WO2022137468A1 - カプラ - Google Patents

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phase shifter
coupler
dielectric
phase
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裕文 笹木
康徳 八木
斗煥 李
淳 増野
貴之 山田
智貴 瀬本
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日本電信電話株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/32—Non-reciprocal transmission devices
    • H01P1/38—Circulators
    • H01P1/397—Circulators using non- reciprocal phase shifters
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    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
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    • H01P3/123—Hollow waveguides with a complex or stepped cross-section, e.g. ridged or grooved waveguides
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    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling

Definitions

  • This disclosure relates to couplers.
  • MIMO Micro-Input Multi-Output
  • OAM Organic Angular Momentum, orbital angle
  • Multiplex transmission technology see, for example, Non-Patent Document 1.
  • Various spatial multiplex transmission techniques such as are proposed.
  • Non-Patent Document 1 each radio wave of a plurality of OAM modes generated by using an evenly spaced circular array antenna (UCA, Uniform Circular Array) in which a plurality of antenna elements are arranged in a circle at equal intervals and a butler matrix circuit is transmitted. Discloses that spatial multiplex transmission of different signal sequences is performed.
  • UCA evenly spaced circular array antenna
  • the amount of calculation is proportional to the power of the number of antennas and the bandwidth, so it is promising to reduce the amount of calculation by analogizing some or all of the processing. be.
  • analogization when the bandwidth becomes wide band due to the use of a high frequency for communication or the like, the reflection loss in the analog circuit may become a problem.
  • the purpose is to provide technology that can improve low reflection loss characteristics.
  • One proposal provides a coupler in which the density of the dielectric at the coupling portion between the first waveguide and the second waveguide arranged in parallel is changed.
  • the low reflection loss characteristic can be improved.
  • phase shifter 300 which concerns on embodiment. It is a figure explaining the phase shifter 300 which concerns on embodiment. It is a figure explaining the phase shifter 300 which concerns on embodiment. It is a figure explaining the performance of the phase shifter 300 which concerns on embodiment. It is a figure explaining the performance of the phase shifter 300 which concerns on embodiment. It is a figure explaining an example of the structure of the phase transfer device 300 which concerns on embodiment. It is a figure explaining the structure of the 3dB coupler 200 which concerns on embodiment. It is a figure explaining the structure of the 3dB coupler 200 which concerns on embodiment. It is a figure explaining the performance of 3dB coupler 200 which concerns on embodiment. It is a figure explaining the structure of the crossing device 500 which concerns on embodiment. It is a figure explaining the structure of the crossing device 500 which concerns on embodiment. It is a figure explaining the structure of the crossing device 500 which concerns on embodiment. It is a figure explaining the performance of the crossing device 500 which concerns on embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of the configuration of the circuit 10 according to the embodiment.
  • the circuit 10 is an 8 ⁇ 8 Butler matrix circuit.
  • the circuit 10 may be used by being connected to a UCA (Uniform Circular Array) of a transmitting station or a receiving station that performs multiplex transmission using, for example, an OAM (Orbital Angular Momentum).
  • UCA Uniform Circular Array
  • OAM Orbital Angular Momentum
  • the waveguide (waveguide), phase shifter, 3 dB coupler, and the like of the present disclosure can be used not only in a butler matrix circuit but also in a circuit for transmitting and receiving various signals.
  • the circuit 10 has input units (ports) 101 to 108 for inputting signals and output units (ports) 111 to 118 for outputting signals. Further, the circuit 10 includes a 3 dB coupler 211 to 214, 221 to 224, 231 to 234 (hereinafter, also simply referred to as “3 dB coupler 200” when it is not necessary to distinguish them), and a phase shifter 311. It has 314, 321 to 324, 331 to 337 (hereinafter, when it is not necessary to distinguish them, it is also simply referred to as "phase shifter 300").
  • the 3dB coupler 200 is a device that demultiplexes and combines electromagnetic waves such as optical signals.
  • the phase shifter 300 is a device that gives a relative phase shift difference to each path. In the example of FIG. 1, the phase shift difference with respect to the path (waveguide) not passing through the phase shifter 300 as a reference (0) is expressed in radians.
  • Waveguide (waveguide) 411 and the like (hereinafter, also simply referred to as "waveguide 400").
  • the waveguide 400 may be, for example, a hollow waveguide having a square cross-sectional shape (square waveguide). Further, the waveguide 400 may be a metal tube (circular waveguide) having a circular cross section.
  • crossing device 500 Crossing device 500
  • the width and the dielectric constant of the waveguide 400 of the waveguide 400 and the phase shifter 300 and the like is determined based on the characteristic impedance at the angular frequency of the lowest order mode of the waveguide.
  • various parameters correlating with the characteristic impedance for example, the effective permittivity
  • the characteristic impedance when a certain rectangular waveguide is filled with a dielectric having a relative permittivity of ⁇ r is expressed by the formula (9) described later, the effective dielectric constant inside the waveguide having an arbitrary dielectric density. Can be calculated back from the value of the characteristic impedance.
  • the waveguide 400 according to the embodiment has a dielectric density in the waveguide 400 and a width of the waveguide 400 so that the characteristic impedance of the lowest order mode in the waveguide 400 changes according to a predetermined function. At least one of them is set (formed, processed, configured).
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a method of designing the waveguide 400 according to the embodiment.
  • the waveguide 400 has an angular frequency ⁇ c of the lowest order mode in the waveguide 400, where x is the direction in which the waveguide 400 extends.
  • the characteristic impedance Z c (x) in is designed to monotonically decrease (for example, change linearly) between predetermined lengths L.
  • the shape of the waveguide or the effective permittivity in the waveguide can be adjusted so that the characteristic impedance of the basic mode of the waveguide changes linearly and the reflection loss at a desired frequency is minimized. Therefore, the width of the waveguide and the filling medium can be converted over a wide band with low return loss.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the configuration of the waveguide 400 according to the embodiment.
  • FIG. 3 shows an example of a cross-sectional view of the waveguide 400 in the case where the dielectric constant inside the waveguide 400 is changed so as to have the characteristic impedance shown in FIG. 2 described above.
  • the dielectric material filled in the waveguide 400 is processed to form an air layer having an arbitrary shape, and the effective dielectric constant with respect to electromagnetic waves is changed.
  • the diameter d of the hollow portion not filled with the body is shown.
  • the center of the diameter d of the hollow portion is the same as the center of the width a1 inside the waveguide 400.
  • the diameter d and the predetermined length L at each position x in the direction in which the waveguide 400 extends are determined based on the following equation (2).
  • ⁇ c is the angular frequency
  • ⁇ 0 is the magnetic permeability in vacuum
  • ⁇ ⁇ is the relative permittivity of the dielectric
  • k 0 is the number of waves in vacuum.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the performance of the waveguide 400 according to the embodiment.
  • the frequency (GHz) of the signal transmitted through the waveguide 400 shown in FIG. 3 is the horizontal axis
  • the attenuation degree (reflection loss, dB) of the signal is the vertical axis
  • each frequency at each L value is shown.
  • the electromagnetic field analysis result of the attenuation degree in is shown.
  • the equation (3) shows the conditions for the length of the portion where the width a inside the waveguide 400 or the like changes to be non-reflective at a predetermined frequency.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the configuration of the waveguide 400 according to the embodiment.
  • FIG. 5 shows another example of a cross-sectional view of the waveguide 400 in the case where the dielectric constant inside the waveguide 400 is changed so as to have the characteristic impedance shown in FIG. 2 described above.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the configuration of the waveguide 400 according to the embodiment.
  • FIG. 6 shows an example of a cross-sectional view of the waveguide 400 in the case where the inner width of the waveguide 400 is changed so as to have the characteristic impedance shown in FIG. 2 described above.
  • the width of the waveguide is changed according to a predetermined function.
  • the metal walls 601 and 602 in the cross-sectional view of the waveguide 400, the original inner width a1 of the waveguide 400, and the inner width a after the inner width a changes in the predetermined length L. 2 is shown.
  • the inner width a at each position x in the direction in which the waveguide 400 extends is determined based on the following equation (4).
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the performance of the waveguide 400 according to the embodiment.
  • the frequency (GHz) of the signal transmitted through the waveguide 400 shown in FIG. 6 is the horizontal axis
  • the attenuation degree (reflection loss, dB) of the signal is the vertical axis at each frequency at each L value.
  • the electromagnetic field analysis result of the attenuation degree of is shown.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the configuration of the waveguide 400 according to the embodiment.
  • FIG. 8 is a cross-sectional view of the waveguide 400 when the density of the dielectric in the waveguide 400 and the inner width of the waveguide 400 are changed so as to have the characteristic impedance shown in FIG. 2 described above. An example of is shown.
  • the diameter d of the filling portion filled with the dielectric inside the waveguide 400 is shown.
  • the center of the diameter d of the filling portion is the same as the center of the widths a1 and a2 inside the waveguide 400.
  • the inner width a at each position x in the direction in which the waveguide 400 extends is determined based on the following equations (5), (6), and (7).
  • f (q) in equation (7) may be any function that monotonically decreases from 1 to 0.
  • f (q) in the equation (7) may be a function as in the following equation (8).
  • the phase shifter 300 has a width of the phase shifter 300 (width inside the phase shifter 300) and a shift so that the characteristic impedance of the lowest order mode in the phase shifter changes according to a predetermined function. At least one of the densities of the dielectric in the phase device 300 is set (formed, processed, configured).
  • FIG. 9A is a diagram illustrating the phase shifter 300 according to the embodiment.
  • a cross-sectional view of the waveguide 400 which is the target of the relative phase shift difference ⁇ by the phase shifter 300, and the phase shifter 300 arranged in the waveguide 400 is shown.
  • the waveguide 400 has metal walls 901 and 902
  • the phase shifter 300 has metal walls 903 and 904.
  • the phase of the signal guided in the phase shifter 300 is shifted by ⁇ by the phase shifter 300. Therefore, the phase difference (relative phase difference) between the phase of the signal guided in the phase shifter 300 and the phase of the signal guided in the waveguide 400 is ⁇ .
  • FIG. 9B, 9C, 9D, and 9E are diagrams illustrating the phase shifter 300 according to the embodiment.
  • 9B, 9C, and 9D are diagrams illustrating a method of designing the phase shifter 300 according to the embodiment.
  • the lower figure of FIG. 9B and FIG. 9E show an example of the configuration of the phase shifter 300 according to the embodiment.
  • An example of a cross-sectional view of the phase shifter 300 is shown in the lower part of FIG. 9B, and FIG. 9E shows a three-dimensional cross section of the phase shifter 300.
  • the direction in which the phase shifter 300 extends is x, and the characteristic impedance Z c (x) of the basic mode (lowest order mode) in the phase shifter 300 (waveguide) is set.
  • the inner width of the phase shifter 300 varies from a 0 (eg, the initial value of the inner width of the waveguide) to a 1 and monotonically decreases (eg, linearly) between the predetermined length Lt of the first part. It is designed to change) and monotonically increase (eg, change linearly) between predetermined lengths Lt of the second portion where the inner width changes between a1 and a0 .
  • the reflection loss in the waveguide in the phase shifter 300 can be reduced.
  • the phase shift amount of the waveguide 400 which is the target of the relative phase shift difference ⁇ by the phase shifter 300, is ⁇ g0
  • the phase shift amount of the first part and the second part of the phase shifter 300 is ⁇ t
  • the first part and the first part are constant.
  • the phase quantities ⁇ g0 , ⁇ t , and ⁇ g 1 are functions for each frequency ⁇ in each part and each variable related to the structure of the waveguide.
  • the characteristic impedance Z c (x) decreases monotonically in the first part and increases monotonically in the second part, and then the variables related to the structure of the waveguide are determined by the following equation (9). do. Thereby, for example, a desired phase shift difference can be obtained while reducing the reflection loss over a wide band.
  • phase shift amount ⁇ g of the waveguide 400 (linear waveguide) having a constant inner width in FIG. 9C is represented by the equation (9) and the following equation (10).
  • phase shift amount ⁇ t in the first portion and the second portion (tapered portion) where the inner width of FIG. 9D changes is represented by the equation (9) and the following equation (11).
  • each phase quantity ⁇ g0 , ⁇ t , ⁇ g 1 is specifically represented by each variable (L g 0 , L g 1, a 1 ) relating to the structure of the waveguide.
  • L g0 is the length of the waveguide 400 which is the target of the relative phase shift difference ⁇ by the phase shifter 300.
  • the phase shifter 300 has the relative phase shift difference at the center frequency in each waveguide and the slope of the dispersion curve between the two waveguides (the phase shifter 300 and the waveguide 400 in FIG. 9A).
  • the width of the waveguide can be changed. Therefore, a desired phase shift difference can be obtained while reducing the reflection loss in the waveguide over a wide band.
  • ⁇ s in the upper equation of equation (12) is the relative phase difference ( ⁇ in FIG. 9A) due to the phase shifter 300.
  • FIG. 10A and 10B are diagrams illustrating the performance of the phase shifter 300 according to the embodiment.
  • the electromagnetic field analysis result of the error 1002 between the relative phase difference 1001 at each frequency and the desired relative phase difference in the case of 0.6 mm is shown.
  • FIG. 10B the frequency (GHz) of the signal transmitted through the phase shifter 300 shown in the lower part of FIG.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of the configuration of the phase shifter 300 according to the embodiment.
  • the waveguide 400 has metal walls 1101 and 1102, and the inside of the waveguide 400 is filled with a predetermined dielectric.
  • the phase shifter 300 has a metal wall 1103 and 1104, the internal region 1106 of the phase shifter 300 is hollow (filled with air), and the other region 1107 is filled with a predetermined dielectric. ing.
  • the phase of the signal guided in the phase shifter 300 is shifted by ⁇ by the phase shifter 300. Therefore, the phase difference (relative phase difference) between the phase of the signal guided in the phase shifter 300 and the phase of the signal guided in the waveguide 400 is ⁇ .
  • the phase shifter 300 has the direction in which the phase shifter 300 extends is x, as in the upper diagram of FIG. 9B, and the basic mode (lowest order mode) in the phase shifter 300 (waveguide).
  • the characteristic impedance Z c (x) of is monotonically decreased (for example, linearly changed) between the predetermined length Lt of the first portion and monotonically increased (for example, linearly changed) between the predetermined length Lt of the second portion. Designed to do. Thereby, for example, the reflection loss in the waveguide in the phase shifter 300 can be reduced.
  • each guide is connected between the two waveguides (phase shifter 300 and waveguide 400).
  • the dielectric density in the phase shifter 300 can be changed so that the relative phase shift difference at the center frequency in the waveguide and the slope of the dispersion curve are aligned. Therefore, a desired phase shift difference can be obtained while reducing the reflection loss in the waveguide over a wide band.
  • the 3dB coupler 200 is input to the input portion of the first waveguide due to the change in the density of the dielectric in the coupling portion between the first waveguide and the second waveguide arranged in parallel.
  • the signal is divided into equal parts and output to the output section of the first waveguide and the output section of the second waveguide, and the signal input to the input section of the second waveguide is divided into the output section of the first waveguide and the second one. 2 Divide into equal parts and output to the output section of the waveguide.
  • a dielectric is processed or another dielectric is filled in a coupling portion of a plurality of waveguides (dielectric-filled waveguides) filled with a dielectric.
  • the dielectric density (effective dielectric constant) has changed due to such factors. This adjusts the amount of coupling between parallel waveguides. Thereby, for example, the degree of freedom in circuit design can be improved, and better low reflection loss characteristics, transmitted power, and phase characteristics can be obtained in a wide band.
  • FIGS. 12A and 12B are diagrams illustrating the configuration of the 3dB coupler 200 according to the embodiment.
  • FIG. 12A shows a three-dimensional cross section of the 3 dB coupler 200 according to the embodiment.
  • FIG. 12B shows a cross-sectional view of the 3 dB coupler 200 according to the embodiment.
  • the inside of the 3dB coupler 200 is filled with a dielectric. Further, the 3dB coupler 200 is provided with input units 121 and 122 and output units 123 and 124. The signal input from the input unit 121 is equally divided and output to the output unit 123 and the output unit 124. Further, the signal input from the input unit 122 is also divided into equal parts and output to the output unit 123 and the output unit 124.
  • a metal wall 1211 extending in parallel with the extending direction of the 3dB coupler 200 is provided between the input unit 121 and the input unit 122, and between the output unit 123 and the output unit 124.
  • the metal wall 1211 has a gap having a predetermined length of 127, and a hollow portion 1212 having a width of 128 and a length of 129 extending in parallel with the extending direction of the 3 dB coupler 200 is provided in the gap.
  • the center position of the hollow portion 1212 in the width direction may be the same as the center position in the width direction of the metal wall 1211 (center position in the width direction of the 3 dB coupler 200).
  • the hollow portion 1212 has a target shape on a plane perpendicular to the direction in which the 3 dB coupler 200 extends (the direction in which the signal is propagated).
  • FIG. 13 is a diagram illustrating the performance of the 3 dB coupler 200 according to the embodiment.
  • the frequency (GHz) of the signal transmitted through the 3 dB coupler 200 is the horizontal axis
  • the attenuation degree (dB) of the signal is the vertical axis
  • the attenuation degrees 1313 and 1314 due to branching at each frequency are shown at each frequency. Examples of attenuation degrees 1311 and 1312 are shown.
  • the attenuation degree 1311 indicates the degree of attenuation of the power of the signal input from the input unit 121 and output from the input unit 121. Further, the attenuation degree 1312 indicates the attenuation degree of the electric power of the signal input from the input unit 121 and output from the input unit 122. Further, the attenuation degree 1314 indicates the attenuation degree of the electric power of the signal input from the input unit 121 and output from the output unit 123. Further, the attenuation degree 1313 indicates the attenuation degree of the electric power of the signal input from the input unit 121 and output from the output unit 124. In the example of FIG. 13, it is shown that the reflection loss is small in the desired frequency band of 140 to 150 GHz and is close to -3 dB so that the input signal is evenly distributed to each output.
  • the crossover 500 according to the embodiment is input to the input portion of the first waveguide due to the change in the density of the dielectric in the coupling portion between the first waveguide and the second waveguide arranged in parallel.
  • the signal is output only to the output section of the second waveguide, and the signal input to the input section of the second waveguide is output only to the output section of the first waveguide.
  • the crossing device 500 has a dielectric in a coupling portion of a plurality of waveguides (dielectric-filled waveguides) filled with a dielectric, similarly to the above-mentioned 3 dB coupler 200.
  • the dielectric density (effective dielectric constant) is changed by processing or filling with another dielectric. This adjusts the amount of coupling between parallel waveguides.
  • the degree of freedom in circuit design can be improved, and better low reflection loss characteristics, transmitted power, and phase characteristics can be obtained in a wide band.
  • FIG. 14A and 14B are diagrams illustrating the configuration of the crossing device 500 according to the embodiment.
  • FIG. 14A shows a three-dimensional cross section of the cross section according to the embodiment.
  • FIG. 14B shows a cross-sectional view of the cross section 500 according to the embodiment.
  • the 3dB coupler 200 is provided with input units 141 and 142 and output units 143 and 144.
  • the signal input from the input unit 141 is output only from the output unit 144.
  • the signal input from the input unit 142 is output only from the output unit 143.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating the performance of the crossing device 500 according to the embodiment.
  • the frequency (GHz) of the signal transmitted through the crossover 500 is taken as the horizontal axis
  • the attenuation degree (dB) of the signal is taken as the vertical axis. Examples of attenuation degrees 1511, 1512, 1513 are shown.

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Abstract

並行に配置された第１導波路と第２導波路との結合部分における誘電体の密度が変化されるカプラ。

Description

カプラ
　本開示は、カプラに関する。
　近年、ミリ波及びテラヘルツ波等を用いた広帯域大容量無線伝送の実現に向けて、超多数のアンテナ素子を用いたＭＩＭＯ（Ｍｉｌｔｉ－Ｉｎｐｕｔ　Ｍｕｌｔｉ－Ｏｕｔｐｕｔ）技術、及びＯＡＭ（Ｏｒｂｉｔａｌ　Ａｎｇｕｌａｒ　Ｍｏｍｅｎｔｕｍ、軌道角運動量）多重伝送技術（例えば、非特許文献１を参照）。等の様々な空間多重伝送技術が提案されている。
　非特許文献１には、複数のアンテナ素子を等間隔に円形配置した等間隔円形アレーアンテナ（ＵＣＡ、Uniform Circular Array）とバトラーマトリクス回路を用いて生成した複数のＯＡＭモードの各電波を送信することにより、異なる信号系列の空間多重伝送を行うことが開示されている。
　従来の空間多重伝送をデジタル信号処理にて行う場合はアンテナ数の累乗と帯域幅に比例する演算量が必要となることから、一部または全ての処理のアナログ化による演算量の低減が有望である。しかしながら、アナログ化する場合、通信に高い周波数を用いる等により帯域幅が広帯域になる場合、アナログ回路における反射損失が問題となる場合がある。
　一側面では、低反射損失特性を向上できる技術を提供することを目的とする。
　一つの案では、並行に配置された第１導波路と第２導波路との結合部分における誘電体の密度が変化されるカプラを提供する。
　一側面によれば、低反射損失特性を向上させることができる。
実施形態に係る回路１０の構成の一例について説明する図である。 実施形態に係る導波管４００の設計方法について説明する図である。 実施形態に係る導波管４００の構成の一例について説明する図である。 実施形態に係る導波管４００の性能について説明する図である。 実施形態に係る導波管４００の構成の一例について説明する図である。 実施形態に係る導波管４００の構成の一例について説明する図である。 実施形態に係る導波管４００の性能について説明する図である。 実施形態に係る導波管４００の構成の一例について説明する図である。 実施形態に係る移相器３００について説明する図である。 実施形態に係る移相器３００について説明する図である。 実施形態に係る移相器３００について説明する図である。 実施形態に係る移相器３００について説明する図である。 実施形態に係る移相器３００について説明する図である。 実施形態に係る移相器３００の性能について説明する図である。 実施形態に係る移相器３００の性能について説明する図である。 実施形態に係る移相器３００の構成の一例について説明する図である。 実施形態に係る３ｄＢカプラ２００の構成について説明する図である。 実施形態に係る３ｄＢカプラ２００の構成について説明する図である。 実施形態に係る３ｄＢカプラ２００の性能について説明する図である。 実施形態に係る交差器５００の構成について説明する図である。 実施形態に係る交差器５００の構成について説明する図である。 実施形態に係る交差器５００の性能について説明する図である。
　以下、図面を参照して、本開示の実施形態を説明する。
　＜全体構成＞
　図１は、実施形態に係る回路１０の構成の一例について説明する図である。図１の例では、回路１０は８×８のバトラーマトリクス回路（Ｂｕｔｌｅｒ　ｍａｔｒｉｘ）である。回路１０は、例えば、ＯＡＭ（Ｏｒｂｉｔａｌ　Ａｎｇｕｌａｒ　Ｍｏｍｅｎｔｕｍ）等を用いた多重伝送を行う送信局または受信局のＵＣＡ（Ｕｎｉｆｏｒｍ　Ｃｉｒｃｕｌａｒ　Ａｒｒａｙ）に接続されて用いられてもよい。なお、本開示の導波管（導波路）、移相器、及び３ｄＢカプラ（３ｄＢ　ｃｏｕｐｌｅｒ）等は、バトラーマトリクス回路に限らず、各種の信号を送受信するための回路に用いることができる。
　図１の例では、回路１０は、信号を入力する入力部（ポート）１０１～１０８と、信号を出力する出力部（ポート）１１１～１１８とを有する。また、回路１０は、３ｄＢカプラ２１１～２１４、２２１～２２４、２３１～２３４（以下で、区別する必要がない場合は、単に「３ｄＢカプラ２００」とも称する。）、移相器（Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔｅｒ）３１１～３１４、３２１～３２４、３３１～３３７（以下で、区別する必要がない場合は、単に「移相器３００」とも称する。）を有する。
　３ｄＢカプラ２００は、光信号等の電磁波を分波、及び合波する装置である。移相器３００は、各径路に対して相対的な移相差を与える装置である。図１の例では、移相器３００を経由しない経路（導波路）を基準（０）とした移相差がラジアン（ｒａｄｉａｎ）で表記されている。
　また、各入力部１０１～１０８から各３ｄＢカプラ２００、各３ｄＢカプラ２００から他の３ｄＢカプラ２００または各移相器３００、３ｄＢカプラ２００または移相器３００から各出力部１１１～１１８との間は、導波管（導波路）４１１等（以下で、単に「導波管４００」とも称する。）により接続されている。導波管４００は、例えば、断面形状が方形の中空導波管（方形導波管）でもよい。また、導波管４００は、円形の断面を有する金属製の管（円形導波管）でもよい。
　また、図１において導波管４００が交差（クロス）する部分（例えば、５１１等）については、交差器（Ｃｒｏｓｓ　Ｃｏｕｐｌｅｒ。以下で、適宜「交差器５００」とも称する。）により接続してもよい。なお、３ｄＢカプラ２００と交差器５００は、それぞれ、「カプラ」の一例である。
　以下では、導波管４００、及び移相器３００等の導波路の幅及び誘電率の少なくとも一方を、当該導波路の最低次モードの角周波数における特性インピーダンスに基づいて決定する例について説明する。なお、特性インピーダンスを直接用いて決定する代わりに、特性インピーダンスと相関関係のある各種のパラメータ（例えば、実効誘電率）を用いて、導波路の幅及び誘電率の少なくとも一方を決定してもよい。なお、ある方形導波管を比誘電率εｒの誘電体で満たした場合の特性インピーダンスは後述する式（９）で表されるため、任意の誘電体密度の導波管内部の実効誘電率は特性インピーダンスの値から逆算できる。
　＜導波管４００＞
　実施形態に係る導波管４００は、導波管４００内の最低次モードの特性インピーダンスが所定の関数に従って変化するように、導波管４００内の誘電体の密度と導波管４００の幅との少なくとも一方が設定（形成、加工、構成）されている。
　図２は、実施形態に係る導波管４００の設計方法について説明する図である。図２の例では、導波管４００は、以下の式（１）で示されるように、導波管４００が伸びる方向をｘとすると、導波管４００内の最低次モードの角周波数ωｃにおける特性インピーダンスＺｃ（ｘ）が所定長Ｌの間で単調減少（例えば、線形に変化）するように設計される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　これにより、導波路基本モードの特性インピーダンスが線形等に変化し、かつ所望周波数における反射損失が最小化するように導波路形状または導波路内実効誘電率を調整することができる。そのため、導波路の幅や充填媒質を広帯域にわたって低反射損失で変換できる。
　（導波管４００内の誘電体の密度等を変化させる例）
　図３は、実施形態に係る導波管４００の構成の一例について説明する図である。図３には、上述した図２に示す特性インピーダンスとなるように導波管４００の内部の誘電率を変化させる場合の導波管４００の断面図の例が示されている。図３の例では、導波管４００内に充填されている誘電体を加工して任意の形状の空気層を形成し、電磁波に対する実効誘電率を変化させている。
　図３の例では、導波管４００の断面図における金属壁３０１、３０２、導波管４００の内側の幅（内側の高さ。例えば、内径。）ａ１、導波管４００の内側で誘電体が充填されていない中空部の直径ｄが示されている。なお、中空部の直径ｄの中心は、導波管４００の内側の幅ａ１の中心と同じである。
　また、図３の例では、以下の式（２）に基づいて、導波管４００が伸びる方向の各位置ｘにおける直径ｄ及び所定長Ｌが決定されている。なお、以下でωｃは角周波数、μ０は真空中の透磁率、εγは誘電体の比誘電率、ｋ０は真空中の波数である。これにより、角周波数ωｃにおける特性インピーダンスＺｃ（ｘ）が変化する部分の長さ（所定長Ｌ）は、所定の周波数において無反射となるように決定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　図４は、実施形態に係る導波管４００の性能について説明する図である。図４には、図３に示す導波管４００を伝送される信号の周波数（ＧＨｚ）を横軸とし、信号の減衰度（反射損失、ｄＢ）を縦軸として、各Ｌの値における各周波数での減衰度の電磁界解析結果が示されている。曲線４０１～４０４は、それぞれ、以下の式（３）において自然数ｍをｍ＝１，２，３，４として決定した各Ｌの値における各周波数での減衰度の電磁界解析結果を示している。なお、式（３）は、導波管４００等の導波路の内側の幅ａが変化する部分の長さ等が所定の周波数において無反射となるための条件を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　図４によれば、ｍの値が大きいほど性能が良くなるものの、所定長Ｌが長くなるというトレードオフとなることが示されている。
　図５は、実施形態に係る導波管４００の構成の一例について説明する図である。図５には、上述した図２に示す特性インピーダンスとなるように導波管４００の内部の誘電率を変化させる場合の導波管４００の断面図の他の例が示されている。
　（導波管４００の内側の幅を変化させる例）
　図６は、実施形態に係る導波管４００の構成の一例について説明する図である。図６には、上述した図２に示す特性インピーダンスとなるように導波管４００の内側の幅を変化させる場合の導波管４００の断面図の例が示されている。図６の例では、導波路の幅を所定の関数に従って変化させている。
　図６の例では、導波管４００の断面図における金属壁６０１、６０２、導波管４００の元の内側の幅ａ１、所定長Ｌにおいて内側の幅ａが変化した後の内側の幅ａ２が示されている。
　また、図６の例では、以下の式（４）に基づいて、導波管４００が伸びる方向の各位置ｘにおける内側の幅ａが決定されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　図７は、実施形態に係る導波管４００の性能について説明する図である。図７は、図６に示す導波管４００を伝送される信号の周波数（ＧＨｚ）を横軸とし、信号の減衰度（反射損失、ｄＢ）を縦軸として、各Ｌの値における各周波数での減衰度の電磁界解析結果を示している。曲線７０１～７０４は、それぞれ、上述した式（３）において自然数ｍをｍ＝１，２，３，４として決定した各Ｌの値における各周波数での減衰度の電磁界解析結果を示している。
　（導波管４００内の誘電体の密度等と、導波管４００の内側の幅とを変化させる例）
　図８は、実施形態に係る導波管４００の構成の一例について説明する図である。図８には、上述した図２に示す特性インピーダンスとなるように導波管４００内の誘電体の密度等と導波管４００の内側の幅とを変化させる場合の導波管４００の断面図の例が示されている。
　図８の例では、導波管４００の断面図における金属壁８０１、８０２、導波管４００の元の内側の幅ａ１、所定長Ｌにおいて内側の幅ａが変化した後の内側の幅ａ２、導波管４００の内側で誘電体が充填されている充填部の直径ｄが示されている。なお、充填部の直径ｄの中心は、導波管４００の内側の幅ａ１及びａ２の中心と同じである。
　また、図８の例では、以下の式（５）、（６）、及び（７）に基づいて、導波管４００が伸びる方向の各位置ｘにおける内側の幅ａが決定されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　なお、式（７）のｆ（ｑ）は、１から０に単調減少する任意の関数でもよい。この場合、式（７）のｆ（ｑ）は、以下の式（８）のような関数でもよい。なお、図８の例では、式（８）においてｐ＝１の場合の例が示されている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　＜移相器３００＞
　実施形態に係る移相器３００は、移相器内の最低次モードの特性インピーダンスが所定の関数に従って変化するように、移相器３００の幅（移相器３００の内側の幅）、及び移相器３００内の誘電体の密度の少なくとも一方が設定（形成、加工、構成）されている。
　図９Ａは、実施形態に係る移相器３００について説明する図である。図９Ａの例では、移相器３００により相対移相差φの対象とする導波管４００と、当該導波管４００に並べられた移相器３００との断面図が示されている。図９Ａの例では、導波管４００は、金属壁９０１、９０２を有し、移相器３００は、金属壁９０３、９０４を有している。移相器３００により、移相器３００内を導波する信号の位相は、φだけ移されている。そのため、移相器３００内を導波する信号の位相と、導波管４００内を導波する信号の位相との位相差（相対位相差）はφとなる。
　（移相器３００の内側の幅を変化させる例）
　図９Ｂ、図９Ｃ、図９Ｄ、及び図９Ｅは、実施形態に係る移相器３００について説明する図である。図９Ｂの上段の図、図９Ｃ、及び図９Ｄは、実施形態に係る移相器３００の設計方法について説明する図である。図９Ｂの下段の図、図９Ｅには、実施形態に係る移相器３００の構成の一例が示されている。図９Ｂの下段の図には、移相器３００の断面図の一例が示されており、図９Ｅには、移相器３００の断面が立体的に示されている。
　図９Ｂの例では、移相器３００は、移相器３００が伸びる方向をｘとし、移相器３００（導波路）内の基本モード（最低次モード）の特性インピーダンスＺｃ（ｘ）が、移相器３００の内側の幅がａ０（例えば、導波路の内側の幅の初期値）からａ１の間で変化する第１部分の所定長Ｌｔの間で単調減少（例えば、線形に変化）し、内側の幅がａ１からａ０の間で変化する第２部分の所定長Ｌｔの間で単調増加（例えば、線形に変化）するように設計される。これにより、例えば、移相器３００における導波路内の反射損失を低減することができる。
　移相器３００により相対移相差φの対象とする導波管４００の移相量をφｇ０、移相器３００の第１部分及び第２部分の移相量をφｔ、第１部分と第２部分とに挟まれた幅ａ１が一定である第３部分の移相量をφｇ１とする。なお、各位相量φｇ０、φｔ、φｇ１、は、それぞれ、各部における各周波数ωと導波路の構造に関する各変数とについての関数である。
　図９Ｂのように、特性インピーダンスＺｃ（ｘ）が第１部分で単調減少し、第２部分で単調増加するようにしたうえで、導波路の構造に関する変数を以下の式（９）により決定する。これにより、例えば、広帯域にわたり反射損失を低減しつつ所望の移相差を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　また、図９Ｃの内側の幅が一定である導波管４００（直線導波管）の移相量φｇは式（９）及び以下の式（１０）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　また、図９Ｄの内側の幅が変化する第１部分及び第２部分（テーパ部分）での移相量φｔは式（９）及び以下の式（１１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　また、以下の式（１２）において、各位相量φｇ０、φｔ、φｇ１は、導波路の構造に関する各変数（Ｌｇ０、Ｌｇ１、ａ１）により具体的に表されている。なお、Ｌｇ０は、移相器３００により相対移相差φの対象とする導波管４００の長さである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　式（１２）により、２つの導波路（図９Ａの移相器３００と導波管４００）間で各導波路内の中心周波数における相対移相差と分散曲線の傾きが揃うように移相器３００における導波路幅を変化させることができる。そのため、導波路内の反射損失を広帯域にわたり低減しつつ所望の移相差を得ることができる。
　なお、式（１２）の上段の方程式のφｓは、移相器３００による相対位相差（図９Ａのφ）である。φｓを所望の位相差（例えば、図１の移相器３１１であれば３π／８）として式（１２）を解くことによりＬｇ０、Ｌｇ１、ａ１を決定する。ａ１とＬｇ１とは、例えば、Ｌｇ１を小さくするとａ１は大きくなるというトレードオフの関係であるため、所望の移相器３００のサイズの制約に従って、ａ１とＬｇ１との一方を固定（予め定数として設定）して、式（１２）を解いてもよい。この場合、例えば、Ｌｇ１＝０などとして、式（１２）の連立方程式を２つの変数であるＬｇ０及びａ１について解いてもよい。
　図１０Ａ、図１０Ｂは、実施形態に係る移相器３００の性能について説明する図である。図１０Ａには、図９Ｂの下段に示す移相器３００を伝送される信号の周波数（ＧＨｚ）を横軸とし、相対位相差（度）を縦軸として、Ｌｇ１＝１ｍｍ、ａ１＝１．６ｍｍの場合の各周波数での相対位相差１００１と、所望の相対位相差との誤差１００２の電磁界解析結果が示されている。また、図１０Ｂには、図９Ｂの下段に示す移相器３００を伝送される信号の周波数（ＧＨｚ）を横軸とし、信号の減衰度（反射損失、ｄＢ）を縦軸とした減衰度の電磁界解析結果を示している。曲線１０１１、１０１２は、それぞれ、式（９）において自然数ｍをｍ＝１，３として決定した各Ｌｔの値における各周波数での減衰度の電磁界解析結果が示されている。
　（移相器３００内の誘電体の密度等を変化させる例）
　図１１は、実施形態に係る移相器３００の構成の一例について説明する図である。図１１の例では、導波管４００は、金属壁１１０１、１１０２を有し、導波管４００の内部に所定の誘電体が充填されている。また、移相器３００は、金属壁１１０３、１１０４を有し、移相器３００の内部の領域１１０６は中空（空気が充填）されており、他の領域１１０７には所定の誘電体が充填されている。図９Ｂの例と同様に、移相器３００により、移相器３００内を導波する信号の位相は、φだけ移されている。そのため、移相器３００内を導波する信号の位相と、導波管４００内を導波する信号の位相との位相差（相対位相差）はφとなる。
　図１１の例では、移相器３００は、図９Ｂの上段の図と同様に、移相器３００が伸びる方向をｘとし、移相器３００（導波路）内の基本モード（最低次モード）の特性インピーダンスＺｃ（ｘ）が、第１部分の所定長Ｌｔの間で単調減少（例えば、線形に変化）し、第２部分の所定長Ｌｔの間で単調増加（例えば、線形に変化）するように設計される。これにより、例えば、移相器３００における導波路内の反射損失を低減することができる。
　また、上述した式（８）～（１２）を用い、移相器３００の内側の幅は一定（不変）としながら、２つの導波路（移相器３００と導波管４００）間で各導波路内の中心周波数における相対移相差と分散曲線の傾きが揃うように移相器３００における誘電体密度を変化させることができる。そのため、導波路内の反射損失を広帯域にわたり低減しつつ所望の移相差を得ることができる。
　＜３ｄＢカプラ２００＞
　実施形態に係る３ｄＢカプラ２００は、並行に配置された第１導波路と第２導波路との結合部分における誘電体の密度が変化していることにより、第１導波路の入力部に入力された信号を第１導波路の出力部と第２導波路の出力部に等分に分岐させて出力し、第２導波路の入力部に入力された信号を第１導波路の出力部と第２導波路の出力部に等分に分岐させて出力させる。これにより、例えば、広帯域にわたって反射損失を低減しつつ、任意の透過電力配分及び透過位相特性を得ることができる。
　より具体的には、実施形態に係る３ｄＢカプラ２００では、誘電体が充填された複数の導波路（誘電体充填型導波路）の結合部分において、誘電体を加工するまたは他の誘電体を充填すること等により誘電体密度（実効誘電率）が変化している。これにより、並行する導波路間の結合量を調整する。これにより、例えば、回路の設計の自由度を向上させるとともに、広帯域においてより良好な低反射損失特性および透過電力、位相特性を得ることができる。
　以下では、導波路内に充填されている誘電体を加工して所定形状の中空部（空気層、貫通穴）を形成し、電磁波に対する実効誘電率を変化させる例について説明する。図１２Ａ、図１２Ｂは、実施形態に係る３ｄＢカプラ２００の構成について説明する図である。図１２Ａには、実施形態に係る３ｄＢカプラ２００の断面が立体的に示されている。図１２Ｂには、実施形態に係る３ｄＢカプラ２００の断面図が示されている。
　図１２Ａ、図１２Ｂの例では、３ｄＢカプラ２００の内部には誘電体が充填されている。また、３ｄＢカプラ２００には入力部１２１、１２２と出力部１２３、１２４とが設けられている。入力部１２１から入力された信号は出力部１２３及び出力部１２４に等分に分岐されて出力される。また、入力部１２２から入力された信号も出力部１２３及び出力部１２４に等分に分岐されて出力される。
　図１２Ａ、図１２Ｂには、３ｄＢカプラ２００の内側において、幅方向の端から金属壁１２１１までの幅１２５、幅方向の一端から他端までの幅１２６が示されている。また、入力部１２１と入力部１２２との間、及び出力部１２３と出力部１２４との間には、３ｄＢカプラ２００が伸びる方向と平行に伸びる金属壁１２１１が設けられている。金属壁１２１１には、所定長１２７の切れ間があり、当該切れ間において、３ｄＢカプラ２００が伸びる方向と平行に伸びる幅１２８、長さ１２９の中空部１２１２が設けられている。なお、中空部１２１２の幅方向（３ｄＢカプラ２００が伸びる方向と垂直な方向）の中心位置は、金属壁１２１１の幅方向の中心位置（３ｄＢカプラ２００の幅方向の中心位置）と同一でもよい。図１２Ａ、図１２Ｂの例では、中空部１２１２は、３ｄＢカプラ２００が伸びる方向（信号が伝搬される方向）に垂直な平面上で対象な形状を有している。
　ここで、例えば、幅１２５は１．０ｍｍ、幅１２６は２．１ｍｍ、所定長１２７は２．０ｍｍ、長さ１２９は１．０ｍｍ、幅１２８は０．１ｍｍとし、誘電率が２．１の誘電体を用いてもよい。図１３は、実施形態に係る３ｄＢカプラ２００の性能について説明する図である。図１３には、３ｄＢカプラ２００を伝送される信号の周波数（ＧＨｚ）を横軸とし、信号の減衰度（ｄＢ）を縦軸として、各周波数での分岐による減衰度１３１３、１３１４と、各周波数での減衰度１３１１、１３１２の例が示されている。
　減衰度１３１１は、入力部１２１から入力され入力部１２１から出力される信号の電力の減衰度を示している。また、減衰度１３１２は、入力部１２１から入力され入力部１２２から出力される信号の電力の減衰度を示している。また、減衰度１３１４は、入力部１２１から入力され出力部１２３から出力される信号の電力の減衰度を示している。また、減衰度１３１３は、入力部１２１から入力され出力部１２４から出力される信号の電力の減衰度を示している。図１３の例では、所望の周波数帯である１４０～１５０ＧＨｚにおいて、反射損失が小さく、入力された信号が各出力に等配分されるように－３ｄＢに近いことが示されている。
　＜交差器５００＞
　実施形態に係る交差器５００は、並行に配置された第１導波路と第２導波路との結合部分における誘電体の密度が変化していることにより、第１導波路の入力部に入力された信号を第２導波路の出力部のみに出力し、第２導波路の入力部に入力された信号を第１導波路の出力部のみに出力させる。これにより、例えば、広帯域にわたって反射損失を低減しつつ、任意の透過電力配分及び透過位相特性を得ることができる。
　より具体的には、実施形態に係る交差器５００は、上述した３ｄＢカプラ２００と同様に、誘電体が充填された複数の導波路（誘電体充填型導波路）の結合部分において、誘電体を加工するまたは他の誘電体を充填すること等により誘電体密度（実効誘電率）を変化させる。これにより、並行する導波路間の結合量を調整する。これにより、例えば、回路の設計の自由度を向上させるとともに、広帯域においてより良好な低反射損失特性および透過電力、位相特性を得ることができる。
　図１４Ａ、図１４Ｂは、実施形態に係る交差器５００の構成について説明する図である。図１４Ａには、実施形態に係る交差器５００の断面が立体的に示されている。図１４Ｂには、実施形態に係る交差器５００の断面図が示されている。
　図１４Ａ、図１４Ｂの例では、図１２Ａ、図１２Ｂで説明した３ｄＢカプラ２００が２つ連結されている。また、３ｄＢカプラ２００には入力部１４１、１４２と出力部１４３、１４４とが設けられている。入力部１４１から入力された信号は出力部１４４のみから出力される。また、入力部１４２から入力された信号は出力部１４３のみから出力される。
　図１５は、実施形態に係る交差器５００の性能について説明する図である。図１５には、交差器５００を伝送される信号の周波数（ＧＨｚ）を横軸とし、信号の減衰度（ｄＢ）を縦軸として、各周波数での交差による減衰度１５１４と、各周波数での減衰度１５１１、１５１２、１５１３の例が示されている。
　以上、本発明の実施例について詳述したが、本発明は斯かる特定の実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。
１０　回路
２００　３ｄＢカプラ
３００　移相器
４００　導波管
５００　交差器

Claims (7)

  1. 　並行に配置された第１導波路と第２導波路との結合部分における誘電体の密度が変化されるカプラ。
  2. 　前記第１導波路の入力部に入力された信号を前記第１導波路の出力部と前記第２導波路の出力部に等分に分岐させて出力し、
    　前記第２導波路の入力部に入力された信号を前記第１導波路の出力部と前記第２導波路の出力部に等分に分岐させて出力する、請求項１に記載のカプラ。
  3. 　前記第１導波路に入力された信号を前記第２導波路にのみ出力し、
    　前記第２導波路に入力された信号を前記第１導波路にのみ出力する、
    請求項１に記載のカプラ。
  4. 　前記第１導波路と前記第２導波路との第１結合部分と第２結合部分における誘電体の密度が変化される、請求項３に記載のカプラ。
  5. 　前記第１導波路と前記第２導波路との結合部分に設けられた中空部により誘電体の密度が変化される請求項１から４のいずれか一項に記載のカプラ。
  6. 　前記第１導波路の幅、前記第２導波路の幅、及び前記第１導波路と前記第２導波路との結合部分の長さに応じた大きさの前記中空部により誘電体の密度が変化される請求項５に記載のカプラ。
  7. 　前記中空部は、信号が伝搬される方向に垂直な平面上で対象な形状を有する、請求項５または６に記載のカプラ。
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