WO2022168218A1 - 通信装置及び通信方法 - Google Patents

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WO2022168218A1
WO2022168218A1 PCT/JP2021/004050 JP2021004050W WO2022168218A1 WO 2022168218 A1 WO2022168218 A1 WO 2022168218A1 JP 2021004050 W JP2021004050 W JP 2021004050W WO 2022168218 A1 WO2022168218 A1 WO 2022168218A1
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WO
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burst frame
phase noise
frame signal
phase
olt
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PCT/JP2021/004050
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French (fr)
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サンヨプ キム
淳一 可児
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日本電信電話株式会社
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    • H04L2027/0063—Elements of loops
    • H04L2027/0067—Phase error detectors

Definitions

  • the present invention relates to a communication device and a communication method.
  • G-PON standardized by IEEE802.3, ITU-T G.2.
  • G-PON standardized as 984 series has been commercialized.
  • ONUs optical network units
  • ONT optical line terminal
  • the upstream signal from each ONU is modulated with On-Off Keying (OOK), which is a binary value of ON/OFF, and transmitted as a burst frame signal in a predetermined time slot.
  • OLK On-Off Keying
  • Uplink burst frame signals from a plurality of ONUs are multiplexed by time division multiple access (TDMA) and sent to the OLT.
  • TDMA time division multiple access
  • the OLT receives upstream signals by direct detection.
  • a TDMA type PON such as GE-PON and G-PON
  • the OLT when an ONU is first connected to the PON, the OLT provides identification information (ONU ID) to the ONU by a function called discovery (or ranging). Also, the distance from the ONU to the OLT is measured. Using this information, dynamic bandwidth allocation (DBA) is performed so that the OLT arrival times of burst frame signals from each ONU do not overlap.
  • DBA dynamic bandwidth allocation
  • phase/intensity modulation with four or more values can allocate a large number of bits to one symbol, and is therefore excellent in speeding up.
  • digital coherent demodulation amplifies the received signal from the power of the local oscillation light, so it is excellent in increasing the number of branches of the optical splitter and extending the length. Therefore, by applying multilevel modulation and digital coherent demodulation, it is possible to achieve both high speed and long extension.
  • the burst frame signals of each ONU are generated from laser light sources with different oscillation characteristics.
  • Oscillation characteristics differ, for example, due to differences in operating temperature and vibration state, reasons for manufacturing semiconductors of electric/optical devices, and the like. Therefore, there is a problem that different phase noise exists for each ONU in the multilevel phase modulated burst frame signal received by the OLT having one local oscillation light.
  • Non-Patent Document 1 Optical Phase-Locked Loop
  • OPLL Optical Phase-Locked Loop
  • Non-Patent Document 1 uses a special laser light source to suppress phase noise, but it is premised on the addition of high-precision electrical and optical devices. Therefore, there is a problem that the system configuration becomes complicated and realization is difficult.
  • One aspect of the present invention is a receiving unit that coherently receives burst frame signals from a plurality of other communication devices, and a block length of a moving average filter in carrier phase synchronization so as to minimize the amount of phase noise in the burst frame signals. and a control unit that changes the .
  • An aspect of the present invention includes a receiving step of coherently receiving burst frame signals from a plurality of other communication devices, and a block length of a moving average filter in carrier wave phase synchronization so as to minimize the amount of phase noise of the burst frame signals. and a control step of changing .
  • the present invention it is possible to allow different phase noise for each ONU with respect to the multilevel phase modulated burst frame signal while suppressing complication of the system configuration.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a TDMA-PON system 1 according to a first embodiment of the invention
  • FIG. It is a block diagram which shows the structure of OLT3 in the 1st Embodiment of this invention.
  • 4 is a flow chart showing the operation of the OLT 3 according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of an OLT 3a according to the second embodiment of the present invention
  • FIG. 9 is a flow chart showing the operation of an OLT 3a according to the second embodiment of the present invention
  • FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of an OLT 3b according to the third embodiment of the present invention
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a TDMA-PON system 1 according to the first embodiment of the invention.
  • the TDMA-PON system 1 includes a plurality of multilevel ONUs 2, an OLT 3, a plurality of optical power splitters 4, and an optical fiber 5.
  • a plurality of multilevel ONUs 2 and OLT 3 are connected by an optical fiber 5 .
  • the optical fiber 5 is split and coupled by the optical power splitter 4 .
  • the multilevel phase modulation ONU 2 includes an upstream laser light source 21 , a wavelength locker 22 and a multilevel modulation section 23 .
  • Each multilevel phase modulation ONU 2 has an upstream laser light source 21 different from each other.
  • the OLT 3 is configured including a local oscillation light source 301 .
  • the wavelength locker 22 synchronizes the wavelength of the laser light output from the upstream laser light source 21 with the local oscillation light output from the local oscillation light source 301 of the OLT 3 .
  • the multi-level modulation unit 23 multi-level modulates the laser light output from the wavelength locker 22 to generate an upstream burst frame signal.
  • OOK modulation which is not affected by phase noise, is used for the preamble of the upstream burst frame signal.
  • the OLT 3 uses the local oscillation light source 301 to coherently receive the upstream burst frame signal output from each multilevel phase modulation ONU 2 .
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the OLT 3 according to the first embodiment of the invention.
  • the OLT 3 in this embodiment measures the amount of phase noise from the preamble of the upstream burst frame signal transmitted from each multilevel phase modulation ONU 2 .
  • the OLT 3 variably controls the block length of the moving average filter for carrier phase synchronization of the coherent receiver so as to minimize the amount of phase noise in the upstream burst frame signal.
  • the configuration of the TDMA-PON system 1 having the multilevel phase modulation ONU 2 and the OLT 3 will be described, but the system that can provide the present invention is not limited to this configuration. do not have.
  • the present invention can be applied to any burst optical communication network having a Point-to-Multipoint configuration or a Multipoint-to-Multipoint configuration, without being limited to the PON system.
  • the OLT 3 includes a coherent receiver 30.
  • Coherent receiver 30 includes a digital signal processing section 310 .
  • the digital signal processor 310 includes a frequency offset compensator 320 for each of the x-polarized waves and the y-polarized waves, a carrier phase synchronizer 330 for each of the x-polarized waves and the y-polarized waves, and a phase noise amount detector 340. Consists of
  • the carrier phase synchronization unit 330 is configured including a moving average filter 332 .
  • the phase noise amount detection unit 340 includes an amplitude determination unit 341 , an ON data selection unit 342 , a phase difference acquisition unit 343 , a variance value calculation unit 347 and a ⁇ _ ⁇ 2 ⁇ N table 348 .
  • the phase noise amount detector 340 measures the amount of phase noise in the preamble section of the time division multiplexed upstream burst frame signal.
  • the amplitude determination section 341 of the phase noise amount detection section 340 acquires the time division multiplexed upstream burst frame signal output from the frequency offset compensation section 320 .
  • the amplitude determination unit 341 performs amplitude determination using a predetermined threshold value and extracts the preamble of the OOK-modulated upstream burst frame signal. Note that the threshold is set to 10 [dB], for example. Amplitude determination section 341 outputs the extracted preamble to on-data selection section 342 .
  • the ON data selection section 342 acquires the preamble output from the amplitude determination section 341 .
  • the on-data selection unit 342 selects only on-state data in which optical power exists from the acquired preambles in time series.
  • time-series on-state data is represented as r(k).
  • the ON data selection unit 342 outputs the selected time-series data to the phase difference acquisition unit 343 .
  • the phase difference acquisition unit 343 acquires time-series data output from the on-data selection unit 342 .
  • the phase difference acquisition unit 343 continuously performs arithmetic processing defined by the arithmetic expression arg ⁇ r(k)r*(k ⁇ 1) ⁇ on two adjacent data in the acquired time-series data. go to Thereby, the phase noise amount detection section 340 sequentially acquires the phase difference ⁇ (k).
  • the phase noise amount detector 340 records the value of the phase difference ⁇ (k) in a storage medium (not shown) such as a memory.
  • the variance value calculator 347 refers to the data string of the phase difference ⁇ (k) values recorded in the storage medium, and calculates the variance value ⁇ _ ⁇ 2.
  • the variance value ⁇ _ ⁇ 2 is defined as the amount of phase noise (see, for example, the following reference: “Reference: Y. Atzmon, et al., "Laser Phase Noise in Coherent and Differential Optical Transmission Revisited in the Polar Domain", Journal of Lightwave Technology, Vol.27, No.1, pp.19-29, January 1, 2009.”).
  • the maximum measurable phase difference in the phase noise amount detector 340 is 2 ⁇ in OOK modulation.
  • the moving average filter 332 of the carrier phase synchronization unit 330 eliminates the influence of AWGN (Additive White Gaussian Noise) such as thermal noise.
  • AWGN Additional White Gaussian Noise
  • the carrier phase synchronization unit 330 compares the calculated variance value ⁇ _ ⁇ 2 with the ⁇ _ ⁇ 2-N table 348 prepared in advance, and acquires the block length N corresponding to the variance value ⁇ _ ⁇ 2. That is, carrier phase synchronization section 330 determines block length N of moving average filter 332 according to the amount of phase noise measured by phase noise amount detection section 340 . Note that the carrier wave phase synchronization unit 330 does not perform variable control of the block length N of the moving average filter 332 in the preamble section of the upstream burst frame signal.
  • the carrier wave phase synchronization unit 330 applies the determined block length N of the moving average filter 332 in feedforward to the multilevel phase modulated payload section of the upstream burst frame signal. Note that the same block length N is used for carrier phase synchronization of x-polarization and y-polarization.
  • the carrier phase ⁇ (k) is estimated with minimized phase noise for the multilevel phase-modulated payload section, and carrier phase synchronization is performed accurately. This improves reception performance.
  • FIG. 3 is a flow chart showing the operation of the OLT 3 according to the first embodiment of the invention.
  • the front end unit 300 of the OLT 3 uses the local oscillation light source 301 to coherently receive the upstream burst frame signal output from each multilevel phase modulation ONU 2 (step S001).
  • the amplitude determination section 341 of the phase noise amount detection section 340 acquires the time division multiplexed upstream burst frame signal.
  • the amplitude determination unit 341 performs amplitude determination using a predetermined threshold value and extracts the preamble of the OOK-modulated upstream burst frame signal (step S002).
  • the ON data selection section 342 acquires the preamble output from the amplitude determination section 341 .
  • the on-data selection unit 342 selects only on-state data in which optical power is present from the acquired preambles in time series (step S003).
  • the phase difference acquisition unit 343 acquires time-series data output from the on-data selection unit 342 .
  • the phase difference acquisition unit 343 continuously performs arithmetic processing defined by the arithmetic expression arg ⁇ r(k)r*(k ⁇ 1) ⁇ on two adjacent data in the acquired time-series data. to obtain the phase difference ⁇ (k) (step S004).
  • the variance value calculator 347 refers to the data string of the phase difference ⁇ (k) values recorded in the storage medium to calculate the variance value ⁇ _ ⁇ 2 (step S005). As described above, the variance value ⁇ _ ⁇ 2 is defined as the amount of phase noise.
  • the carrier wave phase synchronization unit 330 compares the calculated variance value ⁇ _ ⁇ 2 with the ⁇ _ ⁇ 2-N table 348 prepared in advance, so that according to the phase noise amount measured by the phase noise amount detection unit 340 A block length N of the moving average filter 332 is determined (step S006).
  • the carrier phase synchronization unit 330 feedforwards the determined block length N of the moving average filter 332 to the multilevel phase modulated payload section of the upstream burst frame signal (step S007).
  • the operation of the OLT 3 shown in the flowchart of FIG. 3 is completed.
  • the OLT 3 in the first embodiment measures the phase noise amount from the preamble of the upstream burst frame signal transmitted from each multilevel phase modulation ONU 2 .
  • the OLT 3 variably controls the block length of the moving average filter for carrier phase synchronization of the coherent receiver so as to minimize the amount of phase noise in the upstream burst frame signal.
  • the OLT 3 in this embodiment can use one local oscillation light to allow different phase noise for each ONU with respect to the multilevel phase modulated burst frame signal.
  • OOK modulation which is not affected by phase noise, is used for upstream signals transmitted from each multi-level phase modulation ONU 2 .
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the OLT 3a according to the second embodiment of the invention.
  • the portions that differ from the configuration of the OLT 3 in the first embodiment will be mainly described.
  • the OLT 3a in this embodiment measures the amount of phase noise from the upstream burst frame signal during discovery (ranging) operation.
  • the OLT 3a controls the block length of the carrier phase synchronization moving average filter for each discovery (ranging) period so as to minimize the phase noise amount of the upstream burst frame signal based on the logical information possessed by the own device. do.
  • the logical information here includes information indicating the arrival time of each signal of the upstream burst frame signal used in dynamic bandwidth allocation (DBA).
  • the present invention can be applied to any burst optical communication network having a Point-to-Multipoint configuration or a Multipoint-to-Multipoint configuration, without being limited to the PON system.
  • the OLT 3a includes a coherent receiver 30a, a dynamic band allocation unit 31, and a PON frame processing unit 33.
  • the coherent receiver 30a includes a digital signal processing section 310a.
  • the digital signal processor 310a includes a frequency offset compensator 320a for each of the x-polarized wave and the y-polarized wave, a carrier wave phase synchronizer 330a for each of the x-polarized wave and the y-polarized wave, and a phase noise amount detector 340a.
  • Consists of The carrier phase synchronization unit 330a is configured including a moving average filter 332a.
  • the dynamic bandwidth allocation unit 31 includes a logical information storage unit 32.
  • the logical information storage unit 32 stores logical information. As described above, the logical information includes information indicating the arrival time of each upstream burst frame signal used in dynamic bandwidth allocation (DBA).
  • DBA dynamic bandwidth allocation
  • the PON frame processing section 33 includes a memory 34 and a switching section 35 .
  • the memory 34 stores information indicating the block length N that minimizes the phase noise amount of each multilevel phase modulation ONU 2 .
  • OOK modulation which is not affected by phase noise, is used for the upstream burst frame signal during discovery (ranging) operation.
  • the phase noise amount detection unit 340a performs phase noise amount detection only during discovery (ranging) operation, and measures the phase noise amount from the received upstream burst frame signal.
  • the carrier phase synchronization unit 330a does not control the block length N of the moving average filter 332a during the discovery (ranging) period.
  • the phase noise amount detection unit 340a detects information indicating the block length N that minimizes the phase noise amount of the multi-level phase modulation ONU 2 from the PON. It is recorded in the memory 34 of the frame processing section 33 .
  • the switching unit 35 of the PON frame processing unit 33 refers to the memory 34 and acquires information indicating the block length N. Also, the switching unit 35 refers to the logical information storage unit 32 of the dynamic band allocation unit 31, and stores logical information (that is, information indicating the arrival time of the upstream burst frame signal from each multilevel phase modulation ONU 2). get.
  • the switching unit 35 determines the arrival time of the upstream burst frame signal from each multi-level phase modulation ONU 2.
  • the block length N of the moving average filter 332a is switched according to time.
  • FIG. 5 is a flow chart showing the operation of the OLT 3a according to the second embodiment of the invention.
  • the front end unit 300 of the OLT 3a uses the local oscillation light source 301 to coherently receive the upstream burst frame signal output from each multi-level phase modulation ONU 2 during execution of the discovery operation (step S101).
  • the on-data selection unit 342 acquires the upstream burst frame signal during execution of the discovery operation.
  • the on-data selection unit 342 selects only on-state data in which optical power is present from the acquired upstream burst frame signals in time series (step S102).
  • the phase difference acquisition unit 343 acquires time-series data output from the on-data selection unit 342 .
  • the phase difference acquisition unit 343 continuously performs an operation represented by the formula arg ⁇ r(k)r*(k ⁇ 1) ⁇ on two adjacent data in the acquired time-series data. , sequentially acquires the phase difference ⁇ (k) (step S103).
  • the variance value calculation unit 347 calculates the variance value ⁇ _ ⁇ 2 by referring to the data string of the phase difference ⁇ (k) values recorded on the storage medium. As described above, the variance value ⁇ _ ⁇ 2 is defined as the amount of phase noise.
  • the phase noise amount detector 340a records information indicating the block length N that minimizes the phase noise amount of the multilevel phase modulation ONU 2 in the memory 34 of the PON frame processor 33 (step S104).
  • the switching unit 35 of the PON frame processing unit 33 refers to the memory 34 and acquires information indicating the block length N (step S105). Also, the switching unit 35 refers to the logical information storage unit 32 of the dynamic band allocation unit 31, and stores logical information (that is, information indicating the arrival time of the upstream burst frame signal from each multilevel phase modulation ONU 2). Acquire (step S106).
  • the switching unit 35 determines the arrival time of the upstream burst frame signal from each multi-level phase modulation ONU 2.
  • the block length N of the moving average filter 332a is switched according to time (step S107).
  • the OLT 3a in the second embodiment updates (switches) the block length N of the moving average filter 332a for each discovery (ranging) cycle, based on the logical information it owns.
  • the OLT 3a in this embodiment performs the calculation necessary for measuring the amount of phase noise for each upstream burst frame signal and accessing the table in the OLT 3 in the first embodiment. Processing can be reduced.
  • a third embodiment of the present invention will be described below.
  • the block diagram showing the configuration of the TDMA-PON system in this embodiment is the same as the block diagram showing the configuration of the TDMA-PON system 1 in the first embodiment shown in FIG. 1, so description thereof will be omitted.
  • functional units that are the same as the functional units of the TDMA-PON system 1 in the first embodiment are given the same reference numerals.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of OLT 3b according to the third embodiment of the present invention.
  • the portions that differ from the configuration of the OLT 3 in the first embodiment and the configuration of the OLT 3a in the second embodiment will be mainly described.
  • the present invention can be applied to any burst optical communication network having a Point-to-Multipoint configuration or a Multipoint-to-Multipoint configuration, without being limited to the PON system.
  • the OLT 3b includes a coherent receiver 30b, a dynamic band allocation unit 31b, and a PON frame processing unit 33b.
  • the coherent receiver 30b includes a digital signal processing section 310b.
  • the digital signal processor 310b includes a frequency offset compensator 320b for each of the x-polarized waves and the y-polarized waves, a carrier wave phase synchronizer 330b for each of the x-polarized waves and the y-polarized waves, and a phase noise amount detector 340b. , a phase noise compensator 350b and a switch 360b.
  • the carrier phase synchronization unit 330b is configured including a moving average filter 332b.
  • the dynamic bandwidth allocation unit 31b includes a logical information storage unit 32.
  • the logical information storage unit 32 stores logical information. As described above, the logical information includes information indicating the arrival time of each upstream burst frame signal used in dynamic bandwidth allocation (DBA).
  • DBA dynamic bandwidth allocation
  • the PON frame processing unit 33b is configured including an algorithm switching unit 36.
  • OLT 3b in the present embodiment detects the amount of phase noise by means of phase noise amount detection section 340b. If the performance cannot be improved, we switch to using polarization pilots to compensate for phase noise.
  • the OLT 3b corrects the phase noise by the phase noise compensator 350b for the upstream burst frame signal from each multi-level phase modulation ONU 2. Received signal processing is performed using the compensating means. Phase noise compensator 350b compensates for phase noise using the polarization pilot.
  • the OLT 3b performs received signal processing on the upstream burst frame signal from each multi-level phase modulation ONU 2 using the carrier wave phase synchronization means of the carrier wave phase synchronization unit 330b. I do.
  • the algorithm switching unit 36 of the PON frame processing unit 33b switches the switch 360b as necessary to Control is performed so that reception processing is performed by the noise compensator 350b.
  • the algorithm switching unit 36 switches the switch 360b as necessary, whereby the carrier phase synchronization unit 330b performs reception processing. control so that
  • the OLT 3b uses one polarized wave as a pilot, so the transmission speed is half that when the carrier phase synchronization means is used.
  • the block length of the moving average filter for carrier phase synchronization in the OLT is variably controlled. can allow different phase noise for each ONU.
  • the communication device includes the receiving unit and the control unit.
  • the receiving section is the front end section 300 in the embodiment
  • the control section is the digital signal processing sections 310, 310a, and 310b in the embodiment.
  • the receiver receives burst frame signals from a plurality of other communication devices.
  • another communication device is the multilevel phase modulation ONU 2 in the embodiment.
  • the controller changes the block length of the moving average filter in carrier phase synchronization so as to minimize the amount of phase noise in the burst frame signal.
  • the communication device may further include a measurement unit.
  • the measurement unit is the phase noise amount detection unit 340 in the embodiment.
  • the measurement unit measures the amount of phase noise from the preamble of the burst frame signal.
  • the controller changes the block length for each burst frame signal.
  • the preamble of the burst frame signal may be a signal subjected to on-off keying modulation.
  • the communication device may further include a measurement unit.
  • the measurement unit is the phase noise amount detection unit 340a in the embodiment.
  • the measurement unit measures the amount of phase noise from the burst frame signal during execution of the discovery operation.
  • the control unit changes the block length for each execution cycle of the discovery operation.
  • control unit may change the block length based on information indicating the arrival time of each burst frame signal used in dynamic band allocation.
  • burst frame signal during execution of the discovery operation may be a signal subjected to on-off keying modulation.
  • the communication device may further include a compensator.
  • the compensator is the phase noise compensator 350b in the embodiment.
  • a compensator compensates for phase noise using the polarization pilot. In this case, when the amount of phase noise is equal to or greater than a predetermined value, the controller does not perform carrier phase synchronization and causes the compensator to compensate for the phase noise.
  • a part or all of the OLT 3, OLT 3a, or OLT 3b in each of the above-described embodiments may be realized by a computer.
  • a program for realizing this function may be recorded in a computer-readable recording medium, and the program recorded in this recording medium may be read into a computer system and executed.
  • the "computer system” referred to here includes hardware such as an OS and peripheral devices.
  • the term "computer-readable recording medium” refers to portable media such as flexible discs, magneto-optical discs, ROMs and CD-ROMs, and storage devices such as hard discs incorporated in computer systems.
  • “computer-readable recording medium” means a medium that dynamically retains a program for a short period of time, like a communication line when transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. It may also include something that holds the program for a certain period of time, such as a volatile memory inside a computer system that serves as a server or client in that case. Further, the program may be for realizing a part of the functions described above, or may be capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in the computer system. It may be implemented using a programmable logic device such as an FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • FPGA Field Programmable Gate Array

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Abstract

通信装置は、複数の他の通信装置からバーストフレーム信号をそれぞれ受信する受信部と、前記バーストフレーム信号の位相雑音量を最小化させるように搬送波位相同期における移動平均フィルタのブロック長を変化させる制御部と、を備える。

Description

通信装置及び通信方法
　本発明は、通信装置及び通信方法に関する。
　現在、光アクセスネットワークとして、ＩＥＥＥ８０２．３で標準化されたＧＥ－ＰＯＮ、ＩＴＵ－Ｔ　Ｇ．９８４シリーズとして標準化されたＧ－ＰＯＮが商用化されている。ＧＥ－ＰＯＮ、Ｇ－ＰＯＮでは、複数の光ネットワークユニット（ＯＮＵ）が光スプリッタを介して光回線終端装置（ＯＬＴ）とポイントツーマルチポイント（P to MP）型の通信を行う。
　各ＯＮＵからの上り信号は、オン・オフの２値によるOn-Off Keying（ＯＯＫ）で変調され、所定の時間スロットにバーストフレーム信号として送信される。複数のＯＮＵからの上りバーストフレーム信号は、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ：Time Division Multiple Access）により多重され、ＯＬＴへ送られる。ＯＬＴでは、直接検波により上り信号を受信する。
　ところで、ＧＥ－ＰＯＮやＧ－ＰＯＮなどのＴＤＭＡ型ＰＯＮでは、ＯＮＵが最初にＰＯＮに接続された際に、ディスカバリ（又はレンジング）と呼ばれる機能により、ＯＬＴはＯＮＵに識別情報（ＯＮＵのＩＤ）を付与し、また当該ＯＮＵからＯＬＴまでの距離測定を行う。この情報を用いて、各ＯＮＵからのバーストフレーム信号のＯＬＴ到着時間が重複しないように、動的帯域割当（ＤＢＡ）が行われる。
　次世代の光アクセス技術として、多値変調及びデジタルコヒーレント復調の光アクセスネットワークへの適用が検討されている。４値以上の位相・強度変調は、１シンボルに多数のビットを割り当てることが可能であるため、高速化に優れている。また、デジタルコヒーレント復調は、局部発振光のパワーから受信信号が増幅されるため、光スプリッタの分岐数拡大及び長延化に優れている。したがって、多値変調及びデジタルコヒーレント復調が適用されることにより、高速化と長延化とを両立させることが可能になる。
K.Kasai, "Single-Channel 400-Gb/s OTDM-32 RZ/QAM Coherent Transmission Over 225 km Using an Optical Phase-Locked Loop Technique", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, VOL.22, NO.8, APRIL 15, 2010.
　ポイントツーマルチポイント型ＰＯＮの上り伝送において、時分割多重された各ＯＮＵのバーストフレーム信号がＯＬＴにてコヒーレント受信される場合、各ＯＮＵのバーストフレーム信号は、発振特性の異なるレーザ光源からそれぞれ生成される。発振特性は、例えば、動作温度及び振動の状態の差異、電気・光デバイスの半導体製造上の理由等によって異なる。そのため、１つの局部発振光を持つＯＬＴで受信した多値位相変調バーストフレーム信号には、ＯＮＵごとに異なる位相雑音が存在するという課題がある。これに対し、例えば非特許文献１に記載のＯＰＬＬ（Optical Phase-Locked Loop）技術は、特殊なレーザ光源を用いて位相雑音を抑制するが、高精密な電気・光デバイスの使用の追加が前提とされるため、システム構成が複雑になり実現が困難であるという課題がある。
　上記事情に鑑み、本発明は、システム構成の複雑化を抑えつつ、多値位相変調バーストフレーム信号に対してＯＮＵごとに異なる位相雑音を許すことができる通信装置及び通信方法を提供することを目的とする。
　本発明の一態様は、複数の他の通信装置からバーストフレーム信号をそれぞれコヒーレント受信する受信部と、前記バーストフレーム信号の位相雑音量を最小化させるように搬送波位相同期における移動平均フィルタのブロック長を変化させる制御部と、を備える通信装置である。
　本発明の一態様は、複数の他の通信装置からバーストフレーム信号をそれぞれコヒーレント受信する受信ステップと、前記バーストフレーム信号の位相雑音量を最小化させるように搬送波位相同期における移動平均フィルタのブロック長を変化させる制御ステップと、を有する通信方法である。
　本発明により、システム構成の複雑化を抑えつつ、多値位相変調バーストフレーム信号に対してＯＮＵごとに異なる位相雑音を許すことができる。
本発明の第１の実施形態におけるＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態におけるＯＬＴ３の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態におけるＯＬＴ３の動作を示すフローチャートである。 本発明の第２の実施形態におけるＯＬＴ３ａの構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施形態におけるＯＬＴ３ａの動作を示すフローチャートである。 本発明の第３の実施形態におけるＯＬＴ３ｂの構成を示すブロック図である。
　以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を詳細に説明する。以下の説明において、記号“＾”の後に続く文字は上付き文字を表し、記号“＿”の後に続く文字は下付き文字を表す。例えば、「Ａ＿Ｂ＾Ｃ」は、上付き文字として「Ｃ」が付与されており、かつ、下付き文字として「Ｂ」が付与されている文字「Ａ」を表す。
＜第１の実施形態＞
　以下、本発明の第１の実施形態について説明する。
［ＴＤＭＡ－ＰＯＮシステムの構成］
　以下、多値変調・コヒーレント受信が適用されたＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１の構成について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態におけるＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１の構成を示すブロック図である。
　図１に示されるように、ＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１は、複数の多値ＯＮＵ２と、ＯＬＴ３と、複数の光パワースプリッタ４と、光ファイバ５とを含んで構成される。複数の多値ＯＮＵ２とＯＬＴ３とは、光ファイバ５によって接続される。光ファイバ５は、光パワースプリッタ４によって、分岐・結合される。
　多値位相変調ＯＮＵ２は、上りレーザ光源２１と、波長ロッカー２２と、多値変調部２３とを含んで構成される。各々の多値位相変調ＯＮＵ２は、互いに異なる上りレーザ光源２１を有する。ＯＬＴ３は、局部発振光源３０１を含んで構成される。
　波長ロッカー２２は、上りレーザ光源２１から出力されるレーザ光を、ＯＬＴ３の局部発振光源３０１から出力される局部発振光に波長同期させる。
　多値変調部２３は、波長ロッカー２２から出力されたレーザ光を多値変調することで、上りバーストフレーム信号を生成する。上りバーストフレーム信号のプリアンブルには、位相雑音の影響を受けないＯＯＫ変調が用いられる。
　ＯＬＴ３は、局部発振光源３０１を用いて、各々の多値位相変調ＯＮＵ２から出力された上りバーストフレーム信号をコヒーレント受信する。
［ＯＬＴの構成］
　以下、ＯＬＴ３の構成について説明する。図２は本発明の第１の実施形態におけるＯＬＴ３の構成を示すブロック図である。
　本実施形態におけるＯＬＴ３は、各々の多値位相変調ＯＮＵ２から送信された上りバーストフレーム信号のプリアンブルから位相雑音量を測定する。ＯＬＴ３は、受信された上りバーストフレーム信号ごとに、当該上りバーストフレーム信号の位相雑音量を最小化するように、コヒーレント受信器の搬送波位相同期の移動平均フィルタのブロック長を可変制御する。
　なお、本実施形態においては、一例として、多値位相変調ＯＮＵ２とＯＬＴ３とを有するＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１の構成の場合について説明するが、本発明を提供可能なシステムはこの構成に限られるものではない。例えば、ＰＯＮシステムに限らず、Point-to-Multipoint構成、あるいは、Multipoint-to-Multipoint構成を有する、あらゆるバースト光通信網に対して本発明を適用することが可能である。
　図２に示されるように、ＯＬＴ３は、コヒーレント受信器３０を含んで構成される。コヒーレント受信器３０は、デジタル信号処理部３１０を含んで構成される。デジタル信号処理部３１０は、ｘ-偏波及びｙ-偏波それぞれの周波数オフセット補償部３２０と、ｘ-偏波及びｙ-偏波それぞれの搬送波位相同期部３３０と、位相雑音量検出部３４０とを含んで構成される。
　搬送波位相同期部３３０は、移動平均フィルタ３３２を含んで構成される。位相雑音量検出部３４０は、振幅判定部３４１と、オンデータ選択部３４２と、位相差取得部３４３と、分散値計算部３４７と、σ＿φ＾２－Ｎテーブル３４８とを含んで構成される。
　位相雑音量検出部３４０は、時分割多重された上りバーストフレーム信号のプリアンブル区間の位相雑音量を測定する。
　位相雑音量検出部３４０の振幅判定部３４１は、周波数オフセット補償部３２０から出力された、時分割多重された上りバーストフレーム信号を取得する。振幅判定部３４１は、所定の閾値を用いて振幅判定を行いＯＯＫ変調された上りバーストフレーム信号のプリアンブルを抽出する。なお、閾値は例えば１０［ｄＢ］に設定される。振幅判定部３４１は、抽出されたプリアンブルをオンデータ選択部３４２へ出力する。
　オンデータ選択部３４２は、振幅判定部３４１から出力されたプリアンブルを取得する。オンデータ選択部３４２は、取得されたプリアンブルのうち、光パワーが存在するオン状態のデータのみを時系列に選択する。以下、時系列のオン状態のデータをｒ（ｋ）と表す。オンデータ選択部３４２は、選択された時系列のデータを位相差取得部３４３へ出力する。
　位相差取得部３４３は、オンデータ選択部３４２から出力された時系列のデータを取得する。位相差取得部３４３は、取得された時系列のデータにおいて、隣接する２つのデータに対し、ａｒｇ｛ｒ（ｋ）ｒ＊（ｋ－１）｝の演算式で定義される演算処理を連続的に行う。これにより、位相雑音量検出部３４０は、順次、位相差Δφ（ｋ）を取得する。位相雑音量検出部３４０は、位相差Δφ（ｋ）の値を、例えばメモリ等の記憶媒体（不図示）に記録する。
　分散値計算部３４７は、記憶媒体に記録された位相差Δφ（ｋ）の値のデータ列を参照し、その分散値σ＿φ＾２を算出する。ここで、分散値σ＿φ＾２は、位相雑音量として定義される（例えば、以下の参考文献を参照。「参考文献： Y. Atzmon, et al., "Laser Phase Noise in Coherent and Differential Optical Transmission Revisited in the Polar Domain", Journal of Lightwave Technology, Vol.27, No.1, pp.19-29, January 1, 2009.」）。但し、位相雑音量検出部３４０における測定可能な位相差は、ＯＯＫ変調にて最大２πである。
　搬送波位相同期部３３０の移動平均フィルタ３３２は、例えば熱雑音等のＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise）の影響を排除する。
　搬送波位相同期部３３０は、算出された分散値σ＿φ＾２と予め用意されているσ＿φ＾２－Ｎテーブル３４８を比較し、分散値σ＿φ＾２に当たるブロック長Ｎを取得する。つまり、搬送波位相同期部３３０は、位相雑音量検出部３４０によって測定された位相雑音量に応じて移動平均フィルタ３３２のブロック長Ｎを決定する。なお、搬送波位相同期部３３０は、上りバーストフレーム信号のプリアンブル区間においては、移動平均フィルタ３３２のブロック長Ｎの可変制御を行わない。
　搬送波位相同期部３３０は、上りバーストフレーム信号の多値位相変調されたペイロード区間に対し、上記決定された移動平均フィルタ３３２のブロック長Ｎを、フィードフォワードで適用する。なお、ｘ－偏波とｙ－偏波との搬送波位相同期は、同一のブロック長Ｎが用いられる。
　このような構成により、多値位相変調されたペイロード区間に対し、最小化された位相雑音にて搬送波位相θ（ｋ）が推定され、搬送波位相同期が正確に行われる。これにより、受信性能が向上する。
［ＯＬＴの動作］
　以下、ＯＬＴ３の動作の一例について説明する。図３は、本発明の第１の実施形態におけるＯＬＴ３の動作を示すフローチャートである。
　ＯＬＴ３のフロントエンド部３００は、局部発振光源３０１を用いて、各々の多値位相変調ＯＮＵ２から出力された上りバーストフレーム信号をコヒーレント受信する（ステップＳ００１）。
　位相雑音量検出部３４０の振幅判定部３４１は、時分割多重された上りバーストフレーム信号を取得する。振幅判定部３４１は、所定の閾値を用いて振幅判定を行いＯＯＫ変調された上りバーストフレーム信号のプリアンブルを抽出する（ステップＳ００２）。
　オンデータ選択部３４２は、振幅判定部３４１から出力されたプリアンブルを取得する。オンデータ選択部３４２は、取得されたプリアンブルのうち、光パワーが存在するオン状態のデータのみを時系列に選択する（ステップＳ００３）。
　位相差取得部３４３は、オンデータ選択部３４２から出力された時系列のデータを取得する。位相差取得部３４３は、取得された時系列のデータにおいて、隣接する２つのデータに対し、ａｒｇ｛ｒ（ｋ）ｒ＊（ｋ－１）｝の演算式で定義される演算処理を連続的に行い、順次、位相差Δφ（ｋ）を取得する（ステップＳ００４）。
　分散値計算部３４７は、記憶媒体に記録された位相差Δφ（ｋ）の値のデータ列を参照して分散値σ＿φ＾２を算出する（ステップＳ００５）。なお前述の通り、分散値σ＿φ＾２は、位相雑音量として定義される。
　搬送波位相同期部３３０は、算出された分散値σ＿φ＾２と予め用意されているσ＿φ＾２－Ｎテーブル３４８を比較することで、位相雑音量検出部３４０によって測定された位相雑音量に応じて移動平均フィルタ３３２のブロック長Ｎを決定する（ステップＳ００６）。
　搬送波位相同期部３３０は、上りバーストフレーム信号の多値位相変調されたペイロード区間に対し、上記決定された移動平均フィルタ３３２のブロック長Ｎを、フィードフォワードで適用する（ステップＳ００７）。以上で、図３のフローチャートが示すＯＬＴ３の動作が終了する。
　以上説明したように、第１の実施形態におけるＯＬＴ３は、各々の多値位相変調ＯＮＵ２から送信された上りバーストフレーム信号のプリアンブルから位相雑音量を測定する。ＯＬＴ３は、受信された上りバーストフレーム信号ごとに、当該上りバーストフレーム信号の位相雑音量を最小化するように、コヒーレント受信器の搬送波位相同期の移動平均フィルタのブロック長を可変制御する。
　このような構成を備えることで、本実施形態におけるＯＬＴ３は、１つの局部発振光を用いて、多値位相変調バーストフレーム信号に対してＯＮＵごとに異なる位相雑音を許すことができる。
＜第２の実施形態＞
　以下、本発明の第２の実施形態について説明する。なお、本実施形態におけるＴＤＭＡ－ＰＯＮシステムの構成を示すブロック図は、図１に示される第１の実施形態におけるＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１の構成を示すブロック図と同様であるため、説明を省略する。また、以下の説明においては、第１の実施形態におけるＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１の機能部と同一の機能部に対しては、同一の符号を付して説明する。
　本実施形態において、ディスカバリ（レンジング）動作時では、各多値位相変調ＯＮＵ２から送信される上り信号には、位相雑音の影響を受けないＯＯＫ変調が用いられる。
［ＯＬＴの構成］
　以下、ＯＬＴ３ａの構成について説明する。図４は本発明の第２の実施形態におけるＯＬＴ３ａの構成を示すブロック図である。なお、以下では、ＯＬＴ３ａの構成のうち、前述の第１の実施形態におけるＯＬＴ３の構成と異なる部分を中心に説明する。
　本実施形態におけるＯＬＴ３ａは、ディスカバリ(レンジング)動作時の上りバーストフレーム信号から位相雑音量を測定する。ＯＬＴ３ａは、自装置が有する論理的な情報に基づいて、当該上りバーストフレーム信号の位相雑音量を最小化するように搬送波位相同期の移動平均フィルタのブロック長を、ディスカバリ(レンジング)周期ごとに制御する。なお、ここでいう論理的な情報には、動的帯域割当（ＤＢＡ）において用いられる上りバーストフレーム信号の各信号の到着時間を示す情報が含まれる。
　なお、本実施形態においては、一例として、多値位相変調ＯＮＵ２とＯＬＴ３ａとを有するＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１の構成の場合について説明するが、本発明を提供可能なシステムはこの構成に限られるものではない。例えば、ＰＯＮシステムに限らず、Point-to-Multipoint構成、あるいは、Multipoint-to-Multipoint構成を有する、あらゆるバースト光通信網に対して本発明を適用することが可能である。
　図４に示されるように、ＯＬＴ３ａは、コヒーレント受信器３０ａと、動的帯域割当部３１と、ＰＯＮフレーム処理部３３とを含んで構成される。
　コヒーレント受信器３０ａは、デジタル信号処理部３１０ａを含んで構成される。デジタル信号処理部３１０ａは、ｘ-偏波及びｙ-偏波それぞれの周波数オフセット補償部３２０ａと、ｘ-偏波及びｙ-偏波それぞれの搬送波位相同期部３３０ａと、位相雑音量検出部３４０ａとを含んで構成される。搬送波位相同期部３３０ａは、移動平均フィルタ３３２ａを含んで構成される。
　動的帯域割当部３１は、論理的情報記憶部３２を含んで構成される。論理的情報記憶部３２は、論理的な情報を記憶する。前述の通り、論理的な情報には、動的帯域割当（ＤＢＡ）において用いられる上りバーストフレーム信号の各信号の到着時間を示す情報が含まれる。
　ＰＯＮフレーム処理部３３は、メモリ３４と、切替部３５とを含んで構成される。メモリ３４は、各多値位相変調ＯＮＵ２の位相雑音量を最小化するブロック長Ｎを示す情報を記憶する。
　前述の通り、ディスカバリ（レンジング）動作時の上りバーストフレーム信号には、位相雑音の影響を受けないＯＯＫ変調が用いられる。
　位相雑音量検出部３４０ａは、ディスカバリ（レンジング）動作時のみに、位相雑音量検出を実行し、受信された上りバーストフレーム信号から位相雑音量の測定を行う。
　搬送波位相同期部３３０ａは、ディスカバリ（レンジング）区間においては、移動平均フィルタ３３２ａのブロック長Ｎの制御を行わない。
　位相雑音量検出部３４０ａは、新しい多値位相変調ＯＮＵ２がＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１に接続された際に、当該多値位相変調ＯＮＵ２の位相雑音量を最小化するブロック長Ｎを示す情報を、ＰＯＮフレーム処理部３３のメモリ３４に記録する。
　ディスカバリ（レンジング）動作が終了した後、ＰＯＮフレーム処理部３３の切替部３５は、メモリ３４を参照し、ブロック長Ｎを示す情報を取得する。また切替部３５は、動的帯域割当部３１の論理的情報記憶部３２を参照し、論理的な情報（すなわち、各多値位相変調ＯＮＵ２からの上りバーストフレーム信号の到着時間を示す情報）を取得する。
　切替部３５は、ブロック長Ｎを示す情報と、各多値位相変調ＯＮＵ２からの上りバーストフレーム信号の到着時間を示す情報とに基づいて、各多値位相変調ＯＮＵ２からの上りバーストフレーム信号の到着時間に合わせて、移動平均フィルタ３３２ａのブロック長Ｎを切り替える。
［ＯＬＴの動作］
　以下、ＯＬＴ３ａの動作の一例について説明する。図５は、本発明の第２の実施形態におけるＯＬＴ３ａの動作を示すフローチャートである。
　ＯＬＴ３ａのフロントエンド部３００は、局部発振光源３０１を用いて、各々の多値位相変調ＯＮＵ２から出力された、ディスカバリ動作の実行時の上りバーストフレーム信号をコヒーレント受信する（ステップＳ１０１）。
　オンデータ選択部３４２は、ディスカバリ動作の実行時の上りバーストフレーム信号を取得する。オンデータ選択部３４２は、取得された上りバーストフレーム信号のうち、光パワーが存在するオン状態のデータのみを時系列に選択する（ステップＳ１０２）。
　位相差取得部３４３は、オンデータ選択部３４２から出力された時系列のデータを取得する。位相差取得部３４３は、取得された時系列のデータにおいて、隣接する２つのデータに対し、ａｒｇ｛ｒ（ｋ）ｒ＊（ｋ－１）｝の式で表される演算を連続的に行い、順次、位相差Δφ（ｋ）を取得する（ステップＳ１０３）。
　分散値計算部３４７は、記憶媒体に記録された位相差Δφ（ｋ）の値のデータ列を参照して分散値σ＿φ＾２を算出する。なお前述の通り、分散値σ＿φ＾２は、位相雑音量として定義される。位相雑音量検出部３４０ａは、多値位相変調ＯＮＵ２の位相雑音量を最小化するブロック長Ｎを示す情報を、ＰＯＮフレーム処理部３３のメモリ３４に記録する（ステップＳ１０４）。
　ディスカバリ（レンジング）動作が終了した後、ＰＯＮフレーム処理部３３の切替部３５は、メモリ３４を参照し、ブロック長Ｎを示す情報を取得する（ステップＳ１０５）。また切替部３５は、動的帯域割当部３１の論理的情報記憶部３２を参照し、論理的な情報（すなわち、各多値位相変調ＯＮＵ２からの上りバーストフレーム信号の到着時間を示す情報）を取得する（ステップＳ１０６）。
　切替部３５は、ブロック長Ｎを示す情報と、各多値位相変調ＯＮＵ２からの上りバーストフレーム信号の到着時間を示す情報とに基づいて、各多値位相変調ＯＮＵ２からの上りバーストフレーム信号の到着時間に合わせて、移動平均フィルタ３３２ａのブロック長Ｎを切り替える（ステップＳ１０７）。以上で、図５のフローチャートが示すＯＬＴ３ａの動作が終了する。
　以上説明したように、第２の実施形態におけるＯＬＴ３ａは、自装置が有する論理的な情報に基づいて、ディスカバリ（レンジング）の周期ごとに移動平均フィルタ３３２ａのブロック長Ｎを更新する（切り替える）。このような構成を備えることで、本実施形態におけるＯＬＴ３ａは、前述の第１の実施形態におけるＯＬＴ３における、上りバーストフレーム信号ごとの位相雑音量の測定、及びテーブルへのアクセスに必要な演算に係る処理を削減することができる。
＜第３の実施形態＞
　以下、本発明の第３の実施形態について説明する。なお、本実施形態におけるＴＤＭＡ－ＰＯＮシステムの構成を示すブロック図は、図１に示される第１の実施形態におけるＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１の構成を示すブロック図と同様であるため、説明を省略する。また、以下の説明においては、第１の実施形態におけるＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１の機能部と同一の機能部に対しては、同一の符号を付して説明する。
［ＯＬＴの構成］
　以下、ＯＬＴ３ｂの構成について説明する。図６は本発明の第３の実施形態におけるＯＬＴ３ｂの構成を示すブロック図である。なお、以下では、ＯＬＴ３ｂの構成のうち、前述の第１の実施形態におけるＯＬＴ３及び第２の実施形態におけるＯＬＴ３ａの構成と異なる部分を中心に説明する。
　なお、本実施形態においては、一例として、多値位相変調ＯＮＵ２とＯＬＴ３ｂとを有するＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム１の構成の場合について説明するが、本発明を提供可能なシステムはこの構成に限られるものではない。例えば、ＰＯＮシステムに限らず、Point-to-Multipoint構成、あるいは、Multipoint-to-Multipoint構成を有する、あらゆるバースト光通信網に対して本発明を適用することが可能である。
　図６に示されるように、ＯＬＴ３ｂは、コヒーレント受信器３０ｂと、動的帯域割当部３１ｂと、ＰＯＮフレーム処理部３３ｂとを含んで構成される。
　コヒーレント受信器３０ｂは、デジタル信号処理部３１０ｂを含んで構成される。デジタル信号処理部３１０ｂは、ｘ-偏波及びｙ-偏波それぞれの周波数オフセット補償部３２０ｂと、ｘ-偏波及びｙ-偏波それぞれの搬送波位相同期部３３０ｂと、位相雑音量検出部３４０ｂと、位相雑音補償部３５０ｂと、スイッチ３６０ｂとを含んで構成される。搬送波位相同期部３３０ｂは、移動平均フィルタ３３２ｂを含んで構成される。
　動的帯域割当部３１ｂは、論理的情報記憶部３２を含んで構成される。論理的情報記憶部３２は、論理的な情報を記憶する。前述の通り、論理的な情報には、動的帯域割当（ＤＢＡ）において用いられる上りバーストフレーム信号の各信号の到着時間を示す情報が含まれる。
　ＰＯＮフレーム処理部３３ｂは、アルゴリズム切替部３６を含んで構成される。
　本実施形態におけるＯＬＴ３ｂは、位相雑音量検出部３４０ｂによる位相雑音量の検出において、新しい多値位相変調ＯＮＵ２の位相雑音量が大きいことにより移動平均フィルタ３３２ｂのブロック長Ｎの可変制御の手段では受信性能の向上ができない場合に、偏波パイロットを用いて位相雑音を補償する手段に切り替える。
　なお、偏波パイロットを用いて位相雑音を補償する手段については、例えば以下の参考文献に記載の技術を用いることができる。「参考文献： S. Y. Kim, et al., "Performance Analysis of Phase Noise Cancellation by Asymmetric CMA for Realizing Affordable Coherent PON Transceivers," Journal of Lightwave Technology, Vol.38, No.8, pp.2231-2241, April 15, 2020.」
　ＯＬＴ３ｂは、位相雑音量検出部３４０ｂによって測定された位相雑音量が所定値以上である場合には、各多値位相変調ＯＮＵ２からの上りバーストフレーム信号に対して、位相雑音補償部３５０ｂによる位相雑音補償手段を用いて受信信号処理を行う。位相雑音補償部３５０ｂは、偏波パイロットを用いて位相雑音を補償する。
　一方、ＯＬＴ３ｂは、位相雑音量が所定値未満である場合には、各多値位相変調ＯＮＵ２からの上りバーストフレーム信号に対して、搬送波位相同期部３３０ｂによる搬送波位相同期手段を用いて受信信号処理を行う。
　具体的には、位相雑音量検出部３４０ｂによって測定された位相雑音量が所定値以上である場合、ＰＯＮフレーム処理部３３ｂのアルゴリズム切替部３６は、スイッチ３６０ｂを必要に応じて切り替えることで、位相雑音補償部３５０ｂによって受信処理が行われるように制御する。一方、位相雑音量検出部３４０ｂによって測定された位相雑音量が所定値未満である場合、アルゴリズム切替部３６は、スイッチ３６０ｂを必要に応じて切り替えることで、搬送波位相同期部３３０ｂによって受信処理が行われるように制御する。
　なお、本実施形態におけるＯＬＴ３ｂの搬送波位相同期による受信処理の構成は、前述の第２の実施形態におけるＯＬＴ３ａの受信処理の構成と同様である。
　ＯＬＴ３ｂは、位相雑音補償手段が用いられる場合、一つの偏波をパイロットとして利用するため、搬送波位相同期手段が用いられる場合に比べて、伝送速度が半分の速度になる。
　以上説明した各実施形態におけるＴＤＭＡ－ＰＯＮシステムによれば、ＯＬＴにおける搬送波位相同期の移動平均フィルタのブロック長が可変制御されるため、システム構成の複雑化を抑えつつ、多値位相変調バーストフレーム信号に対してＯＮＵごとに異なる位相雑音を許すことができる。
　上述した各実施形態及び各変形例によれば、通信装置は、受信部と、制御部と、を備える。例えば、受信部は、実施形態におけるフロントエンド部３００であり、制御部は、実施形態におけるデジタル信号処理部３１０，３１０ａ，３１０ｂである。受信部は、複数の他の通信装置からバーストフレーム信号をそれぞれ受信する。例えば、他の通信装置は、実施形態における多値位相変調ＯＮＵ２である。制御部は、バーストフレーム信号の位相雑音量を最小化させるように搬送波位相同期における移動平均フィルタのブロック長を変化させる。
　なお、通信装置は、測定部をさらに備えていてもよい。例えば、測定部は、実施形態における位相雑音量検出部３４０である。測定部は、バーストフレーム信号のプリアンブルから位相雑音量を測定する。この場合、制御部は、バーストフレーム信号ごとにブロック長を変化させる。
　なお、バーストフレーム信号のプリアンブルは、オンオフキーイング変調がなされた信号であってもよい。
　なお、通信装置は、測定部をさらに備えていてもよい。例えば、測定部は、実施形態における位相雑音量検出部３４０ａである。測定部は、ディスカバリ動作の実行時のバーストフレーム信号から位相雑音量を測定する。この場合、制御部は、ディスカバリ動作の実行周期ごとにブロック長を変化させる。
　なお、この場合、制御部は、動的帯域割当において用いられる各バーストフレーム信号の到着時間を示す情報に基づいてブロック長を変化させるようにしてもよい。
　なお、ディスカバリ動作の実行時のバーストフレーム信号は、オンオフキーイング変調がなされた信号であってもよい。
　なお、通信装置は、補償部をさらに備えていてもよい。例えば、補償部は、実施形態における位相雑音補償部３５０ｂである。補償部は、偏波パイロットを用いて位相雑音を補償する。この場合、制御部は、位相雑音量が所定値以上である場合、搬送波位相同期を行わず、補償部に位相雑音を補償させる。
　上述した各実施形態におけるＯＬＴ３，ＯＬＴ３ａ，又はＯＬＴ３ｂの一部又は全部をコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
１…ＴＤＭＡ－ＰＯＮシステム，４…光パワースプリッタ，５…光ファイバ，２１…レーザ光源，２２…波長ロッカー，２３…多値変調部，３０，３０ａ，３０ｂ…コヒーレント受信器，３１，３１ｂ…動的帯域割当部，３２…論理的情報記憶部，３３，３３ｂ…ＰＯＮフレーム処理部，３４…メモリ，３５…切替部，３６…アルゴリズム切替部，３００…フロントエンド部，３０１…局部発振光源，３１０，３１０ａ，３１０ｂ…デジタル信号処理部，３２０，３２０ａ，３２０ｂ…周波数オフセット補償部，３３０，３３０ａ，３３０ｂ…搬送波位相同期部，３３２，３３２ａ，３３２ｂ…移動平均フィルタ，３４０，３４０ａ，３４０ｂ…位相雑音量検出部，３４１…振幅判定部，３４２…オンデータ選択部，３４３…位相差取得部，３４７…分散値計算部，３４８…σ＿φ＾２－Ｎテーブル，３５０ｂ…位相雑音補償部，３６０ｂ…スイッチ

Claims (8)

  1. 　複数の他の通信装置からバーストフレーム信号をそれぞれ受信する受信部と、
    　前記バーストフレーム信号の位相雑音量を最小化させるように搬送波位相同期における移動平均フィルタのブロック長を変化させる制御部と、
    　を備える通信装置。
  2. 　前記バーストフレーム信号のプリアンブルから前記位相雑音量を測定する測定部
    　をさらに備え、
    　前記制御部は、前記バーストフレーム信号ごとに前記ブロック長を変化させる
    　請求項１に記載の通信装置。
  3. 　前記バーストフレーム信号の前記プリアンブルは、オンオフキーイング変調がなされた信号である
    　請求項２に記載の通信装置。
  4. 　ディスカバリ動作の実行時のバーストフレーム信号から前記位相雑音量を測定する測定部
    　をさらに備え、
    　前記制御部は、前記ディスカバリ動作の実行周期ごとに前記ブロック長を変化させる
    　請求項１に記載の通信装置。
  5. 　前記制御部は、動的帯域割当において用いられる各バーストフレーム信号の到着時間を示す情報に基づいて前記ブロック長を変化させる
    　請求項４に記載の通信装置。
  6. 　前記ディスカバリ動作の実行時のバーストフレーム信号は、オンオフキーイング変調がなされた信号である
    　請求項４又は請求項５に記載の通信装置。
  7. 　偏波パイロットを用いて位相雑音を補償する補償部
    　をさらに備え、
    　前記制御部は、前記位相雑音量が所定値以上である場合、前記搬送波位相同期を行わず、前記補償部に前記位相雑音を補償させる
    　請求項１から６のうちいずれか一項に記載の通信装置。
  8. 　複数の他の通信装置からバーストフレーム信号をそれぞれ受信する受信ステップと、
    　前記バーストフレーム信号の位相雑音量を最小化させるように搬送波位相同期における移動平均フィルタのブロック長を変化させる制御ステップと、
    　を有する通信方法。
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