかを示す信号を、バイアス制御部４０１に出力する。
　バイアス制御部４０１は、制御回路４０１１、Ａ／Ｄ変換回路４０１２、温度センサ４０１３、及び電圧生成部４０１４を有する。
　制御回路４０１１は、メモリ部４０１１１を有する。メモリ部４０１１１には、ベースバンドＩＣ３０１からの信号及びデジタル信号に変換された温度信号に基づく制御電圧Ｖｃｏｎｔが定められる制御テーブル４０１１２が記憶される。
　Ａ／Ｄ変換回路４０１２は、環境温度を測定する温度センサ４０１３からのアナログ信号としての温度信号を、デジタル信号に変換する。
　温度センサ４０１３は、電力増幅回路１０の周囲の環境の温度を測定するための回路素子である。温度センサ４０１３は、電力増幅回路１０が設けられる半導体チップと同じ半導体チップ上に配置してもよいし、異なる半導体チップ上に配置してもよい。あるいは、電力増幅回路１０が設けられる装置の任意の位置に配置してもよい。
　電圧生成部４０１４は、バイアス回路１０４の抵抗素子１０４４に接続される。電圧生成部４０１４は、制御テーブル４０１１２に基づいて、制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する。
　バイアス制御部４０１には、ベースバンドＩＣ３０１から、送信タイムスロットと受信タイムスロットとを区別する信号が入力される。また、バイアス制御部４０１は、温度センサ４０１３により測定された環境温度をアナログ信号として取得する。温度信号はＡ／Ｄ変換回路４０１２により、デジタル信号に変換される。ベースバンド３０１からの信号及びデジタル信号に変換された温度信号が制御回路４０１１に送信される。制御回路４０１１は、メモリ部４０１１１に保存されている制御テーブル４０１１２を参照し、電圧生成部４０１４が出力する制御電圧Ｖｃｏｎｔを決定する。電圧生成部４０１４は、決定された電圧に基づいて、バイアス回路１０４に制御電圧Ｖｃｏｎｔを供給する。
　電圧生成部４０１４は、環境温度が低温である場合に、受信タイムスロットにおいて出力トランジスタ１０２のコレクタに流れるアイドル電流が、送信タイムスロットにおけるアイドル電流よりも高くなるように、出力トランジスタ１０２にバイアス電流を供給する。
　バイアス制御部４０１によるバイアス電流（あるいはバイアス電圧）の制御について、図２，３を参照して説明する。
　図２は、ＴＤＤ方式の通信において、バイアス電流の時間変化と、出力トランジスタ１０２の平均出力電力の時間変化を示すグラフである。ＴＤＤ方式では、受信タイムスロットと送信タイムスロットとが交互に繰り返され、送信タイムスロットにおいて、出力トランジスタ１０２が送信信号の電力増幅を行う。図２では、受信タイムスロットＲＳ０に次いで送信タイムスロットＴＳ０があり、受信タイムスロットＲＳ１に次いで送信タイムスロットＴＳ１があり、受信タイムスロットＲＳ２に次いで送信タイムスロットＴＳ２がある。
　出力トランジスタ１０２は送信タイムスロットＴＳ０，ＴＳ１，ＴＳ２においてのみ増幅動作を行う。図２では、出力トランジスタ１０２は、送信タイムスロットＴＳ０，ＴＳ１，ＴＳ２のそれぞれにおいて、平均出力電力がＰ０，Ｐ１，Ｐ２（図２の右軸）をとるように電力増幅を行う。一方、受信タイムスロットＲＳ０，ＲＳ１，ＲＳ２では、出力トランジスタ１０２は増幅動作を行わない。受信タイムスロットＲＳ０，ＲＳ１，ＲＳ２においては、出力トランジスタ１０２は増幅動作を行わないが、出力トランジスタ１０２には、所定のバイアス電流Ｉ０（図２左軸）が供給されている。
　制御回路４０１１の制御について説明する。ここでは、受信タイムスロットＲＳ１及び送信タイムスロットＴＳ１に注目して説明する。受信タイムスロットＲＳ１は、時間Ｔ１（第１時間）及び時間Ｔ１に連続する時間Ｔ２（第２時間）を有する。送信タイムスロットＴＳ１は、時間Ｔ２に連続する時間Ｔ３（第３時間）を有する。つまり、時間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３は隙間なく連続している。また、時間Ｔ２は、例えば、約２００μｓであり、時間Ｔ１よりも短い。
　制御回路４０１１は、（ａ）Ａ／Ｄ変換回路４０１２から、温度センサ４０１３が測定した環境温度Ｔａを示す温度信号を通じて取得し、（ｂ）ベースバンドＩＣ３０１から、送信タイムスロットと受信タイムスロットとを区別する信号を取得し、（ｃ）制御テーブル４０１１２を参照し、環境温度Ｔａに応じて、電圧生成部４０１４が出力する制御電圧Ｖｃｏｎｔを決定する。
　例えば、図２に示されるように、環境温度Ｔａが所定の閾値（例えば０℃）以下である場合は、制御テーブル４０１１２には、時間Ｔ２において、出力トランジスタ１０２にバイアス電流Ｉ０より大きいバイアス電流Ｉ１が矩形パルス状の波形をもって供給されるような制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する情報が記憶される。また、時間Ｔ３の開始時には、バイアス電流Ｉ１がバイアス電流Ｉ０に戻るように、制御電圧Ｖｃｏｎｔが出力される。
　また、図３に示されるように、環境温度Ｔａが所定の閾値（例えば０℃）より高い場合は、制御テーブル４０１１２には、時間Ｔ２においても、出力トランジスタ１０２にバイアス電流Ｉ０が供給されるような制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する情報が記憶される。
　このように、電力増幅回路１０では、環境温度Ｔａが所定の閾値以下である場合に、送信信号の増幅が開始する直前に近い時間Ｔ２において、出力トランジスタ１０２に供給されるバイアス電流を増加させる。これにより出力トランジスタ１０２の温度を常温まで上昇させることができる。これにより、送信開始時点における出力トランジスタ１０２の破壊耐圧を、例えば、環境温度が閾値より高い場合と同等まで高くすることができる。
　また、電力増幅回路１０では、環境温度が所定の閾値以下の時にバイアス電流を増加させているので、破壊耐圧を高める必要がある環境温度の場合に、破壊耐圧を高くすることができる。よって、環境温度に関わらず時間Ｔ２において出力トランジスタ１０２に供給されるバイアス電流を増加させる場合より、電力増幅回路１０の消費電力の増大を抑えることができる。
　時間Ｔ３の開始と同時にバイアス電流Ｉ１をバイアス電流Ｉ０に戻した場合であっても、時間Ｔ３では、送信信号の増幅による出力トランジスタ１０２の自己発熱が開始する。よって、出力トランジスタ１０２に温度低下は生じず、破壊耐圧が高い状態が保たれる。時間Ｔ３でのバイアス電流Ｉ０は、歪等の送信信号の特性に対して適切な値に設定されているため、バイアス電流を時間Ｔ２において増加させることにより送信特性が劣化することも抑えられる。また、時間Ｔ２という短時間のみにおいてバイアス電流をバイアス電流Ｉ１のように大きい値とすることで、より大きな破壊耐圧改善を得られる。
　第２実施形態について説明する。第２実施形態以降では第１実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態ごとには逐次言及しない。
　第２実施形態では、バイアス制御部４０１による制御が第１実施形態における制御と異なっており、他の点は共通する。第２実施形態におけるバイアス制御部４０１によるバイアス電流（あるいはバイアス電圧）の制御について、図４を参照して説明する。
　制御回路４０１１は、（ａ）Ａ／Ｄ変換回路４０１２から、温度センサ４０１３が測定した環境温度Ｔａを示す温度信号を通じて取得し、（ｂ－１）ベースバンドＩＣ３０１から送信タイムスロットと受信タイムスロットとを区別する信号を取得し、（ｂ－２）ベースバンドＩＣ３０１から送信電力の大きさを示す出力表示信号及びを取得し、（ｃ）制御テーブル４０１１２を参照し、環境温度Ｔａ及び送信電力の大きさに応じて、電圧生成部４０１４が出力する制御電圧Ｖｃｏｎｔを決定する。例えば、制御電圧Ｖｃｏｎｔは、送信タイムスロットと受信タイムスロットのそれぞれにおける、平均送信電力の差に基づいて、決定されてもよい。なお、受信タイムスロットの出力は図４のように０であってもよい。図４の場合、受信回路２０１が時間Ｔ３における出力トランジスタの出力の平均出力電力Ｐ１と、時間Ｔ１及び時間Ｔ２における出力トランジスタの出力の平均出力（図示せず）と、を示す出力表示信号をさらに取得し、制御回路４０１１が制御電圧Ｖｃｏｎｔを決定する。
　例えば、図４に示されるように、環境温度Ｔａが所定の閾値（例えば０℃）以下である場合は、制御テーブル４０１１２には、時間Ｔ２において、時間Ｔ３における出力表示信号に基づいて、出力トランジスタ１０２にバイアス電流Ｉ０より大きいバイアス電流Ｉ１が矩形パルス状の波形をもって供給されるような制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する情報が記憶される。また、時間Ｔ３の開始時には、バイアス電流Ｉ１がバイアス電流Ｉ０に戻るように、制御電圧Ｖｃｏｎｔが出力される。
　また、時間Ｔ４及び時間Ｔ４に連続する時間Ｔ５を有する受信タイムスロットＲＳ２、時間Ｔ５に連続する時間Ｔ６を有する送信タイムスロットＴＳ２に注目する。このときも、時間Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６は隙間なく連続している。ここで、送信タイムスロットＴＳ２における平均出力電力Ｐ２は、送信タイムスロットＴＳ１における平均出力電力Ｐ１より高い。
　このとき、制御テーブル４０１１２には、時間Ｔ５において、出力トランジスタ１０２にバイアス電流Ｉ０及びＩ１より大きいバイアス電流Ｉ２が矩形パルス状の波形をもって供給されるような制御信号Ｖｃｏｎｔを出力する情報が記憶される。
　このように、第２実施形態におけるバイアス制御部４０１は、送信信号の出力電力に応じて、出力トランジスタ１０２に供給されるバイアス電流の大きさを変化させるように制御信号Ｖｃｏｎｔを出力する。
　送信電力の平均送信電力が小さい場合には、出力トランジスタ１０２が増幅すべき電力が抑えられるので、一時的に増加させるバイアス電流の大きさを、平均送信電力が高い場合より小さくしても、出力トランジスタ１０２の破壊耐圧を十分に高めることができる。第２実施形態における電力増幅回路１０は、平均送信電力に関わらず、バイアス電流を一時的に増加させる場合よりも、消費電力を小さくできる。
　第３実施形態について説明する。第３実施形態では、バイアス制御部４０１による制御が第１実施形態における制御と異なっており、他の点は共通する。第３実施形態におけるバイアス制御部４０１によるバイアス電流（あるいはバイアス電圧）の制御について、図５，６を参照して説明する。
　制御回路４０１１は、（ａ）Ａ／Ｄ変換回路４０１２から、温度センサ４０１３が測定した環境温度Ｔａを示す温度信号を通じて取得し、（ｂ）ベースバンドＩＣ３０１から、送信タイムスロットと受信タイムスロットとを区別する信号を取得し、（ｃ）制御テーブル４０１１２を参照し、環境温度Ｔａ及び送信電力の大きさに応じて、電圧生成部４０１４が出力する制御電圧Ｖｃｏｎｔを決定する。
　第３実施形態の第１実施形態との相違は、制御テーブル４０１１２に、閾値を下回る環境温度について、個別に増加させるべきバイアス電流が設定されている点にある。
　例えば、図５に示されるように、環境温度Ｔａが所定の閾値（例えば０℃）以下であり、かつ環境温度Ｔａが－３０℃である場合は、制御テーブル４０１１２には、時間Ｔ２において、出力トランジスタ１０２にバイアス電流Ｉ０より大きいバイアス電流Ｉ３が矩形パルス状の波形をもって供給されるような制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する情報が記憶される。また、時間Ｔ３の開始時には、バイアス電流Ｉ３がバイアス電流Ｉ０に戻るように、制御電圧Ｖｃｏｎｔが出力される。
　また、図６に示されるように、環境温度Ｔａが所定の閾値（例えば０℃）以下であり、かつ環境温度Ｔａが－１０℃である場合は、制御テーブル４０１１２には、時間Ｔ２において、出力トランジスタ１０２に、バイアス電流Ｉ０より大きくかつバイアス電流Ｉ３より小さいバイアス電流Ｉ４が矩形パルス状の波形をもって供給されるような制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する情報が記憶される。
　環境温度が閾値以下であっても、閾値を下回る量が小さい場合には、出力トランジスタ１０２の温度を上昇させるために必要なバイアス電流の量が抑えられるので、バイアス電流の大きさを、環境温度がさらに低い場合より小さくしても、出力トランジスタ１０２の破壊耐圧を十分に高めることができる。第３実施形態における電力増幅回路１０は、環境温度に関わらず、バイアス電流を一時的に増加させる場合よりも、消費電力を小さくできる。
　ここで、第２実施形態と第３実施形態のそれぞれで説明したバイアス制御部４０１による制御方法は組み合わせることが可能である。組み合わせる場合の例を、図７，８を参照して説明する。図７は環境温度Ｔａが－３０℃である場合であり、図８は環境温度Ｔａが－１０℃である場合の例である。
　図７に示されるように、バイアス制御部４０１は、送信信号の出力電力に応じて、出力トランジスタ１０２に供給されるバイアス電流の大きさを変化させるように制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する。図８においても、バイアス制御部４０１は、同様に制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する。
　図７と図８を比較すると、例えば、時間Ｔ２におけるバイアス電流は、図７においてはバイアス電流Ｉ５であり、図８においては、バイアス電流Ｉ５より小さい電流値をもつバイアス電流Ｉ６である。
　このように、第２実施形態と第３実施形態のそれぞれの制御方法を組み合わせることで、消費電力をより抑制することができる。
　第４実施形態について説明する。第４実施形態における電力増幅回路１０は、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ：周波数分割複信）方式による通信のための増幅を行う点で、ＴＤＤ方式の第１実施形態における電力増幅回路１０と異なっており、他の点は以下を除いて共通する。
　受信回路２０１は、通信基地局から、受信信号を受信する。また、受信回路２０１は、通信基地局から、時間帯ごとの平均出力電力を示す信号（出力表示信号）と平均出力電力の切り替えのタイミングを示す信号（切替信号）とを受信する。平均出力電力の切り替えを区別する信号が切替信号として取得される。
　ベースバンドＩＣ３０１は、受信回路２０１から、切替信号や出力表示信号を受信する。ベースバンドＩＣ３０１は、切替信号や出力表示信号をバイアス制御部４０１に出力する。
　図９，１０，１１は、ＦＤＤ方式の通信において、バイアス電流の時間変化と、出力トランジスタ１０２の平均出力電力の時間変化を示すグラフである。ＦＤＤ方式では、受信用の周波数を有する信号と送信用の周波数を有する信号の送受信を同時に行う通信方式である。図９，１０，１１に示されるように、ＦＤＤ方式では、時間ごとに出力トランジスタ１０２が出力する平均出力電力を増減させることができる。図９，１０では、時間帯ＴＳ４，ＴＳ５，ＴＳ６，ＴＳ７のそれぞれで、平均電力を変化させた場合が示される。
　制御回路４０１１の制御について説明する。平均出力電力がゼロもしくは非常に小さくなる時間帯ＴＳ４は、時間Ｔ１及び時間Ｔ１に連続する時間Ｔ２を有する。時間帯ＴＳ５は、時間Ｔ２に連続する時間Ｔ３を有する。つまり、時間Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３は隙間なく連続している。また、時間Ｔ２は、例えば、約２００μｓであり、時間Ｔ１よりも短い。
　また、時間帯ＴＳ５に連続する時間帯ＴＳ６は、時間Ｔ４及び時間Ｔ４に連続する時間Ｔ５を有する。また、時間帯ＴＳ５は、時間Ｔ２に連続する時間Ｔ３を有する。
　図９，１０では、出力トランジスタ１０２は、時間帯ＴＳ５，ＴＳ６，ＴＳ７のそれぞれにおいて、平均出力電力がＰ５，Ｐ６，Ｐ７（図２の右軸）をとるように電力増幅を行う。平均出力電力Ｐ５は、平均出力電力Ｐ６より低く、平均出力電力Ｐ７は平均出力電力Ｐ６より高い。
　制御回路４０１１は、（ａ）Ａ／Ｄ変換回路４０１２から、温度センサ４０１３が測定した環境温度Ｔａを示す温度信号を通じて取得し、（ｂ）ベースバンドＩＣ３０１から、切替信号を取得し、（ｃ）制御テーブル４０１１２を参照し、環境温度Ｔａに応じて、電圧生成部４０１４が出力する制御電圧Ｖｃｏｎｔを決定する。
　例えば、図９に示されるように、環境温度Ｔａが所定の閾値（例えば０℃）以下である場合は、制御テーブル４０１１２には、時間Ｔ２において、出力トランジスタ１０２にバイアス電流Ｉ０より大きいバイアス電流Ｉ１が矩形パルス状の波形をもって供給されるような制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する情報が記憶される。また、時間Ｔ３の開始時には、バイアス電流Ｉ１がバイアス電流Ｉ０に戻るように、制御電圧Ｖｃｏｎｔが出力される。
　また、図９では、環境温度Ｔａが所定の閾値（例えば０℃）以下である場合は、制御テーブル４０１１２には、平均出力電力Ｐ６が平均出力電力Ｐ７に増加するタイミングの直前にある時間Ｔ５において、出力トランジスタ１０２にバイアス電流Ｉ０より大きいバイアス電流Ｉ１が矩形パルス状の波形をもって供給されるような制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する情報が記憶される。また、時間Ｔ６の開始時には、バイアス電流Ｉ１がバイアス電流Ｉ０に戻るように、制御電圧Ｖｃｏｎｔが出力される。このように、第４実施形態における電力増幅回路は、平均出力電力がゼロから増加する場合に加えて、平均出力電力がある値から増加する場合においても、バイアス電流を増加させてもよい。
　また、図１０に示されるように、時間Ｔ２におけるバイアス電流の大きさと、時間Ｔ５におけるバイアス電流の大きさとは、平均出力電力P５,P７の大きさに応じて制御されてもよい。この場合、バイアス制御部４０１は、送信信号の平均出力電力に応じて、出力トランジスタ１０２に供給されるバイアス電流の大きさを変化させるように制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する。図９と図１０を比較すると、例えば、時間Ｔ２におけるバイアス電流は、図９においてはバイアス電流Ｉ１であり、図１０においては、バイアス電流Ｉ１より小さい電流値をもつバイアス電流Ｉ７である。また、平均出力電力P５,P７の大きさに応じて制御される代わりに、平均電力が増加するタイミングの前後での平均出力電力の差、すなわち、時間Ｔ２が終わるタイミングでの平均出力電力の差P５、時間T５が終わるタイミングでの平均出力電力の差(Ｐ７－Ｐ６)の大きさに応じて制御されてもよい。この場合、バイアス制御部４０１は、送信信号の平均出力電力の増加するタイミングでの増加量に応じて、出力トランジスタ１０２に供給されるバイアス電流の大きさを変化させるように制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する。
　また、図１１に示されるように、環境温度Ｔａが所定の閾値（例えば０℃）より高い場合は、制御テーブル４０１１２には、時間Ｔ２においても、出力トランジスタ１０２にバイアス電流Ｉ０が供給されるような制御電圧Ｖｃｏｎｔを出力する情報が記憶される。
　第４実施形態における電力増幅回路１０によって、ＦＤＤ方式の場合においても、出力トランジスタ１０２の破壊耐圧を、例えば、環境温度が閾値より高い場合と同等まで高くすることができる。
　第５実施形態について説明する。図１２には、第５実施形態における電力増幅回路１０Ａの回路図が示される。電力増幅回路１０Ａは、トランジスタ１０１、出力トランジスタ１０２、バイアス回路１０３，整合回路１０５，１１０、キャパシタ１０６，１０７、インダクタ１０８，１０９及び抵抗素子１０３６，１１０５１、１１０５２を備える。また、電力増幅回路１０Ａは、バイアス回路Ｃ１とバイアス回路Ｃ２とを有するバイアス回路部１１０１を備える。また、電力増幅回路１０Ａは、受信回路２０１、ベースバンドＩＣ３０１、バイアス制御部１１０２、スイッチＳ１，Ｓ２を備える。電力増幅回路１０Ａは、ＴＤＤ方式による通信のための増幅を行う。
　バイアス回路Ｃ１（第１バイアス回路）は、基準電圧生成回路１１１０２と、制御トランジスタ部１１１０１とを有する。基準電圧生成回路１１１０２は、トランジスタ１１０１１，１１０１２及び抵抗素子１１０１３，１１０１４，１１０１５，１１０１６を有する。基準電圧生成回路１１１０２は、カレントミラー回路であって、基準電圧Ｖｒｅｆの温度依存性が小さい性質を持つ。基準電圧生成回路１１１０２には、抵抗素子１１０１３を通じて、電源電圧ＶＢ１が供給される。
　制御トランジスタ部１１１０１は、トランジスタ１１０１７，１１０２１及び抵抗素子１１０１８，１１０１９を有する。トランジスタ１１０１７のコレクタは抵抗素子１１０１８を通じて電源電圧Ｖｂａｔが供給される。トランジスタ１１０１７のエミッタは、抵抗素子１１０１９を通じて接地に接続される。トランジスタ１１０１７のベースには、基準電圧生成回路１１１０２から基準電圧Ｖｒｅｆが供給される。トランジスタ１１０１７のコレクタはトランジスタ１１０２１のベースに制御電圧Ｖｃｏｎｔを供給するように接続される。
　トランジスタ１１０２１は、コレクタに電源電圧Ｖｂａｔが供給される。トランジスタ１１０２１のエミッタは、抵抗素子１１０５１を通じて出力トランジスタ１０２のベースに接続される。トランジスタ１１０２１は、ベースに供給される制御電圧Ｖｃｏｎｔに基づいて、出力トランジスタ１０２のベースにバイアス電流Ｉ１（第１バイアス電流）を供給する。
　バイアス回路Ｃ２（第２バイアス回路）は、基準電圧生成回路１１１０３と、トランジスタ１１０４１とを有する。基準電圧生成回路１１１０３は、トランジスタ１１０３１，１１０３２，１１０３３，１１０３４及び抵抗素子１１０３５，１１０３６，１１０３７，１１０３８を有する。基準電圧生成回路１１１０３は、トランジスタ１１０４１にベース電圧を供給する。基準電圧生成回路１１１０３は、カレントミラー回路であって、出力電流の温度依存性の小さいバイアス回路である。
　トランジスタ１１０４１は、基準電圧生成回路１１１０３からの電圧に基づいて、出力トランジスタ１０２にバイアス電流Ｉ２を出力する。なお、第５実施形態におけるバイアス電流Ｉ１，Ｉ２は、第１から第４実施形態におけるバイアス電流Ｉ１，Ｉ２とは異なる。
　バイアス回路Ｃ１，Ｃ２に接続される出力トランジスタ１０２のコレクタに流れるアイドル電流Ｉｑは、出力トランジスタ１０２の電流利得をβとして、Ｉｑ＝β（Ｉ１＋Ｉ２）となる。
　温度が低下した場合の電力増幅回路１０Ａの動作について説明する。基準電圧生成回路１１１０２から出力される基準電圧Ｖｒｅｆは環境温度にほとんど依存しない。一方、トランジスタ１１０１７のオン電圧すなわちベースエミッタ間電圧は、環境温度の低下と共に増加する。よって、トランジスタ１１０１７と抵抗素子１１０１８を流れる電流ｉｃは環境温度の低下に伴って減少する。
　電流ｉｃの減少によって抵抗素子１１０１８における電圧降下が減少するため、トランジスタ１１０２１に印加される制御電圧Ｖｃｏｎｔは上昇する。制御電圧Ｖｃｏｎｔが上昇すると、バイアス電流Ｉ１が増加する。
　一方で、バイアス回路Ｃ２から供給されるバイアス電流Ｉ２（第２バイアス電流）は環境温度にほとんど依存しない。
　バイアス制御部１１０２は、ベースバンドＩＣ３０１からの切替信号に基づいて、スイッチＳ１，Ｓ２のオンオフを切り替える信号を出力する。
　スイッチＳ１は、バイアス回路Ｃ１と電源電圧ＶＢ１を供給する電源ラインとの接続を切り替える。スイッチＳ２は、バイアス回路Ｃ１と接地との接続を切り替える。すなわち、スイッチＳ１及びスイッチＳ２によって、バイアス回路Ｃ１のオンオフを切り替えることができる。電力増幅回路１０Ａでは、スイッチＳ１，Ｓ２のオンオフを制御することにより、バイアス回路Ｃ１及びバイアス回路Ｃ２の両方又はバイアス回路Ｃ２のみを動作させることができる。具体的には、スイッチＳ１がオンとなる場合には、バイアス回路Ｃ１，Ｃ２の両方が動作し、スイッチＳ２がオンとなる場合には、バイアス回路Ｃ２のみが動作する。スイッチＳ１及びスイッチＳ２はバイアス選択回路とよぶこともできる。
　スイッチＳ１，Ｓ２は、例えば電界効果トランジスタによって構成される。なお、スイッチＳ１，Ｓ２及びバイアス制御部１１０２は、電力増幅回路１０Ａと同じ半導体チップ上に集積化されてもよいし、電力増幅回路１０Ａと別の半導体チップ上に集積されてもよい。
　図１３には、電力増幅回路１０Ａにおける、バイアス回路Ｃ１からのアイドル電流βＩ１、バイアス回路Ｃ２からのアイドル電流βＩ２と環境温度Ｔａとの関係が示される。βＩ１は、上記動作によって環境温度Ｔａの上昇と共にバイアス電流Ｉ１が減少するため、約１０℃でゼロとなっている。βＩ２は環境温度Ｔａによっては変化せず一定となっている。
　バイアス制御部１１０２によるバイアス電流（あるいはバイアス電圧）の制御について、図１４を参照して説明する。
　図１４は、ＴＤＤ方式の通信において、バイアス電流の時間変化と、出力トランジスタ１０２の平均出力電力の時間変化を示すグラフである。
　バイアス制御部１１０２の制御について説明する。ここでは、受信タイムスロットＲＳ１及び送信タイムスロットＴＳ１に注目して説明する。
　バイアス制御部１１０２は、（ａ）ベースバンドＩＣ３０１から、送信タイムスロットと受信タイムスロットとを区別する信号（切替信号）を取得し、（ｂ）切替信号に応じて、スイッチＳ１，Ｓ２のオンオフを切り替える信号を出力する。具体的には、バイアス制御部１１０２は、時間Ｔ２において、スイッチＳ１をオンにする。バイアス制御部１１０２は、時間Ｔ１，Ｔ３において、スイッチＳ２をオンにする。
　すなわち、バイアス制御部１１０２は、増幅動作が始まる時間Ｔ３の直前の時間Ｔ２において、バイアス回路Ｃ２からのバイアス電流Ｉ２に加えて、環境温度が低い場合にバイアス電流Ｉ１を出力するバイアス回路Ｃ１から、出力トランジスタ１０２にバイアス電流を供給するように制御を行う。
　例えば、図１４に示されるように、環境温度Ｔａが所定の閾値（例えば１０℃）以下である場合は、時間Ｔ２において、出力トランジスタ１０２にバイアス電流Ｉ２にバイアス電流Ｉ１が加えられたバイアス電流Ｉ１＋Ｉ２が矩形パルス状の波形をもって供給される。また、時間Ｔ３の開始時には、バイアス電流Ｉ１＋Ｉ２がバイアス電流Ｉ１に戻るように、バイアス回路Ｃ１，Ｃ２が選択される。
　また、環境温度Ｔａが所定の閾値（例えば１０℃）より高い場合は、時間Ｔ２において、出力トランジスタ１０２にバイアス電流Ｉ２にバイアス電流Ｉ１が加えられたバイアス電流Ｉ１＋Ｉ２が矩形パルス状の波形をもって供給される。しかし、環境温度Ｔａが所定の閾値（例えば１０℃）より高い場合は、バイアス電流Ｉ１は非常に小さい値となる。よって、時間Ｔ２においても、出力トランジスタ１０２に供給されるバイアス電流は、時間Ｔ１，Ｔ３におけるバイアス電流Ｉ２と同等の大きさとなる。
　このように、電力増幅回路１０Ａでは、環境温度Ｔａが所定の閾値以下である場合に、送信信号の増幅が開始する直前に近い時間Ｔ２において、出力トランジスタ１０２に供給されるバイアス電流を増加させる。これにより出力トランジスタ１０２の温度を常温まで上昇させることができる。これにより、送信開始時点におけるトランジスタ１０２の破壊耐圧を、例えば、環境温度が閾値より高い場合と同等まで高くすることができる。電力増幅回路１０Ａは、温度センサに基づいたデジタル処理に依らず、アナログ回路によって実現しているため、デジタル信号処理をより単純、簡便にすることができる。
　また、電力増幅回路１０Ａでは、第２実施形態及び第３実施形態で説明したように、平均出力電力や環境温度に応じて、一時的に増加させるバイアス電流の大きさを変えてもよい。また、電力増幅回路１０Ａは、第４実施形態と同様にＦＤＤ方式の増幅を行ってもよい。
　なお、以上説明した各実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るとともに、本発明にはその等価物も含まれる。即ち、各実施形態に当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、各実施形態が備える各要素及びその配置、材料、条件、形状、サイズなどは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせが可能であることは言うまでもなく、これらも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。
＜１＞
　無線周波数信号を増幅して出力する出力トランジスタと、
　前記出力トランジスタにバイアス電流又は電圧を供給するバイアス回路部と、
　前記バイアス回路部に接続され、環境温度が所定の閾値以下の場合に、前記バイアス電流又は電圧を増加させる制御回路を有するバイアス制御部と、を備え、
　前記バイアス制御部は、連続する第１時間、第２時間、第３時間において、前記第３時間における前記出力トランジスタの出力が、前記第１時間における前記出力トランジスタの出力より大きくなる場合に、前記第２時間の前記バイアス電流又は電圧を、前記環境温度が前記所定の閾値より高い場合の前記バイアス電流又は電圧よりも大きくなるように増加させる、電力増幅回路。
＜２＞
　＜１＞に記載の電力増幅回路であって、
　前記バイアス制御部は、前記環境温度を測定する温度センサ、をさらに備える、電力増幅回路。
＜３＞
　＜１＞又は＜２＞に記載の電力増幅回路であって、
　前記無線周波数信号は、時分割複信方式の送信タイムスロットにおける送信信号であり、
　前記第３時間は、前記時分割複信方式の送信タイムスロットに含まれ、前記第１時間及び前記第２時間は、受信タイムスロットに含まれる、電力増幅回路。
＜４＞
　＜１＞から＜３＞のいずれか１つに記載の電力増幅回路であって、
　前記無線周波数信号は、周波数分割複信方式の送信信号である、電力増幅回路。
＜５＞
　＜１＞から＜４＞のいずれかに記載の電力増幅回路であって、
　前記第２時間と前記第３時間との切替タイミングを示す切替信号を取得する受信回路、をさらに備え、
　前記制御回路は、前記環境温度と、前記切替信号とに基づいて、前記バイアス電流又は電圧を増加させる、電力増幅回路。
＜６＞
　＜５＞に記載の電力増幅回路であって、
　前記受信回路は、前記第３時間における前記出力トランジスタの出力の第１平均出力と、前記第１時間における前記出力トランジスタの出力の第２平均出力と、を示す出力表示信号をさらに取得し、
　前記制御回路は、前記環境温度と、前記切替信号と、前記出力表示信号とに基づいて、前記バイアス電流又は電圧を増加させる、電力増幅回路。
＜７＞
　＜１＞から＜６＞のいずれかに記載の電力増幅回路であって、
　前記制御回路は、前記第２時間において、前記バイアス電流又は電圧を、矩形パルス状に増加させる、電力増幅回路。
＜８＞
　＜１＞から＜７＞のいずれかに記載の電力増幅回路であって、
　前記制御回路は、前記第３時間の開始時刻において、前記第２時間において増加された前記バイアス電流又は電圧を、減少させる、電力増幅回路。
＜９＞
　＜１＞から＜８＞のいずれかに記載の電力増幅回路であって、
　前記第３時間における前記出力トランジスタの出力の第１平均出力と、前記第１時間における前記出力トランジスタの出力の第２平均出力と、を示す出力表示信号を取得する受信回路、をさらに備え、
　前記制御回路は、前記出力表示信号に基づいて、前記第１平均出力と前記第２平均出力との差に応じて、前記第２時間における前記バイアス電流又は電圧を増加させる、電力増幅回路。
＜１０＞
　＜１＞から＜９＞のいずれかに記載の電力増幅回路であって、
　前記制御回路は、前記環境温度に応じて、前記第２時間における前記バイアス電流又は電圧を増加させる、電力増幅回路。
＜１１＞
　＜１＞に記載の電力増幅回路であって、
　基準電圧を生成する基準電圧発生回路と、
　ベースに前記基準電圧が供給され、前記環境温度及び前記基準電圧に基づいて、前記環境温度の低下に伴い増加する制御電圧を出力する制御トランジスタを含む制御トランジスタ部と、を備える、電力増幅回路。
＜１２＞
　＜１１＞に記載の電力増幅回路であって、
　前記バイアス回路部は、第１バイアス回路と第２バイアス回路とを有し、
　前記第１バイアス回路及び前記第２バイアス回路の両方又は前記第２バイアス回路が、前記出力トランジスタに前記バイアス電流又は電圧を供給するように、前記バイアス制御部からの制御信号に基づいて供給状態を切り替えるバイアス選択回路、をさらに備える、電力増幅回路。
＜１３＞
　＜１２＞に記載の電力増幅回路であって、
　前記バイアス選択回路は、
　前記第２時間において、前記第１バイアス回路が前記出力トランジスタに前記バイアス電流又は電圧を供給し、
　前記第１時間及び前記第３時間において、前記第２バイアス回路が前記出力トランジスタに前記バイアス電流又は電圧を供給するように、前記供給状態を切り替える、電力増幅回路。
　１０，１０Ａ…電力増幅回路、１０２…出力トランジスタ、１０４…バイアス回路、１１０１…バイアス回路部、４０１，１１０２…バイアス制御部、４０１１…制御回路

Claims (13)

  1. 　無線周波数信号を増幅して出力する出力トランジスタと、
    　前記出力トランジスタにバイアス電流又は電圧を供給するバイアス回路部と、
    　前記バイアス回路部に接続され、環境温度が所定の閾値以下の場合に、前記バイアス電流又は電圧を増加させる制御回路を有するバイアス制御部と、を備え、
    　前記バイアス制御部は、連続する第１時間、第２時間、第３時間において、前記第３時間における前記出力トランジスタの出力が、前記第１時間及び前記第２時間における前記出力トランジスタの出力より大きくなる場合に、前記第２時間の前記バイアス電流又は電圧を、前記環境温度が前記所定の閾値より高い場合の前記バイアス電流又は電圧よりも大きくなるように増加させる、電力増幅回路。
  2. 　請求項１に記載の電力増幅回路であって、
    　前記バイアス制御部は、前記環境温度を測定する温度センサ、をさらに備える、電力増幅回路。
  3. 　請求項１又は２に記載の電力増幅回路であって、
    　前記無線周波数信号は、時分割複信方式の送信タイムスロットにおける送信信号であり、
    　前記第３時間は、前記時分割複信方式の送信タイムスロットに含まれ、前記第１時間及び前記第２時間は、受信タイムスロットに含まれる、電力増幅回路。
  4. 　請求項１から３のいずれか一項に記載の電力増幅回路であって、
    　前記無線周波数信号は、周波数分割複信方式の送信信号である、電力増幅回路。
  5. 　請求項１から４のいずれか一項に記載の電力増幅回路であって、
    　前記第２時間と前記第３時間との切替タイミングを示す切替信号を取得する受信回路、
    をさらに備え、
    　前記制御回路は、前記環境温度と、前記切替信号とに基づいて、前記バイアス電流又は電圧を増加させる、電力増幅回路。
  6. 　請求項５に記載の電力増幅回路であって、
    　前記受信回路は、前記第３時間における前記出力トランジスタの出力の第１平均出力と、前記第１時間及び前記第２時間における前記出力トランジスタの出力の第２平均出力と、を示す出力表示信号をさらに取得し、
    　前記制御回路は、前記環境温度と、前記切替信号と、前記出力表示信号とに基づいて、
    前記バイアス電流又は電圧を増加させる、電力増幅回路。
  7. 　請求項１から６のいずれか一項に記載の電力増幅回路であって、
    　前記制御回路は、前記第２時間において、前記バイアス電流又は電圧を、矩形パルス状に増加させる、電力増幅回路。
  8. 　請求項１から７のいずれか一項に記載の電力増幅回路であって、
    　前記制御回路は、前記第３時間の開始時刻において、前記第２時間において増加された前記バイアス電流又は電圧を、減少させる、電力増幅回路。
  9. 　請求項１から８のいずれか一項に記載の電力増幅回路であって、
    　前記第３時間における前記出力トランジスタの出力の第１平均出力と、前記第１時間及び前記第２時間における前記出力トランジスタの出力の第２平均出力と、を示す出力表示信号を取得する受信回路、をさらに備え、
    　前記制御回路は、前記出力表示信号に基づいて、前記第１平均出力と前記第２平均出力との差に応じて、前記第２時間における前記バイアス電流又は電圧を増加させる、電力増幅回路。
  10. 　請求項１から９のいずれか一項に記載の電力増幅回路であって、
    　前記制御回路は、前記環境温度に応じて、前記第２時間における前記バイアス電流又は電圧を増加させる、電力増幅回路。
  11. 　請求項１に記載の電力増幅回路であって、
    　基準電圧を生成する基準電圧発生回路と、
    　ベースに前記基準電圧が供給され、前記環境温度及び前記基準電圧に基づいて、前記環境温度の低下に伴い増加する制御電圧を出力する制御トランジスタを含む制御トランジスタ部と、を備える、電力増幅回路。
  12. 　請求項１１に記載の電力増幅回路であって、
    　前記バイアス回路部は、第１バイアス回路と第２バイアス回路とを有し、
    　前記第１バイアス回路及び前記第２バイアス回路の両方又は前記第２バイアス回路が、前記出力トランジスタに前記バイアス電流又は電圧を供給するように、前記バイアス制御部からの制御信号に基づいて供給状態を切り替えるバイアス選択回路、をさらに備える、
    電力増幅回路。
  13. 　請求項１２に記載の電力増幅回路であって、
    　前記バイアス選択回路は、
    　前記第２時間において、前記第１バイアス回路及び前記第２バイアス回路が前記出力トランジスタに前記バイアス電流又は電圧を供給し、
    　前記第１時間及び前記第３時間において、前記第２バイアス回路が前記出力トランジスタに前記バイアス電流又は電圧を供給するように、前記供給状態を切り替える、電力増幅回路。
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JP2002009558A (ja) * 2000-06-27 2002-01-11 Fujitsu Quantum Devices Ltd 高周波増幅器バイアス回路、高周波電力増幅器および通信装置
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