WO2023219107A1

WO2023219107A1 - インバータ回路および無線電力伝送回路

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Publication number: WO2023219107A1
Application number: PCT/JP2023/017590
Authority: WO
Inventors: 大雄関屋; 聞起朱
Original assignee: Chiba University NUC
Current assignee: Chiba University NUC
Priority date: 2022-05-13
Filing date: 2023-05-10
Publication date: 2023-11-16
Anticipated expiration: 2024-11-13
Also published as: US12580422B2; US20250309689A1; JPWO2023219107A1

Abstract

定電流給電と定電圧給電の双方が可能なインバータ回路を提供すること。　直流電源とインバータ回路を構成するスイッチング素子との間に直列接続された入力インダクタンスと、高調波共振キャパシタンスと高調波共振インダクタンスとを含むとともにスイッチング素子に並列接続された高調波共振回路と、一端が直流電源に接続されるとともに、他端が高調波共振キャパシタンスと高調波共振インダクタンスとに接続されたスイッチと、を有し、入力インダクタンスを高調波共振インダクタンスとスイッチに対して並列接続する。

Description

インバータ回路および無線電力伝送回路

　本発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路および、これらインバータ回路にて変換された交流電力によって無線電力伝送を行う無線電力伝送回路に関する。

　近年、繰り返し充電可能な二次電池の電力にて動作する携帯電話等の普及に伴い、これら二次電池の充電電力を非接触にて供給する無線電力伝送（ＷｉｒｅｌｅｓｓＰｏｗｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｅｒ；ＷＰＴ）が、利用者の利便性向上の観点から注目されている。これら無線電力伝送（ＷＰＴ）においては、例えば、産業科学医療用周波数帯域（ＩＳＭバンド）である６．７ＭＨｚや１３．５ＭＨｚ等の従来よりも高い周波数の電波を使用する必要があるため、これら高周波での電力制御を高効率で行うことを目的として、従来から使用されている矩形波（ＰＷＭ）コンバータではなく、インバータ回路を用いた共振型コンバータの利用が検討されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０２１－１９１１１１号公報

　これら無線電力伝送（ＷＰＴ）の給電対象となる二次電池としては、携帯電話等の携帯端末において多く普及しているリチウムイオン電池のように、発熱等による電池の劣化を防止すること等を目的として、定電流充電から定電圧充電に切り替えるものや、充電を常に定電流充電または定電圧充電だけで行う種類の二次電池も存在するが、引用文献１の高周波に対応したインバータ回路を用いた共振型コンバータにおいては、定電流充電に対応した定電流給電と定電圧充電に対応した定電圧給電の双方の給電ができないという問題があった。

　本発明は、このような問題点に着目してなされたもので、定電流給電と定電圧給電の双方が可能なインバータ回路および無線電力伝送回路を提供することを目的とする。

　請求項１のインバータ回路は、
　直流電源に接続されて該直流電源から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路であって、
　前記直流電源とインバータ回路を構成するスイッチング回路との間に直列接続された入力インダクタと、
　前記スイッチング回路とともに前記直流電源に並列接続された回路であって、共振キャパシタと共振インダクタとを含む共振回路と、
　一端が前記直流電源に接続されるとともに、他端が前記共振キャパシタと前記共振インダクタとに接続されたスイッチと、
　を有し、
　前記共振インダクタと前記入力インダクタは、前記スイッチに並列接続されている、
　を有することを特徴としている。
　この特徴によれば、スイッチを切り替えることによって、１のインバータ回路にて、定電流給電と定電圧給電の双方の給電を行うことができる。

　請求項２のインバータ回路は、請求項１に記載のインバータ回路であって、
　前記共振インダクタのインダクタンスは、前記入力インダクタのインダクタンスよりも小さく、
　前記インバータ回路から出力される交流電力が供給される電力負荷の変動に依存することなく定電流給電と定電圧給電とが可能となるように、前記インバータ回路を構成する各素子の定数が適正化されていることを特徴としている。
　この特徴によれば、例えば、共振インダクタを入力インダクタのインダクタンスの１０分の１以下の十分に小さなものとすることで、あらたな制御機構を加えることなく負荷変動に依存しない定電流給電と定電圧給電とを行うことができ、負荷変動に対応した制御を行うための回路構成を簡素化することができる。

　請求項３の無線電力伝送回路は、
　請求項２に記載のインバータ回路と、
　磁界共鳴又は電界共鳴により非接続状態にて電力伝送を行う電力伝送回路と、
　を含むことを特徴としている。
　この特徴によれば、スイッチを切り替えることによって、１の無線電力伝送回路にて、定電流給電と定電圧給電の双方の給電を、負荷変動に対応した制御を行うための回路構成を簡素化しつつ行うことができる。

本発明のインバータ回路が適用された無線電力伝送回路を示す回路図である。図１の無線電力伝送回路の等価回路を示す図である。切替スイッチを開放することにより等価回路における定電流給電の状態を示す図である。切替スイッチを閉成することにより等価回路における定電圧給電の状態を示す図である。負荷非依存ＥＦ級インバータ（Ｅ／Ｆ級インバータ）の設定手法を説明する説明図である。本発明のインバータ回路の設計手順を示す説明図である。試作したインバータ回路を示す外観写真とインバータ回路に使用した各素子の設計値と測定値を示す図である。試作したインバータ回路の特性グラフを示す図である。変形例のインバータ回路が適用された無線電力伝送回路を示す回路図である。従来型の無線電力伝送装置の構成を示す図である。

　本発明のインバータ回路が適用された無線電力伝送回路を実施するための形態を図面に基づいて以下に説明する。尚、本実施形態において、説明の便宜上、電気素子についてアラビア数字の符号に加えて、カッコ書きにて特性や略称を併記している。

　図１は、本発明のインバータ回路が適用された無線電力伝送回路Ｍの一例を示す回路図である。本発明のインバータ回路が適用された無線電力伝送回路Ｍは、図１に示すように、主に、磁界共鳴によって非接続状態にて電力伝送を行う回路部であって、送電コイル（Ｌ１）２１と受電コイル（Ｌ３）２２の１対の電磁コイルから成る電力伝送回路部２と、送電コイル（Ｌ１）２１に所定周波数の交流電力を供給するインバータ回路部１と、受電コイル（Ｌ３）２２によって受電された交流電力を直流電力に変換して電力負荷（ＲＬ）３５に供給する整流回路部３とから構成されている。

　尚、電力負荷（ＲＬ）３５としては、二次電池等の直流電力にて充電を行うものであって、直流電力の供給によって負荷（抵抗）が時系列に変化するものが想定されるが、これら二次電池に限定されるものではない。

　電力伝送回路部２に使用される送電コイル（Ｌ１）２１と受電コイル（Ｌ３）２２は、公知の電磁コイルを使用することができ、伝送に必要な電力の大きさや、伝送に使用する周波数、並びに伝送する距離等に応じて適宜なものを選択すればよく、特には、先行技術文献として示した特開２０２１－１９１１１１号に開示されているように、ポアンカレ長が最短となるように整合回路を設けるようにしてもよい。

　また、整流回路部３としては、受電コイル（Ｌ３）２２によって受電された交流電力を直流電力に変換して電力負荷（ＲＬ）３５に安定して供給可能なものであればよく、図１に示すように、負荷に対して並列接続されるダイオード（Ｄ２）３３並びにコンデンサ（ＣＦ）３４と、負荷に対して直列接続されるコンデンサ（Ｃ３）３１とダイオード（Ｄ１）３２とから構成されるパッシブ回路としての公知のＤ級整流器を好適に用いることができ、これら各素子のパラメータは、電力負荷（ＲＬ）３５のインピーダンス等に合わせて適宜に設定すればよい。

　送電コイル（Ｌ１）２１に交流電力を供給するインバータ回路部１は、図１に示すように、直流電源１３から出力される直流電力を所定周波数の交流電力に変換するためのスイッチング回路１１と、該スイッチング回路１１と並列に直流電源１３に接続される高周波共振回路１２と、入力インダクタ（ＬＣ）１８と、切替スイッチ（Ｓ２）１９と、送電コイル（Ｌ１）２１との組み合わせによって直列フィルタを形成するための出力コンデンサ（Ｃ１）１７とから主に構成されている。

　送電コイル（Ｌ１）２１に出力コンデンサ（Ｃ１）１７介して接続されるスイッチング回路１１は、例えば、窒化ガリウムＮチャンネルＭＯＳ－ＦＥＴからなるスイッチング素子（Ｓ１）１４を有しており、このスイッチング素子（Ｓ１）１４に、逆並列にダイオード１５が接続され、また、容量コンデンサ（ＣＳ）１６が接続された構成となっており、このような構成とすることで、スイッチング素子（Ｓ１）１４がオフ状態のとき、容量コンデンサ（ＣＳ）１６に電荷が蓄積され、スイッチング素子（Ｓ１）１４がオン状態に移行する前に容量コンデンサ（ＣＳ）１６に蓄積した電荷がすべて放出されることで、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ；図８参照）を達成できるようになっている。尚、ダイオード１５については、これを省いた回路構成としてもよい。

　また、スイッチング回路１１は、入力インダクタ（ＬＣ）１８を介して直流電源１３と直列接続されているとともに、該スイッチング回路１１と並列に、高周波共振キャパシタ（Ｃ２）１２ａと高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂとを含む高周波共振回路１２が、入力インダクタ（ＬＣ）１８とスイッチング回路１１との間において接続されている。

　そして、高周波共振キャパシタ（Ｃ２）１２ａと高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂとの間と直流電源１３とを短絡可能となるように切替スイッチ（Ｓ２）１９が設けられている。つまり、切替スイッチ（Ｓ２）１９は、一端が直流電源１３に接続されるとともに、他端が高周波共振キャパシタ（Ｃ２）１２ａと高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂとに接続されたスイッチとなる。

　尚、本発明の高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂとしては、入力インダクタ（ＬＣ）１８よりもインダクタンスが十分に小さい（Ｌｃ＞＞Ｌ２）ものであって、後述するように、切替スイッチ（Ｓ２）１９が閉成してＯＮ状態となったときに、入力インダクタ（ＬＣ）１８側よりも高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂ側に大部分の電流が流れる程度のものを使用することが必要であり、具体的には、高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂのインダクタンスを、入力インダクタ（ＬＣ）１８のインダクタンスよりも、１／１０～１／１００程度とすることが好ましい。

　次に、切替スイッチ（Ｓ２）１９を切り替えた場合のインバータ回路部１の動作等について以下に説明する。尚、これらインバータ回路部１の動作を説明するにあたって、整流回路部３は入力リアクタンスを持たず、インバータ回路部１側から見た受電側の等価抵抗は、電力負荷（ＲＬ）３５により変化する電力負荷（Ｒ’Ｌ）と見なすことができるため、図１に示す回路は、便宜上、図２に示す等価回路として表すことが可能であるので、以下、図２に示す等価回路を用いて説明を行うものとする。

　図３は、図２に示す等価回路において切替スイッチ（Ｓ２）１９を開放（ＯＦＦ）したときの動作状況を説明する説明図である。切替スイッチ（Ｓ２）１９が開放（ＯＦＦ）であるときは、入力インダクタ電流ｉＣが入力インダクタ（ＬＣ）１８を流れ、高周波電流ｉ２（図示略）が高周波共振回路１２を流れる。

　この場合、図５に示すように、例えば、スイッチング素子（Ｓ１）１４における時比率（Ｄｕｔｙ　Ｒａｔｉｏ）Ｄとして０．４１５を決定し、ω×ＬＢ／Ｒ’Ｌにて定義されるλＢと、ω×ＣＳ×Ｒ’Ｌにて定義されるγＳと相関グラフ（設計曲線グラフ）について、時比率Ｄを上記の０．４１５とした場合のグラフ曲線上における負荷非依存Ｅ級となる適正ポイント（図５おいて星印にて示す）から求めたλＢ＝１．９２、γＳ＝０．１７７となるように、回路の各素子の定数を決定することで、電力負荷（Ｒ’Ｌ）の負荷変動に依存することなくほぼ一定電流を出力するＥ級負荷非依存と呼ばれる動作を達成できる。尚、Ｅ／Ｆ級負荷非依存と呼ばれる動作を達成する場合には、図５に示す相関グラフにおいて、スイッチング素子（Ｓ１）１４の時比率Ｄとして０．３００（相関グラフには図示しない）を決定すればよい。

　尚、上記の定義式におけるωは、スイッチング素子（Ｓ１）１４によるスイッチングの動作角周波数であるとともに、図５においては、送電コイル（Ｌ１）２１を、前段コイルＬＡと後段コイルＬＢとして捉え、λＢにおいては、電力負荷Ｒ’Ｌに近い後段コイルＬＢのインダクタンスを用いている。このように、送電コイル（Ｌ１）２１を前段コイルＬＡと後段コイルＬＢとして捉えるのは、回路解析の便宜上、動作周波数である１ＭＨｚにおいて出力コンデンサ（Ｃ１）１７と共振を取る成分（ＬＡ）と出力電流位相差の原因となる誘導性成分（ＬＢ）を分けて回路解析を行う必要があるためであり、図５に示す回路においては、出力コンデンサ（Ｃ１）１７と前段コイルＬＡとは、動作角周波数ωに完全に同調し、動作角周波数ωは、ｓｑｒｔ（Ｃ１×ＬＡ）を満足する。

　一方、図４は、図２に示す等価回路において切替スイッチ（Ｓ２）１９を閉成（ＯＮ）したときの動作状況を説明する説明図である。切替スイッチ（Ｓ２）１９が閉成（ＯＮ）であるときは、高周波共振キャパシタ（Ｃ２）１２ａに印加する電圧が直流電源１３の電圧Ｖ１にクランプされる。そして、上述したように、高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂのインダクタンスは、入力インダクタ（ＬＣ）１８のインダクタンスよりも十分に小さい（Ｌｃ＞＞Ｌ２）ため、ほとんどの入力電流が、切替スイッチ（Ｓ２）１９と高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂとを流れるｉ２となる。よって、高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂが、見かけ上の入力インダクタンスを構成するようになるため、Ｅ級負荷非依存と呼ばれる動作を達成し、出力電圧Ｖ１は電力負荷Ｒ’Ｌの負荷変動に対してほぼ一定となる。

　このように、図５に示す手法である、時比率ＤＥを決定した上でλＢとγＳと相関グラフにおける適正ポイントから各パラメータを求めることで、定電流給電と定電圧給電とを共に負荷非依存とする適正な各パラメータを簡便に求めることができる。

　ここで、本発明のインバータ回路部１の適正な各素子値並びに各パラメータを得るための設計手順について、図７を用いてより詳細に説明すると、まず、回路の設計手順として、入力電圧ＶＩ、送電コイル（Ｌ１）２１のインダクタンス、入力インダクタ（ＬＣ）１８のインダクタンス、負荷抵抗値を与える。送電コイル（Ｌ１）２１と入力インダクタ（ＬＣ）１８のインダクタンスには共振周波数、ＲＦチョークとなるような適切な値を与え、負荷抵抗値には、定電流給電のＥ級インバータではＲＥとして与え、定電圧給電のＥ／Ｆ級インバータではＲＥＦとして与える。

　そして、設計の第１段階として、定電圧給電の負荷非依存Ｅ／Ｆ級インバータの各素子値並びに各パラメータを設計する。この際、該設計のためにスイッチング素子（Ｓ１）１４における時比率ＤＥＦを与える。そして、公知文献（S. Aldhaher, D. C. Yates and P. D. Mitcheson, "Load-Independent Class E/EF Inverters and Rectifiers for MHz-Switching Applications," IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 33, no. 10, pp. 8270-8287, Oct. 2018）に示されている負荷非依存Ｅ／Ｆ級インバータの設計理論に則るように、図６の表内に示す定義式にて定義されているパラメータγＳ、パラメータλＢ、パラメータω２を導出する。そして、これら導出されたパラメータγＳ、パラメータλＢ、パラメータω２から、容量コンデンサ（ＣＳ）１６や出力コンデンサ（Ｃ１）１７の素子値、前段コイルＬＡと後段コイルＬＢのインダクタンス、高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂと高周波共振キャパシタ（Ｃ２）１２ａとによる共振周波数を一意に求めることができる。

　次いで、設計の第２段階として、定電圧給電の負荷非依存Ｅ級インバータを設計する。このとき、送電コイル（Ｌ１）２１のインダクタンスは、初期に与えた値を使用するとともに、容量コンデンサ（ＣＳ）１６や出力コンデンサ（Ｃ１）１７の素子値としては、上記の第１段階においてもとめた素子値と同一とする必要がある。このように、負荷非依存Ｅ／Ｆ級インバータの条件を満たす中で負荷非依存条件を満足するためのＥ級インバータのスイッチング素子（Ｓ１）１４における時比率ＤＥと、高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂのインダクタンスを一意に求めることができる。

　具体的には、横軸をパラメータλＢ、縦軸をパラメータγＳとする無次元化パラメータによる図５に示す設計曲線グラフを用いて時比率ＤＥを決定する。つまり、図５（なお図６にも記載あり。）の設計曲線グラフに示すように、負荷非依存Ｅ／Ｆ級インバータの設計段階（第１段階）で求めた設計値であるパラメータλＢ＝１.９２（横軸）およびパラメータγＳ＝０.１７７（縦軸）に対応する設計曲線グラフ上の位置は、図５に示す星印の位置となる。

　ここで、図５に示す設計曲線グラフ中の曲線は、Ｅ級インバータのスイッチング素子（Ｓ１）１４における時比率ＤＥにおける後段コイルＬＢおよび容量コンデンサ（ＣＳ）１６の設計値である。このとき、時比率ＤＥが０.４１５のときのみ設計曲線が星印を通過することが分かる。

　したがって、負荷非依存Ｅ級インバータの時比率ＤＥを０.４１５と決定し、該決定した時比率ＤＥにもとづいて、図６に示すように、パラメータωSを、上記した公知文献に示されているＥ級負荷非依存条件式から導出することができ、これら導出したパラメータωSによって高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂのインダクタンスが決まる。また、このように決定した高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂのインダクタンスと、負荷非依存Ｅ／Ｆ級インバータの設計段階（第１段階）で求めた共振周波数とから、高周波共振キャパシタ（Ｃ２）１２ａの容量も決定することができることから、すべての素子値が決定する。

　つまり、本発明は、前述したように、負荷非依存と呼ばれる定電流給電（ＣＣモード）と定電圧給電（ＣＶモード）とを、切替スイッチ（Ｓ２）１９のＯＮ／ＯＦＦ切り替えで満足させるためには、回路の素子値（各素子の定数と同義）を任意に設定してよいわけではなく、負荷非依存動作が可能な定電流給電（ＣＣモード）が可能となる上記した公知文献に示されている各条件と、負荷非依存動作が可能な定電圧給電（ＣＶモード）が可能となる上記した各条件とを全て満たすように決定しなければならないものであって、本発明における「素子値の定数の適正化」とは、「素子値を上記した各条件を満足するように求めること」である。但し、上記において示した設計手順は、一例であって、各条件を全て満たすような素子値の導出方法は、上記の設計手順に限定されるものではなく、その他の設計手順を用いて各条件を全て満たすような素子値の導出するようにしてもよいことはいうまでもない。

　尚、上記にて説明した設計手順によって導出される各素子値は、あくまで設計値であって、実際の部品の素子値とは、後述する図７に示すように誤差があってもよい。つまり、高周波動作下で用いているＥ級回路における効率は、素子の個体差による素子値のばらつきに対してロバスト性を持つので、素子値にばらつきが生じても効率などの回路動作への影響は限定的なものとなることから、効率等において必要十分な性能が得られる範囲で、設計値からの誤差を許容することができる。

　（実施例）図７は、本発明のインバータ回路が適用されたインバータ回路基板を示す試作品である。インバータ回路基板は、４０ｍｍ×５０ｍｍの小型の基板とされている。基板には、図７に示すように、入力インダクタ（ＬＣ）１８と高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂと送電コイル（Ｌ１）２１からなる３つのコイルが設けられているともに、最も大きな送電コイル（Ｌ１）２１に覆われている基板面上には、容量コンデンサ（ＣＳ）１６、出力コンデンサ（Ｃ１）１７、高周波共振キャパシタ（Ｃ２）１２ａとがセラミックコンデンサにて実装されている。

　インバータ回路基板は、入力インダクタ（ＬＣ）１８の近傍に設けられている３つの端子部を介して２４Ｖの直流電源１３に配線接続されているとともに、送電コイル（Ｌ１）２１の近傍に設けられている２つの端子を介して手動の切替スイッチ（Ｓ２）１９に配線接続されていて、切替スイッチ（Ｓ２）１９のＯＮ／ＯＦＦを手動で切り替えることによって、負荷非依存型の定電流動作と負荷非依存型の定電圧動作とを切り替えることができるようになっている。

　尚、試作したインバータ回路基板は、設計動作周波数ｆｓが１ＭＨｚ、入力直流電圧Ｖ１が２４．０Ｖであって、入力インダクタ（ＬＣ）１８のインダクタンスは１００μＨ、送電コイル（Ｌ１）２１のインダクタンスは１１．９μＨ、高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂのインダクタンスは３．２４μＨ、容量コンデンサ（ＣＳ）１６の容量は５．５０ｎＦ、出力コンデンサ（Ｃ１）１７の容量は２．４３ｎＦ、高周波共振キャパシタ（Ｃ２）１２ａの容量は２．７０ｎＦのものを使用し、実装後に各素子の設計値からのズレを測定したが、図７に示すように、ほぼ、設計値からのずれがない状態であった。ここで、高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂのインダクタンスは、入力インダクタ（ＬＣ）１８のインダクタンスの約１／３１である。

　このように試作したインバータ回路基板について、スイッチング素子（Ｓ１）１４に印加される電圧Ｖｇ、スイッチング素子（Ｓ１）１４に逆並列接続されたダイオード１５に印加される電圧ＶＳ、並びに電力負荷Ｒ’Ｌに印加される電圧Ｖ１と電流ｉ１とを実測した結果を図８に示す。

　図８（ａ）は、切替スイッチ（Ｓ２）１９を開放（ＯＦＦ）したときの測定結果を示すグラフである。図８（ａ）に示すように、切替スイッチ（Ｓ２）１９を開放（ＯＦＦ）した場合には、電力負荷Ｒ’Ｌが、Ｒ（ＬＥＦ）の１／１０、１／２、１／１に変化すると電力負荷Ｒ’Ｌに印加される電圧Ｖ１は大きく変化するものの、電流ｉ１は殆ど変化することがなく、定電流給電が行われていることが解るとともに、スイッチング素子（Ｓ１）１４によるスイッチングが実行されるときは、電圧ＶＳ並びに電圧Ｖｇが共に０Ｖとなっており、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）が実現されていることが解る。

　また、図８（ｃ）に示すように、切替スイッチ（Ｓ２）１９を開放（ＯＦＦ）して定電流モードとした場合において、電力負荷Ｒ’Ｌを、Ｒ（ＬＥＦ）の１／１０～１／１まで、より細かく変化させて測定しても、電力負荷Ｒ’Ｌを流れる電流Ｉ１は、ほぼ変化しておらず、負荷非依存型の定電流動作が達成されていることが解る。

　また、図８（ｂ）は、切替スイッチ（Ｓ２）１９を閉成（ＯＮ）したときの測定結果を示すグラフである。図８（ｂ）に示すように、切替スイッチ（Ｓ２）１９を閉成（ＯＮ）した場合には、電力負荷Ｒ’Ｌが、Ｒ（ＬＥＦ）の１／１０、１／２、１／１に変化すると電力負荷Ｒ’Ｌに印加される電流ｉ１は大きく変化するが電圧Ｖ１は殆ど変化することがなく、定電圧給電が行われていることが解るとともに、スイッチング素子（Ｓ１）１４によるスイッチングが実行されるときは、電圧ＶＳ並びに電圧Ｖｇが共に０Ｖとなっており、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）が実現されていることが解る。

　また、図８（ｃ）に示すように、切替スイッチ（Ｓ２）１９を閉成（ＯＮ）して定電圧モードとした場合において、電力負荷Ｒ’Ｌを、Ｒ（ＬＥＦ）の１／１０～１／１まで、より細かく変化させて測定しても、電力負荷Ｒ’Ｌに印加される電圧Ｖ１は、ほぼ変化しておらず、負荷非依存型の定電圧動作が達成されていることが解る。

　以上のように、本発明のインバータ回路によれば、切替スイッチ（Ｓ２）１９のＯＮ／ＯＦＦを切り替えることによって、単一のスイッチング素子（Ｓ１）１４を用いて定電流給電と定電圧給電の双方の給電を行うことができ、インバータ回路を簡素化、小型化（軽量化）、低コスト化することができる。

　特に、高周波共振インダクタ（Ｌ２）１２ｂのインダクタンスを、入力インダクタ（ＬＣ）１８のインダクタンスよりも十分に小さなものとするとともに、インバータ回路を構成する各素子のパラメータを、図５に示す設計手法によって適正化することで、負荷非依存型の定電流給電と定電圧給電とを達成することができ、電力負荷ＲＬの変化に応じた電圧や電流の変化を抑えるための制御に係わる構成、具体的には、受電コイル（Ｌ３）２２と整流回路部３とから成る受電側から電力負荷ＲＬに印加される電圧や電流の情報を、図１０の従来例に示すように、無線通信等によってインバータ回路部１側に送信し、これら送信された電圧や電流によって電圧や電流の変化を抑える制御をするための構成を、省くことが可能となるので、より、一層、インバータ回路を簡素化、小型化（軽量化）、低コスト化することができる。

　また、無線電力伝送（ＷＰＴ）に許される周波数範囲は、電磁妨害問題を防ぐために各国の法律で定められており、日本では、前記したように、産業科学医療用周波数帯域（ＩＳＭバンド）という非常に狭い帯域、具体的には、６．７６５～６．７９５ＭＨｚ、１３．５５３～１３．５６７ＭＨｚの帯域が割り当てられているが、上記した図１０に示す従来例で示すように、電力負荷ＲＬに印加される電圧や電流の情報を受電側から受信し、これらの狭い帯域で周波数を変化させて定電圧や定電流とする制御を行うことは非常に困難であるが、本発明によれば、これら周波数を変化させることなく、１の周波数を用いて定電流給電と定電圧給電を実現することもできる。

　さらに、無線電力伝送（ＷＰＴ）に用いる周波数が高くなればなる程、高周波化によってキャリアセンス等によるゆらぎを含む制御情報に係わる無線通信の遅延等による影響が大きくなり、電圧制御や電流制御に係わる最適制御パラメータの同定に困難性が生じることから、適切な電圧制御や電流制御を実現し難いとともに、高周波化ではスイッチング損失が増大するため、高効率を達成するにはソフトスイッチング動作が必須となるため、一定出力およびソフトスイッチングを同時に保証しなければならないという新たな問題も生じ、制御システムの複雑化を招き、回路の小型化（軽量化）、簡素化、小型化、低コスト化が困難となるが、本発明によれば、上記したように、ゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）による動作が可能であるので、高周波でのスイッチング損失を有効に抑えられるため、高周波動作において高効率を達成することが可能であるとともに、負荷非依存型の定電流動作や定電圧動作が可能となるため、制御システムを大幅に簡素化することができるので、インバータ回路を簡素化、小型化（軽量化）、低コスト化することもできる。

　以上、本発明の実施例を図面により説明してきたが、具体的な構成はこれら実施例に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲における変更や追加があっても本発明に含まれる。

　例えば、上記実施例では、磁界共鳴による磁界結合にて非接続状態での電力伝送を実施した形態を例示しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら非接続状態での電力伝送の方式としては、電界共鳴による電力伝送としてもよいし、結合部をトランスで結合し、接続状態の絶縁形共振コンバータとしてもよい。

　また、前記した実施例では、切替スイッチ（Ｓ２）１９を手動で操作して切り替える形態を例示したが、本発明はこれに限定されるものではなく、図９の変形例に示すように、これらスイッチが自動で切り替えられるようにしてもよい。つまり、本発明の課題においても説明したように、二次電池として多く利用されているリチウムイオン二次電池においては、充電初期においては定電流充電を実行し、充電途中から定電圧充電を実行することが、劣化防止の観点から重要視されている。

　このため、電力負荷をリチウムイオン二次電池とする場合にあっては、充電の途中で切替スイッチ（Ｓ２）１９をＯＦＦからＯＮに切り替えて負荷非依存型の定電流モードから負荷非依存型の定電圧モードに変更する必要があるが、これら定電流モードから定電圧モードへの変更を手動で行うと、利用者の利便性が低下してしまうことから、これら定電流モードから定電圧モードへの変更を自動的に行えるようにしたものが、図９に示す変形例である。

　具体的には、図９に示すように、インバータ回路部１側に、送電コイル（Ｌ１）２１に印加される電圧ＶＬを検出する電圧センサ４１と、送電コイル（Ｌ１）２１を流れる電流ｉＬを検出する電流センサ４２と、これら電圧センサ４１と電流センサ４２とに接続されるとともに、電気的に切替可能とされた電気式スイッチ（Ｓ２’）１９’を制御可能なマイコン等から成る制御回路４０を設け、電圧センサ４１にて検出された電圧ＶＬと電流センサ４２にて検出された電流ｉＬとが、予め設定されている切替電圧ＶＬと切替え電流ｉＬから成る切替条件を満たしたと制御回路４０が判断したときに、制御回路が電気式スイッチ（Ｓ２’）１９’の状態を、充電開始時のＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替える。

　このようにすれば、リチウムイオン二次電池の充電における利便性を向上できるとともに、特に、受電コイル（Ｌ３）２２と整流回路部３とから成る受電側から電気式スイッチ（Ｓ２’）１９’を切り替えるための制御情報を受信する制御情報通信手段等を設ける必要がないことから、負荷非依存型とすることによる制御情報通信手段の削減効果が得られなくなってしまうことを回避することができることから好ましいが、本発明はこれに限定されるものではなく、リチウムイオン二次電池に供給される電圧や電流をより正確に把握して電気式スイッチ（Ｓ２’）１９’を切り替えられるようにするために、電圧センサや電流センサを受電側に設けて、これら電圧センサや電流センサにて検出された電圧や電流の情報を、制御情報としてインバータ回路側に送信手段を用いて送信するようにしてもよい。

　また、上記実施例では、インバータのスイッチング素子として窒化ガリウムＭＯＳ－ＦＥＴを使用した形態を例示しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、当然ながら窒化ガリウム以外のＭＯＳ－ＦＥＴを使用してもよく、これらインバータのスイッチング素子は、使用する電圧や効率等を考慮して、適宜に選択すればよい。

　また、上記実施例では、実施例の周波数を１ＭＨｚとしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、当然ながら、上記した産業科学医療用周波数帯域（ＩＳＭバンド）の周波数としてもよいし、これら高周波に限らず、自動車用充電周波数の８５ＫＨｚで実施してもよいことはいうまでもない。つまり、本発明が適用される周波数としては、高周波のみに限定されるものではなく、低周波や中周波であってもよい。

　また、上記実施例では、各コイルやコンデンサやスイッチング素子の配置を図７に示すように設けた形態を例示しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これらの各コイルやコンデンサやスイッチング素子の配置は、干渉や発熱等を考慮して適宜に決定すればよい。

　また、上記実施例では、電力負荷ＲＬとして直流電流による充電を行う二次電池を想定しているため、整流回路部３を受電側に設けた構成としているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら受電側の電力負荷ＲＬが、交流電流を供給する必要のあるものであれば、整流回路部３を設けなくてもよい。

　また、上記実施例では、本発明のインバータ回路となるインバータ回路部１を、無線電力伝送回路Ｍに適用した形態を例示しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、上記のように、定電流や定電圧の出力が可能な交流電源（高周波に限らない）としても使用することができる。

　（産業上の利用可能性）
　本発明は、バッテリー充電のためのワイヤレス給電、共振形コンバータへ応用できる可能性がある。また、将来の蓄電デバイス、たとえばスーパーキャパシタ（スーパーコンデンサ）への充電にも応用できる可能性がある。本発明の技術は理論的には電力レベルに依存しない。したがって、蓄電デバイスを使うあらゆる応用先に、充電回路として適用可能である。

　尚、近距離充電や長距離給電の規格に関しては、本発明の技術は、これらの規格よりも一段階低いレイヤである送電回路の中身に関する発明であるので、上記した各規格に対しては影響は及ぼさないため、上記した各規格においても利用可能である。

Ｍ　　　　　無線電力伝送回路
１　　　　　インバータ回路部
２　　　　　電力伝送回路部
３　　　　　整流回路部
１１　　　　スイッチング回路
１２　　　　高周波共振回路
１２ａ　　　高周波共振キャパシタ
１２ｂ　　　高周波共振インダクタ
１３　　　　直流電源
１４　　　　スイッチング素子
１５　　　　ダイオード
１６　　　　容量コンデンサ
１７　　　　出力コンデンサ
２１　　　　送電コイル
２２　　　　受電コイル
３１、３４　コンデンサ
３２、３３　ダイオード
３５　　　　電力負荷

Claims

　直流電源に接続されて該直流電源から出力される直流電力を交流電力に変換するインバータ回路であって、
　前記直流電源とインバータ回路を構成するスイッチング回路との間に直列接続された入力インダクタと、
　前記スイッチング回路とともに前記直流電源に並列接続された回路であって、共振キャパシタと共振インダクタとを含む共振回路と、
　一端が前記直流電源に接続されるとともに、他端が前記共振キャパシタと前記共振インダクタとに接続されたスイッチと、
　を有し、
　前記共振インダクタと前記入力インダクタは、前記スイッチに並列接続されている、
　を有することを特徴とするインバータ回路。
　前記共振インダクタのインダクタンスは、前記入力インダクタのインダクタンスよりも小さく、
　前記インバータ回路から出力される交流電力が供給される電力負荷の変動に依存することなく定電流給電と定電圧給電とが可能となるように、前記インバータ回路を構成する各素子の定数が適正化されていることを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。
　請求項２に記載のインバータ回路と、
　磁界共鳴又は電界共鳴により非接続状態にて電力伝送を行う電力伝送回路と、
　を含むことを特徴とする無線電力伝送回路。