EP1470625A1 - Procede de detection de saturation dans un transformateur de couorant - Google Patents

Procede de detection de saturation dans un transformateur de couorant

Info

Publication number
EP1470625A1
EP1470625A1 EP20030709899 EP03709899A EP1470625A1 EP 1470625 A1 EP1470625 A1 EP 1470625A1 EP 20030709899 EP20030709899 EP 20030709899 EP 03709899 A EP03709899 A EP 03709899A EP 1470625 A1 EP1470625 A1 EP 1470625A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
saturation
flux
threshold
transformer
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP20030709899
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
René Les Clauzades ALLAIN
Jean Philippe Puy
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
General Electric Technology GmbH
Schneider Electric Energy France SAS
Original Assignee
Areva T&D SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Areva T&D SAS filed Critical Areva T&D SAS
Publication of EP1470625A1 publication Critical patent/EP1470625A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H1/00—Details of emergency protective circuit arrangements
    • H02H1/04—Arrangements for preventing response to transient abnormal conditions, e.g. to lightning or to short duration over voltage or oscillations; Damping the influence of dc component by short circuits in ac networks
    • H02H1/046—Arrangements for preventing response to transient abnormal conditions, e.g. to lightning or to short duration over voltage or oscillations; Damping the influence of dc component by short circuits in ac networks upon detecting saturation of current transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H6/00—Emergency protective circuit arrangements responsive to undesired changes from normal non-electric working conditions using simulators of the apparatus being protected, e.g. using thermal images
    • H02H6/005—Emergency protective circuit arrangements responsive to undesired changes from normal non-electric working conditions using simulators of the apparatus being protected, e.g. using thermal images using digital thermal images

Definitions

  • the invention relates to a method for detecting saturation in a current transformer, based on the association of several saturation criteria making it possible to detect a saturation phase when these criteria are satisfied simultaneously.
  • the method implements digital processing of samples obtained by a measurement with low-pass filtering of the secondary current of the transformer to eliminate the harmonics.
  • a conventional current transformer is generally permanently affected by a residual flux, this flux therefore being present at the time of the first acquisition of a current measurement.
  • This means that the secondary circuit of the transformer has retained a magnetic flux corresponding to the last value (possibly attenuated) of the flow of current flowing through this secondary circuit at the time when a previous measurement was interrupted.
  • the phenomenon of remanence of the magnetic flux is well known and is linked to the ferromagnetic properties of the transformer core. Recall that a magnetic flux is an algebraic quantity, which can therefore take positive or negative values.
  • the absolute value of these two extreme values of the remanent flux can be defined as a certain percentage of a maximum value S max of current flow beyond which the linearity of the response of the transformer is no longer ensured. .
  • This value S max can be considered as a maximum flux threshold, and the same value of opposite sign designated by S m j_ n can be considered as a minimum flux threshold. Any current transformer can thus be classified according to this threshold percentage. For example, a class called TPY corresponds to a percentage of 20%, and therefore the maximum value ⁇ _rem_haut that the residual flux of a TPY transformer can take is equal to 20% of the threshold S max of maximum flux.
  • the possible saturation phenomena pose serious problems.
  • the measurement error of a current transformer during a saturation phase can cause an inadvertent triggering of the system. This can in particular occur in the event of a fault (such as a short circuit) external to the busbar zone to which the system is assigned, which leads to untimely opening of the circuit breakers protecting the zone and therefore a constraint for the operator. It is therefore important to be able to detect as quickly as possible the appearance of a saturation regime of a transformer associated with the protection system, in order to inhibit the triggering of this system during the periods during which the secondary current of the transformer has a significant distortion compared to the primary current.
  • relatively durable saturation regime is understood to mean a succession of close saturation phases, also called saturation slots in the following, and spanning a duration greater than the signal period. primary current. Reference may be made to FIGS. 10 and 11 of the present for the representation of such saturation slots.
  • the triggering of the protection system must be inhibited over the duration of a saturation window. It is therefore particularly desirable that the duration of a slot be as short as possible and that two consecutive slots be separated by a time interval corresponding to a phase of unsaturation. During such an unsaturation phase, the secondary current is approximately proportional to the primary current and the protection system is thus informed by sufficiently reliable current measurements to be able to locate the location of the fault.
  • An objective targeted by most of the existing methods for processing the secondary current signal for detecting transformer saturation phases is to be able to detect the start and end of such a phase as quickly as possible, and therefore to be able to determine with sufficient reliability the saturation slots during a saturated operating mode of the transformer.
  • patent document DE 3 938 154 is a method of detecting saturation using vectorial calculations on current rotary vectors. This method, as well as examples of implementation applied to a digital differential protection system, are disclosed in more detail in the following publication: HOSEMANN G ET AL, "Modal saturation detector for digital differential protection", IEEE Transactions on Power Delivery , New York, vol. 8 no. 3, July 1, 1993.
  • a patent saturation detection method based on the continuous determination of the absolute values of the secondary current and its derivative is also known from patent document EP 0 506 035. values being compared with appropriate threshold criteria allowing the recognition of significant distortions of the secondary current signal when these criteria are satisfied simultaneously.
  • An objective of the invention is to provide a reliable, efficient and economical method for determining saturation slots during a saturated oncturing regime of a current transformer.
  • the method described below is particularly economical in particular in terms of computing power compared to other recent methods, since it does not require reconstruction of the primary current signal. It also makes it possible to save on the cost of current transformers which are used in a protection system, by making it possible to specify transformers less efficient than usual and to operate them at the limits of their real performances.
  • the method according to the invention also aims to guarantee good stability of the differential protection in the event of a fault occurring outside the monitoring zone of this protection system.
  • the subject of the invention is a method of detecting saturation in a current transformer, based on the association of at least two saturation criteria making it possible to detect a saturation phase when said criteria are satisfied simultaneously, putting implementing digital processing of samples obtained by a measurement with low-pass filtering of the secondary current of the transformer in order to eliminate the harmonics therefrom, this transformer being affected by a residual flux of indefinite positive or negative value, characterized in that a first saturation criterion takes into account the calculation of an instantaneous prediction error which is a function of the difference between the measured secondary current and the predicted secondary current using a mathematical model, in that a second criterion of saturation takes into account the instantaneous algebraic flux calculated by integration of the secondary current sampled by comparing this algebraic flow with a positive threshold as well as with a negative threshold, and in that this comparison is initialized by exaggerating the probabilities of satisfying this second criterion of saturation at the beginning of the measurement in particular by an overestimation of the absolute value of the residual flux from the transformer
  • a relative prediction error is calculated by performing the ratio between the standard deviation of the absolute value of the instantaneous prediction error and the deviation type of the absolute value of the measured current, the first saturation criterion being satisfied as soon as this relative error is greater than a given percentage.
  • the relative position of the instantaneous algebraic flow with respect to at least one of the positive or negative thresholds is corrected if the threshold in question is crossed by this flux algebraic in the absence of saturation, the correction consisting notably in decreasing in absolute value at least one extreme value of the residual flux.
  • a saturation phase is established if at least one of the thresholds is crossed by the algebraic flow while the first saturation criterion is simultaneously satisfied.
  • FIG. 1 represents a conventional electrical modeling of a current transformer.
  • FIG. 2 represents a saturated secondary current signal, showing the distortion with respect to the predicted unsaturated secondary current signal.
  • FIG. 3 illustrates the sampling of a saturated secondary current signal, and shows the calculation at using a mathematical model of the unsaturated predicted signal and calculating the instantaneous prediction error.
  • FIG. 4 represents the sampled measurements of a secondary current signal superimposed on the corresponding primary current signal, passing from an unsaturated regime to a saturated regime.
  • FIG. 5 represents the variations of the instantaneous algebraic flow of secondary current measured, this flow being calculated from sampled measurements of the secondary current signal represented in FIG. 4, and represents the saturation threshold S max beyond which the linearity of the transformer response is no longer guaranteed.
  • FIG. 6 represents the curves of the two extreme flows which surround the real instantaneous current flow, these extreme flows being calculated from the algebraic flow of FIG. 5 taking into account the extreme values which surround the residual flux.
  • FIG. 7 represents the two extreme fluxes of FIG. 6, the continuous components of which have been corrected in the event of a saturation threshold being exceeded outside of a transformer saturation regime.
  • Figures 8, 8a and 8b illustrate a method of comparison and flux correction, outside the saturation regime, equivalent to that illustrated in Figures 6 and 7.
  • FIG. 9 simultaneously represents the sampled measurements of a saturated secondary current signal, a prediction error curve obtained from these measurements using the mathematical model illustrated in FIG. 3, the corresponding relative prediction error curve , and logic signals translating the verification of a saturation criterion.
  • FIG. 10 represents a diagram illustrating the method used in the invention for determining saturation phases of a current transformer.
  • FIG. 11 graphically represents the implementation of the method used in the invention for determining the saturation slots of a transformer passing from a normal regime at saturated regime, applied to a concrete example of sampled measurements of the transformer secondary current.
  • FIG. 12 graphically represents the implementation of the method used in the invention, applied to another example of sampled measurements of the secondary current of a transformer.
  • Figure 1 the classic electrical modeling shown for any current transformer uses only common components such as resistors and inductors.
  • the transformer primary is characterized by its resistance Rp and by its inductance Lp.
  • a magnetizing inductance L ⁇ is present at the intermediate part of the transformer.
  • the transformer secondary is characterized by its resistance R s .
  • the input current present at the transformer primary is called i p and the output current available at the secondary is called i s .
  • the instantaneous magnetic flux of the secondary current is by definition equal to the flux )mes ⁇ t) that we measure in calculating the area of the secondary current as a function of time multiplied by the resistance R s of the secondary.
  • This calculation is detailed further in Figure 5.
  • a saturated secondary current signal i s is represented on its fundamental period T Q , showing the distortion with respect to the unsaturated signal î s which can be predicted by sinusoidal extrapolation. It can be seen that even in the presence of a saturated regime, there are brief phases of unsaturation of durations typically less than a quarter of a period, during which the secondary current has an almost sinusoidal shape and is therefore approximately proportional to the primary current. These unsaturation phases are all the shorter the higher the saturation of the transformer. As mentioned above, it is particularly desirable that consecutive saturation slots detected during a saturated transformer speed be determined with sufficient precision to appear separated by time intervals which correspond to these brief phases of unsaturation.
  • a saturated secondary current signal is sampled with a sampling frequency l / T e to obtain a series of digital values Y ⁇ for example coded on 16 bits. It is clearly seen that a very pronounced saturation phase begins between the instants corresponding respectively to the samples k-1 and k, these instants being separated by a duration equal to the sampling period T e of the signal.
  • a value ⁇ k of the unsaturated signal î s for a sample k is predicted using a mathematical model of sinusoidal extrapolation. This model is preferably based on a second order self-regressive method with fixed coefficients, but nothing prohibits using another method or using this method with an order greater than two if the available computing power allows it. .
  • the fixed coefficients A ⁇ _ and A 2 are preferably chosen respectively equal to
  • the prediction error is zero or almost zero if the current transformer is not saturated and if the primary current is not disturbed at the time of the measurement.
  • the secondary current i s measured and the secondary current î s predicted are then identical.
  • the prediction error will deviate from zero if a phase of saturation or disturbance of the primary current appears.
  • the prediction error deviates from zero, this does not necessarily mean that the transformer is saturated. Indeed, in the event of a fault appearing in the network surrounding the transformer, a discontinuity may appear on the primary current signal of the transformer and be reflected on the secondary current signal, thus causing the appearance of a prediction error peak. In general, a rapid change of phase and amplitude at the high voltage level does not necessarily imply saturation of the transformer. It follows from the above that the prediction error does not constitute a sufficient criterion in itself to conclude with certainty that the current transformer is saturated.
  • a second saturation criterion must be applied in parallel with the calculation of the prediction error in order to detect saturation with certainty, and this second criterion must take into account the magnetic flux present in the secondary circuit of the current transformer .
  • a saturation of a transformer appears when the real magnetic flux in the secondary circuit exceeds in absolute value a maximum flux threshold S max .
  • the second saturation criterion alone would be sufficient to conclude that the actual flux as well as the maximum flux threshold could be determined with precision.
  • it is practically impossible to have a sufficiently reliable determination of these quantities as explained in the following.
  • the maximum flux threshold for a given transformer its real value is not known precisely in the absence of prior measurement. Indeed, the characteristics announced by the manufacturers of transformers are systematically as a precaution lower than the actual performance of these devices, and may even sometimes be far below these actual performances. To this uncertainty is also added the fact that the maximum flux threshold is proportional to the resistance R s of the secondary circuit of the transformer, this resistance not being known with precision since it depends in particular on the secondary current measurement devices which are connected to the secondary circuit.
  • the real flux is estimated with an uncertainty which is a function of the magnetic remanence characteristics of the current transformer, due to the uncertainty on the real value of the remanent flux.
  • FIG 4 the sampled measurements of a secondary current signal i s are shown in superposition with the corresponding primary current signal Ip during an unsaturated regime of a current transformer.
  • this secondary current signal undergoes a low-pass filtering to eliminate harmonics.
  • the first sample is acquired at a time close to 80 signal sampling periods, on a time scale whose origin is arbitrary.
  • a strong symmetrical fault current is established at the level of the primary circuit, causing a significant increase in the amplitude of the primary current Ip.
  • the transformer goes into saturated mode, regime during which saturation phases are established for which the secondary current i s has a strong distortion compared to the primary current Ip.
  • the curve of the measured flux ⁇ me s varies sinusoidally with the same fundamental period as the secondary current i s , and has a phase shift of ⁇ / 2 with respect to the curve of i s .
  • the flow measured presents an extremum when the current i s goes through zero.
  • the measured flux presents brief phases during which it remains substantially constant, hence a shape in trays of the extremes of this flux. These phases correspond approximately to the real saturation slots of the transformer, slots which one wishes to determine with precision.
  • the reading of the plates of the extremes of the flux makes it possible to define saturation thresholds S max and S m; [ n with the same absolute value and opposite signs, so that any extremum of the flux is greater in absolute value than the threshold value S max .
  • the saturation thresholds s max and s min represented correspond substantially to the real limits of response linearity of the transformer.
  • the low excursion margin of the low flux ie the absolute value of the difference between the negative saturation threshold S m _ n and the minimum value of the low flux, is much smaller than the low excursion margin of the measured flux ⁇ m es •
  • the hypothesis of a negative remanent flux equal to the extreme value ⁇ _rem_bas amounts to considerably increasing the risks of saturation, since a slight increase in the amplitude of the secondary current i s could be enough to increase the amplitude of the real flux so as to make it cross the negative saturation threshold.
  • this hypothesis remains valid in this example since the low flux does not cross the negative saturation threshold in the absence of saturation.
  • the remanent flux must at most be equal to a positive value r_rem_max such that the high excursion margin of the estimated real flux is almost zero, and similarly be at least equal to a negative value ⁇ _rem_ min such that the excursion margin low of the estimated real flux is almost zero.
  • FIG. 7 illustrates a method according to the invention for refining the estimate of the residual flux outside the saturation regime, which is equivalent to refining the estimate of the real flux.
  • the recognition of an unsaturated operating mode of the transformer is carried out by constantly checking that the first saturation criterion based on the calculation of the prediction error is not satisfied. As explained above, one can be certain of an absence of saturation if the prediction error on the secondary current signal is less in absolute value than a threshold close to zero.
  • This method can of course be applied analogously to correct the low flux if the latter has a minimum below the negative saturation threshold S m -j_ n .
  • ⁇ _Min a corrected low flux designated by ⁇ _Min in what follows and equal to the sum ⁇ _bas + ⁇ -.
  • the correction of the relative position of the high flow or the low flow compared to a respectively positive or negative saturation threshold results by the calculation of a corrected high or low flux ⁇ _Max or ⁇ _Min of which at least one extremum is tangent to the saturation threshold considered, so as not to cross this threshold in the absence of saturation.
  • the correction of the position of an extreme flux relative to a saturation threshold therefore amounts to supposing that the saturation limit of the estimated actual flux is reached without being exceeded, that is to say that the margin of excursion is high or low. of this estimated flow is reduced to zero.
  • the algorithms for recognizing extremes of the measured flux for the correction of the high flux or of the low flux consist in verifying out of saturation the following relationships for three successive samples k-2, k-1, and k of the measured flux: estunminimum flux flux as (k-1) - S m i n and or
  • ⁇ _haut (k-1) is a maximum of high flux
  • the absolute value of a saturation threshold is to reduce the excursion margin of the estimated real flux, in a similar way to what happens when the absolute value of the remanent flux of the transformer is overestimated, which is equivalent to exaggerating the probabilities of crossing of the saturation threshold by the flux at the beginning of the measurement. It is thus possible to satisfy the second saturation criterion which takes into account the magnetic flux, while the first saturation criterion based on the instantaneous prediction error is not satisfied. However, as explained above, it is not realistic to observe the crossing of a saturation threshold if the first saturation criterion is not satisfied, since this condition implies an absence of saturation phase.
  • the relative position of the high flux ⁇ _haut compared to the saturation threshold S max is equivalent to that of the measured flux ⁇ m es P ar compared to the reduced saturation threshold S +, and that in particular the excess of high flux ⁇ + is also calculated as an excess of the measured flux ⁇ mes P ar compared to the reduced threshold S +.
  • the relative position of the measured flux with respect to the reduced positive saturation threshold S + is corrected for the fact that this threshold is crossed by the flux in the absence of saturation.
  • the two correction methods presented are therefore equivalent. In particular, they amount to decreasing in absolute value at least one extreme value of the residual flux.
  • the correction is equivalent to decreasing the positive value ⁇ _rem_haut since this value is excessive by a quantity of flux ⁇ + which can be determined using one or the other of these methods.
  • this method for correcting the relative position of the measured flux with respect to a positive or negative saturation threshold results in the calculation of a corrected flux respectively F max or F m; ⁇ _ n of which at least one extremum is tangent to the considered saturation threshold.
  • the algorithms for recognizing extremes of the measured flux are similar to those described for the first correction method.
  • This corrected positive threshold can be used to be compared to the measured flux in order to establish whether the second saturation criterion is satisfied.
  • a corrected negative threshold S'- S m -j_ n - ⁇ __rem_bas + ⁇ -, which can be different from the threshold S '+ in absolute value. It is understood that it is not necessary in this case to define two flows F max and F m -j_ n , since only the measured flow must be compared with the corrected thresholds S '+ and S'- for the application of the second saturation criterion.
  • the first two curves simultaneously represent the sampled measurements Y k of a saturated secondary current signal i s and a prediction error curve DDYj () obtained from these measurements using the mathematical model illustrated in Figure 3.
  • the prediction error curve has very narrow positive and negative peaks.
  • such smoothing consists in performing the calculation of a relative prediction error, of positive sign, defined as the ratio between the standard deviation ⁇
  • a standard deviation is by definition equal to the square root of the variance, the latter being defined as the arithmetic mean of the squares of the deviations from the mean.
  • the calculation of a standard deviation for an instantaneous prediction error D (Y k ) takes into account the calculation of the standard deviation performed for the instantaneous prediction error D (Y k _ ⁇ ) of the sample of previous current.
  • the prediction error signal can be smoothed by any other appropriate calculation method, without departing from the scope of the invention.
  • the distortion phases of the secondary current signal i s are characterized by bumps of the relative prediction error signal, bumps which are much wider than the corresponding peaks of the prediction error signal.
  • this first saturation criterion which takes into account the calculation of an instantaneous prediction error must be associated with the second saturation criterion which takes into account the calculation of the algebraic flux, in order to allow the detection of a phase saturation of transformer when these criteria are met simultaneously.
  • the method of associating these two criteria is summarized by the logic diagram in Figure 10.
  • FIGS. 11 and 12 Concrete examples of application of the saturation detection method according to the invention are shown in FIGS. 11 and 12.
  • a first window represents the curve of the sampled secondary current signal i s of a transformer passing from a normal regime to a saturated regime.
  • the first sample is acquired at a time noted tg.
  • the fundamental period of the primary current is equal to 50 Hz, and the transition to saturated mode is here caused by an eightfold increase in the amplitude of this current.
  • an aperiodic component appears on the primary current with a time constant equal to 60 ms.
  • a second window represents the relative prediction error curve ⁇ r calculated as shown in the example in FIG. 9.
  • a threshold S Q corresponding to a percentage of relative error close to zero is defined empirically.
  • a third window represents the curve of the measured flux ⁇ mes calculated by integration of the secondary current, as explained in figure 5. Because this current i s has just started a negative half-cycle shortly before time to, it is logical that the calculation by integration produces a curve ⁇ me s whose most values are negative.
  • S + S max - ⁇ _rem_haut
  • the S + and S- saturation thresholds are set at the beginning of the measurement, provided to be able to inform the processing system with an estimate of s saturation max threshold beyond which the linearity of the transformer response is no longer ensured.
  • saturation slots corresponding to a so-called positive saturation of the transformer can be determined as soon as the measured flux exceeds the positive threshold.
  • the first two slots of positive saturation are shown hatched in a fourth window in the figure, and correspond to the simultaneous satisfaction of the following two saturation criteria:
  • the first slot appears at an instant t s which marks the start of the saturation regime, and ends at an instant t pe which marks the start of a short phase of unsaturation during which the protection system is authorized to use the current measurements supplied by the transformer despite the saturated transformer speed.
  • a fifth window firstly represents the curve of the measured flux ⁇ me s as well as the negative saturation threshold S- fixed at the start of the measurement, the latter
  • the sample corresponding to the first minimum of the measured flux is detected at fifteen sampling periods after the instant tg marking the
  • the first two slots of negative saturation are shown hatched in a sixth window in the figure, and correspond to the simultaneous satisfaction of the following two saturation criteria:
  • the first negative saturation window appears at an instant tp e + ⁇ and marks the end of the first phase of no saturation following the first slot of positive saturation, the value ⁇ corresponding to the short duration of this phase of unsaturation.
  • the saturation slots each have a duration which is less than the fundamental period of the primary current, with the exception here of the first slot.
  • the duration of a time slot is as short as possible, and in particular remains less than the fundamental period of the current. This condition reflects the need to be able to activate the protection system with which the transformer is associated as quickly as possible in the event of an internal fault in the zone monitored by this system, including in the event that transformer saturation occurs during this internal fault.
  • the saturation detection method according to the invention generates an erroneous saturation slot just before the measured flux is adapted relative to the negative threshold.
  • the logical condition "( ⁇ mes ⁇ S-) AND ( ⁇ r >SQ)" is verified here for a very short time at the beginning of the measurement, when there is no real saturation of the transformer at the moment. Because of its very short duration compared to the fundamental period of the current, this erroneous slot has no annoying effect on the operation of the protection system.
  • the fact that the duration of the first saturation slot exceeds that of the fundamental period of the current is caused by the relatively long duration of the time constant of the aperiodic which appears on the primary current.
  • a time constant here equal to 60 ms is indeed much greater than the 20 ms of the fundamental period of a current in 50 Hz. This represents an unfavorable case tending to decrease the performance of the system protection in the event of an internal fault in its surveillance zone during the first saturation window.
  • the average duration of the first saturation slots tends to decrease, in particular the duration of the first slot.
  • FIG. 12 is shown graphically an example more favorable than the previous one for implementing the method according to the invention, in order to determine the saturation slots of a saturated regime of the transformer. It is assumed that the same current transformer is used, and that the primary current without saturation is the same as in the example in FIG. 11. It is also assumed that the transition to saturated mode is caused by an eightfold multiplication of the amplitude of this current. However, we consider here that there is no aperiodic component which appears on the primary current, which amounts to saying that the time constant is zero.
  • the opposite saturation thresholds S + and S- correspond to those of the previous example. Because the secondary current has just begun a positive half just before the acquisition of the first sample, it is logical that the calculation by integration produces a curve ⁇ me that most values are positive. As in the example shown in FIG. 8a, the measured flux must here be adapted with respect to the positive saturation threshold S + and remains unchanged to be compared with the negative saturation threshold S-.
  • the saturation slots are determined in the same way as explained in the previous example, and are represented in a fourth window in FIG. 12. It can be seen that the first slot, which appears at an instant t s marking the start of the saturation regime, is of duration much less than that observed in the previous example and less than the fundamental period of the current. The other saturation slots each have a duration shorter than that of the first.
  • the time interval ⁇ that a phase of unsaturation lasts is comparable to that found in the previous example.
  • a few sampled measurements of the secondary current can be used by the protection system to locate a possible internal fault in the surveillance zone.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Protection Of Transformers (AREA)

Abstract

Le procédé est basé sur l'association d'au moins deux critíres de saturation permettant de détecter une phase de saturation lorsque ces critiíres sont satisfaits simultanément. Il est caractérisé en ce qu'un premier critíre de saturation (Cɛ . sat) prend en compte le calcul d'une erreur instantanée de prédiction ( (Yk)) qui est fonction de l'écart entre le courant secondaire mesuré (is) et le courant secondaire (îs) prédit à l'aide d'un modíle mathématique, et en ce au'un deuxiíme citíre de saturation (CΦ.sat) prend en compte le flux algébrique instantané (Φ.mes) calculé par intégration du courant secondaire échantillonné (Yk) en comparant ce flux algöbrique à un seuil positif (S+, S'+) ainsi qu'à un seuil négatif (S-, S'-). Cette comparison est initialisée en exagérant les probabilitiés de satisfaire le deuxiíme critíre de saturation au commencement de la mesure, notamment par une surestimation (Φ_rem_haut) de la valeur absolue du flux rémanent du transformateur.

Description

Procédé de détection de saturation dans un transformateur de courant .
L'invention se rapporte à un procédé de détection de saturation dans un transformateur de courant, basé sur l'association de plusieurs critères de saturation permettant de détecter une phase de saturation lorsque ces critères sont satisfaits simultanément. Le procédé met en œuvre un traitement numérique d'échantillons obtenus par une mesure avec filtrage passe-bas du courant secondaire du transformateur pour en éliminer les harmoniques.
Un transformateur de courant classique est généralement affecté en permanence d'un flux rémanent, ce flux étant donc présent au moment de la première acquisition d'une mesure de courant. Cela signifie que le circuit secondaire du transformateur a conservé un flux magnétique correspondant à la dernière valeur (éventuellement atténuée) du flux du courant qui traversait ce circuit secondaire au moment où une mesure précédente a été interrompue . Le phénomène de rémanence du flux magnétique est bien connu et est lié aux propriétés ferromagnétiques du noyau du transformateur. On rappelle qu'un flux magnétique est une grandeur algébrique, qui peut donc prendre des valeurs positives ou négatives.
La valeur réelle du flux rémanent affectant un transformateur de courant est indéterminée, et l'incertitude qui en résulte se répercute sur l'estimation du flux réel qui est calculée lors d'une mesure du courant secondaire du transformateur, comme expliqué plus loin. Cette incertitude a toutefois des limites finies: en fonction des caractéristiques du transformateur, et notamment de celles annoncées par le constructeur de cet appareil, on peut définir pour le flux rémanent des valeurs extrêmes qui encadrent de façon certaine sa valeur réelle. Ces valeurs extrêmes, appelées Φ__rem__haut et Φ_rem__bas dans ce qui suit, peuvent être considérées égales en valeur absolue et de signes opposés. Il est évidemment impossible que la valeur réelle du flux rémanent soit simultanément égale à l'une ou l'autre de ces valeurs extrêmes, mais on doit considérer une probabilité égale pour ces deux valeurs en l'absence de mesure préalable. En supposant que le flux rémanent soit égal à une de ces valeurs extrêmes, on surestime par précaution la valeur absolue du flux rémanent . Comme expliqué plus loin, cette précaution présente l'inconvénient d'exagérer les probabilités que l'estimation du flux réel s'écarte de façon excessive de la valeur réelle indéterminée de ce flux, ce qui pose de sérieux problèmes pour déterminer de façon fiable la présence d'une phase de saturation à partir d'une mesure de flux. II est à noter que la valeur absolue de ces deux valeurs extrêmes du flux rémanent peut être définie comme un certain pourcentage d'une valeur maximale Smax de flux de courant au delà de laquelle la linéarité de la réponse du transformateur n'est plus assurée. Cette valeur Smax peut être considérée comme un seuil de flux maximum, et la même valeur de signe opposé désignée par Smj_n peut être considérée comme un seuil de flux minimum. Un transformateur de courant quelconque peut ainsi être classifié en fonction de ce pourcentage de seuil. Par exemple, une classe dite TPY correspond à un pourcentage de 20%, et donc la valeur maximale Φ_rem_haut que peut prendre le flux rémanent d'un transformateur TPY est égale à 20% du seuil Smax de flux maximum.
Parler de phénomène de saturation dans un transformateur de courant revient à dire que la linéarité de sa réponse n'est plus assurée, et donc que le courant secondaire n'est plus systématiquement proportionnel au courant primaire comme c'est le cas en l'absence de saturation. Certaines parties du signal du courant secondaire présentent alors une distorsion plus ou moins importante par rapport à la forme sinusoïdale du courant primaire. Cette perte de linéarité de la réponse du transformateur de courant est due au fait que le dimensionnement de son circuit magnétique est volontairement limité, principalement pour des raisons économiques. Elle apparaît lorsque le flux magnétique dans le circuit secondaire dépasse en valeur absolue le seuil smax de flux maximum mentionné ci-dessus, ce qui se produit dans les cas suivants: " apparition d'une composante apériodique affectant le courant primaire du transformateur, " et/ou augmentation importante de l'amplitude de ce courant primaire (dans le cas d'un fort courant de défaut symétrique) ,
1 et/ou valeur absolue élevée du flux rémanent, ce dernier facteur influant généralement dans le sens d'une augmentation des risques de saturation voire parfois dans le sens d'une diminution de ces risques. Ces facteurs qui provoquent les phénomènes de saturation seront mieux compris à la lecture de ce qui suit, et notamment au vu des explications concernant le calcul d'un flux de courant dans un transformateur.
Pour de nombreux systèmes utilisant des transformateurs de courant, les éventuels phénomènes de saturation posent de sérieux problèmes. Par exemple, dans un système de protection différentielle longitudinale de jeu de barres, l'erreur de mesure d'un transformateur de courant pendant une phase de saturation peut provoquer un déclenchement intempestif du système. Ceci peut notamment survenir en cas de défaut (comme un court-circuit) externe à la zone de jeu de barres à laquelle est affectée le système, ce qui entraîne une ouverture intempestive des disjoncteurs protégeant la zone et donc une contrainte pour 1 ' exploitant . II est alors important de pouvoir détecter au plus vite l'apparition d'un régime de saturation d'un transformateur associé au système de protection, afin d'inhiber le déclenchement de ce système durant les périodes pendant lesquelles le courant secondaire du transformateur présente une distorsion importante par rapport au courant primaire.
Néanmoins, si un régime de saturation relativement durable s'établit, il est tout aussi important de permettre le déclenchement rapide du système de protection en cas d'apparition d'un défaut interne à la zone surveillée par ce système. On entend par régime de saturation relativement durable une succession de phases de saturation rapprochées, aussi appelées créneaux de saturation dans ce qui suit, et s 'étalant sur une durée supérieure à la période du signal de courant primaire. On pourra se reporter aux figures 10 et 11 de la présente pour la représentation de tels créneaux de saturation. Comme expliqué précédemment, le déclenchement du système de protection doit être inhibé sur la durée d'un créneau de saturation. Il est donc particulièrement souhaitable que la durée d'un créneau soit la plus courte possible et que deux créneaux consécutifs soient séparés d'un intervalle de temps correspondant à une phase de non saturation. Pendant telle une phase de non saturation, le courant secondaire est approximativement proportionnel au courant primaire et le système de protection est ainsi renseigné par des mesures de courant suffisamment fiables pour pouvoir localiser l'emplacement du défaut.
Un objectif visé par la plupart des méthodes existantes de traitement du signal de courant secondaire pour la détection de phases de saturation du transformateur est de pouvoir détecter au plus vite le début et la fin d'une telle phase, et par conséquent de pouvoir déterminer avec une fiabilité suffisante les créneaux de saturation lors d'un régime de fonctionnement saturé du transformateur.
On connaît notamment du document de brevet DE 3 938 154 une méthode de détection de saturation à l'aide de calculs vectoriels sur des vecteurs courants rotatifs. Cette méthode, ainsi que des exemples de mise en œuvre appliquée à un système de protection différentielle numérique, sont divulgués plus en détail dans la publication suivante: HOSEMANN G ET AL, "Modal saturation detector for digital differential protection" , IEEE Transactions on Power Delivery, New York, vol .8 n°3, 1 juillet 1993. On connaît encore du document de brevet EP 0 506 035 une méthode de détection de saturation fondée sur la détermination en continu des valeurs absolues du courant secondaire et de sa dérivée, ces valeurs étant comparées à des critères de seuils appropriés permettant la reconnaissance de distorsions importantes du signal de courant secondaire lorsque ces critères sont satisfaits simultanément .
On peut noter que les méthodes précédentes ne cherchent pas à reconstituer le signal du courant primaire à partir du signal du courant secondaire, contrairement à des méthodes plus récentes qui nécessitent d'importants moyens de calcul comme celle décrite dans le document de brevet US 6 072 310.
Un objectif de l'invention est de procurer une méthode fiable, performante et économique permettant de déterminer des créneaux de saturation lors d'un régime de onctionnement saturé d'un transformateur de courant. La méthode décrite ci-après est particulièrement économique notamment en terme de puissance de calcul par rapport à d'autres méthodes récentes, car elle ne nécessite pas de reconstruction du signal de courant primaire. Elle permet en outre de réaliser des économies sur le coût des transformateurs de courant qui sont utilisés dans un système de protection, en permettant de spécifier des transformateurs moins performants qu'à l'habitude et de les exploiter aux limites de leurs performances réelles. Appliquée à des transformateurs de courant dans un système de protection différentielle longitudinale de jeu de barres, la méthode selon l'invention a aussi pour objectif de garantir une bonne stabilité de la protection différentielle en cas de défaut survenant hors de la zone de surveillance de ce système de protection.
A cet effet, l'invention a pour objet un procédé de détection de saturation dans un transformateur de courant, basé sur l'association d'au moins deux critères de saturation permettant de détecter une phase de saturation lorsque lesdits critères sont satisfaits simultanément, mettant en œuvre un traitement numérique d'échantillons obtenus par une mesure avec filtrage passe-bas du courant secondaire du transformateur pour en éliminer les harmoniques, ce transformateur étant affecté d'un flux rémanent de valeur positive ou négative indéterminée, caractérisé en ce qu'un premier critère de saturation prend en compte le calcul d'une erreur instantanée de prédiction qui est fonction de l'écart entre le courant secondaire mesuré et le courant secondaire prédit à l'aide d'un modèle mathématique, en ce qu'un deuxième critère de saturation prend en compte le flux algébrique instantané calculé par intégration du courant secondaire échantillonné en comparant ce flux algébrique à un seuil positif ainsi qu'à un seuil négatif, et en ce que cette comparaison est initialisée en exagérant les probabilités de satisfaire ce deuxième critère de saturation au commencement de la mesure notamment par une surestimation de la valeur absolue du flux rémanent du transformateur .
Dans un mode avantageux de mise en œuvre du procédé de détection de saturation selon l'invention, une erreur de prédiction relative est calculée en effectuant le rapport entre l'écart type de la valeur absolue de l'erreur instantanée de prédiction et l'écart type de la valeur absolue du courant mesuré, le premier critère de saturation étant satisfait dès lors que cette erreur relative est supérieure à un pourcentage donné.
Dans un mode complémentaire avantageux de mise en œuvre du procédé de détection de saturation selon l'invention, la position relative du flux algébrique instantané par rapport à au moins un des seuils positif ou négatif est corrigée si le seuil en question est franchi par ce flux algébrique en l'absence de saturation, la correction consistant notamment à diminuer en valeur absolue au moins une valeur extrême du flux rémanent. Une phase de saturation est établie si au moins un des seuils est franchi par le flux algébrique alors que le premier critère de saturation est simultanément satisfait .
L'invention, ses caractéristiques et ses avantages, sont précisés dans la description qui suit en rapport avec les figures ci dessous. La figure 1 représente une modélisation électrique classique d'un transformateur de courant.
La figure 2 représente un signal de courant secondaire saturé, en faisant apparaître la distorsion par rapport au signal de courant secondaire prédit non saturé . La figure 3 illustre l'échantillonnage d'un signal de courant secondaire saturé, et fait apparaître le calcul à l'aide d'un modèle mathématique du signal prédit non saturé ainsi que le calcul de l'erreur instantanée de prédiction.
La figure 4 représente les mesures échantillonnées d'un signal de courant secondaire en superposition avec le signal de courant primaire correspondant, en passant d'un régime non saturé à un régime saturé .
La figure 5 représente les variations du flux algébrique instantané de courant secondaire mesuré, ce flux étant calculé à partir des mesures échantillonnées du signal de courant secondaire représenté à la figure 4, et représente le seuil de saturation Smax au delà duquel la linéarité de la réponse du transformateur n'est plus assurée.
La figure 6 représente les courbes des deux flux extrêmes qui encadrent le flux réel de courant instantané, ces flux extrêmes étant calculés à partir du flux algébrique de la figure 5 en tenant compte des valeurs extrêmes qui encadrent le flux rémanent .
La figure 7 représente les deux flux extrêmes de la figure 6, dont les composantes continues ont été corrigées en cas de dépassement d'un seuil de saturation en dehors d'un régime de saturation du transformateur.
Les figures 8, 8a et 8b illustrent une méthode de comparaison et de correction de flux, hors régime de saturation, équivalente à celle illustrée sur les figures 6 et 7.
La figure 9 représente simultanément les mesures échantillonnées d'un signal de courant secondaire saturé, une courbe d'erreur de prédiction obtenue à partir de ces mesures en utilisant le modèle mathématique illustré à la figure 3, la courbe d'erreur de prédiction relative correspondante, et des signaux logiques traduisant la vérification d'un critère de saturation.
La figure 10 représente un diagramme illustrant la méthode utilisée dans l'invention pour déterminer des phases de saturation d'un transformateur de courant.
La figure 11 représente graphiquement la mise en œuvre de la méthode utilisée dans l'invention pour déterminer les créneaux de saturation d'un transformateur passant d'un régime normal à un régime saturé, appliquée à un exemple concret de mesures échantillonnées du courant secondaire du transformateur.
La figure 12 représente graphiquement la mise en œuvre de la méthode utilisée dans l'invention, appliquée à un autre exemple de mesures échantillonnées du courant secondaire d'un transformateur.
Figure 1, la modélisation électrique classique représentée pour un transformateur de courant quelconque n'utilise que des composants usuels tels que des résistances et des inductances. Le primaire du transformateur est caractérisé par sa résistance Rp et par son inductance Lp .
Au niveau de la partie intermédiaire du transformateur, une inductance magnétisante Lμ est présente. Le secondaire du transformateur est caractérisé par sa résistance Rs . Le courant d'entrée présent au primaire du transformateur est appelé ip et le courant de sortie disponible au secondaire est appelé is. D'autre part, dans la partie intermédiaire du circuit, il est également présent un courant magnétisant noté iμ .
En supposant que la valeur em du flux rémanent du transformateur soit nulle au moment où débute une mesure en continu du courant secondaire is , le flux magnétique instantané du courant secondaire est par définition égal au flux Φmes^t) que l'on mesure en calculant la surface du courant secondaire en fonction du temps multipliée par la résistance Rs du secondaire. Ce calcul est détaillé plus loin à la figure 5. Toutefois, le flux rémanent étant généralement différent de zéro, il faut ajouter au flux mesuré la valeur em our obtenir le flux magnétique instantané réel, comme le montre l'équation classique suivante : φréel (t) = Φmes (fc) + Φrem = Lμ x iμ (fc) •
Ainsi, le flux rémanent peut être vu comme une partie de la composante continue du flux réel, ce qui explique pourquoi une incertitude sur la valeur du flux rémanent se répercute sur l'estimation de ce flux réel. Figure 2, un signal de courant secondaire is saturé est représenté sur sa période fondamentale TQ, en faisant apparaître la distorsion par rapport au signal non saturé îs qui peut être prédit par extrapolation sinusoïdale. On peut constater que même en présence d'un régime saturé, il existe de brèves phases de non saturation de durées typiquement inférieures à un quart de période, durant lesquelles le courant secondaire présente une forme quasi sinusoïdale et est donc approximativement proportionnel au courant primaire. Ces phases de non saturation sont d'autant plus brèves que la saturation du transformateur est importante. Comme évoqué précédemment, il est particulièrement souhaitable que des créneaux de saturation consécutifs détectés pendant un régime saturé du transformateur soient déterminés avec une précision suffisante pour apparaître séparés d'intervalles de temps qui correspondent à ces brèves phases de non saturation.
Figure 3, un signal de courant secondaire saturé est échantillonné avec une fréquence d'échantillonnage l/Te pour obtenir une série de valeurs numériques Y^ par exemple codées sur 16 bits. On voit nettement qu'une phase de saturation très prononcée débute entre les instants correspondant respectivement aux échantillons k-1 et k, ces instants étant séparée d'une durée égale à la période Te d'échantillonnage du signal. Selon l'invention, une valeur Ϋk du signal non saturé îs pour un échantillon k est prédite à l'aide d'un modèle mathématique d'extrapolation sinusoïdale. Ce modèle est préférablement basé sur une méthode auto régressive de deuxième ordre à coefficients fixes, mais rien n'interdit d'utiliser une autre méthode ou d'utiliser cette méthode avec un ordre supérieur à deux si la puissance de calcul disponible l'y autorise.
Avec un ordre égal à deux, une valeur Ϋ^ dépend de la valeur Y^- du signal mesuré pour l'échantillon k-1 ainsi que de la valeur Yk-2 du signal mesuré pour l'échantillon k-2, selon la formule suivante: Ϋk = A2xYk-2 + !XYk_ !
Les coefficients fixes Aι_ et A2 sont de préférence choisis respectivement égaux à
2 cos(2π TO/Te) et -1, de sorte que la relation devient: Ϋk = 2 cos(2π TO/Te) Y^-i -Yk-2
Selon un mode de calcul avantageux, seul l'échantillon k qui suit une mesure d'un échantillon k-1 du courant secondaire is est prédit afin de limiter la puissance de calcul nécessaire. On ne peut donc pas considérer que l'on effectue la reconstitution d'un signal de courant îs a partir du signal is détérioré par la saturation. A la connaissance de la demanderesse, la méthode de modélisation ci-dessus n'a jamais été employée pour prédire un signal à partir de valeurs d'un signal de courant tronqué par une saturation.
La prédiction de la valeur d'un échantillon k qui suit une mesure d'un échantillon k-1 du courant secondaire is est suffisante pour définir une erreur instantanée de prédiction DDDY]ς) égale à la différence algébrique entre la valeur Yk mesurée et la valeur Yk prédite pour cet échantillon k. On a donc la relation D(Y ) = Yk -Yk , qui traduit le fait que cette erreur instantanée de prédiction est fonction de l'écart entre le courant secondaire is mesuré à un instant donné et le courant secondaire îs prédit pour cet instant grâce à des mesures antérieures .
On peut déduire de ce qui précède que 1 ' erreur de prédiction est nulle ou quasiment nulle si le transformateur de courant n'est pas saturé et si le courant primaire n'est pas perturbé à 1 ' instant de la mesure . Le courant secondaire is mesuré et le courant secondaire îs prédit sont alors identiques. Inversement, l'erreur de prédiction va s'écarter de zéro si une phase de saturation ou de perturbation du courant primaire apparaît .
L'apparition d'une phase de saturation implique nécessairement une augmentation de la valeur absolue de l'erreur de prédiction, généralement brusque. Ceci signifie qu'on peut être certain d'une absence de saturation si cette erreur de prédiction est inférieure en valeur absolue à un seuil proche de zéro. En pratique, on verra dans ce qui suit qu'un lissage de l'erreur de prédiction est souhaitable pour pouvoir définir de façon efficace un tel seuil.
Par contre, si l'erreur de prédiction s'écarte de zéro, cela ne signifie pas nécessairement une saturation du transformateur. En effet, en cas d'apparition d'un défaut dans le réseau qui environne le transformateur, une discontinuité peut apparaître sur le signal de courant primaire du transformateur et se répercuter sur le signal de courant secondaire, provoquant ainsi l'apparition d'un pic d'erreur de prédiction. De façon générale, un changement rapide de phase et d'amplitude au niveau de la haute tension n'implique pas nécessairement une saturation du transformateur . II découle de ce qui précède que l'erreur de prédiction ne constitue pas un critère suffisant à lui seul pour conclure avec certitude à une saturation d'un transformateur de courant .
Selon l'invention, un deuxième critère de saturation doit être appliqué parallèlement au calcul de l'erreur de prédiction afin de détecter une saturation avec certitude, et ce deuxième critère doit prendre en compte le flux magnétique présent dans le circuit secondaire du transformateur de courant . Comme introduit précédemment, une saturation d'un transformateur apparaît lorsque le flux magnétique réel dans le circuit secondaire dépasse en valeur absolue un seuil de flux maximum Smax. Le deuxième critère de saturation serait suffisant à lui seul pour conclure à une saturation si le flux réel ainsi que le seuil de flux maximum pouvaient être déterminés avec précision. Mais il est en pratique quasiment impossible d'avoir une détermination suffisamment fiable de ces grandeurs, comme expliqué dans ce qui suit.
En ce qui concerne le seuil de flux maximum pour un transformateur donné, sa valeur réelle n'est pas connue de façon précise en l'absence de mesure préalable. En effet, les caractéristiques annoncées par les fabricants de transformateurs sont par précaution systématiquement inférieures aux performances effectives de ces appareils, et peuvent même être parfois très en dessous de ces performances réelles. A cette incertitude s'ajoute aussi le fait que le seuil de flux maximum est proportionnel à la résistance Rs du circuit secondaire du transformateur, cette résistance n'étant pas connue avec précision car dépendant notamment des appareillages de mesure du courant secondaire qui sont reliés au circuit secondaire.
Enfin, comme expliqué précédemment, le flux réel est estimé avec une incertitude qui est fonction des caractéristiques de rêmanence magnétique du transformateur de courant, du fait de l'incertitude sur la valeur réelle du flux rémanent .
Il découle de ce qui précède que l'écart instantané entre le flux réel et le seuil de flux maximum ne peut être estimé qu'avec une incertitude relativement importante. Dans ce qui suit, nous définissons par marge d'excursion respectivement haute et basse du flux réel la valeur absolue de la différence respectivement entre un maximum algébrique du flux réel estimé et le seuil de flux maximum et entre un minimum algébrique du flux réel estimé et le seuil de flux minimum. On considère que ces marges d'excursion haute et basse n'ont un sens qu'en l'absence de saturation. Ainsi, les risques de saturation du transformateur sont d'autant plus importants que la marge d'excursion haute ou basse est réduite, et la limite de saturation est atteinte lorsque cette marge devient nulle. Du fait des incertitudes mentionnées ci-dessus, la marge d'excursion haute ou basse du flux réel estimé est trop imprécise pour pouvoir reconnaître avec certitude l'apparition d'une phase de saturation.
Ces considérations sont illustrées par des exemples concrets sur les figures 4 à 6.
Figure 4, les mesures échantillonnées d'un signal de courant secondaire is sont représentées en superposition avec le signal de courant primaire Ip correspondant pendant un régime non saturé d'un transformateur de courant. De façon classique, ce signal de courant secondaire subit un filtrage passe-bas pour en éliminer les harmoniques. On observe que le premier échantillon est acquis à un instant voisin de 80 périodes d'échantillonnage du signal, sur une échelle de temps dont l'origine est arbitraire. A un instant donné marquant la fin du régime non saturé, un fort courant de défaut symétrique s'établit au niveau du circuit primaire, provoquant une augmentation importante de l'amplitude du courant primaire Ip . Le transformateur passe en régime saturé, régime durant lequel s'établissent des phases de saturation pour lesquelles le courant secondaire is présente une forte distorsion par rapport au courant primaire Ip.
Figure 5, les valeurs algébriques du flux magnétique instantané mesuré Φmes (t) sont calculées en effectuant la surface du courant secondaire is en fonction du temps multipliée par la résistance Rs du secondaire, ce qui s'exprime par la formule suivante: t
ΦmesO ≈ ^C Λ 0
En pratique, on réalise de façon classique l'intégration des valeurs échantillonnées Yk du courant secondaire par l'utilisation d'un filtre intégrateur numérique du premier ordre, ce qui revient à effectuer une méthode dite des trapèzes qui se traduit par la formule suivante: t N
$is(t)dt = ∑ (Yk +Yk_1)χ e /2
0 Jfc≈l On peut ainsi calculer les échantillons Φmes (k) du flux mesuré :
En régime non saturé, la courbe du flux mesuré Φmes varie de façon sinusoïdale avec la même période fondamentale que le courant secondaire is, et présente un déphasage de π/2 par rapport à la courbe de is . On peut remarquer que le flux mesuré présente un extremum lorsque le courant is passe par zéro.
Au cours du régime saturé du transformateur, on observe sur la figure que le flux mesuré présente de brèves phases pendant lesquelles il reste sensiblement constant, d'où une forme en plateaux des extremums de ce flux. Ces phases correspondent approximativement aux créneaux de saturation réelle du transformateur, créneaux que l'on souhaite déterminer avec précision. Le relevé des plateaux des extremums du flux permet de définir des seuils de saturation Smax et Sm;[n de même valeur absolue et de signes opposés, de façon à ce que tout extremum du flux soit supérieur en valeur absolue à la valeur de seuil Smax. Dans ce qui suit jusqu'aux commentaires de la figure 7, on considère pour simplifier les explications que les seuils de saturation smax et smin représentés correspondent sensiblement aux limites réelles de linéarité de réponse du transformateur.
Ainsi qu'expliqué précédemment, il faut ajouter au flux mesuré la valeur du flux rémanent pour obtenir le flux réel . Compte tenu de l'incertitude sur le flux rémanent, on peut définir deux flux algébriques extrêmes, appelés respectivement flux haut et flux bas dans ce qui suit et désignés par Φ_haut et Φ_bas, de façon à être certain d'encadrer le flux réel à chaque instant. Sur la figure 6 sont représentées en l'absence de saturation les courbes des flux extrêmes haut et bas qui encadrent le flux réel de courant . Ces deux flux haut et bas sont calculés à partir du flux mesuré Φ es <3U^- est représenté sur la figure 5 en lui ajoutant les valeurs extrêmes opposées qui encadrent le flux rémanent : f Φ_haut = Φmes + Φ_rem_haut [_ Φ_bas = Φmes + Φ_rem_bas
Il apparaît dans l'exemple de la figure 6 que la marge d'excursion basse du flux bas, c'est à dire la valeur absolue de la différence entre le seuil négatif de saturation Sm_n et la valeur minimum du flux bas, est bien plus petite que la marge d'excursion basse du flux mesuré Φmes • Ainsi, l'hypothèse d'un flux rémanent négatif égal à la valeur extrême Φ_rem_bas revient à augmenter considérablement les risques de saturation, puisque une faible augmentation de l'amplitude du courant secondaire is pourrait suffire à augmenter l'amplitude du flux réel de façon à lui faire franchir le seuil négatif de saturation. Toutefois, cette hypothèse reste valable dans cet exemple puisque le flux bas ne franchit pas le seuil négatif de saturation en l'absence de saturation. A l'opposé, il apparaît que le flux haut dépasse nettement le seuil positif de saturation Smax, jusqu'à atteindre un maximum pour lequel la valeur de l'excès de flux par rapport au seuil est désignée par ΔΦ+ sur la figure. Comme il n'est pas possible que le flux haut dépasse ce seuil positif Smax en l'absence de saturation, ceci implique que l'hypothèse d'un flux rémanent positif égal à la valeur extrême Φ_rem_haut est irréaliste. La précaution consistant à surestimer la limite supérieure positive du flux rémanent est donc à posteriori excessive dans ce cas concret .
Le flux rémanent doit au plus être égal à une valeur positive Φ_rem_max telle que la marge d'excursion haute du flux réel estimé soit quasiment nulle, et de façon analogue être au minimum égal à une valeur négative Φ_rem_ min telle que la marge d'excursion basse du flux réel estimé soit quasiment nulle. Ces deux conditions impliquent que la surestimation effectuée à priori sur la valeur absolue du flux rémanent doit éventuellement être corrigée au cours des mesures du flux, de façon à affiner l'estimation du flux rémanent par la correction de l'une et/ou l'autre des deux valeurs limites qui l'encadrent.
Cette correction est effectuée uniquement en cas d'excès d'au moins un flux algébrique extrême Φ_haut ou Φ_bas par rapport à un seuil de saturation Smax ou Smin. De même que l'on désigne par ΔΦ+ la valeur absolue d'un excès de flux haut par rapport au seuil positif Smax, on désignera par ΔΦ- la valeur absolue d'un excès de flux bas par rapport au seuil négatif Smj_n dans ce qui suit. Définir un excès de flux ΔΦ+ ou ΔΦ- n'a de sens qu'en cas de franchissement d'un seuil de saturation positif ou négatif par un flux haut ou bas. Toutefois, pour la cohérence de ce qui suit, on considère qu'un excès de flux est défini comme nul en l'absence de franchissement d'un seuil de saturation.
Sur la figure 7 est illustrée une méthode selon l'invention pour affiner l'estimation du flux rémanent hors régime de saturation, ce qui équivaut à affiner l'estimation du flux réel. En pratique, la reconnaissance d'un régime de fonctionnement non saturé du transformateur est effectuée en vérifiant en permanence que le premier critère de saturation basé sur le calcul de l'erreur de prédiction n'est pas satisfait. Comme expliqué précédemment, on peut être certain d'une absence de saturation si l'erreur de prédiction sur le signal de courant secondaire est inférieure en valeur absolue à un seuil proche de zéro.
Tant que cette condition est vérifiée, et à la condition supplémentaire de détecter un excès d'un flux extrême Φ_haut ou Φ_bas par rapport à un seuil de saturation Smax ou Sm;i_n , des algorithmes de reconnaissance d' extremums du flux mesuré sont appliqués aux valeurs échantillonnées Φ es (k) du flux mesuré. Ces algorithmes permettent de déterminer en temps réel un instant correspondant à un maximum du flux haut ou à un minimum du flux bas, et de procéder notamment au calcul de 1 ' excès de flux ΔΦ+ ou ΔΦ- à cet instant .
Dans le cas représenté sur la figure où seul le flux haut doit être corrigé, la méthode de correction utilisée peut se résumer par la relation suivante:
CORRECTION
• calcul d'un flux haut corrigé: (et donc d'un maximum du flux haut) . Φ_Max = Φ_haut - ΔΦ+
Cette méthode peut bien entendu s'appliquer de façon analogue pour corriger le flux bas si ce dernier présente un minimum inférieur au seuil de saturation négatif Sm-j_n. En calculant la valeur absolue ΔΦ- de l'excès de flux bas pour ce minimum, on peut définir un flux bas corrigé désigné par Φ_Min dans ce qui suit et égal à la somme Φ_bas + ΔΦ-.
De façon générale, 1 ' affinement du flux réel se traduit par les relations suivantes :
Φ Min < Φréel < Φ Max avec Φ_Max = Φ_haut - ΔΦ+ Φ Min = Φ bas + ΔΦ- Ainsi, la correction de la position relative du flux haut ou du flux bas par rapport à un seuil de saturation respectivement positif ou négatif se traduit par le calcul d'un flux haut ou bas corrigé Φ_Max ou Φ_Min dont au moins un extremum est tangent au seuil de saturation considéré, de façon à ne pas franchir ce seuil en l'absence de saturation. La correction de la position d'un flux extrême par rapport à un seuil de saturation équivaut donc à supposer que la limite de saturation du flux réel estimé est atteinte sans être dépassée, c'est à dire que la marge d'excursion haute ou basse de ce flux estimé est réduite à zéro.
Comme expliqué ci-dessus, l'affinement de l'estimation du flux réel revient à corriger l'une et/ou l'autre des deux valeurs limites qui encadrent le flux rémanent. On désigne par Φ_rem_max et Φ_rem_min les limites corrigées respectivement supérieure et inférieure du flux rémanent, la valeur indéterminée de ce dernier étant désignée par Φrem. L'affinement du flux rémanent se traduit par les relations suivantes :
Φ_rem_min < Φrem < Φ_rem_max avec Φ_rem_max = Φ_rem_h.aut - ΔΦ+ Φ rem min = Φ rem bas + ΔΦ-.
De préférence, les algorithmes de reconnaissance d' extremums du flux mesuré pour la correction du flux haut ou du flux bas consistent à vérifier hors saturation les relations suivantes pour trois échantillons successifs k-2, k-1, et k du flux mesuré: estunminimum de fluxbas as (k-1) - Smin et/ou
Φ_haut (k-1) > Smax
Φ_haut (k-1) est un maximum de flux haut
Φmes (k-D - Φmes (k"2 )=^ ΔΦ+ = ΦJtiaut (k-1) - Smax Φmes(k) -Φmes (k-D <0
Comme mentionné précédemment aux commentaires de la figure 5, on a considéré dans ce qui précède que la valeur absolue Smax d'un seuil de saturation, choisie de façon empirique, correspond sensiblement aux limites réelles de linéarité de réponse du transformateur. Cependant, il a aussi été mentionné que cette valeur Smax n'est pas connue de façon précise en l'absence de mesure préalable, et que son estimation est nécessairement en dessous de la valeur correspondant aux limites réelles du transformateur.
Sous-estimer de la sorte la valeur absolue d'un seuil de saturation revient à réduire la marge d'excursion du flux réel estimé, de façon analogue à ce qui se produit lorsque on surestime la valeur absolue du flux rémanent du transformateur, ce qui équivaut à exagérer les probabilités de franchissement du seuil de saturation par le flux au commencement de la mesure. Il est ainsi possible de satisfaire le deuxième critère de saturation qui prend en compte le flux magnétique, alors que le premier critère de saturation basé sur l'erreur instantanée de prédiction n'est pas satisfait. Or, comme expliqué précédemment, il n'est pas réaliste d'observer le franchissement d'un seuil de saturation si le premier critère de saturation n'est pas satisfait, puisque cette condition implique une absence de phase de saturation.
La correction de la position relative du flux haut ou du flux bas par rapport à un seuil de saturation permet d'adopter une hypothèse plausible dans laquelle aucun seuil n'est franchi en l'absence de saturation. Cette correction est toutefois pessimiste en terme de risque de saturation, puisque la marge d'excursion haute et/ou basse du flux réel est alors estimée nulle.
La méthode qui vient d'être exposée pour la comparaison et la correction des flux extrêmes haut et bas par rapport aux seuils de saturation, hors régime de saturation, peut être simplifiée de façon à ne pas introduire ces deux flux extrêmes. Bien entendu, la méthode simplifiée qui suit est complètement équivalente à la précédente en termes d'hypothèses de départ et de correction effectuée. Sur la figure 8 apparaît la courbe du flux mesuré Φ es telle que représentée à la figure 5, hors régime de saturation. Les seuils de saturation Smax et Smj_n définis précédemment sont représentés en pointillés. En se reportant à la figure 6, il apparaît clairement que la comparaison des flux extrêmes haut et bas par rapport aux seuils de saturation peut aussi être effectuée à partir du seul flux mesuré, à condition de définir des seuils de saturation réduits à partir des seuils opposés Smax et Smj_n. Il suffit de diminuer la valeur absolue Smax de ces seuils en lui retranchant la valeur positive extrême Φ_rem_haut possible pour le flux rémanent .
Comme illustré sur les figures 8a et 8b, on définit des seuils de saturation réduits S+ et S- tels que: J" S+ = Smax - Φ_rem_haut 1 S- = Sm±n - Φ_rem_bas
On peut par exemple constater que la position relative du flux haut Φ_haut par rapport au seuil de saturation Smax est équivalente à celle du flux mesuré Φmes Par rapport au seuil de saturation réduit S+, et qu'en particulier l'excès de flux haut ΔΦ+ se calcule aussi comme un excès du flux mesuré Φmes Par rapport au seuil réduit S+.
De même que pour le flux haut corrigé sur la figure 7, la position relative du flux mesuré par rapport au seuil de saturation positif réduit S+ est corrigée du fait que ce seuil est franchi par le flux en l'absence de saturation. Les deux méthodes de correction exposées sont donc équivalentes. Elles reviennent notamment à diminuer en valeur absolue au moins une valeur extrême du flux rémanent. Dans l'exemple illustré, la correction équivaut à diminuer la valeur positive Φ_rem_haut puisque cette valeur est excessive d'une quantité de flux ΔΦ+ qui peut être déterminée à l'aide de l'une ou l'autre de ces méthodes.
De façon analogue a la première méthode de correction illustrée par la figure 7, cette méthode pour corriger la position relative du flux mesuré par rapport à un seuil de saturation positif ou négatif se traduit par le calcul d'un flux corrigé respectivement Fmax ou Fm;ι_n dont au moins un extremum est tangent au seuil de saturation considéré. Ce calcul est résumé par les relations suivantes: f Fmax = Φmes ~ ΔΦ+ \ Fmin = Φmes + ΔΦ-. De préférence, les algorithmes de reconnaissance d' extremums du flux mesuré sont analogues à ceux décrits pour la première méthode de correction.
Des deux méthodes équivalentes exposées précédemment, on comprend que le traitement effectué permet la correction de la position relative d'un flux par rapport à un seuil de saturation. On peut alors parler d'adaptation mutuelle entre un flux et un seuil. Dans les exemples qui précèdent, on a considéré que les seuils de saturation Smax et Sm-j_n ou encore S+ et S- sont fixés au commencement de la mesure, et qu'une correction de flux consiste à adapter le flux à un seuil qui reste fixe.
Sans sortir du cadre de l'invention, on peut aussi bien effectuer une correction de la position d'un seuil par rapport au flux mesuré en l'absence de saturation, de façon à adapter mutuellement le seuil et le flux mesuré pour obtenir un résultat équivalent à ce qui est réalisé par les méthodes précédentes. Par exemple, sur la figure 8a, le seuil S+ fixé au commencement de la mesure peut être augmenté pour être adapté au flux mesuré. En effet, plutôt que de diminuer le flux mesuré pour le rendre tangent au seuil fixe S+, on peut définir un seuil positif S ' + corrigé en augmentant le seuil S+ de la quantité d'excès de flux ΔΦ+, ce qui se traduit par la relation suivante: S'+ = Smax - Φ_rem_haut + ΔΦ+ .
Ce seuil positif corrigé peut être utilisé pour être comparé au flux mesuré afin d'établir si le deuxième critère de saturation est satisfait. De façon analogue, on peut définir un seuil négatif corrigé S'- = Sm-j_n - Φ__rem_bas + ΔΦ-, qui peut être différent du seuil S ' + en valeur absolue. On comprend qu'il n'est pas nécessaire dans ce cas de définir deux flux Fmax et Fm-j_n, puisque seul le flux mesuré doit être comparé aux seuils corrigés S'+ et S'- pour l'application du deuxième critère de saturation.
Sur la figure 9, les deux premières courbes représentent simultanément les mesures échantillonnées Yk d'un signal de courant secondaire is saturé et une courbe d'erreur de prédiction DDYjç) obtenue à partir de ces mesures en utilisant le modèle mathématique illustré à la figure 3. On constate que la courbe d'erreur de prédiction présente des pics positifs et négatifs très étroits.
Comme expliqué précédemment, on peut être certain d'une absence de saturation si 1 ' erreur de prédiction est inférieure en valeur absolue à un seuil proche de zéro. On voit sur la courbe DDYk) qu'il est difficile de fixer un seuil permettant de définir de façon fiable des phases de non saturation du transformateur, en raison des pics étroits du signal. Il y a de forts risques d'obtenir des phases de non saturation trop longues par rapport aux phases réellement non saturées pour lesquelles le signal présente une forme quasiment sinusoïdale. Afin de pouvoir définir un seuil qui permette de déterminer de façon plus fine les phases de non saturation et inversement les phases de distorsion du signal, il est souhaitable en pratique de procéder à un lissage de l'erreur de prédiction.
De préférence, un tel lissage consiste à effectuer le calcul d'une erreur de prédiction relative, de signe positif, définie comme le rapport entre l'écart type σ|ϋ(Y) | de la valeur absolue de l'erreur instantanée de prédiction et l'écart type σ | Y | de la valeur absolue du courant mesuré, un écart type pouvant éventuellement être pondéré par un coefficient ou par une fonction exponentielle. On rappelle qu'un écart type est par définition égal à la racine carrée de la variance, cette dernière étant définie comme la moyenne arithmétique des carrés des écarts à la moyenne. En pratique, le calcul d'un écart type pour une erreur instantanée de prédiction D(Yk) prend en compte le calcul de l'écart type réalisé pour l'erreur instantanée de prédiction D(Yk_χ) de l'échantillon de courant précédent. Pour estimer la moyenne arithmétique, on utilise de préférence un filtre numérique récurrent du premier ordre sur une fenêtre glissante qui encadre un nombre d'échantillons donné significatif. Bien entendu, le signal d'erreur de prédiction pourra être lissé par toute autre méthode de calcul appropriée, sans sortir du cadre de l'invention.
Sur la courbe obtenue par ce calcul, on peut constater que le signal a été très sensiblement lissé par rapport au signal d'erreur de prédiction, et ne présente ainsi plus de pics étroits. Les phases de distorsion du signal de courant secondaire is sont caractérisées par des bosses du signal d'erreur de prédiction relative, bosses qui sont bien plus larges que les pics correspondants du signal d'erreur de prédiction.
Il est ainsi possible de fixer de façon empirique un seuil positif SQ permettant de définir de façon fiable des phases de non saturation du transformateur ainsi que des phases pendant lesquelles une saturation réelle du transformateur est hautement probable. Le premier critère de saturation, désigné par Cε sa^ sur les figures 9 et suivantes, est satisfait dès lors que l'erreur de prédiction relative est supérieure à ce seuil. Cette condition se traduit sur la figure 9 par des signaux logiques désignés par l'événement "Cε sa = 1".
Selon l'invention, ce premier critère de saturation qui prend en compte le calcul d'une erreur instantanée de prédiction doit être associé au deuxième critère de saturation qui prend en compte le calcul du flux algébrique, afin de permettre la détection d'une phase de saturation du transformateur lorsque ces critères sont satisfaits simultanément. La méthode d'association de ces deux critères est résumée par le diagramme logique de la figure 10.
Figure 10, on désigne par εr l'erreur de prédiction relative calculée comme dans l'exemple de la figure 9. On désigne de même par Cφsa^ le deuxième critère de saturation, et par "cΦsat=1" l'événement correspondant au franchissement d'au moins un seuil de saturation positif ou négatif par un flux calculé. En se reportant à ce qui est illustré sur les figures 8, 8a et 8b, on comprend que l'événement "Cφsat=l" correspond pour cet exemple à la condition logique " (Fmax > S+) OU (Fmj_n < S-) " .
Des exemples concrets d'application du procédé de détection de saturation selon l'invention sont représentés aux figures 11 et 12.
Figure 11, une première fenêtre représente la courbe du signal de courant secondaire échantillonné is d'un transformateur passant d'un régime normal à un régime saturé. Le premier échantillon est acquis à un instant noté tg. La période fondamentale du courant primaire est égale à 50 Hz, et le passage en régime saturé est ici provoqué par une multiplication par huit de l'amplitude de ce courant. De plus, on suppose qu'une composante apériodique apparaît sur le courant primaire avec une constante de temps égale à 60 ms.
Une seconde fenêtre représente la courbe d'erreur de prédiction relative εr calculée comme indiqué dans l'exemple de la figure 9. Un seuil SQ correspondant à un pourcentage d'erreur relative proche de zéro est défini de façon empirique .
Une troisième fenêtre représente la courbe du flux mesuré Φmes calculé par intégration du courant secondaire, comme expliqué à la figure 5. Du fait que ce courant is vient de débuter une alternance négative peu avant l'instant to, il est logique que le calcul par intégration produise une courbe Φmes dont la plupart des valeurs sont négatives. Un seuil de saturation positif S+ est fixé au commencement de la mesure et vérifie la relation S+ = Smax - Φ_rem_haut, de même que dans l'exemple de la figure 8a. En pratique, on peut avoir une estimation du flux rémanent maximal Φ__rem_haut du transformateur par la connaissance de sa classe. Dans cet exemple, on suppose que le transformateur est de classe TPY, ce qui signifie qu'on a la relation Φ_rem_haut = 20% x Smax. On en déduit que S+ = 80% x Smax. De façon symétrique pour le seuil de saturation négatif S-, on a aussi :
S- = -80% x Smax.
Ainsi, pour un transformateur d'une classe donnée, les seuils de saturation S+ et S- sont fixés au commencement de la mesure, à la condition de pouvoir renseigner le système de traitement avec une estimation du seuil de saturation smax au delà duquel la linéarité de la réponse du transformateur n'est plus assurée.
La méthode choisie ici pour l'adaptation mutuelle entre le flux et le seuil positif prévoie que ce seuil S+ reste fixe au cours du traitement. Il en va de même pour le seuil S- représenté plus loin. Dans l'exemple de la figure 11, à l'inverse du cas montré sur la figure 8a, le flux mesuré n'a pas besoin d'être adapté par rapport au seuil positif puisque il ne franchit pas ce seuil tant que la condition d'absence de saturation est vérifiée: εr < SQ. Le fait que le flux mesuré ne subit pas d'adaptation se traduit simplement par la relation suivante: Fmax = Φmes •
A partir de cette courbe, des créneaux de saturation correspondant à une saturation dite positive du transformateur peuvent être déterminés dès lors que le flux mesuré dépasse le seuil positif. Les deux premiers créneaux de saturation positive sont représentés hachurés dans une quatrième fenêtre de la figure, et correspondent à la satisfaction simultanée des deux critères de saturation suivants:
Fmax > s+
£j~ > SQ Le premier créneau apparaît à un instant ts qui marque le début du régime de saturation, et se termine à un instant tpe qui marque le début d'une courte phase de non saturation pendant laquelle le système de protection est autorisé à 5 utiliser les mesures de courant fournies par le transformateur malgré le régime saturé du transformateur.
Une cinquième fenêtre représente en premier lieu la courbe du flux mesuré Φmes ainsi que le seuil de saturation négatif S- fixé au commencement de la mesure, ce dernier
10 vérifiant la relation S- = Smj_n - Φ_rem_bas de même que dans l'exemple de la figure 8b. A l'inverse du cas montré sur la figure 8b, le flux mesuré a ici besoin d'être adapté par rapport au seuil négatif, puisque il dépasse au moins une fois ce seuil alors que la condition εr < SQ est
15 simultanément vérifiée.
A l'aide de la méthode indiquée précédemment, l'échantillon correspondant au premier minimum du flux mesuré est détecté à une quinzaine de périodes d'échantillonnage après l'instant tg marquant le
20. commencement de la mesure, et il s'avère que ce minimum est inférieur au seuil S- alors que la condition εr < SQ est simultanément vérifiée. La valeur absolue ΔΦ- de l'excès de flux est alors calculée, ce qui permet de déterminer un flux corrigé Fm-j_n qui vérifie la relation suivante:
25 Fmin = Φmes + ΔΦ-.
La courbe de ce flux corrigé est représentée en trait épais dans la cinquième fenêtre. A partir de cette courbe, des créneaux de saturation correspondant à une saturation dite négative du transformateur peuvent être déterminés dès
30 lors que le flux corrigé descend en dessous du seuil négatif S—. Les deux premiers créneaux de saturation négative sont représentés hachurés dans une sixième fenêtre de la figure, et correspondent à la satisfaction simultanée des deux critères de saturation suivants :
35 f Fmin < s~ 1 εr > S0
Le premier créneau de saturation négative apparaît à un instant tpe+δ et marque la fin de la première phase de non saturation qui suit le premier créneau de saturation positive, la valeur δ correspondant à la courte durée de cette phase de non saturation.
En observant la totalité des créneaux de saturation positive et des créneaux de saturation négative, on constate que le régime saturé du transformateur est entrecoupé de courtes phases de non saturation. En outre, les créneaux de saturation ont chacun une durée qui est inférieure à la période fondamentale du courant primaire, à l'exception ici du premier créneau. Comme souligné en introduction, il est important que la durée d'un créneau soit la plus courte possible, et en particulier reste inférieure à la période fondamentale du courant. Cette condition reflète la nécessité de pouvoir déclencher au plus vite le système de protection auquel le transformateur est associé en cas de défaut interne à la zone surveillée par ce système, y compris dans le cas où une saturation du transformateur apparaît pendant ce défaut interne .
Dans l'exemple particulier de la figure 11, on peut observer que le procédé de détection de saturation selon l'invention génère un créneau de saturation erroné juste avant que le flux mesuré soit adapté par rapport au seuil négatif. En effet, la condition logique " (Φmes < S-) ET (εr > SQ) " est ici vérifiée durant un très court instant au commencement de la mesure, alors qu'il n'y a pas de saturation réelle du transformateur à ce moment. Du fait de sa très faible durée par rapport à la période fondamentale du courant, ce créneau erroné n'a pas d'incidence gênante sur le fonctionnement du système de protection. Dans cet exemple, le fait que la durée du premier créneau de saturation dépasse celle de la période fondamentale du courant est causé par la durée relativement longue de la constante de temps de 1 ' apériodique qui apparaît sur le courant primaire. Une constante de temps égale ici à 60 ms est en effet bien supérieure aux 20 ms de la période fondamentale d'un courant en 50Hz. Ceci représente un cas défavorable tendant à diminuer les performances du système de protection en cas de défaut interne à sa zone de surveillance pendant le premier créneau de saturation.
Avec une constante de temps plus faible, la durée moyenne des premiers créneaux de saturation tend à diminuer, en particulier la durée du premier créneau.
Sur la figure 12 est représenté graphiquement un exemple plus favorable que le précédent pour la mise en œuvre du procédé selon l'invention, afin de déterminer les créneaux de saturation d'un régime saturé du transformateur. On suppose que le même transformateur de courant est utilisé, et que le courant primaire hors saturation est le même que dans l'exemple de la figure 11. On suppose aussi que le passage en régime saturé est provoqué par une multiplication par huit de l'amplitude de ce courant. Toutefois, on considère ici qu'il n'y a pas de composante apériodique qui apparaît sur le courant primaire, ce qui revient à dire que la constante de temps est nulle. Les seuils de saturation opposés S+ et S- correspondent à ceux de l'exemple précédent . Du fait que le courant secondaire vient de débuter une alternance positive peu avant l'acquisition du premier échantillon, il est logique que le calcul par intégration produise une courbe Φmea dont la plupart des valeurs sont positives. De même que dans l'exemple représenté sur la figure 8a, le flux mesuré doit ici être adapté par rapport au seuil de saturation positif S+ et reste inchangé pour être comparé au seuil de saturation négatif S-.
Les créneaux de saturation sont déterminés de la même façon qu'expliqué dans l'exemple précédent, et sont représentés dans une quatrième fenêtre de la figure 12. On peut constater que le premier créneau, qui apparaît à un instant ts marquant le début du régime de saturation, est de durée très inférieure à celle observée dans l'exemple précédent et inférieure à la période fondamentale du courant. Les autres créneaux de saturation ont chacun une durée inférieure à celle du premier.
En moyenne, l'intervalle de temps δ que dure une phase de non saturation est comparable avec celui constaté dans l'exemple précédent. Dans ces deux exemples, pendant chaque phase de non saturation en régime saturé, quelques mesures échantillonnées du courant secondaire peuvent être exploitées par le système de protection pour localiser un éventuel défaut interne à la zone de surveillance.

Claims

REVENDICATIONS
1/ Procédé de détection de saturation dans un transformateur de courant, basé sur l'association d'au moins deux critères de saturation permettant de détecter une phase de saturation lorsque lesdits critères sont satisfaits simultanément, mettant en œuvre un traitement numérique d'échantillons (Yk) obtenus par une mesure avec filtrage passe-bas du courant secondaire (is) du transformateur pour en éliminer les harmoniques, ce transformateur étant affecté d'un flux rémanent de valeur (Φ_rem) positive ou négative indéterminée, caractérisé en ce qu'un premier critère de saturation (Cε s ) prend en compte le calcul d'une erreur instantanée de prédiction (D(Yk)) qui est fonction de l'écart entre le courant secondaire mesuré (is) et le courant secondaire (^s) prédit à l'aide d'un modèle mathématique, en ce qu'un deuxième critère de saturation
(Cφ S t) prend en compte le flux algébrique instantané
(Φmes) calculé par intégration du courant secondaire échantillonné (Yk) en comparant ce flux algébrique à un seuil positif (S+, S'+) ainsi qu'à un seuil négatif (S-, S'-), et en ce que cette comparaison est initialisée en exagérant les probabilités de satisfaire ce deuxième critère de saturation au commencement de la mesure notamment par une surestimation (Φ_rem_haut) de la valeur absolue du flux rémanent du transformateur.
2/ Procédé de détection de saturation selon la revendication 1, dans lequel une erreur de prédiction relative (εr) est calculée en effectuant le rapport entre 1 ' écart type de la valeur absolue de l'erreur instantanée de prédiction (σ|D(Y) I) et l'écart type de la valeur absolue du courant mesuré (σ|γ|), et dans lequel le premier critère de saturation (Cε s t) est satisfait dès lors que ladite erreur de prédiction relative est supérieure à un pourcentage donné (S0) • 3/ Procédé de détection de saturation selon l'une des revendications 1 et 2 , dans lequel la position relative du flux algébrique (Φmes) Par rapport à un seuil positif (S+, S'+) et/ou un seuil négatif (S-, S'-) est corrigée si ce seuil est franchi par le flux algébrique en l'absence de saturation (Cε sat =0) , ladite correction consistant notamment à diminuer en valeur absolue au moins une valeur extrême du flux rémanent (Φ_rem_haut, Φ_rem__bas) , et dans lequel une phase de saturation est établie si au moins un desdits seuils est franchi par le flux algébrique (Cφ sa^ =1) alors que le premier critère de saturation est simultanément satisfait (Cε sa^ =1) . 4/ Procédé de détection de saturation selon la revendication 3 dans lequel un seuil positif (S+) et un seuil négatif (S-) sont fixés constants tout au long du procédé, et dans lequel la correction de la position relative du flux algébrique (Φmes) Par rapport à un desdits seuils se traduit par le calcul d'un flux corrigé (Fmax, Fmj_n) dont au moins un extremum est tangent à ce seuil de façon à ne pas le franchir en l'absence de saturation.
5/ Procédé de détection de saturation selon l'une des revendications 1 à 4 dans lequel le modèle mathématique utilisé pour le calcul du courant secondaire prédit (fs) est un modèle sinusoïdal auto régressif du deuxième ordre à coefficients fixes tel que la valeur ( Ϋ ) du signal de courant prédit pour un échantillon k dépend de la valeur (Yk-l) du signal mesuré pour l'échantillon k-1 ainsi que de la valeur (Yk_ ) du signal mesuré pour l'échantillon k-2.
6/ Procédé de détection de saturation selon l'une des revendications 1 à 5 dans lequel le seuil positif (S+) et le seuil négatif (S-) sont choisis opposés et sont déterminés en supposant la valeur (Φrem) du flux rémanent du transformateur égale en valeur absolue à un certain pourcentage d'une valeur maximale (Smax) de flux au delà de laquelle la linéarité de la réponse du transformateur de courant n'est pas assurée.
7/ Procédé de détection de saturation selon l'une des revendications 1 à 6 dans lequel 1 ' intégration du courant secondaire s'effectue à l'aide d'un filtre intégrateur numérique du premier ordre .
EP20030709899 2002-01-29 2003-01-23 Procede de detection de saturation dans un transformateur de couorant Withdrawn EP1470625A1 (fr)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR0201043A FR2835319B1 (fr) 2002-01-29 2002-01-29 Procede de detection de saturation dans un transformateur de courant
FR0201043 2002-01-29
PCT/FR2003/000220 WO2003065533A1 (fr) 2002-01-29 2003-01-23 Procede de detection de saturation dans un transformateur de couorant

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP1470625A1 true EP1470625A1 (fr) 2004-10-27

Family

ID=27619717

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP20030709899 Withdrawn EP1470625A1 (fr) 2002-01-29 2003-01-23 Procede de detection de saturation dans un transformateur de couorant

Country Status (7)

Country Link
US (1) US20050140352A1 (fr)
EP (1) EP1470625A1 (fr)
JP (1) JP2005516229A (fr)
BR (1) BR0302851A (fr)
CA (1) CA2474052A1 (fr)
FR (1) FR2835319B1 (fr)
WO (1) WO2003065533A1 (fr)

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
SE524866C2 (sv) * 2001-11-23 2004-10-12 Abb Ab Metod och anordning för fellokalisering genom användande av mätningar från två ändar av en luftledning för transmission av växelström
JP4555090B2 (ja) * 2003-04-17 2010-09-29 ハンコック アイイーディー 変流器の２次電流補償方法
KR100580428B1 (ko) * 2004-10-11 2006-05-15 명지대학교 산학협력단 왜곡된 변류기의 2차 전류 보상 방법
FR2899339B1 (fr) * 2006-04-04 2008-05-09 Areva T & D Prot & Controle Sa Procede de detection de saturation d'un transformateur de courant
PL382552A1 (pl) * 2007-05-31 2008-12-08 Siemens Aktiengesellschaft Sposób korygowania przebiegu prądu wtórnego zakłóconego przez nasycenie przekładnika prądowego i urządzenie elektryczne do realizacji tego sposobu
JP4700075B2 (ja) * 2008-03-03 2011-06-15 株式会社日本製鋼所 狭帯域能動騒音制御方法および狭帯域能動騒音制御装置
CN102027381B (zh) * 2008-03-28 2014-04-16 Abb技术有限公司 确定电流的至少一个性质的方法、设备和计算机程序产品
EP2335082B1 (fr) * 2008-10-09 2020-07-22 General Electric Technology GmbH Procédé et appareil pour une commutation de signal dynamique d une unité de fusion dans un système d alimentation électrique
EP2497175B1 (fr) 2009-11-05 2014-01-08 Alstom Technology Ltd. Procédé de surveillance de la marge de sécurité entre des caractéristiques temps-courant de dispositifs électroniques intelligents
TWI408383B (zh) * 2010-04-08 2013-09-11 Univ Nat Taipei Technology Saturation detectors and measuring devices
EP2461476B1 (fr) * 2010-12-02 2013-02-13 ABB Technology AG Méthode pour controler un onduleur
DE102013009587A1 (de) 2012-06-14 2013-12-19 Robert Bosch Gmbh Gerät und Verfahren zur Feststellung der Sättigung eines Magnetkerns eines Transformators
WO2015142650A1 (fr) * 2014-03-21 2015-09-24 Doble Engineering Company Système et procédé pour effectuer un diagnostic de transformateur
CN109375131B (zh) * 2018-07-31 2022-03-04 中国电力科学研究院有限公司 一种电流互感器的饱和速度及饱和深度识别方法及系统
US10958062B2 (en) 2018-11-13 2021-03-23 Rockwell Automation Technologies, Inc. Systems and methods for dynamically switching a load of a current transformer circuit
CN111580035B (zh) * 2020-05-27 2022-12-09 国网江苏省电力有限公司 一种电压互感器磁饱和的统计识别方法
CN112068050B (zh) * 2020-09-10 2023-10-13 云南电网有限责任公司电力科学研究院 一种变压器剩磁量化评估与消除方法
CN112198470B (zh) * 2020-09-28 2022-03-01 国网湖南省电力有限公司 电流互感器进出磁饱和状态的实时识别方法
CN112485514A (zh) * 2020-11-14 2021-03-12 国网江苏省电力有限公司营销服务中心 一种电平衡用电量不确定度评价方法
AT525578B1 (de) * 2022-04-01 2023-05-15 Sprecher Automation Gmbh Verfahren zur Sättigungsdetektion eines Stromwandlers
CN114460526B (zh) * 2022-04-12 2022-08-26 华中科技大学 基于随动补偿的变电站电流互感器误差预测方法及系统
CN114994588A (zh) * 2022-06-08 2022-09-02 云南电网有限责任公司电力科学研究院 直流电流互感器暂态阶跃测试方法及系统

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2070638A5 (fr) * 1969-12-11 1971-09-10 Compteurs Comp D
DE19633856C1 (de) * 1996-08-16 1997-08-28 Siemens Ag Verfahren zum Gewinnen eines eine Sättigung in einem Stromwandler anzeigenden Erkennungssignals
DE19723422C1 (de) * 1997-06-04 1998-12-10 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Erkennung und Korrektur eines gesättigten Stromverlaufs eines Stromwandlers
US6617839B2 (en) * 2000-07-12 2003-09-09 Yong-Cheol Kang Method for detecting current transformer saturation
FR2818433B1 (fr) * 2000-12-20 2003-02-07 Schneider Electric Ind Sa Dispositif de determination du courant primaire d'un transformateur de courant comportant des moyens de correction de saturation
DE10148815A1 (de) * 2001-10-02 2003-04-10 Abb Patent Gmbh Verfahren und Einrichtung zur Stromwertermittlung unter Einsatz eines Stromwandlers, welcher im Bereich der Kernsättigung arbeitet

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO03065533A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
FR2835319A1 (fr) 2003-08-01
JP2005516229A (ja) 2005-06-02
BR0302851A (pt) 2004-03-02
FR2835319B1 (fr) 2004-03-12
US20050140352A1 (en) 2005-06-30
WO2003065533A1 (fr) 2003-08-07
CA2474052A1 (fr) 2003-08-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1470625A1 (fr) Procede de detection de saturation dans un transformateur de couorant
CA2745974C (fr) Procede et systeme de correction d&#39;un signal de mesure d&#39;une temperature
EP2383856B1 (fr) Identification et détection directionnelle d&#39;un défaut dans un reseau triphase
CA2585820A1 (fr) Localisation de defaut sur un reseau electrique par mesures de tension distribuees
JP2005516229A6 (ja) 変流器の飽和の検出方法
EP1890165B1 (fr) Procédé de détection directionnel d&#39;un défaut à la terre et dispositif pour sa mise en oeuvre
EP0053069B1 (fr) Procédé pour déterminer la direction de l&#39;origine d&#39;une perturbation affectant un élément d&#39;un réseau de transport d&#39;énergie électrique
EP2820433B1 (fr) Compteur d&#39;énergie électrique et procédé de détection de l&#39;état d&#39;un disjoncteur d&#39;une installation reliée a un tel compteur
EP2089724B1 (fr) Compteur d&#39;energie electrique comprenant au moins un capteur de mesure de courant de type inductif, et capteur associe
EP1845383B1 (fr) Procédé de détection de saturation d&#39;un transformateur de courant
EP0038259B1 (fr) Procédé d&#39;identification de phases en défaut dans un réseau de distribution électrique
EP3106887B1 (fr) Procede et dispositif de detection d&#39;un defaut dans un reseau electrique
FR2936378A1 (fr) Detection directionnelle d&#39;un defaut a la terre a faible echantillonnage
EP2910958A1 (fr) Détection d&#39;un défaut, notamment transitoire, dans un réseau électrique
EP0229547A1 (fr) Procédé et dispositif de discrimination d&#39;un conducteur en défaut dans une ligne multiple
EP1217707B1 (fr) Dispositif de détermination du courant primaire d&#39;un transformateur de courant comportant des moyens de correction de saturation
EP0678960A1 (fr) Procédé et dispositif de correction d&#39;un signal de courant
EP0869597B1 (fr) Dispositif de protection contre les surcharges électriques avec des temps de déclenchement à froid et à chaud prédéterminés
EP4113131B1 (fr) Estimation, malgre une fraude, de la puissance consommee sur une phase
EP3033760B1 (fr) Procédé, dispositif et programme d&#39;ordinateur pour la commande d&#39;un disjoncteur mécatronique
FR2757699A1 (fr) Declencheur electronique comportant, en serie, des filtres a reponse impulsionnelle finie et infinie
EP2796885B1 (fr) Procédé et dispositif de détermination d&#39;une énergie électrique consommée par une installation électrique
EP4113132B1 (fr) Estimation, malgre une fraude, de la puissance consommee sur une phase
EP1290456A1 (fr) Procede de detection de defauts resistants
FR2969845A1 (fr) Dispositif et procede de protection terre restreinte

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20040624

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LI LU MC NL PT SE SI SK TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: AL LT LV MK RO

RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: AREVA T&D SA

RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: AREVA T&D SAS

RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: AREVA T&D SAS

17Q First examination report despatched

Effective date: 20100827

RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: SCHNEIDER ELECTRIC ENERGY FRANCE

Owner name: AREVA T&D SAS

RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: SCHNEIDER ELECTRIC ENERGY FRANCE

Owner name: ALSTOM GRID SAS

RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: SCHNEIDER ELECTRIC ENERGY FRANCE

Owner name: ALSTOM TECHNOLOGY LTD.

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20140801