WO2022152993A1 - Détection de défauts de court-circuit interspires statoriques d'une machine électrique - Google Patents

Détection de défauts de court-circuit interspires statoriques d'une machine électrique Download PDF

Info

Publication number
WO2022152993A1
WO2022152993A1 PCT/FR2022/050022 FR2022050022W WO2022152993A1 WO 2022152993 A1 WO2022152993 A1 WO 2022152993A1 FR 2022050022 W FR2022050022 W FR 2022050022W WO 2022152993 A1 WO2022152993 A1 WO 2022152993A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
pass filter
short
order
filter
output
Prior art date
Application number
PCT/FR2022/050022
Other languages
English (en)
Inventor
Najib ROUHANA
Frank TALA KUATE
Original Assignee
Safran Electrical & Power
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Safran Electrical & Power filed Critical Safran Electrical & Power
Publication of WO2022152993A1 publication Critical patent/WO2022152993A1/fr

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/50—Testing of electric apparatus, lines, cables or components for short-circuits, continuity, leakage current or incorrect line connections
    • G01R31/52—Testing for short-circuits, leakage current or ground faults
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/34—Testing dynamo-electric machines
    • G01R31/346—Testing of armature or field windings
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/34—Testing dynamo-electric machines
    • G01R31/343—Testing dynamo-electric machines in operation

Definitions

  • TITLE DETECTION OF STATOR INTERROLL SHORT-CIRCUIT FAULTS IN AN ELECTRICAL MACHINE
  • This document falls within the context of electric propulsion and, more specifically, relates to a method for detecting inter-turn stator short-circuit faults within an electric machine.
  • an electric machine consists of a fixed part or stator and a rotating part called a rotor.
  • the stator consists of an inductive winding, that is to say a set of turns wound around a fixed axis and forming a coil.
  • An insulator is placed between these turns to avoid possible short circuits.
  • a short-circuit is an equipotential connection between two points of a circuit during which there is a significant increase in intensity.
  • An interturn short-circuit fault initially comes from an insulation fault at the level of the stator coil of the machine. This insulation fault is generated by the vibrations resulting from the intensity of the electromagnetic field as well as the thermal stresses which arise at the level of the stator windings.
  • the occurrence of the interturn short-circuit fault can produce a magnetic field having an intensity which is greater than the coercivity of the magnets, thereby permanently demagnetizing the latter and, in the process, damaging the machine.
  • stator turns of an electrical machine are invisible on the power electronics side. If they are not controlled, they can induce a rise in the temperatures of the windings and a fire outbreak if the stator part of the electric machine is oil-cooled, for example.
  • the known methods for frequency detection of the interturn short-circuit fault are off-line methods based on Fourier transform (FFT) processing or real-time methods but having structures deemed to be complex and closely related to the electric machine model employing a Kalman filter, neural networks, or extended observers. These methods are based on electric signals in a stationary state of the electric machine and depend on the parameters of the machine but, in a real case, the operating parameters of the motor change according to the temperature and the currents.
  • FFT Fourier transform
  • This document relates to a method for detecting inter-turn stator short-circuit faults of an electric machine comprising the steps consisting in: measuring a current vector i x and a speed of rotation of a rotor of the electric machine ⁇ elec in a first three-dimensional reference (abc); expressing the current vector i x , in a second two-dimensional frame ( ⁇ ) defined by a first base change, by a current vector i ⁇ ; expressing the current vector i ⁇ , in a third two-dimensional frame (dq) defined by a second base change by a current vector idq, the third frame rotating with respect to the second frame ( ⁇ ); detecting a harmonic order from the measured currents idq and the speed of rotation of a rotor of the electric machine ⁇ elec in order to obtain a signal i x ; filtering, by an adaptive bandpass filter dependent on ⁇ elec , said signal i x in order to obtain
  • This method makes it possible to digitally detect a short-circuit fault between stator turns of an electrical machine.
  • This method presents an approach having a simple structure and an adaptive nature. Indeed, this method allows real-time monitoring of a criterion indicating the presence of a short-circuit fault in both stationary and non-stationary conditions, thus eliminating the influences of the variable rotational speed of the electrical machine. .
  • This approach is independent of the model of the electric machine. This approach allows fast, approximately a few milliseconds, and robust detection of the appearance of the interturn short-circuit fault.
  • the adaptive bandpass filter can be an infinite impulse filter and can be defined by the following discrete domain transfer function H FPB (z):
  • Go is the static gain of the bandpass filter; ai and 32 are two coefficients to be determined;
  • An infinite-response filter not only depends on its inputs at the present time and at previous times, but it also depends on the previous output. This allows for better filter stability and better convergence.
  • the adaptive bandpass filter can be written in the following generalized form:
  • - Go is the static gain of the band-pass filter
  • f elec is the electrical frequency of rotation of the rotor of the electric motor
  • - r is a radius of a unit circle in a discrete space such that r ⁇ 1.
  • the two gains k 1 and k 2 can be defined as follows: ki is a gain function of the speed ⁇ elec . This means that the system is adaptive according to speed. Thus, the system can follow the harmonic line which will move according to the speed, whatever the latter.
  • k 2 is a gain determining the width of the filtering window. The closer the radius r is to 1, the sharper the window and the more precise the filtering, and the further r is from 1, the wider the window and the filter will be less selective.
  • Y FPB is an output of the band pass filter
  • X 1 is an input of a transfer function Ai denoted A 1 (z);
  • Y 1 is an output of the transfer function Ai denoted A 1 (z); H FPB is an input of the band pass filter. and where A 2 (Z) is expressed as a function of A 1 (z) as follows: where ki is a gain.
  • This all-pass filter plays the role of a phase-correcting cell and has an identical gain over the entire frequency range used.
  • This structure can be optimized and can be obtained by a quadrupole approach.
  • the useful part of the information can be expressed as follows: is a second-order low-pass filter.
  • the LFF second order low pass filter can be defined as follows: WHERE :
  • Y(s) is the output and U(s) is the input of the second order low pass filter; ai and ao are two coefficients.
  • FIG. 1 represents a general block diagram of a short-circuit detection approach according to the invention
  • FIG. 2 represents a more detailed overall block diagram than that of FIG. 1, illustrating the harmonic detection approach
  • FIG. 3 represents a quadrupole structure filter
  • FIG. 4 represents an all-pass filter with a lattice structure
  • FIG. 5 represents an adaptive band-pass filter with optimized structure
  • FIG. 6 represents an overall structure of an adaptive filter with optimized structure
  • FIG. 7 represents the evolution of a gain in decibels (db) as a function of the frequency in kilo Hertz (kHz);
  • FIG. 8 represents the evolution of a phase in degrees (°) as a function of the frequency in kiloHertz (kHz);
  • FIG. 9 shows a second-order low-pass filter structure
  • FIG. 10 represents the evolution of the intensities id and i q as a function of time in seconds (s);
  • FIG. 11 represents the evolution of the amplitude of a second harmonic in amperes (A) as a function of time in seconds (s).
  • the objective of this document is to detect, in a machine, a short-circuit fault between coils from a numerical approach based on a strategy of detection algorithms.
  • FIG 1 illustrates a general logic for the detection of the short-circuit fault.
  • This block diagram comprises a first block 2 comprising an algorithm which aims to detect a fault and which receives inputs. These inputs are measurements of current i ⁇ in a plane ( ⁇ ).
  • This algorithm generates a criterion which passes into a second module. The purpose of this second block 4 is to compare this criterion with a threshold. If the criterion is greater than the chosen threshold, a "Fit" fault is raised.
  • the Fit fault clearance indicates the presence of the fault in the system before the fault occurs. As soon as the Fit fault is lifted, the operation of the machine is interrupted and the machine is thus protected.
  • the space (abc) is a real space in which a phase a is shifted by a phase b of 120° which is itself shifted by a phase c of 120°.
  • a phase a is shifted by a phase b of 120° which is itself shifted by a phase c of 120°.
  • phase a a voltage vector in space that can be projected onto phase a, phase b and phase c as just defined.
  • a vector can be expressed in terms of only two coordinates.
  • a base change is then made from space (abc) to the plane which has two coordinates ( ⁇ ).
  • a base change is made from a current i a bc to the same current i ⁇ explained in space (a0).
  • the current i ⁇ always has a sinusoidal component, a module and a phase expressed as a function of the speed of the machine and the amplitude which is expressed as a function of the power.
  • the coordinates along an axis o, called x ⁇ , and an axis 0, called x ⁇ , of this current vector i ⁇ are not constant and are expressed as a function of sine.
  • the coordinates x ⁇ and x ⁇ are two sines offset by 90° in space.
  • a second base change is therefore made to go from a fixed space ( ⁇ ) to a space that will rotate in the space called (dq).
  • harmonic asymmetries they result in the appearance of specific ranks of harmonics which depend on the working space.
  • a base change from the reference (abc) to a reference in ( ⁇ ), (dq) is carried out, all the components of the reference (abc) appearing as soon as an imbalance is present are represented in the plane (dq) by harmonics of order multiple of two whereas in the frame (abc), the components of the frame were the seat of harmonic components of order multiple of three.
  • This short-circuit fault between N stator turns of an electric motor can occur at zero speed as well as at maximum speed, in static conditions as well as in transient conditions.
  • the objective of this numerical approach is therefore to detect whether a second order harmonic is present in the system. If so, it means that a short circuit fault is present in the system.
  • a first part of the algorithm therefore consists in determining the amplitude of the harmonics which are generated by the fault, in order to then compare the amplitude of these harmonics with a threshold and clear a fault if this threshold is exceeded.
  • an adaptive band pass filter is necessary. Obtaining such an adaptive band-pass filter is made possible by the use of an all-pass filter structure. To construct this all-pass filter, an infinite-response filter with a lattice structure is employed. This structure is optimized and is obtained by a quadrupole approach. Once this quadrupole approach has been carried out, the lattice structure of order two is constituted from which the equation of the bandpass filter or else the structure of the bandpass filter is deduced. In fine, an adaptive filter is obtained. This adaptive filter adapts according to the speed and is independent of the machine parameters.
  • FIG. 2 illustrates in greater detail the overall block diagram of a method for detecting a short-circuit fault.
  • a first module for detecting a 6th harmonic is employed.
  • This first 6th harmonic detection module receives as input the measured currents i x and the rotational speed of the electric machine ⁇ elec in order to obtain a filtered signal as output.
  • module 8 includes a step of calculating the norm two of the filtered signal which is a vector two-dimensional in order to obtain a filtered and normalized signal.
  • the third LPF module includes a step of filtering by a low-pass filter of order two in order to obtain a useful part of the information.
  • the fourth module > comprises a step of comparing the useful part of the information at a fault triggering threshold. The fault is present only if the criterion is greater than the threshold set by the user. If so, a fault is expressed at the output of this fourth module.
  • the first harmonic detection module is produced by a band pass filter whose objective is to capture a very specific harmonic line and to cut off all the other unwanted harmonic lines. More specifically, this bandpass filter has the role of ensuring adaptive monitoring of the rank of the current harmonic, denoted h, as a function of the rotational speed of a rotor of the electric motor denoted ⁇ elec
  • This band pass filter must have an optimized structure which is not costly in terms of digital implementation. This involves finding a filter with the lowest possible order while maintaining the precision associated with detection.
  • the heart of the structure of the adaptive bandpass filter is an all-pass type filter. The latter plays the role of a phase-correcting cell and has an identical gain over the entire frequency range used.
  • H FPB (Z) is the discrete domain transfer function of the infinite impulse band pass filter
  • Go is the static gain of the bandpass filter; ai and 32 are two coefficients to be determined;
  • finite response there are two types of filters: finite response or infinite response.
  • An infinite-response filter not only depends on these inputs at the present and previous times, it also depends on the previous output. This allows for better filter stability and better convergence.
  • a finite response filter depends on the inputs only.
  • Equation (1) takes the following form:
  • Y FPB is an output of the infinite pulse band pass filter
  • X FPB is an input of the infinite pulse band pass filter
  • equation (2) is compared with the following equation:
  • ⁇ elec is the speed of the rotor of the electric motor
  • r is a radius of a unit circle in a discrete space such that r ⁇ 1.
  • the coefficient a 2 is a function of r 2 .
  • the variable r is the radius of the ideal circle in discrete space.
  • the variable r specifies the width of the filtering band: the closer r is to 1, the more selective we will be to filter the harmonic we want; the farther r is from 1, the greater the width of the band will be and therefore several neighboring harmonics will be taken into account and not only the line which suits us.
  • the coefficient ai is a function of cos ( ⁇ elec ). This means that the system is adaptive according to speed. The more the speed will change, the more this coefficient ai will change and it will adapt to the operating point. Thus, the system can follow the harmonic line which will move according to the speed. So the system will still be able to track it for each speed point. If the filter was not adaptive, it would be present on a single location and would only catch the harmonic line moving according to the speed if the speed passed through a very precise envelope. Since this envelope is fixed, the filter would only catch it for a single point. The objective is to catch the harmonic line at each moment and therefore at each speed point. This is why we have an envelope which moves according to the speed.
  • equation (1) becomes:
  • Equation (7) is written in the following generalized form:
  • k 1 and k 2 the coefficients of the polynomial equation of H FPB (Z) such that:
  • ki is a speed-dependent gain and k2 is a gain determining the width of the filter window. The closer r is to 1, the sharper the window and the further r is from 1, the wider the window and the filter will be less selective.
  • Y 1 is an output of the second-order infinite impulse all-pass filter
  • X 1 is an input of the second-order infinite impulse all-pass filter.
  • the numerator and denominator coefficients of A 2 (z) have a mirror effect which is a characteristic of all-pass type filters.
  • a filter is considered as a quadrupole whose input and output magnitudes would be a signal.
  • a linear combination exists between its two inputs X 1 and X 2 on the one hand and its two outputs Y 1 and Y 2 on the other such that
  • t 11 , t 12 , t 21 and t 22 are the coefficients of a passage matrix making it possible to obtain the outputs Y 1 and Y 2 of the transfer functions Ai and A 2 from the inputs X 1 and X 2 of the transfer functions Ai and A 2 .
  • a 2 (z) The transfer function which makes the link between the output Y 1 and the input X 1 is denoted A 2 (z) with the index “2” indicating the degree of the polynomial function of the denominator of A 2 (z) such that :
  • a 1 (z) The transfer function which makes the link between the output Y 2 and the input X2 is denoted A 1 (z) with the index "1" indicating the degree of the polynomial function of the denominator of A 1 (z) such that:
  • FIG. 3 A block diagram of equation (11) is illustrated in FIG. 3.
  • This FIG. 3 represents a quadripole expressing the output Y 1 as a function of the input X 1 .
  • This diagram schematizes the relationship between the coefficients t 11 , t 12 , t 21 , t 22 and the transfer functions A 1 (z) and A 2 (z) as expressed in equations (11) to (13).
  • An impedance approach was chosen to determine all the different gains.
  • the transfer function A 2 (z) is then expressed as a function of the transfer function A 1 (z) as follows:
  • Equation (10) is now expressed as follows:
  • Figure 4 illustrates a block diagram of the lattice structure all-pass filter. More particularly, in this figure 4, the equation (16) is represented in the form of a block diagram.
  • This figure 4 is obtained by identifying the link between Y 1 and X 1 .
  • Y 1 represents the output of the band pass filter and corresponds to the desired harmonic.
  • X 1 represents the input of the band pass filter and corresponds to the current i x .
  • Y 2 and X 2 are intermediate variables for an internal calculation which makes it possible to have Y 1 as a function of X 1 .
  • Everything between X 1 and Y 1 corresponds to the structure of the band pass filter expressed in equation (16).
  • This figure 4 clearly illustrates a filter of order two since there are two multiplications in this synoptic. We also find the terms of equation (16), i.e. the gain k2, the discrete variable z -1 and the transfer function A 1 (z) and the relationships between these terms with respect to X 1 and Y 1 .
  • FIG. 5 illustrates the synoptic of FIG. 4 where the term A 1 (z) has been explained using equation (17).
  • this block diagram comprises a first part and a second part.
  • the first part corresponds to the synoptic represented in figure 4 and the second part represents the synoptic associated with A 1 (z) which according to the equation (17) is expressed according to the gain k1 and the discrete variable z -1 .
  • the arithmetic relations between these terms are codified by the use of the sign “+” or a point “•” expressing, as for him, a multiplication.
  • the band pass filter developed here is basically an all pass filter that allows all frequencies to pass. Through an all-pass filter, two filters can be formed: a band-pass filter which leaves the desired harmonic and a band-stop filter which cuts the desired harmonic. These two filters are based on a common structure called an all-pass filter. Thus, the total band pass filter is deduced.
  • H FPB is an input of the band pass filter.
  • Figure 6 illustrates an overall structure of the structure-optimized adaptive filter. The harmonic is deduced by the difference between the output of the filter Y 1 and the measured input Xi. Between the measured input X 1 and the output of the filter Y 1 there is an all-adaptive second-order pass filter with optimized structure 10. Everything between i x and corresponds to the first module 6 of harmonic detection and more precisely schematizes an adaptive band-pass filter with optimized structure.
  • Figure 7 is a graph illustrating the variation of the window of the speed varying filter.
  • the speed, and therefore the frequency f illustrated on the abscissa, varies from 10Hz to 1.1 kHz.
  • On the ordinate of this graph is plotted the gain in decibel 11 of equation (20).
  • Each curve 12a, 14a, 16a, 18a, 20a, 22a, 24a, 26a, 28a, 30a, 32a illustrates a speed of rotation of the machine.
  • the gain is maximum at a single frequency and decreases for other frequencies. This maximum gain is signified by a peak that is observed for each curve. Furthermore, this maximum gain varies according to the speed of rotation of the motor. Thus, the more the speed increases, the more this maximum gain moves towards the high frequencies.
  • This graph clearly shows the adaptive nature of the band pass filter.
  • FIG. 8 is a graph illustrating a phase cp expressed in degrees (°) as a function of the frequency f in kHz. It can be seen that at each frequency, that is to say for each curve 12b, 14b, 16b, 18b, 20b, 22b, 24b, 26b, 28b, 30b, 32b, where the gain is maximum illustrated in FIG. 7 corresponds to a drop in the phase from 90° to -90°. Moreover, the higher the frequency, the faster this passage from 90° to -90°.
  • a second step consisting in calculating the norm of the filtered signal is carried out.
  • the filtered signal is a two-dimensional vector composed of id (on the d axis) and i q (on the q axis) whose modulus is none other than the norm two of this vector.
  • the two-norm of the vector is given by the square root of its first continuous component squared summed at the second continuous component squared. In other words, this norm is written from the following way:
  • the objective sought here is to obtain the average value.
  • Y(s) is the output and U(s) is the input of the second order low pass filter; s is a discrete variable; ai and ao are two coefficients.
  • FIG. 9 is a block diagram of the second-order low-pass filter. This synoptic is obtained from the calculations presented in equations (26) and (27). It illustrates the transfer function linking the output y with the input u expressed as a function of the two coefficients of the low-pass filter ao and ai.
  • the "f" sign specifies that an integration is being carried out and the "+” and "-” signs specify that an addition or a subtraction is carried out respectively.
  • a fourth and final step is to compare the useful part of the information at a fault triggering threshold.
  • This threshold is set by the user and is dependent on the application or the case study. The fault is present only if the criterion is higher at the threshold set by the user.
  • Figure 10 illustrates the currents in ampere (A) id and i q as a function of time t in second (s).
  • a fault is created and the currents id and i q are then no longer constant. Indeed, an alternating component is added to the initial constant value.
  • the currents id and i q oscillate around a value which is different from the previous value.
  • the current i q oscillates around -350A and id oscillates around a value close to OA but not equal to OA. This is an indication that there is a short circuit fault present in the system.
  • This adaptive numerical approach therefore makes it possible to adapt to the operating point of the machine and to be independent of the operating regime and the operating parameters of this machine.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Testing Of Short-Circuits, Discontinuities, Leakage, Or Incorrect Line Connections (AREA)
  • Control Of Electric Motors In General (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

Le présent document concerne un procédé de détection de défauts de court-circuit comportant les étapes consistant à : mesurer un vecteur courant (ix) et une vitesse de rotation d'un rotor de la machine électrique (ω elec ) dans un premier repère (abc) tridimensionnel; exprimer le vecteur courant (ix) dans un deuxième repère (αβ); exprimer le vecteur courant (iαβ) dans un troisième repère (dq) bidimensionnel; détecter un rang d'harmonique afin d'obtenir un signal (I.); filtrer ledit signal (II. ); calculer une norme dudit signal filtré de façon à obtenir un signal filtré et normé (III); filtrer à nouveau le signal filtré et normé (IV.|) afin d'obtenir une partie utile de l'information (V.); comparer la partie utile de l'information (VI.) à un seuil de déclenchement de défaut de court-circuit.

Description

DESCRIPTION
TITRE : DETECTION DE DEFAUTS DE COURT-CIRCUIT INTERSPIRES STATORIQUES D'UNE MACHINE ELECTRIQUE
Domaine technique de l'invention
Le présent document s'inscrit dans un contexte de propulsion électrique et, plus précisément, concerne un procédé de détection de défauts de court-circuit interspires statoriques au sein d'une machine électrique.
Etat de la technique antérieure
Classiquement, une machine électrique est constituée d'une partie fixe ou stator et d'une partie tournante appelée rotor. Le stator est constitué d'un enroulement inductif, c'est-à-dire d'un ensemble de spires enroulées autour d'un axe fixe et constituant une bobine. Un isolant est disposé entre ces spires pour éviter de possibles court-circuits. Un court-circuit est une mise en connexion équipotentielle entre deux points d'un circuit lors de laquelle on assiste à une augmentation importante de l'intensité.
Malgré la présence d'un isolant, des défauts de court-circuit peuvent tout de même avoir lieu dans une telle machine électrique. Un défaut de court-circuit interspire provient initialement d'un défaut d'isolement au niveau de la bobine statorique de la machine. Ce défaut d'isolement est généré par les vibrations issues de l'intensité du champ électromagnétique ainsi que des contraintes thermiques qui prennent naissance au niveau des enroulements statoriques. L'apparition du défaut de court-circuit interspire peut produire un champ magnétique ayant une intensité qui est supérieure à la coercivité des aimants, démagnétisant ainsi ces derniers de façon permanente et, dans le processus, endommageant la machine.
De plus, les défauts de court-circuit entre les spires statoriques d'une machine électrique sont invisibles du côté de l'électronique de puissance. S'ils ne sont pas maîtrisés, ils peuvent induire une élévation des températures des bobinages et un départ de feu si la partie statorique de la machine électrique est à refroidissement à huile, par exemple.
Il est donc primordial d'être capable de détecter dans la machine ce défaut de court-circuit.
Les approches existantes sont complexes et difficile à implanter sur une cible numérique et en temps réel. Les méthodes connues de détection fréquentielles du défaut de court-circuit interspires sont des méthodes hors-ligne à la base d'un traitement de transformée de Fourier (FFT) ou des méthodes en temps réel mais ayant des structures jugées complexes et en lien étroit avec le modèle de la machine électrique employant un filtre de Kalman, des réseaux neuronaux, ou des observateurs étendus. Ces méthodes sont basées sur des signaux électriques dans un régime stationnaire de la machine électrique et dépendent des paramètres de la machine mais, dans un cas réel, les paramètres de fonctionnement du moteur changent en fonction de la température et des courants.
Présentation de l'invention Le présent document concerne un procédé de détection de défauts de court-circuit interspires statoriques d'une machine électrique comportant les étapes consistant à : mesurer un vecteur courant ix et une vitesse de rotation d'un rotor de la machine électrique ωelec dans un premier repère (abc) tridimensionnel ; exprimer le vecteur courant ix, dans un deuxième repère (αβ) bidimensionnel défini par un premier changement de base, par un courant vecteur iαβ ; exprimer le vecteur courant iαβ, dans un troisième repère (dq) bidimensionnel défini par un deuxième changement de base par un vecteur courant idq, le troisième repère tournant par rapport au deuxième repère (αβ) ; détecter un rang d'harmonique à partir des courants mesurés idq et la vitesse de rotation d'un rotor de la machine électrique ωelec afin d'obtenir un signal ix ; filtrer, par un filtre passe bande adaptatif dépendant de ωelec , ledit signal ix afin d'obtenir un signal filtré ; calculer une norme dudit signal filtré de façon à obtenir un signal filtré et normé
Figure imgf000004_0001
filtrer des résidus hautes fréquences du signal filtré et normé par un filtre passe-bas d'ordre deux afin d'obtenir une partie utile de l'information
Figure imgf000004_0002
comparer la partie utile de l'information
Figure imgf000004_0003
à un seuil de déclenchement de défaut de court-circuit ; exprimer un défaut de court-circuit si la partie utile de l'information dépasse ledit
Figure imgf000004_0004
seuil de déclenchement de défaut de court-circuit.
Ce procédé permet de détecter de manière numérique un défaut de court-circuit entre des spires statoriques d'une machine électrique.
Ce procédé présente une approche ayant une structure simple et de nature adaptative. En effet, ce procédé permet un suivi en temps-réel d'un critère indiquant la présence d'un défaut de court-circuit dans des conditions stationnaires comme non-stationnaires, éliminant ainsi les influences de la vitesse de rotation variable de la machine électrique.
Cette approche est indépendante du modèle de la machine électrique. Cette approche permet une détection rapide, d'environ quelques milli-secondes, et robuste de l'apparition du défaut de court-circuit interspires.
Cela permet ainsi de déterminer de manière générale et non restrictive au cas unique du défaut de court-circuit interspire, la détection de n'importe quel rang d'harmonique ou bien la présence d'un déséquilibre au niveau des courants statoriques du moteur électrique.
Le filtre passe bande adaptatif peut être un filtre à impulsion infinie et peut être défini par la fonction de transfert dans le domaine discret HFPB(z) suivante :
Figure imgf000005_0001
Où :
Go est le gain statique du filtre passe-bande ; ai et 32 sont deux coefficients à déterminer ;
Un filtre à réponse infinie ne dépend pas seulement de ses entrées à l'instant présent et aux précédents instants, mais il dépend aussi de la sortie précédente. Cela permet une meilleure stabilité du filtre et une meilleure convergence.
Le filtre passe bande adaptatif peut s'écrire sous la forme généralisée suivante :
Figure imgf000005_0002
Où :
- Go est le gain statique du filtre passe-bande ;
- ωelec = 2πfelec où felec est la fréquence électrique de rotation du rotor du moteur électrique ;
- h est le rang d'harmonique à détecter ;
- k1 et k2 sont deux gains ;
- r est un rayon d'un cercle unitaire dans un espace discret tel que r < 1 .
Les deux gains k1 et k2 peuvent être définis comme suit :
Figure imgf000005_0003
ki est un gain fonction de la vitesse ωelec . Cela signifie que le système est adaptatif en fonction de la vitesse. Ainsi, le système peut suivre la raie d'harmonique qui va bouger en fonction de la vitesse, quel que soit cette dernière.
D'autre part, k2 est un gain déterminant la largeur de la fenêtre de filtrage. Plus le rayon r est proche de 1 , plus la fenêtre est pointue et plus le filtrage est précis, et plus r est loin de 1 , plus la fenêtre est large et le filtre sera moins sélectif.
Ledit filtre passe bande adaptatif peut comprendre une structure de filtre passe-tout comprenant la relation suivante :
Figure imgf000005_0004
avec YFPB = H FPB(z)XFPB où :
YFPB est une sortie du filtre passe bande ; X1 est une entrée d'une fonction de transfert Ai notée A1(z) ;
Y1 est une sortie de la fonction de transfert Ai notée A1(z) ; HFPB est une entrée du filtre passe-bande. et où A2(Z) s'exprime en fonction de A1(z) de la façon suivante :
Figure imgf000006_0001
où ki est un gain.
Ce filtre passe-tout joue le rôle d'une cellule correctrice de phase et présente un gain identique sur toute la plage de fréquence utilisée.
Ledit filtre passe tout peut comporter un filtre à réponse infinie avec une structure lattice comprenant les relations suivantes :
Figure imgf000006_0002
où tu, t12, t21 et t22 sont les coefficients d'une matrice de passage configurés pour obtenir la sortie Y1 de la fonction de transfert Ai et la sortie Y2 de la fonction de transfert A2, l'entrée X1 et la sortie Y1 de la fonction de transfert Ai et l'entrée X2 et la sortie Y2 de la fonction de transfert A2 étant reliés par les relations suivantes :
Figure imgf000006_0003
avec σ1 = k2(X1 — z-1)X2.
Cette structure peut être optimisée et peut être obtenue par une approche quadripole.
La partie utile de l'information peut être exprimée de la façon suivante :
Figure imgf000006_0005
Figure imgf000006_0004
est un filtre passe-bas d'ordre deux.
Figure imgf000006_0006
Des résidus haute fréquence d'autres harmoniques restent présents dans le signal filtré i*. Ces résidus sont proches de la raie d'harmonique à sélectionner, même si les amplitudes de ces résidus d'harmoniques sont faibles. Pour s'affranchir de cela, l'amplitude calculée est lissée afin d'obtenir une amplitude qui n'oscille pas. Pour cela, le filtre passe bas d'ordre deux LPF( est utilisé afin de ne pas créer un retard. Ce filtre passe bas LFF
Figure imgf000006_0008
créera une réponse rapide et ne générera pas beaucoup de déphasage. En effet, un signal constant est filtré et le signal généré en sortie ne doit pas être retardé.
Le filtre passe bas d'ordre deux LFF peut être défini comme suit :
Figure imgf000006_0009
Figure imgf000006_0007
OÙ :
Y(s) est la sortie et U(s) est l'entrée du filtre passe bas d'ordre deux ; ai et ao sont deux coefficients.
Brève description des figures
[Fig. 1] représente un synoptique général d'une approche de détection de court-circuit selon l'invention ;
[Fig. 2] représente un synoptique global plus détaillé que celui de la figure 1 , illustrant l'approche de détection d'harmonique ;
[Fig. 3] représente un filtre à structure quadripole ;
[Fig. 4] représente un filtre passe tout à structure lattice ;
[Fig. 5] représente un filtre passe-bande adaptatif à structure optimisée ;
[Fig. 6] représente une structure globale d'un filtre adaptatif à structure optimisée ;
[Fig. 7] représente l'évolution d'un gain en décibel (db) en fonction de la fréquence en kilo Hertz (kHz) ;
[Fig. 8] représente l'évolution d'une phase en degré (°) en fonction de la fréquence en kiloHertz (kHz) ;
[Fig. 9] représente une structure de filtre passe-bas d'ordre deux ;
[Fig. 10] représente l'évolution des intensités id et iq en fonction du temps en seconde (s) ;
[Fig. 11] représente l'évolution de l'amplitude d'un second harmonique en ampère (A) en fonction du temps en seconde (s).
Description détaillée de l'invention
L'objectif du présent document est de détecter dans une machine, un défaut de court-circuit entre des bobines à partir d'une approche numérique reposant sur une stratégie d'algorithmes de détection.
L'approche numérique proposée suit le synoptique illustré en figure 1. Cette figure 1 illustre une logique générale pour la détection du défaut de court-circuit.
Ce synoptique comprend un premier bloc 2 comportant un algorithme qui a pour but de détecter un défaut et qui reçoit des entrées. Ces entrées sont des mesures de courant iαβ dans un plan (αβ). Cet algorithme génère un critère qui passe dans un second module. Ce second bloc 4 a pour objectif de comparer ce critère avec un seuil. Si le critère est supérieur au seuil choisi, un défaut « Fit » est levé. La levée de défaut Fit indique la présence du défaut dans le système avant que le défaut n'arrive. Dès que le défaut Fit est levé, le fonctionnement de la machine est interrompu et la machine est ainsi protégée.
L'espace de travail spécifique choisi pour résoudre la problématique soulevée est expliqué en détail par ce qui suit. L'espace (abc) est un espace réel dans lequel une phase a est décalée d'une phase b de 120° qui est elle-même décalée d'une phase c de 120°. Cependant, il est difficile de travailler dans cet espace car les relations sont non linéaires entre les différents paramètres.
On considère, par exemple, un vecteur tension dans l'espace que l'on peut projeter sur la phase a, la phase b et la phase c tel que l'on vient de le définir. Cependant, un vecteur peut être exprimé en fonction seulement de deux coordonnées. Un changement de base est alors réalisé de l'espace (abc) vers le plan qui a deux coordonnées (αβ).
Ainsi, pour le courant, un changement de base est réalisé d'un courant iabc vers le même courant iαβ explicité dans l'espace (a0). Dans cet espace (a0), le courant iαβ a toujours une composante sinusoïdale, un module et une phase exprimée en fonction de la vitesse de la machine et l'amplitude qui est exprimée en fonction de la puissance.
Les coordonnées selon un axe o, appelées xα, et un axe 0, appelées xβ, de ce vecteur courant iαβ ne sont pas constantes et s'expriment en fonction de sinus. Les coordonnées xα et xβ sont deux sinus décalés de 90° dans l'espace.
Il est difficile de contrôler des signaux sinusoïdaux, on cherche donc à contrôler des signaux constants. Un deuxième changement de base est donc effectué pour passer d'un espace fixe (αβ) vers un espace qui va tourner dans l'espace qui s'appelle (dq).
Quand il y a un court-circuit, cela crée un déséquilibre sur la machine. Ce défaut de court- circuit entre des spires statoriques d'une machine électrique crée, en effet, des asymétries au niveau des tensions statoriques. Ceci induit des asymétries au niveau de la forme d'onde temporelle ainsi qu'au niveau de la signature harmonique des courants de phase statorique. Les asymétries temporelles se traduisent par l'apparition des séquences positives, négatives et homopolaires.
Il existe, en effet, des séquences directes dans lesquelles les signaux vont tourner dans le sens direct, c'est-à-dire de la phase a vers la phase b vers la phase c. Il existe aussi des séquences inverses dans lesquelles les signaux vont tourner dans le sens inverse c'est-à-dire de la phase a vers la phase c vers la phase b. Il existe enfin des séquences homopolaires qui sont aussi présentes dans le système.
Quant aux asymétries harmoniques, elles se traduisent par l'apparition de rangs spécifiques d'harmoniques qui dépendent de l'espace de travail. Ainsi, si un changement de base du repère (abc) vers un repère en (αβ), (dq) est réalisé, toutes les composantes du repère (abc) apparaissant dès qu'un déséquilibre est présent sont représentées dans le plan (dq) par des harmoniques de rang multiple de deux alors que dans le repère (abc), les composantes du repère étaient le siège de composantes harmoniques de rang multiple de trois.
Ce défaut de court-circuit entre N spires statoriques d'un moteur électrique peut avoir lieu à vitesse nulle comme à vitesse maximale, en régime statique comme en régime transitoire. L'objectif de cette approche numérique est donc de détecter si un harmonique de rang deux est présent dans le système. Si tel est le cas, cela signifie qu'un défaut de court-circuit est présent dans le système.
Une première partie de l'algorithme consiste donc à déterminer l'amplitude des harmoniques qui sont générés par le défaut, pour dans un second temps, comparer l'amplitude de ces harmoniques à un seuil et lever un défaut si ce seuil est dépassé.
On va maintenant s'intéresser à la manière de détecter l'amplitude de ces harmoniques.
D'un point de vu mathématique, l'idée globale qui sera présenté plus en détail par la suite réside dans le fait de réaliser un filtre permettant de sélectionner des harmoniques. Pour réaliser un tel filtre, un filtre passe bande adaptatif est nécessaire. L'obtention d'un tel filtre passe bande adaptatif est permise par l'utilisation d'une structure de filtre passe tout. Pour élaborer ce filtre passe tout, un filtre à réponse infinie avec une structure lattice est employé. Cette structure est optimisée et est obtenue par une approche quadripole. Une fois cette approche quadripole réalisée, la structure lattice d'ordre deux est constituée à partir de laquelle l'équation du filtre passe bande ou bien la structure du filtre passe bande est déduite. In fine, un filtre adaptatif est obtenu. Ce filtre adaptatif s'adapte en fonction de la vitesse et est indépendant des paramètres de la machine.
La figure 2 illustre plus en détail le synoptique global d'un procédé de détection d'un défaut de court-circuit.
Dans ce procédé, un premier module de détection d'un harmonique 6 est employé. Ce premier module de détection de l'harmonique 6 reçoit en entrée les courants mesurés ix et la vitesse de rotation de la machine électrique ωelec afin d'obtenir en sortie un signal filtré Le deuxième
Figure imgf000009_0001
module 8 comporte une étape de calcul de la norme deux du signal filtré qui est un vecteur
Figure imgf000009_0006
bidimensionnel afin d'obtenir ainsi un signal filtré et normé Le troisième module LPF
Figure imgf000009_0002
comprend une étape de filtrage par un filtre passe-bas d'ordre deux afin d'obtenir une partie utile de l'information . Le quatrième module > comporte une étape de comparaison de la
Figure imgf000009_0003
partie utile de l'information à un seuil de déclenchement de défaut. Le défaut est présent
Figure imgf000009_0004
seulement si le critère est supérieur au seuil fixé par l'utilisateur. Si tel est le cas, un
Figure imgf000009_0005
défaut est exprimé en sortie de ce quatrième module.
Le premier module de détection harmonique est réalisé par un filtre passe bande ayant pour objectif de capter une raie d'harmonique bien spécifique et de couper toutes les autres raies harmoniques non souhaitées. Plus précisément, ce filtre passe bande a pour rôle d'assurer un suivi adaptatif du rang de l'harmonique de courant, noté h, en fonction de la vitesse de rotation d'un rotor du moteur électrique notée ωelec Ce filtre passe bande doit avoir une structure optimisée qui ne soit pas coûteuse en terme d'implémentation numérique. Cela implique de trouver un filtre avec un ordre le plus bas possible tout en conservant la précision associée à la détection. Ainsi, le cœur de la structure du filtre passe bande adaptatif est un filtre de type passe-tout. Ce dernier joue le rôle d'une cellule correctrice de phase et présente un gain identique sur toute la plage de fréquence utilisée. Ces deux types de filtres sont nécessairement du second ordre au moins afin de se limiter à un filtrage adaptatif de deuxième ordre et de simplifier l'implémentation sur une cible numérique.
Il est important de préciser que cette approche numérique est réalisée dans un système discret et que les signaux sont échantillonnés sur des intervalles de temps bien précis et égaux. L'approche numérique débute ainsi par l'équation d'une fonction de transfert objective d'un filtre passe bande à impulsion infinie comme indiqué en équation (1 ) :
Figure imgf000010_0001
Où : HFPB(Z) est la fonction de transfert dans le domaine discret du filtre passe bande à impulsion infinie ;
Go est le gain statique du filtre passe-bande; ai et 32 sont deux coefficients à déterminer ;
En effet, il existe deux type de filtres : à réponse finie ou à réponse infinie. Un filtre à réponse infinie ne dépend pas seulement de ces entrées à l'instant présent et aux précédents instants, il dépend aussi de la sortie précédente. Cela permet une meilleure stabilité du filtre et une meilleure convergence. A contrario, un filtre à réponse finie dépend que des entrées seulement.
Ce filtre passe bande se caractérise par deux zéros placés sur le cercle unitaire à co=O et à Autrement dit, ce filtre passe bande se caractérise par un premier zéro zi=1 et par un deuxième
Figure imgf000010_0003
L'équation (1 ) se met sous la forme suivante :
Figure imgf000010_0002
Où :
YFPB est une sortie du filtre passe bande à impulsion infinie ; XFPB est une entrée du filtre passe bande à impulsion infinie.
A partir de là, une comparaison de la fonction de transfert objective par une autre fonction est réalisée afin de recaler des coefficients ai et 32. Ainsi, l'équation (2) est comparée avec l'équation suivante :
Figure imgf000011_0001
Où pi et p2 sont deux pôles de la fonction de transfert objective HFPB(Z).
Par identification, on obtient :
Figure imgf000011_0002
La nature adaptative du filtre impose le fait que les pôles pi et p2 de la fonction de transfert objective HFPB(Z) soient de type complexe conjugué et exprimés en fonction de la vitesse électrique ωelec . Ainsi, on obtient :
Figure imgf000011_0003
Où : ωelec est la vitesse du rotor du moteur électrique ; r est un rayon d'un cercle unitaire dans un espace discret tel que r ≤ 1 .
En remplaçant l'équation (5) dans l'équation (4), on obtient :
Figure imgf000011_0004
Le coefficient a2 est fonction de r2. La variable r est le rayon du cercle idéal dans l'espace discret. La variable r spécifie la largeur de la bande de filtrage : plus r est proche de 1 , plus on va être sélectif pour filtrer l'harmonique que l'on souhaite ; plus r est loin de 1 , plus la largeur de la bande va être grande et donc plusieurs harmoniques qui sont voisins vont être prises en compte et non pas seulement la raie qui nous convient.
On s'aperçoit que le coefficient ai est fonction de cos ( ωelec ). Cela signifie que le système est adaptatif en fonction de la vitesse. Plus la vitesse va changer, plus ce coefficient ai va changer et il va s'adapter au point de fonctionnement. Ainsi, le système peut suivre la raie d'harmonique qui va bouger en fonction de la vitesse. Donc le système sera toujours capable de la suivre pour chaque point de vitesse. Si le filtre n'était pas adaptatif, il serait présent sur un seul endroit et n'attraperait la raie d'harmonique bougeant en fonction de la vitesse que si la vitesse passait par une enveloppe bien précise. Vu que cette enveloppe est fixe, le filtre ne l'attraperait que pour un seul point. L'objectif est d'attraper la raie d'harmonique à chaque moment et donc à chaque point de vitesse. C'est pourquoi, on a une enveloppe qui bouge en fonction de la vitesse.
A partir de l'équation (6), l'équation (1 ) devient :
Figure imgf000011_0005
L'équation (7) s'écrit sous la forme généralisée suivante :
Figure imgf000012_0001
Où k1 et k2 sont deux gains.
L'équation (8) est une équation générique avec les deux gains k1 et k2 dans laquelle : ωelec = 2πfelec où felec est la fréquence électrique de rotation du rotor du moteur électrique et h est le rang d'harmonique qu'on souhaite détecter ou suivre de manière adaptative en fonction de la vitesse de rotation. k1 et k2 les coefficients de l'équation polynomiale de HFPB(Z) tel que :
Figure imgf000012_0002
Dans cette équation (9), ki est un gain fonction de la vitesse et k2 est un gain déterminant la largeur de la fenêtre de filtrage. Plus r est proche de 1 , plus la fenêtre est pointue et plus r est loin de 1 , plus la fenêtre est large et le filtre sera moins sélectif.
Après avoir identifié la fonction de transfert du filtre, il est nécessaire de déterminer la structure qui soit la plus efficace et optimisée d'un point de vu implémentation en temps-réel.
Il existe différentes structures de filtres infinis: directe avec un nombre de multiplieurs égal à 2N+1 ; parallèle avec un nombre de multiplieurs égal à 2N+1 ; lattice avec un nombre de multiplieurs égale, à la base, à 2N et peut se ramener à N. avec N est l'ordre de la fonction de transfert de HFPB(Z).
Nous développons un filtre passe-bande adaptatif avec une structure lattice basée sur un filtre passe tout à impulsion infinie.
La fonction de transfert d'un filtre passe-tout à impulsion infinie d'ordre deux A2(z) se caractérise par la forme suivante :
Figure imgf000012_0003
Où :
Y1 est une sortie du filtre passe-tout à impulsion infinie d'ordre deux ;
X1 est une entrée du filtre passe-tout à impulsion infinie d'ordre deux.
D'après l'équation (10), les coefficients du numérateur et du dénominateur de A2(z) ont un effet miroir qui est une caractéristique des filtres de type passe-tout. De manière générale, un filtre est considéré comme un quadripole dont les grandeurs d'entrée et de sortie seraient un signal. Ainsi, pour un filtre passe-tout d'ordre deux, une combinaison linéaire existe entre ses deux entrées X1 et X2 d'une part et ses deux sorties Y1 et Y2 d'autre part tel que
Figure imgf000013_0001
Où t11, t12, t21 et t22 sont les coefficients d'une matrice de passage permettant d'obtenir les sorties Y1 et Y2 des fonctions de transfert Ai et A2 à partir des entrées X1 et X2 des fonctions de transfert Ai et A2.
La fonction de transfert qui fait le lien entre la sortie Y1 et l'entrée X1 est notée A2(z) avec l'indice « 2 » indiquant le degré de la fonction polynomiale du dénominateur de A2(z) tel que:
Figure imgf000013_0002
La fonction de transfert qui fait le lien entre la sortie Y2 et l'entrée X2 est notée A1(z) avec l'indice « 1 » indiquant le degré de la fonction polynomiale du dénominateur de A1(z) tel que :
Figure imgf000013_0003
Un synoptique de l'équation (11 ) est illustré en figure 3. Cette figure 3 représente un quadripole exprimant la sortie Y1 en fonction de l'entrée X1. Ce synoptique schématise la relation entre les coefficients t11, t12, t21, t22 et les fonctions de transfert A1(z) et A2(z) comme exprimé dans les équations (11 ) à (13). Une approche d'impédance a été choisie pour déterminer tous les différents gains.
La fonction de transfert A2(z) est ensuite exprimée en fonction de la fonction de transfert A1(z) de la façon suivante :
Figure imgf000013_0004
L'équation (10) s'exprime désormais de la façon suivante :
Figure imgf000013_0005
La fonction de transfert A2(z) s'exprime alors en fonction de A1(z) de la façon suivante :
Figure imgf000013_0006
Avec :
Figure imgf000014_0001
tel que A0(z) = 1.
Par indentification entre les équations (14) et (16), il est obtenu :
Figure imgf000014_0002
Un lien existant entre Y1, Xi, Y2 et X2 est alors déterminé tel que :
Figure imgf000014_0003
avec σ1 = k2(XA — z-1)X2.
La figure 4 illustre un synoptique du filtre passe-tout à structure lattice. Plus particulièrement, dans cette figure 4, l'équation (16) est représentée sous forme de synoptique.
Cette figure 4 est obtenue en identifiant le lien entre Y1 et X1. Y1 représente la sortie du filtre passe bande et correspond à l'harmonique souhaité. X1 représente l'entrée du filtre passe bande et correspond au courant ix. Y2 et X2 sont des variables intermédiaires pour un calcul interne qui permet d'avoir Y1 en fonction de X1. Tout ce qu'il y a entre X1 et Y1 correspond à la structure du filtre passe bande exprimée dans l'équation (16). Cette figure 4 illustre bien un filtre d'ordre deux puisque l'on retrouve deux multiplications dans ce synoptique. On retrouve également les termes de l'équation (16), c'est-à-dire le gain k2, la variable discrète z-1 et la fonction de transfert A1(z) et les relations entre ces termes par rapport à X1 et Y1.
La figure 5 illustre le synoptique de la figure 4 où le terme A1(z) a été explicité grâce à l'équation (17). Ainsi, ce synoptique comprend une première partie et une seconde partie. La première partie correspond au synoptique représenté en figure 4 et la seconde partie représente le synoptique associé à A1(z) qui d'après l'équation (17) s'exprime en fonction du gain k1 et de la variable discrète z-1. Les relations arithmétiques entre ces termes sont codifiées par l'emploi du signe « + » ou d'un point « • » exprimant, quant à lui, une multiplication.
Le filtre passe bande développé ici est à la base d'un filtre passe tout qui laisse passer toutes les fréquences. A travers un filtre passe tout, deux filtres peuvent être constitués : un filtre passe bande qui laisse l'harmonique souhaité et un filtre coupe bande qui coupe l'harmonique souhaité. Ces deux filtres sont basés sur une structure commune qui s'appelle filtre passe tout. Ainsi, le filtre passe bande total est déduit.
La sortie du filtre passe-bande notée YFPB est ensuite exprimée de la façon suivante :
Figure imgf000014_0004
Avec YFPB = HFPB (z)XFPB .
Où HFPB est une entrée du filtre passe-bande. La figure 6 illustre une structure globale du filtre adaptatif à structure optimisée. L'harmonique est déduit par la différence entre la sortie du filtre Y1 et l'entrée mesurée Xi. Entre l'entrée mesurée X1 et la sortie du filtre Y1 intervient un filtre passe tout adaptatif et d'ordre deux à structure optimisée 10. Tout ce qui se trouve entre ix et correspond au premier module 6 de détection harmonique et plus précisément schématise un filtre passe-bande adaptatif à structure optimisée.
La figure 7 est un graphique illustrant la variation de la fenêtre du filtre variant en fonction de la vitesse. La vitesse, et donc la fréquence f illustrée en abscisse, varie de 10Hz à 1.1 kHz. En ordonnée de ce graphique est tracé le gain en décibel 11 de l'équation (20).
Chaque courbe 12a, 14a, 16a, 18a, 20a, 22a, 24a, 26a, 28a, 30a, 32a illustre une vitesse de rotation de la machine. Le gain est maximal à une seule fréquence et se réduit pour les autres fréquences. Ce gain maximal est signifié par un pic que l'on observe pour chaque courbe. En outre, ce gain maximal varie en fonction de la vitesse de rotation du moteur. Ainsi, plus la vitesse augmente, plus ce gain maximal se déplace vers les fréquences élevées. Ce graphique montre bien le caractère adaptatif du filtre passe bande.
La figure 8 est un graphique illustrant une phase cp exprimée en degré (°) en fonction de la fréquence f en kHz. On constate qu'à chaque fréquence, c'est-à-dire pour chaque courbe 12b, 14b, 16b, 18b, 20b, 22b, 24b, 26b, 28b, 30b, 32b, où le gain est maximal illustré en figure 7 correspond à une baisse de la phase passant de 90° à -90°. Par ailleurs, plus la fréquence est élevée, plus ce passage de 90° à -90° est rapide.
Une fois qu'un signal filtré i* est obtenu, une deuxième étape consistant à calculer la norme du signal filtré est réalisée.
Le signal filtré est un vecteur bidimensionnel composé de id (sur l'axe d) et iq (sur l'axe q) dont le module n'est autre que la norme deux de ce vecteur. La norme deux du vecteur est
Figure imgf000015_0004
donnée par la racine carrée de sa première composante continue au carré sommée à la
Figure imgf000015_0002
deuxième composante continue au carré. En d'autres termes, cette norme s'écrit de la
Figure imgf000015_0003
façon suivante :
Figure imgf000015_0001
L'objectif recherché ici est d'obtenir la valeur moyenne.
Dans le premier étage de filtrage explicité précédemment, des résidus haute fréquence d'autres harmoniques restent présents dans le signal filtré Ces résidus sont proches de la
Figure imgf000015_0005
raie d'harmonique à sélectionner, même si les amplitudes de ces résidus d'harmoniques sont faibles. Pour s'affranchir de cela, l'amplitude calculée est lissée afin d'obtenir une amplitude qui n'oscille pas. Pour cela, un filtre passe bas d'ordre deux est utilisé afin de ne pas créer un retard. Ce filtre passe bas créera une réponse rapide et ne générera pas beaucoup de déphasage. En effet, un signal constant est filtré et le signal généré en sortie ne doit pas être retardé.
Une partie utile de l'information restant après ce filtrage des résidus haute-fréquence est notée Cette partie utile de l'information est ainsi exprimée de la façon suivante : où est le filtre passe-bas d'ordre deux tel que :
Figure imgf000016_0001
Où :
Y(s) est la sortie et U(s) est l'entrée du filtre passe bas d'ordre deux ; s est une variable discrète ; ai et ao sont deux coefficients.
Ainsi, en équation différentielle nous obtenons : où | | est la sortie, est l'entrée, sont les coefficients du
Figure imgf000016_0002
filtre passe-bas.
La figure 9 est un synoptique du filtre passe bas d'ordre deux. Ce synoptique est obtenu à partir des calculs présentés en équations (26) et (27). Il illustre la fonction de transfert reliant la sortie y avec l'entrée u exprimée en fonction des deux coefficients du filtre passe-bas ao et ai. Le signe " f " précise que l'on effectue une intégration et les signes « + » et « - » précise que respectivement une addition ou une soustraction est réalisée.
Une quatrième étape et dernière étape consiste à comparer la partie utile de l'information
Figure imgf000016_0004
à un seuil de déclenchement de défaut. Ce seuil est fixé par l'utilisateur et est dépendant de l'application ou du cas d'étude. Le défaut est présent seulement si le critère est supérieur
Figure imgf000016_0003
au seuil fixé par l'utilisateur.
La figure 10 illustre les courants en ampère (A) id et iq en fonction du temps t en seconde (s). A t compris entre 0,47s et 0,5s, les courants id et iq sont constants : id = 0A et iq = -500A. Cela signifie qu'il n'y a pas de défaut. A un temps t=0,5s, un défaut est créé et les courants id et iq ne sont alors plus constants. En effet, une composante alternative se rajoute à la valeur constante initiale. Les courants id et iq oscillent autour d'une valeur qui est différente de la valeur précédente. Le courant iq oscille autour de -350A et id oscille autour d'une valeur proche de OA mais non égale à OA. C'est une indication qu'il y a un défaut de court-circuit présent dans le système.
En utilisant les opérations décrites précédemment, on peut obtenir comme illustré en figure 11 , l'amplitude des harmoniques détectées 34 en ampère (A) en fonction du temps t en seconde (s). Avant que le défaut 36 n'apparaisse, c'est-à-dire pour t compris entre 0,47s et 0,5s, l'amplitude est nulle. Une fois que le défaut est apparu, c'est-à-dire à t=0 ,5s, l'amplitude augmente jusqu'à atteindre une valeur de 150A.
Ainsi, cette approche numérique est simple, facilement implémentable, efficace et surtout adaptative. Par adaptative, il est entendu que l'algorithme s'adapte pour chaque point de fonctionnement (couple, vitesse par exemple). Cet algorithme n'est donc pas figé sur un seul point de fonctionnement. Ainsi, si la machine passe à un autre point de fonctionnement en cours de vitesse, l'algorithme du présent document sera capable de s'adapter à cet autre point.
Cette approche numérique adaptative permet donc de s'adapter au point de fonctionnement de la machine et d'être indépendante du régime de fonctionnement et des paramètres de fonctionnement de cette machine.

Claims

REVENDICATIONS Procédé de détection de défauts de court-circuit interspires statoriques d'une machine électrique comportant les étapes consistant à : mesurer un vecteur courant (ix) et une vitesse de rotation d'un rotor de la machine électrique (ωelec ) dans un premier repère (abc) tridimensionnel ; exprimer le vecteur courant (ix) dans un deuxième repère (αβ) bidimensionnel défini par un premier changement de base, par un vecteur courant (iαβ) ; exprimer le vecteur courant (iαβ) dans un troisième repère (dq) bidimensionnel défini par un deuxième changement de base par un vecteur courant (idq), le troisième repère tournant par rapport au deuxième repère (αβ) ; détecter un rang d'harmonique à partir des courants mesurés (idq) et la vitesse de rotation d'un rotor de la machine électrique (ωelec ) afin d'obtenir un signal
Figure imgf000018_0004
filtrer, par un filtre passe bande adaptatif dépendant de (ωelec ), ledit signal afin
Figure imgf000018_0003
d'obtenir un signal filtré ; calculer une norme dudit signal filtré de façon à obtenir un signal filtré et normé filtrer des résidus hautes fréquences du signal filtré et normé par un filtre passe-
Figure imgf000018_0007
bas d'ordre deux afin d'obtenir une partie utile de l'information
Figure imgf000018_0006
comparer la partie utile de l'information à un seuil de déclenchement de défaut
Figure imgf000018_0005
de court-circuit ; exprimer un défaut de court-circuit si la partie utile de l'information dépasse ledit
Figure imgf000018_0001
seuil de déclenchement de défaut de court-circuit. Procédé de détection de défauts de court-circuit selon la revendication 1 , dans lequel le filtre passe bande adaptatif est un filtre à impulsion infinie et est défini par la fonction de transfert dans le domaine discret HFPB(Z) suivante :
Figure imgf000018_0002
Où :
Go est le gain statique du filtre passe-bande; ai et 32 sont deux coefficients à déterminer; Procédé de détection de défauts de court-circuit selon l'une des revendications précédentes, dans lequel le filtre passe bande adaptatif s'écrit sous la forme généralisée suivante :
Figure imgf000019_0001
Où :
Go est le gain statique du filtre passe-bande; ωelec = 2πfelec où felec est la fréquence électrique de rotation du rotor du moteur électrique ; h est le rang d'harmonique à détecter ; k1 et k2 sont deux gains ; r est un rayon d'un cercle unitaire dans un espace discret tel que r≤1 .
4. Procédé de détection de défauts de court-circuit selon la revendication 3, dans lequel les deux gains k1 et k2sont définis comme suit :
Figure imgf000019_0002
5. Procédé de détection de défauts de court-circuit selon l'une des revendications précédentes, dans lequel ledit filtre passe bande adaptatif comprend une structure de filtre passe-tout comprenant la relation suivante :
Figure imgf000019_0003
avec YFPB = HFPB (z)XFPB où :
YFPB est une sortie du filtre passe bande ;
X1 est une entrée d'une fonction de transfert Ai notée A1(z) ;
Y1 est une sortie de la fonction de transfert Ai notée A1(z) ;
- HFPB est une entrée du filtre passe-bande. et où A2(Z) s'exprime en fonction de A1(z) de la façon suivante :
Figure imgf000019_0004
où ki est un gain.
6. Procédé de détection de défauts de court-circuit selon la revendication 5, dans lequel ledit filtre passe tout comporte un filtre à réponse infinie avec une structure lattice comprenant les relations suivantes :
Figure imgf000019_0005
où tu , ti2, t2i et t22 sont les coefficients d'une matrice de passage configurés pour obtenir la sortie Y1 de la fonction de transfert Ai et la sortie Y2 de la fonction de transfert A2, l'entrée
X1 et la sortie Y1 de la fonction de transfert Ai et l'entrée X2et la sortie Y2 de la fonction de transfert A2 étant reliés par les relations suivantes :
Figure imgf000020_0001
avec σ1 = k2(XA — z_1)X2. Procédé de détection de défauts de court-circuit selon l'une des revendications précédentes, dans lequel la partie utile de l'information est exprimée de la façon suivante :
Figure imgf000020_0002
où est un filtre passe-bas d'ordre deux.
Figure imgf000020_0004
Procédé de détection de défauts de court-circuit selon la revendication 8, dans lequel le filtre passe bas d'ordre deux est défini comme suit :
Figure imgf000020_0003
Où :
Y(s) est la sortie et ll(s) est l'entrée du filtre passe bas d'ordre deux ; ai et ao sont deux coefficients.
PCT/FR2022/050022 2021-01-14 2022-01-05 Détection de défauts de court-circuit interspires statoriques d'une machine électrique WO2022152993A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FRFR2100331 2021-01-14
FR2100331A FR3118806B1 (fr) 2021-01-14 2021-01-14 Détection de défauts de court-circuit interspires statoriques d’une machine électrique

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2022152993A1 true WO2022152993A1 (fr) 2022-07-21

Family

ID=76375116

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/FR2022/050022 WO2022152993A1 (fr) 2021-01-14 2022-01-05 Détection de défauts de court-circuit interspires statoriques d'une machine électrique

Country Status (2)

Country Link
FR (1) FR3118806B1 (fr)
WO (1) WO2022152993A1 (fr)

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20180095134A1 (en) * 2016-10-05 2018-04-05 Rolls-Royce Plc Brushless synchronous generator stator winding fault

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20180095134A1 (en) * 2016-10-05 2018-04-05 Rolls-Royce Plc Brushless synchronous generator stator winding fault

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HUANG SHAOPO ET AL: "Robust Inter-turn Short-circuit Detection in PMSMs with Respect to Current Controller Bandwidth", 2019 IEEE ENERGY CONVERSION CONGRESS AND EXPOSITION (ECCE), IEEE, 29 September 2019 (2019-09-29), pages 3897 - 3904, XP033666293, DOI: 10.1109/ECCE.2019.8912474 *
LIANGLIANG HAO ET AL: "Steady-State Calculation and Online Monitoring of Interturn Short Circuit of Field Windings in Synchronous Machines", IEEE TRANSACTIONS ON ENERGY CONVERSION, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, US, vol. 27, no. 1, 1 March 2012 (2012-03-01), pages 128 - 138, XP011418673, ISSN: 0885-8969, DOI: 10.1109/TEC.2011.2169264 *
SALEH S A ET AL: "Phaselet-Based Method for Detecting Electric Faults in $3\phi$ Induction Motor Drives-Part I: Analysis and Development", IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, US, vol. 53, no. 3, 1 May 2017 (2017-05-01), pages 2976 - 2987, XP011650197, ISSN: 0093-9994, [retrieved on 20170518], DOI: 10.1109/TIA.2016.2608945 *
WANG BO ET AL: "A Novel Stator Turn Fault Detection Technique by Using Equivalent High Frequency Impedance", IEEE ACCESS, IEEE, USA, vol. 8, 14 July 2020 (2020-07-14), pages 130540 - 130550, XP011800808, DOI: 10.1109/ACCESS.2020.3009109 *

Also Published As

Publication number Publication date
FR3118806B1 (fr) 2023-01-06
FR3118806A1 (fr) 2022-07-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
PL181121B1 (pl) Sposób lokalizacji jednofazowego zwarcia do ziemi w sieci rozdzielczej mocy
EP3001524B1 (fr) Détection directionnelle de défaut terre dans un réseau de distribution électrique
FR2865038A1 (fr) Dispositif de mesure d&#39;un vecteur synchrome
EP0053069B1 (fr) Procédé pour déterminer la direction de l&#39;origine d&#39;une perturbation affectant un élément d&#39;un réseau de transport d&#39;énergie électrique
EP2816363B1 (fr) Procédé et dispositif de détection d&#39;arc électrique
FR2936319A1 (fr) Detection directionnelle d&#39;un defaut a la terre par correlation lineaire
EP0038259B1 (fr) Procédé d&#39;identification de phases en défaut dans un réseau de distribution électrique
FR2692693A1 (fr) Dispositif de commande d&#39;un moteur asynchrone.
EP2695274B1 (fr) Chaine d&#39;entrainement comprenant une machine électrique doublement alimentée et un filtre coupe-bande connecté entre un convertisseur continu-alternatif et le rotor de la machine
EP1470625A1 (fr) Procede de detection de saturation dans un transformateur de couorant
EP2909909B1 (fr) Système de protection d&#39;une pluralité de sources de tension continues
WO2022152993A1 (fr) Détection de défauts de court-circuit interspires statoriques d&#39;une machine électrique
FR3037658A1 (fr) Procede et dispositif de detection d&#39;un defaut dans un reseau electrique
EP1845383B1 (fr) Procédé de détection de saturation d&#39;un transformateur de courant
EP0812059A1 (fr) Procédé de contrÔle commande d&#39;une machine tournante, système d&#39;asservissement pour mettre en oeuvre ledit procédé, machine tournante pourvue d&#39;un tel système
EP2756592B1 (fr) Procédé de commande d&#39;un interrupteur commande pilotant l&#39;alimentation d&#39;un moteur électrique
EP0465384B1 (fr) Déclencheur électronique comportant une fonction long retard améliorée
EP3552033A1 (fr) Installation de diagnostic d&#39;une machine électrique
EP0678960B1 (fr) Procédé et dispositif de correction d&#39;un signal de courant
EP1686682A1 (fr) Procédé et système de limitation du courant en sortie d&#39;un variateur de vitesse fonctionnant selon une loi de commande U/F.
EP2937987B1 (fr) Procédé et dispositif de commande pour système de démarrage progressif de moteur exploitant une mesure de la derivée du courant
EP4113131B1 (fr) Estimation, malgre une fraude, de la puissance consommee sur une phase
EP2796885B1 (fr) Procédé et dispositif de détermination d&#39;une énergie électrique consommée par une installation électrique
FR2842959A1 (fr) Dispositif et procede de protection contre les surintensites dans une armoire de distribution d&#39;energie electrique
FR2810117A1 (fr) Procede de detection de defauts resistants

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 22704401

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 22704401

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1