WO2022201414A1 - 減結合回路 - Google Patents

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WO2022201414A1
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antenna
decoupling
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研悟 西本
泰弘 西岡
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    • H01Q5/335—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way using frequency dependent circuits or components, e.g. trap circuits or capacitors at the feed, e.g. for impedance matching
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    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks

Definitions

  • the present invention relates to a decoupling circuit connected to multiple antennas mounted on a wireless communication device or the like.
  • Patent Document 1 shows an example in which a decoupling circuit for one frequency that reduces mutual coupling of two-element antennas is configured with three susceptances.
  • the decoupling circuit corresponding to one frequency in Patent Document 1 requires two matching circuits on the opposite side of the two-element antenna when viewed from the decoupling circuit.
  • the matching circuit In order to match an arbitrary impedance at one frequency, the matching circuit must be a ⁇ -type circuit or a T-type circuit consisting of three susceptances. There are two matching circuits, and together with the three susceptances of the decoupling circuit, nine susceptances are required. Therefore, there is a problem that the number of susceptances increases and the circuit loss increases.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and is a decoupling circuit compatible with one frequency or two frequencies, which has a small number of susceptances, can reduce circuit loss, and has a small restriction on the impedance matrix of a two-element antenna.
  • the purpose is to obtain
  • a decoupling circuit includes a first antenna element, a second antenna element, a ground conductor, a first transmission line having a first end connected to the first antenna, and a second antenna.
  • a second transmission line having a first end connected to a first susceptance circuit having a first end connected to a second end of the first transmission line; and a second a second susceptance circuit having a first end connected to the end of the first susceptance circuit and a second end connected to the second end of the first susceptance circuit; and a second end connected to the ground conductor; a first input/output terminal connected to the first end of the first susceptance circuit; and a second input/output terminal connected to the first end of the circuit.
  • the present invention it is possible to realize a decoupling circuit compatible with one frequency or two frequencies with a small number of susceptances, a small circuit loss, and a small restriction on the impedance matrix of a two-element antenna.
  • FIG. 1 is a diagram showing a decoupling circuit according to Embodiment 1;
  • FIG. It is a figure which shows the structure of the two-element antenna which performed the electromagnetic field simulation. It is a calculation result of S-parameters when a decoupling circuit is applied and when it is not applied.
  • FIG. 10 is a diagram showing a decoupling circuit according to a second embodiment;
  • FIG. 10 is a diagram showing a phase shift circuit at one frequency; It is a figure which shows the structure of a two-frequency common phase shift circuit.
  • 3 is a diagram showing the configuration of resonance circuits 71 to 79;
  • FIG. 10 is a diagram showing a decoupling circuit according to Embodiment 3; It is an equivalent circuit at f2 of the decoupling circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram showing a case where the series resonance circuit and the ground conductor are replaced with a transmission line in the decoupling circuit according to the third embodiment;
  • FIG. 10 is a diagram showing a decoupling circuit according to a fourth embodiment; FIG.
  • FIG. 1 is a diagram showing a decoupling circuit according to this embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of a two-element antenna for which an electromagnetic field simulation was performed in order to confirm the effect of the decoupling circuit according to this embodiment.
  • FIG. 3 shows calculation results of S parameters when the decoupling circuit according to the first embodiment is applied to the two-element antenna of FIG. 2 and when it is not applied.
  • the decoupling circuit includes antenna elements 1 and 2, susceptances (susceptance circuits) 11 to 13, a ground conductor 101, transmission lines 31 and 32, an input/output terminal 51, 52 are provided.
  • the susceptance circuits 11 to 13 may be composed of susceptance elements, or may be composed of resonance circuits. Also, it may be composed of a plurality of susceptance elements. In this embodiment, a case where the susceptances 11 to 13 are composed of susceptance elements will be described.
  • One end (first end) of the transmission line 31 is connected to the antenna element 1 , and the other end (second end) is connected to one end (first end) of the susceptance 11 .
  • One end (first end) of the transmission line 32 is connected to the antenna element 2 and the other end (second end) is connected to one end (first end) of the susceptance 12 .
  • the other end (second end) of the susceptance 11 is connected to the other end (second end) of the susceptance 12 .
  • One end (first end) of the susceptance 13 is connected to the other end (second end) of the susceptance 11 , and the other end (second end) is connected to the ground conductor 101 .
  • the input/output terminal 51 is connected to one end (first end) of the susceptance 11
  • the input/output terminal 52 is connected to one end (first end) of the susceptance 12 .
  • Reference plane t1, reference plane t2, and reference plane t3 represent planes for observing the S-parameters of two ports on the antenna side.
  • the reference impedance when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference planes t1 and t2 in FIG. 1 is Z1
  • the reference impedance of the input/output terminals 51 and 52 is Z0 .
  • Z0 is usually 50 ⁇ .
  • ⁇ be the amplitude of the mutual coupling between the antenna elements 1 and 2 when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference plane t1.
  • Z 1 the shapes of the antenna elements 1 and 2 are adjusted so that the reflection of the antenna elements 1 and 2 on the reference plane t1 is reduced.
  • Matching circuits may be installed between the antenna element 1 and the transmission line 31 and between the antenna element 2 and the transmission line 32, respectively.
  • Z1 be the characteristic impedance of the transmission lines 31 and 32 .
  • the length of the transmission line 31 is L1
  • the length of the transmission line 32 is L2.
  • the lengths L 1 and L 2 are determined so that the mutual coupling phase of the antenna elements 1 and 2 when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference plane t2 is ⁇ 90 degrees.
  • Z0 be the reference impedance
  • Sc be the S parameter of the two ports when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference plane t3.
  • the value B 1 of the susceptances 11 and 12 is and the value B2 of the susceptance 13 is If B2 is the reciprocal of B1, reflections
  • the decoupling circuit according to Embodiment 1 of the present invention can reduce both mutual coupling and reflection at one frequency with only three susceptances.
  • the constraint on the antenna elements 1 and 2 is only to reduce the reflection of the antenna elements 1 and 2 with the reference impedance of the equation (1), it can be applied to an asymmetric two-element antenna, and the two-element antenna Restrictions on configuration can be reduced. That is, restrictions on the impedance matrix (S parameter) of the two-element antenna can be reduced.
  • ⁇ is the free-space wavelength at design frequency f.
  • the antenna elements 1 and 2 are monopole antennas formed on a dielectric substrate 61 (relative permittivity 7, dielectric loss tangent 0.01, thickness 0.01 ⁇ 0). They are placed close together.
  • the length of the transmission line 31 is adjusted so that the mutual coupling phase of the antenna elements 1 and 2 when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference plane t2 is ⁇ 90 degrees.
  • FIG. 3(b) shows the S-parameter calculation results when the decoupling circuit of FIG. 1 determined as described above is applied to the two-element antenna of FIG.
  • FIG. 2 shows a configuration example of a two-element antenna
  • the decoupling circuit of the first embodiment can reduce the reflection of the antenna elements 1 and 2 with the reference impedance of equation (1). It can also be applied to a shaped two-element antenna.
  • the susceptance As described above, by configuring the decoupling circuit from the antenna elements 1 and 2, the susceptances 11 to 13, the ground conductor 101, the transmission lines 31 and 32, and the input/output terminals 51 and 52, the susceptance This has the advantage of providing a decoupling circuit that can reduce both mutual coupling and reflection at one frequency, with fewer numbers and fewer constraints on the impedance matrix of a two-element antenna.
  • FIG. 4 is a diagram showing a decoupling circuit according to this embodiment.
  • the decoupling circuit according to the present embodiment includes antenna elements 1 and 2, a dual-frequency phase shift circuit 61, resonance circuits 71 to 73, a ground conductor 101, input/output terminals 51 and 52 and are provided.
  • This embodiment shows a case where the susceptances 11-13 are composed of resonance circuits 71-73.
  • the dual-frequency phase shift circuit 61 replaces the transmission lines 31 and 32 in the decoupling circuit of FIG.
  • One end (first end) of dual-frequency phase shift circuit 61 is connected to antenna element 1 .
  • One end (first end) of the resonant circuit 72 is connected to the antenna element 2 .
  • One end (first end) of the resonance circuit 71 is connected to the other end (second end) of the dual-frequency phase shift circuit 61 , and the other end (second end) of the resonance circuit 72 is connected to the other end (second end) of the resonance circuit 72 . 2 end).
  • One end (first end) of the resonance circuit 73 is connected to the other end (second end) of the resonance circuit 71 , and the other end (second end) is connected to the ground conductor 101 .
  • the input/output terminal 51 is connected to one end (first end) of the resonance circuit 71
  • the input/output terminal 52 is connected to one end (first end) of the resonance circuit 72 .
  • the dual-frequency phase shift circuit 61 is a circuit that changes the pass phase at two frequencies.
  • FIG. 5 shows a phase shift circuit for one frequency.
  • FIG. 5(a) shows a phase shift circuit composed of a ⁇ -type circuit consisting of three susceptances 14, 15 and 16.
  • FIG. 5(b) shows a phase shift circuit composed of a T-shaped circuit consisting of three susceptances 17, 18 and 19.
  • FIG. 6 shows the configuration of the dual-frequency phase shift circuit 61.
  • FIG. 6(a) is obtained by replacing the susceptances 14, 15 and 16 of FIG. 5(a) with resonant circuits 74, 75 and 76, respectively.
  • FIG. 6(b) is obtained by replacing the susceptances 17, 18 and 19 of FIG. 5(b) with resonant circuits 77, 78 and 79, respectively.
  • FIG. 7 shows the configuration of the resonance circuits 71-79.
  • FIG. 7(a) is an example of a series resonant circuit of an inductor 81 and a capacitor 82.
  • FIG. 7B is an example of a parallel resonant circuit of an inductor 81 and a capacitor 82. FIG. By doing so, different susceptances can be realized at two frequencies.
  • the inductance of the inductor 81 may be realized by a plurality of inductors and capacitors, respectively.
  • the capacitance values of commercially available capacitors are discrete, the capacitance of capacitor 82 may be realized by a plurality of inductors and capacitors, respectively.
  • the frequencies for reducing the reflection and mutual coupling of the antenna elements 1 and 2 are f1 (first frequency) and f2 (second frequency). Also, f2 is assumed to be a frequency higher than f1.
  • the reference impedances when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference planes t1 and t2 in FIG. 4 are Z 1l and Z 1h at f1 and f2, respectively.
  • Z0 be the reference impedance at f1 and f2 of the input/output terminals 51 and 52 .
  • Z0 is typically 50 ⁇ .
  • the mutual coupling amplitudes of the antenna elements 1 and 2 when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference plane t1 are assumed to be ⁇ l and ⁇ h at f1 and f2, respectively.
  • Z 1l and Z 1h the shapes of the antenna elements 1 and 2 are adjusted so that the reflection of the antenna elements 1 and 2 at the reference plane t1 is reduced at f1 and f2. If there is a ground conductor 101, a metal, or a dielectric in the vicinity of the antenna elements 1 and 2, their shape and arrangement are adjusted.
  • Matching circuits may be provided between the antenna element 1 and the dual-frequency phase shift circuit 61 and between the antenna element 2 and the resonance circuit 72, respectively.
  • the mutual coupling phases of the antenna elements 1 and 2 when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference plane t2 are ⁇
  • the pass phase of the dual-frequency phase shift circuit 61 is adjusted so as to be 90 degrees.
  • Z0 be the reference impedance
  • SC be the S parameter of the two ports when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference plane t3.
  • B 1l and B 1h be the susceptances at f1 and f2 of the resonant circuit 71, respectively.
  • B 1l and B 1h be the susceptances at f1 and f2 of the resonant circuit 72, respectively.
  • the susceptances at f1 and f2 of the resonant circuit 73 be B 2l and B 2h , respectively.
  • when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference plane t3 can be reduced at f1 and f2.
  • the constraint on the antenna elements 1 and 2 is to reduce the reflection of the antenna elements 1 and 2 with the reference impedance of the equations (4) and (5). Therefore, it can be applied to an asymmetrical two-element antenna, and the restrictions on the two-element antenna configuration can be reduced.
  • the decoupling circuit As described above, by configuring the decoupling circuit from the antenna elements 1 and 2, the dual-frequency phase shift circuit 61, the resonance circuits 71 to 73, the ground conductor 101, and the input/output terminals 51 and 52, , has the advantage of providing a decoupling circuit capable of reducing both mutual coupling and reflection at two frequencies with less constraint on the impedance matrix of a two-element antenna.
  • FIG. 8 is a diagram showing a decoupling circuit according to this embodiment.
  • the decoupling circuit according to the present embodiment is newly provided with a matching circuit 91, a matching circuit 92, a susceptance 19, and a susceptance 20.
  • the matching circuit 91 is inserted in the middle of the transmission line 31 and the matching circuit 92 is inserted in the middle of the transmission line 32 .
  • Susceptances 19 and 20 are series resonant circuits that replace the susceptance 13 .
  • FIG. 9 is an equivalent circuit at f2 of the decoupling circuit of FIG. 10 is a diagram of the decoupling circuit of FIG. 8 in which the series resonant circuit including the susceptances 19 and 20 and the ground conductor 101 are replaced with a transmission line 37.
  • FIG. 9 is an equivalent circuit at f2 of the decoupling circuit of FIG. 10 is a diagram of the decoupling circuit of FIG. 8 in which the series resonant circuit including the susceptances 19 and 20 and the ground conductor 101 are replaced with a transmission line 37.
  • the transmission line 31 is divided into transmission lines 33 and 34 in the decoupling circuit of FIG. 1, and a matching circuit 91 is installed between the transmission lines 33 and .
  • the transmission line 32 is divided into transmission lines 35 and 36 and a matching circuit 92 is installed between the transmission lines 35 and 36 .
  • the susceptance 13 is replaced with a series resonant circuit composed of susceptances 19 and 20.
  • the frequencies for reducing the reflection and mutual coupling of the antenna elements 1 and 2 are f1 (first frequency) and f2 (second frequency). Also, f2 is assumed to be a frequency higher than f1.
  • Z1 be the reference impedance when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference planes t1 and t2 in FIG.
  • the reference impedance of the input/output terminals 51 and 52 be Z0 .
  • Z0 is typically 50 ⁇ .
  • the amplitude of the mutual coupling between the antenna elements 1 and 2 when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference plane t1 is assumed to be ⁇ l at f1.
  • the reference impedance Z1 is The shape of the antenna elements 1, 2 is such that the reflection of the antenna elements 1, 2 at the reference plane t1 is reduced at f1 and the mutual coupling of the antenna elements 1, 2 at the reference plane t1 is reduced at f2 as adjust. If there is a ground conductor 101, a metal, or a dielectric in the vicinity of the antenna elements 1 and 2, their shape and arrangement are adjusted.
  • Z1 be the characteristic impedance of the transmission lines 31 and 32 .
  • the length of the transmission line 31 is L 1 and the length of the transmission line 32 is L 2 .
  • the lengths L 1 and L 2 are determined so that the mutual coupling phase of the antenna elements 1 and 2 when viewing the antenna elements 1 and 2 from the reference plane t2 is 90 degrees at f1.
  • Z0 be the reference impedance
  • SC be the S parameter of the two ports when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference plane t3.
  • the value B 1 of the susceptances 11 and 12 is and Also, in the series resonant circuit composed of susceptances 19 and 20, the susceptance at f1 is , and is determined so that f2 is short-circuited (the susceptance is infinite). That is, the susceptance 19, as the inductor L, and the susceptance 20, as the capacitor C, is and
  • the decoupling circuit of FIG. 8 can be regarded as shown in FIG. 9 at f2. That is, consider that the susceptances 19 and 20 are deleted, the ground conductor 101 is connected to the other end (second end) of the susceptance 11, and the ground conductor 101 is connected to the other end (second end) of the susceptance 12. can be done. At f2, the circuit on the side of antenna element 1 and the circuit on the side of antenna element 2 are not connected, so the circuit of FIG. 9 does not affect the mutual coupling, which remains reduced at f2.
  • the susceptances 19 and 20 and the ground conductor 101 in FIG. 8 may be replaced with a transmission line 37 as shown in FIG.
  • One end (first end) of the transmission line 37 is connected to the other end (second end) of the susceptance 11, and the other end (second end) is open.
  • the electrical length of the transmission line 37 is about 0.25 wavelength at f2
  • the characteristic impedance of the transmission line 37 is determined so that the susceptance when looking at the transmission line 37 side from one end (first end) of the transmission line 37 is given by Equation (12) at f1.
  • the reflection amplitude is reduced at f2.
  • the configuration of the matching circuits 91 and 92 is not specified in the third embodiment, for example, series resonance circuits of inductors and capacitors installed in series with the transmission lines 31 and 32 can be considered.
  • a parallel resonant circuit of an inductor and a capacitor installed in parallel on the transmission lines 31 and 32 can be considered.
  • the series resonant circuit should be short-circuited at f1 so as not to affect the characteristics of f1.
  • it should be open at f1 so as not to affect the characteristics of f1.
  • the number of matching circuits 91 is not limited to one, and a plurality of matching circuits may be installed in the middle of the transmission line 31 .
  • the number of matching circuits 92 is not limited to one, and a plurality of matching circuits may be installed in the middle of the transmission line 32 .
  • the constraint conditions for the antenna elements 1 and 2 are to reduce the reflection of the antenna elements 1 and 2 at f1 with the reference impedance of Equation (10), Since it reduces the mutual coupling at f2, it can also be applied to an asymmetrical two-element antenna, and the constraint on the two-element antenna configuration can be reduced.
  • the decoupling circuit includes the antenna elements 1 and 2, the susceptances 11, 12, 19 and 20, the ground conductor 101, the transmission lines 33, 34, 35, 36 and 37, and the matching circuits 91 and 92. , and input/output terminals 51 and 52, a decoupling circuit can be obtained that has a small number of susceptances, a small restriction on the impedance matrix of a two-element antenna, and can reduce both mutual coupling and reflection at two frequencies. has the effect of
  • FIG. 11 is a diagram showing a decoupling circuit according to this embodiment.
  • the decoupling circuit according to the present embodiment is newly provided with a matching circuit 91, a matching circuit 92, and a susceptance 21, a susceptance 22, a susceptance 23, and a susceptance 24.
  • the matching circuit 91 is inserted in the middle of the transmission line 31 and the matching circuit 92 is inserted in the middle of the transmission line 32 in FIG.
  • Susceptances 21 and 22 are a parallel resonant circuit (first parallel resonant circuit) replacing the susceptance 11 in FIG. resonance circuit).
  • the transmission line 31 is divided into transmission lines 33 and 34 in the decoupling circuit of FIG.
  • the transmission line 32 is divided into transmission lines 35 and 36, and a matching circuit 92 is installed between the transmission lines 35 and 36.
  • the susceptance 11 is replaced with a first parallel resonant circuit composed of susceptances 21 and 22, and the susceptance 12 is replaced with a second parallel resonant circuit composed of susceptances 23 and 24.
  • the frequencies for reducing the reflection and mutual coupling of the antenna elements 1 and 2 are f1 (first frequency) and f2 (second frequency).
  • f2 is assumed to be a frequency higher than f1.
  • Z1 be the reference impedance when the antenna elements 1 and 2 are viewed from the reference planes t1 and t2 in FIG.
  • the reference impedance of the input/output terminals 51 and 52 be Z0 . Note that Z0 is usually 50 ⁇ .
  • the amplitude of the mutual coupling of the antenna elements 1 and 2 when viewing the antenna elements 1 and 2 from the reference plane t1 is assumed to be ⁇ 1 at f1.
  • the shape of the antenna elements 1, 2 is such that the reflection of the antenna elements 1, 2 at the reference plane t1 is reduced at f1 and the mutual coupling of the antenna elements 1, 2 at the reference plane t1 is reduced at f2 as adjust. If there is a ground conductor 101, a metal, or a dielectric in the vicinity of the antenna elements 1 and 2, their shape and arrangement are adjusted.
  • Z1 be the characteristic impedance of the transmission lines 31 and 32 .
  • the length of the transmission line 31 is L 1 and the length of the transmission line 32 is L 2 .
  • the lengths L 1 and L 2 are determined so that the mutual coupling phase of the antenna elements 1 and 2 when viewing the antenna elements 1 and 2 from the reference plane t2 is 90 degrees at f1.
  • the first parallel resonant circuit composed of the susceptances 21 and 22 is determined so that the susceptance at f1 is given by equation (16) and is open at f2.
  • the second parallel resonant circuit composed of susceptances 23 and 24 is also determined so that the susceptance at f1 is given by equation (16) and is open at f2. That is, the susceptances 21 and 23, as the inductor L, and the susceptances 22 and 24, as the capacitor C, are and Also, the value B2 of the susceptance 13 is and
  • when viewing the antenna elements 1 and 2 from the reference plane t3 can be reduced at f1.
  • the first parallel resonant circuit composed of the susceptances 21 and 22 and the second parallel resonant circuit composed of the susceptances 23 and 24 are open at f2. Therefore, the decoupling circuit of FIG. 11 is equivalent to the circuit without susceptances 13, 21-24 in FIG. 11 at f2, so mutual coupling remains reduced at f2.
  • the reflection amplitude is reduced at f2.
  • the configuration of the matching circuits 91 and 92 is not specified in the third embodiment, for example, series resonance circuits of inductors and capacitors installed in series with the transmission lines 31 and 32 can be considered.
  • a parallel resonant circuit of an inductor and a capacitor installed in parallel on the transmission lines 31 and 32 can be considered.
  • the series resonant circuit should be short-circuited at f1 so as not to affect the characteristics of f1.
  • it should be open at f1 so as not to affect the characteristics of f1.
  • the number of matching circuits 91 is not limited to one, and a plurality of matching circuits may be installed in the middle of the transmission line 31 .
  • the number of matching circuits 92 is not limited to one, and a plurality of matching circuits may be installed in the middle of the transmission line 32 .
  • the matching circuits 91 and 92 are not necessarily essential, and even if the matching circuits 91 and 92 are not provided, the matching circuits 91 and 92 may not be installed when the reflection amplitude is low at f2.
  • the constraint conditions for the antenna elements 1 and 2 are to reduce the reflection of the antenna elements 1 and 2 at f1 with the reference impedance of Equation (15), Since the mutual coupling is reduced at f2, it can be applied to an asymmetric two-element antenna, and the constraint on the impedance matrix of the two-element antenna can be reduced.
  • the decoupling circuit includes the antenna elements 1 and 2, the susceptances 13 and 21 to 24, the ground conductor 101, the transmission lines 33, 34, 35 and 36, the matching circuits 91 and 92, the input/output Constructed from terminals 51 and 52, it has the effect of providing a decoupling circuit that can reduce both mutual coupling and reflection at two frequencies with a small number of susceptances and small restrictions on the impedance matrix of a two-element antenna.
  • the susceptances 11 to 24 may each be one inductor or capacitor, or may be realized by combining a plurality of inductors and capacitors.

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Abstract

第１のアンテナ素子と、第２のアンテナ素子と、グランド導体と、第１のアンテナに第１の端が接続された第１の伝送線路と、第２のアンテナに第１の端が接続された第２の伝送線路と、第１の伝送線路の第２の端に第１の端が接続された第１のサセプタンス回路と、第２の伝送線路の第２の端に第１の端が接続され、第１のサセプタンス回路の第２の端に第２の端が接続された第２のサセプタンス回路と、第１のサセプタンス回路の第２の端に第１の端が接続され、グランド導体に第２の端が接続された第３のサセプタンス回路と、第１のサセプタンス回路の第１の端に接続された第１の入出力端子と、第２のサセプタンス回路の第１の端に接続された第２の入出力端子とを備える減結合回路。

Description

減結合回路
　この発明は、無線通信装置等に搭載される複数のアンテナに接続される減結合回路に関するものである。
　近年、無線通信システムの高速化や高品質化に伴って、ダイバーシチやＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｏｕｔｐｕｔ）を適用するために、送受信に複数のアンテナを用いるマルチアンテナ技術への要求が高まっている。
　また、高速化、高品質化や複数の無線通信システム搭載のために、無線通信装置を複数の周波数帯で動作させるニーズが高まっている。ダイバーシチやＭＩＭＯが効果を発揮するためには、複数のアンテナ間の結合をできる限り小さくし、アンテナ相関を低くする必要がある。
　しかし、通信装置が小型な場合、複数のアンテナを搭載するための領域が限られ、それぞれのアンテナ間の距離を十分に確保できない。このため、アンテナ間結合が強くなり通信性能が劣化する。この問題に対して、アンテナに減結合回路を接続することにより、アンテナ間結合を低減させる方法がある。
　特許文献１では、２素子アンテナの相互結合を低減する１周波数対応の減結合回路を、３個のサセプタンスで構成した例が示されている。
特許第５８７１６４７号
　しかし、特許文献１の１周波数対応の減結合回路では、減結合回路から見て２素子アンテナと反対側に２つの整合回路が必要となる。任意のインピーダンスを１周波数で整合させるためには、整合回路を３個のサセプタンスから成るΠ型回路もしくは、Ｔ型回路とする必要がある。整合回路が２つあり、減結合回路の３個のサセプタンスと合わせて、９個のサセプタンスが必要となる。したがって、サセプタンスの数が増加し、回路損失が大きくなるという課題があった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、サセプタンスの数が少なく回路損失を小さくでき、２素子アンテナのインピーダンスマトリクスに対する制約が小さい、１周波数または２周波数対応の減結合回路が得られることを目的とする。
　この発明による減結合回路は、第１のアンテナ素子と、第２のアンテナ素子と、グランド導体と、第１のアンテナに第１の端が接続された第１の伝送線路と、第２のアンテナに第１の端が接続された第２の伝送線路と、第１の伝送線路の第２の端に第１の端が接続された第１のサセプタンス回路と、第２の伝送線路の第２の端に第１の端が接続され、第１のサセプタンス回路の第２の端に第２の端が接続された第２のサセプタンス回路と、第１のサセプタンス回路の第２の端に第１の端が接続され、グランド導体に第２の端が接続された第３のサセプタンス回路と、第１のサセプタンス回路の第１の端に接続された第１の入出力端子と、第２のサセプタンス回路の第１の端に接続された第２の入出力端子とを備えるものである。
　本発明により、サセプタンスの数が少なく回路損失を小さくでき、２素子アンテナのインピーダンスマトリクスに対する制約が小さい、１周波数または２周波数対応の減結合回路を実現することが可能となる。
実施の形態１に係る減結合回路を示す図である。 電磁界シミュレーションを行った２素子アンテナの構成を示す図である。 減結合回路を適用した場合と適用しなかった場合のＳパラメータの計算結果である。 実施の形態２に係る減結合回路を示す図である。 １周波数における移相回路を示す図である。 ２周波共用移相回路の構成を示す図である。 共振回路７１～７９の構成を示す図である。 実施の形態３に係る減結合回路を示す図である。 実施の形態３に係る減結合回路のｆ２における等価回路である。 実施の形態３に係る減結合回路において直列共振回路とグランド導体を伝送線路で置き換えた場合を示す図である。 実施の形態４に係る減結合回路を示す図である。
　実施の形態１．
　図１は、本実施の形態に係る減結合回路を示す図である。
　図２は、本実施の形態に係る減結合回路の効果を確認するために電磁界シミュレーションを行った２素子アンテナの構成を示す図である。
　図３は、図２の２素子アンテナに実施の形態１に係る減結合回路を適用した場合と適用しなかった場合のＳパラメータの計算結果である。
　図１において、本実施の形態に係る減結合回路には、アンテナ素子１、２と、サセプタンス（サセプタンス回路）１１～１３と、グランド導体１０１と、伝送線路３１、３２と、入出力端子５１、５２とが設けられている。
　サセプタンス回路１１～１３は、サセプタンス素子で構成しても良いし、共振回路で構成してもよい。また、複数のサセプタンス素子で構成しても良い。本実施の形態では、サセプタンス１１～１３をサセプタンス素子で構成した場合について説明する。
　伝送線路３１の一端（第１の端）は、アンテナ素子１に接続され、他端（第２の端）はサセプタンス１１の一端（第１の端）に接続される。
　伝送線路３２の一端（第１の端）は、アンテナ素子２に接続され、他端（第２の端）はサセプタンス１２の一端（第１の端）に接続される。
　サセプタンス１１の他端（第２の端）は、サセプタンス１２の他端（第２の端）と接続される。
　サセプタンス１３の一端（第１の端）は、サセプタンス１１の他端（第２の端）に接続され、他端（第２の端）はグランド導体１０１に接続される。
　入出力端子５１はサセプタンス１１の一端（第１の端）に接続され、入出力端子５２はサセプタンス１２の一端（第１の端）に接続される。
　なお、参照面ｔ１、参照面ｔ２及び参照面ｔ３は、アンテナ側の２ポートのＳパラメータを観測する面を表している。
　次に、本減結合回路の動作について説明する。
　図１の参照面ｔ１、ｔ２からアンテナ素子１、２側を見たときの基準インピーダンスをＺ１とし、入出力端子５１、５２の基準インピーダンスをＺ０とする。なお、Ｚ０は通常５０Ωである。
　参照面ｔ１からアンテナ素子１、２側を見た時のアンテナ素子１、２の相互結合の振幅をαとする。Ｚ１を

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001

として、参照面ｔ１におけるアンテナ素子１、２の反射が低減されるように、アンテナ素子１、２の形状を調整する。
　アンテナ素子１、２の近傍にグランド導体１０１、金属や誘電体等がある場合には、それらの形状、配置を含めて調整する。なお、アンテナ素子１と伝送線路３１の間と、アンテナ素子２と伝送線路３２の間に、それぞれ整合回路を設置しても良い。
　伝送線路３１、３２の特性インピーダンスをＺ１とする。また、伝送線路３１の長さをＬ１、伝送線路３２の長さをＬ２とする。
　参照面ｔ２からアンテナ素子１、２側を見た時のアンテナ素子１、２の相互結合の位相が、±９０度になるように、長さＬ１、Ｌ２を決定する。
　基準インピーダンスをＺ０として、参照面ｔ３からアンテナ素子１、２側を見た２ポートのＳパラメータをＳｃとする。サセプタンス１１、１２の値Ｂ１を

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002

とし、サセプタンス１３の値Ｂ２を

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003

とすれば、すなわち、Ｂ２をＢ１の反数とすれば、参照面ｔ３からアンテナ素子１、２側を見た時の反射｜ＳＣ１１｜、｜ＳＣ２２｜と、相互結合｜ＳＣ２１｜を低減できる。
　このように、本発明の実施の形態１に係る減結合回路では、３個のサセプタンスのみで、１周波数において相互結合と反射の両方を低減することができる。また、アンテナ素子１、２への制約条件は、式（１）の基準インピーダンスでアンテナ素子１、２の反射を低減することのみであるので、非対称な２素子アンテナにも適用でき、２素子アンテナ構成への制約を小さくできる。すなわち、２素子アンテナのインピーダンスマトリクス（Ｓパラメータ）に対する制約を小さくできる。
　実施の形態１に係る減結合回路の効果を確認するために、図２に示す２素子アンテナについて、電磁界シミュレーションを行った結果を示す。
　図２において、λは、設計周波数ｆにおける自由空間波長である。アンテナ素子１、２は、誘電体基板６１（比誘電率７、誘電正接０．０１、厚み０．０１λ０）の上に形成したモノポール方式のアンテナであり、平面上のグランド導体１０１の上辺に近接させて配置している。
　ここで、Ｚ０＝５０Ωとすると、アンテナ素子１、２の相互結合の振幅αが－５ｄＢとなり、Ｚ１が式（１）より２５Ωとなるように、２素子アンテナの寸法を調整している。
　図３（ａ）に、基準インピーダンスをＺ１＝２５Ωとした時の図２のモデルのＳパラメータ計算結果を示す。なお、図２のモデルは面対称のため、アンテナ素子１の反射Ｓ１１、アンテナ素子１、２の相互結合Ｓ２１だけを示し、アンテナ素子２の反射Ｓ２２は省略している。Ｓ２２はＳ１１と等しくなる。
　図３（ａ）から、ｆ０において、反射Ｓ１１は－１８．５ｄＢと低減されているが、相互結合Ｓ２１は－５．０ｄＢと高いことが確認できる。
　次に、図１の減結合回路において、参照面ｔ２からアンテナ素子１、２側を見た時のアンテナ素子１、２の相互結合の位相が±９０度になるように、伝送線路３１の長さＬ１、伝送線路３２の長さＬ２を調整し、電気長をｆにおいてＬ１＝Ｌ２＝２０度とする。なお、伝送線路３１、３２の特性インピーダンスはＺ１＝２５Ωである。そして、サセプタンス１１、１２の値Ｂ１とサセプタンス１３の値Ｂ２を式（２）、（３）から求める。
　以上のように決めた図１の減結合回路を図２の２素子アンテナに適用した場合のＳパラメータ計算結果を図３（ｂ）に示す。
　図３（ｂ）のＳパラメータでは、基準インピーダンスはＺ０＝５０Ωである。図３（ｂ）から、ｆ０において、反射Ｓ１１は－１５．２ｄＢ、相互結合Ｓ２１は－３８．０ｄＢとなり、反射と相互結合の両方が低減されていることを確認できる。
　なお、図２は２素子アンテナの構成例であり、本実施の形態１の減結合回路は、式（１）の基準インピーダンスでアンテナ素子１、２の反射を低減できていれば、どのような形状の２素子アンテナに対しても適用できる。
　以上のように、減結合回路を、アンテナ素子１、２と、サセプタンス１１～１３と、グランド導体１０１と、伝送線路３１、３２と、入出力端子５１、５２とから構成することで、サセプタンスの数が少なく、２素子アンテナのインピーダンスマトリクスに対する制約が小さい、１周波数において相互結合と反射の両方を低減できる減結合回路が得られるという効果を有する。
　実施の形態２．
　本実施の形態では、実施の形態１に係る減結合回路を２周波数に拡張した場合について述べる。
　図４は、本実施の形態に係る減結合回路を示す図である。なお、図１と同符号は、同一または相当部分を示している。
　図４において、本実施の形態に係る減結合回路には、アンテナ素子１、２と、２周波共用移相回路６１と、共振回路７１～７３と、グランド導体１０１と、入出力端子５１、５２とが設けられている。
　本実施の形態では、サセプタンス１１～１３を共振回路７１～７３で構成した場合について示している。
　なお、２周波共用移相回路６１は図１の減結合回路における伝送路３１、３２と置き換えたものである。
　２周波共用移相回路６１の一端（第１の端）は、アンテナ素子１に接続される。
　共振回路７２の一端（第１の端）は、アンテナ素子２に接続される。
　共振回路７１の一端（第１の端）は、２周波共用移相回路６１の他端（第２の端）に接続され、他端（第２の端）は共振回路７２の他端（第２の端）に接続される。
　共振回路７３の一端（第１の端）は、共振回路７１の他端（第２の端）に接続され、他端（第２の端）はグランド導体１０１に接続される。
　入出力端子５１は共振回路７１の一端（第１の端）に接続され、入出力端子５２は共振回路７２の一端（第１の端）に接続される。
　２周波共用移相回路６１は、２周波数において通過位相を変化させる回路である。
　図５に１周波数における移相回路を示す。
　図５（ａ）は、３個のサセプタンス１４、１５、１６から成るΠ型回路により構成した移相回路である。
　図５（ｂ）は、３個のサセプタンス１７、１８、１９から成るＴ型回路により構成した移相回路である。
　図５（ａ）、（ｂ）どちらの移相回路においても、使用しているサセプタンスの値を調整することで、通過位相を遅らせる、あるいは進ませることができる。
　図６に、２周波共用移相回路６１の構成を示す。
　図６（ａ）は、図５（ａ）のサセプタンス１４、１５、１６を、それぞれ共振回路７４、７５、７６に置き換えたものである。
　図６（ｂ）は、図５（ｂ）のサセプタンス１７、１８、１９を、それぞれ共振回路７７、７８、７９に置き換えたものである。
　このようにサセプタンスを共振回路に置き換えることで、２周波数において、通過位相を遅らせる、あるいは進ませることができる。また、２周波数において、異なる通過位相を実現できる。
　図７に、共振回路７１～７９の構成を示す。
　図７（ａ）は、インダクタ８１とキャパシタ８２の直列共振回路の一例である。
　図７（ｂ）は、インダクタ８１とキャパシタ８２の並列共振回路の一例である。
　このようにすることで、２周波数において異なるサセプタンスを実現できる。
　なお、市販されているインダクタのインダクタンス値は離散的であるため、インダクタ８１のインダクタンスを、それぞれ複数のインダクタ、キャパシタにより実現しても良い。同様に、市販されているキャパシタのキャパシタンス値は離散的であるため、キャパシタ８２のキャパシタンスを、それぞれ複数のインダクタ、キャパシタにより実現しても良い。
　次に、本減結合回路の動作について説明する。本実施の形態では、アンテナ素子１、２の反射、相互結合を低減する周波数をｆ１（第１の周波数）、ｆ２（第２の周波数）とする。また、ｆ２はｆ１より高い周波数とする。
　図４の参照面ｔ１、ｔ２からアンテナ素子１、２側を見たときの基準インピーダンスを、ｆ１、ｆ２においてそれぞれＺ１ｌ、Ｚ１ｈとする。入出力端子５１、５２のｆ１、ｆ２における基準インピーダンスをＺ０とする。Ｚ０は通常５０Ωである。
　参照面ｔ１からアンテナ素子１、２側を見た時のアンテナ素子１、２の相互結合の振幅をｆ１、ｆ２においてそれぞれαｌ、αｈとする。Ｚ１ｌ、Ｚ１ｈを

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000004

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000005

として、参照面ｔ１におけるアンテナ素子１、２の反射がｆ１、ｆ２において低減されるように、アンテナ素子１、２の形状を調整する。
　アンテナ素子１、２の近傍にグランド導体１０１や金属、誘電体がある場合には、それらの形状、配置を含めて調整する。なお、アンテナ素子１と２周波共用移相回路６１の間と、アンテナ素子２と共振回路７２の間に、それぞれ整合回路を設置しても良い。
　ｆ１、ｆ２における基準インピーダンスをそれぞれＺ１ｌ、Ｚ１ｈとした場合に、参照面ｔ２からアンテナ素子１、２側を見た時のアンテナ素子１、２の相互結合の位相が、ｆ１、ｆ２において±９０度になるように、２周波共用移相回路６１の通過位相を調整する。
　基準インピーダンスをＺ０として、参照面ｔ３からアンテナ素子１、２側を見た２ポートのＳパラメータをＳＣとする。
　共振回路７１のｆ１、ｆ２におけるサセプタンスをそれぞれＢ１ｌ、Ｂ１ｈとする。
　共振回路７２のｆ１、ｆ２におけるサセプタンスをそれぞれＢ１ｌ、Ｂ１ｈとする。
　また、共振回路７３のｆ１、ｆ２におけるサセプタンスをそれぞれＢ２ｌ、Ｂ２ｈとする。
　Ｂ１ｌ、Ｂ１ｈ、Ｂ２ｌ、Ｂ２ｈを、

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000006

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000007

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000008

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000009

とすれば、参照面ｔ３からアンテナ素子１、２側を見た時の反射｜ＳＣ１１｜、｜ＳＣ２２｜と、相互結合｜ＳＣ２１｜を、ｆ１、ｆ２において低減できる。
　このように、本実施の形態に係る減結合回路では、アンテナ素子１、２への制約条件は、式（４）、式（５）の基準インピーダンスでアンテナ素子１、２の反射を低減することのみであるので、非対称な２素子アンテナにも適用でき、２素子アンテナ構成への制約を小さくできる。
　以上のように、減結合回路を、アンテナ素子１、２と、２周波共用移相回路６１と、共振回路７１～７３と、グランド導体１０１と、入出力端子５１、５２とから構成することで、２素子アンテナのインピーダンスマトリクスに対する制約が小さい、２周波数において相互結合と反射の両方を低減できる減結合回路が得られるという効果を有する。
　実施の形態３．
　本実施の形態では、実施の形態１に係る減結合回路を２周波数に拡張し、更に構成を簡易化した場合について述べる。
　図８は、本実施の形態に係る減結合回路を示す図である。
　図８において、本実施の形態に係る減結合回路には、整合回路９１、整合回路９２と、サセプタンス１９、サセプタンス２０とが新たに設けられている。
　整合回路９１は伝送線路３１の途中に、整合回路９２は伝送線路３２の途中に挿入している。また、サセプタンス１９、２０は、サセプタンス１３と置き換えた直列共振回路である。
　図９は、図８の減結合回路のｆ２における等価回路である。
　また、図１０は、図８の減結合回路において、サセプタンス１９、２０から成る直列共振回路とグランド導体１０１を、伝送線路３７で置き換えた図である。
　図８の減結合回路では、図１の減結合回路において、伝送線路３１を伝送線路３３、３４に分割し、伝送線路３３、３４の間に整合回路９１が設置されている。
　同様に伝送線路３２を伝送線路３５、３６に分割し、伝送線路３５、３６の間に整合回路９２が設置されている。
　さらに、サセプタンス１３を、サセプタンス１９、２０から成る直列共振回路に置き換えている。
　次に、本減結合回路の動作について説明する。
　本実施の形態では、アンテナ素子１、２の反射、相互結合を低減する周波数をｆ１（第１の周波数）、ｆ２（第２の周波数）とする。また、ｆ２はｆ１より高い周波数とする。
図８の参照面ｔ１、ｔ２からアンテナ素子１、２側を見たときの基準インピーダンスをＺ１とする。入出力端子５１、５２の基準インピーダンスをＺ０とする。Ｚ０は通常５０Ωである。
　参照面ｔ１からアンテナ素子１、２側を見た時のアンテナ素子１、２の相互結合の振幅をｆ１においてαｌとする。基準インピーダンスＺ１は、

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000010

として、参照面ｔ１におけるアンテナ素子１、２の反射がｆ１において低減され、かつ、参照面ｔ１におけるアンテナ素子１、２の相互結合がｆ２において低減されるように、アンテナ素子１、２の形状を調整する。
　アンテナ素子１、２の近傍にグランド導体１０１や金属、誘電体がある場合には、それらの形状、配置を含めて調整する。
　伝送線路３１、３２の特性インピーダンスをＺ１とする。また、伝送線路３１の長さをＬ１、伝送線路３２の長さをＬ２とする。
　参照面ｔ２からアンテナ素子１、２側を見た時のアンテナ素子１、２の相互結合の位相が、ｆ１において９０度になるように、長さＬ１、Ｌ２を決定する。
　基準インピーダンスをＺ０として、参照面ｔ３からアンテナ素子１、２側を見た２ポートのＳパラメータをＳＣとする。サセプタンス１１、１２の値Ｂ１を

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000011

とする。また、サセプタンス１９、２０から成る直列共振回路は、ｆ１においてサセプタンスが

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000012

となり、ｆ２において短絡（サセプタンスが無限大）となるように、決定する。すなわち、サセプタンス１９は、インダクタＬとして、

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000013

とし、サセプタンス２０は、キャパシタＣとして、

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000014

とする。
　以上のようにすれば、参照面ｔ３からアンテナ素子１、２側を見た時の反射｜ＳＣ１１｜、｜ＳＣ２２｜と、相互結合｜ＳＣ２１｜を、ｆ１において低減できる。また、サセプタンス１９、２０から成る直列共振回路はｆ２において短絡としているので、ｆ２においては、図８の減結合回路は図９のように見なすことができる。
　すなわち、サセプタンス１９、２０を削除し、サセプタンス１１の他端（第２の端）にグランド導体１０１を接続し、サセプタンス１２の他端（第２の端）にグランド導体１０１を接続したと見なすことができる。
　ｆ２においては、アンテナ素子１側の回路とアンテナ素子２側の回路が接続されていないので、図９の回路は相互結合に影響を与えず、相互結合はｆ２において低減されたままとなる。
　なお、図８のサセプタンス１９、２０とグランド導体１０１を、図１０に示すように、伝送線路３７に置き換えても良い。伝送線路３７は、一端（第１の端）がサセプタンス１１の他端（第２の端）に接続されており、他端（第２の端）は開放されている。
　伝送線路３７の電気長をｆ２で約０．２５波長とすれば、伝送線路３７の一端（第１の端）がｆ２でグランド導体１０１に接続されていると見なすことができる。また、伝送線路３７の一端（第１の端）から伝送線路３７側を見たサセプタンスがｆ１において式（１２）となるように、伝送線路３７の特性インピーダンスを決定する。
　以上のようにすれば、図１０の減結合回路は、図８の減結合回路と同じ動作を実現できる。
　更に、伝送線路３１の途中に整合回路９１を挿入し、伝送線路３２の途中に整合回路９２を挿入することにより、ｆ２において反射振幅を低減させる。
　整合回路９１、９２の構成は、本実施の形態３で特定するものではないが、例えば、伝送線路３１、３２に直列に設置した、インダクタとキャパシタの直列共振回路が考えられる。また、伝送線路３１、３２に並列に設置した、インダクタとキャパシタの並列共振回路が考えられる。
　前者の場合は、直列共振回路は、ｆ１において短絡となるようにし、ｆ１の特性に影響を与えないようにする。
　後者の場合は、ｆ１において開放となるようにし、ｆ１の特性に影響を与えないようにする。整合回路９１の数は１個に限定するものではなく、伝送線路３１の途中に複数個を設置しても良い。同様に、整合回路９２の数は１個に限定するものではなく、伝送線路３２の途中に複数個を設置しても良い。
このように、本発明の実施の形態３に係る減結合回路では、アンテナ素子１、２への制約条件は、式（１０）の基準インピーダンスでｆ１においてアンテナ素子１、２の反射を低減し、ｆ２において相互結合を低減することなので、非対称な２素子アンテナにも適用でき、２素子アンテナ構成への制約を小さくできる。
　以上のように、減結合回路を、アンテナ素子１、２と、サセプタンス１１、１２、１９、２０と、グランド導体１０１と、伝送線路３３、３４、３５、３６、３７と、整合回路９１、９２と、入出力端子５１、５２とから構成することで、サセプタンスの数が少なく、２素子アンテナのインピーダンスマトリクスに対する制約が小さい、２周波数において相互結合と反射の両方を低減できる減結合回路が得られるという効果を有する。
　実施の形態４．
　本実施の形態では、実施の形態１に係る減結合回路を２周波数に拡張し、構成を簡易化した場合について述べる。
　図１１は、本実施の形態に係る減結合回路を示す図である。なお、図１と同符号は、同一または相当部分を示している。
　図１１において、本実施の形態に係る減結合回路には、整合回路９１、整合回路９２と、サセプタンス２１、サセプタンス２２、サセプタンス２３、サセプタンス２４とが新たに設けられている。
　なお、整合回路９１は図１における伝送線路３１の途中に、整合回路９２は伝送線路３２の途中に挿入している。また、サセプタンス２１、２２は、図１におけるサセプタンス１１と置き換えた並列共振回路（第１の並列共振回路）、サセプタンス２３、２４は、図１におけるサセプタンス１２と置き換えた並列共振回路（第２の並列共振回路）である。
　図１１の減結合回路では、図１の減結合回路において、伝送線路３１を伝送線路３３、３４に分割し、伝送線路３３、３４の間に整合回路９１が設置されている。また、伝送線路３２を伝送線路３５、３６に分割し、伝送線路３５、３６の間に整合回路９２が設置されている。さらに、サセプタンス１１をサセプタンス２１、２２から成る第１の並列共振回路に置き換え、サセプタンス１２をサセプタンス２３、２４から成る第２の並列共振回路に置き換えている。
　次に、本減結合回路の動作について説明する。
本実施の形態では、アンテナ素子１、２の反射、相互結合を低減する周波数をｆ１（第１の周波数）、ｆ２（第２の周波数）とする。また、ｆ２はｆ１より高い周波数とする。
図８の参照面ｔ１、ｔ２からアンテナ素子１、２側を見たときの基準インピーダンスをＺ１とする。
　入出力端子５１、５２の基準インピーダンスをＺ０とする。なお、Ｚ０は通常５０Ωである。
　参照面ｔ１からアンテナ素子１、２側を見た時のアンテナ素子１、２の相互結合の振幅をｆ１においてα１とする。

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000015

として、参照面ｔ１におけるアンテナ素子１、２の反射がｆ１において低減され、かつ、参照面ｔ１におけるアンテナ素子１、２の相互結合がｆ２において低減されるように、アンテナ素子１、２の形状を調整する。アンテナ素子１、２の近傍にグランド導体１０１や金属、誘電体がある場合には、それらの形状、配置を含めて調整する。
　伝送線路３１、３２の特性インピーダンスをＺ１とする。また、伝送線路３１の長さをＬ１、伝送線路３２の長さをＬ２とする。
　参照面ｔ２からアンテナ素子１、２側を見た時のアンテナ素子１、２の相互結合の位相が、ｆ１において９０度になるように、長さＬ１、Ｌ２を決定する。
　基準インピーダンスをＺ０として、参照面ｔ３からアンテナ素子１、２側を見た２ポートのＳパラメータをＳＣとする。ここで、

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000016

とする。サセプタンス２１、２２から成る第１の並列共振回路は、ｆ１においてサセプタンスが（１６）式となり、ｆ２において開放となるように、決定する。
　同様に、サセプタンス２３、２４から成る第２の並列共振回路も、ｆ１においてサセプタンスが（１６）式となり、ｆ２において開放となるように、決定する。
　すなわち、サセプタンス２１、２３は、インダクタＬとして、

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000017

とし、サセプタンス２２、２４は、キャパシタＣとして、

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000018

とする。また、サセプタンス１３の値Ｂ２を

Figure JPOXMLDOC01-appb-I000019

とする。
　以上のようにすれば、参照面ｔ３からアンテナ素子１、２側を見た時の反射｜ＳＣ１１｜、｜ＳＣ２２｜と、相互結合｜ＳＣ２１｜を、ｆ１において低減できる。また、サセプタンス２１、２２から成る第１の並列共振回路と、サセプタンス２３、２４から成る第２の並列共振回路は、ｆ２において開放としている。したがって、図１１の減結合回路は、ｆ２においては、図１１でサセプタンス１３、２１～２４が無い回路と等価となるので、相互結合はｆ２において低減されたままとなる。
　更に、伝送線路３１の途中に整合回路９１を挿入し、伝送線路３２の途中に整合回路９２を挿入することにより、ｆ２において反射振幅を低減させる。整合回路９１、９２の構成は、本実施の形態３で特定するものではないが、例えば、伝送線路３１、３２に直列に設置した、インダクタとキャパシタの直列共振回路が考えられる。また、伝送線路３１、３２に並列に設置した、インダクタとキャパシタの並列共振回路が考えられる。前者の場合は、直列共振回路は、ｆ１において短絡となるようにし、ｆ１の特性に影響を与えないようにする。後者の場合は、ｆ１において開放となるようにし、ｆ１の特性に影響を与えないようにする。整合回路９１の数は１個に限定するものではなく、伝送線路３１の途中に複数個を設置しても良い。同様に、整合回路９２の数は１個に限定するものではなく、伝送線路３２の途中に複数個を設置しても良い。また、整合回路９１、９２は必ずしも必須ではなく、整合回路９１、９２が無くともｆ２において反射振幅が低い場合には整合回路９１、９２を設置しなくとも良い。
　このように、本発明の実施の形態３に係る減結合回路では、アンテナ素子１、２への制約条件は、式（１５）の基準インピーダンスでｆ１においてアンテナ素子１、２の反射を低減し、ｆ２において相互結合を低減することなので、非対称な２素子アンテナにも適用でき、２素子アンテナのインピーダンスマトリクスに対する制約を小さくできる。
　以上のように、減結合回路を、アンテナ素子１、２と、サセプタンス１３、２１～２４と、グランド導体１０１と、伝送線路３３、３４、３５、３６と、整合回路９１、９２と、入出力端子５１、５２とから構成することで、サセプタンスの数が少なく、２素子アンテナのインピーダンスマトリクスに対する制約が小さい、２周波数において相互結合と反射の両方を低減できる減結合回路が得られるという効果を有する。
　なお、サセプタンス１１～２４は、それぞれ１個のインダクタもしくはキャパシタとしても良いし、複数のインダクタとキャパシタを組み合わせて実現しても良い。
　１、２　アンテナ素子、１１～２４　サセプタンス、３１～３７　伝送線路、５１、５２　入出力端子、６１　２周波共用移相回路、７１～７９　共振回路、８１　インダクタ、８２　キャパシタ、９１、９２　整合回路、１０１　グランド導体。

Claims (13)

  1. 　第１のアンテナ素子と、
    　第２のアンテナ素子と、
    　グランド導体と、
    　前記第１のアンテナに第１の端が接続された第１の伝送線路と、
    　前記第２のアンテナに第１の端が接続された第２の伝送線路と、
    　前記第１の伝送線路の第２の端に第１の端が接続された第１のサセプタンス回路と、
    　前記第２の伝送線路の第２の端に第１の端が接続され、前記第１のサセプタンス回路の第２の端に第２の端が接続された第２のサセプタンス回路と、
    　前記第１のサセプタンス回路の第２の端に第１の端が接続され、前記グランド導体に第２の端が接続された第３のサセプタンス回路と、
    　前記第１のサセプタンス回路の第１の端に接続された第１の入出力端子と、
    　前記第２のサセプタンス回路の第１の端に接続された第２の入出力端子と
    を備える減結合回路。
  2. 　第１のアンテナ素子と、
    　第２のアンテナ素子と、
    　グランド導体と、
    　前記第１のアンテナに第１の端が接続された２周波共用移相回路と、
    　前記２周波共用移相回路の第２の端に第１の端が接続された第１のサセプタンス回路と、
    　前記第２のアンテナに第１の端が接続され、前記第１のサセプタンス回路の第２の端に第２の端が接続された第２のサセプタンス回路と、
    　前記第１のサセプタンス回路の第２の端に第１の端が接続され、前記グランド導体に第２の端が接続された第３のサセプタンス回路と、
    　前記第１のサセプタンス回路の第１の端に接続された第１の入出力端子と、
    　前記第２のサセプタンス回路の第１の端に接続された第２の入出力端子と
    を備える減結合回路。
  3. 　前記第１のサセプタンス回路は第１のサセプタンス素子であり、
    　前記第２のサセプタンス回路は第２のサセプタンス素子であり、
    　前記第３のサセプタンス回路は第３のサセプタンス素子である
    請求項１または２に記載の減結合回路。
  4. 　前記第１のサセプタンス回路は第１の共振回路であり、
    　前記第２のサセプタンス回路は第２の共振回路であり、
    　前記第３のサセプタンス回路は第３の共振回路である
    請求項２に記載の減結合回路。
  5. 　前記２周波共用移相回路は、
    　前記第１のアンテナ素子に第１の端が接続され、前記グランド導体に第２の端が接続された第４の共振回路と、
    　前記第４の共振回路の第１の端に第１の端が接続された第５の共振回路と、
    　前記第５の共振回路の第２の端と前記第１のサセプタンス回路の第１の端に第１の端が接続され、前記グランド導体に第２の端が接続された第６の共振回路と
    　を備える請求項４に記載の減結合回路。
  6. 　前記２周波共用移相回路は、
    　前記第１のアンテナ素子に第１の端が接続された第７の共振回路と、
    　前記第７の共振回路の第１の端に第１の端が接続され、前記グランド導体に第２の端が接続された第８の共振回路と、
    　前記第８の共振回路の第１の端に第１の端が接続され、前記第１のサセプタンス回路の第１の端に第２の端が接続された第９の共振回路と
    　を備える請求項４に記載の減結合回路。
  7. 　前記第１の伝送線路は第３の伝送線路と第４の伝送線路を直列に接続したものであり、
    　前記第２の伝送線路は第５の伝送線路と第６の伝送線路を直列に接続したものであり、
    　前記第３のサセプタンス回路は、直列共振回路であり、
    　前記第３の伝送線路と前記第４の伝送線路との間に挿入された第１の整合回路と、
    　前記第５の伝送線路と前記第６の伝送線路との間に挿入された第２の整合回路と
    を備える請求項１に記載の減結合回路。
  8. 　前記第１の伝送線路は第３の伝送線路と第４の伝送線路を直列に接続したものであり、
    　前記第２の伝送線路は第５の伝送線路と第６の伝送線路を直列に接続したものであり、
    　前記第３のサセプタンス回路は、第１の端が、前記第１のサセプタンス回路の第２の端と接続され、第２の端が開放された第７の伝送線路であり、
    　前記第３の伝送線路と前記第４の伝送線路との間に挿入された第１の整合回路と、
    　前記第５の伝送線路と前記第６の伝送線路との間に挿入された第２の整合回路と
    を備える請求項１に記載の減結合回路。
  9. 　第１の周波数において、前記第１のサセプタンス素子のサセプタンスと前記第２のサセプタンス素子のサセプタンスが、前記第３のサセプタンス回路のサセプタンスの反数であり、
    　第２の周波数において、前記第３のサセプタンス回路が短絡となる、
    請求項７または８に記載の減結合回路。
  10. 　前記第１のサセプタンス回路は、第１の並列共振回路であり、
    　前記第２のサセプタンス回路は、第２の並列共振回路である
    請求項１に記載の減結合回路。
  11. 　前記第１の伝送線路は第３の伝送線路と第４の伝送線路を直列に接続したものであり、
    　前記第２の伝送線路は第５の伝送線路と第６の伝送線路を直列に接続したものであり、
    　前記第３の伝送線路と前記第４の伝送線路との間に挿入された第１の整合回路と、
    　前記第５の伝送線路と前記第６の伝送線路との間に挿入された第２の整合回路と
    を備える請求項１０に記載の減結合回路。
  12. 　前記第１のサセプタンス回路のサセプタンスと前記第２のサセプタンス回路のサセプタンスが、前記第３のサセプタンス回路のサセプタンスの反数である請求項１から６のいずれか一項に記載の減結合回路。
  13. 　第１の周波数において、前記第１のサセプタンス素子のサセプタンスと前記第２のサセプタンス素子のサセプタンスが、前記第３のサセプタンス回路のサセプタンスの反数であり、
    　第２の周波数において、前記第１のサセプタンス回路及び前記第２のサセプタンス回路が開放となる、
    請求項１０または１１に記載の減結合回路。
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