WO2022154486A1 - 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법 및 장치 - Google Patents

전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법 및 장치 Download PDF

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WO2022154486A1
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signal
time
self
interference
digital
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PCT/KR2022/000574
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이권종
김영준
이효진
이주호
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삼성전자 주식회사
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Definitions

  • the present disclosure relates to a method for supporting a full-duplex operation in a wireless communication system, and more particularly, to a self-interference cancellation technique for supporting a full-duplex operation in a wireless communication system and a structure for using the same.
  • the maximum transmission speed is tera (ie, 1,000 gigabytes) bps
  • the wireless latency is 100 microseconds ( ⁇ sec). That is, the transmission speed in the 6G communication system is 50 times faster than in the 5G communication system, and the wireless delay time is reduced to 1/10.
  • 6G communication systems use the terahertz band (for example, the 95 gigahertz (95 GHz) to 3 terahertz (3 THz) band). implementation is being considered.
  • the terahertz band compared to the millimeter wave (mmWave) band introduced in 5G, the importance of technology that can guarantee the signal reach, that is, the coverage, is expected to increase due to more severe path loss and atmospheric absorption.
  • mmWave millimeter wave
  • Multi-antenna transmission technologies such as input and multiple-output (massive MIMO), full dimensional MIMO (FD-MIMO), array antennas, and large scale antennas should be developed.
  • new technologies such as metamaterial-based lenses and antennas, high-dimensional spatial multiplexing technology using orbital angular momentum (OAM), and reconfigurable intelligent surface (RIS) are being discussed to improve the coverage of terahertz band signals.
  • a full duplex technology in which uplink and downlink simultaneously use the same frequency resource at the same time satellite and Network technology that integrates high-altitude platform stations (HAPS), etc., network structure innovation that supports mobile base stations, etc. and enables optimization and automation of network operation, and dynamic frequency sharing through collision avoidance based on spectrum usage prediction AI-based communication technology that realizes system optimization by utilizing dynamic spectrum sharing technology and artificial intelligence (AI) from the design stage and internalizing end-to-end AI support functions
  • AI artificial intelligence
  • the next hyper-connected experience (the next hyper-connected) through the hyper-connectivity of the 6G communication system that includes not only the connection between objects but also the connection between people and objects. experience) is expected.
  • the 6G communication system is expected to provide services such as truly immersive extended reality ( truly immersive XR), high-fidelity mobile hologram, and digital replica.
  • services such as remote surgery, industrial automation, and emergency response through security and reliability enhancement are provided through the 6G communication system, so it is applied in various fields such as industry, medical care, automobiles, and home appliances.
  • the present disclosure provides a method and apparatus for transmitting and receiving a signal by a transmitting/receiving device supporting a full-duplex operation in a wireless communication system.
  • the present disclosure provides a method and apparatus for a transmission/reception device supporting a full-duplex operation in a wireless communication system to cancel self-interference.
  • a method for performing digital self-interference cancellation by a transceiver including a transmitting end and a receiving end in a full-duplex system includes: acquiring a time-base digital transmission signal generated by the transmitting end; receiving a received signal including a self-interference signal introduced through a self-interference channel between the receiving ends through the receiving end; extracting at least one time-base nonlinear signal sample for estimating a coefficient; and converting the time-base digital transmission signal and the at least one time-base nonlinear signal sample into a frequency-axis digital transmission signal and at least one frequency-axis nonlinear signal sample, respectively converting the received signal into a frequency-axis digital reception signal; estimating channel information and at least one non-linear signal coefficient of the self-interference signal; estimating the self-interference signal based on the estimated channel information and the estimated at least one non-linear signal coefficient; and performing digital self-interference cancellation on the frequency-axis digital reception signal using the obtained self-interference signal.
  • a method for performing digital self-interference cancellation by a transceiver including a transmitting end and a receiving end in a full-duplex system includes the steps of analyzing a multi-path of the received signal, and comparing the number with a threshold value, and when the number of analyzed multipaths is equal to or greater than the threshold value, combining the time-base digital transmission signal and the at least one time-base nonlinear signal sample with the frequency-axis digital transmission signal and at least one frequency axis The method further includes converting each sample into nonlinear signal samples.
  • a method for performing digital self-interference cancellation by a transceiver including a transmitting end and a receiving end in a full-duplex system includes updating the at least one nonlinear signal coefficient for the estimated self-interference signal.
  • the method further includes performing the digital self-interference cancellation on the digital received signal.
  • a signal obtained by attenuating the estimated self-interference signal from the frequency-axis digital reception signal The process of comparing the intensity with a threshold value, and when the intensity of the signal obtained by attenuating the estimated self-interference signal in the frequency-axis digital reception signal is equal to or greater than the threshold value, adjusting the number of nonlinear signal coefficients, and the adjusted number estimating the self-interference signal based on the nonlinear signal coefficient of The method further includes the step of performing the digital self-interference cancellation on the frequency-axis digital reception signal by using the method.
  • the method for performing digital self-interference cancellation by a transceiver including a transmitting end and a receiving end in a full-duplex system further includes correcting a time synchronization error for the time-base digital transmit signal. .
  • a method for performing digital self-interference cancellation by a transceiver including a transmitting end and a receiving end in a full-duplex system includes the steps of setting an initial value of a time offset to 0; A process of converting the digital reception signal into a digital reception signal; performing a convolution operation on the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal delayed by the time offset; and the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal A result of performing a convolution operation on a signal delayed by the time offset and a result of performing a convolution operation on a signal delaying the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal by one value less than the time offset A result of performing a convolution operation on the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal delayed by the time offset is a result of comparing the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal with the time-base digital reception signal and the time-based digital transmission signal than the time offset.
  • the time offset is increased by 1, and the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal are increased by 1 from the time offset.
  • a result of performing a convolution operation on the digital reception signal and the time-base digital transmission signal delayed by the time offset is a signal obtained by delaying the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal by one value less than the time offset If it is smaller than the result of performing a convolution operation on
  • the method further includes correcting the time synchronization error with respect to the transmission signal.
  • a method for performing digital self-interference cancellation by a transceiver including a transmitting end and a receiving end in a full-duplex system includes the steps of setting an initial value of a time offset to 0; The process of converting to a digital reception signal, the process of performing a convolution operation on the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal delayed by the time offset by the time offset, the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal storing a convolution result for the signal delayed by the time offset, comparing the time offset with a value corresponding to the total number of samples for the singa time axis digital transmission signal, wherein the time offset is the singa time axis When it is smaller than the value corresponding to the total number of samples for the digital transmission signal, the time offset is increased by 1, and the time-base digital reception signal and the time-based digital transmission signal are delayed by a value obtained by increasing the time offset by 10,000.
  • the method further includes correcting the time synchronization error with respect to the time-base digital transmission signal using a value.
  • a method for performing digital self-interference cancellation by a transceiver including a transmitting end and a receiving end in a full-duplex system includes the steps of determining whether a time synchronization signal is included in the received signal; a process of correcting a time synchronization error of the received signal using the time synchronization signal when the received signal includes the time synchronization signal; and when the received signal does not include the time synchronization signal, the The method further includes correcting a time synchronization error of the received signal by using a data signal included in the received signal.
  • a method for performing digital self-interference cancellation by a transceiver including a transmitter and a receiver in a full-duplex system includes the steps of: converting the received signal into a time-base digital receive signal; The method further includes approximating a signal to a polynomial for the time-base digital transmission signal, and setting each term of the approximated polynomial to the at least one time-base nonlinear signal sample.
  • the coefficient of the non-linear signal may include: When the polynomial approximation for the transmitted signal is approximated, it is characterized in that it is associated with at least one term of the approximated polynomial.
  • a transceiver for performing digital self-interference cancellation in a full-duplex system comprising: a transmitter; receiver; and a time-base digital transmission signal generated by the transmitting end, receiving a received signal including a self-interference signal introduced through a self-interference channel between the transmitting end and the receiving end, through the receiving end, and the time-base digital transmission signal extracting at least one time-base non-linear signal sample for estimating at least one non-linear signal coefficient of the self-interference channel and the self-interference signal from each of a transmission signal and at least one frequency-axis nonlinear signal sample, converting the received signal into a frequency-axis digital reception signal, the frequency-axis digital transmission signal, the at least one frequency-axis nonlinear signal sample, and the frequency-axis digital Estimate channel information of the self-interference channel and at least one non-linear signal coefficient of the self-interference signal based on a received signal, and the self-interference signal
  • a transceiver for performing digital self-interference cancellation in a full-duplex system analyzes the multipath of the received signal, compares the analyzed number of multipaths with a threshold, and and a controller for converting the time-base digital transmission signal and the at least one time-base nonlinear signal sample into the frequency-axis digital transmission signal and at least one frequency-axis nonlinear signal sample, respectively, when the number of multipaths is equal to or greater than the threshold value.
  • a transceiver for performing digital self-interference cancellation in a full-duplex system updates the at least one nonlinear signal coefficient for the estimated self-interference signal,
  • the strength of the signal obtained by attenuating the estimated self-interference signal is compared with a threshold value, and when the strength of the signal obtained by attenuating the estimated self-interference signal from the frequency-axis digital reception signal is equal to or greater than the threshold value, the frequency-axis digital reception signal estimating at least one nonlinear signal coefficient for a signal obtained by attenuating the estimated self-interference signal in a controller for estimating the self-interference signal based on the estimated self-interference channel and the updated nonlinear signal coefficient, and performing the digital self-interference cancellation on the frequency-axis digital reception signal using the estimated self-interference signal;
  • a transceiver for performing digital self-interference cancellation in a full-duplex system compares the intensity of a signal obtained by attenuating the estimated self-interference signal in the frequency-axis digital reception signal with a threshold value, and When the intensity of a signal obtained by attenuating the estimated self-interference signal in the frequency-axis digital reception signal is equal to or greater than the threshold, the number of non-linear signal coefficients is adjusted, and the self-interference signal is based on the adjusted number of non-linear signal coefficients.
  • the digital magnetic field is applied to the frequency-axis digital reception signal using the estimated self-interference signal.
  • a transceiver for performing digital self-interference cancellation in a full-duplex system includes a control unit for correcting a time synchronization error with respect to the time-base digital transmission signal.
  • a transceiver for performing digital self-interference cancellation in a full-duplex system sets an initial value of a time offset to 0, converts the received signal into a time-base digital receive signal, and receives the time-base digital signal
  • a convolution operation is performed on a signal and a signal in which the time-base digital transmission signal is delayed by the time offset, and a convolution operation is performed on a signal in which the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal are delayed by the time offset
  • a result of performing a convolution operation on the time-base digital reception signal and the signal delaying the time-base digital transmission signal by one value less than the time offset is compared, and the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal are compared.
  • the result of performing the convolution operation on the signal delayed by the time offset is higher than the result of performing the convolution operation on the signal delaying the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal by one value less than the time offset. If it is large, the result of performing a convolution operation on a signal in which the time offset is increased by 1, and the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal are delayed by a value increased by 1 from the time offset, and the time-base digital signal A result of performing a convolution operation on the received signal and the signal in which the time-base digital transmission signal is delayed by the time offset is compared, and the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal are delayed by the time offset.
  • a controller configured to set a value as a time synchronization error value and correct the time synchronization error with respect to the time-base digital transmission signal using the set time synchronization error value.
  • a transceiver for performing digital self-interference cancellation in a full-duplex system sets an initial value of a time offset to 0, converts the received signal into a time-base digital receive signal, and receives the time-base digital signal
  • a convolution operation is performed on a signal and a signal in which the time-base digital transmission signal is delayed by the time offset, and a convolution operation result is performed on a signal in which the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal are delayed by the time offset and comparing the time offset with a value corresponding to the total number of samples for the single time base digital transmission signal, and when the time offset is less than a value corresponding to the total number of samples for the single time base digital transmission signal, the time offset is increased by 1, and a convolution operation is performed on the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal delayed by a value obtained by increasing the time offset by 10,000, and the time-base digital reception signal and the time-base digital transmission signal stores the result of a convolution operation
  • a transceiver for performing digital self-interference cancellation in a full-duplex system determines whether the received signal includes a time synchronization signal, and determines whether the received signal includes the time synchronization signal. In this case, a time synchronization error of the received signal is corrected using the time synchronization signal, and when the time synchronization signal is not included in the received signal, the received signal is generated using a data signal included in the received signal. and a control unit for correcting a time synchronization error.
  • a transceiver for performing digital self-interference cancellation in a full-duplex system converts the received signal into a time-base digital receive signal, and converts the time-base digital receive signal into a polynomial for the time-base digital transmit signal and a control unit configured to approximate and set each term of the approximated polynomial to the at least one time-base nonlinear signal sample.
  • the coefficients of the nonlinear signal approximate the frequency-axis digital reception signal with a polynomial to the frequency-axis digital transmission signal, It is characterized in that it is associated with at least one term of the approximated polynomial.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a basic structure of a time-frequency domain, which is a radio resource domain in which data or a control channel is transmitted in an LTE system.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a PDCCH that is a downlink physical channel through which DCI is transmitted in an LTE system.
  • 3 is a diagram illustrating an example of a basic unit of time and frequency resources constituting a downlink control channel in a 5G system.
  • CORESET control resource set
  • 5 is a diagram illustrating an example of a configuration for a downlink RB structure in a 5G system.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a transceiver having a self-interference cancellation function in a full-duplex system according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a magnetic interference canceller according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a flow of a transmission signal generated at a transmitting end according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a flow of a reception signal generated at a receiving end according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a structure of a transceiver for performing a conventional digital self-interference cancellation.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a multi-panel structure of a transmitting end and a receiving end.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a method of performing time-domain self-interference cancellation during a full-duplex operation according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a structure of a transceiver for performing time-base digital self-interference cancellation according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a method of performing frequency-axis self-interference cancellation during full-duplex operation according to an embodiment of the present disclosure.
  • 15 is a diagram illustrating a structure of a transceiver for performing frequency-axis digital magnetic interference cancellation according to an embodiment of the present disclosure.
  • 16 is a diagram illustrating a time synchronization error between a digital transmission signal of a transmitting end and a digital receiving signal of a receiving end according to an embodiment of the present disclosure.
  • 17 is a diagram illustrating a method of correcting a time synchronization error due to a channel delay using a correlation between a received signal and a transmitted signal according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a method of correcting a time synchronization error due to a channel delay using a correlation between a reception signal and a transmission signal according to another embodiment of the present disclosure.
  • 19 is a diagram illustrating a state of a receiving end performing channel delay estimation according to whether a synchronization signal is included in a self-interference signal according to an embodiment of the present disclosure.
  • 20 is a diagram illustrating a method of correcting a time synchronization error according to a channel delay of a reception signal and a transmission signal according to an embodiment of the present disclosure.
  • 21 is a diagram illustrating a method of performing time-axis digital self-interference cancellation and frequency-axis digital self-interference cancellation in consideration of multiple paths according to an embodiment of the present disclosure.
  • 22 is a diagram illustrating a method of re-performing digital self-interference cancellation according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a method of re-performing digital self-interference cancellation according to another embodiment of the present disclosure.
  • 24 is a diagram illustrating the configuration of a transmitting end and a receiving end in the same node according to an embodiment of the present disclosure.
  • 25 is a diagram illustrating a connection structure between a transmitting end and a receiving end in the same node according to an embodiment of the present disclosure.
  • 26 is a diagram illustrating a connection structure between a transmitting end and a receiving end in the same node according to another embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating a connection structure between a preprocessor and a transmitter and a receiver according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 28 is a diagram illustrating a connection structure between a preprocessor and a transmitter and a receiver according to another embodiment of the present disclosure.
  • 29 is a diagram illustrating a connection structure between a preprocessor and a transmitter and a receiver according to another embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating a connection structure between a preprocessor and a transmitter and a receiver according to another embodiment of the present disclosure.
  • 31 is a diagram illustrating an internal structure of a preprocessor according to an embodiment of the present disclosure.
  • each block of the flowchart diagrams and combinations of the flowchart diagrams may be performed by computer program instructions.
  • These computer program instructions may be embodied in a processor of a general purpose computer, special purpose computer, or other programmable data processing equipment, such that the instructions performed by the processor of the computer or other programmable data processing equipment are not described in the flowchart block(s). It creates a means to perform functions.
  • These computer program instructions may also be stored in a computer-usable or computer-readable memory that may direct a computer or other programmable data processing equipment to implement a function in a particular manner, and thus the computer-usable or computer-readable memory.
  • the instructions stored in the flowchart block(s) may also be possible for the instructions stored in the flowchart block(s) to produce an article of manufacture containing instruction means for performing the function described in the flowchart block(s).
  • the computer program instructions may also be mounted on a computer or other programmable data processing equipment, such that a series of operational steps are performed on the computer or other programmable data processing equipment to create a computer-executed process to create a computer or other programmable data processing equipment. It may also be possible for instructions to perform the processing equipment to provide steps for performing the functions described in the flowchart block(s).
  • each block may represent a module, segment, or portion of code that includes one or more executable instructions for executing specified logical function(s). It should also be noted that in some alternative implementations it is also possible for the functions recited in the blocks to occur out of order. For example, two blocks shown one after another may in fact be performed substantially simultaneously, or it may be possible that the blocks are sometimes performed in a reverse order according to a corresponding function.
  • ' ⁇ unit' used in this embodiment means software or hardware components such as FPGA (Field Programmable Gate Array) or ASIC (Application Specific Integrated Circuit), and ' ⁇ unit' performs certain roles. do.
  • '-part' is not limited to software or hardware.
  • ' ⁇ unit' may be configured to reside in an addressable storage medium or may be configured to refresh one or more processors.
  • ' ⁇ part' refers to components such as software components, object-oriented software components, class components, and task components, processes, functions, properties, and programs. Includes procedures, subroutines, segments of program code, drivers, firmware, microcode, circuitry, data, databases, data structures, tables, arrays, and variables.
  • components and ' ⁇ units' may be combined into a smaller number of components and ' ⁇ units' or further separated into additional components and ' ⁇ units'.
  • components and ' ⁇ units' may be implemented to play one or more CPUs in a device or secure multimedia card.
  • ' ⁇ unit' may include one or more processors.
  • the base station is a subject performing resource allocation of the terminal, and may be at least one of a gNode B, an eNode B, a Node B, a base station (BS), a radio access unit, a base station controller, or a node on a network.
  • the terminal may include a user equipment (UE), a mobile station (MS), a cellular phone, a smart phone, a computer, or a multimedia system capable of performing a communication function.
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • a cellular phone a smart phone
  • computer or a multimedia system capable of performing a communication function.
  • the present disclosure describes a technique for a terminal to receive broadcast information from a base station in a wireless communication system.
  • the present disclosure relates to a 5G ( 5th generation) and/or 6G communication system for supporting higher data rates after a 4th generation (4G) system.
  • the present disclosure provides intelligent services (eg, smart home, smart building, smart city, smart car or connected car, healthcare, digital education, retail business, security and safety related services, etc.) based on 5G communication technology and IoT-related technology. ), and furthermore, it can be applied to services such as ultra-realistic extended reality, high-precision mobile hologram, and digital replication related to 6G communication system technology.
  • Terms referring to, terms referring to messages, terms referring to components of an apparatus, and the like are exemplified for convenience of description. Accordingly, the present disclosure is not limited to the terms described below, and other terms having equivalent technical meanings may be used.
  • 3GPP LTE 3rd generation partnership project long term evolution
  • a wireless communication system for example, 3GPP's HSPA (High Speed Packet Access), LTE (Long Term Evolution or E-UTRA (Evolved Universal Terrestrial Radio Access)), LTE-Advanced (LTE-A), LTE-Pro, 3GPP2 HRPD (High Rate Packet Data), UMB (Ultra Mobile Broadband), and IEEE 802.16e, such as communication standards such as broadband wireless broadband wireless providing high-speed, high-quality packet data service It is evolving into a communication system.
  • HSPA High Speed Packet Access
  • LTE-A Long Term Evolution-A
  • LTE-Pro LTE-Pro
  • 3GPP2 HRPD High Rate Packet Data
  • UMB Ultra Mobile Broadband
  • IEEE 802.16e such as communication standards such as broadband wireless broadband wireless providing high-speed, high-quality packet data service It is evolving into a communication system.
  • Uplink refers to a radio link in which a UE (User Equipment) or MS (Mobile Station) transmits data or control signals to a base station (eNode B, or base station (BS)). It means a wireless link that transmits data or control signals.
  • the multiple access method as described above divides the data or control information of each user by allocating and operating the time-frequency resources to which data or control information is to be transmitted for each user so that they do not overlap each other, that is, orthogonality is established. .
  • Enhanced Mobile BroadBand eMBB
  • Massive Machine Type Communication mMTC
  • Ultra Reliability Low Latency Communication URLLC
  • the eMBB aims to provide a data transmission rate that is more improved than the data transmission rate supported by the existing LTE, LTE-A, or LTE-Pro.
  • the eMBB should be able to provide a maximum data rate of 20 Gbps in the downlink and a maximum data rate of 10 Gbps in the uplink from the viewpoint of one base station.
  • it is necessary to provide an increased user perceived data rate of the terminal.
  • transmission/reception technology including a more advanced multi-input multi-output (MIMO) transmission technology.
  • MIMO multi-input multi-output
  • mMTC is being considered to support application services such as the Internet of Things (IoT) in the 5G communication system.
  • IoT Internet of Things
  • mMTC may require large-scale terminal access support, improved terminal coverage, improved battery life, and reduced terminal cost in a cell. Since the Internet of Things is attached to various sensors and various devices to provide communication functions, it must be able to support a large number of terminals (eg, 1,000,000 terminals/km2) within a cell.
  • a terminal supporting mMTC is highly likely to be located in a shaded area not covered by a cell, such as the basement of a building, due to the nature of the service, it may require wider coverage compared to other services provided by the 5G communication system.
  • a terminal supporting mMTC should be configured as a low-cost terminal, and since it is difficult to frequently exchange the battery of the terminal, a very long battery life time may be required.
  • URLLC as a cellular-based wireless communication service used for a specific purpose (mission-critical), remote control for a robot or machine, industrial automation
  • a service used in an unmaned aerial vehicle, remote health care, emergency alert, etc. it is necessary to provide communication that provides ultra-low latency and ultra-reliability.
  • a service supporting URLLC must satisfy an air interface latency of less than 0.5 milliseconds, and at the same time have a requirement of a packet error rate of 10 -5 or less. Therefore, for a service supporting URLLC, the 5G system must provide a smaller transmit time interval (TTI) than other services, and at the same time, a design requirement for allocating a wide resource in a frequency band is required.
  • TTI transmit time interval
  • the aforementioned mMTC, URLLC, and eMBB are only examples of different service types, and the service types to which the present disclosure is applied are not limited to the above-described examples.
  • each service considered in the above-mentioned 5G communication system should be provided by convergence with each other based on one framework. That is, for efficient resource management and control, it is preferable that each service is integrated and controlled and transmitted as a single system rather than being operated independently.
  • an embodiment of the present disclosure will be described below using an LTE, LTE-A, LTE Pro or NR system as an example, the embodiment of the present disclosure may be applied to other communication systems having a similar technical background or channel type. In addition, the embodiments of the present disclosure may be applied to other communication systems through some modifications within a range not significantly departing from the scope of the present disclosure as judged by a person having skilled technical knowledge.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a basic structure of a time-frequency domain, which is a radio resource domain in which data and/or a control channel are transmitted in an LTE system.
  • the horizontal axis represents the time domain
  • the vertical axis represents the frequency domain.
  • the minimum transmission unit in the time domain is an OFDM symbol 101, in which N symb OFDM symbols 101 are gathered to form one slot 102, and two slots are gathered to form one subframe 103. make up
  • the length of the slot 102 is 0.5 ms
  • the length of the subframe 103 is 1.0 ms.
  • the radio frame 104 is a time domain unit composed of 10 subframes 103 .
  • the minimum transmission unit in the frequency domain is a subcarrier 105 , and the bandwidth of the entire system transmission bandwidth consists of a total of N BW subcarriers 105 .
  • a basic unit of a resource in the time-frequency domain is a resource element (RE) 106, which may be represented by an OFDM symbol index and a subcarrier index.
  • the resource block (RB; Resource Block or PRB; Physical Resource Block) 107 is defined by N symb consecutive OFDM symbols 101 in the time domain and N RB consecutive subcarriers 108 in the frequency domain. Accordingly, one RB 107 is composed of N symb x N RB REs 106 .
  • DCI downlink control information
  • scheduling information for downlink data or uplink data is transmitted from a base station to a terminal through DCI.
  • DCI is whether it is scheduling information for uplink data or scheduling information for downlink data, whether it is a compact DCI with a small size of control information, whether spatial multiplexing using multiple antennas is applied, DCI for power control It may include information on whether or not it is recognized.
  • the DCI format defined according to the above-described information may be applied and operated.
  • DCI format 1 which is scheduling control information for downlink data, is configured to include at least the following control information.
  • Type 0 allocates resources in a RBG (resource block group) unit by applying a bitmap method.
  • the basic unit of scheduling in the LTE system is a resource block (RB) expressed by time and frequency domain resources, and the RBG is composed of a plurality of RBs and becomes the basic unit of scheduling in the type 0 scheme.
  • Type 1 allows to allocate a specific RB within an RBG.
  • - Resource block assignment Notifies the RB allocated for data transmission.
  • the resource represented is determined according to the system bandwidth and resource allocation method.
  • MCS Modulation and Coding Scheme
  • HARQ process number Notifies the process number of HARQ.
  • New data indicator Notifies whether HARQ initial transmission or retransmission.
  • Transmit Power Control command for PUCCH (Transmit Power Control (TPC) command for Physical Uplink Control CHannel (PUCCH)): Notifies a transmit power control command for PUCCH, which is an uplink control channel.
  • TPC Transmit Power Control
  • PUCCH Physical Uplink Control CHannel
  • the DCI is transmitted through a physical downlink control channel (PDCCH), which is a downlink physical control channel, through a channel coding and modulation process.
  • PDCCH physical downlink control channel
  • a cyclic redundancy check is attached to the DCI message payload, and the CRC is scrambled with a Radio Network Temporary Identifier (RNTI) corresponding to the identity of the UE.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • Different RNTIs are used according to the purpose of the DCI message, for example, UE-specific data transmission, a power control command, or a random access response. That is, the RNTI is not explicitly transmitted, but included in the CRC calculation process and transmitted.
  • the UE Upon receiving the DCI message transmitted on the PDCCH, the UE checks the CRC using the allocated RNTI.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a PDCCH that is a downlink physical channel through which DCI is transmitted in an LTE system.
  • the PDCCH 201 is time-multiplexed with a Physical Downlink Shared Channel (PDSCH) 202, which is a data transmission channel, and is transmitted over the entire system bandwidth.
  • PDSCH Physical Downlink Shared Channel
  • the area of the PDCCH 201 is expressed by the number of OFDM symbols, which is indicated to the UE by a Control Format Indicator (CFI) transmitted through a Physical Control Format Indicator CHannel (PCFICH).
  • CFI Control Format Indicator
  • PCFICH Physical Control Format Indicator CHannel
  • the UE can decode the downlink scheduling assignment as soon as possible, and through this, the decoding delay for the DL-SCH (DownLink Shared CHannel), that is, the overall downlink There is an advantage in that link transmission delay can be reduced.
  • DownLink Shared CHannel DownLink Shared CHannel
  • One PDCCH carries one DCI message, and since a plurality of terminals can be simultaneously scheduled for downlink and uplink, a plurality of PDCCHs are transmitted simultaneously in each cell.
  • a cell-specific reference signal (CRS) 203 is used as a reference signal for decoding the PDCCH 201 .
  • the CRS 203 is transmitted in every subframe over the entire band, and scrambling and resource mapping are changed according to a cell ID (IDentity). Since the CRS 203 is a reference signal commonly used by all terminals, terminal-specific beamforming cannot be used. Therefore, the multi-antenna transmission method for PDCCH of LTE is limited to open-loop transmit diversity.
  • the number of ports of CRS is implicitly known to the UE from decoding of PBCH (Physical Broadcast CHannel).
  • Resource allocation of the PDCCH 201 is based on a Control-Channel Element (CCE), and one CCE consists of 9 Resource Element Groups (REGs), that is, a total of 36 Resource Elements (REs).
  • CCE Control-Channel Element
  • REGs Resource Element Groups
  • the number of CCEs required for a specific PDCCH 201 may be 1, 2, 4, or 8, depending on the channel coding rate of the DCI message payload. As described above, the number of different CCEs is used to implement link adaptation of the PDCCH 201 .
  • the UE needs to detect a signal without knowing information about the PDCCH 201.
  • a search space indicating a set of CCEs is defined for blind decoding.
  • the search space is composed of a plurality of sets at the aggregation level (AL) of each CCE, which is not explicitly signaled but is implicitly defined through a function and subframe number by the UE identity.
  • the UE performs decoding on the PDCCH 201 for all possible resource candidates that can be made from CCEs in the configured search space, and information declared valid for the UE through CRC verification. to process
  • the search space is classified into a terminal-specific search space and a common search space.
  • a group of terminals or all terminals may search the common search space of the PDCCH 201 to receive cell common control information such as a dynamic scheduling or paging message for system information.
  • cell common control information such as a dynamic scheduling or paging message for system information.
  • SIB System Information Block
  • the entire PDCCH region is composed of a set of CCEs in a logical region, and a search space composed of a set of CCEs exists.
  • the search space is divided into a common search space and a UE-specific search space, and the search space for the LTE PDCCH is defined as follows.
  • the terminal-specific search space is not explicitly signaled but is implicitly defined through a function and a subframe number by the terminal identity. That is, since the terminal-specific search space can change according to the subframe number, this means that it can change with time. problem) is solved.
  • any UE cannot be scheduled in the subframe because all CCEs investigated by a specific UE are already being used by other UEs scheduled in the same subframe, this search space changes with time. , such a problem may not occur in the next subframe. For example, even if a part of the UE-specific search space of UE#1 and UE#2 overlaps in a specific subframe, since the UE-specific search space changes for each subframe, the overlap in the next subframe is expected to be different can do.
  • the common search space is defined as a set of promised CCEs because a certain group of terminals or all terminals must receive the PDCCH. That is, the common search space does not change according to the identity of the terminal or the subframe number.
  • the common search space exists to transmit various system messages, it can also be used to transmit control information of individual terminals. Through this, the common search space can be used as a solution to the problem that the terminal cannot be scheduled due to insufficient resources available in the terminal-specific search space.
  • the search space is a set of candidate control channels composed of CCEs that the UE should attempt to decode on a given aggregation level, and since there are several aggregation levels that make a bundle with 1, 2, 4, 8 CCEs, the UE has a plurality of have a search space.
  • the number of PDCCH candidates to be monitored by the UE in the search space defined according to the aggregation level is defined in the table below.
  • the aggregation level ⁇ 1, 2, 4, 8 ⁇ is supported, and in this case, ⁇ 6, 6, 2, 2 ⁇ PDCCH candidates are each.
  • an aggregation level ⁇ 4, 8 ⁇ is supported, and in this case, it has ⁇ 4, 2 ⁇ PDCCH candidates, respectively.
  • the reason why the common search space supports only the aggregation level of ⁇ 4, 8 ⁇ is to improve the coverage characteristics because the system message generally has to reach the cell edge.
  • DCI transmitted to the common search space is defined only for a specific DCI format such as 0/1A/3/3A/1C corresponding to a system message or power control for a UE group.
  • DCI format with spatial multiplexing is not supported in the common search space.
  • the downlink DCI format to be decoded in the UE-specific search space varies according to a transmission mode configured for the corresponding UE. Since the setting of the transmission mode is made through RRC (Radio Resource Control) signaling, the exact subframe number for whether the setting is effective for the corresponding terminal is not specified. Therefore, the terminal can be operated so as not to lose communication by always performing decoding on DCI format 1A regardless of the transmission mode.
  • RRC Radio Resource Control
  • 3 is a diagram illustrating an example of a basic unit of time and frequency resources constituting a downlink control channel in a 5G system.
  • a Resource Element Group (REG) 303 which is a basic unit of time and frequency resources constituting a control channel, consists of one OFDM symbol 301 on the time axis, and 12 symbols on the frequency axis. It consists of a subcarrier 302, that is, 1 RB (Resource Block).
  • the data channel and the control channel can be time-multiplexed within one subframe by assuming that the time axis basic unit is one OFDM symbol 301 .
  • the frequency axis basic unit of the control channel By placing the control channel ahead of the data channel, the user's processing time can be reduced, so it is easy to satisfy the latency requirement.
  • frequency multiplexing between the control channel and the data channel can be performed more efficiently.
  • control channel regions of various sizes can be set.
  • a basic unit to which a downlink control channel is allocated in a 5G system is referred to as a Control Channel Element (CCE) 304
  • one CCE 304 may be composed of a plurality of REGs 303 .
  • the REG 303 shown in FIG. 3 is described as an example, the REG 303 may be composed of 12 REs, and if 1 CCE 304 is composed of 6 REGs 303, 1 CCE 304 is It means that it can be composed of 72 REs.
  • the corresponding region may be composed of a plurality of CCEs 304, and a specific downlink control channel is mapped to one or more CCEs 304 according to the aggregation level (AL) in the control region and transmitted.
  • A aggregation level
  • the DMRS 305 may be transmitted in three REs within one REG 303 .
  • the UE can decode the control information without information about which precoding the base station has applied.
  • CORESET control resource set
  • FIG. 4 An example of FIG. 4 is a case in which one slot is assumed to be 7 OFDM symbols.
  • 4 shows an example in which two control regions (control region #1 (401) and control region #2 (402)) are set in a system bandwidth 410 on the frequency axis and one slot 420 on the time axis. .
  • the frequency of the control regions 401 and 402 may be set to a specific subband 403 within the entire system bandwidth 410 .
  • the time length of the control regions 401 and 402 may be set by one or more OFDM symbols, and the time length of the control regions 401 and 402 may be defined as the Control Resource Set Duration 404 .
  • the control region #1 401 is set to a control region length of two symbols
  • the control region #2 402 is set to a control region length of one symbol.
  • the control region in the above-described 5G system may be set by the base station to the terminal through higher layer signaling (eg, system information, master information block (MIB), RRC signaling).
  • Setting the control region to the terminal means providing information such as the location of the control region, subbands, resource allocation of the control region, and the length of the control region.
  • the setting information may include information of [Table 2].
  • the configuration information in [Table 2] is an example of the present disclosure, and in addition to the configuration information in [Table 2], various information necessary for transmitting the downlink control channel may be configured in the terminal.
  • DCI downlink control information
  • scheduling information for uplink data (Physical Uplink Shared CHannel (PUSCH)) or downlink data (Physical Downlink Shared CHannel (PDSCH)) is transmitted from the base station to the terminal through DCI.
  • PUSCH Physical Uplink Shared CHannel
  • PDSCH Physical Downlink Shared CHannel
  • the UE may monitor a DCI format for fallback and a DCI format for non-fallback for PUSCH or PDSCH.
  • the DCI format for countermeasures may consist of a field fixed between the base station and the terminal, and the DCI format for non-prevention may include a configurable field.
  • DCI for a countermeasure for scheduling PUSCH may include information of [Table 3].
  • DCI for non-preparation for scheduling PUSCH may include information of [Table 4].
  • DCI for a countermeasure for scheduling a PDSCH may include information of [Table 5].
  • the DCI for non-preparation for scheduling the PDSCH may include the information in [Table 6].
  • the DCI may be transmitted through a physical downlink control channel (PDCCH), which is a downlink physical control channel, through a channel coding and modulation process.
  • PDCCH physical downlink control channel
  • a cyclic redundancy check (CRC) is attached to the DCI message payload, and the CRC is scrambled with a Radio Network Temporary Identifier (RNTI) corresponding to the identity of the UE.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • Different RNTIs are used according to the purpose of the DCI message, for example, UE-specific data transmission, a power control command, or a random access response. That is, the RNTI is not explicitly transmitted, but included in the CRC calculation process and transmitted.
  • the UE may check the CRC using the allocated RNTI. If the CRC check result is correct, the terminal can know that the corresponding message has been transmitted to the terminal.
  • DCI scheduling PDSCH for system information may be scrambled with SI-RNTI.
  • DCI scheduling a PDSCH for a random access response (RAR) message may be scrambled with an RA-RNTI.
  • DCI scheduling a PDSCH for a paging message may be scrambled with a P-RNTI.
  • DCI notifying SFI Slot Format Indicator
  • DCI notifying Transmit Power Control TPC
  • DCI for scheduling UE-specific PDSCH or PUSCH may be scrambled with C-RNTI (Cell RNTI).
  • a specific terminal When a specific terminal receives a data channel, that is, a PUSCH or a PDSCH scheduled through the PDCCH, data is transmitted and received together with the DMRS in the corresponding scheduled resource region.
  • a data channel that is, a PUSCH or a PDSCH scheduled through the PDCCH
  • 5 is a diagram illustrating an example of a configuration for a downlink RB structure in a 5G system.
  • FIG. 5 shows a case in which a specific terminal uses 14 OFDM symbols as one slot (or subframe) in downlink, PDCCH is transmitted in the first two OFDM symbols, and DMRS is transmitted in the third symbol. indicates.
  • the PDSCH in the specific RB in which the PDSCH is scheduled, the PDSCH is transmitted by mapping data to REs on which DMRS is not transmitted in the third symbol and REs from the fourth to the last symbol.
  • Subcarrier spacing represented in FIG. 5 f is 15 kHz in case of LTE/LTE-A system and one of ⁇ 15, 30, 60, 120, 240, 480 ⁇ kHz is used in case of 5G system.
  • the base station in order to measure the downlink channel state in the cellular system, the base station must transmit a reference signal.
  • the UE may measure the channel state between the BS and the UE using CRS or CSI-RS transmitted by the BS.
  • the channel state should be measured in consideration of various factors, which may include an amount of interference in downlink.
  • the amount of interference in the downlink includes an interference signal and thermal noise generated by an antenna belonging to an adjacent base station, and the amount of interference in the downlink is important for the UE to determine the downlink channel condition. For example, when a signal is transmitted from a base station having a single transmit antenna to a terminal having a single receive antenna, the terminal receives energy per symbol that can be received in downlink from a reference signal received from the base station and simultaneously receives the symbol in a section receiving the corresponding symbol. Es/Io must be determined by judging the amount of interference to be made. The determined Es/Io is converted into a data transmission rate or a value corresponding thereto and transmitted to the base station in the form of a channel quality indicator (CQI). can be used
  • CQI channel quality indicator
  • the terminal feeds back information on the downlink channel state to the base station so that it can be utilized for downlink scheduling of the base station. That is, the terminal measures the reference signal transmitted by the base station in the downlink and feeds back the information extracted thereto to the base station in the form defined by the LTE/LTE-A standard.
  • information fed back by the UE in LTE/LTE-A may be referred to as channel state information, and the channel state information may include the following three pieces of information.
  • RI Rank Indicator
  • PMI Precoding Matrix Indicator
  • CQI Channel Quality Indicator
  • CQI may be replaced with a signal to interference plus noise ratio (SINR) that can be utilized similarly to the maximum data rate, the maximum error correction code rate and modulation method, data efficiency per frequency, etc. have.
  • SINR signal to interference plus noise ratio
  • the RI, PMI, and CQI are related to each other and have meaning.
  • a precoding matrix supported by LTE/LTE-A is defined differently for each rank. Accordingly, the PMI value X when RI has a value of 1 and the PMI value X when RI has a value of 2 may be interpreted differently.
  • the PMI value X notified to the base station is applied by the base station even when the terminal determines the CQI. That is, the UE reporting RI_X, PMI_Y, and CQI_Z to the base station is equivalent to reporting that the UE can receive the data rate corresponding to CQI_Z when the rank is RI_X and the PMI is PMI_Y. In this way, when the UE calculates the CQI, it is assumed that the base station is to perform the transmission method so that optimized performance can be obtained when actual transmission is performed using the transmission method.
  • RI, PMI, and CQI which are channel state information fed back by the UE, may be fed back in a periodic or aperiodic form.
  • the base station wants to aperiodically acquire channel state information of a specific terminal, the base station aperiodic feedback indicator (or channel state information request field, channel state) included in downlink control information (DCI) for the terminal Information request information) may be used to perform aperiodic feedback (or aperiodic channel state information reporting).
  • DCI downlink control information
  • the terminal when the terminal receives an indicator configured to perform aperiodic feedback in the nth subframe, the UE performs uplink transmission including aperiodic feedback information (or channel state information) in data transmission in the n+kth subframe.
  • k is a parameter defined in the 3GPP LTE Release 11 standard, which is 4 in Frequency Division Duplexing (FDD) and may be defined as in [Table 7] in Time Division Duplexing (TDD).
  • Table 7 shows k values for each subframe number n in the TDD UL/DL configuration.
  • feedback information (or channel state information) includes RI, PMI, and CQI, and RI and PMI may not be fed back according to feedback configuration (or channel status report configuration).
  • an in-band full duplex (hereinafter, referred to as full duplex) system is a time division transmission/reception (TDD) or a frequency division duplexing (FDD) system in the same band, unlike a frequency division duplexing (FDD) system. It is a system in which an uplink signal and a downlink signal can be simultaneously transmitted within a time resource. That is, in a full-duplex system, signals of uplink and downlink exist in the same cell for the same time period, which acts as interference. In this case, the operation of the same-band full-duplex system may include only uplink or downlink, or may include uplink and downlink simultaneously, as needed.
  • interference may include not only a signal transmitted in the band, but also leakage caused by the signal.
  • the full-duplex operation may be performed only for some of the bands used, or may be performed over the entire band.
  • simultaneous transmission in a full-duplex system is mainly described as appearing in the transmitter and receiver belonging to one node, but information necessary for full-duplex operation through mutual information sharing even if the transmitter and receiver belong to different nodes. If it can be shared, it can be interpreted including full-duplex operation between different nodes.
  • the type of interference that appears additionally due to the use of a full-duplex system is classified into two types: self-interference and cross-link interference.
  • Self-interference means interference received from a transmitting end of node A to a receiving end of node A when one node A receives a signal from another node B.
  • the node may correspond to various communication entities such as a base station, a terminal, and an IAB.
  • entities recognized as one node are physically separated, they may be recognized as one node if they are connected to each other by wire and can share information with each other or are connected wirelessly to share information. Therefore, self-interference can be interpreted as interference between two different nodes that can share information with each other.
  • the self-interference may include a signal received in a different band as well as a signal received in the same band.
  • Self-interference may also include out-of-band radiation caused by signal transmission in other bands. Since self-interference occurs at a close distance compared to a desired signal, the signal to interference and noise ratio (SINR) of the desired signal is greatly reduced. Therefore, the transmission performance of the full-duplex system is greatly affected by the performance of the self-interference cancellation technology.
  • SINR signal to interference and noise ratio
  • Cross-interference means interference received from downlink transmission of another base station in the same band when the base station receives uplink from the terminal, and interference received from uplink transmission of another terminal when the terminal receives downlink.
  • the distance between the other base station and the base station is greater than the distance between the terminal and the base station transmitting the request signal of the base station, but the interference transmission power is Since the power is generally greater than 10-20 dB, the received SINR performance of the uplink desired signal of the terminal received by the base station may be greatly affected.
  • the terminal receiving the downlink may receive cross-interference from another terminal using the uplink in the same band.
  • the meaningfully close case means that the downlink receiving terminal receives the downlink reception of the terminal because the reception power of the interference from the uplink signal of the other terminal is greater than or similar to the power of the signal received from the base station in the downlink receiving terminal. It means a state close enough to lower the performance of SINR.
  • a type of a full-duplex system is divided into a type in which only the base station supports a self-interference cancellation (SIC) function for supporting a full-duplex operation, and a type in which both the base station and the terminal support.
  • SIC self-interference cancellation
  • the reason that the case where only the terminal has the interference cancellation function is not considered is that the implementation of the antenna separation magnetic interference cancellation, RF-circuit magnetic interference cancellation, and digital magnetic interference cancellation functions, which are components, is necessary for the base station in terms of form factor size and circuit structure. This is because it can be implemented more easily.
  • terminal or “base station” below should be understood not only to refer to a single base station or a terminal, but also to be understood as a device having a transmit/receive function, and may mean other transceivers that transmit/receive with each other.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a transceiver having a self-interference cancellation function in a full-duplex system according to an embodiment of the present disclosure.
  • the structure of the transceiver 600 is equally applicable to the base station and the terminal, and the structure of any one of the base station and the terminal is not specified.
  • the present disclosure basically assumes that the base station has a self-interference cancellation function and configures a full-duplex system, it is assumed that the transceiver 600 is a base station for convenience.
  • the base station 600 includes a transmitter 601 for transmitting a downlink signal to a terminal, a self-interference canceller 602 for self-interference cancellation, a receiver 603 for receiving an uplink signal from the terminal, and a transmitter ( 601 ), a magnetic interference cancellation unit 601 , and a control unit 604 controlling the receiving unit 603 .
  • the detailed configuration method of each component of the base station 600 may vary depending on the implementation method of the base station.
  • the transceiver 600 may correspond to a terminal, and in this case, a transmitter 601 for transmitting an uplink signal to the base station and a self-interference cancellation unit 602 for self-interference cancellation , a receiver 603 for receiving a downlink signal from the base station, a transmitter 601 , a self-interference canceller 601 , and a controller 604 for controlling the receiver 603 .
  • the transmitter 601 , the self-interference canceller 601 , and the receiver 603 are illustrated to operate separately. It should be noted that the 601 and/or the receiver 603 may be included and operated.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a magnetic interference canceller according to an embodiment of the present disclosure.
  • the magnetic interference cancellation unit 700 may perform magnetic interference cancellation.
  • the magnetic interference removal unit 700 of FIG. 7 may include at least one of an antenna separation magnetic interference removal unit 701 , an RF-circuit magnetic interference removal unit 702 , and a digital magnetic interference removal unit 703 .
  • the configuration of the removal unit 700 is not limited to the above-described example.
  • the RF circuit self-interference canceller may not be included if necessary, and the antenna separation self-interference canceller may also not be included if necessary.
  • at least one of the self-interference cancellers 701 , 702 , and 703 may be activated to perform transmission/reception.
  • the antenna separation self-interference cancellation unit 701 includes physically separated antennas of the transmitting end (or transmitting unit) and the receiving end (or receiving unit), so that the magnetic interference can be sufficiently attenuated at the receiving end antenna.
  • physically separating the antenna of the transmitting end and the antenna of the receiving end is a separation method using destructive interference of the antenna so that the downlink transmit signal is received with small power at the uplink receiving end antenna, and a circulator is used in the same antenna. It may mean using a method, a method using a cross pole structure, a method using an isolator, or the like.
  • the physical separation is not limited to the above example, and may refer to separation methods in which a downlink transmission signal of the base station can be received in a small amount at an uplink receiving end of the base station.
  • the RF-circuit self-interference canceller 702 may serve to attenuate the strength of the self-interference signal before it is quantized.
  • the RF-circuit included in the RF-circuit self-interference cancellation unit 702 is a self-interference signal transmitted from the transmitting end of the base station through the radio channel and antenna separation self-interference cancellation unit 701, and the RF-circuit self-interference cancellation unit ( 702) can be simulated.
  • the received signal y(t) passing through the antenna separation self-interference canceller 701 and the radio channel with respect to the analog domain transmission signal x(t) of the base station may be expressed by Equation 1 below.
  • h(t) represents the time domain impulse response of the radio channel and antenna separation self-interference canceller 701
  • n(t) represents white noise.
  • * indicates a convolution operation.
  • the RF-circuit of the RF-circuit self-interference canceller 702 may be configured to generate a pseudo-channel h'(t) simulating h(t) using a time delay module, a phase shift module, an amplifier module, etc.
  • the self-interference signal is simulated by passing the transmission signal x(t), which can be directly obtained from the transmitting end of the base station, through the RF-circuit.
  • the simulated self-interference signal x(t)*h'(t) is attenuated from the self-interference signal y(t) as in Equation 2 below.
  • the bandwidth in which the performance of the RF-circuit self-interference canceller 702 is maintained may appear differently depending on the bandwidth of the aforementioned RF-circuit components, for example, a time delay module, a phase shift module, an amplifier module, etc. have.
  • the bandwidth in which the performance of the self-interference canceller 702 of the RF-circuit is maintained is smaller than the system bandwidth, the bandwidth limitation of the self-interference canceller 702 appears due to the limitation of the analog circuit.
  • the digital self-interference cancellation unit 702 the self-interference signal X[n] in Y[n] converted to the frequency domain after the signal y'(t) after passing through the RF-self-interference unit passes through the ADC ] can be removed.
  • the digital domain channel H[n] experienced by the transmission signal X[n] is estimated, and the signal obtained by multiplying the estimated channel H'[n] by X[n] is subtracted from the received signal Y[n] give.
  • the performance of the digital self-interference canceller is determined by the similarity between the estimated channel H'[n] and the actual channel H[n]. That is, the higher the similarity between H'[n] and H[n], the higher the performance of the digital self-interference canceller.
  • a communication system to which an embodiment of the present disclosure is applied may also include a 5th generation mobile communication technology (5G, new radio, NR) developed after LTE-A. Accordingly, the embodiments of the present disclosure may be applied to other communication systems through some modifications within a range that does not significantly depart from the scope of the present disclosure as judged by those having skilled technical knowledge.
  • 5G new radio
  • x(t) transmitted from the transmitter corresponds to a self-interference transmission signal in the time domain
  • x NL (t) is a nonlinear signal generated due to the above-described components of the transmitter.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a flow of a transmission signal generated at a transmitting end.
  • Equation 4 represents a signal omitting the amplified magnitude, signal delay, error, etc. of the transmission signal as it passes through the components of the transmitting end, and is merely shown for the sake of explanation. should be taken into account and understood.
  • the IFFT 801 , DAC 802 , and PA 803 included in the transmitter simply represent major components included in a general communication system and do not represent all components corresponding to the transmitter. Since the present disclosure is applicable to all systems that perform general self-interference, it is applicable to all communication systems in which nonlinear signals are generated through component(s) of the transmitting end, which is not limited to some examples shown in FIG. 8 .
  • x NL (t) refers to all signals other than the transmission signal x(t) that the transmitting end is trying to send to the other receiving end, and does not mean only a non-linear signal.
  • the transmission operation shown in FIG. 8 is a structure generally included in a general OFDM system, an SC FDMA system, and the like, and thus the present disclosure is generally applicable to the corresponding system.
  • Equation 5 a signal received at the receiving end passes through a radio channel and is expressed by Equation 5 below.
  • the transmission signal x(t)+x NL (t) including the nonlinear signal is received through several reception paths, and it appears in the form of performing a convolution operation with the channel H (indicated by * in Equation 5 below).
  • Equation 5 in addition to the self-interference signal received through the channel, all signals other than the self-interference signal received at the receiving end, such as received signals from other nodes, interference from other nodes, and noise caused by the environment, are for convenience of explanation. has been omitted, but it should be understood that the operation includes the above signals. In addition, it should be considered that the received signal may be partially received or not received in some cases.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a flow of a received signal generated at a receiving end.
  • the FFT 901, ADC 902, and low noise amplifier (LNA) 903 included in the receiving end simply represent the main components included in a general communication system and represent all components corresponding to the receiving end. don't do it Since the present disclosure is applicable to all systems that perform general self-interference, it is applicable to all general communication systems that are not limited to some examples illustrated in FIG. 9 .
  • the received signal y(t) is converted into a time-base digital signal y[n] through the ADC 902 through the LNA 903 , and is converted to a frequency-domain digital signal through a Fast Fourier Transform (FFT) 901 . converted to signal Y[n].
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the reception operation according to the embodiment of FIG. 9 is a structure generally included in a general OFDM system, an SC FDMA system, and the like, and thus the present disclosure is generally applicable to the corresponding system.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a structure of a transceiver for performing a conventional digital self-interference cancellation.
  • the frequency axis digital signal X[k] of the transmitter is transformed into the time axis digital signal x[n] while passing through the IFFT 1001 .
  • the time-base digital signal x[n] of the transmitter is transformed into the time-base analog signal x(t) while passing through the DAC 1002 .
  • the time-base analog signal x(t) passes through the PA 1003 and is transformed into a signal x(t)+x NL (t) including a non-linear (NL) signal, and is transmitted through the antenna of the transmitter. After that, it passes through a radio channel and is received as a reception signal y(t) by the antenna of the receiving end.
  • y(t) is transformed into a time-base digital signal y[n] while passing through the LNA 1004 and ADC 1005 of the receiving end.
  • the time axis digital signal y[n] is transformed into the frequency axis digital signal Y[n] while passing through the FFT 1006 of the receiving end.
  • the signal x(t)+x NL (t) including the nonlinear signal generated while passing the PA 1003 at the transmitting end is transferred to the receiving end in order to remove the magnetic interference caused by the nonlinear signal of the transmitting end.
  • the frequency-axis digital signal X[n]+X NL [n] which is transferred to the FFT 1006 and FFT is performed on the signal x(t)+x NL (t), is removed from the frequency-axis digital signal Y[n]. .
  • the digital self-interference cancellation method shown in FIG. 10 can remove the self-interference signal including the nonlinear signal directly from the received signal, and thus the accuracy of the self-interference cancellation is increased to increase the performance gain, but may have the following problems.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a multi-panel structure of a transmitting end and a receiving end.
  • the existing digital self-interference cancellation method when the transmitting end and the receiving end have a multi-panel each composed of a phase shifter and a PA, in the existing digital self-interference cancellation method, as the number of PAs increases, the transmitting end to the receiving end. As the number of signals at the transmitting end including nonlinear signals increases, the complexity for digital self-interference cancellation increases. That is, when using a multi-panel, the existing digital magnetic interference cancellation method requires an additional design for the RF (radio frequency) line removal and operation after the PA.
  • the present disclosure describes a digital magnetic interference cancellation method using PH (Parallel Hammerstein) modeling.
  • Equation 6 shows the transmission signal and the nonlinear signal of the transmission signal through PH modeling.
  • PH modeling refers to representing the nonlinear signal generated by the components of the transmitter in several polynomials.
  • Equation 6 a 3 x (3) (t) + a 5 x (5) (t) + . . . corresponds to the modeling of the nonlinear signal described above, and the nonlinear signal coefficients such as a 1 , a 3 , a 5 are appropriately set to describe x NL (t) and the like.
  • x NL (t) represents an nth-order deep symbol sample derived from x(t), and means each term of the polynomial in Equation 6. Meanwhile, in Equation 6, only the odd-order term, which is the main component, is indicated, but it should be understood that the even-numbered term is also included.
  • Equation 6 only three coefficients of a 1 ,a 3 , a 5 are shown for the nonlinear signal coefficient, but like the nonlinear signal coefficients such as a 1 ,a 3 ,a 5 ,...a n It should be understood as applicable to the general n non-linear component coefficients.
  • Embodiment 1 relates to a method of performing digital self-interference cancellation on the time axis by using PH modeling of Equation 6 in order to perform digital self-interference cancellation during full-duplex operation.
  • Equation 7 represents a signal transmitted through a channel through which a signal transmitted from the transmitter is received, and is represented by PH modeling.
  • 12 is a diagram illustrating a method of performing time-domain self-interference cancellation during a full-duplex operation according to an embodiment of the present disclosure. 12 provides a method for simultaneously estimating the coefficients of the self-interference channel and the non-linear signal from the received signal, and estimating the self-interference signal using the estimated coefficients of the self-interference channel and the non-linear signal to eliminate the self-interference in the digital stage. do.
  • the receiving end receives the time axis digital signal x[n] generated from the transmitting end (step 1205).
  • the transmitting end or the receiving end extracts nonlinear signal samples x (3) [n], x (5) [n], etc. for coefficient estimation and channel estimation of PH modeling for the nonlinear signal of the self-interference signal.
  • the transmitting end or the receiving end may extract nonlinear signal samples x (3) [n], x (5) [n], etc. from the time-base digital signal x[n] through Equation 8.
  • Embodiment 1 only the 3rd order nonlinear signal sample and the 5th order nonlinear signal sample of the nonlinear signal are indicated for convenience of explanation, but the embodiments of the present disclosure also include higher orders and/or even orders. It should be understood as being broadly applicable.
  • the operation of Embodiment 1 will be described with respect to two nonlinear signal samples such as x (3) [n], x (5) [n], etc., but similar operations are performed for the nonlinear signal sample x (3) ) [n], x (5) [n], ... x (2k+1) [n], etc., are applicable to general k non-linear signal samples.
  • the receiving end may generate nonlinear signal samples x (3) [n], x (5) [n], etc. from the information of the transmitting end or may receive it from the transmitting end (step 1210).
  • the receiving end receives the time-base self-interference signal y[n] including the nonlinear signal through the interference channel from the transmitting end (step 1215).
  • the relationship between the time-base self-interference signal y[n], the time-base digital signal x[n], and the nonlinear signal sample x (3) [n], x (5) [n] can be expressed by the following Equation 9 have.
  • Equation 9 y represents a time-axis digital signal corresponding to a received signal (self-interference signal), and x, x (3) and x (5) represent a transmission signal and a non-linear signal sample of the transmission signal, respectively, on the time axis. .
  • N represents the total number of samples of the signal, and a 1 ,a 3 ,a 5 is The PH modeling result indicates the coefficient of the non-linear signal.
  • h(l) represents the channel coefficient of the delayed signal at each l-th tap when the time-base signal is delayed through multiple paths. In this case, l has an integer value from 0 to L-1, and L represents the total number of taps of the multi-path channel.
  • the receiving end performs a process of estimating h(l) and a 1 , a 3 , a 5 from Equation (9). That is, the receiving end can estimate the interference channel h(l) and the coefficients a 1 ,a 3 ,a 5 of the nonlinear signal using the known signal and signal sample y,x,x (3) ,x (5) . Yes (step 1020). For example, in the estimation process of step 1020, a method used in the existing channel estimation may be applied.
  • the received signal y and the corresponding transmitted signal and nonlinear signal samples x Set the sampling number N of x (3) and x (5) . Then, after constructing a matrix with the transmit signal and nonlinear signal samples x,x (3) ,x (5) , calculate the inverse or pseudo-inverse of the matrix and multiply the matrix composed of the received signal y by h(l) and a 1 , Estimate a 3 and a 5 simultaneously.
  • the process of estimating the nonlinear signal of the self-interference channel is the same as the process of estimating the channel.
  • the difference from the existing channel estimation technique is that, in the case of conventional channel estimation, if channel estimation is performed considering only a linear signal, in the embodiments of the present disclosure, a reference signal for channel estimation of a nonlinear signal is referred to as a linear signal in order to estimate the nonlinear signal.
  • a linear signal in order to estimate the nonlinear signal.
  • the receiving end calculates the estimated channel h'(l) of the interference channel h(l) and the estimated values a' 1 ,a' 3 ,a' 5 of the nonlinear component coefficients a 1 ,a 3 ,a 5 through the estimation process in step 1220.
  • acquire The receiving end estimates the self-interference signal using the obtained estimation channel h'(l) and a' 1 ,a' 3 ,a' 5 (step 1225). For example, the receiving end uses the transmission signal and nonlinear signal samples x,x (3) ,x (5) and the estimated channels h'(l) and a' 1 ,a' 3 ,a' 5 estimated in step 1220.
  • the following self-interference signal can be estimated through Equation 10 below.
  • Equation 10 above simulates a signal that is transformed into a time-base digital signal while passing through an ADC after the transmitted self-interference signal is received at the receiving end, and uses the channel and nonlinear signal coefficients obtained through the above-described estimation process.
  • the receiving end removes the self-interference signal estimated in step 1025 from the received signal in order to receive the desired signal (step 1230).
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a structure of a transceiver for performing time-base digital self-interference cancellation according to an embodiment of the present disclosure.
  • the frequency axis digital signal X[k] of the transmitting end is converted into the time axis digital signal x[n] while passing through the IFFT 1301 .
  • the time-base digital signal x[n] passes through a multiplier (not shown) and is transmitted to the receiving end together with x (3) [n], x (5) [n], which are transformed nonlinear signal samples.
  • time-base digital signal x[n] of the transmitter is transformed into a time-base analog signal x(t)+x NL (t) containing a nonlinear signal while passing through the DAC 1302 and PA 1303, and the antenna of the transmitter is After being transmitted through the radio channel, it is received as a reception signal y(t) by the antenna of the receiving end.
  • y(t) is transformed into a time-base digital signal y[n] while passing through the LNA 1304 and ADC 1305 of the receiving end.
  • the interference channel and nonlinear signal coefficients are estimated using x[n], x (3) [n], x (5) [n], and y[n] as described above, and the estimated interference channel and nonlinearity An interference signal is generated using the signal coefficients.
  • the receiving end cancels self-interference by using the generated interference signal.
  • Embodiment 2 relates to a method of performing digital self-interference cancellation on the frequency axis during full-duplex operation.
  • Equation 11 the signal x[n] transmitted from the transmitter is received as the received signal y[n] through the channel and then converted into a frequency signal through ADC, FFT, etc., using PH modeling.
  • Equation 11 the frequency axis signal sample X (k) is obtained by performing FFT on the time axis signal sample x (n) as shown in Equation 12 below.
  • 14 is a diagram illustrating a method of performing frequency-axis self-interference cancellation during full-duplex operation according to an embodiment of the present disclosure. 14 provides a method for simultaneously estimating the coefficients of the self-interference channel and the non-linear component from the received signal, and estimating the self-interference signal using the estimated coefficients of the self-interference channel and the non-linear component to eliminate the self-interference in the digital stage. do.
  • the receiving end receives the time-base digital signal x[n] generated from the transmitting end (step 1405).
  • the transmitting end or the receiving end is the frequency-axis digital signal X[n] and the nonlinear signal sample X (3) [n], X (5) [ n] and so on.
  • the transmitting end or the receiving end extracts the time axis nonlinear signal sample x (3) [n], x (5) [n], etc. from the time axis digital signal x[n] using Equation 8, and extracts the extracted nonlinear signal sample From x (3) [n], x (5) [n], etc., frequency-axis nonlinear signal samples X (3) [n], X (5) [n], etc.
  • Example 2 for convenience of explanation, only the 3rd order nonlinear signal sample and the 5th order nonlinear signal sample of the nonlinear signal are shown. It should be understood as applicable.
  • the operation of Embodiment 2 will be described with respect to two nonlinear signal samples such as X (3) [n], X (5) [n], etc., but similar operations are performed for the nonlinear signal sample X (3) ) [n],X (5) [n], ..., X (2k+1) [n], etc., are applicable to general k nonlinear signal samples.
  • the receiving end may generate frequency-axis nonlinear signal samples X (3) [n], X (5) [n], etc. from the information of the transmitting end or receive it from the transmitting end (step 1410).
  • the receiving end receives the time axis self-interference signal y[n] including the nonlinear signal from the transmitting end through the interference channel, and extracts the frequency axis receive signal Y[n] from the received signal y[n] (step 1415).
  • Equation 13 the relationship between the frequency-axis reception signal Y[n], the frequency-axis transmission signal X[n], and the frequency-axis nonlinear signal sample X (3) [n], X (5) [n] is the following Equation 13 can be expressed as
  • Equation 13 Y denotes a digital signal on the frequency axis corresponding to the received signal, and X, X (3) and X (5) denote a transmission signal and a nonlinear signal sample of the transmission signal on the frequency axis, respectively.
  • N represents the total number of samples of the signal, and a 1 , a 3 , a 5 represents the coefficient of the nonlinear signal as a result of PH modeling.
  • H is a diagonal matrix, and each element represents the coefficient of the multipath channel seen on the frequency axis.
  • the receiving end performs a process of estimating H and a 1 , a 3 , a 5 from Equation 13. That is, the receiving end can estimate the interference channel H and coefficients a 1 , a 3 , a 5 of the nonlinear signal using known signals and signal samples Y, X, X (3) , X (5) (1420). step). For example, in the estimation process of step 1220, a method used in the existing channel estimation may be applied.
  • the process of estimating the nonlinear signal of the self-interference channel is the same as the process of estimating the channel.
  • the difference from the existing channel estimation technique is that, in the case of conventional channel estimation, if channel estimation is performed considering only a linear signal, in the embodiments of the present disclosure, a reference signal for channel estimation of a nonlinear signal is referred to as a linear signal in order to estimate the nonlinear signal.
  • a linear signal in order to estimate the nonlinear signal.
  • the receiving end acquires the estimated channel H' of the channel sequence H and the estimated values a' 1 ,a' 3 ,a' 5 of the nonlinear component coefficients a 1 ,a 3 , a 5 through the estimation process in step 1420 .
  • the receiving end estimates the self-interference signal using the obtained estimation channel H' and the estimation coefficients a' 1 ,a' 3 ,a' 5 of the nonlinear signal (step 1425). For example, at the receiving end, the transmission signal and the nonlinear signal samples X,X (3) ,X (5) and the estimation channel H' estimated in step 1420 and the estimation coefficient a' 1 ,a' 3 ,a' 5 of the nonlinear signal Using Equation 14 below, the following self-interference signal can be estimated.
  • Equation 14 is a simulating a signal that is transformed into a time-domain digital signal while passing through the ADC after the transmitted self-interference signal is received at the receiving end, and is transformed while passing through the FFT.
  • the channel obtained through the above estimation process and non-linear coefficients.
  • Equation 14 is a simulating a signal that is transformed into a time-domain digital signal while passing through the ADC after the transmitted self-interference signal is received at the receiving end, and is transformed while passing through the FFT.
  • the channel obtained through the above estimation process and non-linear coefficients.
  • the receiving end removes the self-interference signal estimated in step 1425 from the received signal in order to receive the desired signal (step 1430).
  • 15 is a diagram illustrating a structure of a transceiver for performing frequency-axis digital magnetic interference cancellation according to an embodiment of the present disclosure.
  • the frequency axis digital signal X[k] of the transmitting end is transmitted to the receiving end.
  • the frequency axis digital signal X[k] of the transmitter is transformed into the time axis digital signal x[n] while passing through the IFFT 1501 .
  • the time-base digital signal x[n] passes through a multiplier (not shown), etc., and is transformed into time-base nonlinear signal samples, x (3) [n], x (5) [n], and passes through the FFT 1503 to the frequency It is transformed into an axial nonlinear signal sample X (3) [n],X (5) [n] and transmitted to the receiving end.
  • the time-base digital signal x[n] of the transmitter is transformed into a time-base analog signal x(t)+x NL (t) containing a nonlinear signal while passing through the DAC 1502 and PA 1504, and the antenna of the transmitter is It passes through a radio channel and is received as a reception signal y(t) by the antenna of the receiving end.
  • y(t) is transformed into a time-base digital signal y[n] while passing through the LNA 1505 and ADC 1506 of the receiving end.
  • the time axis digital signal y[n] is transformed into the frequency axis digital signal Y[n] while passing through the FFT 1507 of the receiving end.
  • the receiving end uses X[n], X (3) [n], X (5) [n], and Y[n] to estimate the coefficients of the interference channel and the nonlinear signal as described above, and the estimated interference channel and The interference signal is estimated using the coefficients of the nonlinear component. In addition, the receiving end cancels self-interference using the estimated interference signal.
  • Embodiment 3 relates to a method of correcting a time synchronization error when there is a time synchronization error due to a channel delay between a receiving end and a transmitting end in the first and second embodiments.
  • Example 3 relates to a method of correcting an integer multiple error when it exists.
  • a transmission signal appears as self-interference in a received signal, and the self-interference signal is received through a wireless channel.
  • the self-interference signal is received with a delay according to the transmission distance.
  • each arrow of a transmission signal and a reception signal means a sample signal of a transmission signal and a sample signal of a reception signal, respectively. 16 is for explaining the effect of the time synchronization error and the time synchronization error occurring in the self-interference signal.
  • the x-axis represents time
  • each arrow represents the discrete signal before conversion to the DAC.
  • Each arrow does not indicate a specific value, only indicates that a signal for transmission at a specific time is created and transmitted at regular intervals.
  • the time interval of the signal through which each signal is transmitted or the time interval between samples indicated by arrows is defined as T s .
  • the x-axis represents time as well, and the arrow represents the received signal. Since the sample interval of the transmitted signal is T s , the interval of the received self-interference signal is also expressed as T s . Meanwhile, a signal transmitted from the device is received by the receiver through a wireless transmission channel. Therefore, as described above, the signal transmitted from the transmitter arrives at the receiver at a time after ⁇ SI,1 .
  • Embodiment 3 describes a case where only the influence of a direct path exists
  • Embodiment 4 which will be described later, describes a case where influence due to a reflective path other than the direct path exists.
  • a fractional sync-error value of a sample is associated with a delay ⁇ SI,1 generated when a transmission signal arrives through a wireless channel after it is actually transmitted.
  • the delay ⁇ SI,1 is smaller than T s
  • the transmission signal of the transmitter and the reception signal of the receiver differ by a fractional multiple of T s as shown in FIG. 16A .
  • ⁇ SI,1 is greater than T s
  • n is an integer satisfying the inequality shown in Equation 15 below.
  • the fractional difference between the received signal and the transmitted signal has the same value as in Equation 16 below.
  • the integer multiple error can be estimated by using a signal correlation.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a method of correcting a time synchronization error due to a channel delay using a correlation between a received signal and a transmitted signal according to an embodiment of the present disclosure.
  • a method of correcting an effect of an integer multiple error among time synchronization errors will be described.
  • the receiving end receives the self-interference signal y(t) that has undergone the channel delay (step 1705).
  • the self-interference signal y(t) is a time-base analog signal, and is a signal in which a transmission signal x(t)+x NL (t) including a non-linear signal of the transmission terminal is received by the reception terminal through the interference channel h.
  • the receiving end performs ADC sampling on the received y(t) and transforms it into a time-base digital signal y[n] (step 1710).
  • the receiving end sets the time offset (T_0) corresponding to the synchronization error value to 0 (step 1715).
  • the receiving end performs a convolution operation on the self-interference signal y[n] and the signal x[n-T_0] in which the transmission signal x[n] is shifted by T_0 (step 1720).
  • the receiving end compares the result of the convolution operation of y[n] and x[n-T_0] with the result of the previous convolution operation, that is, the result of the convolution operation of y[n] and x[n-T_0+1] (1725). step).
  • the receiving end increases T_0 by 1 (step 1730) ), and steps 1720 and 1725 are performed for the increased T_0. If the result of the convolution operation of y[n] and x[n-T_0] is smaller than the result of the convolution operation of y[n] and x[n-T_0+1], the value reduced by 1 from the T_0 is the synchronization error The value T_0 is set (step 1735).
  • the receiving end corrects the synchronization error due to the channel delay by correcting the transmission signal x[n] with the signal x[n+T_0] shifted by -T_0 using the synchronization error value T_0 obtained in step 1735 (step 1740).
  • the receiving end may perform the above-described self-interference cancellation using the signal x[n+T_0] in step 1740.
  • the embodiment of FIG. 17 may be preferred when the transmitter and the receiver are close enough so that the correlation value is not affected by noise or a desired signal other than self-interference.
  • it can be preferably used in a base station with little computing power.
  • it may be preferred when the base station uses a lot of computational resources for other computations and thus there are few computational resources that can be used for channel delay estimation.
  • it may be preferred when accurate self-interference channel delay estimation is not required at the receiving end.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a method of correcting a time synchronization error due to a channel delay using a correlation between a reception signal and a transmission signal according to another embodiment of the present disclosure.
  • a method of correcting an effect of an integer multiple error among time synchronization errors will be described.
  • the receiving end receives the self-interference signal y(t) that has undergone the channel delay (step 1805).
  • the self-interference signal y(t) is a time-base analog signal, and is a signal in which a transmission signal x(t)+x NL (t) including a non-linear signal of the transmission terminal is received by the reception terminal through the interference channel h.
  • the receiving end performs ADC sampling on the received y(t) and transforms it into a time-base digital signal y[n] (step 1810).
  • the receiving end sets the time offset (T_0) corresponding to the synchronization error value to 0 (step 1815).
  • the receiving end performs a convolution operation on the self-interference signal y[n] and the signal x[n-T_0] in which the transmission signal x[n] is shifted by T_0, and the convolution result is stored in C[T_0] (1820) step). Then, the receiving end determines whether T_0 is less than N, which is the total number of ADC sampling (step 1825). If it is determined that T_0 is less than N, the receiving end increases T_0 by 1 and performs steps 1815 and 1820 using the increased T_0 (step 1830). When T_0 is greater than N, the receiving end determines T_0 when it has the largest value among C[T_0] as the synchronization error value (step 1835).
  • the receiving end uses Argmax for C[T_0] to obtain the maximum value of C[T_0], or calculates the moving average for some samples of C[T_0]. Can be used.
  • the receiving end corrects the synchronization error due to the channel delay by correcting the transmission signal x[n] with the signal x[n+T_0] shifted by -T_0 using the synchronization error value T_0 obtained in step 1635 (step 1840).
  • the receiving end may perform the aforementioned self-interference cancellation using the signal x[n+T_0] in step 1840 .
  • the embodiment of FIG. 18 may be preferred when the transmitting end and the receiving end are relatively far apart, or when a desired signal or noise has a large influence on self-interference and the correlation value changes. In addition, it may be preferred when accurate self-interference channel delay estimation is required in the receiver.
  • the signal used for estimating the channel delay is a signal used for measuring the self-interference channel in the same node, a primary synchronization signal (PSS) for synchronizing in another node, and SSS ( secondary synchronization signal) signal, as a data signal for receiving information from other nodes, for example, it may be a signal such as PDSCH, PDCCH, or the like.
  • PSS primary synchronization signal
  • SSS secondary synchronization signal
  • the transmitting end can more accurately estimate the delay of the self-interference channel. This is because the correlation characteristic of the signal used is advantageous for estimating the time-delayed received signal. However, since the corresponding signal is transmitted with a certain period, it cannot always be used.
  • 19 is a diagram illustrating a state of a receiving end performing channel delay estimation according to whether a synchronization signal is included in a self-interference signal according to an embodiment of the present disclosure.
  • the receiving end uses PSS/SSS for channel delay estimation, and the state of the receiving end in this case is defined as state 0 (1901). do.
  • the receiving end may estimate the channel delay using only PSS/SSS among all signals.
  • the receiving end may estimate the channel delay using data other than PSS/SSS.
  • the self-interference signal does not include PSS/SSS for another terminal, the receiving end uses a data signal, for example, PDSCH and/or PDCCH, for channel delay estimation, and sets the state of the receiving end in this case to State 1 (1902) to be defined as Similarly, the receiving end may estimate the channel delay using only some signals, or may estimate the channel delay using the entire signal.
  • the receiver may estimate the channel delay using only PSS/SSS, and in state 1 may estimate the channel delay using all signals.
  • PSS/SSS since PSS/SSS is received with a certain period, the state of the receiving end is changed from state 0 to state 1 (or from state 1 to state 0) and the channel delay is estimated.
  • FIG. 19 has been described from the viewpoint of the base station, and from the viewpoint of the terminal, all signals such as PUCCH, PUSCH, SR, and SRS may be used.
  • Embodiment 4 relates to a method of correcting a time synchronization error when there is a time synchronization error due to a channel delay between the receiving end and the transmitting end in the first and second embodiments.
  • the fourth embodiment relates to a method of correcting the residual fractional error after the integer multiple error is corrected according to the third embodiment.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating a method of correcting a time synchronization error according to a channel delay of a reception signal and a transmission signal according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an operation process of the receiver for correcting a fractional multiple error among time synchronization errors.
  • the receiving end receives the time-base digital transmission signal x[n] from the transmitting end (step 2005).
  • the receiving end may receive the transmission signal x[n] from the transmitting end using a wired link, using information in the CPU, using a link connected in a PCB board, or using another wireless link. That is, the transmitting end performs an additional operation of transmitting the signal to the receiving end in the same node in order to cancel the self-interference signal of the radio channel. A detailed procedure for this will be described later.
  • the receiving end Based on the received signal x[n], the receiving end generates a signal x t0 [n] that may occur when a fractional signal delay occurs (step 2010). For example, the receiving end may generate x t0 [n] using a filter of a signal used by the transmitting end.
  • Equation 17 the analog signal x(t) corresponding thereto is expressed as in Equation 17 below.
  • t 0 is a value corresponding to a fractional multiple error and has a value between 0 and T s corresponding to the sampling interval.
  • the accuracy can be adjusted by adjusting the number of values t 0 can have. For example, when t 0 has two values, 0 and T s /2, the maximum accuracy of the fractional delay error of the self-interference channel that can be estimated at the receiving end is T s /2.
  • the maximum accuracy of the fractional delay error of the self-interference channel that can be estimated at the receiving end is T s /M. The higher the value of M, the higher the estimation accuracy of the fractional delay error of the self-interference channel, but the memory size and computational complexity for estimating the delay error of the self-interference channel at the receiving end may increase.
  • the receiving end receives the self-interference signal y[n] through the self-interference channel from the transmitting end (step 2015).
  • the self-interference channel refers to a radio channel between a transmitting end and a receiving end.
  • the receiving end estimates a fractional multiple error using the signal x t0 [n] generated in step 2010 and the self-interference signal y[n] received in step 2015 (step 2020).
  • the receiving end reflects the estimated fractional multiple error when removing the self-interference and removes the time synchronization error due to the delay of the self-interference channel (step 2025).
  • Embodiment 5 relates to a method of selecting Embodiment 1 or Embodiment 2 according to necessity in performing digital self-interference cancellation.
  • Embodiment 1 digital self-interference cancellation is performed on the time axis and digital self-interference cancellation is performed on the frequency axis, and may be performed with a relatively low complexity compared to Embodiment 2, where digital self-interference cancellation is performed.
  • embodiment 3 when a plurality of radio delay channels are experienced, embodiment 3 must be repeatedly performed for channel estimation and channel delay time estimation. Therefore, as the channel delay time to be estimated during self-interference cancellation increases, the complexity of performing the first embodiment increases.
  • the delay of the radio channel is reflected in the frequency channel, additional complexity of channel estimation due to multi-path does not increase.
  • 21 is a diagram illustrating a method of performing time-axis digital self-interference cancellation and frequency-axis digital self-interference cancellation in consideration of multiple paths according to an embodiment of the present disclosure.
  • a receiving end receives a self-interference signal from a transmitting end through a wireless channel (step 2105).
  • the receiving end analyzes the multi-path experienced by the self-interference signal based on the received self-interference signal (step 2110).
  • the receiving end determines whether the number of analyzed multi-paths is equal to or greater than a threshold value (step 2115). When the number of multipaths is equal to or greater than the threshold, the receiving end decides to perform the frequency-axis digital self-interference cancellation of the second embodiment (step 2120). Also, when the number of multipaths is less than the threshold, the receiving end decides to perform the time-base digital self-interference cancellation of the first embodiment (step 2125).
  • the receiver may perform frequency-axis digital self-interference cancellation instead of time-based digital self-interference cancellation.
  • the meaning of multi-path to be considered here means that when ground interference occurs on the corresponding path(s), additionally generated magnetic interference is not large.
  • paths corresponding to magnetic interference of 10 dB to 15 dB or less compared to the largest magnetic interference may not be considered.
  • the value of 10 dB to 15 dB is arbitrarily determined and can be adjusted as necessary in consideration of the environment of the self-interference channel.
  • the receiving end performs digital self-interference cancellation according to the self-interference cancellation method determined in step 2120 or step 2125 (step 2130).
  • Example 6 when digital self-interference cancellation is performed according to Examples 1 and/or 2, when the self-interference remaining at the receiving end appears above a certain level, the receiving end re-estimates the self-interference channel and the nonlinear signal.
  • a method of re-performing digital self-interference cancellation of Examples 1 and/or 2 is provided.
  • 22 is a diagram illustrating a method of re-performing digital self-interference cancellation according to an embodiment of the present disclosure.
  • the receiving end when the receiving end receives the self-interference signal from the transmitting end, it performs digital self-interference cancellation (step 2205).
  • the receiving end may perform digital self-interference cancellation in consideration of Embodiments 1, 2, and 5 described above.
  • the receiving end updates the self-interference cancellation parameters H and a 1 ,a 3 ,a 5 estimated in step 2205 (step 2210).
  • the receiving end uses H and a 1 ,a 3 ,a 5 estimated after performing initial self-interference cancellation, and H and a 1 ,a 3 ,a estimated at the next self-interference cancellation for the remaining self-interference signal. 5 and the like may be combined to form new parameters H and a 1 ,a 3 ,a 5 and the like for the self-interference channel.
  • the receiving end measures the remaining magnetic interference after removing the magnetic interference (step 2215). For example, the remaining self-interference may be measured through the strength of a signal obtained by attenuating the self-interference signal estimated according to the first or second embodiment from the self-interference signal.
  • the receiving end determines whether the remaining self-interference is equal to or greater than a threshold Th (step 2220). For example, it may be determined whether the intensity of a signal obtained by attenuating the self-interference signal estimated according to the first or second embodiment from the self-interference signal is equal to or greater than a threshold value. If the remaining self-interference is equal to or greater than the threshold, the receiving end returns to step 2205 and performs digital self-interference cancellation according to the first or second embodiment.
  • the receiving end may perform the self-interference cancellation of the first or second embodiment equally or alternately with respect to a signal obtained by attenuating the self-interference signal estimated according to the first or second embodiment from the self-interference signal.
  • the time-base digital signal of Embodiment 1 is similarly applied to a signal obtained by attenuating the self-interference signal estimated according to Embodiment 1 from the self-interference signal.
  • Self-interference cancellation may be performed, or frequency-axis digital self-interference cancellation of Embodiment 2 of the intersection may be performed.
  • frequency-axis digital self-interference cancellation may be performed, or time-domain digital self-interference cancellation according to Example 1 of the intersection may be performed.
  • the receiving end performs the aforementioned digital self-interference cancellation on the desired signal using the updated final self-interference cancellation parameter (step 2225).
  • FIG. 23 is a diagram illustrating a method of re-performing digital self-interference cancellation according to another embodiment of the present disclosure.
  • the receiving end when the receiving end receives the self-interference signal from the transmitting end, it performs digital self-interference cancellation (step 2305).
  • the receiving end may perform digital self-interference cancellation in consideration of the first, second, and fifth embodiments described above.
  • the receiving end measures the remaining magnetic interference after removing the magnetic interference (step 2310).
  • the remaining self-interference may be measured through the strength of a signal obtained by attenuating the self-interference signal estimated according to the first or second embodiment from the self-interference signal.
  • the receiving end determines whether the remaining self-interference is equal to or greater than a threshold Th (step 2315). For example, it may be determined whether the intensity of a signal obtained by attenuating the self-interference signal estimated according to the first or second embodiment from the self-interference signal is equal to or greater than a threshold value.
  • the receiving end adjusts the number of parameters of the self-interference agent (step 2320).
  • the receiving end increases the number of coefficients for estimating the nonlinear signal among the self-interference cancellation parameters.
  • the transmitter estimates the nonlinear signal coefficient a 0 using only the transmit signal x[n]
  • the transmit signal x[n] and the third-order nonlinear signal sample x (3) Estimate the nonlinear signal coefficients a 0 and a 3 using [n]
  • the transmit signal x[n] and 3rd order nonlinear signal sample x (3) [n] and 5th order nonlinear signal sample x ( 5) [n] can be used to estimate the nonlinear signal coefficients a 0 , a 3 and a 5 .
  • the receiving end returns to step 2305 using the number of the self-interference agent parameters adjusted in step 2320 and performs digital self-interference cancellation on the self-interference signal according to the first or second embodiment.
  • the receiving end performs the aforementioned digital self-interference cancellation on the desired signal using the last adjusted self-interference cancellation parameter (step 2325).
  • Embodiment 7 relates to a method of applying a digital self-interference cancellation method according to a transmission signal transmission method for estimating a structure of a transmitter and a self-interference signal.
  • the above-described embodiments 1 and 2 have been described on the assumption that a signal used for digital self-interference cancellation, that is, a transmission signal, is received by the receiving end from the digital operation unit of the transmitting end. In this case, when the receiving end receives the transmit signal from the digital operation unit of the transmitting end, nonlinearity due to the RF element may not be reflected in the transmit signal.
  • Embodiment 7 describes a self-interference signal cancellation method according to a signal type for canceling self-interference transmitted from a transmitting end to a receiving end.
  • the receiving end may adjust a coefficient for estimating the self-interference according to whether or not non-linearity of a signal for canceling the self-interference received from the transmitting end is reflected.
  • 24 is a diagram illustrating the configuration of a transmitting end and a receiving end in the same node according to an embodiment of the present disclosure.
  • the transmitter 2401 includes a digital operation unit 2402 and an RF part 2403 .
  • the receiving end 2404 includes a digital operation unit 2405 and an RF part 2406 .
  • the digital operation unit 2402 of the transmitting end 2401 and the digital calculating unit 2406 of the receiving end 2405 perform a digital operation as a component corresponding to a baseband unit or a digital unit of a general communication system. is a component that
  • the RF part 2403 of the transmitter 2201 and the RF part 2406 of the receiver 2404 are components that convert a signal existing in a baseband into an RF signal.
  • the RF part 2403 of the transmitter 2401 may include an RF part 1 2403 - 1 and an RF part 2 2403 - 2 .
  • the RF part 2406 of the receiving end 2404 may include an RF part 1 2406 - 1 and an RF part 2 2406 - 2 .
  • the reason why the RF part is divided into RF part 1 and RF part 2 in FIG. 24 is because some components may be divided and implemented according to implementation. For example, when using IF, some components of IF may be included in RF part 1, and other components corresponding to RF may be included in RF part 2.
  • RF part 1 and RF part 2 represent elements including some of the nonlinear signals reflected during digital magnetic interference rather than corresponding to specific components.
  • 25 is a diagram illustrating a connection structure between a transmitting end and a receiving end in the same node according to an embodiment of the present disclosure.
  • the digital calculating unit 2502 of the transmitting end 2501 and the digital calculating unit 2505 of the receiving end 2504 are directly connected.
  • 'connection' includes all types of connections that can transmit information in addition to wired and wireless connections.
  • the transmitting end 2501 may directly transmit information to the receiving end digital calculating unit 2505 of the receiving end 2504 through the transmitting end digital calculating unit 2502 .
  • the time axis digital transmission signal x[n] of the transmitting end 2501 is directly transmitted to the digital calculating unit 2505 of the receiving end 2504 through the digital calculating unit 2502 of the transmitting end 2501.
  • the non-linear signal sample such as, etc. may be directly transmitted to the digital operation unit 2505 of the receiving end 2504 through the digital operation unit 2502 of the transmitting end 2501 .
  • the frequency axis digital transmission signal X[n] of the transmitting end 2501 is transmitted directly to the digital calculating unit 2505 of the receiving end 2504 through the digital calculating unit 2502 of the transmitting end 2501.
  • the non-linear signal sample such as, etc. may be directly transferred to the receiving end digital calculating unit 2505 of the receiving end 2504 through the transmitting end digital calculating unit 2502 .
  • 26 is a diagram illustrating a connection structure between a transmitting end and a receiving end in the same node according to another embodiment of the present disclosure.
  • the digital calculating unit 2602 of the transmitting end 2601 is connected to the digital calculating unit 2606 of the receiving end 2605 through the preprocessing unit 2604 .
  • 'connection' includes all types of connections that can transmit information in addition to wired and wireless connections.
  • the preprocessor 2604 serves to generate a signal to be transmitted to the digital operation unit 2606 of the receiver 2605 from the signal generated by the digital operation unit 2602 of the transmitter 2601 .
  • the preprocessor 2604 is a time-base nonlinear signal sample used to estimate the self-interference signal in Example 1 x (3) [n], x (5) [n], x (7) [n], ... and the like may be generated from the time-base digital transmission signal x[n] of the transmitting end 2601 .
  • the preprocessor 2604 obtains the time axis digital transmission signal x[n] of the transmitting end 2601 used for estimating the self-interference signal in the first embodiment from the frequency axis digital transmission signal X[n] of the transmitting end 2601 . can be extracted.
  • the preprocessing unit 2604 is a frequency-axis nonlinear signal sample X (3) [n], X (5) [n], X (7) [ n],... can be extracted from the time-base digital transmission signal x[n] of the transmitting end 2601 .
  • the preprocessor 2604 obtains the frequency-axis digital transmission signal X[n] of the transmitting end 2601 used for estimating the self-interference signal in the second embodiment from the time-base digital transmission signal x[n] of the transmitting end 2601 . can be extracted.
  • the preprocessor 2604 may serve to correct the delay of self-interference due to the delay of the self-interference radio channel according to the third and fourth embodiments.
  • FIGS. 25 and 26 may have a structure included in one piece of hardware, but may be understood separately for each detailed component as necessary. For example, if self-interference information can be shared between the transmitter and the receiver of different nodes through the information sharing line of the transmitter and the receiver, it can perform the self-interference cancellation function like a single node.
  • the structure including the preprocessor may be shown in an expanded form as shown in FIGS. 27 and 28 below.
  • FIG. 27 is a diagram illustrating a connection structure between a preprocessor and a transmitter and a receiver according to an embodiment of the present disclosure.
  • the structure of FIG. 27 shows a structure in which the preprocessor is additionally connected to the RF part 1 of the transmitter in the structure of FIG. 26 .
  • the digital calculating unit 2702 of the transmitting end 2701 is connected to the digital calculating unit 2706 of the receiving end 2705 through the preprocessing unit 2704 .
  • the pre-processing unit 2704 has connectivity with the digital operation unit 2703 of the transmitting end 2701 and the digital calculating unit 2706 of the receiving end 2705 as well as the RF part 1 2703-1 of the transmitting end 2701 .
  • the pre-processing unit 2704 reflects the influence of the RF part 1 2703-1 of the transmitting end 2701 on the digital operation unit 2706 of the receiving end 2705, and the time-base digital transmission signal x'[n of the transmitting end 2701 is modified.
  • the digital operation unit 2706 of the receiving end 2705 may perform the aforementioned self-interference cancellation using the modified time-base digital transmission signal x'[n] or the modified frequency-axis digital transmission signal X'[n].
  • FIG. 28 is a diagram illustrating a connection structure between a preprocessor and a transmitter and a receiver according to another embodiment of the present disclosure.
  • the structure of FIG. 28 shows a structure in which the preprocessor is additionally connected to the RF part 2 of the transmitter in the structure of FIG. 26 .
  • the digital calculating unit 2802 of the transmitting end 2801 is connected to the digital calculating unit 2806 of the receiving end 2805 through the preprocessing unit 2804 .
  • the pre-processing unit 2804 has connectivity with the digital operation unit 2803 of the transmitting end 2801 and the digital calculating unit 2806 of the receiving end 2805 as well as the RF part 2 2803-2 of the transmitting end 2801 .
  • the pre-processing unit 2804 reflects the influence of the RF part 2 2803-2 of the transmitting end 2801 to the digital calculating unit 2806 of the receiving end 2805, and the time-base digital transmission signal of the transmitting end 2801 x''[ n] or the modified frequency-axis digital transmission signal X''[n] of the transmitter 2801 may be transmitted.
  • the digital operation unit 2806 of the receiving end 2805 removes the above-described self-interference using the modified time axis digital transmission signal x''[n] or the modified frequency axis digital transmission signal X''[n] of the transmitting end 2801 can be performed.
  • the process of estimating coefficients of the nonlinear signal estimated by the receiving end may be partially or entirely omitted.
  • the digital calculator of the receiver may operate by estimating only h or H, which is a channel component.
  • the digital calculator of the receiver may operate by estimating only the channel component h or H.
  • the preprocessor may transmit the coefficients of the nonlinear signal generated at the transmitting end to the receiving end in a processed form. For example, the preprocessor may estimate a 1 ,a 3 , a 5 , a 7 indicating coefficients of the nonlinear signal according to the first and second embodiments and transmit them to the receiver.
  • the preprocessor transmits the digital transmission signal of the transmitting end, for example, the time axis digital transmit signal x[n] or the frequency axis digital transmit signal X[n] together with the coefficients of the nonlinear signal to the receiving end. can On the other hand, in the structures of FIGS.
  • FIGS. 29 and 30 the structure of FIGS. 29 and 30 below in which the pre-processing unit receives the signal from the RF part of the transmitting end without receiving a signal from the digital operation unit of the transmitting end, processes it and transmits it to the digital calculating unit of the receiving end is also possible do.
  • the receiving end assumes that a signal including some or all of the non-linear signal of self-interference has been received and performs digital self-interference cancellation.
  • the preprocessing unit converts the time-base digital transmission signal x[n] or the frequency-axis digital transmission signal X[n] to the RF signal of the transmitter instead of the digital signal of the transmitter. It can be used instead of a signal transformed into a digital signal. Such signal transmission is also possible through the structures of FIGS. 26 and 27 .
  • the transmitting end transmits a signal including a part of the nonlinear signal of the self-interference signal to the digital operation unit of the receiving end
  • the transmitting end transmits the result due to the nonlinear signal generated from some RF elements to the receiving end according to the structures of FIGS.
  • the digital operation unit of the receiving end may not estimate the nonlinear signal due to the RF part 1 of the transmitting end. That is, the receiving end can model and estimate only the effect due to the nonlinear signal due to the RF part 2 of the transmitting end.
  • the transmitting end when the transmitting end transmits all of the nonlinear signals of the self-interference signal to the digital operation unit of the receiving end, according to the structures of FIGS. 28 and 30 below, the transmitting end can deliver the result of the nonlinear signal generated by the RF element to the receiver,
  • the digital operation unit may not estimate the nonlinear signal due to the RF part of the transmitter. That is, the receiving end can perform digital self-interference cancellation without modeling the nonlinear signal.
  • FIG. 29 is a diagram illustrating a connection structure between a preprocessor and a transmitter and a receiver according to another embodiment of the present disclosure.
  • the structure of FIG. 29 shows a structure in which the preprocessor is connected only to the RF part 1 of the transmitter in the structure of FIG. 27 .
  • the RF part 1 2903-1 of the transmitting end 2901 instead of the digital calculating unit 2902 of the transmitting end 2901 performs the digital operation unit 2906 of the receiving end 2905 through the preprocessing unit 2904 and Connected.
  • the preprocessor 2904 converts the RF signal received from the RF part 1 2903-1 of the transmitter 2901 into a digital signal, a time-axis digital transmission signal x'[n] or a frequency-axis digital transmission signal X'[n] may be transmitted to the digital operation unit 2906 of the receiving end 2905 .
  • the digital operation unit 2906 of the receiving end 2905 performs the above-described self-interference cancellation using the time-axis digital transmission signal x'[n] or the frequency-axis digital transmission signal X'[n] received from the preprocessing unit 2904 .
  • FIG. 30 is a diagram illustrating a connection structure between a preprocessor and a transmitter and a receiver according to another embodiment of the present disclosure.
  • the structure of FIG. 30 shows a structure in which the preprocessor is connected only to the RF part 2 of the transmitter in the structure of FIG. 28 .
  • the RF part 2 3003-2 of the transmitting end 3001 is performed with the digital operation unit 3006 of the receiving end 3005 through the preprocessing unit 3004 and Connected.
  • the preprocessor 3004 receives the RF signal from the RF part 2 3003-2 of the transmitter 3001 and converts the time-axis digital transmission signal x''[n] or the frequency-axis digital transmission signal X''[ n] may be transmitted to the digital operation unit 3006 of the receiving terminal 3005 .
  • the digital operation unit 3006 of the receiving end 3005 performs the above-described self-interference cancellation using the time-base digital transmission signal x''[n] or the frequency-axis digital transmission signal X''[n] received from the pre-processing unit 3004 . can be done
  • a structure for transmitting some RF nonlinear signals of FIGS. 27 and 29 and a structure for transmitting all RF nonlinear signals of FIGS. 28 and 30 should be determined in consideration of implementation complexity and performance gain. For example, in the case of a transmitter using multiple antennas for multiple beamforming, the structure until the same signal is separated by multiple antennas is called RF part 1, and the part where beams are formed with multiple antennas after that is the RF part. 2, if the number of lines required for the structure to transmit a signal from RF part 1 to the preprocessor is L, the number of lines sent from RF part 2 increases by L X the number of antennas.
  • the preprocessor when the preprocessor receives a signal from RF Part 2, the accuracy of estimating the self-interference signal increases and the performance gain improves, but the complexity increases as L and the number of antennas increase.
  • the performance gain may be reduced compared to the case of receiving.
  • 31 is a diagram illustrating an internal structure of a preprocessor according to an embodiment of the present disclosure.
  • the preprocessor includes a multiplier 3101 and a plurality of FFTs 3102-1, 3102-2, and 3102-k to transform a time-axis signal of a transmitter into a frequency-axis signal.
  • the preprocessor obtains a correlation of all frequency-axis signals in order to estimate a nonlinear signal formed from RF from a frequency-axis signal using a multiplier and a plurality of FFTs. This is equally applicable to x NL (t) including a non-linear signal and x(t) not including a non-linear component.
  • FIG. 29 shows only some of the components of the preprocessor, and the components of the preprocessor are not limited thereto.
  • Embodiment 8 relates to information to be transmitted from a transmitter to a receiver or to a preprocessor and from a preprocessor to a receiver in order to perform Embodiments 1, 2, and 3
  • the receiving end needs a transmission signal from the transmitting end. Therefore, basically, the receiving end receives the time axis transmission signal x(t) from the transmitting end.
  • the transmitting end transmits the transmit signal x(t) or the transmit signal x NL (t) including the nonlinear signal to the preprocessor can
  • the pre-processing unit transmits the transmit signal x(t) of the transmitting end or the transmit signal x_NL(t) including the nonlinear signal to the receiving end.
  • the preprocessor may transmit the nonlinear signal coefficients a 1 , a 3 , a 5 , etc. estimated from x_NL(t) to the receiving end.
  • x (3) (t), x (5) (t), x (7) (t), etc. generated from x(t) can be directly transmitted to the receiving end.
  • Nonlinear signal samples such as [n] may be delivered to the receiving end.
  • the receiving end needs a transmission signal from the transmitting end. Therefore, basically, the receiving end receives the frequency axis transmission signal X[n] from the transmitting end.
  • the transmitting end processes the transmission signal x(t) or the transmission signal including the nonlinear signal x NL (t) into the preprocessing unit can be forwarded to
  • the pre-processing unit transmits the transmission signal X[n] of the transmitting end or the non-linear signal sample X for representing the non-linear signal to the receiving end (N) and so on.
  • nonlinear signal coefficients a_1, a_3, a_5, etc. estimated from X (N) may be transmitted to the receiving end.
  • X (3) [n],X (5) [n],X as a means for estimating not only X[n] but also a nonlinear signal generated after the transmission signal undergoes the RF part (7)
  • a nonlinear signal sample such as [n] may be delivered to the receiving end.
  • module used in the present disclosure may include a unit implemented in hardware, software, or firmware, and may be used interchangeably with terms such as, for example, logic, logic block, component, or circuit.
  • a module may be an integrally formed part or a minimum unit or a part of the part that performs one or more functions.
  • the module may be implemented in the form of an application-specific integrated circuit (ASIC).
  • ASIC application-specific integrated circuit
  • a program including one or more instructions stored in a storage medium (eg, an internal memory or an external memory) readable by a machine (eg, an electronic device).
  • a processor of a machine eg, an electronic device
  • the one or more instructions may include code generated by a compiler or code executable by an interpreter.
  • the device-readable storage medium may be provided in the form of a non-transitory storage medium.
  • 'non-transitory' only means that the storage medium is a tangible device and does not contain a signal (eg, electromagnetic wave), and this term is used in cases where data is semi-permanently stored in the storage medium and It does not distinguish between temporary storage cases.
  • a signal eg, electromagnetic wave
  • the method according to various embodiments disclosed in the present disclosure may be provided by being included in a computer program product.
  • Computer program products may be traded between sellers and buyers as commodities.
  • the computer program product is distributed in the form of a machine-readable storage medium (eg compact disc read only memory (CD-ROM)), or through an application store (eg Play StoreTM) or through two user devices ( It can be distributed (eg downloaded or uploaded) directly, online between smartphones (eg: smartphones).
  • a portion of the computer program product may be temporarily stored or temporarily created in a machine-readable storage medium such as a memory of a server of a manufacturer, a server of an application store, or a relay server.
  • each component eg, a module or a program of the above-described components may include a singular or a plurality of entities.
  • one or more components or operations among the above-described corresponding components may be omitted, or one or more other components or operations may be added.
  • a plurality of components eg, a module or a program
  • the integrated component may perform one or more functions of each component of the plurality of components identically or similarly to those performed by the corresponding component among the plurality of components prior to the integration. .
  • operations performed by a module, program, or other component are executed sequentially, in parallel, repeatedly, or heuristically, or one or more of the operations are executed in a different order, omitted, or , or one or more other operations may be added.

Landscapes

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Abstract

본 개시는 LTE와 같은 4G 통신 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 또는 6G 통신 시스템에 관련된 것이다. 본 개시는, 송수신 장치에 의한 방법으로, 시간축 디지털 송신 신호를 획득하고, 자기 간섭 신호를 포함하는 수신 신호를 수신하고, 시간축 디지털 송신 신호로부터 시간축 비선형 신호 샘플을 추출하고, 시간축 디지털 송신 신호 및 시간축 비선형 신호 샘플을 주파수축 디지털 송신 신호 및 주파수축 비선형 신호 샘플로 변환하고, 수신 신호를 주파수축 디지털 수신 신호로 변환하고, 주파수축 디지털 송신 신호, 주파수축 비선형 신호 샘플 및 주파수축 디지털 수신 신호를 기반으로 자기 간섭 채널의 채널 정보 및 자기 간섭 신호의 비선형 신호 계수를 추정하고, 채널 정보 및 비선형 신호 계수를 기반으로 자기 간섭 신호를 추정하고, 자기 간섭 신호을 이용하여 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 디지털 자기 간섭 제거를 수행할 수 있다.

Description

전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법 및 장치
본 개시는 무선 통신 시스템에서 전이중 동작을 지원하기 위한 것으로, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 전이중 동작을 지원하기 위한 자기간섭 제거 기법과 이를 활용하기 위한 구조에 관한 것이다.
무선 통신 세대를 거듭하면서 발전한 과정을 돌아보면 음성, 멀티미디어, 데이터 등 주로 인간 대상의 서비스를 위한 기술이 개발되어 왔다. 5G (5th-generation) 통신 시스템 상용화 이후 폭발적인 증가 추세에 있는 커넥티드 기기들이 통신 네트워크에 연결될 것으로 전망되고 있다. 네트워크에 연결된 사물의 예로는 차량, 로봇, 드론, 가전제품, 디스플레이, 각종 인프라에 설치된 스마트 센서, 건설기계, 공장 장비 등이 있을 수 있다. 모바일 기기는 증강현실 안경, 가상현실 헤드셋, 홀로그램 기기 등 다양한 폼팩터로 진화할 것으로 예상된다. 6G (6th-generation) 시대에는 수천억 개의 기기 및 사물을 연결하여 다양한 서비스를 제공하기 위해, 개선된 6G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 6G 통신 시스템은 5G 통신 이후 (beyond 5G) 시스템이라 불리어지고 있다.
2030년쯤 실현될 것으로 예측되는 6G 통신 시스템에서 최대 전송 속도는 테라 (즉, 1,000기가) bps, 무선 지연시간은 100마이크로초(μsec) 이다. 즉, 5G 통신 시스템대비 6G 통신 시스템에서의 전송 속도는 50배 빨라지고 무선 지연시간은 10분의 1로 줄어든다.
이러한 높은 데이터 전송 속도 및 초저(ultra low) 지연시간을 달성하기 위해, 6G 통신 시스템은 테라헤르츠(terahertz) 대역 (예를 들어, 95기가헤르츠(95GHz)에서 3테라헤르츠(3THz)대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 테라헤르츠 대역에서는 5G에서 도입된 밀리미터파(mmWave) 대역에 비해 더 심각한 경로손실 및 대기흡수 현상으로 인해서 신호 도달거리, 즉 커버리지를 보장할 수 있는 기술의 중요성이 더 커질 것으로 예상된다. 커버리지를 보장하기 위한 주요 기술로서 RF(radio frequency) 소자, 안테나, OFDM (orthogonal frequency division multiplexing)보다 커버리지 측면에서 더 우수한 신규 파형(waveform), 빔포밍(beamforming) 및 거대 배열 다중 입출력(massive multiple-input and multiple-output; massive MIMO), 전차원 다중 입출력(full dimensional MIMO; FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 대규모 안테나(large scale antenna)와 같은 다중 안테나 전송 기술 등이 개발되어야 한다. 이 외에도 테라헤르츠 대역 신호의 커버리지를 개선하기 위해 메타물질(metamaterial) 기반 렌즈 및 안테나, OAM(orbital angular momentum)을 이용한 고차원 공간 다중화 기술, RIS(reconfigurable intelligent surface) 등 새로운 기술들이 논의되고 있다.
또한 주파수 효율 향상 및 시스템 네트워크 개선을 위해, 6G 통신 시스템에서는 상향링크(uplink)와 하향링크(downlink)가 동일 시간에 동일 주파수 자원을 동시에 활용하는 전이중화(full duplex) 기술, 위성(satellite) 및 HAPS(high-altitude platform stations)등을 통합적으로 활용하는 네트워크 기술, 이동 기지국 등을 지원하고 네트워크 운영 최적화 및 자동화 등을 가능하게 하는 네트워크 구조 혁신 기술, 스펙트럼 사용 예측에 기초한 충돌 회피를 통한 동적 주파수 공유 (dynamic spectrum sharing) 기술, AI (artificial intelligence)를 설계 단계에서부터 활용하고 종단간(end-to-end) AI 지원 기능을 내재화하여 시스템 최적화를 실현하는 AI 기반 통신 기술, 단말 연산 능력의 한계를 넘어서는 복잡도의 서비스를 초고성능 통신과 컴퓨팅 자원(mobile edge computing (MEC), 클라우드 등)을 활용하여 실현하는 차세대 분산 컴퓨팅 기술 등의 개발이 이루어지고 있다. 뿐만 아니라 6G 통신 시스템에서 이용될 새로운 프로토콜의 설계, 하드웨어 기반의 보안 환경의 구현 및 데이터의 안전 활용을 위한 메커니즘 개발 및 프라이버시 유지 방법에 관한 기술 개발을 통해 디바이스 간의 연결성을 더 강화하고, 네트워크를 더 최적화하고, 네트워크 엔티티의 소프트웨어화를 촉진하며, 무선 통신의 개방성을 높이려는 시도가 계속되고 있다.
이러한 6G 통신 시스템의 연구 및 개발로 인해, 사물 간의 연결뿐만 아니라 사람과사물 간의 연결까지 모두 포함하는 6G 통신 시스템의 초연결성(hyper-connectivity)을 통해 새로운 차원의 초연결 경험(the next hyper-connected experience)이 가능해질 것으로 기대된다. 구체적으로 6G 통신 시스템을 통해 초실감 확장 현실(truly immersive extended reality; truly immersive XR), 고정밀 모바일 홀로그램(high-fidelity mobile hologram), 디지털 복제(digital replica) 등의 서비스 제공이 가능할 것으로 전망된다. 또한 보안 및 신뢰도 증진을 통한 원격 수술(remote surgery), 산업 자동화(industrial automation) 및 비상 응답(emergency response)과 같은 서비스가 6G 통신 시스템을 통해 제공됨으로써 산업, 의료, 자동차, 가전 등 다양한 분야에서 응용될 것이다.
상술한 바와 같은 논의를 바탕으로, 본 개시(disclosure)는, 무선통신시스템에서 전이중 동작을 지원하는 송수신 장치가 신호를 송수신하는 방법 및 장치를 제공한다.
또한, 본 개시는, 무선통신시스템에서 전이중 동작을 지원하는 송수신 장치가 자기 간섭을 제거하는 방법 및 장치를 제공한다.
본 개시의 일 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 송시단과 수신단을 포함하는 송수신 장치에 의한 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법은, 상기 송신단에 의해 생성된 시간축 디지털 송신 신호를 획득하는 과정과, 상기 송신단과 상기 수신단 사이의 자기 간섭 채널을 통해 유입되는 자기 간섭 신호를 포함하는 수신 신호를 상기 수신단을 통해 수신하는 과정과, 상기 시간축 디지털 송신 신호로부터 상기 자기 간섭 채널 및 상기 자기 간섭 신호의 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하기 위한 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 추출하는 과정과, 상기 시간축 디지털 송신 신호 및 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 주파수축 디지털 송신 신호 및 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플로 각각 변환하는 과정과, 상기 수신 신호를 주파수축 디지털 수신 신호로 변환하는 과정과, 상기 주파수축 디지털 송신 신호, 상기 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플 및 상기 주파수축 디지털 수신 신호를 기반으로 상기 자기 간섭 채널의 채널 정보 및 상기 자기 간섭 신호의 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하는 과정과, 상기 추정된 채널 정보 및 상기 추정된 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하는 과정과, 상기 추정된 자기 간섭 신호을 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 과정을 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 송시단과 수신단을 포함하는 송수신 장치에 의한 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법은, 상기 수신 신호의 다중 경로를 분석하는 과정과, 상기 분석된 다중 경로의 수를 임계값과 비교하는 과정과, 상기 분석된 다중 경로의 수가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 시간축 디지털 송신 신호 및 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 상기 주파수축 디지털 송신 신호 및 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플로 각각 변환하는 과정을 더 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 송시단과 수신단을 포함하는 송수신 장치에 의한 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법은, 상기 추정된 자기 간섭 신호에 대한 상기 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 업데이트하는 과정과, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기를 임계값과 비교하는 과정과, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호에 대한 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하는 과정과, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 추정된 자기 간섭 채널 및 상기 업데이트된 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하고, 상기 추정된 자기 간섭 신호를 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 상기 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 과정을 더 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 송시단과 수신단을 포함하는 송수신 장치에 의한 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법은, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기를 임계값과 비교하는 과정과, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 비선형 신호 계수의 개수를 조절하고, 상기 조절된 개수의 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하는 과정과, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 추정된 자기 간섭 신호를 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 상기 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 과정을 더 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 송시단과 수신단을 포함하는 송수신 장치에 의한 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법은, 상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 시간 동기 오차를 보정하는 과정을 더 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 송시단과 수신단을 포함하는 송수신 장치에 의한 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법은, 타임 오프셋의 초기 값을 0으로 설정하는 과정과, 상기 수신 신호를 시간축 디지털 수신 신호로 변환하는 과정과, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행하는 과정과, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과와 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋보다 1작은 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과를 비교하는 과정과, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과가 상기 시간축 디지털 수신 신호와 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋보다 1작은 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과보다 큰 경우, 상기 타임 오프셋을 1만큼 증가시키고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋에서 1만큼 증가된 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과와 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과를 비교하는 과정과, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과가 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋보다 1작은 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과보다 작은 경우, 상기 타임 오프셋보다 1작은 값을 시간 동기 오차 값으로 설정하고, 상기 설정된 시간 동기 오차 값을 이용하여 상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 상기 시간 동기 오차를 보정하는 과정을 더 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 송시단과 수신단을 포함하는 송수신 장치에 의한 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법은, 타임 오프셋의 초기 값을 0으로 설정하는 과정과, 상기 수신 신호를 시간축 디지털 수신 신호로 변환하는 과정과, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행하는 과정과, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산 결과를 저장하는 과정과, 상기 타임 오프셋과 싱가 시간축 디지털 송신 신호에 대한 총 샘플링 수에 해당되는 값을 비교하는 과정과, 상기 타임 오프셋이 싱가 시간축 디지털 송신 신호에 대한 총 샘플링 수에 해당되는 값보다 작은 경우, 상기 타임 오프셋을 1만큼 증가시키고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호 상기 타임 오프셋을 1만틈 증가시킨 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행하고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋을 1만틈 증가시킨 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산 결과를 저장하는 과정과, 상기 타임 오프셋이 싱가 시간축 디지털 송신 신호에 대한 총 샘플링 수에 해당되는 값보다 큰 경우, 저장된 적어도 하나의 연산 결과 중 최대 값을 가지는 연산 결과에 해당되는 타임 오프셋 값을 시간 동기 오차 값으로 설정하고, 상기 설정된 시간 동기 오차 값을 이용하여 상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 상기 시간 동기 오차를 보정하는 과정을 더 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 송시단과 수신단을 포함하는 송수신 장치에 의한 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법은, 상기 수신 신호에 시간 동기 신호가 포함되어 있는지 여부를 판단하는 과정과, 상기 수신 신호에 상기 시간 동기 신호가 포함되어 있는 경우, 상기 시간 동기 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 시간 동기 오차를 보정하는 과정과, 상기 수신 신호에 상기 시간 동기 신호가 포함되어 있지 않은 경우, 상기 수신 신호에 포함되는 데이터 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 시간 동기 오차를 보정하는 과정을 더 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 송시단과 수신단을 포함하는 송수신 장치에 의한 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법은, 상기 수신 신호를 시간축 디지털 수신 신호로 변환하는 과정과, 상기 시간축 디지털 수신 신호를 상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 다항식으로 근사하는 과정과, 상기 근사된 다항식의 각 항을 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플로 설정하는 과정을 더 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 송시단과 수신단을 포함하는 송수신 장치에 의한 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법은, 상기 비선형 신호의 계수는, 상기 주파수축 디지털 수신 신호를 상기 주파수축 디지털 송신 신호에 대한 다항식으로 근사한 경우, 상기 근사된 다항식의 적어도 하나의 항과 연관됨을 특징으로 한다.
본 개시의 일 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 장치는, 송신부; 수신부; 및 상기 송신단에 의해 생성된 시간축 디지털 송신 신호를 획득하고, 상기 송신단과 상기 수신단 사이의 자기 간섭 채널을 통해 유입되는 자기 간섭 신호를 포함하는 수신 신호를 상기 수신단을 통해 수신하고, 상기 시간축 디지털 송신 신호로부터 상기 자기 간섭 채널 및 상기 자기 간섭 신호의 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하기 위한 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 추출하고, 상기 시간축 디지털 송신 신호 및 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 주파수축 디지털 송신 신호 및 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플로 각각 변환하고, 상기 수신 신호를 주파수축 디지털 수신 신호로 변환하고, 상기 주파수축 디지털 송신 신호, 상기 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플 및 상기 주파수축 디지털 수신 신호를 기반으로 상기 자기 간섭 채널의 채널 정보 및 상기 자기 간섭 신호의 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하고, 상기 추정된 채널 정보 및 상기 추정된 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하고, 상기 추정된 자기 간섭 신호을 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 제어부를 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 장치는, 상기 수신 신호의 다중 경로를 분석하고, 상기 분석된 다중 경로의 수를 임계값과 비교하고, 상기 분석된 다중 경로의 수가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 시간축 디지털 송신 신호 및 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 상기 주파수축 디지털 송신 신호 및 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플로 각각 변환하는 제어부를 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 장치는, 상기 추정된 자기 간섭 신호에 대한 상기 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 업데이트하고, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기를 임계값과 비교하고, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호에 대한 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하고, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 추정된 자기 간섭 채널 및 상기 업데이트된 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하고, 상기 추정된 자기 간섭 신호를 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 상기 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 제어부를 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 장치는, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기를 임계값과 비교하고, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 비선형 신호 계수의 개수를 조절하고, 상기 조절된 개수의 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하고, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 추정된 자기 간섭 신호를 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 상기 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 제어부를 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 장치는, 상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 시간 동기 오차를 보정하는 제어부를 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 장치는, 타임 오프셋의 초기 값을 0으로 설정하고, 상기 수신 신호를 시간축 디지털 수신 신호로 변환하고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행하고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과와 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋보다 1작은 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과를 비교하고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과가 상기 시간축 디지털 수신 신호와 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋보다 1작은 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과보다 큰 경우, 상기 타임 오프셋을 1만큼 증가시키고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋에서 1만큼 증가된 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과와 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과를 비교하고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과가 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋보다 1작은 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과보다 작은 경우, 상기 타임 오프셋보다 1작은 값을 시간 동기 오차 값으로 설정하고, 상기 설정된 시간 동기 오차 값을 이용하여 상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 상기 시간 동기 오차를 보정하는 제어부를 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 장치는, 타임 오프셋의 초기 값을 0으로 설정하고, 상기 수신 신호를 시간축 디지털 수신 신호로 변환하고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행하고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산 결과를 저장하고, 상기 타임 오프셋과 싱가 시간축 디지털 송신 신호에 대한 총 샘플링 수에 해당되는 값을 비교하고, 상기 타임 오프셋이 싱가 시간축 디지털 송신 신호에 대한 총 샘플링 수에 해당되는 값보다 작은 경우, 상기 타임 오프셋을 1만큼 증가시키고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호 상기 타임 오프셋을 1만틈 증가시킨 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행하고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋을 1만틈 증가시킨 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산 결과를 저장하고, 상기 타임 오프셋이 싱가 시간축 디지털 송신 신호에 대한 총 샘플링 수에 해당되는 값보다 큰 경우, 저장된 적어도 하나의 연산 결과 중 최대 값을 가지는 연산 결과에 해당되는 타임 오프셋 값을 시간 동기 오차 값으로 설정하고, 상기 설정된 시간 동기 오차 값을 이용하여 상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 상기 시간 동기 오차를 보정하는 제어부를 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 장치는 상기 수신 신호에 시간 동기 신호가 포함되어 있는지 여부를 판단하고, 상기 수신 신호에 상기 시간 동기 신호가 포함되어 있는 경우, 상기 시간 동기 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 시간 동기 오차를 보정하고, 상기 수신 신호에 상기 시간 동기 신호가 포함되어 있지 않은 경우, 상기 수신 신호에 포함되는 데이터 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 시간 동기 오차를 보정하는 제어부를 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 장치는, 상기 수신 신호를 시간축 디지털 수신 신호로 변환하고, 상기 시간축 디지털 수신 신호를 상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 다항식으로 근사하고, 상기 근사된 다항식의 각 항을 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플로 설정하는 제어부를 포함한다.
본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 장치는, 상기 비선형 신호의 계수가, 상기 주파수축 디지털 수신 신호를 상기 주파수축 디지털 송신 신호에 대한 다항식으로 근사한 경우, 상기 근사된 다항식의 적어도 하나의 항과 연관됨을 특징으로 한다.
도 1은 LTE 시스템에서 데이터 혹은 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 2는 LTE 시스템에서 DCI가 전송되는 하향링크 물리채널인 PDCCH를 도시한 도면이다.
도 3은 5G 시스템에서 하향링크 제어채널을 구성하는 시간 및 주파수 자원의 기본단위의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 4는 5G 시스템에서 하향링크 제어채널이 전송되는 제어영역(CORESET; Control Resource Set)에 대한 일 예를 도시한 도면이다.
도 5는 5G 시스템에서 하향링크 RB 구조에 대한 설정의 일 예를 도시한 도면이다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따른 전이중 시스템에서 자기 간섭 제거 기능을 갖춘 송수신장치의 구성을 나타낸 도면이다.
도 7은 본 개시의 일 실시에에 따른 자기 간섭 제거부의 구성을 나타낸 도면이다.
도 8은 본 개시의 일 실시 예에 따른 송신단에서 발생하는 송신 신호의 흐름을 나타낸 도면이다.
도 9는 본 개시의 일 실시 예에 따른 수신단에서 발생하는 수신 신호의 흐름을 나타낸 도면이다.
도 10은 기존의 디지털 자기 간섭 제거를 수행하기 위한 송수신기 구조를 나타낸 도면이다.
도 11은 송신단과 수신단의 멀티 패널 구조를 나타낸 도면이다.
도 12는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전이중 동작시 시간축 자기간섭 제거를 수행하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 13은 본 개시의 일 실시 예에 따른 시간축 디지털 자기 간섭 제거를 수행하기 위한 송수신기 구조를 나타낸 도면이다.
도 14는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전이중 동작시 주파수축 자기간섭 제거를 수행하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 15은 본 개시의 일 실시 예에 따른 주파수축 디지털 자기 간섭 제거를 수행하기 위한 송수신기 구조를 나타낸 도면이다.
도 16는 본 개시의 일 실시 예에 따른 송신단의 디지털 송신 신호와 수신단의 디지털 수신 신호 간의 시간동기 오차를 나타낸 도면이다.
도 17는 본 개시의 일 실시 예에 따른 수신 신호와 송신 신호의 상관 관계를 이용하여 채널 지연에 의한 시간동기 오차를 보정하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 18은 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 수신 신호와 송신 신호의 상관 관계를 이용하여 채널 지연에 의한 시간동기 오차를 보정하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 19는 본 개시의 실시 예에 따른 자기간섭 신호에 동기 신호가 포함되어 있는지 여부에 따른 채널 지연 추정을 수행하는 수신단의 상태를 나타낸 도면이다.
도 20은 본 개시의 일 실시 예에 따른 수신 신호와 송신 신호의 채널 지연에 따른 시간동기 오차를 보정하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 21은 본 개시의 일 실시 예에 따른 다중 경로를 고려하여 시간축 디지털 자기 간섭 제거와 주파수축 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 22는 본 개시의 일 실시 예에 따른 디지털 자기간섭 제거를 재수행하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 23은 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 디지털 자기간섭 제거를 재수행하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 24는 본 개시의 일 실시 예에 따른 동일 노드 내의 송신단과 수신단의 구성을 나타낸 도면이다.
도 25는 본 개시의 일 실시 예에 따른 동일 노드 내의 송신단과 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다.
도 26은 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 동일 노드 내의 송신단과 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다.
도 27은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전처리부와 송신단 및 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다.
도 28은 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전처리부와 송신단 및 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다.
도 29는 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전처리부와 송신단 및 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다.
도 30은 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전처리부와 송신단 및 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다.
도 31은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전처리부의 내부 구조를 나타낸 도면이다.
이하, 본 개시의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
실시 예를 설명함에 있어서 본 개시가 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 개시와 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 개시의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.
마찬가지 이유로 첨부된 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응하는 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다.
본 개시의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 개시는 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 개시의 실시 예들은 본 개시가 완전하도록 하고, 본 개시가 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 개시의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 개시는 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
이때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능할 수 있다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능할 수 있다.
또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능할 수 있다.
이때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA(Field Programmable Gate Array) 또는 ASIC(Application Specific Integrated Circuit)과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일부 실시 예에 따르면 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다. 또한 일부 실시 예에 따르면, '~부'는 하나 이상의 프로세서를 포함할 수 있다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 개시의 동작 원리를 상세히 설명한다. 하기에서 본 개시를 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 개시에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다. 이하, 기지국은 단말의 자원할당을 수행하는 주체로서, gNode B, eNode B, Node B, BS (Base Station), 무선 접속 유닛, 기지국 제어기, 또는 네트워크 상의 노드 중 적어도 하나일 수 있다. 단말은 UE (User Equipment), MS (Mobile Station), 셀룰러폰, 스마트폰, 컴퓨터, 또는 통신기능을 수행할 수 있는 멀티미디어시스템을 포함할 수 있다. 물론 상기 예시에 제한되는 것은 아니다. 이하, 본 개시는 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로부터 방송 정보를 수신하기 위한 기술에 대해 설명한다. 본 개시는 4G (4th generation) 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G (5th generation) 및/또는 6G 통신 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스(예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 또는 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있으며, 나아가 6G 통신 시스템 기술과 관련된 초실감 확장 현실, 고정밀 모바일 홀로그램, 디지털 복제 등의 서비스에 적용될 수 있다.
이하 설명에서 사용되는 방송 정보를 지칭하는 용어, 제어 정보를 지칭하는 용어, 통신 커버리지(coverage)에 관련된 용어, 상태 변화를 지칭하는 용어(예: 이벤트(event)), 망 객체(network entity)들을 지칭하는 용어, 메시지들을 지칭하는 용어, 장치의 구성 요소를 지칭하는 용어 등은 설명의 편의를 위해 예시된 것이다. 따라서, 본 개시가 후술되는 용어들에 한정되는 것은 아니며, 동등한 기술적 의미를 가지는 다른 용어가 사용될 수 있다.
이하 설명의 편의를 위하여, 3GPP LTE (3rd generation partnership project long term evolution) 규격에서 정의하고 있는 용어 및 명칭들이 일부 사용될 수 있다. 하지만, 본 개시가 상기 용어 및 명칭들에 의해 한정되는 것은 아니며, 다른 규격에 따르는 시스템에도 동일하게 적용될 수 있다.
무선 통신 시스템은 초기의 음성 위주의 서비스를 제공하던 것에서 벗어나 예를 들어, 3GPP의 HSPA(High Speed Packet Access), LTE(Long Term Evolution 또는 E-UTRA (Evolved Universal Terrestrial Radio Access)), LTE-Advanced (LTE-A), LTE-Pro, 3GPP2의 HRPD(High Rate Packet Data), UMB (Ultra Mobile Broadband), 및 IEEE의 802.16e 등의 통신 표준과 같이 고속, 고품질의 패킷 데이터 서비스를 제공하는 광대역 무선 통신 시스템으로 발전하고 있다.
광대역 무선 통신 시스템의 대표적인 예로, LTE 시스템에서는 하향링크(Downlink; DL)에서는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 채용하고 있고, 상향링크(Uplink; UL)에서는 SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 방식을 채용하고 있다. 상향링크는 단말(UE(User Equipment) 또는 MS(Mobile Station))이 기지국(eNode B, 또는 base station(BS))으로 데이터 또는 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻하고, 하향링크는 기지국이 단말로 데이터 또는 제어신호를 전송하는 무선링크를 뜻한다. 상기와 같은 다중 접속 방식은, 각 사용자 별로 데이터 또는 제어정보를 실어 보낼 시간-주파수 자원을 서로 겹치지 않도록, 즉 직교성 (Orthogonality)이 성립하도록, 할당 및 운용함으로써 각 사용자의 데이터 또는 제어정보를 구분한다.
LTE 이후의 향후 통신 시스템으로서, 즉, 5G 통신시스템은 사용자 및 서비스 제공자 등의 다양한 요구 사항을 자유롭게 반영할 수 있어야 하기 때문에 다양한 요구사항을 만족하는 서비스가 지원되어야 한다. 5G 통신시스템을 위해 고려되는 서비스로는 증가된 모바일 광대역 통신(Enhanced Mobile BroadBand: eMBB), 대규모 기계형 통신(massive Machine Type Communication: mMTC), 초신뢰 저지연 통신(Ultra Reliability Low Latency Communciation: URLLC) 등이 있다.
일부 실시 예에 따르면, eMBB는 기존의 LTE, LTE-A 또는 LTE-Pro가 지원하는 데이터 전송 속도보다 더욱 향상된 데이터 전송 속도를 제공하는 것을 목표로 한다. 예를 들어, 5G 통신시스템에서 eMBB는 하나의 기지국 관점에서 하향링크에서는 20Gbps 최대 전송 속도(peak data rate), 상향링크에서는 10Gbps의 최대 전송 속도를 제공할 수 있어야 한다. 동시에, 증가된 단말의 실제 체감 전송 속도(User perceived data rate)를 제공해야 한다. 이와 같은 요구 사항을 만족시키기 위해, 더욱 향상된 다중 입력 다중 출력 (Multi Input Multi Output: MIMO) 전송 기술을 포함하여 송수신 기술의 향상을 요구한다. 또한 현재의 LTE가 사용하는 2GHz 대역 대신에 3~6GHz 또는 6GHz 이상의 주파수 대역에서 20MHz 보다 넓은 주파수 대역폭을 사용함으로써 5G 통신시스템에서 요구하는 데이터 전송 속도를 만족시킬 수 있다.
동시에, 5G 통신시스템에서 사물 인터넷(Internet of Thing: IoT)와 같은 응용 서비스를 지원하기 위해 mMTC가 고려되고 있다. mMTC는 효율적으로 사물 인터넷을 제공하기 위해 셀 내에서 대규모 단말의 접속 지원, 단말의 커버리지 향상, 향상된 배터리 시간, 단말의 비용 감소 등이 요구될 수 있다. 사물 인터넷은 여러 가지 센서 및 다양한 기기에 부착되어 통신 기능을 제공하므로 셀 내에서 많은 수의 단말(예를 들어, 1,000,000 단말/km2)을 지원할 수 있어야 한다. 또한 mMTC를 지원하는 단말은 서비스의 특성상 건물의 지하와 같이 셀이 커버하지 못하는 음영지역에 위치할 가능성이 높으므로 5G 통신시스템에서 제공하는 다른 서비스 대비 더욱 넓은 커버리지를 요구할 수 있다. mMTC를 지원하는 단말은 저가의 단말로 구성되어야 하며, 단말의 배터리를 자주 교환하기 힘들기 때문에 매우 긴 배터리 생명시간(battery life time)이 요구될 수 있다.
마지막으로, URLLC의 경우, 특정한 목적(mission-critical)으로 사용되는 셀룰러 기반 무선 통신 서비스로서, 로봇(Robot) 또는 기계 장치(Machinery)에 대한 원격 제어(remote control), 산업 자동화(industrial automation), 무인 비행장치(Unmaned Aerial Vehicle), 원격 건강 제어(Remote health care), 비상 상황 알림(emergency alert) 등에 사용되는 서비스로서, 초 저지연 및 초 신뢰도를 제공하는 통신을 제공해야 한다. 예를 들어, URLLC을 지원하는 서비스는 0.5 밀리초보다 작은 무선 접속 지연시간(Air interface latency)를 만족해야 하며, 동시에 10-5 이하의 패킷 오류율(Packet Error Rate)의 요구사항을 갖는다. 따라서, URLLC을 지원하는 서비스를 위해 5G 시스템은 다른 서비스보다 작은 전송 시간 구간(Transmit Time Interval: TTI)를 제공해야 하며, 동시에 주파수 대역에서 넓은 리소스를 할당해야 하는 설계사항이 요구된다. 다만, 전술한 mMTC, URLLC, eMBB는 서로 다른 서비스 유형의 일 예일 뿐, 본 개시의 적용 대상이 되는 서비스 유형이 전술한 예에 한정되는 것은 아니다.
상기에서 전술한 5G 통신시스템에서 고려되는 서비스들은 하나의 프레임워크 (Framework) 기반으로 서로 융합되어 제공되어야 한다. 즉, 효율적인 리소스 관리 및 제어를 위해 각 서비스들이 독립적으로 운영되기 보다는 하나의 시스템으로 통합되어 제어되고 전송되는 것이 바람직하다.
또한, 이하에서 LTE, LTE-A, LTE Pro 또는 NR 시스템을 일례로서 본 개시의 실시 예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널형태를 갖는 여타의 통신시스템에도 본 개시의 실시 예가 적용될 수 있다. 또한, 본 개시의 실시 예는 숙련된 기술적 지식을 가진 자의 판단으로써 본 개시의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.
이하 LTE 및 LTE-A 시스템의 프레임 구조에 대해 도면을 참조하여 보다 구체적으로 설명하고자 한다.
도 1은 LTE 시스템에서 데이터 및/또는 제어채널이 전송되는 무선자원영역인 시간-주파수영역의 기본 구조를 나타낸 도면이다.
도 1에서 가로축은 시간영역을, 세로축은 주파수영역을 나타낸다. 시간영역에서의 최소 전송단위는 OFDM 심벌(symbol)(101)로서, Nsymb 개의 OFDM 심벌(101)이 모여 하나의 슬롯(102)을 구성하고, 2개의 슬롯이 모여 하나의 서브프레임(103)을 구성한다. 슬롯(102)의 길이는 0.5ms이고, 서브프레임(103)의 길이는 1.0ms이다. 그리고 라디오 프레임(104)은 10개의 서브프레임(103)으로 구성되는 시간영역 단위이다. 주파수영역에서의 최소 전송단위는 서브캐리어(Subcarrier)(105)로서, 전체 시스템 전송 대역(Transmission Bandwidth)의 대역폭은 총 NBW개의 서브캐리어(105)로 구성된다.
시간-주파수영역에서 자원의 기본 단위는 리소스 엘리먼트(RE; Resource Element)(106)로서, 리소스 엘리먼트는 OFDM 심벌 인덱스 및 서브캐리어 인덱스로 나타낼 수 있다. 리소스 블록(RB; Resource Block 혹은 PRB; Physical Resource Block)(107)은 시간영역에서 Nsymb 개의 연속된 OFDM 심벌(101)과 주파수 영역에서 NRB개의 연속된 서브캐리어(108)로 정의된다. 따라서, 하나의 RB(107)는 Nsymb x NRB 개의 RE(106)로 구성된다. 일반적으로 데이터의 최소 전송단위는 상기 RB 단위이다. LTE 시스템에서 일반적으로 상기 Nsymb = 7, NRB=12 이고, NBW 및 NRB는 시스템 전송 대역의 대역폭에 비례한다.
다음으로 LTE 및 LTE-A 시스템에서의 하향링크 제어정보(DCI; Downlink Control Information)에 대해 구체적으로 설명하도록 한다.
LTE 시스템에서 하향링크 데이터 혹은 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보는 DCI를 통해 기지국으로부터 단말에게 전달된다. DCI는 상향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보인지 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 정보인지 여부, 제어정보의 크기가 작은 컴팩트 DCI 인지 여부, 다중안테나를 사용한 공간 다중화 (spatial multiplexing)을 적용하는지 여부, 전력제어 용 DCI 인지 여부 등에 대한 정보를 포함할 수 있다. 또한, 상술한 정보들에 따라 정의된 DCI 포맷이 적용되어 운용될 수 있다. 예컨대, 하향링크 데이터에 대한 스케줄링 제어정보인 DCI format 1은 적어도 다음과 같은 제어정보들을 포함하도록 구성된다.
- 자원 할당 유형 0/1 플래그(Resource allocation type 0/1 flag): 리소스 할당 방식이 유형 0 인지 유형 1 인지 통지한다. 유형 0 은 비트맵 방식을 적용하여 RBG(resource block group) 단위로 리소스를 할당한다. LTE 시스템에서 스케줄링의 기본 단위는 시간 및 주파수 영역 리소스로 표현되는 RB(resource block)이고, RBG는 복수개의 RB로 구성되어 유형 0 방식에서의 스케줄링의 기본 단위가 된다. 유형 1 은 RBG 내에서 특정 RB를 할당하도록 한다.
- 자원 블록 할당(Resource block assignment): 데이터 전송에 할당된 RB를 통지한다. 시스템 대역폭 및 리소스 할당 방식에 따라 표현되는 리소스가 결정된다.
- 변조 및 코딩 방식(MCS; Modulation and Coding Scheme): 데이터 전송에 사용된 변조방식과 전송하고자 하는 데이터인 전송 블록(transport block)의 크기를 통지한다.
- HARQ 프로세스 번호(HARQ process number): HARQ의 프로세스 번호를 통지한다.
- 새로운 데이터 지시자(New data indicator): HARQ 초기전송인지 재전송인지를 통지한다.
- 중복 버전(Redundancy version): HARQ의 중복 버전을 통지한다.
- PUCCH를 위한 전송 전력 제어 명령(TPC(Transmit Power Control) command for PUCCH(Physical Uplink Control CHannel)): 상향링크 제어채널인 PUCCH에 대한 전송 전력 제어 명령을 통지한다.
상기 DCI는 채널코딩 및 변조과정을 거쳐 하향링크 물리제어채널인 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)를 통해 전송된다.
DCI 메시지 페이로드(payload)에는 CRC(Cyclic Redundancy Check)가 붙으며, CRC는 단말의 신원에 해당하는 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)로 스크램블링(scrambling) 된다. DCI 메시지의 목적, 예를 들어 단말-특정(UE-specific)의 데이터 전송, 전력제어 명령 혹은 랜덤 엑세스 응답 등에 따라 서로 다른 RNTI 들이 사용된다. 곧, RNTI가 명시적으로 전송되지 않고 CRC 계산과정에 포함되어 전송된다. PDCCH 상으로 전송되는 DCI 메시지를 수신하면 단말은 할당 받은 RNTI를 사용하여 CRC를 확인하여 CRC 확인 결과가 맞으면 해당 메시지는 그 단말에게 전송된 것임을 알 수 있다.
도 2는 LTE 시스템에서 DCI가 전송되는 하향링크 물리채널인 PDCCH를 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, PDCCH(201)은 데이터 전송 채널인 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)(202)와 시간다중화 되고, 전 시스템 대역폭에 걸쳐 전송된다. PDCCH(201)의 영역은 OFDM 심볼 개수로 표현이 되며 이는 PCFICH(Physical Control Format Indicator CHannel)을 통해 전송되는 CFI(Control Format Indicator)로 단말에게 지시된다.
PDCCH(201)를 서브프레임의 앞부분에 오는 OFDM 심볼에 할당함으로써, 단말이 최대한 빨리 하향링크 스케줄링 할당을 디코딩할 수 있도록 하고, 이를 통해 DL-SCH(DownLink Shared CHannel)에 대한 디코딩 지연, 즉 전체적인 하향링크 전송 지연을 감소시킬 수 있는 장점이 있다.
하나의 PDCCH는 하나의 DCI 메시지를 운반하고, 하향링크와 상향링크에 다수의 단말들이 동시에 스케줄링될 수 있으므로, 각 셀 내에서는 다수개의 PDCCH의 전송이 동시에 이루어진다. PDCCH(201)의 디코딩을 위한 레퍼런스 신호로는 CRS(Cell-specific Reference Signal)(203)가 사용된다. CRS(203)는 전대역에 걸쳐 매 서브프레임마다 전송되고 셀 ID(IDentity)에 따라 스크램블링 및 자원 맵핑이 달라진다. CRS(203)는 모든 단말들이 공통으로 사용하는 레퍼런스 신호이기 때문에 단말-특정 빔포밍이 사용될 수 없다. 따라서 LTE의 PDCCH에 대한 다중안테나 송신기법은 개루프 송신 다이버시티로 한정된다. CRS의 포트 수는 PBCH(Physical Broadcast CHannel)의 디코딩으로부터 암묵적으로 단말에게 알려진다.
PDCCH(201)의 자원 할당은 CCE(Control-Channel Element)를 기반으로 하며, 하나의 CCE는 9개의 REG(Resource Element Group), 즉 총 36개의 RE(Resource Element)들로 구성되어 있다. 특정 PDCCH(201)를 위해 필요한 CCE의 개수는 1, 2, 4, 8개가 될 수 있으며, 이는 DCI 메시지 페이로드의 채널 코딩율에 따라 달라진다. 이와 같이 서로 다른 CCE 개수는 PDCCH(201)의 링크 적응(link adaptation)을 구현하기 위해 사용된다.
단말은 PDCCH(201)에 대한 정보를 모르는 상태에서 신호를 검출해야 하는데, LTE에서는 블라인드 디코딩을 위해 CCE들의 집합을 나타내는 탐색공간(search space)를 정의한다. 탐색공간은 각 CCE의 aggregation level(AL)에 복수 개의 집합으로 구성되어 있으며, 이는 명시적으로 시그널링되지 않고 단말 신원에 의한 함수 및 서브프레임 번호를 통해 암묵적으로 정의된다. 각 서브프레임 내에서 단말은 설정된 탐색공간 내의 CCE들로부터 만들어질 수 있는 가능한 모든 자원 후보군(candidate)에 대하여 PDCCH(201)에 대한 디코딩을 수행하고, CRC 확인을 통해 해당 단말에게 유효하다고 선언된 정보를 처리한다.
탐색공간은 단말-특정 탐색공간과 공통(Common) 탐색 공간으로 분류된다. 일정 그룹의 단말들 혹은 모든 단말들이 시스템정보에 대한 동적인 스케줄링이나 페이징 메시지와 같은 셀 공통의 제어정보를 수신하기 위해 PDCCH(201)의 공통 탐색 공간을 조사할 수 있다. 예를 들어 셀의 사업자 정보 등을 포함하는 SIB(System Information Block)-1의 전송을 위한 DL-SCH의 스케줄링 할당 정보는 PDCCH(201)의 공통 탐색 공간을 조사하여 수신할 수 있다.
LTE에서 전체 PDCCH 영역은 논리영역에서의 CCE의 집합으로 구성되며, CCE들의 집합으로 이루어진 탐색공간이 존재한다. 탐색 공간은 공통 탐색공간와 단말-특정 탐색공간으로 구분되고, LTE PDCCH에 대한 탐색공간은 하기와 같이 정의된다.
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상기에 기술한 PDCCH에 대한 탐색공간의 정의에 따르면 단말-특정 탐색공간은 명시적으로 시그널링되지 않고 단말 신원에 의한 함수 및 서브프레임 번호를 통해 암묵적으로 정의된다. 즉, 단말-특정의 탐색공간이 서브프레임 번호에 따라 바뀔 수 있으므로 이는 시간에 따라 바뀔 수 있다는 것을 의미하며 이를 통하여 단말들 사이에서 다른 단말들에 의하여 특정 단말이 탐색공간을 사용하지 못하는 문제(Blocking 문제)를 해결해준다.
일 실시예에 따라, 특정 단말이 조사하는 모든 CCE들이 이미 같은 서브프레임 내에서 스케줄링된 다른 단말들에 의하여 사용되고 있기 때문에 해당 서브프레임에서 어떠한 단말이 스케줄링되지 못한다면, 이러한 탐색공간은 시간에 따라 변하기 때문에, 그 다음 서브프레임에서는 이와 같은 문제가 발생하지 않게 될 수 있다. 예컨대, 특정 서브프레임에서 단말#1과 단말#2의 단말-특정 탐색공간의 일부가 중첩되어 있을지라도, 서브프레임 별로 단말-특정 탐색공간이 변하기 때문에, 다음 서브프레임에서의 중첩은 이와는 다를 것으로 예상할 수 있다.
상기에 기술한 PDCCH에 대한 탐색공간의 정의에 따르면 공통 탐색공간의 경우 일정 그룹의 단말들 혹은 모든 단말들이 PDCCH를 수신해야 하므로 기 약속된 CCE의 집합으로 정의된다. 즉, 공통 탐색공간은 단말의 신원이나 서브프레임 번호 등에 따라 변동되지 않는다. 공통 탐색공간이 비록 다양한 시스템 메시지의 전송을 위해 존재하지만, 개별적인 단말의 제어정보를 전송하는데도 사용할 수 있다. 이를 통해 공통 탐색공간은 단말-특정 탐색공간에서 가용한 자원이 부족하여 단말이 스케줄링 받지 못하는 현상에 대한 해결책으로도 사용될 수 있다.
탐색공간은 주어진 aggregation level 상에서 단말이 디코딩을 시도해야 하는 CCE들로 이루어진 후보 제어채널들의 집합이며, 1, 2, 4, 8 개의 CCE로 하나의 묶음을 만드는 여러 가지 aggregation level이 있으므로 단말은 복수개의 탐색공간을 갖는다. LTE PDCCH에서 aggregation level에 따라 정의되는 탐색공간 내의 단말이 모니터링(monitoring)해야 하는 PDCCH 후보군들(candidates)의 수는 하기의 표로 정의된다.
Figure PCTKR2022000574-appb-T000001
[표 1]에 따르면 단말-특정 탐색공간의 경우, aggregation level {1, 2, 4, 8}을 지원하며, 이 때 각각 {6, 6, 2, 2}개의 PDCCH 후보군들을 갖는다. 공통 탐색공간의 경우, aggregation level {4, 8}을 지원하며, 이 때 각각 {4, 2}개의 PDCCH 후보군들을 갖는다. 공통 탐색공간이 aggregation level이 {4, 8}만을 지원하는 이유는 시스템 메시지가 일반적으로 셀 가장자리까지 도달해야 하기 때문에 커버리지(coverage) 특성을 좋게 하기 위함이다.
공통 탐색공간으로 전송되는 DCI는 시스템 메시지나 단말 그룹에 대한 전력 조정(Power control) 등의 용도에 해당하는 0/1A/3/3A/1C와 같은 특정 DCI 포맷에 대해서만 정의된다. 공통 탐색공간 내에서는 공간다중화(Spatial Multiplexing)를 갖는 DCI 포맷은 지원하지 않는다. 단말-특정 탐색 공간에서 디코딩해야 하는 하향링크 DCI 포맷은 해당 단말에 대하여 설정된 전송 모드(Transmission Mode)에 따라 달라진다. 전송모드의 설정은 RRC(Radio Resource Control) 시그널링을 통하여 이루어지기 대문에, 해당 설정이 해당 단말에 대하여 효력을 발휘하는 지에 대한 정확한 서브프레임 번호가 지정되어 있지 않다. 따라서, 단말은 전송모드와 상관없이 DCI 포맷 1A에 대하여 항상 디코딩을 수행함으로써 통신을 잃지 않도록 동작될 수 있다.
상기에서는 종래 LTE 및 LTE-A에서의 하향링크 제어채널 및 하향링크 제어정보를 송수신하는 방법 및 탐색공간에 대하여 기술하였다.
하기에서는 현재 논의되고 있는 5G 통신 시스템에서의 하향링크 제어채널에 대하여 도면을 참조하여 보다 구체적으로 설명하도록 한다.
도 3은 5G 시스템에서 하향링크 제어채널을 구성하는 시간 및 주파수 자원의 기본단위의 일 예를 나타내는 도면이다.
도 3을 참조하면, 제어채널을 구성하는 시간 및 주파수 자원의 기본 단위인 REG(Resource Element Group)(303)는 시간 축으로는 1 OFDM 심볼(301)로 구성되어 있고, 주파수 축으로는 12개의 서브캐리어(302) 즉 1 RB(Resource Block)으로 구성되어 있다. 제어채널의 기본 단위를 구성하는 데 있어서 시간 축 기본 단위를 1 OFDM 심볼(301)로 가정함으로써 한 서브프레임 내에서 데이터채널과 제어채널이 시간다중화 될 수 있다. 데이터채널보다 제어채널을 앞에 위치시킴으로써 사용자의 프로세싱 시간을 감소시킬 수 있어 지연시간 요구사항을 만족시키기에 용이하다. 제어채널의 주파수축 기본 단위를 1 RB(302)로 설정함으로써 제어채널과 데이터채널 사이의 주파수 다중화를 보다 효율적으로 수행할 수 있다.
도 3에 도시되어 있는 REG(303)를 연접함으로써 다양한 크기의 제어채널 영역을 설정할 수 있다. 일 예로 5G 시스템에서 하향링크 제어채널이 할당되는 기본 단위를 CCE(Control Channel Element)(304)라고 할 경우, 1 CCE(304)는 다수의 REG(303)로 구성될 수 있다. 도 3에 도시된 REG(303)를 예를 들어 설명하면, REG(303)는 12개의 RE로 구성될 수 있고 1 CCE(304)가 6개의 REG(303)로 구성된다면 1 CCE(304)는 72개의 RE로 구성될 수 있음을 의미한다. 하향링크 제어영역이 설정되면 해당 영역은 다수의 CCE(304)로 구성될 수 있으며, 특정 하향링크 제어채널은 제어영역 내의 aggregation level (AL)에 따라 하나 또는 다수의 CCE(304)로 맵핑 되어 전송될 수 있다. 제어영역내의 CCE(304)들은 번호로 구분되며 이 때 번호는 논리적인 맵핑 방식에 따라 부여될 수 있다.
도 3에 도시된 하향링크 제어채널의 기본 단위, 즉 REG(303)에는 DCI가 맵핑되는 RE들과 이를 디코딩하기 위한 레퍼런스 신호인 DMRS(Demodulation Reference Signal)(305)가 맵핑되는 RE들이 모두 포함될 수 있다. 도 3에서와 같이 1 REG(303) 내에 3개의 RE에서 DMRS(305)가 전송될 수 있다. 참고로 DMRS(305)는 REG(303)내 맵핑되는 제어신호와 같은 프리코딩을 사용하여 전송되기 때문에 단말은 기지국이 어떤 프리코딩을 적용하였는지에 대한 정보가 없어도 제어 정보를 디코딩할 수 있다.
도 4는 5G 시스템에서 하향링크 제어채널이 전송되는 제어영역(CORESET; Control Resource Set)에 대한 일 예를 도시한 도면이다.
도 4의 일 예시는 1개의 슬롯이 7개의 OFDM 심볼로 가정된 경우이다. 도 4는 주파수 축으로 시스템 대역폭(410), 시간축으로 1개의 슬롯(420) 내에 2개의 제어영역(제어영역#1(401), 제어영역#2(402))이 설정되어 있는 일 예를 나타낸다. 제어영역(401, 402)의 주파수는 전체 시스템 대역폭(410) 내에서 특정 서브밴드(403)로 설정될 수 있다. 제어영역(401, 402)의 시간 길이는 하나 혹은 다수 개의 OFDM 심볼로 설정될 수 있고, 또한 제어영역(401, 402)의 시간 길이는 제어영역 길이 (Control Resource Set Duration)(404)로 정의될 수 있다. 도 4의 일 예에서 제어영역#1(401)은 2개의 심볼의 제어영역 길이로 설정되어 있고, 제어영역#2(402)는 1개의 심볼의 제어영역 길이로 설정되어 있다.
상술한 5G 시스템에서의 제어영역은 기지국이 단말에게 상위 계층 시그널링(예컨대 시스템 정보(System Information), MIB(Master Information Block), RRC 시그널링)을 통해 설정될 수 있다. 단말에게 제어영역을 설정한다는 것은 제어영역의 위치, 서브밴드, 제어영역의 자원할당, 제어영역 길이 등의 정보를 제공하는 것을 의미한다. 일 예로 설정 정보는 [표 2]의 정보들을 포함할 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-T000002
[표 2]의 설정정보는 본 개시의 일 예시이며, [표 2]의 설정정보 외에도 하향링크 제어채널을 전송하는데 필요한 다양한 정보들이 단말에 설정될 수 있다.
다음으로 5G 시스템에서의 하향링크 제어정보(DCI; Downlink Control Information)에 대해 구체적으로 설명하도록 한다.
5G 시스템에서 상향링크 데이터(PUSCH; Physical Uplink Shared CHannel) 혹은 하향링크 데이터(PDSCH; Physical Downlink Shared CHannel)에 대한 스케줄링 정보는 DCI를 통해 기지국으로부터 단말에게 전달된다.
단말은 PUSCH 또는 PDSCH에 대하여 대비책(fallback)용 DCI 포맷과 비대비책(non-fallback)용 DCI 포맷을 모니터링(monitoring)할 수 있다. 대비책 용 DCI 포맷은 기지국과 단말 사이에서 고정된 필드로 구성될 수 있고, 비대비책용 DCI 포맷은 설정 가능한 필드를 포함할 수 있다.
본 개시의 일 실시예에 따라, PUSCH를 스케줄링하는 대비책용 DCI는 [표 3]의 정보들을 포함할 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-T000003
본 개시의 일 실시예에 따라, PUSCH를 스케줄링하는 비대비책용 DCI는 [표 4]의 정보들을 포함할 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-T000004
Figure PCTKR2022000574-appb-I000002
본 개시의 일 실시예에 따라, PDSCH를 스케줄링하는 대비책용 DCI는 [표 5]의 정보들을 포함할 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-T000005
본 개시의 일 실시예에 따라, PDSCH를 스케줄링하는 비대비책용 DCI는 [표 6]의 정보들을 포함할 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-T000006
Figure PCTKR2022000574-appb-I000003
상기 DCI는 채널코딩 및 변조과정을 거쳐 하향링크 물리제어채널인 PDCCH(Physical Downlink Control CHannel)을 통해 전송될 수 있다. DCI 메시지 페이로드에는 CRC(Cyclic Redundancy Check)가 붙으며, CRC는 단말의 신원에 해당하는 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)로 스크램블링(scrambling) 된다.
DCI 메시지의 목적, 예를 들어 단말-특정(UE-specific)의 데이터 전송, 전력제어 명령 혹은 랜덤 엑세스 응답 등에 따라 서로 다른 RNTI 들이 사용된다. 곧, RNTI가 명시적으로 전송되지 않고 CRC 계산과정에 포함되어 전송된다. 단말이 PDCCH 상으로 전송되는 DCI 메시지를 수신하면, 단말은 할당 받은 RNTI를 사용하여 CRC를 확인할 수 있다. CRC 확인 결과가 맞으면, 단말은 해당 메시지가 그 단말에게 전송된 것임을 알 수 있다.
예컨대 시스템 정보(SI; System Information)에 대한 PDSCH를 스케줄링하는 DCI는 SI-RNTI로 스크램블링될 수 있다. RAR(Random Access Response) 메시지에 대한 PDSCH를 스케줄링하는 DCI는 RA-RNTI로 스크램블링 될 수 있다. 페이징(Paging) 메시지에 대한 PDSCH를 스케줄링하는 DCI는 P-RNTI로 스크램블링 될 수 있다. SFI(Slot Format Indicator)를 통지하는 DCI는 SFI-RNTI로 스크램블링 될 수 있다. TPC(Transmit Power Control)를 통지하는 DCI는 TPC-RNTI로 스크램블링 될 수 있다. 단말-특정의 PDSCH 또는 PUSCH를 스케줄링하는 DCI는 C-RNTI(Cell RNTI)로 스크램블링 될 수 있다.
특정 단말이 상기 PDCCH를 통해 데이터 채널, 즉 PUSCH 또는 PDSCH를 스케줄링 받으면, 해당 스케줄링된 자원 영역 내에서 데이터들이 DMRS와 함께 송수신된다.
도 5는 5G 시스템에서 하향링크 RB 구조에 대한 설정의 일 예를 도시한 도면이다.
보다 상세하게, 도 5는 특정 단말이 하향링크에서 14개의 OFDM 심볼을 하나의 슬롯(또는 서브프레임)으로 사용하고 초기 두 개의 OFDM 심볼로 PDCCH가 전송되며 세 번째 심볼에서 DMRS가 전송되도록 설정된 경우를 나타낸다. 도 5의 경우에 PDSCH가 스케줄링 된 특정 RB 내에서 PDSCH는 세 번째 심볼에서 DMRS가 전송되지 않는 RE들과 이후 네 번째부터 마지막 심볼까지의 RE들에 데이터가 맵핑되어 전송된다. 도 5에서 표현된 부반송파 간격
Figure PCTKR2022000574-appb-I000004
f는 LTE/LTE-A 시스템의 경우에 15kHz이고 5G 시스템의 경우 {15, 30, 60, 120, 240, 480}kHz 중 하나가 사용된다.
한편, 상술한 바와 같이 셀룰러 시스템에서 하향링크 채널 상태를 측정하기 위하여 기지국은 기준신호(reference signal)을 전송해야 한다. 3GPP의 LTE-A(Long Term Evolution Advanced) 시스템의 경우 기지국이 전송하는 CRS 또는 CSI-RS를 이용하여 단말은 기지국과 단말 사이의 채널 상태를 측정할 수 있다.
상기 채널 상태는 다양한 요소를 고려하여 측정되어야 하며 여기에는 하향링크에서의 간섭량이 포함될 수 있다. 상기 하향링크에서의 간섭량에는 인접 기지국에 속한 안테나에 의하여 발생되는 간섭신호 및 열잡음 등이 포함되며, 하향링크에서의 간섭량은 단말이 하향링크의 채널 상황을 판단하는데 중요하다. 일 예로 송신안테나가 한 개인 기지국에서 수신안테나가 한 개인 단말로 신호를 전송할 경우, 단말은 기지국으로부터 수신된 기준신호에서 하향링크로 수신할 수 있는 심볼당 에너지와 해당 심볼을 수신하는 구간에서 동시에 수신될 간섭량을 판단하여 Es/Io를 결정해야 한다. 결정된 Es/Io는 데이터전송 속도 또는 그에 상응하는 값으로 변환되어 기지국으로 채널 품질 지시자(CQI; Channel Quality Indicator)의 형태로 전송되며, 기지국이 단말에게 어떤 데이터 전송속도로 전송을 수행할지를 판단하는 데 사용될 수 있다.
보다 상세하게, LTE-A 시스템의 경우 단말은 하향링크의 채널 상태에 대한 정보를 기지국에게 피드백하여 기지국의 하향링크 스케줄링에 활용할 수 있도록 한다. 즉, 단말은 하향링크로 기지국이 전송하는 기준 신호를 측정하고 여기에서 추출한 정보를 LTE/LTE-A 표준에서 정의하는 형태로 기지국으로 피드백하는 것이다. 상술한 바와 같이 LTE/LTE-A에서 단말이 피드백하는 정보는 채널 상태 정보라 칭할 수 있으며, 채널 상태 정보는 다음의 세가지 정보를 포함할 수 있다.
- 랭크 지시자(RI; Rank Indicator): 단말이 현재의 채널상태에서 수신할 수 있는 공간 레이어(spatial layer)의 개수
- 프리코딩 매트릭스 지시자(PMI; Precoding Matrix Indicator): 단말이 현재의 채널상태에서 선호하는 프리코딩 행렬(precoding matrix)에 대한 지시자
- 채널 품질 지시자(CQI; Channel Quality Indicator): 단말이 현재의 채널상태에서 수신할 수 있는 최대 데이터 전송률(data rate)
CQI는 최대 데이터 전송률과 유사하게 활용될 수 있는 신호 대 간섭 잡음비(SINR; Signal to Interference plus Noise Ratio), 최대의 오류정정 부호화율(code rate) 및 변조 방식, 주파수당 데이터 효율 등으로 대체될 수도 있다.
상기 RI, PMI, CQI는 서로 연관되어 의미를 갖는다. 일 예로 LTE/LTE-A에서 지원하는 프리코딩 행렬(precoding matrix)은 랭크(rank)별로 다르게 정의되어 있다. 따라서, RI가 1의 값을 가질 때의 PMI 값 X와 RI가 2의 값을 가질 때의 PMI 값 X는 다르게 해석이 될 수 있다.
또한 일예로, 단말이 CQI를 결정할 때에도 자신이 기지국에 통보한 PMI 값 X가 기지국에서 적용되었다는 가정을 한다. 즉, 단말이 RI_X, PMI_Y, CQI_Z를 기지국에 보고한 것은 랭크를 RI_X로 하고 PMI를 PMI_Y로 할 때 CQI_Z에 해당하는 데이터 전송률을 해당 단말이 수신할 수 있다고 보고하는 것과 같다. 이와 같이 단말은 CQI를 계산할 때에 기지국에 어떤 전송방식을 수행할 지를 가정하여 해당 전송방식으로 실제 전송을 수행하였을 때 최적화된 성능을 얻을 수 있도록 한다.
LTE/LTE-A에서 단말이 피드백하는 채널상태 정보인 RI, PMI, CQI는 주기적 또는 비주기적 형태로 피드백 될 수 있다. 기지국이 특정 단말의 채널 상태 정보를 비주기적으로 획득하고자 하는 경우, 기지국은 단말에 대한 하향링크 제어정보(DCI; Downlink Control Information)에 포함된 비주기적 피드백 지시자(또는 채널 상태 정보 요청 필드, 채널 상태 정보 요청 정보)를 이용하여 비주기적 피드백(또는 비주기적인 채널 상태 정보 보고)을 수행하도록 설정할 수 있다. 또한, 단말은 비주기적 피드백을 수행하도록 설정된 지시자를 n번째 서브프레임에서 수신하면 n+k번째 서브프레임에서의 데이터 전송에 비주기적 피드백 정보(또는, 채널 상태 정보)를 포함하여 상향링크 전송을 수행할 수 있다. 여기서 k는 3GPP LTE Release 11 표준에 정의된 파라미터로 FDD(Frequency Division Duplexing)에서는 4이며 TDD(Time Division Duplexing)에서는 [표 7]과 같이 정의될 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-T000007
표 7은 TDD UL/DL configuration에서 각 서브프레임 번호 n에 대한 k 값을 나타낸다.
비주기적 피드백이 설정된 경우에 피드백 정보(또는 채널 상태 정보)는 RI, PMI, CQI를 포함하며 피드백 설정 (또는, 채널 상태 보고 설정)에 따라 RI와 PMI는 피드백 되지 않을 수도 있다.
본 개시에서, 동일대역전이중(In-band Full duplex, 이하 전이중이라 칭함) 시스템이란 시분할송수신 (TDD: Time Division Duplexing)이나 주파수분할송수신(FDD: Frequency Division Duplexing) 시스템과는 다르게 동일 대역, 동일 시간 자원 내에서 상향링크 신호와 하향링크 신호가 동시에 전송될 수 있는 시스템이다. 즉 전이중 시스템에서는 상향링크와 하향링크의 신호가 같은 셀 내에서 동일 시간 구간 동안 존재하게 되고, 이는 간섭으로 작용하게 된다. 이 때 동일대역전이중 시스템의 동작은 필요에 따라 상향링크 혹은 하향링크 하나만 포함할 수 있고, 혹은 상향링크와 하향링크를 동시에 포함할 수 있다. 또한 동일대역전이중 전송시 간섭은 대역에 전송되는 신호뿐만 아니라 신호로 인해 발생하는 누출(Leakage)등을 포함할 수 있다. 또한 전이중 동작은 사용 대역중 일부 대역에 대해서만 수행될 수 있고, 전대역에 걸처 수행될 수도 있다. 또한 본 개시에서 전이중 시스템에서 동시 전송이라 함은 하나의 노드에 속한 송신부와 수신부에서 나타나는 것으로 주로 기술되어 있지만, 송신부와 수신부가 서로 다른 노드에 속해있을지라도 상호간의 정보 공유를 통해 전이중 동작에 필요한 정보를 공유할 수 있는 경우 다른 노드간 전이중 동작을 포함하여 해석될 수 있다.
전이중 시스템을 사용함으로 인해 추가로 나타나는 간섭의 유형은 자기간섭(Self-interference)과 교차간섭(Cross-link interference) 두가지로 분류된다.
자기간섭은 하나의 노드(A)가 다른 노드(B)의 신호 수신 시, 노드 (A)의 송신단으로부터 발생하는 노드(A)의 수신단으로 수신되는 간섭을 의미한다. 이 때 노드는 기지국, 단말, IAB 등 다양한 통신 엔티티에 해당될 수 있다. 또한 하나의 노드로 인식되는 엔티티는 물리적으로 분리되어 있더라도, 서로 유선으로 연결되어 서로 정보를 공유할 수 있거나, 서로 무선으로 연결되어 정보를 공유할 수 있다면 하나의 노드로 인식할 수 있다. 따라서 자기 간섭이라 함은 서로간의 정보 공유가 가능한 서로 다른 두 노드 간에서 생기는 간섭으로 해석될 수 있다. 또한 자기 간섭은 같은 대역에서 수신되는 신호뿐만 아니라, 다른 대역에서 수신되는 신호를 포함할 수 있다. 또한 자기간섭은 다른 대역에서 신호 전송으로 인해 발생한 대역외 방사등을 포함할 수 있다. 자기간섭은 희망 신호(desired signal)에 비해 가까운 거리에서 송신 및 수신이 일어나기 때문에 희망 신호의 신호 대 간섭 및 잡음 비 (Signal to interference and noise ratio, 이하 SINR)을 크게 감소시킨다. 따라서 전이중 시스템의 전송 성능은 자기간섭 제거 기술의 성능에 의해 크게 영향을 받는다.
교차간섭은 기지국이 단말의 상향링크 수신 시 같은 대역에서 다른 기지국의 하향링크 전송으로부터 수신되는 간섭과 단말이 하향링크 수신 시 다른 단말의 상향링크 전송으로부터 수신되는 간섭을 의미한다. 상향링크 신호를 수신하는 기지국이 다른 기지국의 하향링크 전송으로부터 수신하는 교차간섭의 경우 다른 기지국과 기지국 간의 거리는 기지국의 요구 신호를 송신하는 단말과 기지국 간의 거리보다는 멀지만, 간섭 송신 파워가 단말의 송신 파워에 비해 일반적으로 10-20dB 이상 크므로, 기지국이 수신하는 단말의 상향링크 희망 신호의 수신 SINR 성능에 영향을 크게 미칠 수 있다. 또한 하향링크를 수신하는 단말은 같은 대역에서 상향링크를 사용하는 다른 단말로부터 교차간섭을 수신할 수 있다. 이 때, 간섭을 미치는 다른 단말과 하향링크를 수신하는 단말 간의 거리가 기지국과 하향링크를 수신하는 단말 간의 거리보다 의미 있게 가까운 경우, 단말의 하향링크 희망 신호 수신 SINR 성능을 낮출 수 있다. 이 때, 의미 있게 가까운 경우라 함은 하향링크 수신 단말에서 다른 단말의 상향링크 신호부터 오는 간섭의 수신 파워가 하향링크 수신 단말에서 기지국으로부터 수신되는 신호의 파워보다 크거나 비슷해서 단말의 하향링크 수신 SINR의 성능을 낮출 수 있을 정도로 가까운 상태를 의미한다.
셀룰러 기반의 이동통신 시스템에서 전이중 시스템의 유형은 전이중 동작을 지원하기 위한 자기 간섭 제거 기능 (Self-interference cancellation: SIC)을 기지국만 지원하는 유형 및 기지국과 단말이 모두 지원하는 유형으로 나뉜다. 단말만 간섭 제거 기능을 갖춘 경우를 고려하지 않는 이유는 구성요소인 안테나 분리 자기 간섭 제거와 RF-서킷 자기 간섭 제거, 디지털 자기 간섭 제거 기능의 구현이 폼팩터 사이즈 및 서킷 구조 등의 측면에서 기지국이 단말 보다 용이하게 구현 가능하기 때문이다.
본 개시에서 고려하는 전이중 시스템의 유형은 기본적으로 기지국만 자기 간섭 제거 기능을 갖춘 경우를 고려하지만, 본 개시는 단말과 기지국이 모두 자기 간섭 제거 기능을 갖춘 경우에 대해서도 동일하게 적용하여 동작 할 수 있다. 따라서 아래서 단말, 혹은 기지국이라는 단어는 하나의 기지국, 혹은 단말을 지칭하는 것뿐만 아니라 아닌 송수신기능을 갖춘 장치로 이해되어야 할 것이며, 서로 송수신을 하는 다른 송수신장치를 의미할 수 있다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따른 전이중 시스템에서 자기 간섭 제거 기능을 갖춘 송수신장치의 구성을 나타낸 도면이다.
이 때, 송수신장치(600)의 구조는 기지국과 단말에 동일하게 적용 가능하며, 기지국과 단말 중 어느 하나의 구조를 특정하지 않는다. 단, 본 개시에서는 기본적으로 기지국이 자기 간섭 제거 기능을 갖추고 전이중 시스템을 구성하는 것을 가정하고 있으므로, 편의상 송수신장치(600)를 기지국이라고 가정하고 설명한다.
도 6에서 기지국(600)은 단말로 하향링크 신호를 송신하기 위한 송신부(601), 자기 간섭 제거를 위한 자기 간섭 제거부(602), 단말로부터 상향링크 신호 수신을 위한 수신부(603) 및 송신부(601), 자기 간섭 제거부(601), 수신부(603)를 제어하는 제어부(604)를 포함할 수 있다. 이 때, 기지국(600)의 각 구성 요소의 세부 구성 방법은 기지국의 구현 방법에 따라 달라질 수 있다.
상술한 바와 마찬가지로, 송수신 장치(600)는 단말에 대응될 수 있으며, 이때 단말 역시 기지국으로 상향링크 신호를 송신하기 위한 송신부(transmitter)(601), 자기 간섭 제거를 위한 자기 간섭 제거부(602), 기지국으로부터 하향링크 신호 수신을 위한 수신부(receiver)(603) 및 송신부(601), 자기 간섭 제거부(601), 수신부(603)를 제어하는 제어부(604)를 포함할 수 있다.
한편, 도 6에서는 송신부(601), 자기 간섭 제거부(601) 및 수신부(603)가 분리되어 동작하도록 도시되어 있으나, 자기 간섭 제거부(601)의 전부 또는 일부의 기능 및/또는 구성들은 송신부(601) 및/또는 수신부(603)에 포함되어 동작할 수 있음에 유의해야 한다.
도 7은 본 개시의 일 실시에에 따른 자기 간섭 제거부의 구성을 나타낸 도면이다.
전술한 바와 같이 자기 간섭 제거부(700)는 자기 간섭 제거를 수행할 수 있다. 도 7의 자기 간섭 제거부(700)는 안테나 분리 자기간섭 제거부(701), RF-서킷 자기 간섭 제거부(702) 및 디지털 자기 간섭 제거부(703) 중 적어도 하나를 포함할 수 있으나 자기 간섭 제거부(700)의 구성이 전술한 예에 한정되는 것은 아니다. 또한 필요에 따라 RF 서킷 자기간섭 제거부를 포함하지 않을 수 있으며, 안테나 분리 자기간섭 제거부 또한 필요에 따라 포함하지 않을 수 있다. 또한 필요에 따라 자기 간섭 제거부들(701, 702, 703) 중 적어도 하나를 활성화하고 송수신을 수행할 수도 있다.
안테나 분리 자기간섭 제거부(701)는 물리적으로 분리된 송신단(또는 송신부)과 수신단(또는 수신부)의 안테나를 포함하여, 수신단 안테나에서 자기 간섭이 충분히 감쇄될 수 있도록 한다. 이 때, 송신단의 안테나와 수신단의 안테나를 물리적으로 분리하는 것은, 하향링크 송신 신호가 상향링크 수신단 안테나에서 작은 전력으로 수신되도록 하기 위하여 안테나의 상쇄 간섭을 이용한 분리 방법, 동일 안테나에 순환기를 사용하는 방법, 크로스 폴 구조를 사용한 방법, 아이솔레이터를 이용한 방법 등을 사용함을 의미할 수 있다. 다만, 물리적 분리가 상술한 예에 한정되는 것은 아니며, 기지국의 하향링크 송신 신호가 기지국의 상향링크 수신단 측에서 작게 수신될 수 있는 분리 방법들을 의미할 수 있다.
RF-서킷 자기 간섭 제거부(702)는, ADC(Analog to digital converter)를 포함하여, 자기간섭 신호가 양자화 되기 이전에 그 세기를 감쇄시켜주는 역할을 수행할 수 있다. RF-서킷 자기 간섭 제거부(702)에 포함되는 RF-서킷은 기지국의 송신단에서 전송된 자기 간섭 신호가 무선 채널과 안테나 분리 자기 간섭 제거부(701)를 통과하여 RF-서킷 자기 간섭 제거부(702)에 도착하는데 겪은 채널을 모사할 수 있다.
예컨대, 기지국의 아날로그 도메인 송신 신호 x(t)에 대하여 안테나 분리 자기 간섭 제거부(701)와 무선 채널을 통과한 수신 신호 y(t)는 다음의 수학식 1로 표현될 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000001
위 식에서 h(t)는 무선 채널과 안테나 분리 자기 간섭 제거부(701)의 시간 도메인 임펄스 응답을 나타내며, n(t)는 백색 잡음을 나타낸다. 또한, *은 컨볼루션(convolution) 연산을 나타낸다. 이 때 RF-서킷 자기 간섭 제거부(702)의 RF-서킷은 시간 지연 모듈, 위상 전이 모듈, 앰프 모듈등을 사용하여 h(t)를 모사한 유사채널 h'(t)를 생성하도록 구성될 수 있다. 기지국의 송신단으로부터 직접 얻을 수 있는 송신 신호 x(t)를 RF-서킷에 통과시킴으로써 자기 간섭 신호가 모사된다. 상기 모사된 자기 간섭 신호 x(t)*h'(t)를 하기 수학식 2와 같이 자기 간섭 신호 y(t)에서 감쇄시킨다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000002
이 때, RF-서킷 자기 간섭 제거부(702)의 성능이 유지되는 대역폭은 상술한 RF-서킷의 구성 요소들, 예컨대, 시간 지연 모듈, 위상 전이 모듈, 앰프 모듈 등의 대역폭에 따라 다르게 나타날 수 있다. 예를 들어, 시스템 대역폭 보다 RF-서킷의 자기 간섭 제거부(702)의 성능이 유지되는 대역폭이 작은 경우, 이러한 자기 간섭 제거부의 대역폭 제한은 아날로그 서킷의 한계로 인하여 나타나는 것이다.
마지막으로, 디지털 자기 간섭 제거부 (702)는, RF-자기 간섭부를 통과한 이후의 신호 y'(t)가 ADC를 통과한 후에 주파수 도메인으로 전환된 Y[n]에서 자기간섭 신호 X[n]을 제거할 수 있다. 예컨대 아래 수학식 3에서처럼 송신 신호 X[n]이 겪은 디지털 도메인 채널 H[n]을 추정하고, 추정된 채널 H'[n]과 X[n]을 곱한 신호를 수신 신호 Y[n]에서 빼준다. 이 때 디지털 자기 간섭 제거부의 성능은 추정 채널 H'[n]과 실제 채널 H[n]의 유사도에 의해 결정된다. 즉 H'[n]과 H[n]의 유사도가 높을수록 디지털 자기 간섭 제거부의 성능이 높게 나타난다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000003
이하 본 개시의 실시 예를 첨부한 도면과 함께 상세히 설명한다. 이하에서 LTE 혹은 LTE-A 시스템을 일례로서 본 개시의 실시예를 설명하지만, 유사한 기술적 배경 또는 채널형태를 갖는 여타의 통신시스템에도 본 개시의 실시예가 적용될 수 있다. 예를 들어 본 개시의 실시예가 적용되는 통신시스템에는 LTE-A 이후에 개발되는 5세대 이동통신 기술(5G, new radio, NR)도 포함될 수 있을 것이다. 따라서, 본 개시의 실시예는 숙련된 기술적 지식을 가진자의 판단으로써 본 개시의 범위를 크게 벗어나지 아니하는 범위에서 일부 변형을 통해 다른 통신시스템에도 적용될 수 있다.
또한, 본 개시를 설명함에 있어서 관련된 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다. 그리고 후술되는 용어들은 본 개시에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 개시에서는 RF 서킷 자기간섭 제거부의 도움없이 혹은 RF 서킷 자기간섭 제거부의 도움을 받아 제거된 자기간섭 수신 신호 y'(t)에 대하여 디지털 자기간섭 제거 기능을 통하여 추가로 간섭을 제거하는 방법에 대해서 고려한다.
전이중 동작에서의 자기간섭 제거 중 디지털 자기간섭 제거 기능에서 고려해야 하는 것은 자기 간섭 신호가 DAC(digital to anlog converter), Mixer, PA(power amplifier)와 같은 송신단 구성요소들을 거치며 왜곡되어 나타나는 비선형 신호이다. 이는 하기 수학식 4로 나타난다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000004
상기 수학식에서 송신단에서 송신되는 x(t)는 시간 축 도메인에서 자기간섭 송신 신호에 해당되며 xNL(t)는 상술한 송신단의 구성요소들로 인하여 발생한 비선형 신호이다.
도 8은 송신단에서 발생하는 송신 신호의 흐름을 나타낸 도면이다.
도 8에서 X[k]는 주파수축 신호이며, IFFT (inverse fourier transform)을 통해 시간축 신호 x[n]으로 변경되고 DAC를 거쳐 아날로그 신호 x(t)로 변환된다. 아날로그 신호 x(t)는 송신단 구성요소들을 통과하면서 비선형 신호 xNL(t)을 포함하게 되고 수학식 4에 해당되는 신호가 최종적으로 안테나를 통해 송신되게 된다. 여기서 수학식 4는 송신 신호가 송신단의 구성요소들을 거치면서 증폭된 크기, 신호의 딜레이, 오차 등을 생략한 신호를 나타낸 것으로써 설명을 위하여 간단히 나타낸 것일 뿐 본 개시는 앞서 설명한 부가적인 요소를 충분히 고려하여 이해되어야 할 것이다.
도 8에서 송신단에 포함된 IFFT(801), DAC(802), PA(803)는 일반적인 통신시스템에 포함된 주요 구성요소를 간단히 나타낸 것일 뿐 송신단에 해당되는 모든 구성요소를 대표하진 않는다. 본 개시는 일반적인 자기 간섭을 수행하는 모든 시스템에 대하여 적용 가능한 것이므로 도 8에 도시된 일부 예에 한정된 것이 아닌 송신단의 구성요소(들)을 거치며 비선형 신호가 생성되는 모든 통신 시스템에 적용 가능 한것이다. 또한 xNL(t)은 송신단에서 다른 수신단에 보내려고하는 송신신호 x(t)이외에 모든 신호를 뜻하는 것으로 단지 비선형적인 신호만을 의미하지는 않는다. 도 8에서 나타난 송신 동작은 일반적인 OFDM 시스템 및 SC FDMA 시스템 등에 일반적으로 포함된 구조이며, 따라서 본 개시는 해당 시스템에 전반적으로 적용 가능하다.
전이중 동작에서 수신단에서 수신된 신호는 무선 채널을 거쳐 하기 수학식 5로 나타난다. 비선형 신호를 포함한 송신신호 x(t)+xNL(t)은 여러 수신 경로를 거쳐 수신되며 이는 채널 H와 컨볼루션 연산(하기 수학식 5에서 *로 표시)을 수행한 형태로 나타난다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000005
상기 수학식5에서 채널을 통하여 수신된 자기간섭 신호 이외에 다른 노드로 부터의 수신 신호, 다른 노드로부터의 간섭, 환경으로 인한 노이즈 등, 수신단에서 수신되는 자기간섭 신호 이외의 모든 신호는 설명의 편의를 의하여 생략하여 나타내었으나, 상기 신호들을 포함하여 동작하는 것으로 이해해야 한다. 또한 상기 수신 신호는 경우에 따라 일부 수신되거나 수신되지 않을 수 있음을 고려해야 한다.
도 9는 수신단에서 발생하는 수신 신호의 흐름을 나타낸 도면이다.
도 9에서 수신단에 포함된 FFT(901), ADC(902) 및 LNA(low noise amplifer)(903)은 일반적인 통신시스템에 포함된 주요 구성요소를 간단히 나타낸 것일 뿐 수신단에 해당되는 모든 구성요소를 대표하진 않는다. 본 개시는 일반적인 자기 간섭을 수행하는 모든 시스템에 대하여 적용 가능한 것이므로 도 9에 도시된 일부 예에 한정된 것이 아닌 일반적인 모든 통신 시스템에 적용 가능한 것이다.
도 9를 참조하면, 수신 신호 y(t)는 LNA(903)를 거쳐 ADC(902)를 통해 시간축 디지털 신호 y[n]으로 변환되고, FFT(Fast Fourier Transfrom)(901)을 통해 주파수축 디지털 신호 Y[n]으로 변환된다. 도 9의 실시 예에 따른 수신 동작은 일반적인 OFDM 시스템 및 SC FDMA 시스템 등에 일반적으로 포함된 구조이며, 따라서 본 개시는 해당 시스템에 전반적으로 적용 가능하다.
도 10은 기존의 디지털 자기 간섭 제거를 수행하기 위한 송수신기 구조를 나타낸 도면이다.
도 10을 참조하면, 송신단의 주파수축 디지털 신호 X[k]는 IFFT(1001)을 통과하면서 시간축 디지털 신호 x[n]으로 변형된다. 또한, 송신단의 시간축 디지털 신호 x[n]은 DAC(1002)를 통과하면서 시간축 아날로그 신호 x(t)로 변형된다. 또한, 시간축 아날로그 신호 x(t)는 PA(1003)를 통과하면서 비선형(non-linear: NL) 신호가 포함된 신호 x(t)+xNL(t)로 변형되고, 송신단의 안테나를 통해 송출된 후, 무선 채널을 통과하여 수신단의 안테나에 수신 신호 y(t)로 수신된다. y(t)는 수신단의 LNA(1004) 및 ADC(1005)를 통과하면서 시간축 디지털 신호 y[n]으로 변형된다. 또한, 시간축 디지털 신호 y[n]은 수신단의 FFT(1006)을 통과하면서 주파수축 디지털 신호 Y[n]으로 변형된다.
기존의 디지털 자기 간섭 제거 방법은 송신단의 비선형 신호로 인한 자기 간섭을 제거하기 위해 송신단에서 PA(1003)를 통과하면서 생성된 비선형 신호가 포함된 신호 x(t)+xNL(t)를 수신단의 FFT(1006)로 전달하고, 신호 x(t)+xNL(t)에 FFT를 수행한 주파수축 디지털 신호 X[n]+XNL[n]을 주파수축 디지털 신호 Y[n]에서 제거한다.
도 10에 나타난 디지털 자기 간섭 제거 방법은 수신 신호에서 직접 비선형 신호를 포함하는 자기 간섭 신호를 제거할 수 있어 자기 간섭 제거의 정확도가 올라가 성능의 이득이 높지만 다음과 같은 문제점을 가질 수 있다.
도 11은 송신단과 수신단의 멀티 패널 구조를 나타낸 도면이다.
도 11을 참조하면, 송신단과 수신단이 위상 천이기(phage shifter) 및 PA로 각각 구성되는 멀티 패널을 가지는 경우, 기존의 디지털 자기 간섭 제거 방법에서는 PA의 개수가 증가함에 따라 송신단에서 수신단으로 전달하는 비선형 신호가 포함된 송신단의 신호 개수가 증가하게 되면서 디지털 자기 간섭 제거를 위한 복잡도가 증가하게 된다. 즉, 멀티 패널을 사용하는 경우, 기존의 디지털 자기 간섭 제거 방법은 PA 이후 RF(radio frequency) 라인 제거 및 동작에 대한 추가적인 설계를 필요로 한다.
따라서, 디지털 자기 간섭 제거시 복잡도를 감소시키고 자기 간섭 제거 이득을 향상시킬 수 있는 새로운 방법이 필요하다.
이에, 본 개시에서는 PH(Parallel Hammerstein) 모델링(modeling)을 이용한 디지털 자기 간섭 제거 방법을 설명한다.
하기 수학식 6은 송신 신호와 송신 신호의 비선형 신호를 PH 모델링을 통하여 나타낸 것이다. PH 모델링이라고 함은 송신단의 구성요소들에서 생성된 비선형 신호를 여러 개의 다항식으로 나타내는 것이다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000006
상기 수학식 6에서 비선형 신호에 해당되는 a3x(3)(t)+a5x(5)(t)+…은 상기 설명한 비선형 신호를 모델링한 것에 해당되며 a1,a3,a5등의 비선형 신호 계수등을 적절히 설정하여 xNL(t)등을 묘사하도록 한다. 상기 수학식 6에서 xNL(t)은 x(t)로부터 유래된 n차항 심호 샘플을 나타낸 것으로 수학식 6에서 다항식의 각 항을 의미한다. 한편, 수학식 6에서는 주요 성분인 홀수차 항만 표시하였으나, 짝수항 또한 포함되어 있는 것으로 이해되어야 한다. 또한, 수학식 6에서는 비선형 신호 계수에 대해 a1,a3,a5의 3가지 계수들만을 나타내었으나, a1,a3,a5,...an등의 비선형 신호 계수들과 같이 일반적인 n개의 비선형 성분 계수들에 대해 적용가능한 것으로 이해되어야 한다.
이하에서는 PH 모델링을 활용한 디지털 자기 간섭 제거를 위한 본 개시의 실시 예들에 대해 설명한다.
<실시 예 1>
실시 예 1은 전이중 동작시 디지털 자기간섭 제거를 수행하기 위하여 수학식 6의 PH 모델링을 활용하여 시간축에서 디지털 자기간섭 제거를 수행하는 방법에 대한 것이다.
아래 수학식 7은 송신단에서 송신한 신호가 채널을 거쳐 수신된 신호를 나타낸 것이며, 이를 PH 모델링으로 나타낸 것이다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000007
전이중 동작시 시간축 자기간섭 제거를 위한 동작을 설명하면 다음과 같다.
도 12는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전이중 동작시 시간축 자기간섭 제거를 수행하는 방법을 나타낸 도면이다. 도 12에서는 수신된 신호로부터 자기간섭 채널과 비선형 신호의 계수를 동시에 추정하고, 추정된 자기간섭 채널 및 비선형 신호의 계수를 이용하여 자기간섭 신호를 추정하여 디지털단에서 자기간섭을 제거하는 방법을 제공한다.
도 12을 참조하면, 수신단에서는 송신단으로부터 생성된 시간 축 디지털 신호 x[n]을 전달받는다(1205단계). 송신단 혹은 수신단은 자기간섭 신호의 비선형 신호에 대한 PH 모델링의 계수 추정 및 채널 추정을 하기위한 비선형 신호 샘플 x(3)[n],x(5)[n]등을 추출한다. 일 예로 송신단 혹은 수신단에서는 시간축 디지털 신호 x[n]으로부터 수학식 8을 통해 비선형 신호 샘플 x(3)[n], x(5)[n]등을 추출할 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000008
한편, 실시 예 1에서는 설명의 편의를 위하여 비선형 신호의 3차 비선형 신호 샘플과 5차 비선형 신호 샘플에 대하여만 표시하였지만, 본 개시의 실시 예들은 더 높은 차수 및/또는 짝수 차수를 포함한 경우에 대해서도 광범의하게 적용가능한 것으로 이해되어야 할 것이다. 예를들어, 본 개시에서는 x(3)[n],x(5)[n]등의 2개의 비선형 신호 샘플에 대해 실시 예 1의 동작을 설명할 것이나, 유사한 동작이 비선형 신호 샘플 x(3)[n],x(5)[n],...x(2k+1)[n]등의 일반적인 k개의 비선형 신호 샘플에 대해서도 적용가능하다.
수신단은 비선형 신호 샘플 x(3)[n],x(5)[n]등을 송신단의 정보로부터 생성하거나 송신단으로부터 전달받을 수 있다(1210단계). 또한 수신단은 송신단으로부터 간섭 채널을 통해 비선형 신호를 포함한 시간축 자기간섭 신호 y[n]을 수신한다(1215단계). PH 모델링을 통해 시간축 자기 간섭 신호 y[n]과 시간축 디지털 신호 x[n] 및 비선형 신호 샘플 x(3)[n],x(5)[n]의 관계는 다음의 수학식 9로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000009
상기 수학식 9에서 y는 수신 신호(자기 간섭 신호)에 대응하는 시간축 디지털 신호를 나타내며, x,x(3),x(5)은 시간축에서 각각 송신신호와 송신신호의 비선형 신호 샘플을 나타내는 것이다. 또한, N은 신호의 총 샘플링 수를 나타내고, a1,a3,a5는 PH 모델링 결과 비선형 신호의 계수를 나타낸다. h(l)은 시간축 신호가 다중 경로를 겪으며 딜레이되어 들어올 때 각 l번째 탭에 딜레이된 신호의 채널 계수를 나타낸다. 이 때, l은 0부터 L-1까지의 정수값을 가지며 L은 다중 경로 채널의 탭의 총 수를 나타낸다.
수신단에서는 수학식 9로부터 h(l)과 a1,a3,a5를 추정하는 과정을 수행한다. 즉, 수신단에서는 이미 알고 있는 신호 및 신호 샘플 y,x,x(3),x(5)를 이용하여 간섭 채널 h(l)과 비선형 신호의 계수 a1,a3,a5를 추정할 수 있다(1020단계). 일 예로, 1020단계의 추정과정은 기존 채널 추정에서 사용하는 방법을 적용할 수 있다.
예컨데 Zerofocing 채널 추정기를 사용하는 경우, 다중 경로 채널의 탭 개수 L과 고려하는 비선형 신호의 계수의 개수 m의 곱인 L×m개 이상이 되도록 수신신호 y와 이에 대응되는 송신 신호 및 비선형 신호 샘플 x,x(3),x(5)의 샘플링 수 N을 설정한다. 그리고, 송신 신호 및 비선형 신호 샘플 x,x(3),x(5)로 행렬을 구성한 후 구성된 행렬의 역행렬 혹은 수도 역행렬을 계산하여 수신 신호 y로 구성된 행렬에 곱하여 h(l)과 a1,a3,a5를 동시에 추정한다.
전술한 바와 같이 자기간섭 채널의 비선형 신호를 추정하는 과정은 채널 추정과정과 동일한 과정을 거친다. 다만 기존 채널 추정 기법과 다른점은 기존 채널 추정의 경우 선형 신호만을 고려한 채널 추정을 수행한다면, 본 개시의 실시 예들에서는 비선형 신호를 추정하기 위하여 비선형 신호의 채널 추정을 위한 참조 신호를 선형 신호의 참조신호로부터 미리 생성한다는 특이점이 존재한다.
수신단에서는 1220단계의 추정 과정을 통해 간섭 채널 h(l)의 추정 채널 h'(l)과 비선형 성분 계수 a1,a3,a5의 추정 값 a'1,a'3,a'5을 획득한다. 수신단에서는 획득한 추정 채널 h'(l)과 a'1,a'3,a'5을 이용하여 자기 간섭 신호를 추정한다(1225단계). 일 예로, 수신단에서는 송신 신호 및 비선형 신호 샘플 x,x(3),x(5)와 1220단계에서 추정한 추정 채널 h'(l)과 a'1,a'3,a'5을 이용하여 하기 수학식 10를 통해 다음과 같은 자기 간섭 신호를 추정할 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000010
상기 수학식 10은 송신된 자기간섭 신호가 수신단에서 수신된 이후 ADC를 통과하면서 시간축 디지털 신호로 변형되어 나타나는 신호를 모사한 것으로써 전술한 추정 과정을 통해 획득한 채널 및 비선형 신호 계수를 이용한다.
수신단에서는 희망 신호를 수신하기 위하여 수신 신호로부터 1025단계에서 추정된 자기간섭 신호를 제거한다(1230단계).
도 13은 본 개시의 일 실시 예에 따른 시간축 디지털 자기 간섭 제거를 수행하기 위한 송수신기 구조를 나타낸 도면이다.
도 13을 참조하면, 송신단의 주파수축 디지털 신호 X[k]는 IFFT(1301)을 통과하면서 시간축 디지털 신호 x[n]으로 변환된다. 시간축 디지털 신호 x[n]은 곱셈기(도시되지 않음) 등을 통과하면서 변형된 비선형 신호 샘플인 x(3)[n], x(5)[n]와 함께 수신단에 전달된다. 또한, 송신단의 시간축 디지털 신호 x[n]은 DAC(1302) 및 PA(1303) 등을 통과하면서 비선형 신호가 포함된 시간축 아날로그 신호 x(t)+xNL(t)로 변형되고 송신단의 안테나를 통해 송출된 후, 무선 채널을 통과하여 수신단의 안테나에 수신 신호 y(t)로 수신된다. y(t)는 수신단의 LNA(1304) 및 ADC(1305) 등을 통과하면서 시간축 디지털 신호 y[n]으로 변형된다. 수신단에서는 x[n], x(3)[n], x(5)[n] 및 y[n]을 이용하여 전술한 바와 같이 간섭 채널 및 비선형 신호 계수를 추정하고, 추정된 간섭 채널 및 비선형 신호 계수를 이용하여 간섭 신호를 생성한다. 또한, 수신단은 생성된 간섭 신호를 이용하여 자기 간섭을 제거한다.
<실시 예 2>
실시 예 2는 전이중 동작시 주파수축에서 디지털 자기간섭 제거를 수행하는 방법에 대한 것이다.
아래 수학시 11은 송신단에서 송신한 신호 x[n]이 채널을 통해 수신 신호 y[n]으로 수신된 이후 ADC, FFT등을 거처 주파수 신호로 변환된 것을 PH 모델링으로 나타낸 것이다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000011
수학식 11에서, 주파수축 신호 샘플 X(k)은 하기 수학식 12와 같이 시간축 신호 샘플 x(n)에 FFT를 수행하여 얻어진다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000012
전이중 동작시 주파수축 자기간섭 제거를 위한 동작을 설명하면 다음과 같다.
도 14는 본 개시의 일 실시 예에 따른 전이중 동작시 주파수축 자기간섭 제거를 수행하는 방법을 나타낸 도면이다. 도 14에서는 수신된 신호로부터 자기간섭 채널과 비선형성분의 계수를 동시에 추정하고, 추정된 자기간섭 채널 및 비선형성분의 계수를 이용하여 자기간섭 신호를 추정하여 디지털단에서 자기간섭을 제거하는 방법을 제공한다.
도 14를 참조하면, 수신단에서는 송신단으로부터 생성된 시간축 디지털 신호 x[n]을 전달받는다(1405단계). 송신단 혹은 수신단은 자기간섭 신호의 비선형 신호에 대한 PH 모델링의 비선형 신호 계수 추정 및 채널 추정을 하기위한 주파수축 디지털 신호 X[n] 및 비선형 신호 샘플 X(3)[n],X(5)[n]등을 추출한다. 일 예로, 송신단 혹은 수신단에서는 시간축 디지털 신호 x[n]으로부터 수학식 8을 이용하여 시간축 비선형 신호 샘플 x(3)[n], x(5)[n]등을 추출하고, 추출된 비선형 신호 샘플 x(3)[n], x(5)[n]등으로부터 수학식 12를 통해 주파수축 비선형 신호 샘플 X(3)[n],X(5)[n]등을 추출할 수 있다. 한편, 실시 예 2에서는 설명의 편의를 위하여 비선형 신호의 3차 비선형 신호 샘플과 5차 비선형 신호 샘플에 대하여만 표시하였지만, 본 개시의 실시 예들은 더 높은 차수 및 짝수 차수를 포함한 경우에 대해서도 광범의하게 적용가능한 것으로 이해되어야 할 것이다. 예를들어, 본 개시에서는 X(3)[n],X(5)[n]등의 2개의 비선형 신호 샘플에 대해 실시 예 2의 동작을 설명할 것이나, 유사한 동작이 비선형 신호 샘플 X(3)[n],X(5)[n],...,X(2k+1)[n]등의 일반적인 k개의 비선형 신호 샘플에 대해서도 적용가능하다.
수신단은 주파수축 비선형 신호 샘플 X(3)[n],X(5)[n]등을 송신단의 정보로부터 생성하거나 송신단으로부터 전달받을 수 있다(1410단계). 또한 수신단은 송신단으로부터 간섭 채널을 통해 비선형 신호를 포함한 시간축 자기간섭 신호 y[n]을 수신하고, 수신 신호 y[n]으로부터 주파수축 수신신호 Y[n]를 추출한다(1415단계). PH 모델링을 통해 주파수축 수신 신호 Y[n]과 주파수축 송신 신호 X[n] 및 주파수축 비선형 신호 샘플 X(3)[n], X(5)[n]의 관계는 다음의 수학식 13으로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000013
수학식 13에서 Y는 수신 신호에 대응하는 주파수축 디지털 신호를 나타내며, X,X(3),X(5)은 주파수축에서 각각 송신신호와 송신신호의 비선형 신호 샘플을 나타낸다. 또한, N은 신호의 총 샘플링 수를 나타내고, a1,a3,a5는 PH 모델링 결과 비선형 신호의 계수를 나타낸다. H는 대각(Diagonal) 행렬로써 각 엘리먼트는 주파수축에서 보이는 다중경로채널의 계수를 나타낸다.
수신단에서는 수학식 13으로부터 H와 a1,a3,a5를 추정하는 과정을 수행한다. 즉, 수신단에서는 이미 알고 있는 신호 및 신호 샘플 Y,X,X(3),X(5)를 이용하여 간섭 채널 H와 비선형 신호의 계수 a1,a3,a5를 추정할 수 있다(1420단계). 일 예로, 1220단계의 추정과정은 기존 채널 추정에서 사용하는 방법을 적용할 수 있다.
전술한 바와 같이 자기간섭 채널의 비선형 신호를 추정하는 과정은 채널 추정과정과 동일한 과정을 거친다. 다만 기존 채널 추정 기법과 다른점은 기존 채널 추정의 경우 선형 신호만을 고려한 채널 추정을 수행한다면, 본 개시의 실시 예들에서는 비선형 신호를 추정하기 위하여 비선형 신호의 채널 추정을 위한 참조 신호를 선형 신호의 참조 신호로부터 미리 생성한다는 특이점이 존재한다.
수신단에서는 1420단계의 추정 과정을 통해 채널렬 H의 추정 채널 H'와 비선형 성분 계수 a1,a3,a5의 추정 값 a'1,a'3,a'5을 획득한다. 수신단에서는 획득한 추정 채널 H'와 비선형 신호의 추정 계수 a'1,a'3,a'5을 이용하여 자기간섭 신호를 추정한다(1425단계). 일 예로, 수신단에서는 송신 신호 및 비선형 신호 샘플 X,X(3),X(5)와 1420단계에서 추정한 추정 채널 H'과 비선형 신호의 추정 계수 a'1,a'3,a'5을 이용하여 하기 수학식 14를 통해 다음과 같은 자기 간섭 신호를 추정할 수 있다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000014
상기 수학식 14는 송신된 자기간섭 신호가 수신단에서 수신된 이후 ADC를 통과하면서 시간축 디지털 신호로 변형되고, 다시 FFT를 통과하면서 변형되어 나타나는 신호를 모사한 것으로써 전술한 추정 과정을 통해 획득한 채널 및 비선형 계수를 이용한다.
상기 수학식 14는 송신된 자기간섭 신호가 수신단에서 수신된 이후 ADC를 통과하면서 시간축 디지털 신호로 변형되고, 다시 FFT를 통과하면서 변형되어 나타나는 신호를 모사한 것으로써 전술한 추정 과정을 통해 획득한 채널 및 비선형 계수를 이용한다.
수신단에서는 희망 신호를 수신하기 위하여 수신 신호로부터 1425단계에서 추정된 자기간섭 신호를 제거한다(1430단계).
도 15는 본 개시의 일 실시 예에 따른 주파수축 디지털 자기 간섭 제거를 수행하기 위한 송수신기 구조를 나타낸 도면이다.
도 15을 참조하면, 송신단의 주파수축 디지털 신호 X[k]는 수신단으로 전달된다. 또한, 송신단의 주파수축 디지털 신호 X[k]는 IFFT(1501)을 통과하면서 시간축 디지털 신호 x[n]으로 변형된다. 시간축 디지털 신호 x[n]은 곱셈기(도시되지 않음) 등을 통과하면서 시간축 비선형 신호 샘플인 x(3)[n], x(5)[n]로 변형되고, FFT(1503)을 통과하면서 주파수축 비선형 신호 샘플 X(3)[n],X(5)[n] 로 변형되어 수신단에 전달된다. 또한, 송신단의 시간축 디지털 신호 x[n]은 DAC(1502) 및 PA(1504) 등을 통과하면서 비선형 신호가 포함된 시간축 아날로그 신호 x(t)+xNL(t)로 변형되고 송신단의 안테나를 통해 무선 채널을 통과하여 수신단의 안테나에 수신 신호 y(t)로 수신된다. y(t)는 수신단의 LNA(1505) 및 ADC(1506) 등을 통과하면서 시간축 디지털 신호 y[n]으로 변형된다. 또한, 시간축 디지털 신호 y[n]은 수신단의 FFT(1507)을 통과하면서 주파수축 디지털 신호 Y[n]으로 변형된다. 수신단에서는 X[n], X(3)[n], X(5)[n] 및 Y[n]을 이용하여 전술한 바와 같이 간섭 채널 및 비선형 신호의 계수를 추정하고, 추정된 간섭 채널 및 비선형 성분의 계수를 이용하여 간섭 신호를 추정한다. 또한, 수신단은 추정된 간섭 신호를 이용하여 자기 간섭을 제거한다.
<실시 예 3>
실시 예 3은 실시 예 1과 실시 예 2에서 수신단과 송신단 간의 채널 지연에 따른 시간동기 오차가 존재하는 경우에 시간동기 오차를 보정하는 방법에 대한 것이다. 특히 실시 예 3은 정수배 오차가 존재하는 경우 이를 보정하는 방법에 대한 것이다.
전이중 전송을 수행하는 기기에서 송신 신호는 수신 신호에서 자기간섭으로 나타나는데 자기간섭 신호는 무선 채널을 통해 수신되게 된다. 이때 무선 채널은 전술한 바와 같이 다중 경로를 포함하므로, 자기간섭 신호는 전송되는 거리에 따라 딜레이 되어 수신된다.
예컨데, 한 기기에서 송신단과 수신단의 거리가 DSI,1인 경우, DSI,1/C만큼에 해당되는 τSI,1의 지연이 생기며, 이는 수신 신호의 지연으로 나타나게 된다.
도 16은 본 개시의 일 실시 예에 따른 송신단의 디지털 송신 신호와 수신단의 디지털 수신 신호 간의 시간동기 오차를 나타낸 도면이다. 도 16에서 송신 신호와 수신 신호의 각 화살표는 각각 송신 신호의 샘플 신호와 수신 신호의 샘플 신호을 의미한다. 도 16은 자기 간섭 신호에서 발생하는 시간동기 오차와 시간동기 오차의 영향을 설명하기 위한 것이다.
도 16을 참조하면, 송신기의 송신 신호를 나타낸 그림에서 x축은 시간을 나타내며 각 화살표는 DAC로 변환되기전 이산신호를 나타낸다. 각 화살표는 특정 값을 나타내는 것은 아니며 단지 특정 시간에 송신을 위한 신호가 만들어저 일정한 간격으로 전송되고 있음을 나타낸다. 이 때 각 신호가 전송되는 신호의 시간 간격 혹은 화살표로 나타내어진 샘플 간의 시간 간격을 Ts로 정의한다.
계속해서 도 16을 참조하면, 송신기와 동일한 기기 내의 혹은 송수신을 같이 하는 세트에 해당되는 기기의 수신기에서의 수신 자기간섭 신호를 나타낸 그림에서 x축은 마찬가지로 시간을 나타내고, 화살표는 수신된 신호를 나타낸다. 송신된 신호의 샘플 간격이 Ts이므로 수신된 자기간섭 신호의 간격 또한 Ts로 나타난다. 한편, 기기에서 송신한 신호는 무선 전송 채널을 거처 수신기에서 수신된다. 따라서 전술한 바와 같이 송신기에서 전송한 신호는 수신기에 τSI,1 이후 시간에 도착하게 된다. 실시 예 3서는 직접 경로(Direct path)의 영향만 존재하는 경우에 대해 설명하고, 후술하는 실시 예4에서는 직접 경로외에 다른 반사 경로(Reflective path)로 인한 영향이 존재하는 경우에 대해 설명한다.
도 16에서 시간동기 오차 값(Fractional sync-error value of a sample)은 송신 신호가 실제 전송된 이후 무선 채널을 거처 도달할 때 발생된 지연 τSI,1와 연관된다. 지연 τSI,1가 Ts 보다 작은 경우, 도 16의 (a)와 같이 송신기의 송신 신호와 수신기의 수신 신호가 Ts의 소수배만큼 차이나게 된다. τSI,1가 Ts 보다 큰 경우에는 도 16의 (b)와 같이 송신기의 송신 신호와 수신기의 수신 신호가 Ts의 소수배 뿐만 아니라 Ts의 n배 만큼 차이가 난다. 이 때 n은 하기 수학식 15와 같은 부등식을 만족하는 정수이다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000015
또한, 수신신호와 송신신호의 소수배 차이는 하기 수학식 16과 같은 값을 가진다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000016
도 16의 (b)와 같이 Ts의 소수배와 정수배 오차가 존재하는 경우, 정수배 오차는 신호의 상관관계(Correlation)를 이용한 방식으로 추정할 수 있다.
도 17은 본 개시의 일 실시 예에 따른 수신 신호와 송신 신호의 상관 관계를 이용하여 채널 지연에 의한 시간동기 오차를 보정하는 방법을 나타낸 도면이다. 특히 도 17에서는 시간동기 오차 중 정수배 오차에 의한 영향을 보정하는 방법에 대해 설명한다.
도 17을 참조하면, 수신단은 채널 지연을 겪은 자기 간섭 신호 y(t)를 수신한다(1705단계). 자기 간섭 신호 y(t)는 시간축 아날로그 신호로서, 송신단의 비선형 신호를 포함하는 송신 신호 x(t)+xNL(t)가 간섭 채널 h를 통해 수신단으로 수신된 신호이다. 수신단은 수신된 y(t)에 대해 ADC 샘플링을 수행하여 시간축 디지털 신호 y[n]로 변형한다(1710단계). 수신단에서는 동기 오차 값에 해당하는 타임 오프셋(T_0)을 0으로 설정한다(1715단계). 수신단은 자기간섭 신호 y[n]과 송신 신호 x[n]을 T_0만큼 이동시킨 신호 x[n-T_0]에 대해 컨볼루션(Convolution) 연산을 수행한다(1720단계). 수신단은 y[n]과 x[n-T_0]의 컨볼루션 연산 결과와 이전의 컨볼루션 연산 결과, 즉 y[n]과 x[n-T_0+1]의 컨볼루션 연산 결과를 비교한다(1725단계). y[n]과 x[n-T_0]의 컨볼루션 연산 결과가 y[n]과 x[n-T_0+1]의 컨볼루션 연산 결과보다 큰 경우, 수신단은 T_0를 1만큼 증가시키고(1730단계), 증가된 T_0에 대해 1720단계 및 1725단계를 수행한다. y[n]과 x[n-T_0]의 컨볼루션 연산 결과가 y[n]과 x[n-T_0+1]의 컨볼루션 연산 결과보다 작은 경우, 해당 T_0에서 1만큼 감소시킨 값을 동기 오차값 T_0로 설정한다(1735단계). 수신단은 1735단계에서 구한 동기 오차값 T_0을 이용하여 송신 신호 x[n]을 -T_0만큼 이동시킨 신호 x[n+T_0]로 보정함으로써 채널 지연에 따른 동기 오차를 보정한다(1740단계). 수신단은 1740단계의 신호 x[n+T_0]를 이용하여 전술한 자기 간섭 제거를 수행할 수 있다.
도 17의 실시 예는 송신단과 수신단이 충분히 가까워 상관관계 값이 노이즈 혹은 자기간섭이외의 희망 신호등에 의해 영향을 받지 않는 경우에 선호될 수 있다. 또한 복잡도 및 메모리 필요량이 후술하는 도 18의 실시 예에 비해 낮으므로 컴퓨팅 파워가 적은 기지국에 선호되어 사용될 수 있다. 또한, 기지국이 다른 연산에 연산 자원을 많이 사용하여 채널 지연 추정에 사용할 수 있는 연산 자원이 적은 경우 선호될 수 있다. 뿐만 아니라 수신단에서 정확한 자기 간섭 채널 지연 추정이 필요 하지 않은 경우에 선호될 수 있다.
도 18은 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 수신 신호와 송신 신호의 상관 관계를 이용하여 채널 지연에 의한 시간동기 오차를 보정하는 방법을 나타낸 도면이다. 특히 도 18에서는 시간동기 오차 중 정수배 오차에 의한 영향을 보정하는 방법에 대해 설명한다.
도 18을 참조하면, 수신단은 채널 지연을 겪은 자기 간섭 신호 y(t)를 수신한다(1805단계). 자기 간섭 신호 y(t)는 시간축 아날로그 신호로서, 송신단의 비선형 신호를 포함하는 송신 신호 x(t)+xNL(t)가 간섭 채널 h를 통해 수신단으로 수신된 신호이다. 수신단은 수신된 y(t)에 대해 ADC 샘플링을 수행하여 시간축 디지털 신호 y[n]로 변형한다(1810단계). 수신단에서는 동기 오차 값에 해당하는 타임 오프셋(T_0)을 0으로 설정한다(1815단계). 수신단은 자기간섭 신호 y[n]과 송신 신호 x[n]을 T_0만큼 이동시킨 신호 x[n-T_0]에 대해 컨볼루션 연산을 수행하고, 컨볼루션 결과를 C[T_0]에 저장한다(1820단계). 그리고 수신단은 T_0가 ADC 샘플링의 총 개수인 N보다 작은지를 판단한다(1825단계). 판단결과 T_0가 N보다 작은 경우, 수신단은 T_0를 1만큼 증가시키고 증가된 T_0를 이용하여 1815단계 및 1820단계를 수행한다(1830단계). T_0가 N보다 큰 경우, 수신단은 C[T_0] 중 가장 큰 값을 가질 때의 T_0을 동기 오차 값으로 결정한다(1835단계). 일 예로, 수신단은 C[T_0]의 최대값을 구하기 위해 C[T_0]에 대해 Argmax를 사용하거나, 일부 C[T_0]의 샘플들에 대해 이동 평균(Moving average)을 계산한 값중 최대값 등을 사용할 수 있다. 수신단은 1635단계에서 구한 동기 오차 값 T_0을 이용하여 송신 신호 x[n]을 -T_0만큼 이동시킨 신호 x[n+T_0]로 보정함으로써 채널 지연에 따른 동기 오차를 보정한다(1840단계). 수신단은 1840단계의 신호 x[n+T_0]를 이용하여 전술한 자기 간섭 제거를 수행할 수 있다.
도 18의 실시 예는 송신단과 수신단이 상대적으로 멀리 떨어져 있거나, 희망 신호, 노이즈등이 자기간섭에 끼치는 영향이 커서 상관관계 값이 변화할 경우 선호될 수 있다. 또한 수신부에서 정확한 자기 간섭 채널 지연 추정이 필요한 경우 선호될 수 있다.
도 17과 도 18의 실시 예에서 채널 지연을 추정하기 위하여 사용하는 신호는, 동일 노드내의 자기간섭 채널을 측정을 위하여 사용하는 신호, 다른 노드에서 동기를 맞추기 위한 PSS(primary synchronization signal), SSS(secondary synchronization signal) 신호, 다른 노드의 정보를 받기 위한 데이터 신호로서 예를 들어 PDSCH, PDCCH, 등의 신호일 수 있다. 다른 노드의 동기를 맞추기 위한 PSS/SSS 신호를 사용하는 경우 송신단에서는 보다 정확하게 자기간섭 채널의 지연을 추정할 수 있다. 이는 사용되는 신호의 상관관계 특성이 시간지연 수신 신호를 추정하는데 유리하기 때문이다. 하지만 해당 신호의 경우 일정한 주기를 가지고 전송되기 때문에 항상 사용할 수는 없다.
도 19는 본 개시의 실시 예에 따른 자기간섭 신호에 동기 신호가 포함되어 있는지 여부에 따른 채널 지연 추정을 수행하는 수신단의 상태를 나타낸 도면이다.
도 19를 참조하면, 자기간섭 신호에 다른 단말을 위한 PSS/SSS가 포함되어 있는 경우, 수신단은 채널 지연 추정에 PSS/SSS를 사용하고, 이 경우의 수신단의 상태를 state 0(1901)으로 정의한다. 수신단은 전체 신호중 PSS/SSS만 사용하여 채널 지연을 추정할 수 있다. 또한 수신단은 PSS/SSS이외에 데이터를 이용하여 채널 지연을 추정할 수 있다. 자기간섭 신호에 다른 단말을 위한 PSS/SSS가 포함되어 있지 않은 경우, 수신단은 채널 지연 추정에 데이터 신호 예를 들어 PDSCH 및/또는 PDCCH를 사용하고, 이 경우의 수신단의 상태를 State 1(1902)로 정의한다. 수신단은 마찬가지로 일부 신호만 이용해서 채널 지연을 추정할 수도 있고, 전체 신호를 이용하여 채널 지연을 추정할 수 있다. 일 예로, 수신단은 상태 0에서는 PSS/SSS만을 이용하여 채널 지연을 추정하고, 상태 1에서는 모든 신호를 이용하여 채널 지연을 추정할 수 있다. 한편, PSS/SSS는 일정 주기를 가지고 수신되기 때문에 수신단의 상태는 상태 0에서 상태 1로(혹은 상태 1에서 상태 0으로) 변경되면서 채널 지연을 추정한다.
도 19의 실시 예는 기지국 관점에서 설명된 것이며, 단말 관점에서는 PUCCH, PUSCH, SR, SRS 등의 신호를 모두 사용할 수 있다.
<실시 예 4>
실시 예 4는 상기 실시 예 1과 실시 예 2에서 수신단과 송신단 간에 채널 지연에 따른 시간동기 오차가 존재하는 경우에 시간동기 오차를 보정하는 방법에 대한 것이다. 특히, 실시 예4는 실시 예3에 따라 정수배 오차가 보정된 이후 남은 소수배 오차를 보정하는 방법에 대한 것이다.
일반적인 OFDM 신호를 사용하는 경우 시간축 샘플의 소수배 오차로 인한 영향은 채널에 반영되거나 무시할 만큼 작으므로 고려되지 않는다. 하지만 자기 간섭 신호의 경우 수신단의 인근에 위치한 송신단으로부터 수신되므로 그 영향을 무시하기 어렵다. 따라서 이를 추정하여 보정하는 방법이 필요하다. 특히 시간 축에서 자기 간섭 제거를 수행하는 실시 예 1의 경우 소수배 오차로 인한 영향을 보상하지 않으면 성능이 크게 하락할 수 있다.
도 20은 본 개시의 일 실시 예에 따른 수신 신호와 송신 신호의 채널 지연에 따른 시간동기 오차를 보정하는 벙법을 나타낸 도면이다. 특히, 도 20에서는 시간동기 오차 중 소수배 오차를 보정하기 위한 수신부의 동작 과정을 나타낸 그림이다.
도 20의 실시 예에서 수신단은 전술한 실시 예 3에 따라 자기 간섭 신호의 시간동기 오차 중 정수배 오차는 수정한 상태라고 가정한다.
도 20을 참조하면, 수신단은 송신단으로부터 시간축 디지털 송신 신호 x[n]을 전달받는다(2005단계). 일 예로, 수신단은 송신단으로부터 송신 신호 x[n]를 유선링크를 이용하거나, CPU내 정보를 이용하거나, PCB 기판내 연결된 링크를 이용하거나, 다른 무선 링크를 이용하여 전달받을 수 있다. 즉, 송신단은 무선 채널의 자기간섭 신호를 제거하기 위하여 같은 노드 내의 수신단에게 신호를 전달하는 추가적인 동작을 수행한다. 이에 대한 구체적인 절차는 후술한다.
수신된 신호 x[n]을 토대로 수신단에서는 소수배 신호 지연이 생겼을 경우 발생할 수 있는 신호 xt0[n]를 생성한다(2010단계). 일 예로, 수신단에서는 송신단에서 사용하는 신호의 필터를 사용하여 xt0[n]를 생성할 수 있다.
예컨데, 송신단에서 아날로그 신호를 생성하기 위하여 사용하는 필터를 P(t)라고 가정할 때 이에 대응되는 아날로그 신호 x(t)는 하기 수학식 17과 같이 나타난다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000017
따라서, 소수배만큼 오차가 생긴 신호 xt0[n]은 수학식 18과 같은 신호를 따른다.
Figure PCTKR2022000574-appb-M000018
수학식 18에서 t0는 소수배 오차에 해당되는 값으로 0부터 샘플링 간격에 해당되는 Ts사이에 값을 갖는다. 수신단에서 자기간섭 채널의 지연을 측정할 때 정확도는 t0가 가질수 있는 값의 개수를 조절하여 조정할 수 있다. 예를 들어, t0가 0, Ts/2 두가지 값을 갖는 경우 수신단에서 추정할 수 있는 자기 간섭 채널의 소수배 지연 오차 최대 정확도는 Ts/2 이다. t0가 M가지 경우의 값을 갖는 경우, 수신단에서 추정할 수 있는 자기 간섭 채널의 소수배 지연 오차 최대 정확도는 Ts/M이다. M의 값을 큰 값으로 가질수록 자기 간섭 채널의 소수배 지연 오차의 추정 정확도는 높아지지만 수신단에서 자기 간섭 채널의 지연 오차를 추정하기 위한 메모리 사이즈, 연산 복잡도 등이 증가할 수 있다.
수신단은 송신단으로부터 자기간섭 채널을 통해 자기간섭 신호 y[n]을 수신한다(2015단계). 자기간섭 채널은 송신단과 수시단 사이의 무선 채널을 의미한다.
수신단은 2010단계에서 생성한 신호 xt0[n]과 2015단계에서 수신한 자기간섭 신호 y[n]을 이용하여 소수배 오차를 추정한다(2020단계). 수신단은 추정된 소수배 오차를 전술한 자기간섭 제거시 반영하여 자기간섭 채널의 지연에 따른 시간동기 오차를 제거한다(2025단계).
<실시 예 5>
실시 예 5는 디지털 자기간섭 제거를 수행함에 있어 필요에 따라 실시 예 1 또는 실시 예 2를 선택하는 방법에 대한 것이다.
실시 예 1의 경우 시간축에서 디지털 자기간섭 제거가 수행되며 주파수축에서 디지털 자기간섭 제거가 수행되는 실시 예 2에 비해 비교적 낮은 복잡도로 수행될 수 있다. 하지만, 다수의 무선 지연 채널을 겪는 경우, 이에 대한 채널 추정 및 채널 지연 시간 추정을 위하여 실시 예 3을 반복 수행하여야 한다. 따라서 자기간섭 제거 시 추정해야 하는 채널 지연 시간이 많을수록 실시 예 1을 수행하는 복잡도가 상승한다. 반면 실시 예 2의 경우, 무선 채널의 지연이 주파수 채널에 반영되므로, 다중 경로(Multi-path)로 인한 추가적인 채널 추정 복잡도가 증가하지 않는다.
도 21은 본 개시의 일 실시 예에 따른 다중 경로를 고려하여 시간축 디지털 자기 간섭 제거와 주파수축 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 21을 참조하면, 수신단은 송신단으로부터 무선 채널을 통해 자기간섭 신호를 수신한다(2105단계). 수신단은 수신한 자기간섭 신호를 토대로 자기간섭 신호가 겪은 다중 경로를 분석한다(2110단계). 수신단은 분석한 다중 경로의 수가 임계값 이상인지 여부를 판단한다(2115단계). 다중 경로의 수가 임계값 이상인 경우, 수신단은 실시예 2의 주파수축 디지털 자기간섭 제거를 수행하기로 결정한다(2120단계). 또한, 다중 경로의 수가 임계값 미만인 경우, 수신단은 실시예 1의 시간축 디지털 자기간섭 제거를 수행하기로 결정한다(2125단계). 예를 들어, 수신부는 디지털 자기간섭 제거를 위하여 고려해야 하는 다중 경로의 개수가 3개 이상인 경우, 시간축 디지털 자기간섭 제거 대신 주파수축 디지털 자기간섭 제거를 수행할 수 있다. 여기서 고려해야 하는 다중 경로의 의미는 해당 경로(들)에 대한 지가 간섭이 발생하는 경우 추가로 발생하는 자기 간섭이 크지 않다는 의미이다. 일반적인 경우, 가장 큰 자기 간섭에 비해 10dB~15dB 이하의 자기 간섭에 해당되는 경로는 고려하지 않을 수 있다. 이 때, 10dB~15dB의 수치는 임의로 정해진 것이며 자기 간섭 채널의 환경을 고려하여 필요에 따라 조절가능하다.
수신단은 2120단계 또는 2125단계에서 결정된 자기 간섭 제거 방식에 따라 디지털 자기 간섭 제거를 수행한다(2130단계).
<실시 예 6>
실시 예 6은 실시 예 1 및/또는 실시 예 2에 따라 디지털 자기간섭 제거를 수행하는 경우, 수신단에 남아있는 자기간섭이 일정수준 이상으로 나타날 때 수신단에서 자기 간섭 채널 및 비선형 신호를 재추정하여 실시 예 1 및/또는 실시 예 2의 디지털 자기 간섭 제거를 재수행하는 방법에 대한 것이다.
도 22는 본 개시의 일 실시 예에 따른 디지털 자기간섭 제거를 재수행하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 22를 참조하면, 수신단은 송신단으로부터 자기간섭 신호를 수신하면 디지털 자기간섭 제거를 수행한다(2205단계). 일 예로, 수신단은 전술한 실시 예 1, 실시 예 2 및 실시 예 5를 고려하여 디지털 자기간섭 제거를 수행할 수 있다.
수신단은 2205단계에서 추정된 자기 간섭 제거 파라미터 H 및 a1,a3,a5등을 업데이트한다(2210단계). 일 예로, 수신단은 초기의 자기 간섭 제거를 수행한 이후 추정된 H 및 a1,a3,a5등을 다음번 남은 자기 간섭 신호에 대한 자기 간섭 제거 시 추정된 H 및 a1,a3,a5등과 서로 합하여 자기 간섭 채널에 관한 새로운 파라미터 H 및 a1,a3,a5등을 만들 수 있다.
수신단은 자기간섭 제거 후 남은 자기 간섭을 측정한다(2215단계). 일 예로, 남은 자기 간섭은 자기간섭 신호에서 실시 예1 또는 실시 예 2에 따라 추정된 자기간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기를 통해 측정될 수 있다. 수신단은 남은 자기 간섭이 임계값(Th) 이상인지를 판단한다(2220단계). 일 예로, 자기간섭 신호에서 실시 예1 또는 실시 예2에 따라 추정된 자기간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 임계값 이상인지를 판단할 수 있다. 남은 자기 간섭이 임계값 이상인 경우, 수신단은 2205단계로 돌아가 실시 예1 또는 실시 예 2에 따라 디지털 자기 간섭 제거를 수행한다. 일 예로, 수신단은 자기간섭 신호에서 실시 예1 또는 실시 예2에 따라 추정된 자기간섭 신호를 감쇄한 신호에 대하여 실시 예 1 또는 실시 예 2의 자기 간섭 제거를 동일하게 혹은 교차로 적용하여 수행할 수 있다. 예를 들어, 초기에 실시 예 1을 통하여 시간축에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행한 경우, 자기간섭 신호에서 실시 예 1에 따라 추정된 자기간섭 신호를 감쇄한 신호에 대해서 동일하게 실시 예 1의 시간축 디지털 자기 간섭 제거를 수행하거나, 교차로 실시 예 2의 주파수축 디지털 자기 간섭 제거를 수행할 수 있다. 또한, 예를 들어, 초기에 실시 예 2을 통하여 주파수축에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행한 경우, 자기간섭 신호에서 실시 예 2에 따라 추정된 자기간섭 신호를 감쇄한 신호에 대해서 동일하게 실시 예 2의 주파수축 디지털 자기 간섭 제거를 수행하거나, 교차로 실시 예 1의 시간축 디지털 자기 간섭 제거를 수행할 수 있다.
남은 자기 간섭이 임계값 미만인 경우, 수신단은 업데이트된 최종 자기 간섭 제거 파라미터를 이용하여 희망 신호에 대해 전술한 디지털 자기 간섭 제거를 수행한다(2225단계).
도 23은 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 디지털 자기간섭 제거를 재수행하는 방법을 나타낸 도면이다.
도 23을 참조하면, 수신단은 송신단으로부터 자기간섭 신호를 수신하면 디지털 자기간섭 제거를 수행한다(2305단계). 일 예로, 수신단은 전술한 실시 예 1, 실시 예 2 및 실시 예 5를 고려하여 디지털 자기간섭 제거를 수행할 수 있다.
수신단은 자기간섭 제거 후 남은 자기 간섭을 측정한다(2310단계). 일 예로, 남은 자기 간섭은 자기간섭 신호에서 실시 예1 또는 실시 예2에 따라 추정된 자기간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기를 통해 측정될 수 있다. 수신단은 남은 자기 간섭이 임계값(Th) 이상인지를 판단한다(2315단계). 일 예로, 자기간섭 신호에서 실시 예1 또는 실시 예2에 따라 추정된 자기간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 임계값 이상인지를 판단할 수 있다. 남은 자기 간섭이 임계값 이상인 경우, 수신단은 자기 간섭 제가 파라미터의 수를 조정한다(2320단계). 일 예로, 수신단은 자기 간섭 제거 파라미터 중 비선형 신호를 추정하는 계수의 수를 증가시킨다. 예를 들어, 초기 자기 간섭 제거 시 송신단이 송신 신호 x[n]만을 사용하여 비선형 신호 계수 a0를 추정하고, 두번째 자기 간섭 제거 시 송신 신호 x[n]과 3차 비선형 신호 샘플 x(3)[n]을 사용하여 비선형 신호 계수 a0 및 a3를 추정하고, 세번째 자기 간섭 제거 시 송신 신호 x[n]과 3차 비선형 신호 샘플 x(3)[n] 및 5차 비선형 신호 샘플 x(5)[n]을 사용하여 비선형 신호 계수 a0, a3 및 a5를 추정할 수 있다.
수신단은 2320단계에서 조정된 자기 간섭 제가 파라미터의 수를 이용하여 2305단계로 돌아가 실시 예1 또는 실시 예 2에 따라 자기간섭 신호에 대해 디지털 자기 간섭 제거를 수행한다.
남은 자기 간섭이 임계값 미만인 경우, 수신단은 최종 조정된 자기 간섭 제거 파라미터를 이용하여 희망 신호에 대해 전술한 디지털 자기 간섭 제거를 수행한다(2325단계).
<실시 예 7>
실시 예 7은 송신기의 구조 및 자기 간섭 신호를 추정하기 위한 송신 신호 전달 방법에 따른 디지털 자기 간섭 제거 방법의 적용 방법에 대한 것이다. 전술한 실시 예 1과 실시 예 2의 경우 디지털 자기 간섭 제거를 위하여 사용하는 신호, 즉 송신 신호를 수신단이 송신단의 디지털 연산부로부터 전달받는 경우를 가정하여 설명하였다. 이 때 수신단이 송신단의 디지털 연산부로부터 송신 신호를 전달받을 경우, 송신 신호에는 RF 소자로 인한 비선형성이 반영되지 않을 수 있다.
실시 예 7에서는 송신단에서 수신단으로 전달하는 자기 간섭을 제거하기 위한 신호의 유형에 따른 자기 간섭 신호 제거 방법을 설명한다. 일 예로, 수신단은 송신단으로부터 전달받은 자기 간섭을 제거하기 위한 신호의 비선형성 반영 여부에 따라 자기 간섭을 추정하기 위한 계수를 조절할 수 있다.
도 24는 본 개시의 일 실시 예에 따른 동일 노드 내의 송신단과 수신단의 구성을 나타낸 도면이다.
도 24를 참조하면, 송신단(2401)은 디지털 연산부(2402) 및 RF 파트(2403)를 포함한다. 또한, 수신단(2404)은 디지털 연산부(2405) 및 RF 파트(2406)를 포함한다. 송신단(2401)의 디지털 연산부(2402) 및 수신단(2405)의 디지털 연산부(2406)은 일반적인 통신 시스템의 기저대역 유닛(Baseband unit) 혹은 디지털 유닛(Digital Unit)에 해당되는 구성요소로써 디지털 연산을 수행하는 구성 요소이다. 또한, 송신단(2201)의 RF 파트(2403) 및 수신단(2404)의 RF 파트(2406)은 기저대역에서 존재하는 신호를 RF 신호로 변경하는 구성 요소이다. 송신단(2401)의 RF 파트(2403)는 RF 파트 1(2403-1) 및 RF 파트 2(2403-2)를 포함할 수 있다. 또한, 수신단(2404)의 RF 파트(2406)는 RF 파트 1(2406-1) 및 RF 파트 2(2406-2)를 포함할 수 있다. 도 24에서 RF 파트를 RF 파트 1과 RF 파트 2로 구분하여 나타내는 것은 구현에 따라 일부 구성요소가 나누어저 구현될 수 있기 때문이다. 예를 들어 IF를 사용하는 경우 IF의 일부 구성 요소는 RF 파트 1에 포함되어 있을 수 있으며, 나머지 RF에 해당되는 구성 요소가 RF 파트 2에 포함되어 있을 수 있다. 또한 하이브리도 빔포밍(Hybrid Beamforming)등의 구조를 고려하는 경우 디지털 빔포밍(Digital Beamforming) 이후 RF 신호가 생성되는 부분이 RF 파트 1에 대응할 수 있으며, 이후에 아날로그 빔포밍(Analog Beamforming_이 형성되는 부분이 RF 파트 2에 대응할 수 있다. 따라서 도 24에서 RF 파트 1과 RF 파트 2는 특정 구성요소에 대응되는 것이 아닌 디지털 자기 간섭시 반영되는 비선형 신호 중 일부를 포함하는 요소를 나태낸 것으로 이해되어야 할 것이다.
도 25는 본 개시의 일 실시 예에 따른 동일 노드 내의 송신단과 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다.
도 25를 참조하면, 송신단(2501)의 디지털 연산부(2502)와 수신단(2504)의 디지털 연산부(2505)는 직접 연결(connection)되어 있다. 이 때, '연결'은 유·무선 연결 외에도 정보를 전달할 수 있는 모든 형태의 연결을 포함한다. 송신단(2501)은 송신단 디지털 연산부(2502)를 통해 수신단(2504)의 수신단 디지털 연산부(2505)로 정보를 직접(direct) 전달할 수 있다.
일 예로, 실시 예 1에 따라 송신단(2501)의 시간 축 디지털 송신 신호 x[n]이 송신단(2501)의 디지털 연산부(2502)를 통해 수신단(2504)의 디지털 연산부(2505)로 직접 전달될 수 있다. 또한 실시 예 1에 따라 시간축 디지털 송신 신호 x[n]이 송신단(2501)의 RF 파트(2503)를 겪으면서 발생하는 비선형 신호를 추정하기 위한 시간축 신호 샘플 x(3)[n],x(5)[n],x(7)[n],…등의 비선형 신호 샘플이 송신단(2501)의 디지털 연산부(2502)를 통해 수신단(2504)의 디지털 연산부(2505)로 직접 전달될 수 있다.
또다른 예로, 실시 예 2에 따라 송신단(2501)의 주파수축 디지털 송신 신호 X[n]이 송신단(2501)의 디지털 연산부(2502)를 통해 수신단(2504)의 디지털 연산부(2505)로 직접 전달될 수 있다. 또한 실시 예 2에 따라 시간축 디지털 송신 신호 x[n]이 송신단(2501)의 RF 파트(2503)를 겪으면서 발생하는 비선형 신호를 추정하기 위한 주파수축 신호 샘플 X(3)[n],X(5)[n],X(7)[n],…등의 비선형 신호 샘플이 송신단 디지털 연산부(2502)를 통해 수신단(2504)의 수신단 디지털 연산부(2505)로 직접 전달될 수 있다.
도 26은 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 동일 노드 내의 송신단과 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다.
도 26을 참조하면, 송신단(2601)의 디지털 연산부(2602)는 전처리부(2604)를 통해 수신단(2605)의 디지털 연산부(2606)와 연결된다. 이 때, '연결'은 유무선 연결 외에도 정보를 전달할 수 있는 모든 형태의 연결을 포함한다. 전처리부(2604)는 송신단(2601)의 디지털 연산부(2602)에서 생성되는 신호로부터 수신기(2605)의 디지털 연산부(2606)에 전달할 신호를 생성해 내는 역할을 수행한다.
일 예로, 전처리부(2604)는 실시 예 1에서 자기간섭 신호를 추정하기 위해 사용하는 시간축 비선형 신호 샘플 x(3)[n],x(5)[n],x(7)[n],…등을 송신단(2601)의 시간축 디지털 송신 신호 x[n]으로부터 생성할 수 있다. 또한, 전처리부(2604)는 실시 예 1에서 자기간섭 신호를 추정하기 위해 사용하는 송신단(2601)의 시간축 디지털 송신 신호 x[n]을 송신단(2601)의 주파수축 디지털 송신 신호 X[n]으로부터 추출할 수 있다.
또다른 실시 예로, 전처리부(2604)는 실시 예 2에서 자기간섭 신호를 추정하기 위해 사용하는 주파수축 비선형 신호 샘플 X(3)[n],X(5)[n],X(7)[n],…등을 송신단(2601)의 시간축 디지털 송신 신호 x[n]으로부터 추출할 수 있다. 또한, 전처리부(2604)는 실시 예 2에서 자기간섭 신호를 추정하기 위해 사용하는 송신단(2601)의 주파수축 디지털 송신 신호 X[n]을 송신단(2601)의 시간축 디지털 송신 신호 x[n]으로부터 추출할 수 있다.
또다른 예로, 전처리부(2604)는 실시 예 3과 실시 예 4에 따라 자기 간섭 무선 채널의 지연으로 인한 자기 간섭의 지연을 보정하는 역할을 수행할 수 있다.
도 25와 도 26의 구성 요소들은 하나의 하드웨어에 포함된 구조일 수 있으나, 필요에 따라 세부 구성요소별로 분리되어 이해될 수 있다. 예를 들어 서로 다른 노드의 송신기와 수신기 사이에도 송신기와 수신기의 정보 공유 라인을 통하여 자기 간섭 정보를 공유할 수 있다면 이는 하나의 노드처럼 자기 간섭 제거 기능을 수행할 수 있다.
한편, 전처리부를 포함하는 구조는 하기 도 27과 도 28과 같이 확장된 형태로 나타낼 수 있다.
도 27은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전처리부와 송신단 및 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다. 도 27의 구조는 도 26의 구조에서 전처리부가 송신단의 RF 파트 1에 추가로 연결된 구조를 나타낸다.
도 27을 참조하면, 송신단(2701)의 디지털 연산부(2702)는 전처리부(2704)를 통해 수신단(2705)의 디지털 연산부(2706)와 연결된다. 또한, 전처리부(2704)는 송신단(2701)의 디지털 연산부(2703)와 수신단(2705)의 디지털 연산부(2706)뿐만 아니라 송신단(2701)의 RF 파트 1(2703-1)과 연결성을 가진다. 전처리부(2704)는 수신단(2705)의 디지털 연산부(2706)에 송신단(2701)의 RF 파트 1(2703-1)의 영향을 반영하여 수정된 송신단(2701)의 시간축 디지털 송신 신호 x'[n] 혹은 수정된 송신단(2701)의 주파수축 디지털 송신 신호 X'[n]을 전달할 수 있다. 수신단(2705)의 디지털 연산부(2706)은 수정된 시간축 디지털 송신 신호 x'[n] 혹은 수정된 주파수축 디지털 송신 신호 X'[n]을 사용하여 전술한 자기간섭 제거를 수행할 수 있다.
도 28은 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전처리부와 송신단 및 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다. 도 28의 구조는 도 26의 구조에서 전처리부가 송신단의 RF 파트 2에 추가로 연결된 구조를 나타낸다.
도 28을 참조하면, 송신단(2801)의 디지털 연산부(2802)는 전처리부(2804)를 통해 수신단(2805)의 디지털 연산부(2806)와 연결된다. 또한, 전처리부(2804)는 송신단(2801)의 디지털 연산부(2803)와 수신단(2805)의 디지털 연산부(2806)뿐만 아니라 송신단(2801)의 RF 파트 2(2803-2)과 연결성을 가진다. 전처리부(2804)는 수신단(2805)의 디지털 연산부(2806)에 송신단(2801)의 RF 파트 2(2803-2)의 영향을 반영하여 수정된 송신단(2801)의 시간축 디지털 송신 신호 x''[n] 혹은 수정된 송신단(2801)의 주파수축 디지털 송신 신호 X''[n]을 전달할 수 있다. 수신단(2805)의 디지털 연산부(2806)은 수정된 시간축 디지털 송신 신호 x''[n] 혹은 수정된 송신단(2801)의 주파수축 디지털 송신 신호 X''[n]을 사용하여 전술한 자기간섭 제거를 수행할 수 있다.
도 27과 도 28과 같이 수정된 자기 간섭 신호를 제거하기 위한 신호를 수신단의 디지털 연산부에 전달하는 경우 수신단에서 추정하는 비선형 신호의 계수 추정 과정을 일부 혹은 전부 생략할 수 있다.
예를 들어, 도 27에서 전처리부가 송신단의 RF 구성 요소로 인하여 발생한 비선형 신호 일부를 수신단의 디지털 연산부에 전달하는 경우 수신단의 디지털 연산부는 채널 성분인 h 혹은 H만 추정하여 동작할 수 있다.
또다른 예를 들어, 도 28에서 전처리부가 송신단의 RF 구성 요소로 인하여 발생한 비선형 신호를 모두 수신단의 디지털 연산부에 전달하는 경우 수신단의 디지털 연산부는 채널 성분인 h 혹은 H만 추정하여 동작할 수 있다.
또한, 도 27 혹은 도 28의 구조를 통하여 전처리부는 송신단에서 발생한 비선형 신호의 계수를 가공된 형태로 수신단에 전달할 수 있다. 예를 들어, 실시 예 1과 실시 예 2의 비선형 신호의 계수를 나타내는 a1,a3,a5,a7 등을 전처리부에서 추정하여 수신단으로 전달할 수 있다. 또한 도 27과 도 28의 구조를 통해서 전처리부는 송신단의 디지털 송신 신호, 예를 들어, 시간축 디지털 송신 신호 x[n] 혹은 주파수축 디지털 송신 신호 X[n]을 비선형 신호의 계수와 함께 수신단으로 전달할 수 있다. 한편, 도 27과 도 28의 구조에서 전처리부가 송신단의 디지털 연산부로부터 신호를 받지 않고 송신단의 RF 파트로부터의 신호를 전달받아 가공하여 수신단의 디지털 연산부로 전달하는 하기 도 29와 도 30의 구조도 가능하다. 하기 도 29와 도 30의 구조에서 수신단은 자기 간섭의 비선형 신호가 일부 혹은 전부 포함된 신호를 전달받은 것으로 가정하고 디지털 자기 간섭 제거를 수행할 수 있도록 한다.
일 예로, 실시 예 1과 실시 예 2에 따라 디지털 자기간섭 제거 시 시간축 디지털 송신 신호 x[n] 혹은 주파수축 디지털 송신 신호 X[n]을 송신단의 디지털 신호가 아닌 전처리부에서 송신단의 RF 신호를 디지털 신호로 변형한 신호로 대체하여 사용할 수 있다. 이러한 신호의 전달은 도 26과 도 27의 구조를 통해서도 가능하다.
이 때, 송신단에서 자기간섭 신호의 비선형 신호를 일부 포함한 신호를 수신단의 디지털 연산부에 전달할 경우, 도 27과 하기 도 29의 구조에 따라 송신단은 일부 RF 소자로부터 발생한 비선형 신호로 인한 결과를 수신단에 전달할 수 있으며, 수신단의 디지털 연산부는 송신단의 RF 파트 1으로 인한 비선형 신호는 추정하지 않을 수 있다. 즉, 수신단에서는 송신단의 RF 파트 2로 인한 비선형 신호로 인한 영향만 모델링하여 추정할 수 있다.
또한, 송신단에서 자기간섭 신호의 비선형 신호 전부를 수신단의 디지털 연산부에 전달할 경우, 도 28과 하기 도 30의 구조에 따라 송신단은 RF 소자로 인해 발생한 비선형 신호의 결과를 수신기에 전달할 수 있으며, 수신단의 디지털 연산부는 송신단의 RF 파트로 인한 비선형 신호는 추정하지 않을 수 있다. 즉, 수신단에서는 비선형 신호를 모델링 하지 않고 디지털 자기 간섭 제거를 수행할 수 있다.
도 29는 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전처리부와 송신단 및 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다. 도 29의 구조는 도 27의 구조에서 전처리부가 송신단의 RF 파트 1에만 연결된 구조를 나타낸다.
도 29를 참조하면, 송신단(2901)의 디지털 연산부(2902) 대신에 송신단(2901)의 RF 파트 1(2903-1)이 전처리부(2904)를 통해 수신단(2905)의 디지털 연산부(2906)과 연결된다. 전처리부(2904)는 송신단(2901)의 RF 파트 1(2903-1)로부터 수신한 RF 신호를 디지털 신호로 변환한 시간축 디지털 송신 신호 x'[n] 혹은 주파수축 디지털 송신 신호 X'[n]을 수신단(2905)의 디지털 연산부(2906)로 전달할 수 있다. 수신단(2905)의 디지털 연산부(2906)는 전처리부(2904)로부터 전달받은 시간축 디지털 송신 신호 x'[n] 혹은 주파수축 디지털 송신 신호 X'[n]을 사용하여 전술한 자기간섭 제거를 수행할 수 있다.
도 30은 본 개시의 또다른 실시 예에 따른 전처리부와 송신단 및 수신단의 연결 구조를 나타낸 도면이다. 도 30의 구조는 도 28의 구조에서 전처리부가 송신단의 RF 파트 2에만 연결된 구조를 나타낸다.
도 30을 참조하면, 송신단(3001)의 디지털 연산부(3002) 대신에 송신단(3001)의 RF 파트 2(3003-2)가 전처리부(3004)를 통해 수신단(3005)의 디지털 연산부(3006)과 연결된다. 전처리부(3004)는 송신단(3001)의 RF 파트 2(3003-2)로부터 RF신호를 수신하여 디지털 신호로 변환한 시간축 디지털 송신 신호 x''[n] 혹은 주파수축 디지털 송신 신호 X''[n]을 수신단(3005)의 디지털 연산부(3006)로 전달할 수 있다. 수신단(3005)의 디지털 연산부(3006)는 전처리부(3004)로부터 전달받은 시간축 디지털 송신 신호 x''[n] 혹은 주파수축 디지털 송신 신호 X''[n]을 사용하여 전술한 자기간섭 제거를 수행할 수 있다.
도 27과 도 29의 일부 RF 비선형 신호를 전달하는 구조와 도 28과 도 30의 모든 RF 비선형 신호를 전달하는 구조는 구현의 복잡도와 성능의 이득을 고려하여 결정되어야 한다. 예를 들어 여러 개의 빔포밍을 위하여 다수개의 안테나를 사용하는 송신단의 경우, 여러 안테나로 같은 신호가 분리되기 전까지의 구조를 RF 파트 1이라 하고, 그 이후 여러 안테나로 빔을 형성하는 부분을 RF 파트 2라고 하였을 때, RF 파트 1에서 전처리부로 신호를 보내는 구조에 필요한 라인의 수가 L이라 하면 RF 파트 2에서 보내는 라인의 수는 L X 안테나 수로 늘어난다. 즉, 전처리부가 RF 파트 2에서 신호를 전달받을 경우 자기 간섭 신호를 추정하는 정확도가 올라가 성능의 이득이 향상되지만 L과 안테나 수가 커질수록 복작도가 증가하여 특정 시점에는 전처리부가 RF 파트 1에서 신호를 전달받는 경우보다 성능의 이득이 감소할 수 있다.
도 31은 본 개시의 일 실시 예에 따른 전처리부의 내부 구조를 나타낸 도면이다.
도 31을 참조하면, 전처리부는 송신단의 시간축 신호를 주파수축 신호로 변형하기 위해 곱셈기(3101)와 복수의 FFT들(3102-1, 3102-2, 쪋 3102-k)을 포함한다. 전처리부는 곱셈기와 복수의 FFT들을 사용하여 주파수축 신호로부터 RF로부터 형성된 비선형 신호를 추정하기 위해 전체 주파수축 신호의 상관관계를 구하한다. 이는 비선형 신호를 포함한 xNL(t)와 비선형성분을 포함하지 않은 x(t)에 대해서 동일하게 적용 가능하다. 한편, 도 29는 전처리기의 구성 요소중 일부만을 나타낸 것으로 전처리부의 구성 요소가 이에 한정되지 않는다.
<실시 예 8>
실시 예 8은 실시 예 1, 실시 예 2, 및 실시 예 3을 수행하기 위해 송신단에서 수신단으로 혹은 전처리부로, 전처리부에서 수신단으로 전달해야 하는 정보에 대한 것이다.
실시 예 1에 따라 시간축 자기 간섭 제거를 수행하는 경우 수신단에서는 송신단의 송신 신호가 필요하다. 따라서 기본적으로 수신단에서는 송신단으로부터 시간축 송신 신호 x(t)를 전달받는다.
실시 예 1에 따라 시간축 자기 간섭 제거를 할 때, 실시 예 7에 따라 전처리부를 고려하는 경우, 송신단은 송신 신호 x(t) 혹은 비선형 신호를 포함한 송신 신호 xNL(t)등을 전처리부에 전달할 수 있다.
실시 예 1에 따라 시간 축 자기 간섭 제거를 할 때, 실시 예 7에 따라 전처리부를 고려하는 경우, 전처리부는 수신단에 송신단의 송신 신호 x(t) 혹은 비선형 신호를 포함한 송신 신호 x_NL(t)등을 전달할 수 있다. 또한 전처리부는 x_NL(t)으로부터 추정한 비선형 신호 계수 a1, a3, a5등을 수신단으로 전달할 수 있다. 또한, x(t)로부터 만들어낸 x(3)(t),x(5)(t),x(7)(t)등이 직접 수신단으로 전달될 수 있다. 또한 실시 예 1에 따라 x[n] 뿐만 아니라 자기 간섭 신호가 RF 파트를 겪고 난 이후에 발생하는 비선형 신호를 추정하기 위한 수단으로써 x(3)[n],x(5)[n],x(7)[n]등 비선형 신호 샘플이 수신단으로 전달될 수 있다.
실시 예 2에 따라 주파수축 자기 간섭 제거를 수행하는 경우 수신단에서는 송신단의 송신 신호가 필요하다. 따라서 기본적으로 수신단은 송신단으로부터 주파수축 송신 신호 X[n]를 전달받는다.
실시 예 2에 따라 주파수축 자기 간섭 제거를 수행할 때, 실시 예 7에 따라 전처리부를 고려하는 경우, 송신단은 송신 신호 x(t) 혹은 비선형 신호를 포함한 송신 신호 xNL(t)등을 전처리부에 전달할 수 있다.
실시 예 2에 따라 주파수축 자기 간섭 제거를 수행할 때, 실시 예 7에 따라 전처리부를 고려하는 경우, 전처리부에서는 수신단에 송신단의 송신 신호 X[n] 혹은 비선형 신호를 나타내기 위한 비선형 신호 샘플 X(N)등을 전달할 수 있다. 또한 X(N)으로부터 추정한 비선형 신호 계수 a_1, a_3, a_5등을 수신단으로 전달할 수 있다. 또한, 실시 예 2에 따라 X[n] 뿐만 아니라 송신 신호가 RF 파트를 겪고 난 이후에 발생하는 비선형 신호를 추정하기 위한 수단으로써 X(3)[n],X(5)[n],X(7)[n] 등 비선형 신호 샘플이 수신단으로 전달될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들 및 이에 사용된 용어들은 본 개시에 기재된 기술적 특징들을 특정한 실시 예들로 한정하려는 것이 아니며, 해당 실시예의 다양한 변경, 균등물, 또는 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 도면의 설명과 관련하여, 유사한 또는 관련된 구성요소에 대해서는 유사한 참조 부호가 사용될 수 있다. 아이템에 대응하는 명사의 단수 형은 관련된 문맥상 명백하게 다르게 지시하지 않는 한, 상기 아이템 한 개 또는 복수 개를 포함할 수 있다. 본 개시에서, "A 또는 B", "A 및 B 중 적어도 하나","A 또는 B 중 적어도 하나,""A, B 또는 C," "A, B 및 C 중 적어도 하나,"및 "A, B, 또는 C 중 적어도 하나"와 같은 문구들 각각은 그 문구들 중 해당하는 문구에 함께 나열된 항목들 중 어느 하나, 또는 그들의 모든 가능한 조합을 포함할 수 있다. "", "", 또는 "첫째" 또는 "둘째"와 같은 용어들은 단순히 해당 구성요소를 다른 해당 구성요소와 구분하기 위해 사용될 수 있으며, 해당 구성요소들을 다른 측면(예: 중요성 또는 순서)에서 한정하지 않는다. 어떤(예: ) 구성요소가 다른(예: ) 구성요소에, "기능적으로" 또는 "통신적으로"라는 용어와 함께 또는 이런 용어 없이, "커플드" 또는 "커넥티드"라고 언급된 경우, 그것은 상기 어떤 구성요소가 상기 다른 구성요소에 직접적으로(예: 유선으로), 무선으로, 또는 제 3 구성요소를 통하여 연결될 수 있다는 것을 의미한다.
본 개시에서 사용된 용어 "모듈"은 하드웨어, 소프트웨어 또는 펌웨어로 구현된 유닛을 포함할 수 있으며, 예를 들면, 로직, 논리 블록, 부품, 또는 회로 등의 용어와 상호 호환적으로 사용될 수 있다. 모듈은, 일체로 구성된 부품 또는 하나 또는 그 이상의 기능을 수행하는, 상기 부품의 최소 단위 또는 그 일부가 될 수 있다. 예를 들면, 일 실시 예에 따르면, 모듈은 ASIC(application-specific integrated circuit)의 형태로 구현될 수 있다.
본 개시의 다양한 실시 예들은 머신(machine)(예: 전자 디바이스) 의해 읽을 수 있는 저장 매체(storage medium)(예: 내장 메모리 또는 외장 메모리)에 저장된 하나 이상의 명령어들을 포함하는 소프트웨어(예: 프로그램)로서 구현될 수 있다. 예를 들면, 머신(예: 전자 디바이스)의 프로세서는, 저장 매체로부터 저장된 하나 이상의 명령어들 중 적어도 하나의 명령을 호출하고, 그것을 실행할 수 있다. 이것은 기기가 상기 호출된 적어도 하나의 명령어에 따라 적어도 하나의 기능을 수행하도록 운영되는 것을 가능하게 한다. 상기 하나 이상의 명령어들은 컴파일러에 의해 생성된 코드 또는 인터프리터에 의해 실행될 수 있는 코드를 포함할 수 있다. 기기로 읽을 수 있는 저장매체는, 비일시적(non-transitory) 저장매체의 형태로 제공될 수 있다. 여기서, '비일시적'은 저장매체가 실재(tangible)하는 디바이스고, 신호(signal)(예: 전자기파)를 포함하지 않는다는 것을 의미할 뿐이며, 이 용어는 데이터가 저장매체에 반영구적으로 저장되는 경우와 임시적으로 저장되는 경우를 구분하지 않는다.
일 실시 예에 따르면, 본 개시에 개시된 다양한 실시 예들에 따른 방법은 컴퓨터 프로그램 제품(computer program product)에 포함되어 제공될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 상품으로서 판매자 및 구매자 간에 거래될 수 있다. 컴퓨터 프로그램 제품은 기기로 읽을 수 있는 저장 매체(예: compact disc read only memory (CD-ROM))의 형태로 배포되거나, 또는 어플리케이션 스토어(예: 플레이 스토어TM)를 통해 또는 두 개의 사용자 디바이스들(예: 스마트폰들) 간에 직접, 온라인으로 배포(예: 다운로드 또는 업로드)될 수 있다. 온라인 배포의 경우에, 컴퓨터 프로그램 제품의 적어도 일부는 제조사의 서버, 어플리케이션 스토어의 서버, 또는 중계 서버의 메모리와 같은 기기로 읽을 수 있는 저장 매체에 적어도 일시 저장되거나, 임시적으로 생성될 수 있다.
다양한 실시 예들에 따르면, 상기 기술한 구성요소들의 각각의 구성요소(예: 모듈 또는 프로그램)는 단수 또는 복수의 개체를 포함할 수 있다. 다양한 실시 예들에 따르면, 전술한 해당 구성요소들 중 하나 이상의 구성요소들 또는 동작들이 생략되거나, 또는 하나 이상의 다른 구성요소들 또는 동작들이 추가될 수 있다. 대체적으로 또는 추가적으로, 복수의 구성요소들(예: 모듈 또는 프로그램)은 하나의 구성요소로 통합될 수 있다. 이런 경우, 통합된 구성요소는 상기 복수의 구성요소들 각각의 구성요소의 하나 이상의 기능들을 상기 통합 이전에 상기 복수의 구성요소들 중 해당 구성요소에 의해 수행되는 것과 동일 또는 유사하게 수행할 수 있다. 다양한 실시 예들에 따르면, 모듈, 프로그램 또는 다른 구성요소에 의해 수행되는 동작들은 순차적으로, 병렬적으로, 반복적으로, 또는 휴리스틱하게 실행되거나, 상기 동작들 중 하나 이상이 다른 순서로 실행되거나, 생략되거나, 또는 하나 이상의 다른 동작들이 추가될 수 있다.
상술한 본 개시의 구체적인 실시 예들에서, 본 개시에 포함되는 구성 요소는 제시된 구체적인 실시 예에 따라 단수 또는 복수로 표현되었다. 그러나, 단수 또는 복수의 표현은 설명의 편의를 위해 제시한 상황에 적합하게 선택된 것으로서, 본 개시가 단수 또는 복수의 구성 요소에 제한되는 것은 아니며, 복수로 표현된 구성 요소라 하더라도 단수로 구성되거나, 단수로 표현된 구성 요소라 하더라도 복수로 구성될 수 있다.
한편 본 개시의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 개시의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 개시의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

Claims (15)

  1. 전이중 시스템에서 송신단과 수신단을 포함하는 송수신 장치에 의한 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 방법에 있어서,
    상기 송신단에 의해 생성된 시간축 디지털 송신 신호를 획득하는 과정;
    상기 송신단과 상기 수신단 사이의 자기 간섭 채널을 통해 유입되는 자기 간섭 신호를 포함하는 수신 신호를 상기 수신단을 통해 수신하는 과정;
    상기 시간축 디지털 송신 신호로부터 상기 자기 간섭 채널 및 상기 자기 간섭 신호의 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하기 위한 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 추출하는 과정;
    상기 시간축 디지털 송신 신호 및 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 주파수축 디지털 송신 신호 및 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플로 각각 변환하는 과정;
    상기 수신 신호를 주파수축 디지털 수신 신호로 변환하는 과정;
    상기 주파수축 디지털 송신 신호, 상기 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플 및 상기 주파수축 디지털 수신 신호를 기반으로 상기 자기 간섭 채널의 채널 정보 및 상기 자기 간섭 신호의 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하는 과정;
    상기 추정된 채널 정보 및 상기 추정된 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하는 과정; 및
    상기 추정된 자기 간섭 신호을 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 시간축 디지털 송신 신호 및 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 상기 주파수축 디지털 송신 신호 및 상기 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플로 각각 변환하는 과정은,
    상기 수신 신호의 다중 경로를 분석하는 과정;
    상기 분석된 다중 경로의 수를 임계값과 비교하는 과정; 및
    상기 분석된 다중 경로의 수가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 시간축 디지털 송신 신호 및 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 상기 주파수축 디지털 송신 신호 및 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플로 각각 변환하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 추정된 자기 간섭 신호을 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 과정은,
    상기 추정된 자기 간섭 신호에 대한 상기 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 업데이트하는 과정;
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기를 임계값과 비교하는 과정;
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호에 대한 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하는 과정;
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 추정된 자기 간섭 채널 및 상기 업데이트된 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하고, 상기 추정된 자기 간섭 신호를 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 상기 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 추정된 자기 간섭 신호을 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 상기 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 과정은,
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기를 임계값과 비교하는 과정;
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 비선형 신호 계수의 개수를 조절하고, 상기 조절된 개수의 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하는 과정;
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 추정된 자기 간섭 신호를 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 상기 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 시간 동기 오차를 보정하는 과정을 더 포함하는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 시간 동기 오차를 보정하는 과정은,
    타임 오프셋의 초기 값을 0으로 설정하는 과정;
    상기 수신 신호를 시간축 디지털 수신 신호로 변환하는 과정;
    상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행하는 과정;
    상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과와 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋보다 1작은 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과를 비교하는 과정;
    상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과가 상기 시간축 디지털 수신 신호와 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋보다 1작은 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과보다 큰 경우, 상기 타임 오프셋을 1만큼 증가시키고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋에서 1만큼 증가된 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과와 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과를 비교하는 과정; 및
    상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과가 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋보다 1작은 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행한 결과보다 작은 경우, 상기 타임 오프셋보다 1작은 값을 시간 동기 오차 값으로 설정하고, 상기 설정된 시간 동기 오차 값을 이용하여 상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 상기 시간 동기 오차를 보정하는 과정을 포함하는 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 시간 동기 오차를 보정하는 과정은,
    타임 오프셋의 초기 값을 0으로 설정하는 과정;
    상기 수신 신호를 시간축 디지털 수신 신호로 변환하는 과정;
    상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행하는 과정;
    상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산 결과를 저장하는 과정;
    상기 타임 오프셋과 싱가 시간축 디지털 송신 신호에 대한 총 샘플링 수에 해당되는 값을 비교하는 과정;
    상기 타임 오프셋이 싱가 시간축 디지털 송신 신호에 대한 총 샘플링 수에 해당되는 값보다 작은 경우, 상기 타임 오프셋을 1만큼 증가시키고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호 상기 타임 오프셋을 1만틈 증가시킨 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산을 수행하고, 상기 시간축 디지털 수신 신호와 상기 시간축 디지털 송신 신호를 상기 타임 오프셋을 1만틈 증가시킨 값만큼 지연시킨 신호에 대해 컨볼루션 연산 결과를 저장하는 과정; 및
    상기 타임 오프셋이 싱가 시간축 디지털 송신 신호에 대한 총 샘플링 수에 해당되는 값보다 큰 경우, 저장된 적어도 하나의 연산 결과 중 최대 값을 가지는 연산 결과에 해당되는 타임 오프셋 값을 시간 동기 오차 값으로 설정하고, 상기 설정된 시간 동기 오차 값을 이용하여 상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 상기 시간 동기 오차를 보정하는 과정을 포함하는 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 수신 신호에 시간 동기 신호가 포함되어 있는지 여부를 판단하는 과정;
    상기 수신 신호에 상기 시간 동기 신호가 포함되어 있는 경우, 상기 시간 동기 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 시간 동기 오차를 보정하는 과정; 및
    상기 수신 신호에 상기 시간 동기 신호가 포함되어 있지 않은 경우, 상기 수신 신호에 포함되는 데이터 신호를 이용하여 상기 수신 신호의 시간 동기 오차를 보정하는 과정을 더 포함하는 방법.
  9. 제1항에 있어서, 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 생성하는 과정은,
    상기 수신 신호를 시간축 디지털 수신 신호로 변환하는 과정;
    상기 시간축 디지털 수신 신호를 상기 시간축 디지털 송신 신호에 대한 다항식으로 근사하는 과정; 및
    상기 근사된 다항식의 각 항을 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플로 설정하는 과정을 포함하는 방법.
  10. 제1항에 있어서, 상기 비선형 신호의 계수는,
    상기 주파수축 디지털 수신 신호를 상기 주파수축 디지털 송신 신호에 대한 다항식으로 근사한 경우, 상기 근사된 다항식의 적어도 하나의 항과 연관됨을 특징으로 하는 방법.
  11. 전이중 시스템에서 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 송수신 장치에 있어서,
    송신부;
    수신부; 및
    상기 송신부에 의해 생성된 시간축 디지털 송신 신호를 획득하고,
    상기 송신부과 상기 수신부 사이의 자기 간섭 채널을 통해 유입되는 자기 간섭 신호를 포함하는 수신 신호를 상기 수신부를 통해 수신하도록 상기 수신부를 제어하고,
    상기 시간축 디지털 송신 신호로부터 상기 자기 간섭 채널 및 상기 자기 간섭 신호의 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하기 위한 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 추출하고,
    상기 시간축 디지털 송신 신호 및 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 주파수축 디지털 송신 신호 및 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플로 각각 변환하고,
    상기 수신 신호를 주파수축 디지털 수신 신호로 변환하고, 상기 주파수축 디지털 송신 신호, 상기 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플 및 상기 주파수축 디지털 수신 신호를 기반으로 상기 자기 간섭 채널의 채널 정보 및 상기 자기 간섭 신호의 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하고,
    상기 추정된 채널 정보 및 상기 추정된 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하고,
    상기 추정된 자기 간섭 신호을 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 디지털 자기 간섭 제거를 수행하는 제어부;를
    포함하는 송수신 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 수신 신호의 다중 경로를 분석하고,
    상기 분석된 다중 경로의 수를 임계값과 비교하고,
    상기 분석된 다중 경로의 수가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 시간축 디지털 송신 신호 및 상기 적어도 하나의 시간축 비선형 신호 샘플을 상기 주파수축 디지털 송신 신호 및 적어도 하나의 주파수축 비선형 신호 샘플로 각각 변환함을 특징으로 하는 송수신 장치.
  13. 제11항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 추정된 자기 간섭 신호에 대한 상기 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 업데이트하고,
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기를 임계값과 비교하고,
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호에 대한 적어도 하나의 비선형 신호 계수를 추정하고,
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 추정된 자기 간섭 채널 및 상기 업데이트된 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하고, 상기 추정된 자기 간섭 신호를 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 상기 디지털 자기 간섭 제거를 수행함을 특징으로 하는 송수신 장치.
  14. 제11항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기를 임계값과 비교하고,
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 이상인 경우, 상기 비선형 신호 계수의 개수를 조절하고, 상기 조절된 개수의 비선형 신호 계수를 기반으로 상기 자기 간섭 신호를 추정하고,
    상기 주파수축 디지털 수신 신호에서 상기 추정된 자기 간섭 신호를 감쇄한 신호의 세기가 상기 임계값 미만인 경우, 상기 추정된 자기 간섭 신호를 이용하여 상기 주파수축 디지털 수신 신호에 대해 상기 디지털 자기 간섭 제거를 수행함을 특징으로 하는 송수신 장치.
  15. 제11항에 있어서, 상기 제어부는,
    제5항 내지 제10항의 방법을 수행하도록 더 구성되는 송수신 장치.
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ALEXIOS BALATSOUKAS-STIMMING: "Non-Linear Digital Self-Interference Cancellation for In-Band Full-Duplex Radios Using Neural Networks", ARXIV.ORG, CORNELL UNIVERSITY LIBRARY, 201 OLIN LIBRARY CORNELL UNIVERSITY ITHACA, NY 14853, 1 November 2017 (2017-11-01), 201 Olin Library Cornell University Ithaca, NY 14853 , XP080833571 *
ANTTILA LAURI; KORPI DANI; SYRJALA VILLE; VALKAMA MIKKO: "Cancellation of power amplifier induced nonlinear self-interference in full-duplex transceivers", 2013 ASILOMAR CONFERENCE ON SIGNALS, SYSTEMS AND COMPUTERS, IEEE, 3 November 2013 (2013-11-03), pages 1193 - 1198, XP032593394, DOI: 10.1109/ACSSC.2013.6810482 *

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