WO2022184404A1 - Autarke entladeschaltung zum entladen einer kapazität - Google Patents

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WO2022184404A1
WO2022184404A1 PCT/EP2022/053317 EP2022053317W WO2022184404A1 WO 2022184404 A1 WO2022184404 A1 WO 2022184404A1 EP 2022053317 W EP2022053317 W EP 2022053317W WO 2022184404 A1 WO2022184404 A1 WO 2022184404A1
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transistor
circuit
discharge
thermistor
discharge circuit
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PCT/EP2022/053317
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English (en)
French (fr)
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Berthold Fuld
Oliver Prior
Kevin Goebel
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Sma Solar Technology Ag
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/322—Means for rapidly discharging a capacitor of the converter for protecting electrical components or for preventing electrical shock
    • H—ELECTRICITY
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
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    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/327—Means for protecting converters other than automatic disconnection against abnormal temperatures

Definitions

  • the invention relates to a method for discharging a capacitance and a discharge circuit suitable for carrying out the method.
  • the invention also relates to an electrical device with such a discharge circuit.
  • the input capacitances are discharged, it is also ensured that DC supply lines connected to the input capacitance between the PV inverter and the PV generator are voltage-free, at least when an isolating device close to the generator is open. In this case, the input capacitances must also be safely discharged when the electrical device is switched off and/or is disconnected from its electrical supply during normal operation.
  • Document EP 2 248 238 B1 discloses a device for discharging a vehicle electrical system of an electric vehicle or an electrical component.
  • the device has a switchable resistor which is formed from a transistor and a PTC resistor which is connected to a source terminal of the transistor and thermally coupled to the transistor.
  • the control connection of the transistor is connected to a mains voltage.
  • the publication DE 102018006054 A1 discloses a device for discharging an electrical energy store via an actuating device and a Setting device comprehensive discharge path.
  • the temperature of the actuating device changes as a result of the discharge.
  • the actuating device is connected to a control device in a signal-conducting manner and can be brought into an electrically non-conductive open position and into an electrically conductive closed position as a function of a control signal from the control device.
  • the control signal is dependent on the temperature of the actuator.
  • Document WO 2019/158748 A1 discloses a discharge device for actively discharging an electrical network or an electrically operated unit, comprising a discharge circuit with a current-limiting resistor and a first switch for connecting a component to be discharged to a reference potential indirectly via the current-limiting resistor.
  • the discharge circuit also includes a limiting circuit arranged on the control terminal side of the first switch for limiting heating that occurs at the first switch and/or the current-limiting resistor during discharge operation.
  • the limiting circuit has an NTC resistor that is thermally coupled to the first switch and/or the current limiting resistor.
  • the disadvantage of these concepts is that a relatively high amount of energy is stored, particularly with a high electrical DC voltage in the range above 400 V, which DC voltage is common, for example, in PV generators and thus also in the input capacitances of PV inverters connected to them.
  • the discharge of this amount of energy in the specified time is associated with a correspondingly high electrical power during the discharge process, which in turn means a high thermal load on the transistor, and in the case of EP 2 248238 B1 also on the PTC resistor.
  • a discharge current would be reduced continuously through the transistor and the PTC resistor or the current-limiting resistor.
  • the voltage at the PTC resistor (EP 2248238 B1) or at the current-limiting resistor (WO 2019/158748 A1) counteracts a control voltage of the transistor, with the transistor being operated at least predominantly in its linear mode. This results in a high thermal load on the transistor.
  • PTC resistors are usually only for a small number thermal cycles and must be replaced after they have expired.
  • the cycle stability of the PTC resistor i.e. the number of permitted thermal cycles before the next component replacement, decreases as the thermal load within a cycle increases. However, reducing the discharge power to protect the transistor would result in the specified time for discharging the capacitance being exceeded.
  • the invention is based on the object of specifying an improved discharge circuit for a charged capacitance, with which the disadvantages mentioned above are avoided or at least significantly reduced.
  • temperature-sensitive components of the discharge circuit for example thermistors and semiconductor switches, should experience the lowest possible thermal load during a discharge process. In doing so, it must be ensured that the charged capacity is discharged within the specified period of time down to a DC voltage that is harmless when touched - usually ⁇ 60 V.
  • the discharge circuit should be designed to carry out the discharge of the capacitance even without an external energy supply and should also be able to be produced as cost-effectively as possible.
  • the object of the invention is to provide an electrical device in which the device's capacitances are discharged in a way that protects the components, particularly in a state in which the device is disconnected from its power supply.
  • the object of demonstrating an improved discharge circuit is achieved according to the invention with the features of independent patent claim 1 .
  • the object of demonstrating a method for discharging a capacitance is achieved according to the invention with the features of independent claim 13 .
  • the object of demonstrating an electrical device in which a device-internal capacitance is discharged in a way that protects the components even when the device is disconnected from a power supply is achieved according to the invention with the features of independent claim 16 .
  • Advantageous embodiments of the discharge unit are given in claims 2 to 12, advantageous embodiments of the method is in the Claim 14 and 15 mentioned.
  • An advantageous embodiment of the electrical device is described in claims 16 and 17.
  • a discharge circuit for discharging a capacitance comprises: an input with a first input connection and a second input connection for connection to a respective connection of the capacitance, a transistor whose drain connection is connected via a discharge resistor to the first input connection and whose source connection is connected to the second Input terminal is connected, a gate charging resistor connecting the first input terminal to a gate terminal of the transistor, a thermistor thermally coupled to the discharge resistor and / or the transistor.
  • the discharge circuit further comprises a switch with a conducting and a blocking switching state, which connects the gate terminal to the second input terminal, and is designed to change its switching state in response to a trigger signal, and a trigger circuit for controlling the switch, which is designed to generate the trigger signal for the switch depending on a temperature of the thermistor, and thus to control the switch depending on the temperature of the thermistor.
  • the discharge circuit is characterized in that it is set up to be supplied from a voltage present at the input terminals, and that the switch and/or a combination of the trigger circuit and the switch is set up to determine the switching state of the switch in response to the trigger signal, and thus also depending on the temperature of the thermistor, to change abruptly from the blocking to the conducting switching state in order to generate a transient change from a first operating state BZ1 of the discharge circuit when the transistor is switched on to a second operating state BZ2 of the discharge circuit when the transistor is switched off.
  • the transistor can be in the form of a field-controlled transistor.
  • this can be a field effect transistor (FET).
  • FET field effect transistor
  • IGBT insulated gate bipolar Transistor
  • the description is given throughout with terminal designations related to an FET.
  • the following assignments apply to the terminal designations of the transistor: the source terminal of the FET corresponds to an emitter terminal of the IGBT , the drain terminal of the FET corresponds to a collector terminal of the IGBT .
  • the gate - Connection usually retains its designation.
  • the capacitance is discharged via the discharge circuit according to the invention.
  • the discharge circuit has a first operating state BZ1 with the switch open and the transistor turned on, and a second operating state BZ2 with the switch closed and the transistor blocked.
  • the procedure includes the following steps:
  • the discharge circuit Operating the discharge circuit as a function of a temperature of the thermistor in one of the first BZ1 and the second operating state BZ2, the discharge circuit being operated in a stationary manner in the first operating state BZ1 when the temperature of the thermistor is below a temperature threshold value TTH, and the discharge circuit is operated with a repetitive change between the first operating state BZ1 and the second operating state BZ2 when the temperature of the thermistor is greater than or equal to the temperature threshold value TTH, so that the transistor changes between the on and off state in a repeated manner
  • the discharge circuit according to the invention is designed and set up to be operated in accordance with the method according to the invention when a capacitance is connected to its input.
  • the invention makes use of the effect that linear operation of the transistor is prevented when the capacitance is discharged, but is at least reduced to the greatest possible extent. Rather, the transistor—and thus the discharge circuit—operates primarily in two operating states, the first operating state when the transistor is on and the second operating state when the transistor is off. A change from the first to the second operating state is initiated by the switch, by the switch itself, or by the switch in conjunction with the trigger circuit suddenly changes its switching state from the blocking to the conducting state. Since the gate terminal of the transistor is connected to the second input terminal when the switch is in the on state, a transient change occurs in response thereto from the first operating state BZ1 of the discharge circuit when the transistor is turned on to the second operating state BZ2 of the discharge circuit when the transistor is off.
  • the discharge resistor is dimensioned such that in the first operating state BZ1, a large part of the power loss when the capacitance is discharged is converted in the discharge resistor and not in the transistor.
  • the second operating state BZ2 a discharge of the capacitance is temporarily not only reduced by the blocking transistor, but suppressed. Even when the transistor is off--and quasi-temporarily suppressed discharge of the capacitance--a power loss converted at the transistor is significantly reduced in comparison to a more permanent operation of the transistor in its linear range. The reason for this is that in the present case the power loss of the transistor is reduced to a considerable extent to its switching losses.
  • the discharge circuit according to the invention is then operated in the first operating state BZ1 with the transistor switched on when a temperature of the thermistor thermally coupled to the transistor and/or the discharge resistor falls below the temperature threshold value TTH.
  • TTH temperature threshold value
  • the discharge of the capacitance is not only reduced but at least temporarily suppressed by the discharge circuit being switched to the second operating state BZ2 with the transistor off by suddenly closing the switch.
  • the discharge circuit is at least briefly in a repeated manner via the gate charging resistor with the switch at least temporarily open into the first Operating state BZ1 added to then, when the temperature of the thermistor in the first operating state BZ1 still reaches the temperature threshold value TTH or exceeds it, to switch back to the second operating state BZ2 when the transistor is off by abruptly closing the switch.
  • a transient change that repeats over time, in particular several times, takes place between the first operating state BZ1 with the transistor turned on and the second operating state BZ2 with the transistor turned off.
  • the duration of the second operating state BZ2 is usually significantly longer than the duration of the first operating state, which is why the capacitance discharges comparatively little over time at temperatures of the thermistor above the temperature threshold value. Only when the temperature of the thermistor has reduced again to such an extent that it is below the temperature threshold value TTH is the first operating state BZ1 maintained for a longer period of time, at least maintained until the thermistor also permanently (er ) flowing discharge current has heated up again to a temperature which corresponds to the temperature threshold value TTH or exceeds it.
  • both the method according to the invention and the discharge device according to the invention result in a permanent, uninterrupted discharge of the capacitance at temperatures of the thermistor below the temperature threshold value TTH.
  • the discharge of the capacitance is predominantly suppressed over time, but is repeatedly interrupted by comparatively short discharge pulses.
  • Most of the power loss in the discharge path is converted to the discharge resistor, but not to the transistor. Since the discharge resistor is arranged between the drain connection of the transistor and the first input connection of the discharge circuit, the transistor is not operated in its linear operating range, at least only for as short a time as possible.
  • the discharge circuit can therefore also with discharges of high DC voltages present between the input terminals.
  • the discharge circuit can be used, for example, with DC voltages above 400 V, advantageously above 1000 V, particularly preferably even above 1400 V.
  • the discharge circuit and the method for its operation is suitable for ensuring sufficiently rapid discharge of the capacitance even with such high DC voltages, without subjecting the transistor to a high load, as would otherwise occur in the case of predominantly linear operation of the transistor.
  • Such DC voltages are, for example, quite common at a DC input of a PV inverter, which is why the discharge circuits can also be used particularly advantageously in a PV inverter.
  • the discharge circuit is electrically powered from the charged capacitance. It is therefore designed to operate properly in an electrical device even when the electrical device is disconnected from its normal electrical supply. Even if the capacitance cannot be discharged, for example because it is recharged from a DC source that is incorrectly still connected to the capacitance, the discharge circuit or its components are protected from damage or destruction as a result of the fault.
  • the method according to the invention can operate with only one temperature threshold value TTH of the thermistor. In this case, there is an entry “into” the steady-state operation of the discharge circuit in the first operating state BZ1, as well as an exit “from” the steady-state operation of the discharge circuit in the first operating state BZ1 at the same temperature threshold value TTH. In an advantageous embodiment of the method, however, the "exit from” the stationary operation of the discharge circuit in the first operating state BZ1 at the temperature threshold TTH and the "entry into” the stationary operation of the discharge circuit in the first operating state BZ1 at a second temperature threshold TTH , 2 take place.
  • a stable and robust overall operation of the discharge circuit can be supported via the second temperature threshold value TTH.2 and a flysteresis behavior associated therewith.
  • operation of the discharge circuit at a temperature of the thermistor between the temperature threshold value TTH and the second temperature threshold value TTH.2 can depend on a temperature of the thermistor that prevailed shortly beforehand. For example, operation may depend on whether the thermistor is actually cooling or heating.
  • the operation of the discharge circuit can last as a function of the temperature of the thermistor until a DC voltage falling across the capacitance and therefore present at the input terminals of the discharge circuit falls below a voltage threshold value UTH.
  • the voltage threshold may correspond to a DC voltage close to 0V. However, it can also be sufficient if the capacitance has only discharged to a DC voltage that does not pose a risk if touched.
  • the voltage threshold value UTH can be e.g. 12 V, 30 V, possibly also 60 V, depending on the relevant standards.
  • the switch of the discharge circuit can be designed as a bistable switch and can include a thyristor, for example.
  • a bistable switch within the meaning of the application is in particular a switch that is free of a linear working range. It therefore includes a conducting and a blocking switching state, but no transition region between the conducting and the blocking switching state in which an ohmic resistance in a power path of the switch changes continuously or steadily.
  • the switch can also have a linear operating range and, for example, comprise a transistor, in particular a MOSFET transistor or an IGBT transistor.
  • the trigger circuit can then be designed as a flip-flop, which ensures that the switch occurs in a sudden manner when its switching state changes, in particular when changing from the blocking to the conducting switching state, i.e. that the linear transition range that may be present quickly is run through.
  • the switch can change his blocking to its conductive switching state within 10 ps, advantageously within 5 ps, particularly preferably change within 1 ps.
  • the discharge circuit can additionally have a voltage stabilization unit, which contains, for example, a zener diode or a parallel circuit made up of a zener diode and a buffer capacitor.
  • a voltage stabilization unit which contains, for example, a zener diode or a parallel circuit made up of a zener diode and a buffer capacitor.
  • the cathode of the zener diode is connected to the gate connection of the transistor and the anode of the zener diode is connected to the second input connection.
  • the voltage stabilization unit is designed to charge its buffer capacitor by a current emanating from the first input connection via the gate charging resistor up to a value of a DC voltage predetermined by the zener diode.
  • the buffer capacitor and the gate charging resistor are dimensioned in such a way that the buffer capacitor can be charged to the value specified by the zener diode within a minimum of 0.2 s and a maximum of 4 s, particularly preferably a minimum of 0.5 s and a maximum of 2 s is completed.
  • the gate charging resistor can advantageously be dimensioned in such a way that a current limited by it and emanating from the first input terminal is less than a holding current of the thyristor is. This ensures that the switch designed as a thyristor, when it is in its conducting switching state, can be switched back to the blocking switching state due to the current flowing through it, which is limited by the gate charging resistor.
  • the thermistor may be formed as a component of the trigger circuit, in other words the trigger circuit may include the thermistor.
  • the thermistor can include a PTC thermistor (also called a PTC resistor).
  • PTC thermistor also called a PTC resistor
  • it can advantageously also be in the form of a thermistor (also called an NTC resistor).
  • a thermistor usually has a higher cycle stability than a PTC thermistor, so it can go through several load cycles within each of the load cycles under the same thermal load before it should be replaced for safety reasons.
  • the thermistor possibly also the other components or all components of the trigger circuit can be arranged in the discharge path, the Series connection of discharge resistor and transistor is formed.
  • the thermistor Since the thermistor is arranged in the discharge path, at least part of the discharge current flows through it itself. It therefore heats up not only because of its thermal coupling to the discharge resistor and/or the transistor, but also as a result of the discharge current itself. This can be advantageous with regard to a rapid response from the trigger circuit.
  • the discharge resistor arranged in the discharge path can be designed as a single discharge resistor.
  • the discharge resistor can include a multiplicity of resistors connected in series and/or in parallel with one another. In the latter case, the power to be converted is distributed over several resistors.
  • the thermistor can be thermally coupled to only one resistor--preferably a resistor arranged centrally within the plurality of resistors--or to a plurality of resistors.
  • the trigger circuit can be implemented in different ways. Four advantageous options for implementing the trigger circuit are shown and explained in detail in FIGS. 3a-3c and 4 as examples, which is why reference is made here to the corresponding figures and descriptions of the figures.
  • An electrical device comprises a capacitance and a discharge circuit according to the invention acting on the capacitance.
  • the electrical device is designed and set up, in particular its discharge circuit, for carrying out the method according to the invention.
  • the electrical device is set up by means of the discharge circuit to also discharge the device-internal capacitance in a state in which the device is disconnected from its energy supply.
  • the electrical device can in particular be a photovoltaic (PV) inverter.
  • the PV inverter can be designed as a PV inverter with only one DC input for connecting a PV string or as a so-called multi-string PV inverter with multiple DC inputs each having an input capacitance for connecting multiple PV strings.
  • the capacitance can therefore include one or more input capacitances of the PV inverter that are decoupled by diodes.
  • the electrical device can therefore advantageously have a switching unit that acts on the gate connection of the transistor and can be controlled by a controller of the device, which is set up to suppress or enable a discharge of the capacitance depending on a control signal from the device-internal controller.
  • the switching unit can contain, for example, a further switch arranged between the gate connection and the source connection of the transistor, which, in response to a control signal from the device-internal controller, connects the gate connection of the transistor to the source connection of the transistor with low resistance and thus Transistor of the discharge device permanently blocks, whereby a discharge of the capacity during operation of the device is deliberately suppressed.
  • FIG. 1 shows an embodiment of a discharge circuit according to the invention in one embodiment
  • FIG. 2 shows an embodiment of a method according to the invention in the form of a flow chart
  • FIG. 3a shows a trigger circuit for driving a switch, designed as a thyristor, in the discharge circuit in a first embodiment.
  • 3b shows a trigger circuit for driving a switch, designed as a thyristor, of the discharge circuit in a second embodiment.
  • 3c shows a trigger circuit for driving a switch, designed as a thyristor, in the discharge circuit in a third embodiment.
  • 4 shows a trigger circuit in a fourth embodiment for driving a switch, designed as a transistor, of the discharge circuit.
  • the discharge circuit 100 has an input 101 with a first input connection 101a and a second input connection 101b, to which a capacitance 1 to be discharged is connected.
  • a discharge path 10 is connected in parallel with the input 101 and the capacitance 1 and is formed as a transistor 3 from a series connection of a discharge resistor 2 and a field-controlled transistor (FET, here: exemplarily as a MOSFET).
  • the FET 3 has its drain terminal 3D connected via the discharge resistor 2 to the first input terminal 101a.
  • a source connection 3S of the FET 3 is connected to the second input connection 101b, which in turn is connected to a reference potential GND.
  • the discharge circuit 100 has a series circuit made up of a gate charging resistor 9 and a voltage stabilization unit 7, which is formed by a parallel circuit made up of a zener diode ZD1 and a buffer capacitor C1.
  • the gate charging resistor 9 is connected to the first input connection 101a and the anode of the zener diode ZD1 is connected to the second input connection 101b.
  • a switch 6 is arranged in parallel with the zener diode ZD1.
  • the switch 6 is controlled via a trigger circuit 5, which is symbolized by an arrow illustrated in dashed lines pointing towards the switch 6.
  • the switch 6 is controlled by the trigger circuit 5 as a function of a temperature of a thermistor 4, which is symbolized in FIG. 1 by an arrow pointing towards the trigger circuit 5.
  • the trigger circuit 5 can be set up to drive the switch 6 as a function of a DC voltage UGS between the gate connection 3G and the source connection 3S of the transistor 3 .
  • the thermistor 4, which is shown as an example in Figure 1 as a thermistor (NTC), is thermally connected to the discharge resistor 2 and/or to the FET 3 coupled. The thermal coupling of the thermistor 4 is symbolized by double arrows in FIG.
  • the thermistor 4 and the trigger circuit 5 are each shown as separate components in FIG. 1, the thermistor 4 may be an integral part of the trigger circuit 5.
  • the discharge circuit 100 it is possible for the discharge circuit 100, but not absolutely necessary, to arrange the thermistor 4 and at least parts of the trigger circuit 5, possibly also the entire trigger circuit 5, in the discharge path 10. Two possible variants of such a connection within the discharge path 10 are symbolized in FIG. Reference is made to the circuit positions 13, 14 and their connection points in connection with the different embodiments of the trigger circuits 5 illustrated in FIGS. 3a-3c and 4.
  • FIG. 2 shows an embodiment of the method according to the invention in the form of a flow chart, as can be carried out with a discharge circuit according to FIG. 1 installed in a device, for example a PV inverter.
  • the method starts with a method step S1.
  • the electrical device comprising the discharge circuit is initially operated in its normal mode in a method step S2.
  • the discharge circuit 100 is disabled.
  • the device is switched off, the discharge circuit 100 being activated automatically.
  • a fourth method step S4 it is checked whether an input voltage Uein present at the input 101 of the discharge circuit 100 falls below a voltage threshold value UTH. If this is not the case, then the capacitance 1 connected to the input 101 is not yet sufficiently discharged and the method branches to a fifth method step S5. In the fifth method step S5, it is checked whether a temperature T of the thermistor 4 is lower than a temperature threshold value TTH.
  • the process branches to a sixth method step S6, in which the discharge circuit 100 is operated in the first operating state BZ1 with the transistor 3 switched on. Capacitance 1 is discharged by an uninterrupted flow of current.
  • the method branches from the sixth method step S6 back to the fourth method step S4. If, on the other hand, the temperature T of the thermistor 4 is greater than or equal to the temperature threshold value TTH, SO during the check in the fifth method step S5, the method branches to a seventh method step S7, in which the discharge circuit 100 alternates between the second operating state BZ2 with the transistor 3 blocking and the first operating state BZ1 changes back and forth when transistor 3 is switched on.
  • the first operating state BZ1 is usually assumed to be significantly shorter than the second operating state BZ2.
  • the capacity 1 is discharged by a cyclically interrupted discontinuous flow of current.
  • the time periods in which the first operating state BZ1 is assumed are usually significantly shorter than the time periods in which the second operating state BZ2 is present, there is no significant discharge of the capacitance 1 in the seventh method step S7.
  • the method branches back to the fourth method step S4. If it is now determined in the fourth method step S4 that the DC voltage Uin present at the input 101 is less than the voltage threshold value UTH, then the capacitance 1 connected to the discharge circuit 100 is sufficiently discharged and the method is repeated in an eighth method step S8 completed.
  • a loop of method steps S4-S7 is shown in separate blocks in the flow chart in order to explain the function of the method. According to the method, however, it is possible, and in the case of a discharge circuit that operates largely analogously, it is also common for the method steps S4-S7 to be run through almost simultaneously within the loop.
  • FIG. 3a shows a first embodiment of a trigger circuit 5, such as can be used within the discharge circuit 100 in FIG. 1, for example.
  • the switch 6 of the discharge circuit 100 is designed as a thyristor 11 here.
  • the trigger circuit 5 has a parallel circuit made up of the PTC thermistor 21 and a series circuit made up of a second Zener diode ZD2 and a second resistor R2. In this case, a connection point 28 between the second Zener diode and ZD2 connected to the second resistor R2 to a control terminal 11 G of the switch 6 designed as a thyristor 11 .
  • the trigger circuit 5 can be arranged at the second circuit position 14 within the discharge path 10 of the discharge circuit 100 between the source connection 3S of the transistor 3 and the reference potential GND or the reference potential GND. This is symbolized by the connection points 14a, 14b also shown in FIG. 3a
  • connection points within FIG. 1 correspond.
  • an arrow is directed from the connection points 14a, 14b to the source connection 3G or the reference potential GND, which again characterizes the arrangement of the trigger circuit 5 within the discharge circuit 100.
  • the current flowing in the discharge path 10 flows through the PTC thermistor 21 as a thermistor 4 during the first operating state BZ1. It therefore heats up both as a result of the thermal coupling with the discharge resistor 2 and/or the transistor 3 and as a result of the current passing through it.
  • the heating of the PTC thermistor 21 increases its ohmic resistance and thus the voltage drop between the connection points 14a, 14b. If the voltage drop exceeds a threshold value defined by the second zener diode ZD2, then the thyristor 11 receives a voltage signal at its control terminal 11G and is fired, as a result of which it suddenly becomes conductive.
  • the control terminal 3G of the transistor 3 is connected to its source terminal 3S, as a result of which the buffer capacitor C1 of the voltage stabilization unit 7 is discharged and the transistor 3 is switched to its blocking state.
  • the current limited by the gate charging resistor 9 flows from the first input terminal 101a through the thyristor 11. However, this is less than a holding current of the thyristor, as a result of which the thyristor 11 is switched back to its blocking state.
  • the current limited by the gate charging resistor 9 now begins to charge the buffer capacitor C1 to the value set by the zener diode ZD1.
  • the voltage at the gate terminal 3G of the transistor 3 increases accordingly and the transistor 3 is turned on again.
  • the thyristor 11 is fired again immediately and switched to its conductive switching state. This alternating change is repeated until the temperature of the thermistor 4 exceeds the temperature threshold falls below TTH, as a result of which the transistor 3 again remains permanently turned on. If the capacity 1 is sufficiently discharged, the discharge circuit 100 is no longer supplied and the method ends automatically.
  • FIG. 3b shows a second embodiment of the trigger circuit 5, which can also be arranged in the second circuit position 14 within the discharge path. It is similar in structure and functional behavior to the first embodiment shown in FIG. 3a. The differences from the first embodiment are therefore mainly presented below.
  • the second embodiment of the trigger circuit 5 has a parallel connection made up of a third zener diode ZD3 and a series connection made up of a flow-through conductor 22 and a third resistor R3.
  • a connection point 29 is connected between the floating conductor 22 and the third resistor R3 and to a control connection 11G of the switch 6 designed as a thyristor 11 .
  • the voltage drop between the connection points 14a, 14b is specified by the third zener diode ZD3.
  • the flow conductor 22 heats up, its ohmic resistance decreases and a voltage present at the connection point 29 increases relative to the reference potential GND.
  • a voltage threshold value required for the thyristor 11 is reached, the thyristor 11 is fired and switched to its conductive state.
  • the further functional behavior including the alternating change between the conducting and the blocking switching state of the thyristor 11, corresponds to the behavior already described in FIG 22, and not caused by an increase in the ohmic resistance of the PTC thermistor, as in FIG. 3a. Therefore, reference is made to the explanations in the description of FIG. 3a for the basic functional behavior.
  • FIG. 3c A third embodiment of the trigger circuit 5 is illustrated in FIG. 3c.
  • the third embodiment of the trigger circuit 5 includes an optocoupler 23.
  • the trigger circuit 5 is not complete here, but only partially in the discharge path 10 arranged. Specifically, a first part shown on the left in Fig. 3c is arranged at the first circuit position 13 between the transistor 3 and the discharge resistor 2, which in turn is symbolized by correspondingly drawn connection points 13a 13b, which also correspond to the connection points 13a, 13b within Fig. 1 .
  • the first part of the trigger circuit 5 has a structure similar to the second embodiment of the trigger circuit shown in FIG.
  • a series circuit comprising a fifth Zener diode ZD5 and a diode of the optocoupler 23 is arranged in parallel with the fourth resistor R4.
  • a further part of the trigger circuit 5 includes a series circuit made up of a fifth resistor R5, a transistor associated with the optocoupler 23 and a sixth resistor R6.
  • the series circuit is connected at one end (here first connection point 15a) to the first input connection 101a and at the other end (here: further connection point 15b) to the reference potential GND.
  • the part of the trigger circuit 5 shown on the left operates similarly to the second embodiment according to FIG. 3b.
  • a voltage present at the connection point 30 increases relative to a voltage present at the connection point 13b. If the voltage at the connection point 30 exceeds a threshold value specified by the fifth zener diode ZD5, this results in a current flow through the diode of the optocoupler 23, as a result of which the—previously blocked—transistor of the optocoupler 23 is turned on.
  • a DC voltage present at the further connection point 31 is raised relative to the reference potential present at the further connection point 15b, as a result of which the switch 6 designed as a thyristor 11 is fired and switched to its conducting switching state.
  • FIG. 3a shows a fourth specific embodiment of the trigger circuit 5 which, in contrast to the previously described specific embodiments, is not arranged in the discharge path 10 of the discharge circuit 100 .
  • it is connected to a first connection point 16a with the gate connection 3G of the transistor 3, which is symbolized in FIG. 4 by an arrow emanating from the connection point 16a and directed towards 3G.
  • a second connection point 16b of the trigger circuit 5 is connected to the reference potential GND of the discharge circuit, which is symbolized in FIG. 4 by an arrow emanating from the second connection point 16b and pointing towards GND.
  • the fourth embodiment of the trigger circuit 5 is designed as a flip-flop and acts to control a transistor 12 as a switch 6.
  • the trigger circuit 5 contains a so-called Schmitt trigger circuit 32.
  • the Schmitt trigger circuit 32 has a resistance bridge made of a thermistor 22 as a thermistor 4, a seventh R7, an eighth R8 and a ninth resistor R9.
  • a connection point of a series connection made up of the seventh resistor R7 and the thermistor 22 is connected to a positive input of an operational amplifier 35, and a connection point of a series connection made up of the eighth resistor R8 and the ninth resistor R9 is connected to a negative input of the operational amplifier 35.
  • An output of the operational amplifier 35 is connected to the connection point of the seventh resistor R7 and the thermistor 22 via a tenth resistor R10 in the form of positive feedback.
  • the Schmitt trigger circuit 32 is supplied from a voltage stabilization circuit 33 comprising a parallel connection of a sixth zener diode ZD6 and a second buffer capacitor C2.
  • the voltage stabilization circuit 32 is fed from a voltage present at the gate connection 3G of the transistor 3, namely via a series circuit made up of an eleventh resistor R11 and a second diode D2, which is connected to the first connection point 16a of the trigger circuit 5.
  • the output of the operational amplifier 35 is connected to a gate connection 12G of the switch 6, which is designed as a further transistor 12, specifically as a further FET 12, in FIG.
  • the further transistor 12 can also be in the form of a bipolar transistor, optionally also present together with the operational amplifier 35 in an integrated circuit (IC).
  • a hysteresis behavior in relation to a change in the switching states of the further transistor 12 as a function of the temperature of the thermistor 4 is generated by the Schmitt trigger circuit.
  • the further transistor 12 is in a blocking switching state when the temperature T of the thermistor 4 is low.
  • the discharge circuit 100 is operated in the first operating state BZ1 with the transistor 3 switched on. As the temperature of the discharge resistor 2 and/or the transistor 3 increases, the thermistor 4 is heated and the resistance of the thermistor 22 decreases.
  • the temperature threshold value TTH When the temperature threshold value TTH is reached or exceeded, there is a sudden change in the output voltage of the operational amplifier 35 from a “low signal” to a “high signal”, as a result of which the further transistor 12 is switched on. As a result, the gate terminal 3G of the transistor 3 is connected to the reference potential GND and the discharge circuit 100 is switched to the second operating state BZ2 when the transistor 3 is off.
  • the thermistor 4 cools down, on the other hand, the resistance of the NTC thermistor 22 decreases.
  • the second temperature threshold value TTH .2 is smaller than the temperature threshold value TTH , that is to say TTH .2 ⁇ TTH applies. Such a hysteresis behavior is usually advantageous with regard to a robust and stable overall operation of the discharge circuit 100 .
  • the operational amplifier 35 is deactivated when the DC voltage falls below a minimum level and the further transistor 12 as switch 6 is switched back to its blocking switching state.
  • this switching state of the switch 6 is only present for a short time if the temperature T of the thermistor 4 does not correspond to permanent operation of the discharge circuit 100 in the first operating state BZ1. Rather, when the switch 6 is briefly off, the gate connection 3G is recharged via the gate charging resistor 9, and thus also the voltage stabilization unit 33, and the switch 6 is switched back to its conducting switching state.
  • the above-mentioned alternating change between the second operating state BZ2, which is predominantly present in terms of time, and the first operating state BZ1, which is present for a short time, of the discharge circuit 100 also occurs in the fourth specific embodiment of the trigger circuit 5.

Abstract

Die Anmeldung beschreibt eine Entladeschaltung (100) zum Entladen einer Kapazität (1) mit - einen Eingang (101) zum elektrischen Anschluss der Kapazität (1), - einen Transistor (3), dessen Drain-Anschluss (3D) über einen Entladewiderstand (2) mit einem ersten Eingangsanschluss (101a) und dessen Source-Anschluss (3S) mit dem zweiten Eingangsanschluss (101b) verbunden ist, - einen Gate-Ladewiderstand (9) der den ersten Eingangsanschluss (101a) mit einem Gate-Anschluss (3G) des Transistors (3) verbindet, - einen thermisch mit dem Entladewiderstand (2) und/oder dem Transistor (3) gekoppelten Thermistor (4), und - einen Schalter (6), der den Gate-Anschluss (3G) mit dem zweiten Eingangsanschluss (101b) verbindet, und - eine Triggerschaltung (5), die ausgelegt ist, den Schalter (6) in Abhängigkeit einer Temperatur des Thermistors (4) zu steuern. Die Entladeschaltung (100) ist ausgelegt, aus einer an den Eingangsanschlüssen (101a, 101b) anliegenden Spannung versorgt zu werden, wobei - der Schalter (6) und/oder eine Kombination aus der Triggerschaltung (5) und dem Schalter (6) eingerichtet ist, den Schaltzustand des Schalters (6) sprungartig von dem sperrenden in den leitenden Schaltzustand zu verändern, um einen transienten Wechsel von einem ersten Betriebszustand BZ1 der Entladeschaltung (100) bei durchgesteuertem Transistor (3) in einen zweiten Betriebszustand BZ2 der Entladeschaltung (100) bei sperrendem Transistor (3) zu generieren. Die Anmeldung offenbart weiterhin ein Verfahren zum Entladen einer Kapazität und ein elektrisches Gerät mit einer derartigen Entladeschaltung.

Description

AUTARKE ENTLADESCHALTUNG ZUM ENTLADEN EINER KAPAZITÄT
Technisches Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Entladung einer Kapazität, sowie eine zur Durchführung des Verfahrens geeignete Entladeschaltung. Die Erfindung betrifft weiterhin ein elektrisches Gerät mit einer derartigen Entladeschaltung.
Stand der Technik
Bei elektrischen Geräten ist es oftmals aus Sicherheitsgründen gefordert, dass nach einem Ausschalten des Gerätes alle von außen berührbaren Komponenten keine elektrische Spannung oder lediglich eine ungefährliche elektrische Spannung aufweisen. Daraus folgt meist, dass Kapazitäten des Gerätes nach dessen Ausschalten kontrolliert ggf. innerhalb einer vorgegebenen Zeitdauer entladen werden müssen. Konkret müssen beispielsweise Eingangskapazitäten eines Photovoltaik (PV) - Wechselrichter dann, wenn dieser aus Sicherheitsgründen sowohl DC-seitig von PV- Modulen eines ihm zugeordneten PV-Generators, als auch AC-seitig von einem Energieversorgungsnetz getrennt wird, innerhalb einer vorgegebenen Zeitdauer entladen werden. Indem die Eingangskapazitäten entladen werden, ist auch sichergestellt, dass mit der Eingangskapazität verbundene DC-Zuleitungen zwischen dem PV-Wechselrichter und dem PV-Generator, zumindest bei einer geöffneten generatornahen Trenneinrichtung, spannungsfrei sind. Dabei muss die Entladung der Eingangskapazitäten auch dann sicher erfolgen, wenn das elektrische Gerät ausgeschaltet ist und/oder von seiner im normalen Betrieb erfolgenden elektrischen Versorgung getrennt vorliegt.
Aus der Schrift EP 2 248 238 B1 ist eine Vorrichtung zum Entladen eines Bordnetzes eines Elektrofahrzeuges oder eines elektrischen Bauelements bekannt. Die Vorrichtung weist einen schaltbaren Widerstand auf, der aus einem Transistor und einem mit einem Source Anschluss des Transistors verbundenen und thermisch mit dem Transistor gekoppelten PTC-Widerstand gebildet wird. Dabei ist der Steueranschluss des Transistors mit einer Netzspannung verbunden.
Die Druckschrift DE 102018006054 A1 offenbart eine Vorrichtung zum Entladen eines elektrischen Energiespeichers über einen eine Stellvorrichtung und eine Einstelleinrichtung umfassenden Entladepfad. Bei einer stattfindenden zumindest teilweisen Entladung des elektrischen Energiespeichers ändert sich durch die Entladung eine Temperatur der Stellvorrichtung. Die Stellvorrichtung ist mit einer Steuervorrichtung signalleitend verbunden und in Abhängigkeit eines Steuersignals der Steuervorrichtung in eine elektrisch nichtleitende Offenstellung und in eine elektrisch leitende Schließstellung bringbar. Dabei ist das Steuersignal abhängig von der Temperatur der Stellvorrichtung.
Die Schrift WO 2019 / 158748 A1 offenbart eine Entladevorrichtung zum aktiven Entladen eines elektrischen Netzes oder einer elektrisch betriebenen Einheit umfassend eine Entladeschaltung mit einem Strom begrenzungswiderstand und einem ersten Schalter zum Verbinden eines zu entladenden Bauteils mittelbar über den Strombegrenzungswiderstand mit einem Referenzpotential. Die Entladeschaltung umfasst weiterhin eine steueranschlussseitig zu dem ersten Schalter angeordnete Begrenzungsschaltung zur Begrenzung einer im Entladebetrieb an dem ersten Schalter und/oder dem Strombegrenzungswiderstand auftretenden Erwärmung. Die Begrenzungsschaltung weist einen NTC-Widerstand auf, der thermisch mit dem ersten Schalter und/oder dem Strombegrenzungswiderstand gekoppelt ist.
Nachteilig bei diesen Konzepten ist, dass insbesondere bei einer hohen elektrischen DC-Spannung im Bereich oberhalb 400 V, welche DC-Spannung beispielsweise bei PV-Generatoren und damit auch bei Eingangskapazitäten daran angeschlossener PV- Wechselrichter üblich ist, eine relativ hohe Energiemenge gespeichert ist. Die Entladung dieser Energiemenge in der vorgegebenen Zeit ist mit einer entsprechend großen elektrischen Leistung während des Entladevorganges verbunden, was wiederum eine starke thermische Belastung des Transistors, im Fall der EP 2 248238 B1 auch des PTC-Widerstandes bedeutet. Konkret würde bei ansteigender Temperatur des PTC-Widerstandes bzw. ansteigender Temperatur des NTC Widerstandes ein Entladestrom durch den Transistor und den PTC-Widerstand bzw. den Strom begrenzungswiderstand in stetiger Art und Weise reduziert. Dabei wirkt die Spannung am PTC-Widerstand (der EP 2248238 B1 ) bzw. am Strombegrenzungswiderstand (der WO 2019 / 158748 A1 ) einer Steuerspannung des Transistors entgegen, wobei der Transistor zumindest überwiegend in seinem Linearbetrieb betrieben wird. Daraus resultiert eine hohe thermische Belastung des Transistors. Zudem sind PTC-Widerstände üblicherweise nur für eine geringe Anzahl thermischer Zyklen ausgelegt und müssen nach deren Ablauf getauscht werden. Dabei sinkt eine Zyklenfestigkeit des PTC-Widerstandes, also die Anzahl erlaubter thermischer Zyklen bis zum nächsten Bauteiltausch, mit zunehmender thermischer Belastung innerhalb eines Zyklus. Eine Verringerung der Entladeleistung zum Schutze des Transistors würde jedoch dazu führen, dass die vorgegebene Zeit zur Entladung der Kapazität überschritten würde.
Aufgabe der Erfindung
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Entladeschaltung für eine geladene Kapazität anzugeben, mit der die oben genannten Nachteile vermieden werden, zumindest jedoch signifikant reduziert werden. Insbesondere sollen temperatursensitive Komponenten der Entladeschaltung, beispielsweise Thermistoren und Halbleiterschalter, während eines Entladevorganges eine möglichst geringe thermische Belastung erfahren. Dabei ist sicherzustellen, dass die geladene Kapazität innerhalb der vorgegebenen Zeitdauer bis auf eine bezüglich einer Berührung ungefährliche DC-Spannung - üblicherweise < 60 V - entladen ist. Die Entladeschaltung soll ausgelegt sein, die Entladung der Kapazität auch ohne eine externe Energieversorgung durchzuführen und zudem möglichst kostengünstig herstellbar sein. Es ist weiterhin Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zur Entladung einer Kapazität mittels der Entladeschaltung aufzuzeigen. Zusätzlich ist es Aufgabe der Erfindung, ein elektrisches Gerät aufzuzeigen, bei dem eine bauteilschonende Entladung von Kapazitäten des Gerätes, insbesondere auch in einem Zustand erfolgt, bei dem das Gerät von seiner Energieversorgung getrennt ist.
Lösung
Die Aufgabe, eine verbesserte Entladeschaltung aufzuzeigen, wird erfindungsgemäß mit den Merkmalen des unabhängigen Patentanspruchs 1 gelöst. Die Aufgabe, ein Verfahren zur Entladung einer Kapazität aufzuzeigen, wird erfindungsgemäß mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 13 gelöst. Die Aufgabe, ein elektrisches Gerät aufzuzeigen, bei dem eine bauteilschonende Entladung einer geräteinternen Kapazität auch in einem von einer Energieversorgung des Gerätes getrennten Zustand erfolgt, wird erfindungsgemäß mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 16 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen der Entladungseinheit sind in den Ansprüchen 2 bis 12 wiedergegeben, vorteilhafte Ausführungsformen des Verfahrens ist in den Anspruch 14 und 15 genannt. Eine vorteilhafte Ausführungsform des elektrischen Gerätes ist in den Ansprüchen 16 und 17 beschrieben.
Beschreibung der Erfindung
Eine erfindungsgemäße Entladeschaltung zum Entladen einer Kapazität umfasst: einen Eingang mit einem ersten Eingangsanschluss und einem zweiten Eingangsanschluss zum Verbinden mit jeweils einem Anschluss der Kapazität, einen Transistor, dessen Drain-Anschluss über einen Entladewiderstand mit dem ersten Eingangsanschluss und dessen Source-Anschluss mit dem zweiten Eingangsanschluss verbunden ist, einen Gate-Ladewiderstand der den ersten Eingangsanschluss mit einem Gate- Anschluss des Transistors verbindet, einen thermisch mit dem Entladewiderstand und/oder dem Transistor gekoppelten Thermistor. Die Entladeschaltung umfasst weiterhin einen Schalter mit einem leitenden und einem sperrenden Schaltzustand, der den Gate-Anschluss mit dem zweiten Eingangsanschluss verbindet, und ausgelegt ist, seinen Schaltzustand in Reaktion auf ein Triggersignal zu verändern, und eine Triggerschaltung zur Steuerung des Schalters, die ausgelegt ist, das Triggersignal für den Schalter in Abhängigkeit einer Temperatur des Thermistors zu erzeugen, und somit den Schalter in Abhängigkeit der Temperatur des Thermistors zu steuern. Die Entladeschaltung ist dadurch gekennzeichnet, dass sie eingerichtet ist, aus einer an den Eingangsanschlüssen anliegenden Spannung versorgt zu werden, und dass der Schalter und/oder eine Kombination aus der Triggerschaltung und dem Schalter eingerichtet ist, den Schaltzustand des Schalters in Reaktion auf das Triggersignal, und somit auch in Abhängigkeit der Temperatur des Thermistors, sprungartig von dem sperrenden in den leitenden Schaltzustand zu verändern, um einen transienten Wechsel von einem ersten Betriebszustand BZ1 der Entladeschaltung bei durchgesteuertem Transistor in einen zweiten Betriebszustand BZ2 der Entladeschaltung bei sperrendem Transistor zu generieren.
Der Transistor kann als ein feldgesteuerter Transistor ausgebildet sein. Insbesondere kann es sich hierbei um einen Feldeffekt-Transistor (FET) handeln. Alternativ dazu kann der feldgesteuerte Transistor jedoch auch als ein Insulated-Gate-Bipolar- Transistor (IGBT) ausgebildet sein. Die Beschreibung erfolgt durchgehend mit auf einen FET bezogenen Anschlussbezeichnungen. Im Falle eines IGBT's gelten die folgenden Zuordnungen für die Anschlussbezeichnungen des Transistors: der Source- Anschluss des FET entspricht einem Emitter-Anschluss des IGBT's, der Drain- Anschluss des FET entspricht einem Kollektor-Anschluss des IGBT's. Der Gate- Anschluss behält üblicherweise seine Bezeichnung bei.
Bei einem erfindungsgemäßen Verfahren zum Entladen einer Kapazität wird die Kapazität über die erfindungsgemäße Entladeschaltung entladen. Die Entladeschaltung weist einen ersten Betriebszustand BZ1 mit geöffnetem Schalter und durchgesteuertem Transistor, und einen zweiten Betriebszustand BZ2 mit geschlossenem Schalter und gesperrtem Transistor auf. Dabei beinhaltet das Verfahren die Schritte:
Betreiben der Entladeschaltung in Abhängigkeit einer Temperatur des Thermistors in einem aus dem ersten BZ1 und dem zweiten Betriebszustand BZ2, wobei die Entladeschaltung stationär in dem ersten Betriebszustand BZ1 betrieben wird, wenn eine Temperatur des Thermistors unterhalb eines Temperatur- Schwellwertes TTH liegt, und wobei die Entladeschaltung mit einem sich wiederholendem Wechsel zwischen dem ersten Betriebszustand BZ1 und dem zweiten Betriebszustand BZ2 betrieben wird, wenn die Temperatur des Thermistors größer oder gleich dem Temperatur-Schwellwert TTH ist, so dass der Transistor in wiederholter Art und Weise zwischen dem durchgesteuerten und dem gesperrten Zustand wechselt
Die erfindungsgemäße Entladeschaltung ist ausgelegt und eingerichtet, bei einer an ihren Eingang angeschlossenen Kapazität gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren betrieben zu werden.
Die Erfindung nutzt den Effekt, dass bei der Entladung der Kapazität ein linearer Betrieb des Transistors verhindert, zumindest jedoch weitestgehend reduziert wird. Vielmehr operiert der Transistor - und damit die Entladeschaltung - vorwiegend in zwei Betriebszuständen, dem ersten Betriebszustand bei durchgeschaltetem Transistor und dem zweiten Betriebszustand bei sperrendem Transistor. Ein Wechsel von dem ersten in den zweiten Betriebszustand erfolgt initiiert durch den Schalter, indem der Schalter selbst, oder der Schalter in Verbindung mit der Triggerschaltung seinen Schaltzustand sprunghaft von dem sperrenden in den leitenden Zustand ändert. Da bei dem leitenden Zustand das Schalters der Gate-Anschluss des Transistors mit dem zweiten Eingangsanschluss verbunden wird, erfolgt in Reaktion darauf ein transienter Wechsel von dem ersten Betriebszustand BZ1 der Entladeschaltung bei durchgesteuertem Transistor in den zweiten Betriebszustand BZ2 der Entladeschaltung bei sperrendem Transistor.
Sowohl in dem ersten Betriebszustand BZ1 als auch in dem zweiten Betriebszustand BZ2 der Entladeschaltung ist eine über dem Transistor erzeugte Verlustleistung im Vergleich zu einem linearen Betrieb des Transistors, wie er aus dem genannten Stand der Technik bekannt ist, signifikant reduziert. Konkret ist der Entladewiderstand so dimensioniert, dass in dem ersten Betriebszustand BZ1 ein Großteil der Verlustleistung bei der Entladung der Kapazität in dem Entladewiderstand und nicht in dem Transistor umgesetzt wird. In dem zweiten Betriebszustand BZ2 wird eine Entladung der Kapazität durch den sperrenden Transistor temporär nicht nur reduziert, sondern unterdrückt. Auch bei sperrendem Transistor - und quasi temporär unterdrückter Entladung der Kapazität - ist eine an dem Transistor umgesetzte Verlustleistung im Vergleich zu einem dauerhafteren Operieren des Transistors in seinem linearen Bereich deutlich reduziert. Dies liegt darin begründet, dass in dem hier vorliegenden Fall die Verlustleistung des Transistors zu einem erheblichen Anteil auf dessen Schaltverluste reduziert wird.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird nun die erfindungsgemäße Entladeschaltung dann, wenn eine Temperatur des an den Transistor und/oder den Entladewiderstand thermisch gekoppelten Thermistors den Temperaturschwellwert TTH unterschreitet, in dem ersten Betriebszustand BZ1 bei durchgeschaltetem Transistor betrieben. Dadurch erfolgt ein Stromfluss in einem Entladepfad, der über eine Reihenschaltung des Entladewiderstandes und des Transistors gebildet wird, dessen Höhe überwiegend über den Entladewiderstand begrenzt wird. Der Entladewiderstand, in geringerem Masse auch der Transistor, und daher ebenfalls der thermisch angekoppelte Thermistor erwärmen sich hierbei. Erreicht oder übersteigt eine Temperatur des Thermistors nun den Temperatur-Schwellwert TTH, SO wird die Entladung der Kapazität nicht nur verringert, sondern zumindest temporär unterdrückt, indem die Entladeschaltung durch ein sprunghaftes Schließen des Schalters in den zweiten Betriebszustand BZ2 bei sperrendem Transistor versetzt wird. Solange nun die Temperatur des Thermistors dem Temperatur-Schwellwert TTH entspricht oder oberhalb des Temperatur-Schwellwertes TTH liegt und die Kapazität noch aufgeladen ist, wird die Entladeschaltung zumindest kurzzeitig in wiederholter Art und Weise über den Gate-Ladewiderstand bei zumindest temporär geöffnetem Schalter in den ersten Betriebszustand BZ1 versetzt, um dann, wenn die Temperatur des Thermistors auch in dem ersten Betriebszustand BZ1 noch den Temperatur- Schwellwert TTH erreicht oder übersteigt, wieder durch ein sprunghaftes Schließen des Schalters in den zweiten Betriebszustand BZ2 bei sperrendem Transistor zu wechseln. Wie auch in Verbindung mit Fig. 1 nochmals detaillierter erläutert, erfolgt dabei ein sich zeitlich wiederholender, insbesondere mehrfach wiederholender transienter Wechsel zwischen dem ersten Betriebszustand BZ1 mit durchgesteuertem Transistor und dem zweiten Betriebszustand BZ2 mit sperrendem Transistor. Dabei ist üblicherweise eine Zeitdauer des zweiten Betriebszustandes BZ2 deutlich größer im Vergleich zu einer Zeitdauer des ersten Betriebszustandes, weswegen bei Temperaturen des Thermistors oberhalb des Temperatur-Schwellwertes im zeitlichen Mittel nur eine vergleichsweise geringe Entladung der Kapazität erfolgt. Erst wenn sich die Temperatur des Thermistors wieder soweit verringert hat, dass sie unterhalb des Temperatur-Schwellwertes TTH liegt, wird der erste Betriebszustand BZ1 dauerhafter aufrechterhalten, zumindest solange aufrechterhalten, bis sich der Thermistor aufgrund eines im länger anhaltenden ersten Betriebszustand BZ1 auch dauerhaft(er) fließenden Entladungsstroms wieder auf eine Temperatur erwärmt hat, die dem Temperatur-Schwellwert TTH entspricht, oder diesen übersteigt.
Zusammengefasst ergibt sowohl bei dem erfindungsgemäßen Verfahren als auch bei der erfindungsgemäßen Entladevorrichtung eine dauerhaft ununterbrochen erfolgende Entladung der Kapazität bei Temperaturen des Thermistors unterhalb des Temperatur- Schwellwertes TTH. Bei einer Temperatur des Thermistors bei oder oberhalb dem Temperatur-Schwellwertes TTH ergibt sich hingegen eine im Zeitmittel überwiegend unterdrückte Entladung der Kapazität, die jedoch wiederholt von vergleichsweise kurzen Entladungspulsen unterbrochen wird. Die Verlustleistung in dem Entladepfad wird zu einem überwiegendem Anteil an dem Entladewiderstand, nicht aber dem Transistor umgesetzt. Da der Entladewiderstand zwischen dem Drain-Anschluss des Transistors und dem ersten Eingangsanschluss der Entladeschaltung angeordnet ist, wird der Transistor nicht, zumindest nur möglichst kurz in seinem linearen Arbeitsbereich betrieben. Die Entladeschaltung kann daher auch bei Entladungen von hohen zwischen den Eingangsanschlüssen anliegenden DC-Spannungen eingesetzt werden. Konkret kann die Entladeschaltung beispielsweise bei DC-Spannungen oberhalb von 400 V, vorteilhafterweise oberhalb von 1000 V, besonders bevorzugt sogar oberhalb von 1400 V eingesetzt werden. Die Entladeschaltung und das Verfahren zu deren Betrieb ist geeignet, selbst bei derartig hohen DC-Spannungen eine hinreichend schnelle Entladung der Kapazität zu gewährleisten, ohne dabei den Transistor einer hohen Belastung auszusetzen, wie sie andernfalls bei überwiegend linearem Betrieb des Transistors auftreten würde. Solche DC-Spannungen sind beispielsweise an einem DC Eingang eines PV-Wechselrichters durchaus üblich, weswegen die Entladeschaltungen auch besonders vorteilhaft in einem PV- Wechselrichter eingesetzt werden kann. Die Entladeschaltung wird aus der aufgeladenen Kapazität elektrisch versorgt. Sie ist daher ausgelegt, auch dann ordnungsgemäß in einem elektrischen Gerät zu operieren, wenn das elektrische Gerät von seiner normalen elektrischen Versorgung getrennt vorliegt. Selbst dann, wenn die Kapazität sich nicht entladen lässt, zum Beispiel weil sie aus einer mit der Kapazität fehlerhafterweise noch verbundenen DC-Quelle wieder aufgeladen wird, ist die Entladeschaltung bzw. deren Komponenten vor einer Beschädigung bzw. Zerstörung infolge des Fehlers geschützt.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in der nachfolgenden Beschreibung und den Unteransprüchen angegeben, deren Merkmale einzeln und in beliebiger Kombination miteinander angewendet werden können.
Das erfindungsgemäße Verfahren kann mit lediglich einem Temperatur-Schwellwert TTH des Thermistors operieren. In diesem Fall erfolgt ein Eintritt „in“ den stationären Betrieb der Entladeschaltung in dem ersten Betriebszustand BZ1 , wie auch ein Austritt „aus“ dem stationären Betrieb der Entladeschaltung in dem ersten Betriebszustand BZ1 bei demselben Temperatur-Schwellwert TTH. In einer vorteilhaften Ausführungsform des Verfahrens kann jedoch der „Austritt aus“ dem stationären Betrieb der Entladeschaltung in dem ersten Betriebszustand BZ1 bei dem Temperatur Schwellwert TTH und der „Eintritt in“ den stationären Betrieb der Entladeschaltung in dem ersten Betriebszustand BZ1 bei einem zweiten Temperatur-Schwellwert TTH, 2 erfolgen. Über den zweiten Temperatur-Schwellwert TTH, 2 und ein damit verbundenes Flystereseverhalten kann ein stabiler und robuster Gesamtbetrieb der Entladeschaltung unterstützt werden. Konkret kann es also vorteilhaft sein, dass das stationäre Betreiben der Entladeschaltung in dem ersten Betriebszustand BZ1 erst dann erfolgt, wenn die Temperatur des Thermistors unter den zweiten Temperatur- Schwellwert TTH,2 gefallen ist, der kleiner als der Temperatur Schwellwert TTH ist. Dabei kann ein Betrieb der Entladeschaltung bei einer Temperatur des Thermistors zwischen dem Temperaturschwelwert TTH und dem zweiten Temperaturschwellwert TTH, 2 von einer kurz zuvor herrschenden Temperatur des Thermistors abhängen. Beispielsweise kann der Betrieb davon abhängig sein, ob der Thermistor aktuell eine Abkühlung oder eine Erwärmung erfährt.
In einer vorteilhaften Variante des Verfahrens kann das Betreiben der Entladeschaltung in Abhängigkeit einer Temperatur des Thermistors solange andauern, bis eine an der Kapazität abfallende, und daher eine an den Eingangsanschlüssen der Entladeschalung anliegende DC-Spannung einen Spannungs-Schwellwert UTH unterschreitet. Der Spannungs-Schwellwert kann einer DC-Spannung von nahezu 0 V entsprechen. Es kann jedoch auch ausreichend sein, wenn die Kapazität sich lediglich auf eine DC-Spannung entladen hat, von der im Falle einer Berührung keine Gefahr ausgeht. In diesem Fall kann der Spannungs- Schwellwert UTH abhängig von entsprechenden Normen z.B. bei 12 V, bei 30V, gegebenenfalls auch bei 60 V liegen.
Der Schalter der Entladeschaltung kann als bistabiler Schalter ausgebildet sein und beispielsweise einen Thyristor umfassen. Ein bistabiler Schalter im Sinne der Anmeldung ist insbesondere ein Schalter, der frei von einem linearen Arbeitsbereich ist. Er umfasst also einen leitenden und einen sperrenden Schaltzustand, aber keinen Übergangsbereich zwischen dem leitenden und dem sperrenden Schaltzustand, bei dem sich ein ohmscher Widerstand in einem Leistungspfad des Schalters kontinuierlich bzw. stetig ändert. Alternativ dazu kann der Schalter aber auch einen linearen Arbeitsbereich aufweisen und beispielsweise einen Transistor, insbesondere einen MOSFET-Transistor oder einen IGBT-Transistor, umfassen. In diesen Fällen kann dann die Triggerschaltung als Kippschaltung ausgebildet sein, die gewährleistet, dass der Schalter bei einem Wechsel seines Schaltzustandes, insbesondere bei einem Wechsel von dem sperrenden in den leitenden Schaltzustand in sprunghafter Art und Weise erfolgt, dass also der gegebenenfalls vorhandene lineare Übergangsbereich rasch durchlaufen wird. Insbesondere kann der Schalter einen Wechsel von seinem sperrenden in seinen leitenden Schaltzustand innerhalb von 10 ps, vorteilhafterweise innerhalb von 5 ps, besonders bevorzugt innerhalb von 1 ps ändern.
In einer Ausführungsform kann die Entladeschaltung zusätzlich eine Spannungsstabilisierungseinheit aufweisen, die beispielsweise eine Zenerdiode oder eine Parallelschaltung aus einer Zenerdiode und einem Pufferkondensator beinhaltet. Dabei ist die Kathode der Zenerdiode mit dem Gate-Anschluss des Transistors und die Anode der Zenerdiode mit dem zweiten Eingangsanschluss verbunden ist. In einer derartigen Verschaltung ist die Spannungsstabilisierungseinheit ausgelegt, ihren Pufferkondensator durch einen von dem ersten Eingangsanschluss ausgehenden Strom über den Gate-Ladewiderstand bis auf einen durch die Zenerdiode vorgegebenen Wert einer DC-Spannung aufzuladen. Dabei sind der Pufferkondensator und der Gate-Ladewiderstand so dimensioniert, dass eine Aufladung des Pufferkondensators auf den durch die Zenerdiode vorgegebenen Wert innerhalb einer Zeitdauer von minimal 0,2 s und maximal 4 s, besonders bevorzugt von minimal 0,5 s und maximal 2 s abgeschlossen ist. Insbesondere dann, wenn der Schalter der Entladeschaltung durch einen Thyristor gebildet ist, kann der Gate- Ladewiderstand vorteilhafterweise so dimensioniert sein, dass ein durch ihn begrenzter, von dem ersten Eingangsanschluss ausgehender Strom bei maximaler an den Eingangsanschlüssen anliegender DC-Spannung kleiner als ein Haltestrom des Thyristors ist. Damit ist sichergestellt, dass der als Thyristor ausgebildete Schalter, wenn er in seinem leitenden Schaltzustand vorliegt, aufgrund des durch ihn fließenden von dem Gate-Ladewiderstand begrenzten Strom wieder in den sperrenden Schaltzustand versetzt werden kann.
Der Thermistor kann als eine Komponente der Triggerschaltung ausgebildet sein, mit anderen Worten die Triggerschaltung kann den Thermistor umfassen. Der Thermistor kann einen Kaltleiter (auch PTC - Widerstand genannt) umfassen. Alternativ dazu kann er vorteilhafterweise jedoch auch als ein Heißleiter (auch NTC-Widerstand genannt) ausgebildet sein. Ein Heißleiter weist üblicherweise eine höhere Zyklenfestigkeit gegenüber einem Kaltleiter auf, kann also bei gleicher thermischer Belastung innerhalb jedes der Belastungszyklen mehrere Belastungszyklen durchlaufen, bevor er aus Sicherheitsgründen ausgetauscht werden sollte. Der Thermistor, gegebenenfalls auch die weitere Komponenten oder alle Komponenten der Triggerschaltung, können in dem Entladepfad angeordnet sein, der über die Reihenschaltung aus Entladewiderstand und Transistor gebildet wird. Indem der Thermistor in dem Entladepfad angeordnet ist, wird er selbst zumindest zu einem Teil von dem Entladestrom durchflossen. Daher erwärmt er sich nicht nur aufgrund seiner thermischen Kopplung zu dem Entladewiderstand und/oder dem Transistor, sondern auch durch den Entladestrom selbst. Dies kann in Bezug auf eine schnelle Reaktion der Triggerschaltung vorteilhaft sein.
Der in dem Entladepfad angeordnete Entladewiderstand kann als einzelner Entladewiderstand ausgebildet sein. Alternativ ist es jedoch auch möglich, dass der Entladewiderstand eine Vielzahl von untereinander seriell und/oder parallel geschalteten Widerständen umfasst. In letzterem Fall wird die umzusetzende Leistung auf mehrere Widerstände verteilt. Dabei kann der Thermistor mit lediglich einem - vorzugsweise einem innerhalb der Vielzahl von Widerständen zentral angeordneten Widerstand -, aber auch mit mehreren der Widerstände thermisch gekoppelt sein.
Die Triggerschaltung kann auf verschiedene Art und Weise realisiert werden. Exemplarisch werden vier vorteilhafte Möglichkeiten zur Umsetzung der Triggerschaltung detailliert in den Fig. 3a - 3c und 4 dargestellt und erläutert, weswegen hier auf die entsprechenden Figuren und Figurenbeschreibungen verwiesen wird.
Ein erfindungsgemäßes elektrisches Gerät umfasst eine Kapazität und eine auf die Kapazität wirkende erfindungsgemäße Entladeschaltung. Dabei ist das elektrische Gerät insbesondere dessen Entladeschaltung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens ausgelegt und eingerichtet. Insbesondere ist das elektrische Gerät mittels der Entladeschaltung eingerichtet, die geräteinterne Kapazität auch in einem Zustand zu entladen, bei dem das Gerät von seiner Energieversorgung getrennt ist.
Bei dem elektrischen Gerät kann es sich insbesondere um einen Photovoltaik (PV) - Wechselrichter handeln. Der PV-Wechselrichter kann als PV-Wechselrichter mit lediglich einem DC-Eingang zum Anschluss eines PV-Strings oder aber als sogenannter Multistring-PV-Wechselrichter mit mehreren jeweils eine Eingangskapazität aufweisenden DC-Eingängen zum Anschluss mehrerer PV-Strings ausgebildet sein. Je nach Art des PV-Wechselrichters kann die Kapazität daher eine oder auch mehrere durch Dioden entkoppelte Eingangskapazitäten des PV- Wechselrichters umfassen. In einem normalen Betrieb des Gerätes ist es oftmals unerwünscht, die Kapazität des elektrischen Gerätes zu entladen, da dies eine Funktionsbeeinträchtigung des Gerätes bedingen kann. Vorteilhafterweise kann das elektrische Gerät daher eine auf den Gate-Anschluss des Transistors wirkende und von einer Steuerung des Gerätes ansteuerbare Schalteinheit aufweisen, die eingerichtet ist, in Abhängigkeit eines Steuersignales der geräteinternen Steuerung eine Entladung der Kapazität zu unterdrücken oder zu ermöglichen. Dabei kann die Schalteinheit beispielsweise einen zwischen dem Gate-Anschluss und dem Source-Anschluss des Transistors angeordneten weiteren Schalter beinhalten, der in Reaktion auf ein Steuersignal der geräteinternen Steuerung den Gate-Anschluss des Transistors niederohmig mit dem Source-Anschluss des Transistors verbindet und so den Transistor der Entladevorrichtung dauerhaft sperrt, wodurch eine Entladung der Kapazität im Betrieb des Gerätes bewusst unterdrückt wird. Alternativ ist es natürlich auch möglich, den weiteren Schalter in Reaktion auf ein entsprechendes Steuersignal der geräteinternen Steuerung zu öffnen, wodurch ein Entladen der geräteinternen Kapazität bewusst initiiert werden kann.
Kurzbeschreibunq der Figuren
Im Folgenden wird die Erfindung mithilfe von Figuren dargestellt. Von diesen zeigen
Fig. 1 eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Entladeschaltung in einer Ausführungsform;
Fig. 2 eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens in Form eines Flussdiagramms;
Fig. 3a eine Triggerschaltung zur Ansteuerung zur Ansteuerung eines als Thyristor ausgebildeten Schalters der Entladeschaltung in einer ersten Ausführungsform.
Fig. 3b eine Triggerschaltung zur Ansteuerung zur Ansteuerung eines als Thyristor ausgebildeten Schalters der Entladeschaltung in einer zweiten Ausführungsform.
Fig. 3c eine Triggerschaltung zur Ansteuerung eines als Thyristor ausgebildeten Schalters der Entladeschaltung in einer dritten Ausführungsform. Fig. 4 eine Triggerschaltung in einer vierten Ausführungsform zur Ansteuerung eines als Transistor ausgebildeten Schalters der Entladeschaltung.
Fiqurenbeschreibunq
In Fig. 1 ist eine Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Entladeschaltung 100 dargestellt. Die Entladeschaltung 100 weist einen Eingang 101 mit einem ersten Eingangsanschluss 101a und einem zweiten Eingangsanschluss 101 b auf, an den eine zu entladene Kapazität 1 angeschlossen ist. Parallel zu dem Eingang 101 und der Kapazität 1 ist ein Entladepfad 10 angeschlossen, der aus einer Reihenschaltung eines Entladewiderstandes 2 und eines feldgesteuerten Transistors (FET, hier: exemplarisch als MOSFET) als Transistor 3 gebildet wird. Der FET 3 ist mit seinem Drain-Anschluss 3D über den Entladewiderstand 2 mit dem ersten Eingangsanschluss 101a verbunden. Ein Source-Anschluss 3S des FET 3 ist mit dem zweiten Eingangsanschluss 101 b verbunden, welcher wiederum mit einem Referenzpotential GND verbunden ist. Weiterhin weist die Entladeschaltung 100 eine Reihenschaltung aus einem Gate-Ladewiderstand 9 und einer Spannungsstabilisierungseinheit 7 auf, die durch eine Parallelschaltung aus einer Zenerdiode ZD1 und einem Pufferkondensator C1 gebildet wird. Dabei ist der Gate-Ladewiderstand 9 mit dem ersten Eingangsanschluss 101a und die Anode der Zenerdiode ZD1 mit dem zweiten Eingangsanschluss 101 b verbunden. Die Katode der Zenerdiode ZD1 - und damit auch ein Verbindungspunkt zwischen dem Gate-Ladewiderstand 9 und der Spannungsstabilisierungseinheit 7 - ist mit dem Gate-Anschluss 3G des FET 3 verbunden.
Parallel zu der Zenerdiode ZD1 ist ein Schalter 6 angeordnet. Der Schalter 6 wird über eine Triggerschaltung 5 angesteuert, was über einen gestrichelt illustrierten, auf den Schalter 6 gerichteten Pfeil symbolisiert ist. Dabei erfolgt die Ansteuerung des Schalters 6 durch die Triggerschaltung 5 in Abhängigkeit einer Temperatur eines Thermistors 4, was in Fig. 1 über einen auf die Triggerschaltung 5 gerichteten Pfeil symbolisiert ist. Zusätzlich kann die Triggerschaltung 5 eingerichtet sein, die Ansteuerung des Schalters 6 auch in Abhängigkeit einer DC-Spannung UGS zwischen dem Gate-Anschluss 3G und dem Source-Anschluss 3S des Transistors 3 durchzuführen. Der Thermistor 4, der in Figur 1 exemplarisch als ein Heißleiter (NTC) dargestellt ist, ist thermisch mit dem Entladewiderstand 2 und/oder mit dem FET 3 gekoppelt. Die thermische Kopplung des Thermistors 4 ist in Fig. 1 über Doppelpfeile symbolisiert. Obwohl der Thermistor 4 und die Triggerschaltung 5 in Fig. 1 jeweils als separate Bauteile gezeigt sind, kann der Thermistor 4 integraler Bestandteil der Triggerschaltung 5 sein.
In einer Ausführungsform ist der Entladeschaltung 100 ist es möglich - aber nicht zwingend erforderlich den Thermistor 4 und zumindest Teile der Triggerschaltung 5, gegebenenfalls auch die gesamte Triggerschaltung 5 in dem Entladepfad 10 anzuordnen. Zwei mögliche Varianten zu einer derartigen Verschaltung innerhalb des Entladepfades 10 sind in Figur 1 durch die gestrichelt dargestellten optionalen Schaltungspositionen 13, 14 mit ihren jeweiligen Anschlusspunkten 13a, 13b bzw. 14a, symbolisiert. Auf die Schaltungspositionen 13, 14 und deren Anschlusspunkte wird in Verbindung mit den in Fig. 3a - 3c und 4 dargestellten unterschiedlichen Ausführungsformen der Triggerschaltungen 5 Bezug genommen.
In Fig. 2 ist eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens in Form eines Flussdiagramms dargestellt, wie es mit einer in einem Gerät, beispielsweise einem PV-Wechselrichter, eingebauten Entladeschaltung gemäß Fig.1 durchgeführt werden kann. Das Verfahren startet mit einem Verfahrensschritt S1 . Das die Entladeschaltung umfassende elektrische Gerät wird in einem Verfahrensschritt S2 zunächst in seinem normalen Betrieb betrieben. Während des normalen Betriebs ist die Entladeschaltung 100 deaktiviert. In einem dritten Verfahrensschritt S3 erfolgt ein Ausschalten des Gerätes, wobei automatisch die Entladeschaltung 100 aktiviert wird. Dies kann beispielsweise über ein Ausbleiben eines ansonsten im normalen Betrieb des Gerätes an einer Schalteinheit anliegenden Steuersignales erfolgen, die den Gate-Anschluss 3G des Transistors 3 niederimpedant mit seinem Source-Anschluss 3S verbindet, wodurch eine Entladung der geräteinternen Kapazität 1 im normalen Betrieb des Gerätes unterdrückt wird. In einem vierten Verfahrensschritt S4 wird überprüft, ob eine an dem Eingang 101 der Entladeschaltung 100 anliegende Eingangsspannung Uein einen Spannungs-Schwellwert UTH unterschreitet. Ist dies nicht der Fall, so ist die an den Eingang 101 angeschlossener Kapazität 1 noch nicht ausreichend entladen und das Verfahren verzweigt zu einem fünften Verfahrensschritt S5. In dem fünften Verfahrensschritt S5 wird überprüft, ob eine Temperatur T des Thermistors 4 kleiner als ein Temperatur-Schwellwert TTH ist. Ist dies der Fall, so verzweigt das Verfahren zu einem sechsten Verfahrensschritt S6, bei dem die Entladeschaltung 100 in dem ersten Betriebszustand BZ1 bei durchgeschalteten Transistor 3 betrieben wird. Die Kapazität 1 wird durch einen ununterbrochenen Stromfluss entladen. Das Verfahren verzweigt vom sechsten Verfahrensschritt S6 zurück zum vierten Verfahrensschritt S4. Ist bei der Überprüfung in dem fünften Verfahrensschritt S5 hingegen die Temperatur T des Thermistors 4 größer oder gleich dem Temperaturschwellwert TTH, SO verzweigt das Verfahren zu einem siebten Verfahrensschritt S7, bei dem die Entladeschaltung 100 alternierend zwischen dem zweiten Betriebszustand BZ2 bei sperrendem Transistor 3 und dem ersten Betriebszustand BZ1 bei durchgeschalteten Transistor 3 hin und her wechselt. Dabei wird üblicherweise der erste Betriebszustand BZ1 deutlich kürzer eingenommen als der zweite Betriebszustand BZ2. Infolgedessen wird die Kapazität 1 durch einen zyklisch unterbrochenen diskontinuierlichen Stromfluss entladen. Da die Zeiträume, in denen der erste Betriebszustandes BZ1 eingenommen wird üblicherweise deutlich kleiner sind als die Zeiträume, in denen der zweite Betriebszustand BZ2 vorliegt, erfolgt jedoch keine signifikante Entladung der Kapazität 1 in dem siebten Verfahrensschritt S7. Von dem siebten Verfahrensschritt S7 verzweigt das Verfahren wieder zurück zu dem vierten Verfahrensschritt S4. Wird nun in dem vierten Verfahrensschritt S4 festgestellt, dass die an dem Eingang 101 anliegende DC-Spannung Uein kleiner als der Spannungs-Schwellwert UTH ist, so ist die an die Entladeschaltung 100 angeschlossener Kapazität 1 ausreichend entladen und das Verfahren wird in einem achten Verfahrensschritt S8 beendet.
In dem Flussdiagramm ist eine Schleife der Verfahrensschritte S4 - S7 in separierten Blöcken dargestellt, um die Funktion des Verfahrens zu erläutern. Gemäß dem Verfahren ist es jedoch möglich, und bei einer weitgehend analog operierenden Entladeschaltung auch üblich, dass die Verfahrensschritte S4 - S7 innerhalb der Schleife nahezu simultan durchlaufen werden.
In Fig. 3a ist eine erste Ausführungsform einer Triggerschaltung 5 dargestellt, wie sie beispielsweise innerhalb der Entladeschaltung 100 in Fig. 1 verwendet werden kann. Der Schalter 6 der Entladeschaltung 100 ist hier als Thyristor 11 ausgebildet. Die Triggerschaltung 5 weist eine Parallelschaltung aus dem Kaltleiter 21 und einer Reihenschaltung aus einer zweiten Zenerdiode ZD2 und einem zweiten Widerstand R2 auf. Dabei ist ein Verbindungspunkt 28 zwischen der zweiten Zenerdiode ZD2 und dem zweiten Widerstand R2 mit einem Steueranschluss 11 G des als Thyristor 11 ausgebildeten Schalters 6 verbunden. Die Triggerschaltung 5 kann an der zweiten Schaltungsposition 14 innerhalb des Entladepfades 10 der Entladeschaltung 100 zwischen dem Source-Anschluss 3S des Transistors 3 und dem Referenzpotential GND bzw. dem Referenzpotential GND angeordnet sein. Dies ist über die in Fig. 3a ebenfalls eingezeichneten Anschlusspunkte 14a, 14b symbolisiert, die den
Anschlusspunkten innerhalb der Fig. 1 entsprechen. Zusätzlich ist von den Anschlusspunkten 14a, 14b jeweils ein Pfeil auf den Source-Anschluss 3G bzw. das Referenzpotential GND gerichtet, was die Anordnung der Triggerschaltung 5 innerhalb der Entladeschaltung 100 nochmals kennzeichnet.
Der Kaltleiter 21 als Thermistor 4 wird während des ersten Betriebszustandes BZ1 von dem in dem Entladepfad 10 fließenden Strom durchflossen. Er erwärmt sich daher sowohl aufgrund der thermischen Kopplung mit dem Entladewiderstand 2 und/oder dem Transistor 3 als auch infolge des ihn durchsetzenden Stroms. Durch die Erwärmung des Kaltleiters 21 steigt sein ohmscher Widerstand und damit der Spannungsabfall zwischen den Anschlusspunkten 14a, 14b. Übersteigt der Spannungsabfall einen durch die zweite Zenerdiode ZD2 definierten Schwellwert, so erhält der Thyristor 11 an seinem Steueranschluss 11 G ein Spannungssignal und wird gezündet, wodurch er sprungartig in seinen leitfähigen Zustand versetzt wird. Entsprechend wird der Steueranschluss 3G des Transistors 3 mit seinem Source- Anschluss 3S verbunden, wodurch der Pufferkondensator C1 der Spannungsstabilisierungseinheit 7 entladen wird und der Transistor 3 in seinen sperrenden Zustand versetzt wird. Nach Entladung des Pufferkondensators C1 fließt der durch den Gate-Ladewiderstand 9 limitierte Strom von dem ersten Eingangsanschluss 101a durch den Thyristor 11. Dieser ist jedoch kleiner als ein Haltestrom des Thyristors, wodurch der Thyristor 11 wieder in seinen sperrenden Zustand versetzt wird. Der durch den Gate-Ladewiderstand 9 limitierte Strom beginnt nun, den Pufferkondensator C1 auf den durch die Zenerdiode ZD1 festgelegten Wert aufzuladen. Die Spannung an dem Gate-Anschluss 3G des Transistors 3 steigt entsprechend und der Transistor 3 wird wieder durchgesteuert. Wenn die Temperatur des Thermistors 4 weiterhin zumindest dem Temperaturschwellwert TTH entspricht oder diesen übersteigt, so wird der Thyristor 11 unmittelbar wieder gezündet und in seinen leitfähigen Schaltzustand versetzt. Dieser alternierende Wechsel wiederholt sich nun solange, bis die Temperatur des Thermistors 4 den Temperatur-Schwellwert TTH unterschreitet, wodurch der Transistor 3 wieder dauerhafter durchgesteuert bleibt. Ist die Kapazität 1 ausreichend entladen, so wird die Entladeschaltung 100 nicht mehr versorgt und das Verfahren automatisch beendet.
In Fig. 3b ist eine zweite Ausführungsform der Triggerschaltung 5 dargestellt, die ebenfalls ein der zweiten Schaltungsposition 14 innerhalb des Entladepfades angeordnet werden kann. Sie ähnelt in ihrem Aufbau und ihrem funktionellen Verhalten der in Fig. 3a dargestellten ersten Ausführungsform. Im Folgenden werden daher hauptsächlich die Unterschiede zu der ersten Ausführungsform dargestellt.
Die zweite Ausführungsform der Triggerschaltung 5 weist eine Parallelschaltung aus einer dritten Zenerdiode ZD3 und einer Reihenschaltung aus einem Fleißleiter 22 und einem dritten Widerstand R3 auf. Dabei ist ein Verbindungspunkt 29 zwischen dem Fleißleiter 22 und dem dritten Widerstand R3 und mit einem Steueranschluss 11G des als Thyristor 11 ausgebildeten Schalters 6 verbunden.
In der zweiten Ausführungsform wird der Spannungsabfall zwischen den Anschlusspunkten 14a, 14b durch die dritte Zenerdiode ZD3 vorgegeben. Bei einer Erwärmung des Fleißleiters 22 nimmt dessen ohmscher Widerstand ab und eine an dem Verbindungspunkt 29 anliegende Spannung steigt relativ zu dem Referenzpotential GND an. Bei Erreichen eines für den Thyristor 11 erforderlichen Spannungs-Schwellwertes wird der Thyristor 11 gezündet und in seinen leitfähigen Zustand versetzt. Das weitere Funktionsverhalten, auch der alternierende Wechsel zwischen dem leitenden und dem sperrenden Schaltzustand des Thyristors 11 entspricht dem bereits in Fig. 3a beschriebenen Verhalten, jedoch mit dem Unterschied, dass ein Anheben der Spannung an dem Verbindungspunkt 29 durch eine Verringerung des ohmschen Widerstandes des Fleißleiters 22, und nicht wie in Fig. 3a durch eine Vergrößerung des ohmschen Widerstandes des Kaltleiters verursacht wird. Daher wird zu dem prinzipiellen Funktionsverhalten auf die Ausführungen in der Beschreibung der Fig. 3a verwiesen.
In Fig. 3c ist eine dritte Ausführungsform der Triggerschaltung 5 illustriert. Die dritte Ausführungsform der Triggerschaltung 5 umfasst einen Optokoppler 23. Die Triggerschaltung 5 ist hier nicht vollständig, sondern nur teilweise in dem Entladepfad 10 angeordnet. Konkret ist ein erster in Fig. 3c links dargestellter Teil an der ersten Schaltungsposition 13 zwischen dem Transistor 3 und dem Entladewiderstand 2 angeordnet, was wiederum über entsprechend eingezeichnete Anschlusspunkte 13a 13b symbolisiert ist, die auch den Anschlusspunkten 13a, 13b innerhalb der Fig. 1 entsprechen. Der erste Teil der Triggerschaltung 5 weist einen ähnlichen Aufbau wie die in Figur 3B gezeigte zweite Ausführungsform der Triggerschaltung auf und umfasst eine vierte Zenerdiode ZD4, die parallel zu einer Reihenschaltung aus einem vierten Widerstand R4 und einem Fleißleiter 22 als Thermistor 4 geschaltet ist. Parallel zu dem vierten Widerstand R4 ist eine Reihenschaltung aus einer fünften Zenerdiode ZD5 und einer Diode des Optokopplers 23 angeordnet. Ein weiterer Teil der Triggerschaltung 5 umfasst eine Reihenschaltung aus einem fünften Widerstand R5, einem dem Optokoppler 23 zugeordneten Transistor und einem sechsten Widerstand R6. Die Reihenschaltung ist mit einem Ende (hier erster Anschlusspunkt 15a) mit dem ersten Eingangsanschluss 101a und mit dem anderen Ende (hier: weiterer Anschlusspunkt 15b) mit dem Referenzpotential GND verbunden.
Der links dargestellte Teil der Triggerschaltung 5 operiert ähnlich, wie die zweite Ausführungsform gemäß Fig. 3b. Bei einer Erwärmung des Fleißleiters 22 steigt eine an dem Verbindungspunkt 30 anliegende Spannung relativ zu einer an dem Anschlusspunkt 13b anliegenden Spannung. Überschreitet die Spannung an dem Verbindungspunkt 30 einen durch die fünfte Zenerdiode ZD5 vorgegebenen Schwellwert, so resultiert ein Stromfluss durch die Diode des Optokopplers 23, wodurch der - zuvor gesperrte - Transistor des Optokopplers 23 durchgesteuert wird. Flierdurch wird eine an dem weiteren Verbindungspunkt 31 anliegende DC-Spannung relativ zu dem am weiteren Anschlusspunkt 15b anliegenden Referenzpotenzial angehoben, wodurch der als Thyristor 11 ausgebildete Schalter 6 gezündet und in seinen leitenden Schaltzustand versetzt wird. Auch hier ist das sich mit dem Schließen und Öffnen des Schalters 6 verbundene Funktionsverhalten in Bezug auf ein Versetzen der Entladeschaltung 100 in den ersten Betriebszustand BZ1 bei durchgesteuertem Transistors 3 und ein Betrieb mit einem alternierenden Wechsel zwischen dem zweiten und dem ersten Betriebszustand BZ2, BZ1 prinzipiell gleich dem Funktionsverhalten der ersten Ausführungsform, weswegen hier auf die Ausführungen unter Fig. 3a verwiesen wird. In Fig. 4 ist eine vierte Ausführungsform der Triggerschaltung 5 dargestellt, die im Gegensatz zu den vorher beschriebenen Ausführungsformen nicht in dem Entladepfad 10 der Entladeschaltung 100 angeordnet ist. Hingegen ist sie mit einem ersten Anschlusspunkt 16a mit dem Gate-Anschluss 3G des Transistors 3 verbunden, was in Fig. 4 über einen von dem Anschlusspunkt 16a ausgehenden und auf 3G gerichteten Pfeil symbolisiert ist. Ein zweiter Anschlusspunkt 16b der Triggerschaltung 5 ist mit dem Referenzpotential GND der Entladeschaltung verbunden, was in Fig. 4 über einen von dem zweiten Anschlusspunkt 16b ausgehenden und auf GND gerichteten Pfeil symbolisiert ist. Die vierte Ausführungsform der Triggerschaltung 5 ist als eine Kippschaltung ausgelegt, und wirkt steuernd auf einen Transistor 12 als Schalter 6. Die Triggerschaltung 5 beinhaltet eine sogenannte Schmitt-Triggerschaltung 32. Die Schmitt-Triggerschaltung 32 weist eine Widerstandsbrücke aus einem Heißleiter 22 als Thermistor 4, einem siebten R7, einem achten R8 und einem neunten Widerstand R9 auf. Dabei ist ein Verbindungspunkt einer Reihenschaltung aus dem siebten Widerstand R7 und dem Heißleiter 22 mit einem positiven Eingang eines Operationsverstärker 35, sowie ein Verbindungspunkt einer Reihenschaltung aus dem achten R8 und dem neunten Widerstand R9 mit einem negativen Eingang des Operationsverstärker 35 verbunden. Ein Ausgang des Operationsverstärkers 35 ist über einen zehnten Widerstand R10 in Form einer Mitkopplung mit dem Verbindungspunkt des siebten Widerstandes R7 und des Heißleiters 22 verbunden. Die Schmitt-Triggerschaltung 32 wird versorgt aus einer Spannungsstabilisierungsschaltung 33 umfassend eine Parallelschaltung aus einer sechsten Zenerdiode ZD6 und einen zweiten Pufferkondensator C2. Dabei wird die Spannungsstabilisierungsschaltung 32 aus einer an dem Gate-Anschluss 3G des Transistors 3 anliegenden Spannung gespeist, und zwar über eine Reihenschaltung aus einem elften Wderstand R11 und einer zweiten Diode D2, die mit dem ersten Anschlusspunkt 16a der Triggerschaltung 5 verbunden ist. Zudem ist der Ausgang des Operationsverstärkers 35 mit einem Gate-Anschluss 12G des Schalters 6 verbunden, der in Fig. 4 als weiterer Transistor 12, konkret als weiterer FET 12, ausgebildet ist. Alternativ kann der weitere Transistor 12 auch als bipolarer Transistor ausgebildet sein, optional auch zusammen mit dem Operationsverstärker 35 in einer integrierten Schaltung (IC) vorliegen. Durch die Schmitt-Triggerschaltung wird ein Hystereseverhalten in Bezug auf einen Wechsel in den Schaltzuständen des weiteren Transistors 12 in Abhängigkeit der Temperatur des Thermistors 4 generiert. Konkret wird liegt der weitere Transistor 12 bei einer geringen Temperatur T des Thermistors 4 in einem sperrenden Schaltzustand vor. Die Entladeschaltung 100 wird hierdurch in dem ersten Betriebszustand BZ1 bei durchgeschaltetem Transistor 3 betrieben. Mit zunehmender Temperatur des Entladewiderstandes 2 und/oder des Transistors 3 wird der Thermistors 4 erwärmt und der Widerstand des Heißleiters 22 verringert sich. Bei Erreichen oder Überschreiten des Temperatur-Schwellwertes TTH erfolgt ein sprungartiger Wechsel der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 35 von einem „Low-Signal“ auf ein „High-Signal“, wodurch der weitere Transistor 12 durchgeschaltet wird. Hierdurch wird der Gate-Anschluss 3G des Transistors 3 mit dem Referenzpotential GND verbunden und die Entladeschaltung 100 in den zweiten Betriebszustand BZ2 bei sperrendem Transistor 3 versetzt. Bei einer Abkühlung des Thermistors 4 hingegen verringert sich der Widerstand des Heißleiters 22. Bei Erreichen oder Unterschreiten eines zweiten Temperatur-Schwellwertes TTH, 2 erfolgt ein sprungartiger Wechsel der Ausgangsspannung von dem „High-Signal auf das „Low-Signal“ wodurch der weitere Transistor 12 gesperrt wird, und die Entladeschaltung 100 wieder in den ersten Betriebszustand BZ1 versetzt wird. Dabei ist der zweite Temperatur-Schwellwert TTH, 2 kleiner als der Temperatur-Schwellwert TTH, das heißt es gilt TTH, 2 < TTH. Ein derartiges Hysterese-Verhalten ist üblicherweise im Hinblick auf einen robusten und stabilen Gesamtbetrieb der Entladeschaltung 100 vorteilhaft.
Auch dann, wenn die Temperatur T bei Erwärmung des Thermistors 4 größer oder gleich dem Temperatur-Schwellwert TTH ist, oder die Temperatur T bei Abkühlung des Thermistors 4 größer oder gleich dem zweiten Temperatur-Schwellwert TTH, 2 ist, erfolgt wiederholter alternierender Wechsel zwischen dem zeitlich überwiegendem eingenommenen zweiten Betriebszustand BZ2 bei sperrendem Transistor 3 und einem lediglich kurzzeitig eingenommenen ersten Betriebszustand BZ1 bei durchgeschaltetem Transistor 3. Dabei ergibt sich der alternierende Wechsel aus Folgendem Grund: Bei durchgeschaltetem Schalter 6 wird die an dem Gate-Anschluss des Transistors 3 anliegende DC-Spannung auf das Referenzpotenzial GND gesetzt, wodurch auch der Operationsverstärker 35 seine elektrische Versorgung verliert. Er wird lediglich nur noch so lange weiter versorgt, wie durch eine an dem Pufferkondensator C2 der Spannungsstabilisierungseinheit 33 anliegende DC- Spannung ermöglicht wird. Da sich der Pufferkondensator C2 jedoch unter anderem aufgrund eines Energieverbrauchs der Schmitt-Triggerschaltung 32 entlädt, wird bei Unterschreiten einer minimalen DC-Spannung der Operationsverstärker 35 deaktiviert und der weitere Transistor 12 als Schalter 6 wieder in seinen sperrenden Schaltzustand versetzt. Dieser Schaltzustand des Schalters 6 liegt jedoch nur kurzzeitig vor, wenn die Temperatur T des Thermistors 4 einem dauerhaften Betrieb der Entladeschaltung 100 in dem ersten Betriebszustand BZ1 nicht entspricht. Vielmehr wird bei kurzzeitig sperrendem Schalter 6 der Gate-Anschluss 3G über den Gate-Ladewiderstand 9, sowie damit auch die Spannungsstabilisierungseinheit 33 wieder aufgeladen und der Schalter 6 wieder in seinen leitenden Schaltzustand versetzt. Zusammengefasst ergibt sich auch in der vierten Ausführungsform der Triggerschaltung 5 der oben erwähnte alternierende Wechsel zwischen dem zeitlich überwiegend vorliegendem zweiten Betriebszustand BZ2 und dem zeitlich kurz vorliegenden ersten Betriebszustand BZ1 der Entladeschaltung 100.
Bezuqszeichenliste
1 Kapazität
2 Entladewiderstand
3 Transistor
3G Gate-Anschluss
3D Drain-Anschluss
3S Source-Anschluss
4 Thermistor (PTC, NTC)
5 Triggerschaltung
6 Schalter 7 Spannungsstabilisierungseinheit
9 Gate-Ladewiderstand
10 Entladepfad 11 Thyristor
11 G Steueranschluss 12 MOSFET 12G Gate-Anschluss 13, 14 Schaltungsposition (der Triggerschaltung) 13a, 13b Anschlusspunkt (der Triggerschaltung) 14a, 14b Anschlusspunkt (der Triggerschaltung) 15a, 15b Anschlusspunkt (der Triggerschaltung) 16a, 16b Anschlusspunkt (der Triggerschaltung) 21 Kaltleiter (PTC) 22 Heißleiter (NTC) 23 Optokoppler
28, 29, 30, 31 Verbindungspunkt
32 Schmitt-Triggerschaltung
33 Spannungsstabilisierungseinheit 35 Operationsverstärker
ZD1 - ZD6 Zenerdiode R1 — R11 Widerstand D1, D2 Diode C1, C2 Pufferkondensator
TTH, TTH,2 Temperatur-Schwellwert 100 Entladeschaltung 101 Eingang
101a, 101b Eingangsanschluss S1-S8 Verfahrensschritt

Claims

Patentansprüche
1. Entladeschaltung (100) zum Entladen einer Kapazität (1 ) umfassend
- einen Eingang (101) mit einem ersten Eingangsanschluss (101a) und einem zweiten Eingangsanschluss (101b) zum Verbinden mit jeweils einem Anschluss der Kapazität (1),
- einen Transistor (3), dessen Drain-Anschluss (3D) über einen Entladewiderstand (2) mit dem ersten Eingangsanschluss (101a) und dessen Source-Anschluss (3S) mit dem zweiten Eingangsanschluss (101b) verbunden ist,
- einen Gate-Ladewiderstand (9) der den ersten Eingangsanschluss (101a) mit einem Gate-Anschluss (3G) des Transistors (3) verbindet,
- einen thermisch mit dem Entladewiderstand (2) und/oder dem Transistor (3) gekoppelten Thermistor (4), und
- einen Schalter (6) mit einem leitenden und einem sperrenden Schaltzustand, der den Gate-Anschluss (3G) mit dem zweiten Eingangsanschluss (101b) verbindet, und ausgelegt ist, seinen Schaltzustand in Reaktion auf ein Triggersignal zu verändern, und
- eine Triggerschaltung (5) zur Steuerung des Schalters (6), die ausgelegt ist, das Triggersignal für den Schalter (6) in Abhängigkeit einer Temperatur des Thermistors (4) zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass die Entladeschaltung (100) eingerichtet ist, aus einer an den Eingangsanschlüssen (101a, 101b) anliegenden Spannung versorgt zu werden, und dass
- der Schalter (6) und/oder eine Kombination aus der Triggerschaltung (5) und dem Schalter (6) eingerichtet ist, den Schaltzustand des Schalters (6) in Reaktion auf das Triggersignal sprungartig von dem sperrenden in den leitenden Schaltzustand zu verändern, um einen transienten Wechsel von einem ersten Betriebszustand BZ1 der Entladeschaltung (100) bei durchgesteuertem Transistor (3) in einen zweiten Betriebszustand BZ2 der Entladeschaltung (100) bei sperrendem Transistor (3) zu generieren.
2. Entladeschaltung (100) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (6) bistabil ist und beispielsweise einen Thyristor (11) umfasst.
3. Entladeschaltung (100) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (6) einen Transistor (12), insbesondere einen MOSFET-Transistor oder einen IGBT-Transistor umfasst, und die Triggerschaltung (5) als Kippschaltung ausgebildet ist.
4. Entladeschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Thermistor (4) einen Heißleiter (22) umfasst.
5. Entladeschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Thermistor (4) einen Kaltleiter (21) umfasst.
6. Entladeschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Thermistor (4), gegebenenfalls auch die Triggerschaltung (5), in einem Entladepfad (10) angeordnet ist, der über die Reihenschaltung aus Entladewiderstand (2) und Transistor (3) gebildet wird.
7. Entladeschaltung (100) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Entladeschaltung (100) zusätzlich eine Spannungsstabilisierungseinheit (7) aufweist, die eine Zenerdiode (ZD1 ) oder eine Parallelschaltung aus einer Zenerdiode (ZD1) und einem Pufferkondensator (C1), beinhaltet, wobei die Kathode der Zenerdiode (ZD1 ) mit dem Gate-Anschluss (3G) des Transistors (3) und die Anode der Zenerdiode (ZD1) mit dem zweiten Eingangsanschluss (101b) verbunden ist.
8. Entladeschaltung (100) nach einem der vorangehenden Ansprüche, soweit zurückbezogen auf Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (6) als Thyristor (11) ausgebildet ist und die Triggerschaltung (5) eine Parallelschaltung aus dem Kaltleiter (21) und einer Reihenschaltung aus einer zweiten Zenerdiode (ZD2) und einem zweiten Widerstand (R2) aufweist, wobei ein Verbindungspunkt (28) zwischen der zweiten Zenerdiode (ZD2) und dem zweiten Widerstand (R2) mit einem Steueranschluss (11 G) des als Thyristor (11) ausgebildeten Schalters (6) verbunden ist.
9. Entladeschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Triggerschaltung (5) eine Parallelschaltung aus einer dritten Zenerdiode (ZD3) und einer Reihenschaltung aus dem Heißleiter (22) und einem dritten Widerstand (R3) aufweist, wobei ein Verbindungspunkt (29) zwischen dem Heißleiter (22) und dem dritten Widerstand (R3) mit einem Steueranschluss (11 G) des als Thyristor (11) ausgebildeten Schalters (6) verbunden ist.
10. Entladeschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Triggerschaltung (5) einen Optokoppler (23) umfasst.
11. Entladeschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Triggerschaltung (5) als eine Kippschaltung ausgelegt ist und insbesondere eine Schmitt-Triggerschaltung (32) umfasst.
12. Entladeschaltung (100) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Entladewiderstand (2) eine Vielzahl von untereinander seriell und/oder parallel geschalteten Widerständen umfasst.
13. Verfahren zum Entladen einer Kapazität (1 ) über eine Entladeschaltung (100) nach einem der vorangehenden Ansprüche, die einen ersten Betriebszustand BZ1 mit geöffnetem Schalter (6) und durchgesteuertem Transistor (3), und einen zweiten Betriebszustand BZ2 mit geschlossenem Schalter (6) und gesperrtem Transistor (3) aufweist, mit den Schritten:
Betreiben der Entladeschaltung (100) in Abhängigkeit einer Temperatur des Thermistors (4) in einem aus dem ersten BZ1 und dem zweiten Betriebszustand BZ2, wobei die Entladeschaltung (100) stationär in dem ersten Betriebszustand BZ1 betrieben wird, wenn eine Temperatur des Thermistors (4) unterhalb eines Temperatur-Schwellwertes TTH liegt, und wobei die Entladeschaltung (100) mit einem sich wiederholendem Wechsel zwischen dem ersten Betriebszustand BZ1 und dem zweiten
Betriebszustand BZ2 betrieben wird, wenn die Temperatur des Thermistors (4), größer oder gleich dem Temperatur-Schwellwert TTH ist, so dass der Transistor (3) in wiederholter Art und Weise zwischen dem durchgesteuerten und dem gesperrten Zustand wechselt
14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei das stationäre Betreiben der
Entladeschaltung (100) in dem ersten Betriebszustand BZ1 erst dann erfolgt, wenn die Temperatur des Thermistors (4) unter einen zweiten Temperatur-Schwellwert TTH, 2 gefallen ist, der kleiner als der Temperatur Schwellwert TTH ist, und wobei ein Betrieb der Entladeschaltung (100) bei einer Temperatur des Thermistors (4) zwischen dem Temperaturschwelwert TTH und dem zweiten Temperaturschwellwert TTH,2 abhängig davon ist, ob der Thermistor (4) eine Abkühlung oder eine Erwärmung erfährt.
15. Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, wobei das Betreiben der Entladeschaltung (100) in Abhängigkeit einer Temperatur des Thermistors (4) solange andauert, bis eine an der Kapazität (1) abfallende DC-Spannung einen Spannungs-Schwellwert UTH unterschreitet.
16. Elektrisches Gerät, dadurch gekennzeichnet, dass das Gerät eine Kapazität (1) und eine auf die Kapazität (1) wirkende Entladeschaltung (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 11 umfasst, und zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 13 bis 15 eingerichtet ist, und
- wobei das Gerät mittels der Entladeschaltung (100) eingerichtet ist, die geräteinterne Kapazität (1) auch in einem Zustand zu entladen, bei dem das Gerät von seiner Energieversorgung getrennt ist.
17. Elektrisches Gerät nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Gerät als ein Photovoltaik (PV) - Wechselrichter ausgebildet ist, bei dem die Kapazität (1) über eine oder mehrere durch Dioden entkoppelte Eingangskapazitäten des PV-Wechselrichters gebildet wird.
18. Elektrisches Gerät nach Anspruch 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass das Gerät eine auf den Gate-Anschluss (3G) des Transistors (3) wirkende von einer Steuerung des Gerätes ansteuerbare Steuerschaltung aufweist, die eingerichtet ist, in Abhängigkeit eines Steuersignales der geräteinternen Steuerung eine Entladung der Kapazität (1) zu unterdrücken oder zu ermöglichen.
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