WO2023026345A1 - レーダ信号処理装置、レーダ信号処理方法、及び合成開口レーダ - Google Patents

レーダ信号処理装置、レーダ信号処理方法、及び合成開口レーダ Download PDF

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pulse
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radar signal
pulses
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麻由 菅原
正芳 土田
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三菱電機株式会社
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/89—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging
    • G01S13/90—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for mapping or imaging using synthetic aperture techniques, e.g. synthetic aperture radar [SAR] techniques

Definitions

  • the technology disclosed herein relates to a radar signal processing device, a radar signal processing method, and a synthetic aperture radar.
  • Synthetic Aperture Radar is an imaging radar that is mounted on a mobile platform such as an aircraft, satellite, or the like, performs observations, and obtains a two-dimensional high-resolution image of the target.
  • Synthetic aperture radar is applicable to disaster monitoring, topographic mapping, land use survey, maritime monitoring, etc., because observation is possible regardless of the weather and day and night.
  • synthetic aperture radar constructs a two-dimensional image of the target using chirped pulses that have been pulse-compressed by chirp modulation.
  • the width in the range direction of an object from which an image is obtained by observation (also called swath, hereinafter referred to as "range observation width") is limited by the length of the antenna provided in the synthetic aperture radar. If you try to widen the range observation width while fixing the length of the antenna, the azimuth resolution will deteriorate. Thus, there is a trade-off relationship between the range observation width and the azimuth resolution.
  • Non-Patent Document 1 discloses a staggered SAR that attempts to solve this problem by continuously varying the pulse repetition interval (hereinafter referred to as "PRI").
  • PRI pulse repetition interval
  • Ambiguity is one of the issues facing synthetic aperture radar.
  • the chirp rate is changed between pulses in staggered SAR, there is a demerit that the blind influence range expands in the range direction.
  • the disclosed technology finds a range in which the advantage of using chirped pulses with different chirp rates outweighs the disadvantage of expanding the blind influence range in the range direction, and has a wide range observation width and ambiguity countermeasures. It is an object of the present invention to provide a synthetic aperture radar.
  • the synthetic aperture radar according to the technology disclosed herein uses chirped pulses whose PRI is not constant.
  • the chirped pulse has at least two chirp rates.
  • the synthetic aperture radar according to the technology disclosed herein has the above configuration, it has the advantage of using chirped pulses with different chirp rates. As a result, the synthetic aperture radar according to the technology disclosed herein has a wide range observation width, and ambiguity countermeasures are also taken.
  • FIG. 1A is a first hardware configuration diagram of a radar signal processing apparatus according to a first embodiment
  • FIG. 1B is a second hardware configuration diagram of the radar signal processing device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a flow chart showing processing steps of the radar signal processing method according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing that pulse compression widens the influence range of the blind area.
  • FIG. 4 is a schematic diagram showing a condition under which two consecutive received chirped pulses are not included in the blind range at the same time.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing that chirp inversion widens the range of influence of the blind region.
  • staggered SAR which is the premise of the technology disclosed herein, clarifies the principles of the radar signal processing device, the radar signal processing method, and the synthetic aperture radar according to the technology disclosed herein.
  • Synthetic aperture radar often uses digital beam forming (hereinafter simply referred to as "DBF”). Specifically, the synthetic aperture radar often uses DBF in the elevation direction (hereinafter referred to as “EL-DBF”). By using EL-DBF, synthetic aperture radar separates signals returning from different ranges that are received at the same time, allowing observations across the PRI. Application of the EL-DBF enables an expansion of the range observation width.
  • DBF digital beam forming
  • EL-DBF DBF in the elevation direction
  • blind range refers to the area where the synthetic aperture radar cannot detect the signal.
  • the blind range in the synthetic aperture radar occurs when the synthetic aperture radar is transmitting chirped pulses.
  • the antennas commonly used are dual-use antennas. For this reason, the synthetic aperture radar cannot receive echoes returned from the ground while transmitting chirp pulses. Blind range is a phenomenon that occurs for this reason.
  • the blind range (R b ) is a region in the range direction expressed by the following formula.
  • the range direction refers to the direction from the synthetic aperture radar toward the object.
  • C is the speed of light
  • ⁇ is the pulse width of the chirped pulse
  • k is the index of the chirped pulse.
  • the index k starts from 0.
  • Equation (1) thus represents the blind range (R b ) that occurs during the transmission of the k th chirped pulse.
  • the physical dimension of ranges, including blind ranges, is distance. Note that the above equation (1) is an equation when the PRI is fixed. The physical dimension of PRI is time.
  • the chirped pulse interval, PRI is given by the following equation.
  • ⁇ is the difference between adjacent PRIs.
  • Staggered SAR adopts the idea that several successive chirped pulses form one set and the irradiation pattern of the set is repeated.
  • Equation (2) shows an example in which the irradiation timing is patterned as one set of M consecutive chirped pulses.
  • the period of the pulse set is represented by T P in the equation below.
  • the physical dimension of the pulse set period, represented by T P in equation (3), is time.
  • Equation (4) is based on the assumption that the index h is greater than or equal to nM, ie the hth chirp pulse is included in the n+1th pulse set.
  • the subscript TX of t TX_h is an abbreviation for Transmitter, which stands for transmitter.
  • the floor function used in the expression (4) returns an integer after truncating the decimal point of the division result.
  • t RX_h The time at which reception begins for the h-th chirp pulse shown in equation (4) is represented by t RX_h in the equation below.
  • R min represents the minimum range.
  • the physical dimension of range is distance.
  • RX of t RX_h is an abbreviation for Receiver, which stands for receiver.
  • the coefficient "2" of the first term on the right side of equation (5) represents that the radar wave traveling at the speed of light is reflected by the target in the minimum range and makes a round trip.
  • the blind range (hereinafter simply referred to as "h-th blind range”) Rb_h generated at the timing of transmitting the h-th chirp pulse is expressed by the following equation.
  • ⁇ h is the pulse width of the h-th transmitted chirp pulse.
  • the pulse width of the h-th transmitted chirped pulse is the same as the pulse width of the hnM-th transmitted chirped pulse. . ⁇ without a subscript that appears hereinafter represents the pulse width of the chirped pulse in the case of a fixed pulse width.
  • the blind range Rb_h +1 that occurs at the timing of transmitting the h+1th chirp pulse (hereinafter simply referred to as the "h+1th blind range") can also be obtained in the same manner.
  • equation (7) is based on the assumption that the h+1th transmit chirp pulse is also included in the n+1th pulse set.
  • Equation (8) simply states that the chirp pulse width must be less than PRI.
  • the condition for not including the timing of receiving the chirp pulse in the blind range is clarified by the following equation.
  • the expression (9) is a conditional expression that the hth chirp pulse is transmitted after the 0th chirp pulse is received
  • the expression (10) is the condition that the 1st chirp pulse is received after the hth chirp pulse is transmitted. is a conditional expression.
  • the first step is derived from the relationship between the time domain in which the received chirped pulse has PRI 0 and the time domain in which the k * -th transmitted chirped pulse has PRI k* when viewed in time series.
  • the pulse width of the chirped pulse is assumed constant at ⁇ .
  • Equation (11) gives the minimum value of ⁇ min for the difference ⁇ between adjacent PRIs.
  • k * in Equation (11) is the maximum value that satisfies the following inequality.
  • Non-Patent Document 1 discloses the details of the contents shown in Equations (11) and (12).
  • the second step concerns the maximum value of k * that satisfies equation (12).
  • the maximum value of k * that satisfies the equation (12) is obtained by the following transformation of the equation by substituting ⁇ min for ⁇ . Therefore, k * is finally given by the following from the transformation of the formula shown in formula (13).
  • the floor function used in expression (14) also returns an integer by truncating the decimal point of the division result, as in expression (4).
  • the details of the contents shown in formulas (13) and (14) are disclosed in Non-Patent Document 1.
  • Embodiment 1 The radar signal processing apparatus according to the technique of the present disclosure is characterized by changing the chirp rate between pulses while using staggered SAR as a base technique. Varying the chirp rate between pulses means that the chirp signals that make up each chirp pulse are of different chirp rates when comparing one chirp pulse to another chirp pulse. In particular, adjacent chirp pulses in time series have different chirp rates.
  • the chirp pulse employed by the radar signal processing apparatus according to the technology disclosed herein may be a linear chirp signal implemented in a short period of time and regarded as a pulse.
  • the chirp rate is the instantaneous rate of change of the frequency of the chirp signal.
  • FIG. 1A is a first hardware configuration diagram of a radar signal processing apparatus according to a first embodiment
  • FIG. FIG. 1B is a second hardware configuration diagram of the radar signal processing device according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a flow chart showing processing steps of the radar signal processing method according to the first embodiment.
  • the radar signal processing method according to the second embodiment comprises a step of eliminating the influence of the difference in chirp rate between pulses (step ST10 in FIG. 2) and a step of interpolating the blind region. (step indicated by ST12 in FIG. 2) and a step of performing image reproduction (step indicated by ST14 in FIG. 2).
  • the radar signal processing device may be realized by dedicated hardware.
  • the radar signal processing device includes a receiver 10 , a processing circuit 20 and a display 30 .
  • Processing circuitry 20 may be, for example, a single circuit, multiple circuits, programmed processors, parallel programmed processors, ASICs, FPGAs, or combinations thereof.
  • the step of eliminating the influence of the difference in chirp rate between pulses (step indicated by ST10 in FIG. 2), the step of performing blind area interpolation (step indicated by ST12 in FIG. 2), and the step of performing image reproduction ( Steps shown by ST14 in FIG. 2) and , may be realized by separate hardware, or may be collectively realized by one hardware.
  • the radar signal processing device according to Embodiment 1 as shown in FIG. 1B may be realized by software.
  • the radar signal processing device according to Embodiment 1 may be realized by processor 22 executing a program stored in memory 24 .
  • the radar signal processing apparatus shown in FIG. 1B includes receiver 10 , processor 22 , memory 24 and display 30 .
  • the processor 22 may be realized by a CPU (Central Processing Unit, also referred to as a central processing unit, a processing unit, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a processor, or a DSP).
  • CPU Central Processing Unit
  • the step of eliminating the influence of the chirp rate difference between pulses (step ST10 in FIG. 2) and the step of interpolating the blind region (step ST10 in FIG. 2) are performed.
  • the step indicated by ST12) and the step of performing image reproduction (step indicated by ST14 in FIG. 2) are each realized by software, firmware, or a combination of software and firmware.
  • Software and firmware are written as programs and stored in memory 24 .
  • the processor 22 performs processing of each step by reading and executing the program stored in the memory 24 .
  • the memory 24 may be a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as RAM, ROM, flash memory, EPROM, EEPROM, or the like.
  • the memory 24 may also be implemented by a magnetic disk, flexible disk, optical disk, compact disk, mini disk, DVD, or the like.
  • a part of the radar signal processing device may be realized by dedicated hardware, and the other part may be realized by software or firmware. In this way, the radar signal processing device implements the function of each step shown in FIG. 2 by hardware, software, firmware, or a combination thereof.
  • the radar signal processing device is characterized by changing the chirp rate between pulses. That is, the chirped pulses used by the radar signal processing device according to the technology disclosed herein are chirped pulses with at least two chirp rates.
  • a specific method of changing the chirp rate between pulses may be, for example, alternately repeating up-chirp and down-chirp. Repeating up-chirp and down-chirp means that the chirp rate alternately inverts positive and negative.
  • the pulse width of the chirp pulse may be fixed or proportional to the PRI.
  • the operation of turning adjacent chirped pulses into up-chirps and down-chirps is referred to herein as "pulse-to-pulse up-down modulation".
  • the radar signal processing apparatus executes a step (step ST10 in FIG. 2) of eliminating the influence of the difference in chirp rate between pulses.
  • a step ST10 in FIG. 2 There are two conceivable methods for eliminating the influence of the difference in chirp rate between pulses. The first is a method called range compression or pulse compression. The second is a method of performing conversion to match the chirp rates of chirped pulses. In Embodiment 1, an aspect using a method called range compression or pulse compression is clarified. A method of converting the chirp rates of chirped pulses to match will be clarified in the second embodiment.
  • Range compression or pulse compression is a widely used technique in the radar field that uses linear chirped pulses. Specifically, range compression or pulse compression obtains pulse information by applying a matched filter to a received chirped pulse. The matched filter obtains the cross-correlation with the received chirped pulse while shifting the transmitted chirped pulse, which is the reference signal, on the time axis. Range compression or pulse compression is a concept similar to the Fourier transform, but with different results. Fourier transform yields frequency domain information whereas range compression or pulse compression yields time domain information.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing that the range of influence of the blind area is expanded by pulse compression.
  • the horizontal axis indicates the Fast Time
  • the vertical axis indicates the frequency of the chirp signal in the chirp pulse.
  • the left side of FIG. 3 shows the blind area before range compression
  • the right side of FIG. 3 shows the influence range of the blind area after range compression.
  • the range compression includes a drawback that doubles the range of influence of the blind area (hereinafter referred to as "blind range of influence”) in the fasttime direction, that is, in the range direction.
  • Rbcom_h of the range-compressed blind influence range generated at the timing of transmitting the h-th chirp pulse is specifically expressed by the following equation.
  • the subscript com of R bcom_h represents Compression.
  • the disclosed technology reveals the requirements of PRI in a staggered SAR radar signal processor that employs pulse-to-pulse up-down modulation.
  • the first condition is that the minimum value of PRF (an abbreviation for Pulse Repetition Frequency, which means pulse repetition frequency), which is the reciprocal of PRI, is larger than the instantaneous Doppler bandwidth. This condition is necessary to satisfy the hit direction sampling theorem.
  • the second condition is that the blind range effect does not result in target position dependence. This condition is a condition necessary for uniform image quality within the image. This condition limits the upper limit of the pulse train switching period.
  • the third condition is that the blind influence range is not continuous in the hit direction. This condition constrains the lower limit of the switching period of the pulse train.
  • FIG. 4 is a diagram schematically showing the third condition. Specifically, FIG. 4 schematically shows a condition under which two consecutive received chirp pulses are not included in the blind range at the same time.
  • Equation (16) thus gives ⁇ min , which is the minimum amount of change in PRI.
  • KN is the number of spatial pulses, the number of pulses before receiving a pulse returning from the minimum slant range Rmin .
  • the spatial pulse number kN is the maximum value that satisfies the following inequality.
  • the second stage of the third condition relates to the maximum value of K N for the number of spatial pulses that satisfy equation (17).
  • the maximum value of the number of spatial pulses kN that satisfies Equation (17) is obtained by the following transformation of the equation.
  • the number of spatial pulses K N is finally given by the following from the modification of the equation shown in equation (18).
  • ⁇ kN is the k Nth pulse width, but as described above, the technique of the present disclosure may employ a fixed pulse width method. If the fixed pulse width scheme is employed, ⁇ kN is equal to ⁇ 0 .
  • Equation (19) was obtained for KN , which is the number of pulses until a pulse returning from the minimum slant range Rmin is received, but the maximum slant range Rmax can be similarly considered.
  • kF which is the number of pulses before receiving a pulse returning from the maximum slant range Rmax , is determined as follows. where ⁇ kF is the k F th pulse width, but ⁇ kF is equal to ⁇ 0 if the fixed pulse width scheme is employed.
  • the radar signal processing apparatus since the radar signal processing apparatus according to Embodiment 1 has the above configuration, the advantage of using chirped pulses with different chirp rates outweighs the disadvantage of expanding the blind influence range in the range direction, and wide range observation is performed. It is possible to realize a synthetic aperture radar that has a wide width and also has ambiguity countermeasures.
  • Embodiment 2 a radar signal processing apparatus is shown that eliminates the influence of the difference in chirp rate between pulses by a method called range compression or pulse compression.
  • a radar signal processing device is disclosed in which the chirp rate is uniformed.
  • the same reference numerals as those used in the first embodiment are used in the second embodiment unless otherwise specified. Further, explanations overlapping with those of the first embodiment are omitted as appropriate.
  • the processing steps of the radar signal processing device are not much different from the contents of the flow chart of FIG. 2 shown for the first embodiment.
  • the step of eliminating the influence of the difference in chirp rate between pulses was specifically a method called range compression or pulse compression.
  • the step of eliminating the influence of the difference in chirp rate between pulses is specifically a process of uniforming the chirp rate to one.
  • the radar signal processing apparatus employs pulse signals with chirp rates in which only the positive and negative signs differ between adjacent chirp pulses. Adopting a chirped pulse with such a chirp rate means that the step of eliminating the influence of the chirp rate difference between pulses (the step indicated by ST10 in FIG. 2) can be realized by chirp inversion.
  • FIG. 5 is a schematic diagram showing that the range of influence of the blind region is expanded by chirp inversion.
  • the horizontal axis indicates the Fast Time
  • the vertical axis indicates the frequency of the chirp signal in the chirp pulse.
  • the left side of FIG. 5 shows the blind region before chirp inversion
  • the right side of FIG. 3 shows the influence range of the blind region after chirp inversion.
  • the range compression has a drawback that expands the blind influence range three times in the fast time direction, that is, in the range direction.
  • R binv_h of the blind influence range after chirp inversion occurring at the timing of transmitting the h-th chirp pulse is specifically expressed by the following equation.
  • the subscript inv of R binv_h represents Inversion, which means inversion.
  • the blind range is spread for all hits.
  • there is a difference that blind range spread is observed in the chirp pulse for which chirp inversion is performed, that is, in the chirp pulse with one jump.
  • Equation (22) gives the minimum value of the amount of change in PRI in the second embodiment.
  • the number of spatial pulses kN_2 which is the number of pulses until the pulse returning from the minimum slant range Rmin is received, is obtained.
  • kF_2 which is the number of pulses until the pulse returning from the maximum slant range Rmax is received.
  • the radar signal processing apparatus since the radar signal processing apparatus according to the second embodiment has the above configuration, the merit of using chirped pulses with different chirp rates by a method different from that of the first embodiment is that the range of influence of the blind is expanded in the range direction. It is possible to find a range that outweighs the disadvantages, and realize a synthetic aperture radar that has a wide range observation width and ambiguity countermeasures.
  • the radar signal processing device can be used for signal processing of synthetic aperture radar, and has industrial applicability.

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Abstract

合成開口レーダが抱える課題として、アンビギュイティが挙げられる。アンビギュイティへの対策として、合成開口レーダが用いるチャープパルスを、パルス間でチャープ率を変えるという方法が考えられる。しかしＳｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲにおいてパルス間でチャープ率を変えると、ブラインド影響範囲がレンジ方向に広がるというデメリットがある。本開示技術は、Ｓｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲにおいて、異なるチャープ率のチャープパルスを用いるメリットが、ブラインド影響範囲がレンジ方向に広がるというデメリットを上回る範囲を見出し、広いレンジ観測幅を有しアンビギュイティ対策もなされている合成開口レーダを提供することを目的とする。

Description

レーダ信号処理装置、レーダ信号処理方法、及び合成開口レーダ
　本開示技術はレーダ信号処理装置、レーダ信号処理方法、及び合成開口レーダに関する。
　合成開口レーダ（Ｓｙｎｔｈｅｔｉｃ　Ａｐｅｒｔｕｒｅ　Ｒａｄａｒ：ＳＡＲ）は、航空機、衛星、等の移動プラットフォームに搭載して観測を行い、対象の二次元の高分解能画像を得る画像レーダである。合成開口レーダは、天候、昼夜に依らず観測が可能であるため、災害監視、地形図作成、土地利用調査、海上監視、等への応用されている。
　一般に合成開口レーダは、チャープ変調によりパルス圧縮されたチャープパルスを用いて、対象の二次元画像を構築する。観測により画像が得られる対象のレンジ方向の幅（Ｓｗａｔｈともいう、以降「レンジ観測幅」と称する）は、合成開口レーダが備えるアンテナの長さにより制限される。アンテナの長さを固定したままレンジ観測幅を広げようとすると、アジマス分解能が悪くなる。このようにレンジ観測幅とアジマス分解能とは、トレードオフの関係にある。
　アジマス分解能を落とさずにレンジ観測幅を広げる工夫がなされた技術も開示されている。例えば非特許文献１には、パルス繰返しインターバル（Ｐｕｌｓｅ　Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ　Ｉｎｔｅｒｖａｌ、以降「ＰＲＩ」と称する）を連続的に可変にすることによりこの課題の解決を試みるＳｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲが開示されている。
Ｍｉｃｈｅｌａｎｇｅｌｏ　Ｖｉｌｌａｎｏら著、"Ｓｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲ：Ｈｉｇｈ－Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ　Ｗｉｄｅ－Ｓｗａｔｈ　Ｉｍａｇｉｎｇ　ｂｙ　Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　ＰＲＩ　Ｖａｒｉａｔｉｏｎ"、ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ｇｅｏｓｃｉｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｒｅｍｏｔｅ　Ｓｅｎｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．　５２，　ＮＯ．　７，　Ｊｕｌｙ　２０１４．
　合成開口レーダが抱える課題として、アンビギュイティが挙げられる。アンビギュイティへの対策として、合成開口レーダが用いるチャープパルスを、パルス間でチャープ率を変えるという方法が考えられる。しかしＳｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲにおいてパルス間でチャープ率を変えると、ブラインド影響範囲がレンジ方向に広がるというデメリットがある。
　本開示技術は、Ｓｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲにおいて、異なるチャープ率のチャープパルスを用いるメリットが、ブラインド影響範囲がレンジ方向に広がるというデメリットを上回る範囲を見出し、広いレンジ観測幅を有しアンビギュイティ対策もなされている合成開口レーダを提供することを目的とする。
　本開示技術に係る合成開口レーダは、ＰＲＩが一定ではないチャープパルスを用いる。チャープパルスは、少なくとも２通り以上のチャープ率である。
　本開示技術に係る合成開口レーダは上記構成を備えるため、異なるチャープ率のチャープパルスを用いるメリットを有する。このことにより本開示技術に係る合成開口レーダは、広いレンジ観測幅を有し、かつアンビギュイティ対策もなされている。
図１Ａは、実施の形態１に係るレーダ信号処理装置のハードウエア構成図その１である。また、図１Ｂは、実施の形態１に係るレーダ信号処理装置のハードウエア構成図その２である。 図２は、実施の形態１に係るレーダ信号処理方法の処理工程を示すフローチャートである。 図３は、パルス圧縮によってブラインド領域の影響範囲が広がることを示した模式図である。 図４は、２つの連続する受信チャープパルスが、同時にブラインドレンジに含まれない条件を示す模式図である。 図５は、チャープ反転によってブラインド領域の影響範囲が広がることを示した模式図である。
　まずは本開示技術の前提となるＳｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲの説明があることにより、本開示技術に係るレーダ信号処理装置、レーダ信号処理方法、及び合成開口レーダの原理が明確となる。
　合成開口レーダは、よくデジタルビームフォーミング（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｂｅａｍ　Ｆｏｒｍｉｎｇ、以降単に「ＤＢＦ」と称する）が用いられる。具体的に合成開口レーダは、よくエレベーション方向のＤＢＦ（以降、「ＥＬ－ＤＢＦ」と称する）が用いられる。ＥＬ－ＤＢＦが用いられることにより合成開口レーダは、同時に受信される異なるレンジから戻る信号を分離し、ＰＲＩを跨ぐ観測が可能となる。ＥＬ－ＤＢＦの適用は、レンジ観測幅の拡大を可能にする。
　合成開口レーダにおいてＰＲＩを跨ぐ観測を行った場合、あるタイミングに対応しブラインドレンジ（Ｒｂ）が発生する。ブラインドレンジとは、合成開口レーダが信号を検知できない領域を意味する。具体的に合成開口レーダにおけるブラインドレンジは、合成開口レーダがチャープパルスを送信している時間に生じる。例えば衛星に搭載された合成開口レーダの場合、一般に用いられるアンテナは送受共兼用のアンテナである。このために合成開口レーダは、チャープパルスを送信している時間、地表から返って来たエコーを受信できない。ブラインドレンジは、このような理由により生じる現象である。
　より具体的にブラインドレンジ（Ｒｂ）は、以下の式で表されるレンジ方向の領域である。なおレンジ方向とは、合成開口レーダから対象物に向かう方向をいう。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005

ここで、Ｃは光速、τはチャープパルスのパルス幅、ｋはチャープパルスのインデックスである。インデックスのｋは０から始まるとする。すなわち式（１）は、ｋ番目のチャープパルスの送信時に生じるブラインドレンジ（Ｒｂ）を表している。ブラインドレンジを含めたレンジの物理的次元は、距離である。なお上記の式（１）は、ＰＲＩが固定の場合の式である。ＰＲＩの物理的次元は、時間である。
　Ｓｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲの場合、チャープパルスのインターバルであるＰＲＩは、以下の式で与えられる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006

ここで、Δは隣接するＰＲＩ間の差分である。式（２）が示す例では、Ｓｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲにおけるパルス繰返しインターバルのＰＲＩｋは、ｋ＝０のときに一番長く、等差Δで等差数列的にｋが増えるごとに短くなる。これとは逆に、ｋが増えるごとにＰＲＩｋを短くする方法も存在する。インデックスのｋをインクリメントしていきＭとなったときは、またｋ＝０とリセットされ、チャープパルスの送信パターンが繰り返される。
　Ｓｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲでは、いくつかの連続するチャープパルスを１つのセットとし、そのセットの照射パターンを繰り返すという考え方が採用されている。式（２）では、連続するＭ個のチャープパルスが１つのセットとして照射タイミングがパターン化される例が示されている。Ｍ個のチャープパルスからなるセット、すなわち連続するＭ個のチャープパルスの並びは、ここでは「パルスセット」と称される。パルスセットの周期は、以下の式のＴＰで表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007

式（３）のＴＰで表されるパルスセット周期の物理的次元は、時間である。
　式（１）から（３）までにおいて示されているＳｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲの送信パターンにおいて、ｈ番目のチャープパルスが送信される時間は、以下の式のｔＴＸ＿ｈにより表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008

式（４）は、インデックスのｈがｎＭ以上である、すなわちｈ番目のチャープパルスがｎ＋１番目のパルスセットに包含されている、との仮定に基づいている。ｔＴＸ＿ｈの下添え字のＴＸは、送信機を表すＴｒａｎｓｍｉｔｔｅｒの略語である。また式（４）で用いられているｆｌｏｏｒ関数は、除算結果の小数点以下を切り捨てて整数を返すものである。
　式（４）で示されるｈ番目のチャープパルスに対する受信が開始される時間は、以下の式のｔＲＸ＿ｈにより表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009

ただしＲｍｉｎは、最小のレンジを表す。レンジの物理的次元は、距離である。ｔＲＸ＿ｈの下添え字のＲＸは、受信機を表すＲｅｃｅｉｖｅｒの略語である。式（５）の右辺の最初の項の係数の「２」は、光速で移動するレーダ波が最小レンジにある物標で反射し、往復することを表している。
　Ｓｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲの場合、ｈ番目のチャープパルスを送信するタイミングで生じるブラインドレンジ（以降、単に「ｈ番目のブラインドレンジ」と称する）Ｒｂ＿ｈは、以下の式で表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010

ここでτｈは、ｈ番目の送信チャープパルスのパルス幅である。チャープパルスのパルス幅の設定方法は、すべてを同じ固定パルス幅とする方法と、ＰＲＩに比例させるようにｄｕｔｙ比を固定する方法と、が考えられる。前述のとおり連続するＭ個のチャープパルスが１つのセットとして照射タイミングが繰り返されているため、ｈ番目の送信チャープパルスのパルス幅は、ｈ－ｎＭ番目の送信チャープパルスのパルス幅と同じである。
　以降に登場する下添え字のないτは、固定パルス幅とした場合のチャープパルスのパルス幅を表す。
　式（６）から、ｈ＋１番目のチャープパルスを送信するタイミングで生じるブラインドレンジ（以降、単に「ｈ＋１番目のブラインドレンジ」と称する）Ｒｂ＿ｈ+１も、同様に求めることができる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011

ただし簡単のため、式（７）は、ｈ＋１番目の送信チャープパルスもｎ＋１番目のパルスセットに包含されている、との仮定に基づく。
　レンジ方向において、ｈ番目のブラインドレンジとｈ＋１番目のブラインドレンジが重ならない条件は、式（６）と式（７）とから、以下のように導かれる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012

ただし式（８）において等号が成立するときは、ｈ番目のブラインドレンジとｈ＋１番目のブラインドレンジがちょうど接するときである。式（８）は単に、チャープパルス幅がＰＲＩよりも小さくなくてはならない、ということを示している。
　次に、チャープパルスを受信するタイミングをブラインドレンジに含めないための条件が、以下の式により明らかになる。例えば、０番目のパルスセット（ｎ＝０）において、０番目のチャープパルスが受信され、その後にh番目のチャープパルスが送信され、その後に１番目のチャープパルスが受信される、という状況が想定される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013

ここで、式（９）は０番目のチャープパルス受信後にｈ番目のチャープパルス送信がなされる条件式であり、式（１０）はｈ番目のチャープパルス送信後に１番目のチャープパルス受信がなされる条件式である。
　次に、２つの連続する受信チャープパルスが、同時にブラインドレンジに含まれない条件が検討される。この条件を検討する理由は、ブラインドレンジが原因で入手できなかった情報を、他の受信チャープパルスの情報で補間することを考えるためである。特に隣接する受信チャープパルスの情報が、補間において重要となる。補間の具体的方法は、後述の詳細な説明により明らかとなる。
　第１段階は、時系列でみたとき、受信チャープパルスがＰＲＩ０となる時間領域と、あるｋ＊番目の送信チャープパルスのＰＲＩｋ＊となる時間領域との関係から導かれる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014

　ここで式（１１）において、チャープパルスのパルス幅はτで一定と仮定されている。式（１１）は、隣接するＰＲＩ間の差分のΔについて、その最小値のΔｍｉｎを与えている。
　ここで式（１１）におけるｋ＊は、以下の不等式を満たす最大の値である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015

式（１１）と式（１２）とに示される内容の詳細は、非特許文献１に開示されている。
　第２段階は、式（１２）を満たすｋ＊の最大値に関する。式（１２）を満たすｋ＊の最大値は、ΔにΔｍｉｎを代入した以下の式変形により求まる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016

よってｋ＊は、式（１３）で示された式の変形から、最終的に以下で与えられる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000017

式（１４）で用いられているｆｌｏｏｒ関数も、式（４）と同様に、除算結果の小数点以下を切り捨てて整数を返すものである。
　式（１３）と式（１４）とに示される内容の詳細は、非特許文献１に開示されている。
実施の形態１．
　本開示技術に係るレーダ信号処理装置は、Ｓｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲをベースの技術としつつ、パルス間でチャープ率を変えることを特徴としている。パルス間でチャープ率を変えるということは、或るチャープパルスと別のチャープパルスとを比較したときに、それぞれのチャープパルスを構成するチャープ信号が異なるチャープ率のものであることを意味する。特に時系列で見て隣り合うチャープパルス同士は、チャープ率が異なる。本開示技術に係るレーダ信号処理装置が採用するチャープパルスは、線形チャープ信号を短い時間で実施しパルスとみなせるもの、でよい。チャープ率とは、チャープ信号の周波数の瞬時変化率である。
　本開示技術に係るレーダ信号処理装置は、以下の図に沿った説明により明らかになる。
　図１Ａは、実施の形態１に係るレーダ信号処理装置のハードウエア構成図その１である。また、図１Ｂは、実施の形態１に係るレーダ信号処理装置のハードウエア構成図その２である。
　図２は、実施の形態１に係るレーダ信号処理方法の処理工程を示すフローチャートである。図２に示されるとおり実施の形態２に係るレーダ信号処理方法は、パルス間のチャープ率の差異による影響を排除するステップ（図２のＳＴ１０で示されるステップ）と、ブラインド領域の補間を行うステップ（図２のＳＴ１２で示されるステップ）と、画像再生を行うステップ（図２のＳＴ１４で示されるステップ）と、を含む。
　図１Ａに示されるとおり実施の形態１に係るレーダ信号処理装置は、専用のハードウエアにより実現されてよい。専用のハードウエアで構成される場合、レーダ信号処理装置は、受信装置１０と、処理回路２０と、ディスプレイ３０と、を含む。処理回路２０は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサー、並列プログラム化したプロセッサー、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、又はこれらを組み合わせたものが考えられる。パルス間のチャープ率の差異による影響を排除するステップ（図２のＳＴ１０で示されるステップ）と、ブラインド領域の補間を行うステップ（図２のＳＴ１２で示されるステップ）と、画像再生を行うステップ（図２のＳＴ１４で示されるステップ）と、のそれぞれは、別々のハードウエアで実現されてもよいし、まとめて１つのハードウエアで実現されてもよい。
　図１Ｂに示されるとおり実施の形態１に係るレーダ信号処理装置は、ソフトウエアにより実現されてもよい。言い換えれば実施の形態１に係るレーダ信号処理装置は、メモリ２４に格納されるプログラムを実行するプロセッサ２２により実現されてもよい。図１Ｂに示されるレーダ信号処理装置は、受信装置１０と、プロセッサ２２と、メモリ２４と、ディスプレイ３０と、を含む。プロセッサ２２は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサー、マイクロコンピュータ、プロセッサー、ＤＳＰとも称される）で実現されてよい。
　レーダ信号処理装置が図１Ｂに示される構成の場合、パルス間のチャープ率の差異による影響を排除するステップ（図２のＳＴ１０で示されるステップ）と、ブラインド領域の補間を行うステップ（図２のＳＴ１２で示されるステップ）と、画像再生を行うステップ（図２のＳＴ１４で示されるステップ）と、のそれぞれは、ソフトウエア、ファームウエア、又はソフトウエアとファームウエアとの組合せにより実現される。ソフトウエア及びファームウエアはプログラムとして記述され、メモリ２４に格納される。プロセッサ２２は、メモリ２４に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各ステップの処理を行う。
　ここでメモリ２４は、例えばＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ，ＥＥＰＲＯＭ等の、不揮発性又は揮発性の半導体メモリであってよい。またメモリ２４は、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ等によって実現されてもよい。
　レーダ信号処理装置は、一部分を専用のハードウエアで実現し、他の部分をソフトウエア又はファームウエアで実現してもよい。このようにレーダ信号処理装置は、ハードウエア、ソフトウエア、ファームウエア、又はこれらの組合せによって、図２に示される各ステップの機能が実現される。
　前述のとおり本開示技術に係るレーダ信号処理装置は、パルス間でチャープ率を変えることを特徴としている。すなわち本開示技術に係るレーダ信号処理装置が用いるチャープパルスは、少なくとも２通り以上のチャープ率のチャープパルスである。パルス間でチャープ率を変える具体的な方法は、例えば交互にアップチャープとダウンチャープとを繰り返すものであってもよい。アップチャープとダウンチャープを繰り返すということは、チャープ率が交互に正負反転するということである。交互にアップチャープとダウンチャープとを繰り返すときもチャープパルスのパルス幅は、固定であってもＰＲＩに比例したものであってもよい。隣接するチャープパルスをアップチャープとダウンチャープとに変える操作は、「パルス間アップダウン変調」とここでは称する。
　パルス間アップダウン変調がなされると、そのままでは他の受信チャープパルスの情報を用いた補間を行うことができない。そこで本開示技術に係るレーダ信号処理装置は、パルス間のチャープ率の差異による影響を排除するステップ（図２のＳＴ１０で示されるステップ）を実行する。
　パルス間のチャープ率の差異による影響を排除する方法は、２通り考えられる。１つ目は、レンジ圧縮又はパルス圧縮と称される方法である。２つ目は、チャープパルスのチャープ率をそろえる変換を行う方法である。実施の形態１では、レンジ圧縮又はパルス圧縮と称される方法を用いた態様が明らかにされる。チャープパルスのチャープ率をそろえる変換を行う方法は、実施の形態２において明らかにされる。
　レンジ圧縮又はパルス圧縮は、線形チャープパルスを用いるレーダ分野では広く使われている技術である。具体的にレンジ圧縮又はパルス圧縮は、受信チャープパルスにマッチドフィルタを適用することでパルスの情報を得るものである。マッチドフィルタは、参照信号である送信チャープパルスを時間軸上でずらしながら、受信チャープパルスとの相互相関を求めるものである。レンジ圧縮又はパルス圧縮はフーリエ変換と似た概念であるが、得られる結果が異なる。フーリエ変換が周波数領域の情報が得られるのに対し、レンジ圧縮又はパルス圧縮は、時間領域の情報が得られる。
　図３は、パルス圧縮によってブラインド領域の影響範囲が広がることを示した模式図である。図３に示されるグラフにおいて、横軸はＦａｓｔ　Ｔｉｍｅを、縦軸はチャープパルス中のチャープ信号の周波数を、それぞれ示している。図３の左側はレンジ圧縮前のブラインド領域を、図３の右側はレンジ圧縮後のブラインド領域の影響範囲を、それぞれ表している。図３に示されるとおりレンジ圧縮は、ブラインド領域の影響範囲（以降、「ブラインド影響範囲」と称する）を、Ｆａｓｔ　ｔｉｍｅ方向すなわちレンジ方向に２倍広げる、というｄｒａｗ　ｂａｃｋがある。
　ｈ番目のチャープパルスを送信するタイミングで生じるレンジ圧縮後のブラインド影響範囲のＲｂｃｏｍ＿ｈは、具体的には以下の式により表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000018

ここでＲｂｃｏｍ＿ｈの下添え字のｃｏｍは、圧縮を意味するＣｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎを表す。
　本開示技術は、パルス間アップダウン変調を採用するＳｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲ方式のレーダ信号処理装置において、ＰＲＩの必要条件を明らかにする。
　第１条件は、ＰＲＩの逆数であるＰＲＦ（Ｐｕｌｓｅ　Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙの略、パルス繰返し周波数を意味する）の最小値が、瞬時ドップラー帯域幅より大きいことである。この条件は、ヒット方向のサンプリング定理を満足するために必要な条件である。
　第２条件は、ブラインドレンジの影響が目標の位置依存性を生じないことである。この条件は、画像内における画質が均質となるために必要な条件である。この条件により、パルス列の切り替え周期の上限が制約される。
　第３条件は、ブラインド影響範囲がヒット方向に連続しないことである。この条件により、パルス列の切り替え周期の下限が制約される。本開示技術は、パルス間アップダウン変調を採用するＳｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲ方式と比較して、特にこの第３条件が異なるため、明らかにする必要がある。図４は、第３条件を模式的に表した図である。具体的に図４には、２つの連続する受信チャープパルスが、同時にブラインドレンジに含まれない条件を模式的に表している。
　第３条件の第１段階は、式（１１）の内容を、パルス間アップダウン変調を採用するＳｔａｇｇｅｒｅｄ　ＳＡＲ方式のレーダ信号処理装置に当てはめる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000019

このように式（１６）は、ＰＲＩの変化量の最小値であるΔｍｉｎを与える。ここでＫＮは空間パルス数であり、最小スラントレンジＲｍｉｎから戻るパルスを受信するまでのパルス数である。空間パルス数であるｋＮは、以下の不等式を満たす最大の値である。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000020
　第３条件の第２段階は、式（１７）を満たす空間パルス数のＫＮの最大値に関する。式（１７）を満たす空間パルス数のｋＮの最大値は、以下の式変形により求まる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000021

よって空間パルス数のＫＮは、式（１８）で示された式の変形から、最終的に以下で与えられる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000022

ここでτｋNはｋN番目のパルス幅であるが、前述のとおり本開示技術は固定パルス幅方式が採用されていても差し支えない。固定パルス幅方式が採用された場合、τｋNはτ０と等しい。
　式（１９）は、最小スラントレンジＲｍｉｎから戻るパルスを受信するまでのパルス数であるＫＮについて求めたが、最大スラントレンジＲｍａｘについても同様に考えられる。最大スラントレンジＲｍａｘから戻るパルスを受信するまでのパルス数であるｋＦは、以下のように求められる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000023

ここでτｋFはｋF番目のパルス幅であるが、固定パルス幅方式が採用された場合、τｋFはτ０と等しい。
　以上のとおり実施の形態１に係るレーダ信号処理装置は上記構成を備えるため、異なるチャープ率のチャープパルスを用いるメリットが、ブラインド影響範囲がレンジ方向に広がるというデメリットを上回る範囲を見出し、広いレンジ観測幅を有しアンビギュイティ対策もなされている合成開口レーダを実現できる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、パルス間のチャープ率の差異による影響を、レンジ圧縮又はパルス圧縮と称される方法により排除する態様のレーダ信号処理装置が示された。実施の形態２では、チャープ率を１つに揃える態様のレーダ信号処理装置が明らかにされる。特に明記される場合を除き実施の形態２では、実施の形態１で用いられた符号と同一のものが用いられる。また実施の形態１と重複する説明は、適宜省略される。
　実施の形態２に係るレーダ信号処理装置の処理工程は、実施の形態１について示された図２のフローチャートの内容と大差がない。実施の形態１において、パルス間のチャープ率の差異による影響を排除するステップ（図２のＳＴ１０で示されるステップ）は、具体的にはンジ圧縮又はパルス圧縮と称される方法であった。実施の形態２において、パルス間のチャープ率の差異による影響を排除するステップ（図２のＳＴ１０で示されるステップ）は、具体的には、チャープ率を１つに揃えるという処理である。
　実施の形態２に係るレーダ信号処理装置は、隣合うチャープパルスで正負の符号のみが異なるチャープ率のパルス信号を採用する。このようなチャープ率のチャープパルスを採用することは、パルス間のチャープ率の差異による影響を排除するステップ（図２のＳＴ１０で示されるステップ）を、チャープ反転で実現できることを意味する。
　図５は、チャープ反転によってブラインド領域の影響範囲が広がることを示した模式図である。図５に示されるグラフにおいて、横軸はＦａｓｔ　Ｔｉｍｅを、縦軸はチャープパルス中のチャープ信号の周波数を、それぞれ示している。図５の左側はチャープ反転前のブラインド領域を、図３の右側はチャープ反転後のブラインド領域の影響範囲を、それぞれ表している。図５に示されるとおりレンジ圧縮は、ブラインド影響範囲を、Ｆａｓｔ　ｔｉｍｅ方向すなわちレンジ方向に３倍に広げる、というｄｒａｗ　ｂａｃｋがある。
　ｈ番目のチャープパルスを送信するタイミングで生じるチャープ反転後のブラインド影響範囲のＲｂｉｎｖ＿ｈは、具体的には以下の式により表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000024

ここでＲｂｉｎｖ＿ｈの下添え字のｉｎｖは、反転を意味するＩｎｖｅｒｓｉｏｎを表す。
　実施の形態１で示されたレンジ圧縮による方法では、すべてのヒットでブラインドレンジが拡散される。一方上記のチャープ反転によりチャープ率を揃える方法では、チャープ反転が行われるチャープパルスに、すなわち１つ飛びのチャープパルスにブラインドレンジ拡散が見られる、という差がある。
　実施の形態２における第３条件の第１段階は、以下の数式で表される。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000025

式（２２）は、実施の形態２におけるＰＲＩの変化量の最小値を与える。
　実施の形態１のときと同様の計算により、最小スラントレンジＲｍｉｎから戻るパルスを受信するまでのパルス数である空間パルス数のｋＮ_2が求められる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000026
　実施の形態１のときと同様の計算により、最大スラントレンジＲｍａｘから戻るパルスを受信するまでのパルス数であるｋＦ_2が求められる。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000027
　以上のとおり実施の形態２に係るレーダ信号処理装置は上記構成を備えるため、実施の形態１とは異なる方法で、異なるチャープ率のチャープパルスを用いるメリットが、ブラインド影響範囲がレンジ方向に広がるというデメリットを上回る範囲を見出し、広いレンジ観測幅を有しアンビギュイティ対策もなされている合成開口レーダを実現できる。
　本開示技術に係るレーダ信号処理装置は、合成開口レーダの信号処理用に用いることができ、産業上の利用可能性を有する。
　１０　受信装置、２０　処理回路、２２　プロセッサ、２４　メモリ、３０　ディスプレイ。

Claims (13)

  1. 　ＰＲＩが一定ではないチャープパルスを用い、
    　前記チャープパルスが、少なくとも２通り以上のチャープ率である、
    　合成開口レーダ。
  2. 　請求項１に記載の合成開口レーダのためのレーダ信号処理装置であって、
    　パルス間の前記チャープ率の差異による影響を排除し、
    　ブラインド領域の補間を行い、
    　画像再生を行う、
    レーダ信号処理装置。
  3. 　前記チャープパルスを受信した後、レンジ圧縮又はパルス圧縮を行う
    請求項２に記載のレーダ信号処理装置。
  4. 　最小スラントレンジＲｍｉｎから戻るパルスを受信するまでのパルス数であるｋＮは、

    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001

    を満たす
    請求項３に記載のレーダ信号処理装置。
  5. 　最大スラントレンジＲｍａｘから戻るパルスを受信するまでのパルス数であるｋＦは、

    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002

    を満たす
    請求項３に記載のレーダ信号処理装置。
  6. 　前記チャープパルスを受信した後、チャープ反転を行うことで前記チャープ率を揃える
    請求項２に記載のレーダ信号処理装置。
  7. 　最小スラントレンジＲｍｉｎから戻るパルスを受信するまでのパルス数であるｋＮ_2は、

    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003

    を満たす
    請求項６に記載のレーダ信号処理装置。
  8. 　最大スラントレンジＲｍａｘから戻るパルスを受信するまでのパルス数であるｋＦ_2は、

    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004

    を満たす
    請求項６に記載のレーダ信号処理装置。
  9. 　請求項１に記載の合成開口レーダのためのレーダ信号処理方法であって、
    　パルス間の前記チャープ率の差異による影響を排除し、
    　ブラインド領域の補間を行い、
    　画像再生を行う、
    レーダ信号処理方法。
  10. 　前記チャープパルスを受信した後、レンジ圧縮又はパルス圧縮を行う
    請求項９に記載のレーダ信号処理方法。
  11. 　前記チャープパルスを受信した後、チャープ反転を行うことで前記チャープ率を揃える
    請求項９に記載のレーダ信号処理方法。
  12. 　請求項２から８のいずれか１項に記載のレーダ信号処理装置を備える
    合成開口レーダ。
  13. 　請求項９から１１のいずれか１項に記載のレーダ信号処理方法により実現される
    合成開口レーダ。
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