WO2022201387A1 - 周波数オフセット推定装置、受信装置、周波数オフセット推定方法及びプログラム - Google Patents

周波数オフセット推定装置、受信装置、周波数オフセット推定方法及びプログラム Download PDF

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悦史 山崎
聖司 岡本
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Nippon Telegraph and Telephone Corp
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    • H04B10/6164—Estimation or correction of the frequency offset between the received optical signal and the optical local oscillator

Definitions

  • the present invention relates to a frequency offset estimation device, a receiving device, a frequency offset estimation method and a program.
  • a coherent optical communication system can transmit information using the degree of freedom of the polarization, amplitude, and phase of the light used.
  • the coherent optical communication system can realize a further increase in the capacity of optical communication compared to an intensity modulation type optical communication system that transmits information using only the intensity change of light.
  • coherent optical communication systems can relatively easily compensate for the effects of signal distortion such as chromatic dispersion and polarization mode dispersion, which cannot be avoided in optical signal transmission using optical fibers, by digital signal processing. . Therefore, the coherent optical communication system is an optical communication system that is advantageous even in long-distance transmission, and is widely used mainly as an optical communication system for trunk lines.
  • a transmitter is equipped with a transmission laser and a receiver is equipped with a local oscillation laser. Since the transmission laser and the local oscillation laser are used for modulation and coherent detection, respectively, it is desirable that the wavelength of the transmission laser and the wavelength of the local oscillation laser match. However, in practice, it is difficult to precisely match the wavelength of the transmission laser and the wavelength of the local oscillation laser due to, for example, manufacturing tolerances and temperature changes of the laser. A frequency error of about 1.8 [GHz] to 2.5 [GHz] is allowed for each laser. Therefore, if the direction of the frequency error of the transmission laser and the direction of the frequency error of the local oscillation laser are opposite to each other, a maximum frequency offset of 3.6 [GHz] to 5 [GHz] occurs.
  • Patent Document 1 can estimate the frequency offset amount with high accuracy, prior to estimating the frequency offset amount, chromatic dispersion compensation, polarization mode dispersion compensation, and polarization channel separation are performed. It is assumed that signal processing such as MIMO (Multiple-Input and Multiple-Output) processing is completed. These signal processes can be adversely affected by frequency offsets. In particular, in modulation schemes using multi-level modulation of 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) or higher, which are being used more and more in recent years, it may be impossible to perform such signal processing when there is a frequency offset.
  • MIMO Multiple-Input and Multiple-Output
  • an object of the present invention is to provide a frequency offset estimating apparatus, a receiving apparatus, a frequency offset estimating method, and a program capable of compensating for a frequency offset using a received signal whose signal distortion has not been compensated. do.
  • One aspect of the present invention provides a power spectrum of a received signal or a received signal spectrum indicating an amplitude spectrum based on the power spectrum, and a detection pattern that is a predetermined waveform pattern.
  • a frequency offset comprising: a correlation processing unit that obtains a correlation pattern, which is a waveform pattern indicating correlation with a pattern; and an estimation unit that estimates a frequency offset amount based on the peak position of the correlation pattern obtained by the correlation processing unit. It is an estimation device.
  • One aspect of the present invention is a receiver for a coherent optical communication system, comprising: a power spectrum of a received signal or a received signal spectrum indicating an amplitude spectrum based on the power spectrum; and a detection pattern that is a predetermined waveform pattern.
  • a correlation processing unit that obtains a correlation pattern indicating the correlation between the received signal spectrum and the detection pattern based on the received signal spectrum; and a compensator that compensates for the frequency offset based on the frequency offset amount estimated by the estimator.
  • a computer determines the received signal spectrum based on a received signal spectrum indicating a power spectrum of a received signal or an amplitude spectrum based on the power spectrum, and a detection pattern that is a predetermined waveform pattern.
  • One aspect of the present invention is a program for causing a computer to function as the above frequency offset estimation device.
  • the frequency offset can be compensated by using the received signal whose signal distortion is not compensated by the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a power spectrum of a received signal without frequency offset;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a power spectrum of a received signal with frequency offset;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example spectrum of a Nyquist-shaped single-carrier signal;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example spectrum of a Nyquist-shaped multicarrier signal;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of correlation calculation between a received signal spectrum and a detection pattern in the case of a single carrier signal;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of correlation calculation between a received signal spectrum and a detection pattern in the case of multicarrier signals;
  • FIG. 4 is a diagram plotting a first-order Hermite wavelet;
  • FIG. 4 is a diagram plotting a first-order Hermite wavelet;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of a detection pattern configured in a rectangular shape
  • 1 is a block diagram showing the functional configuration of a receiving device 1 according to an embodiment of the present invention
  • FIG. It is a block diagram which shows the functional structure of the receiver 1a in the modification of embodiment of this invention.
  • 4 is a flow chart showing the operation of the receiving device 1 according to the embodiment of the present invention
  • the receiver in this embodiment compensates for frequency offset using a received signal in which signal distortion such as chromatic dispersion and polarization mode dispersion caused by optical fiber transmission has not been compensated. This is because in order to estimate and compensate for these signal distortions, it may be necessary that the frequency offset is first compensated.
  • the receiver in this embodiment estimates and compensates for the frequency offset using feature quantities that are not affected by signal distortion due to optical fiber transmission. Specifically, for example, the power spectrum of the signal does not change due to optical fiber transmission.
  • the receiver according to this embodiment uses the power spectrum of the received signal or the amplitude spectrum, which is the square root of the power spectrum, to estimate and compensate for the frequency offset.
  • the receiving device in this embodiment converts the main signal into the frequency domain by FFT (Fast Fourier Transform) and then performs absolute value processing to generate a power spectrum.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the receiving device converts the main signal into the frequency domain by FFT and then squares the absolute value to generate the amplitude spectrum.
  • the receiving device may further perform an averaging process.
  • the receiving apparatus calculates the correlation between the power spectrum or amplitude spectrum of the received signal and the detection pattern, and obtains the peak position of the correlation to estimate the frequency offset amount.
  • Method for estimating frequency offset amount As one method of estimating the frequency offset amount, a method of estimating based on the position of the center of gravity of the power spectrum of the received signal is conceivable. If the power spectrum is left-right symmetrical, the deviation of the center of gravity of the power spectrum matches the amount of frequency offset.
  • 1 and 2 are diagrams for explaining the estimation of the frequency offset amount based on the position of the center of gravity of the power spectrum. 1 and 2 show the power spectrum of the received signal converted from the optical signal to the baseband signal by coherent detection in the receiver.
  • Fig. 1 shows the power spectrum of the received signal without frequency offset.
  • the centroid position of the power spectrum of the received signal without frequency offset coincides with the DC (Direct Current) position.
  • FIG. 2 shows the power spectrum of the received signal with frequency offset. The position of the received signal with frequency offset is shifted by the frequency offset amount. Accordingly, as shown in FIG. 2, the centroid position of the power spectrum of the received signal also shifts from the DC position by the amount of frequency offset. This may enable estimation of the frequency offset amount.
  • the method of estimating the amount of frequency offset based on the deviation of the centroid position of the power spectrum produces an error when the transmission line loss spectrum is asymmetric.
  • an optical bandpass filter is sometimes used in the transmission line.
  • the signal spectrum becomes left-right asymmetric due to the pass filter.
  • the deviation of the center-of-gravity position of the power spectrum and the amount of frequency offset do not match. Therefore, in order to estimate the frequency offset amount without being influenced by the transmission path conditions, it is necessary to use other feature amounts that are different from the position of the center of gravity of the power spectrum.
  • a method of estimating the frequency offset amount a method of estimating based on pattern matching can be considered. For example, it is conceivable to calculate convolution of the expected value of the power spectrum and the power spectrum of the received signal, and use the maximum value as the frequency offset amount. However, even with this estimation method, there is no difference from the above method in that an error occurs when the transmission path loss spectrum is asymmetric.
  • a method of estimating based on the position of the spectrum edge of the received signal is conceivable.
  • a Nyquist shaped signal with a small roll-off coefficient is often used.
  • the spectrum of the Nyquist shaped signal has a waveform in which both ends of the signal band are sharply cut off. The position of this sharp edge does not change with the loss spectrum in the transmission line. Therefore, by detecting the spectrum edge of the received signal, it becomes possible to estimate the frequency offset amount with higher accuracy.
  • a subcarrier modulation method that divides the signal band into multiple subcarriers is sometimes used for the purpose of reducing power consumption and suppressing waveform distortion due to the nonlinear optical effect of optical fibers.
  • spectral gaps occur between subcarriers, unlike other multicarrier modulation schemes such as OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). By detecting the position of this spectrum gap, it becomes possible to estimate the frequency offset with higher accuracy.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the spectrum of a Nyquist-shaped single-carrier signal.
  • the amount of frequency offset can be estimated based on the positions of roll-offs (spectrum edges) at both ends of the received signal.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a spectrum of a Nyquist-shaped multicarrier signal.
  • the frequency offset amount can be estimated based on at least one of the positions of dips (spectral gaps) between subcarriers and roll-offs (spectral edges) of both ends of the received signal.
  • the receiver in this embodiment performs correlation calculation between the received signal spectrum and the detection pattern in order to detect the spectrum edge or spectrum gap.
  • a detection pattern a pattern that specifically responds only to spectral edges and spectral gaps must be prepared in advance.
  • the detection pattern for detecting the spectrum edge for example, a pattern based on the second derivative of the expected value of the received signal spectrum can be used.
  • the received signal spectrum be I sig (f) and the detection pattern be R(f).
  • the detection pattern R(f) can be expressed by the following equation (1).
  • the receiving device can obtain the correlation pattern K( ⁇ ) represented by the following equation (2). .
  • the receiving device can estimate that ⁇ that gives the maximum value of the correlation pattern K( ⁇ ) is the value of the frequency offset.
  • the receiving device may use the expected value of the received signal spectrum itself as the detection pattern R(f). However, using the value of the second derivative rather than the expected value itself of the received signal spectrum can obtain a steeper spectrum edge, thereby suppressing the occurrence of error.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of correlation calculation between a received signal spectrum and a detection pattern in the case of a single carrier signal.
  • (a) is the received signal spectrum I sig (f)
  • (b) is the detection pattern R(f)
  • (c) is the result of correlation calculation between the received signal spectrum and the detection pattern.
  • Correlation patterns K( ⁇ ) are shown respectively.
  • the correlation pattern K( ⁇ ) has a steep peak at a position corresponding to the center of the received signal. amount can be estimated.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of correlation calculation between a received signal spectrum and a detection pattern in the case of a multicarrier signal.
  • (a) is the received signal spectrum I sig (f)
  • (b) is the detection pattern R(f)
  • (c) is the result of correlation calculation between the received signal spectrum and the detection pattern.
  • Correlation patterns K( ⁇ ) are shown respectively.
  • the correlation pattern K( ⁇ ) has a sharp peak at a position corresponding to the center of the received signal. amount can be estimated. Note that only the correlation pattern K( ⁇ ) near the origin is drawn in FIG. 6(c).
  • the receiving apparatus may use a Hermite wavelet as the detection pattern R(f) instead of using the derivative of the expected value of the received signal spectrum.
  • the Hermitian wavelet is obtained by normalizing the Nth derivative of the Gaussian function by the L2 norm and then inverting the sign. Those based on the first derivative of the Gaussian function are called first -order Hermitian wavelets, denoted here by ⁇ 1.
  • a wavelet based on the second-order derivative of the Gaussian function is called a second -order Hermite wavelet, which is represented by ⁇ 2 here.
  • the first-order Hermitian wavelet ⁇ 1 can be used as the pattern R(f) for detecting spectral edges.
  • a first-order Hermite wavelet ⁇ 1 is represented by the following equation (3).
  • FIG. 7 is a diagram plotting the Hermitian wavelet ⁇ 1 (x) represented by the equation (3).
  • the second-order Hermitian wavelet ⁇ 2 can be used as the spectral gap detection pattern R(f) by inverting the sign.
  • a second-order Hermitian wavelet ⁇ 2 is represented by the following equation (4).
  • FIG. 8 is a diagram plotting the Hermitian wavelet ⁇ 2 (x) represented by the equation (4).
  • the receiving device may configure the detection pattern R(f) by combining and using a plurality of wavelets according to the shape of the received signal spectrum.
  • the receiving device may replace the detection pattern R(f) with a simpler pattern and perform the correlation calculation.
  • the calculation of power-of-2 multiplication and the calculation of 1 divided by the power of 2 can be performed only by bit shifting, so the amount of calculation is reduced compared to integration using arbitrary coefficients.
  • the receiving apparatus may use a simple pattern configured in a rectangular shape as shown in FIG. 9 as the detection pattern R(f).
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a detection pattern for a multi-carrier signal with a 4-subcarrier configuration, configured in a rectangular shape for the purpose of reducing the amount of calculation.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an example of the functional configuration of the receiver 1 according to the embodiment of the present invention.
  • the receiver 1 includes an LO laser 10, a coherent OE (Optical to Electrical) converter 20, ADCs 30-1 to 30-4, and a frequency offset estimator 50. be done.
  • the LO laser 10 is a local oscillation laser, and outputs local oscillation light whose phase matches the frequency of the received optical signal.
  • the coherent OE converter 20 performs coherent detection on the received optical signal using the local oscillation light output from the LO laser 10, and converts the received optical signal into a four-lane baseband electrical signal.
  • Each of the four ADCs (Analog to Digital Converters) 30-1 to 30-4 takes in the four-lane electrical signals output from the coherent OE converter 20 and converts them into digital signals.
  • the four-lane digital signals are the horizontally polarized in-phase and quadrature components and the vertically polarized in-phase and quadrature components of the received optical signal.
  • An imaginary unit multiplier j1 and an imaginary unit multiplier j2 are connected to the ADCs 30-2 and 30-4 that output quadrature components, respectively.
  • the imaginary number unit multiplier j1 advances the phase of the quadrature component output from the ADC 30-2 by 90 degrees on the complex plane and outputs it.
  • the output of the ADC 30-1 and the output of the imaginary unit multiplier j1 are synthesized, and the in-phase component output by the ADC 30-1 is the real component, and the quadrature component output by the imaginary unit multiplier j1 is the imaginary horizontal polarized wave. received signal is generated.
  • the imaginary number unit multiplier j2 advances the phase of the quadrature component output from the ADC 30-4 by 90 degrees on the complex plane and outputs it.
  • the output of the ADC 30-3 and the output of the imaginary unit multiplier j2 are combined, and the in-phase component output by the ADC 30-3 is the real component, and the quadrature component output by the imaginary unit multiplier j2 is the imaginary vertically polarized wave. received signal is generated.
  • the horizontally polarized received signal and the vertically polarized received signal which are converted into digital signals and are represented by complex numbers, are output to a subsequent main signal demodulation processing block (not shown) in the receiver 1 . Thereafter, information bits are extracted from the received signal by performing demodulation processing on the digitized received signal.
  • the frequency offset estimation unit 50 includes FFT calculation units 51-1 to 51-2, absolute value calculation units 52-1 to 52-2, a frame integration unit 53, a correlation processing unit 54 , a detection pattern storage unit 55 and a peak detection unit 56 .
  • the FFT calculation units 51-1 and 51-2 acquire the received signals for each polarized wave that are branched and input.
  • the FFT calculation units 51-1 and 51-2 transform the received signals for each polarization into the frequency domain by FFT.
  • the FFT calculation unit 51-1 outputs the received signal converted into the frequency domain to the absolute value calculation unit 52-1, and the FFT calculation unit 51-2 outputs the received signal converted into the frequency domain to the absolute value calculation unit 52-2.
  • the absolute value calculator 52-1 acquires the received signal converted into the frequency domain, which is output from the FFT calculator 51-1. Also, the absolute value calculator 52-2 obtains the received signal transformed into the frequency domain, which is output from the FFT calculator 51-2. Absolute value calculators 52-1 and 52-2 square the absolute value of the received signal transformed into the frequency domain to generate a power spectrum.
  • the absolute value calculators 52-1 and 52-2 may generate the amplitude spectrum only by taking the absolute value of the received signal converted into the frequency domain.
  • Absolute value calculators 52 - 1 and 52 - 2 output the generated power spectrum (or amplitude spectrum) to frame integrator 53 .
  • the frame integrator 53 acquires the power spectrum (or amplitude spectrum) output from the absolute value calculators 52-1 and 52-2.
  • the frame integrating section 53 performs averaging by integrating power spectra (or amplitude spectra) over a plurality of FFT frames. This is to avoid instantaneous fluctuations in the power spectrum (or amplitude spectrum) of the received signal from affecting the estimation accuracy of the frequency offset amount.
  • the frame integrating section 53 outputs the integrated power spectrum (or absolute value spectrum) to the correlation processing section 54 .
  • the correlation processing section 54 acquires the integrated power spectrum (or absolute value spectrum) output from the frame integrating section 53 . Also, the correlation processing unit 54 acquires the detection pattern stored in the detection pattern storage unit 55 . A correlation processor 54 performs correlation calculation between the integrated power spectrum (or absolute value spectrum) and the detection pattern to obtain a correlation pattern. Correlation processor 54 outputs the correlation pattern to peak detector 56 .
  • the detection pattern storage unit 55 stores detection patterns in advance.
  • the detection pattern is a predetermined waveform pattern for detecting spectral edges or spectral gaps in the received signal spectrum, as described above.
  • the detection pattern storage unit 55 stores, for example, a storage medium such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), HDD (Hard Disk Drive), SSD (Solid State Drive), or a combination of these storage media. Configured. For example, even if the detection pattern storage unit 55 is provided not in the receiving device 1 but in an external device, and the receiving device 1 acquires the detection pattern from the external device, good.
  • a storage medium such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), HDD (Hard Disk Drive), SSD (Solid State Drive), or a combination of these storage media. Configured. For example, even if the detection pattern storage unit 55 is provided not in the receiving device 1 but in an external device, and the receiving device 1 acquires the detection pattern from the external device, good.
  • the peak detector 56 acquires the correlation pattern output from the correlation processor 54 .
  • a peak detector 56 detects the peak position of the correlation pattern.
  • the peak detection unit 56 assumes that the detected peak position is the center position of the power spectrum, and estimates the shift between the peak position and the DC position as the frequency offset amount.
  • the peak detector 56 outputs information indicating the estimated amount of frequency offset to a compensator (not shown) at the subsequent stage in the receiver 1 that compensates for the frequency offset.
  • a compensator (not shown) compensates for the frequency offset based on the acquired information.
  • the functional configuration of the receiving device in this embodiment may be, for example, the functional configuration of the receiving device 1a shown in FIG.
  • the receiver 1a includes an LO laser 10, a coherent OE converter 20, ADCs 30-1 to 30-4, FFT calculators 40-1 to 40-2, and a frequency offset estimator 50a. be.
  • the frequency offset estimation unit 50a also includes absolute value calculation units 52-1 to 52-2, a frame integration unit 53, a correlation processing unit 54, a detection pattern storage unit 55, and a peak detection unit 56. consists of
  • the functional configuration of the receiving device 1a in this modification differs from the functional configuration of the receiving device 1 described above in that the frequency offset estimating unit 50a does not include an FFT computing unit.
  • FFT calculation units 40-1 and 40-2 included in the received signal processing function of the receiver 1a are used.
  • receivers for coherent optical communication systems often include a chromatic dispersion compensator. Also, generally, a chromatic dispersion compensator performs signal processing in the frequency domain. Therefore, the receiver of the coherent optical communication system is often provided with an FFT calculation section in advance.
  • the receiver 1a of this modification does not include an FFT calculator in the frequency offset estimator 50a, but an FFT calculator 40-1 provided in advance in the receiver 1a for use in signal processing of the main signal. 40-2 are shared also in the frequency offset estimation process.
  • FIG. 12 is a flow chart showing the operation of the receiver 1 according to the embodiment of the present invention.
  • the LO laser 10 outputs local oscillation light whose phase matches the frequency of the received optical signal (step S001).
  • the coherent OE conversion unit 20 uses the local oscillation light output from the LO laser 10 to perform coherent detection on the received optical signal, and converts the received optical signal into a four-lane baseband electrical signal (step S002).
  • Each of the four ADCs 30-1 to 30-4 takes in the four-lane electric signal output from the coherent OE conversion unit 20 and converts it into a digital signal (step S003).
  • the imaginary number unit multiplier j1 advances the phase of the quadrature component output from the ADC 30-2 by 90 degrees on the complex plane and outputs it.
  • the imaginary number unit multiplier j2 advances the phase of the quadrature component output from the ADC 30-4 by 90 degrees on the complex plane and outputs the result.
  • the FFT calculation units 51-1 and 51-2 transform the input received signals for each polarized wave into the frequency domain by FFT (step S004).
  • the absolute value calculators 52-1 and 52-2 square the absolute value of the received signal transformed into the frequency domain to generate a power spectrum (step S006).
  • the frame integration unit 53 performs averaging by integrating power spectra over a plurality of FFT frames (step S005).
  • the correlation processing unit 54 performs correlation calculation between the integrated power spectrum and the detection pattern to obtain a correlation pattern (step S007).
  • the peak detection unit 56 sets the peak position of the correlation pattern to the position of the center of the power spectrum, and estimates the shift between the peak position and the DC position as the frequency offset amount (step S008).
  • the receiving device 1 according to the embodiment of the present invention and the receiving device 1a according to the modification of the embodiment of the present invention calculate the correlation between the power spectrum or amplitude spectrum of the received signal and the detection pattern.
  • the frequency offset amount is estimated by detecting the peak position of the correlation pattern obtained by .
  • the receiving device 1 and the receiving device 1a use a waveform pattern intended to detect roll-off (spectrum edge) of the power spectrum or amplitude spectrum as the detection pattern.
  • the receiving device 1 and the receiving device 1a are intended to detect at least one of dips (spectral gaps) between subcarriers and roll-offs (spectral edges) at both ends of the received signal.
  • the resulting waveform pattern is used as a detection pattern.
  • the receiving device 1 and the receiving device 1a use, as a detection pattern, a waveform obtained by second-order differentiating and sign-inverting the envelope waveform of the power spectrum or amplitude spectrum, or a function approximating the waveform.
  • the receiving device 1 according to the embodiment of the present invention and the receiving device 1a according to the modification of the embodiment of the present invention utilize a power spectrum shape that does not change due to optical fiber transmission. to estimate the frequency offset amount.
  • the receiving device 1 and the receiving device 1a can estimate and compensate for the frequency offset even using a received signal in which signal distortion such as chromatic dispersion and polarization mode dispersion caused by optical fiber transmission is not compensated. can. Therefore, the receiving device 1 and the receiving device 1a can estimate and compensate for the frequency offset prior to signal processing for compensating for signal distortion.
  • the frequency offset estimation device includes the correlation processing section and the estimation section.
  • the frequency offset estimation device is the frequency offset estimation unit 50 and the frequency offset estimation unit 50a in the embodiment
  • the correlation processing unit is the correlation processing unit 54 in the embodiment
  • the estimation unit is the peak detection unit in the embodiment. 56.
  • the correlation processing unit performs correlation between the received signal spectrum and the detection pattern based on the power spectrum of the received signal or the received signal spectrum indicating the amplitude spectrum based on the power spectrum and the detection pattern which is a predetermined waveform pattern.
  • a correlation pattern is obtained, which is a waveform pattern indicating
  • the estimation unit estimates the frequency offset amount based on the peak position of the correlation pattern obtained by the correlation processing unit.
  • the above detection pattern is a waveform pattern for detecting the spectrum edge of the received signal when the received signal is a single carrier signal. Also, when the received signal is a multicarrier signal, the waveform pattern is for detecting at least one of the spectrum edge of the received signal and the spectrum gap between subcarriers of the received signal.
  • the detection pattern may be a waveform pattern generated using the second-order differential of the expected value of the received signal spectrum, or a rectangular pattern similar to the waveform pattern.
  • the detection pattern for detecting the spectral edge may be a waveform pattern generated based on a Hermite wavelet based on the first derivative of the Gaussian function.
  • the detection pattern for detecting the spectral gap may be a waveform pattern generated based on a Hermite wavelet based on a second derivative of a Gaussian function.
  • the above detection pattern may be a rectangular waveform pattern that approximates the waveform pattern generated based on the Hermite wavelet.
  • a part or all of the receiving device 1 and the receiving device 1a in each of the above-described embodiments may be realized by a computer.
  • a program for realizing this function may be recorded in a computer-readable recording medium, and the program recorded in this recording medium may be read into a computer system and executed.
  • the "computer system” referred to here includes hardware such as an OS and peripheral devices.
  • the term "computer-readable recording medium” refers to portable media such as flexible discs, magneto-optical discs, ROMs and CD-ROMs, and storage devices such as hard discs incorporated in computer systems.
  • “computer-readable recording medium” means a medium that dynamically retains a program for a short period of time, like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. It may also include something that holds the program for a certain period of time, such as a volatile memory inside a computer system that serves as a server or client in that case. Further, the program may be for realizing a part of the functions described above, or may be capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in the computer system. It may be implemented using a programmable logic device such as an FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • Reference Signs List 1 1a receiver 10 LO laser 20 coherent OE converter 40-1, 40-2 FFT calculator 50, 50a frequency offset estimator 51-1, 51-2 FFT calculator Sections 52-1, 52-2 Absolute value calculator 53 Frame integrator 54 Correlation processor 55 Detection pattern storage 56 Peak detector

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Abstract

周波数オフセット推定装置は、受信信号のパワースペクトル又は前記パワースペクトルに基づく振幅スペクトルを示す受信信号スペクトルと、所定の波形パターンである検出用パターンと、に基づいて、前記受信信号スペクトルと前記検出用パターンとの相関を示す波形パターンである相関パターンを得る相関処理部と、　前記相関処理部によって得られた前記相関パターンのピーク位置に基づいて周波数オフセット量を推定する推定部とを備える。

Description

周波数オフセット推定装置、受信装置、周波数オフセット推定方法及びプログラム
　本発明は、周波数オフセット推定装置、受信装置、周波数オフセット推定方法及びプログラムに関する。
　コヒーレント光通信システムは、用いる光の偏波・振幅・位相の自由度を利用して情報を伝達することができる。これにより、コヒーレント光通信システムは、光の強度変化のみを利用して情報を伝達する強度変調方式の光通信システムと比べて、光通信のさらなる大容量化を実現することができる。また、コヒーレント光通信システムは、光ファイバを用いた光信号伝送においては避けることができない波長分散及び偏波モード分散等の信号歪による影響を、デジタル信号処理によって比較的容易に補償することができる。そのため、コヒーレント光通信システムは、長距離伝送においても有利な光通信システムであり、主として幹線向けの光通信システムとして広く用いられている。
　コヒーレント光通信システムでは、送受信機にそれぞれ用いられるレーザに対して高い波長安定性が求められる。コヒーレント光通信システムでは、送信機に送信用レーザ、受信機に局部発振レーザが備えられている。送信用レーザ及び局部発振レーザは、それぞれ変調及びコヒーレント検波に用いられるため、送信用レーザの波長と局部発振レーザの波長とが一致していることが望ましい。しかしながら実際には、例えばレーザの製造上の公差及び温度変化等が生じることによって、送信用レーザの波長と局部発振レーザの波長とを正確に一致させることは難しい。また、それぞれのレーザには、１．８［ＧＨｚ］ないし２．５［ＧＨｚ］程度の周波数誤差が許されている。そのため、送信レーザの周波数誤差の方向と局部発振レーザの周波数誤差の方向とが互いに逆方向であった場合には、最大で３．６［ＧＨｚ］ないし５［ＧＨｚ］の周波数オフセットが生じる。
　このような周波数オフセットは、受信機内での信号処理に悪影響を及ぼす。そのため、周波数オフセット量の推定がなされた上で、推定結果に基づいて周波数オフセットの補償がなされる必要がある。周波数オフセットは、送信側では推定が不可能であるため、受信側で推定がなされる必要がある。従来、周波数オフセットを推定する技術として、例えば特許文献１に記載の技術がある。
国際公開第２０１１／１２９３８９号
　特許文献１に記載の推定方法は、高い精度で周波数オフセット量を推定することができるものの、周波数オフセット量の推定に先立って、波長分散補償、偏波モード分散補償、及び偏波チャネル分離のためのＭＩＭＯ（Multiple-Input and Multiple-Output）処理等の信号処理を済ませることを前提としている。これらの信号処理は、周波数オフセットによって悪影響を受けることがある。特に、近年利用が進む１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）以上の多値変調を用いた変調方式では、周波数オフセットがある場合には、これらの信号処理を行うことが不可能であることがある。また、波長分散補償を行うためには、まず波長分散量の推定がなされる必要があるが、その推定の方式によっては、周波数オフセットが補償された状態で推定がなされる必要がある。そのため、この場合には、周波数オフセットの補償が波長分散補償に先立って行われる必要がある。以上のことから、光ファイバ伝送によってもたらされる波長分散及び偏波モード分散等の信号歪を補償する信号処理に先立って、周波数オフセットの推定及び補償を行うことができる技術が求められている。
　上記事情に鑑み、本発明は、信号歪が補償されていない受信信号を用いて周波数オフセットを補償することができる周波数オフセット推定装置、受信装置、周波数オフセット推定方法及びプログラムを提供することを目的とする。
　本発明の一態様は、受信信号のパワースペクトル又は前記パワースペクトルに基づく振幅スペクトルを示す受信信号スペクトルと、所定の波形パターンである検出用パターンと、に基づいて、前記受信信号スペクトルと前記検出用パターンとの相関を示す波形パターンである相関パターンを得る相関処理部と、前記相関処理部によって得られた前記相関パターンのピーク位置に基づいて周波数オフセット量を推定する推定部と、を備える周波数オフセット推定装置である。
　本発明の一態様は、コヒーレント光通信システムの受信装置であって、受信信号のパワースペクトル又は前記パワースペクトルに基づく振幅スペクトルを示す受信信号スペクトルと、所定の波形パターンである検出用パターンと、に基づいて、前記受信信号スペクトルと前記検出用パターンとの相関を示す相関パターンを得る相関処理部と、前記相関処理部によって得られた前記相関パターンのピーク位置に基づいて周波数オフセット量を推定する推定部と、前記推定部によって推定された前記周波数オフセット量に基づいて周波数オフセットを補償する補償部と、を備える受信装置である。
　本発明の一態様は、コンピュータが、受信信号のパワースペクトル又は前記パワースペクトルに基づく振幅スペクトルを示す受信信号スペクトルと、所定の波形パターンである検出用パターンと、に基づいて、前記受信信号スペクトルと前記検出用パターンとの相関を示す相関パターンを得る相関処理ステップと、コンピュータが、前記相関処理ステップによって得られた前記相関パターンのピーク位置に基づいて周波数オフセット量を推定する推定ステップと、を有する周波数オフセット推定方法である。
　本発明の一態様は、上記の周波数オフセット推定装置としてコンピュータを機能させるためのプログラムである。
　本発明により信号歪が補償されていない受信信号を用いて周波数オフセットを補償することができる。
周波数オフセットがない受信信号のパワースペクトルの一例を示す図である。 周波数オフセットがある受信信号のパワースペクトルの一例を示す図である。 ナイキスト成型されたシングルキャリア信号のスペクトルの一例を示す図である。 ナイキスト成型されたマルチキャリア信号のスペクトルの一例を示す図である。 シングルキャリア信号の場合における受信信号スペクトルと検出用パターンとの相関計算の一例を示す図である。 マルチキャリア信号の場合における受信信号スペクトルと検出用パターンとの相関計算の一例を示す図である。 １次のエルミートウェーブレットをプロットした図である。 ２次のエルミートウェーブレットをプロットした図である。 矩形形状で構成された検出用パターンの一例を示す図である。 本発明の実施形態における受信装置１の機能構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態の変形例における受信装置１ａの機能構成を示すブロック図である。 本発明の実施形態における受信装置１の動作を示すフローチャートである。
　以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。
　本実施形態における受信装置は、光ファイバ伝送によってもたらされる波長分散及び偏波モード分散等の信号歪が補償されていない受信信号を用いて、周波数オフセットを補償する。なぜならば、これらの信号歪の推定及び補償を行うためには、周波数オフセットがまず補償されていることが必要な場合があるためである。
　そのため、本実施形態における受信装置は、光ファイバ伝送による信号歪に影響されない特徴量を用いて、周波数オフセットの推定及び補償を行う。具体的には、例えば信号のパワースペクトルは、光ファイバ伝送によって変化することがない。本実施形態における受信装置は、受信信号のパワースペクトル又は当該パワースペクトルの平方根である振幅スペクトルを用いて、周波数オフセットの推定及び補償を行う。
　本実施形態における受信装置は、主信号をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）により周波数領域に変換した上で絶対値処理を行うことにより、パワースペクトルを生成する。または、受信装置は、主信号をＦＦＴにより周波数領域に変換した上で絶対値二乗処理を行うことにより、振幅スペクトルを生成する。なお、受信装置は、さらに平均化処理を行うようにしてもよい。受信装置は、受信信号のパワースペクトル又は振幅スペクトルと検出用パターンとの相関を計算し、当該相関のピーク位置を求めることによって周波数オフセット量を推定する。
［周波数オフセット量の推定方法］
　周波数オフセット量を推定する方法の一つとして、受信信号のパワースペクトルの重心位置に基づいて推定する方法が考えられる。パワースペクトルが左右対称であるならば、当該パワースペクトルの重心位置のずれは周波数オフセット量に一致する。
　図１及び図２は、パワースペクトルの重心位置に基づく周波数オフセット量の推定を説明するための図である。図１及び図２には、受信装置においてコヒーレント検波により光信号からベースバンド信号に変換された受信信号のパワースペクトルが示されている。
　図１は、周波数オフセットがない受信信号のパワースペクトルを示す。図示されるように、周波数オフセットがない受信信号のパワースペクトルの重心位置はＤＣ（Direct Current）位置と一致する。一方、図２は、周波数オフセットがある受信信号のパワースペクトルを示す。周波数オフセットがある受信信号の位置は、周波数オフセット量の分だけシフトされる。これに伴い、図２に示されるように、受信信号のパワースペクトルの重心位置も、周波数オフセット量の分だけＤＣ位置からずれることになる。これにより、周波数オフセット量の推定が可能である場合がある。
　しかしながら、上記のパワースペクトルの重心位置のずれに基づく周波数オフセット量の推定方法は、伝送路損失スペクトルが非対称である場合には誤差が生じる。例えば、光ファイバ伝送では伝送路中に光バンドパスフィルタが使われている場合があるが、光バンドパスフィルタの中心波長と信号の中心波長とが相対的にずれている場合には、光バンドパスフィルタによって信号スペクトルは左右非対称となる。この場合、パワースペクトルの重心位置のずれと周波数オフセット量とが一致しなくなる。したがって、伝送路条件に左右されることなく周波数オフセット量を推定するためには、パワースペクトルの重心位置とは異なる、その他の特徴量を用いる必要がある。
　周波数オフセット量を推定するその他の方法として、パターンマッチングに基づいて推定する方法が考えられる。例えば、パワースペクトルの期待値と受信信号のパワースペクトルとの畳み込みの計算を行い、その最大値を周波数オフセット量とすることが考えられる。しかしながら、この推定方法であっても、伝送路損失スペクトルが非対称である場合には誤差が生じる点については、前述の方法と変わりがない。
　そこで、周波数オフセット量を推定するさらに別の方法として、受信信号のスペクトルエッジの位置に基づいて推定する方法が考えられる。近年のコヒーレント光伝送技術では、ロールオフ係数が小さいナイキスト成型信号が用いられることが多い。ナイキスト成型信号のスペクトルは、信号帯域の両端が急峻に切り落とされた波形になっている。この急峻なエッジの位置は、伝送路における損失スペクトルによって変化することがない。そのため、受信信号のスペクトルエッジを検出することで、周波数オフセット量をより精度高く推定することが可能になる。
　また近年では、消費電力の削減、及び光ファイバの非線形光学効果による波形歪の抑制を目的として、信号帯域を複数のサブキャリアに分割するサブキャリア変調方式が用いられることがある。サブキャリア変調では、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）のような他のマルチキャリア変調方式とは異なり、サブキャリア間にスペクトルギャップが生じる。このスペクトルギャップの位置を検出することで、周波数オフセットをより精度高く推定することが可能になる。
　図３は、ナイキスト成型されたシングルキャリア信号のスペクトルの一例を示す図である。シングルキャリアの場合は、受信信号の両端のロールオフ（スペクトルエッジ）の位置に基づいて周波数オフセット量を推定することができる。また、図４は、ナイキスト成型されたマルチキャリア信号のスペクトルの一例を示す図である。マルチキャリアの場合は、サブキャリア間のディップ（スペクトルギャップ）及び受信信号の両端のロールオフ（スペクトルエッジ）の位置のうち少なくとも一方に基づいて周波数オフセット量を推定することができる。
［受信信号スペクトルと検出用パターンとの相関計算］
　本実施形態における受信装置は、スペクトルエッジ又はスペクトルギャップを検出するため、受信信号スペクトルと検出用パターンとの相関計算を行う。検出用パターンとして、スペクトルエッジ及びスペクトルギャップのみに特異的に反応するパターンが予め用意されている必要がある。
　スペクトルエッジを検出する検出用パターンとしては、例えば受信信号スペクトルの期待値の二階微分に基づくパターンを用いることができる。ここで、受信信号スペクトルをＩｓｉｇ（ｆ）、及び検出用パターンをＲ（ｆ）とする。受信信号スペクトルＩｓｉｇ（ｆ）の二階微分によって検出用パターンを構成する場合、検出用パターンＲ（ｆ）は、以下の（１）式のように表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　受信装置は、受信信号スペクトルＩｓｉｇ（ｆ）と検出用パターンＲ（ｆ）との相関を計算することで、以下の（２）式によって表される相関パターンＫ（δ）を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　相関パターンＫ（δ）は、周波数オフセットの位置に鋭いピークを持つため、受信装置は、相関パターンＫ（δ）の最大値を与えるδが周波数オフセット量の値であると推定することができる。
　なお、受信装置は、検出用パターンＲ（ｆ）として、受信信号スペクトルの期待値そのものを用いてもよい。しかしながら、受信信号スペクトルの期待値そのものよりも二階微分の値が用いられたほうが、より急峻なスペクトルエッジを得ることができるため、より誤差の発生が抑制される。
　図５は、シングルキャリア信号の場合における受信信号スペクトルと検出用パターンとの相関計算の一例を示す図である。図５において、（ａ）は受信信号スペクトルＩｓｉｇ（ｆ）、（ｂ）は検出用パターンＲ（ｆ）、及び、（ｃ）は受信信号スペクトルと検出用パターンとの相関計算の結果である相関パターンＫ（δ）をそれぞれ示している。
　図５の（ｃ）に示されるように、相関パターンＫ（δ）では、受信信号の中心に相当する位置に急峻なピークを持つため、受信装置は、当該ピーク位置を検出することで周波数オフセット量を推定することができる。
　図６は、マルチキャリア信号の場合における受信信号スペクトルと検出用パターンとの相関計算の一例を示す図である。図６において、（ａ）は受信信号スペクトルＩｓｉｇ（ｆ）、（ｂ）は検出用パターンＲ（ｆ）、及び、（ｃ）は受信信号スペクトルと検出用パターンとの相関計算の結果である相関パターンＫ（δ）をそれぞれ示している。
　図６の（ｃ）に示されるように、相関パターンＫ（δ）では、受信信号の中心に相当する位置に急峻なピークを持つため、受信装置は、当該ピーク位置を検出することで周波数オフセット量を推定することができる。なお、図６の（ｃ）には、原点付近の相関パターンＫ（δ）のみが描画されている。
　なお、受信装置は、検出用パターンＲ（ｆ）として、受信信号スペクトルの期待値の導関数を用いる代わりに、エルミートウェーブレットを用いてもよい。エルミートウェーブレットは、ガウス関数のＮ次導関数をＬ２ノルムで規格化した上で、符号反転したものである。ガウス関数の１次の導関数に基づくものを１次のエルミートウェーブレットといい、ここではψ１と表す。また、ガウス関数の２次の導関数に基づくものを２次のエルミートウェーブレットといい、ここではψ２と表す。
　１次のエルミートウェーブレットψ１は、スペクトルエッジの検出用パターンＲ（ｆ）として用いることができる。１次のエルミートウェーブレットψ１は、以下の（３）式のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　図７は、（３）式によって表されるエルミートウェーブレットψ１（ｘ）をプロットした図である。
　２次のエルミートウェーブレットψ２は、符号反転することで、スペクトルギャップの検出用パターンＲ（ｆ）として用いることができる。２次のエルミートウェーブレットψ２は、以下の（４）式のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　図８は、（４）式によって表されるエルミートウェーブレットψ２（ｘ）をプロットした図である。
　また、受信装置は、受信信号スペクトルの形状に合わせて、複数のウェーブレットを組み合わせて用いることによって、検出用パターンＲ（ｆ）を構成するようにしてもよい。
［計算量の削減］
　なお、受信装置は、計算量の削減を目的として、検出用パターンＲ（ｆ）をより簡易なパターンに置き換えて相関計算を行うようにしてもよい。デジタル回路による演算では、２のべき乗倍の計算及び２のべき乗分の１の計算はビットシフトのみで構成することができるため、任意の係数による積算に比べて計算量が削減される。受信装置は、エルミートウェーブレットを用いる代わりに、例えば図９に示されるような矩形形状で構成された簡易なパターンを検出用パターンＲ（ｆ）として置き換えて用いるようにしてもよい。図９は、計算量削減を目的として矩形形状で構成された、４－サブキャリア構成のマルチキャリア信号用の検出用パターンの一例を示す図である。
［受信装置の機能構成］
　以下、受信装置１の機能構成について説明する。図１０は、本発明の実施形態における受信装置１の機能構成の一例を示すブロック図である。図１０に示されるように、受信装置１は、ＬＯレーザ１０と、コヒーレントＯＥ（Optical to Electrical）変換部２０と、ＡＤＣ３０－１～３０－４と、周波数オフセット推定部５０と、を含んで構成される。
　ＬＯレーザ１０は、局部発振レーザであり、受信光信号の周波数と位相が一致する局部発振光を出力する。コヒーレントＯＥ変換部２０は、ＬＯレーザ１０から出力される局部発振光を用いて、受信光信号に対しコヒーレント検波を行って、受信光信号を４レーンのベースバンドの電気信号に変換する。
　４個のＡＤＣ（Analog to Digital Converter）３０－１～３０－４の各々は、コヒーレントＯＥ変換部２０から出力される４レーンの電気信号を取り込み、デジタル信号に変換する。４レーンのデジタル信号は、受信光信号の水平偏波の同相及び直交成分、並びに、垂直偏波の同相及び直交成分である。直交成分を出力するＡＤＣ３０－２及びＡＤＣ３０－４には、虚数単位乗算部ｊ１及び虚数単位乗算部ｊ２がそれぞれ接続されている。
　虚数単位乗算部ｊ１は、ＡＤＣ３０－２が出力する直交成分の位相を、複素平面上で９０度進めて出力する。ＡＤＣ３０－１の出力と、虚数単位乗算部ｊ１の出力が合成されて、ＡＤＣ３０－１が出力する同相成分を実数成分とし、虚数単位乗算部ｊ１が出力する直交成分を虚数成分とする水平偏波の受信信号が生成される。また、虚数単位乗算部ｊ２は、ＡＤＣ３０－４が出力する直交成分の位相を、複素平面上で９０度進めて出力する。ＡＤＣ３０－３の出力と、虚数単位乗算部ｊ２の出力が合成されて、ＡＤＣ３０－３が出力する同相成分を実数成分とし、虚数単位乗算部ｊ２が出力する直交成分を虚数成分とする垂直偏波の受信信号が生成される。
　上記デジタル信号に変換された、複素数で表される水平偏波の受信信号及び垂直偏波の受信信号は、受信装置１内の後段の主信号の復調処理ブロック（不図示）へ出力される。その後、デジタル化された受信信号に対して復調処理がなされることにより当該受信信号から情報ビットが抽出される。
　また、上記デジタル信号に変換された、複素数で表される水平偏波の受信信号及び垂直偏波の受信信号は、分岐されて、周波数オフセット推定部５０にも入力される。図１０に示されるように、周波数オフセット推定部５０は、ＦＦＴ演算部５１－１～５１－２と、絶対値演算部５２－１～５２－２と、フレーム積算部５３と、相関処理部５４と、検出用パターン記憶部５５と、ピーク検出部５６と、を含んで構成される。
　ＦＦＴ演算部５１－１～５１－２は、分岐されて入力された偏波ごとの受信信号を取得する。ＦＦＴ演算部５１－１～５１－２は、偏波ごとの受信信号をＦＦＴにより周波数領域に変換する。ＦＦＴ演算部５１－１は周波数領域に変換された受信信号を絶対値演算部５２－１へ出力し、ＦＦＴ演算部５１－２は周波数領域に変換された受信信号を絶対値演算部５２－２へ出力する。
　絶対値演算部５２－１は、ＦＦＴ演算部５１－１から出力された、周波数領域に変換された受信信号を取得する。また、絶対値演算部５２－２は、ＦＦＴ演算部５１－２から出力された、周波数領域に変換された受信信号を取得する。絶対値演算部５２－１～５２－２は、周波数領域に変換された受信信号に対して絶対値の二乗をとり、パワースペクトルを生成する。
　なお、絶対値演算部５２－１～５２－２は、周波数領域に変換された受信信号に対して絶対値をとるのみとして、振幅スペクトルを生成するようにしてもよい。絶対値演算部５２－１～５２－２は、生成されたパワースペクトル（又は振幅スペクトル）をフレーム積算部５３へ出力する。
　フレーム積算部５３は、絶対値演算部５２－１～５２－２からそれぞれ出力されたパワースペクトル（又は振幅スペクトル）を取得する。フレーム積算部５３は、複数のＦＦＴフレームにわたってパワースペクトル（又は振幅スペクトル）を積算することにより、平均化を行う。これは、受信信号のパワースペクトル（又は振幅スペクトル）の瞬時的な変動が、周波数オフセット量の推定精度に影響することを避けるためである。フレーム積算部５３は、積算されたパワースペクトル（又は絶対値スペクトル）を相関処理部５４へ出力する。
　相関処理部５４は、フレーム積算部５３から出力された、積算されたパワースペクトル（又は絶対値スペクトル）を取得する。また、相関処理部５４は、検出用パターン記憶部５５に記憶された検出用パターンを取得する。相関処理部５４は、積算されたパワースペクトル（又は絶対値スペクトル）と検出用パターンとの相関計算を行い、相関パターンを得る。相関処理部５４は、相関パターンをピーク検出部５６へ出力する。
　検出用パターン記憶部５５は、検出用パターンを予め記憶する。検出用パターンとは、前述の通り、受信信号スペクトルのスペクトルエッジ又はスペクトルギャップを検出するための予め定められた波形パターンである。
　検出用パターン記憶部５５は、例えば、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＨＤＤ（Hard Disk Drive）、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の記憶媒体、又はこれらの記憶媒体の組み合わせによって構成される。なお、例えば検出用パターン記憶部５５が、受信装置１に備えられているのではなく、外部装置に備えられており、受信装置１が当該外部装置から検出用パターンを取得する構成であってもよい。
　ピーク検出部５６は、相関処理部５４から出力された相関パターンを取得する。ピーク検出部５６は、相関パターンのピーク位置を検出する。ピーク検出部５６は、検出されたピーク位置がパワースペクトルの中心の位置であるものとし、当該ピーク位置とＤＣ位置とのずれを周波数オフセット量として推定する。ピーク検出部５６は、推定された周波数オフセット量を示す情報を、受信装置１内の後段の、周波数オフセットの補償を行う補償部（不図示）へ出力する。補償部（不図示）は、取得された情報に基づいて、周波数オフセットの補償を行う。
（変形例）
　なお、本実施形態における受信装置の機能構成は、例えば図１１に示される受信装置１ａのような機能構成であってもよい。受信装置１ａは、ＬＯレーザ１０と、コヒーレントＯＥ変換部２０と、ＡＤＣ３０－１～３０－４と、ＦＦＴ演算部４０－１～４０－２と、周波数オフセット推定部５０ａと、を含んで構成される。また、周波数オフセット推定部５０ａは、絶対値演算部５２－１～５２－２と、フレーム積算部５３と、相関処理部５４と、検出用パターン記憶部５５と、ピーク検出部５６と、を含んで構成される。
　図示されるように、本変形例における受信装置１ａの機能構成が、前述の受信装置１の機能構成と異っている点は、周波数オフセット推定部５０ａがＦＦＴ演算部を備えておらず、代わりに受信装置１ａの受信信号処理機能が有するＦＦＴ演算部４０－１～４０－２が用いられる点である。
　一般的に、コヒーレント光通信システムの受信装置は、波長分散補償器を備えていることが多い。また、一般的に、波長分散補償器は、周波数領域で信号処理を行う。そのため、コヒーレント光通信システムの受信装置は、ＦＦＴ演算部を予め備えていることが多い。本変形例の受信装置１ａは、周波数オフセット推定部５０ａ内にＦＦＴ演算部を備えるのではなく、主信号の信号処理において用いられるために受信装置１ａに予め備えられているＦＦＴ演算部４０－１～４０－２を、周波数オフセットの推定処理においても共用する構成である。
（受信装置の動作）
　以下、本実施形態における受信装置１の動作の一例について説明する。図１２は、本発明の実施形態における受信装置１の動作を示すフローチャートである。
　ＬＯレーザ１０は、受信光信号の周波数と位相が一致する局部発振光を出力する（ステップＳ００１）。コヒーレントＯＥ変換部２０は、ＬＯレーザ１０から出力される局部発振光を用いて、受信光信号に対してコヒーレント検波を行って、受信光信号を４レーンのベースバンドの電気信号に変換する（ステップＳ００２）。
　４個のＡＤＣ３０－１～３０－４の各々は、コヒーレントＯＥ変換部２０から出力される４レーンの電気信号を取り込み、デジタル信号に変換する（ステップＳ００３）。虚数単位乗算部ｊ１は、ＡＤＣ３０－２が出力する直交成分の位相を複素平面上で９０度進めて出力する。また、虚数単位乗算部ｊ２は、ＡＤＣ３０－４が出力する直交成分の位相を複素平面上で９０度進めて出力する。
　ＦＦＴ演算部５１－１～５１－２は、入力された偏波ごとの受信信号をＦＦＴによって周波数領域に変換する（ステップＳ００４）。絶対値演算部５２－１～５２－２は、周波数領域に変換された受信信号に対して絶対値の二乗をとり、パワースペクトルを生成する（ステップＳ００６）。
　フレーム積算部５３は、複数のＦＦＴフレームにわたってパワースペクトルを積算することにより、平均化を行う（ステップＳ００５）。相関処理部５４は、積算されたパワースペクトルと検出用パターンとの相関計算を行い、相関パターンを得る（ステップＳ００７）。ピーク検出部５６は、相関パターンのピーク位置を、パワースペクトルの中心の位置であるものとし、当該ピーク位置とＤＣ位置とのずれを周波数オフセット量として推定する（ステップＳ００８）。
　以上で、図１２のフローチャートが示す受信装置１の動作が終了する。なお、状の変形例における受信装置１ａの動作も基本的に同様である。
　以上説明したように、本発明の実施形態における受信装置１、及び本発明の実施形態の変形例における受信装置１ａは、受信信号のパワースペクトル又は振幅スペクトルと検出用パターンとの相関を計算することによって得られる相関パターンのピーク位置を検出することにより、周波数オフセット量を推定する。受信装置１及び受信装置１ａは、シングルキャリア変調の場合には、パワースペクトル又は振幅スペクトルのロールオフ（スペクトルエッジ）を検出することを意図した波形パターンを検出用パターンとして用いる。また、受信装置１及び受信装置１ａは、マルチキャリア変調の場合には、サブキャリア間のディップ（スペクトルギャップ）及び受信信号の両端のロールオフ（スペクトルエッジ）のうち少なくとも一方を検出することを意図した波形パターンを検出用パターンとして用いる。例えば、受信装置１及び受信装置１ａは、パワースペクトル又は振幅スペクトルの包絡線波形が二階微分されて符号反転された波形、又は当該波形に近似した関数を、検出用パターンとして用いる。
　このような構成を備えることにより、本発明の実施形態における受信装置１、及び本発明の実施形態の変形例における受信装置１ａは、光ファイバ伝送によって変化することがないパワースペクトルの形状を利用して、周波数オフセット量の推定を行う。これにより、受信装置１及び受信装置１ａは、光ファイバ伝送によってもたらされる波長分散及び偏波モード分散等の信号歪が補償されていない受信信号を用いても周波数オフセットの推定及び補償を行うことができる。よって、受信装置１及び受信装置１ａは、信号歪を補償する信号処理に先立って周波数オフセットの推定及び補償を行うことができる。
　上述した実施形態によれば、周波数オフセット推定装置は、相関処理部と、推定部とを備える。例えば、周波数オフセット推定装置は、実施形態における周波数オフセット推定部５０及び周波数オフセット推定部５０ａであり、相関処理部は、実施形態における相関処理部５４であり、推定部は、実施形態におけるピーク検出部５６である。相関処理部は、受信信号のパワースペクトル又は当該パワースペクトルに基づく振幅スペクトルを示す受信信号スペクトルと、所定の波形パターンである検出用パターンと、に基づいて、受信信号スペクトルと検出用パターンとの相関を示す波形パターンである相関パターンを得る。推定部は、相関処理部によって得られた相関パターンのピーク位置に基づいて周波数オフセット量を推定する。
　上記の検出用パターンは、受信信号がシングルキャリア信号の場合には受信信号のスペクトルエッジを検出するための波形パターンである。また、受信信号がマルチキャリア信号の場合には受信信号のスペクトルエッジ及び受信信号のサブキャリア間のスペクトルギャップのうち少なくとも一方を検出するための波形パターンである。
　なお、上記の検出用パターンは、受信信号スペクトルの期待値の二階微分を用いて生成された波形パターン、又は前記波形パターンに近似する矩形形状のパターンであってもよい。
　なお、上記のスペクトルエッジを検出するための検出用パターンは、ガウス関数の１次導関数に基づくエルミートウェーブレットに基づいて生成された波形パターンであってもよい。また、上記のスペクトルギャップを検出するための前記検出用パターンは、ガウス関数の２次導関数に基づくエルミートウェーブレットに基づいて生成された波形パターンであってもよい。
　なお、上記の検出用パターンは、エルミートウェーブレットに基づいて生成された波形パターンに近似する矩形形状の波形パターンであってもよい。
　上述した各実施形態における受信装置１及び受信装置１ａの一部又は全部をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
１，１ａ…受信装置，１０…ＬＯレーザ，２０…コヒーレントＯＥ変換部，４０－１，４０－２…ＦＦＴ演算部，５０，５０ａ…周波数オフセット推定部，５１－１，５１－２…ＦＦＴ演算部，５２－１，５２－２…絶対値演算部，５３…フレーム積算部，５４…相関処理部，５５…検出用パターン記憶部，５６…ピーク検出部

Claims (8)

  1. 　受信信号のパワースペクトル又は前記パワースペクトルに基づく振幅スペクトルを示す受信信号スペクトルと、所定の波形パターンである検出用パターンと、に基づいて、前記受信信号スペクトルと前記検出用パターンとの相関を示す波形パターンである相関パターンを得る相関処理部と、
    　前記相関処理部によって得られた前記相関パターンのピーク位置に基づいて周波数オフセット量を推定する推定部と、
    　を備える周波数オフセット推定装置。
  2. 　前記検出用パターンは、
    　前記受信信号がシングルキャリア信号の場合には前記受信信号のスペクトルエッジを検出するための波形パターンであり、
    　前記受信信号がマルチキャリア信号の場合には前記受信信号のスペクトルエッジ及び前記受信信号のサブキャリア間のスペクトルギャップのうち少なくとも一方を検出するための波形パターンである
    　請求項１に記載の周波数オフセット推定装置。
  3. 　前記検出用パターンは、前記受信信号スペクトルの期待値の二階微分を用いて生成された波形パターン、又は前記波形パターンに近似する矩形形状のパターンである
    　請求項１又は請求項２に記載の周波数オフセット推定装置。
  4. 　前記スペクトルエッジを検出するための前記検出用パターンは、ガウス関数の１次導関数に基づくエルミートウェーブレットに基づいて生成された波形パターンであり、
    　前記スペクトルギャップを検出するための前記検出用パターンは、ガウス関数の２次導関数に基づくエルミートウェーブレットに基づいて生成された波形パターンである
    　請求項２に記載の周波数オフセット推定装置。
  5. 　前記検出用パターンは、前記エルミートウェーブレットに基づいて生成された波形パターンに近似する矩形形状の波形パターンである
    　請求項４に記載の周波数オフセット推定装置。
  6. 　コヒーレント光通信システムの受信装置であって、
    　受信信号のパワースペクトル又は前記パワースペクトルに基づく振幅スペクトルを示す受信信号スペクトルと、所定の波形パターンである検出用パターンと、に基づいて、前記受信信号スペクトルと前記検出用パターンとの相関を示す相関パターンを得る相関処理部と、
    　前記相関処理部によって得られた前記相関パターンのピーク位置に基づいて周波数オフセット量を推定する推定部と、
    　前記推定部によって推定された前記周波数オフセット量に基づいて周波数オフセットを補償する補償部と、
    　を備える受信装置。
  7. 　コンピュータが、受信信号のパワースペクトル又は前記パワースペクトルに基づく振幅スペクトルを示す受信信号スペクトルと、所定の波形パターンである検出用パターンと、に基づいて、前記受信信号スペクトルと前記検出用パターンとの相関を示す相関パターンを得る相関処理ステップと、
    　コンピュータが、前記相関処理ステップによって得られた前記相関パターンのピーク位置に基づいて周波数オフセット量を推定する推定ステップと、
    　を有する周波数オフセット推定方法。
  8. 　請求項１から５のうちいずれか一項の周波数オフセット推定装置としてコンピュータを機能させるためのプログラム。
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