WO2022085351A1 - モータ制御装置、機電一体ユニット、ハイブリッドシステム、および電動パワーステアリングシステム - Google Patents

モータ制御装置、機電一体ユニット、ハイブリッドシステム、および電動パワーステアリングシステム Download PDF

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貴哉 塚越
峻 谷口
崇文 原
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device, an integrated mechanical and electrical unit, a hybrid system, and an electric power steering system.
  • Permanent magnet synchronous motors do not require a mechanical current rectifying mechanism such as a brush or commutator, are easy to maintain, are compact and lightweight, and have high efficiency and power factor, so they are widely used in driving and power generation of electric vehicles. It is widespread.
  • a permanent magnet synchronous motor is composed of a stator composed of an armature coil or the like and a rotor composed of a permanent magnet or an iron core or the like.
  • An armature magnetic flux is generated by converting a DC voltage supplied from a DC power source such as a battery into an AC voltage by an inverter and passing an AC current through the armature coil of the permanent magnet synchronous motor using this AC voltage.
  • the permanent magnet synchronous motor Due to the magnet torque generated by the attractive and repulsive forces generated between this armature magnetic flux and the magnet magnetic flux of the permanent magnet, and the reluctance torque generated to minimize the magnetoresistance of the armature magnetic flux passing through the rotor.
  • the permanent magnet synchronous motor is driven.
  • electromagnetic force due to armature magnetic flux and magnet magnetic flux is generated in the direction of rotation (circumferential direction) of the motor and the direction perpendicular to the rotation axis of the motor (radial direction), respectively.
  • the above torque is an integral of the electromagnetic force in the circumferential direction, and includes fluctuations in torque (torque pulsation) caused by the structure of the magnetic circuit of the motor.
  • the electromagnetic force generated in the radial direction of the motor acts as a vibrating force (electromagnetic vibrating force) that deforms and vibrates the stator and case of the motor.
  • the alternating current flowing through the motor includes a fundamental wave current component such as a sine wave, which is used for motor drive control and whose frequency is converted according to the rotation speed of the motor, and a harmonic current component due to the switching operation of the inverter. included.
  • the frequency of the harmonic current is determined by the frequency of the fundamental wave current and the frequency of the carrier wave used for PWM modulation. Therefore, depending on the rotation speed of the motor, the electromagnetic vibration force or torque pulsation generated in the motor by the fundamental wave current and the electromagnetic vibration force or torque pulsation generated in the motor by the harmonic current overlap, and large vibration or noise is generated. It may end up.
  • Patent Document 1 includes a fundamental wave current corresponding to the rotation speed of a permanent magnet motor and a harmonic current due to a switching operation, and a vibration exciting force periodically generated in the motor by the fundamental wave current at a predetermined motor rotation speed.
  • a method of controlling the second phase so that the first phase, which is the phase of the above, and the second phase, which is the phase of the exciting force periodically generated in the motor by the harmonic current, do not overlap with each other is disclosed.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to effectively suppress vibration and noise generated in a permanent magnet synchronous motor.
  • the motor control device is connected to a power converter that converts DC power to AC power, and controls the drive of an AC motor that is driven by using the AC power, and generates a carrier wave.
  • a gate signal generation unit for generating is provided, and the phase difference between the voltage command and the carrier wave is randomly changed.
  • the mechanical / electrical integrated unit transmits the motor control device, the power converter connected to the motor control device, the AC motor driven by the power converter, and the rotational driving force of the AC motor.
  • the AC motor, the power converter, and the gear have an integral structure.
  • the hybrid system according to the present invention includes the motor control device, the power converter connected to the motor control device, the AC motor driven by the power converter, and an engine system connected to the AC motor. , Equipped with.
  • the electric power steering system according to the present invention includes the motor control device, the power converter connected to the motor control device, and the AC motor driven by the power converter, and the rotation of the AC motor. The driving force is used to assist the driver's steering operation.
  • vibration and noise generated by a permanent magnet synchronous motor can be effectively suppressed.
  • the block diagram which shows the functional structure of the motor control apparatus which concerns on 1st Embodiment of this invention.
  • the block diagram of the carrier frequency adjustment part which concerns on 1st Embodiment of this invention.
  • the block diagram of the voltage phase error calculation part which concerns on 1st Embodiment of this invention The block diagram of the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit which concerns on 1st Embodiment of this invention.
  • the flowchart which shows the arithmetic processing of the voltage phase error arithmetic unit which concerns on 1st Embodiment of this invention. It is a figure which shows the example of the state of each harmonic of the U phase current, and the state of change of the diffusion value by the presence or absence of application of the motor control method of this embodiment.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive system including a motor control device according to an embodiment of the present invention.
  • the motor drive system 100 includes a motor control device 1, a motor 2, an inverter 3, a high-pressure battery 5, a current detector 7, and a rotation position detector 8.
  • the rotation position ⁇ of the motor 2 is input to the motor control device 1 from the rotation position detector 8. Further, Iu, Iv, and Iw representing the three-phase alternating currents flowing through the motor 2 are input from the current detection unit 7, and the torque command T * is input from the upper control device (not shown).
  • the motor control device 1 generates a gate signal for controlling the drive of the motor 2 based on these input information, and outputs the gate signal to the inverter 3. This controls the operation of the inverter 3 and controls the drive of the motor 2. The details of the motor control device 1 will be described later.
  • the inverter 3 has an inverter circuit 31, a PWM signal drive circuit 32, and a smoothing capacitor 33.
  • the PWM signal drive circuit 32 generates a PWM signal for controlling each switching element of the inverter circuit 31 based on the gate signal input from the motor control device 1, and outputs the PWM signal to the inverter circuit 31.
  • the inverter circuit 31 has switching elements corresponding to the upper arm and the lower arm of the U phase, the V phase, and the W phase, respectively. By controlling each of these switching elements according to the PWM signal input from the PWM signal drive circuit 32, the DC power supplied from the high-voltage battery 5 is converted into AC power and output to the motor 2.
  • the smoothing capacitor 33 smoothes the DC power supplied from the high voltage battery 5 to the inverter circuit 31.
  • the high voltage battery 5 is a DC voltage source of the motor drive system 100, and outputs a power supply voltage Hvdc to the inverter 3.
  • the power supply voltage Hvdc of the high-voltage battery 5 is converted into a variable voltage and a variable frequency pulsed three-phase AC voltage by the inverter circuit 31 of the inverter 3 and the PWM signal drive circuit 32, and is applied to the motor 2 as a line voltage.
  • AC power is supplied from the inverter 3 to the motor 2 based on the DC power of the high-voltage battery 5.
  • the power supply voltage Hvdc of the high-voltage battery 5 varies depending on its charging state.
  • the motor 2 is a three-phase electric motor that is rotationally driven by AC power supplied from the inverter 3, and has a stator (stator) and a rotor (rotor).
  • a permanent magnet synchronous motor is used as the motor 2
  • another type of motor 2 such as an induction motor or a synchronous reluctance motor may be used.
  • the AC power input from the inverter 3 is applied to the three-phase coils Lu, Lv, and Lw provided in the stator, the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw are conducted in the motor 2, and the magnetic flux is transmitted to each coil. Occurs.
  • a torque is generated in the rotor by generating an attractive force / repulsive force between the magnetic flux of each coil and the magnet magnetic flux of the permanent magnet arranged in the rotor, and the motor 2 is rotationally driven.
  • the motor 2 is equipped with a rotation position sensor 4 for detecting the rotation position ⁇ of the rotor.
  • the rotation position detector 8 calculates the rotation position ⁇ from the input signal of the rotation position sensor 4.
  • the calculation result of the rotation position ⁇ by the rotation position detector 8 is input to the motor control device 1, and the AC power generated by the motor control device 1 generating a pulsed gate signal in accordance with the phase of the induced voltage of the motor 2. It is used in the phase control of.
  • a resolver composed of an iron core and a winding is more suitable for the rotation position sensor 4, but there is no problem even if it is a magnetic resistance element such as a GMR sensor or a sensor using a Hall element. If the magnetic pole position of the rotor can be measured, any sensor can be used as the rotation position sensor 4. Further, the rotation position detector 8 does not use the input signal from the rotation position sensor 4, but the three-phase AC currents Iu, Iv, Iw flowing through the motor 2 and the three-phase AC voltage Vu applied to the motor 2 from the inverter 3. , Vv, Vw may be used to estimate the rotation position ⁇ .
  • a current detection unit 7 is arranged in the current path between the inverter 3 and the motor 2.
  • the current detection unit 7 detects three-phase alternating currents Iu, Iv, and Iw (U-phase alternating current Iu, V-phase alternating current Iv, and W-phase alternating current Iw) that energize the motor 2.
  • the current detection unit 7 is configured by using, for example, a Hall current sensor or the like.
  • the detection results of the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw by the current detection unit 7 are input to the motor control device 1 and used for generating the gate signal performed by the motor control device 1.
  • the current detector 7 is composed of three current detectors, the current detectors are two, and the remaining one-phase alternating current is the three-phase alternating currents Iu, Iv, and so on. It may be calculated from the fact that the sum of Iw is zero. Further, the pulsed direct current flowing from the high voltage battery 5 into the inverter 3 is detected by a shunt resistance or the like inserted between the smoothing capacitor 33 and the inverter 3, and this direct current and the inverter 3 are applied to the motor 2. The three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw may be obtained based on the three-phase AC voltages Vu, Vv, and Vw.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a functional configuration of the motor control device 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor control device 1 includes a current command generation unit 11, a speed calculation unit 12, a three-phase / dq conversion unit 13, a current control unit 14, a dq / three-phase voltage conversion unit 15, and a carrier frequency adjustment. It has each functional block of a unit 16, a triangular wave generation unit 17, and a gate signal generation unit 18.
  • the motor control device 1 is configured by, for example, a microcomputer, and these functional blocks can be realized by executing a predetermined program in the microcomputer. Alternatively, a part or all of these functional blocks may be realized by using a hardware circuit such as a logic IC or FPGA.
  • the current command generation unit 11 calculates the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq * based on the input torque command T * and the power supply voltage Hvdc.
  • the d-axis current commands Id * and q corresponding to the torque command T * are used. Obtain the shaft current command Iq *.
  • the speed calculation unit 12 calculates the motor rotation speed ⁇ r, which represents the rotation speed (rotation speed) of the motor 2, from the time change of the rotation position ⁇ .
  • the motor rotation speed ⁇ r may be a value represented by either an angular velocity (rad / s) or a rotation speed (rpm). Further, these values may be converted from each other and used.
  • the three-phase / dq conversion unit 13 performs dq conversion based on the rotation position ⁇ obtained by the rotation position detector 8 for the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw detected by the current detection unit 7, and the d-axis current. Calculate the value Id and the q-axis current value Iq.
  • the current control unit 14 has a d-axis current command Id * and a q-axis current command Iq * output from the current command generation unit 11, and a d-axis current value Id and a q-axis current output from the three-phase / dq conversion unit 13. Based on the deviation from the value Iq, the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * corresponding to the torque command T * are calculated so that these values match.
  • the d-axis voltage command Vd *, the q-axis current command Iq *, and the q-axis current value Iq according to the deviation between the d-axis current command Id * and the d-axis current value Id are used.
  • the q-axis voltage command Vq * according to the deviation is obtained.
  • the dq / three-phase voltage conversion unit 15 converts the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq * calculated by the current control unit 14 based on the rotation position ⁇ obtained by the rotation position detector 8. Is performed, and the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * (U-phase voltage command value Vu *, V-phase voltage command value Vv *, and W-phase voltage command value Vw *) are calculated. As a result, the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * corresponding to the torque command T * are generated.
  • the carrier frequency adjusting unit 16 has a d-axis voltage command Vd * and a q-axis voltage command Vq * generated by the current command generation unit 11, a rotation position ⁇ obtained by the rotation position detector 8, and a rotation speed obtained by the speed calculation unit 12. Based on ⁇ r, the carrier frequency fc representing the frequency of the carrier used to generate the gate signal is calculated. The details of the calculation method of the carrier frequency fc by the carrier frequency adjusting unit 16 will be described later.
  • the triangle wave generation unit 17 generates a triangle wave signal (carrier signal) Tr for each of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * based on the carrier frequency fc calculated by the carrier frequency adjustment unit 16.
  • the gate signal generation unit 18 uses the triangle wave signal Tr output from the triangle wave generation unit 17 to pulse the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * output from the dq / three-phase voltage conversion unit 15, respectively. It modulates and generates a gate signal for controlling the operation of the inverter 3. Specifically, based on the comparison result between the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * output from the dq / three-phase voltage conversion unit 15 and the triangle wave signal Tr output from the triangle wave generation unit 17, U A pulsed voltage is generated for each of the phase, V phase, and W phase. Then, based on the generated pulsed voltage, a pulsed gate signal for the switching element of each phase of the inverter 3 is generated.
  • the gate signals Gup, Gvp, and Gwp of the upper arm of each phase are logically inverted to generate the gate signals Gun, Gvn, and Gwn of the lower arm.
  • the gate signal generated by the gate signal generation unit 18 is output from the motor control device 1 to the PWM signal drive circuit 32 of the inverter 3, and is converted into a PWM signal by the PWM signal drive circuit 32.
  • each switching element of the inverter circuit 31 is controlled on / off, and the output voltage of the inverter 3 is adjusted.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the generation of vibration and noise during driving of the motor 2 and the transmission path thereof.
  • the motor 2 is installed in a structure such as a vehicle body by a motor mounting portion.
  • shaft vibration torque pulsation
  • the vibration force electromagnettic vibration force
  • vibration and noise during driving of the motor 2 can be considered to be multiple factors.
  • attention is paid to vibration / noise due to electromagnetic force in the circumferential direction and the radial direction of the motor 2, and this is suppressed.
  • vibration / noise due to the circumferential and radial electromagnetic forces generated when the motor 2 is driven is input to the vehicle side via a structural transmission system such as a motor mounting portion and vibrates. And make noise.
  • the inverter 3 generates a PWM signal based on the gate signal input from the motor control device 1, and switches each switching element of the inverter circuit 31 according to the PWM signal to generate an AC voltage at an arbitrary frequency. It is generated and applied to the motor 2. Due to this AC voltage, an AC current flows in the motor 2, and electromagnetic forces are generated in the circumferential direction and the radial direction, respectively.
  • the frequency (switching frequency) of the switching operation of each switching element of the inverter circuit 31 has an upper limit due to restrictions such as switching loss. Therefore, when the frequency of the AC voltage becomes high and approaches the switching frequency, the number of switching pulses per sine wave of the AC voltage is limited according to the upper limit value of the switching frequency.
  • the AC voltage applied to the motor 2 tends to be increased in frequency.
  • the motor control device 1 of the present embodiment employs synchronous PWM control in which the phases of the triangular wave signal (carrier signal) Tr and the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are constant, and the inverter 3 is used. A gate signal is generated for each switching element.
  • the switching frequency is fc and the fundamental frequency of the AC voltage applied to the motor 2, that is, the frequencies of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * which are sine waves is f1
  • the ratio fc / f1 is , Represents the number of switching pulses per sine wave of AC voltage.
  • a time harmonic caused by the number of switching pulses fc / f1 is generated in an AC voltage.
  • Time harmonic voltages such as time 13th order (fc + 4f1), time 17th order (2fc ⁇ f1), and time 19th order (2fc + f1) are generated. Further, in the dq-axis voltage base obtained by converting these into rotating coordinates, time harmonic voltages such as time 6th order (fc-3f1), time 12th order (fc + 3f1), and time 18th order (2fc) are generated.
  • time harmonic voltages such as time 6th order (fc-3f1), time 12th order (fc + 3f1), and time 18th order (2fc) are generated.
  • harmonic current causes torque pulsation and pulsation of exciting force in the motor 2, and large vibration and noise may be generated. That is, due to the synchronous PWM control performed by the inverter 3, torque pulsations such as time 6th order (fc-3f1), time 12th order (fc + 3f1), and time 18th order (2fc) are generated in the motor 2.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating the relationship between the number of switching pulses per sine wave and the time harmonic voltage.
  • Tr the frequency analysis result of the generated AC voltage
  • the torque pulsation and exciting force pulsation of the motor 2 caused by the time harmonics of the AC voltage as described above have not been dealt with so much in the past due to the limitation of the number of switching pulses. Therefore, the conventional motor control has a problem that vibration / noise proportional to the motor rotation speed is generated during the motor drive by the synchronous PWM control.
  • the peak of each order component of the harmonic current generated in the motor 2 is suppressed, and the vibration / noise during the motor drive by the synchronous PWM control is reduced.
  • FIG. 5 shows these when the phase difference between the U-phase voltage command Vu * which is a modulated wave and the triangular wave signal Tr which is a carrier wave (hereinafter referred to as “modulated wave / carrier wave phase difference”) is changed. It is a figure which showed the relationship of the voltage waveform.
  • FIG. 5A shows a carrier wave and a carrier wave waveform when the modulated wave / carrier wave phase difference is ⁇ 90 deg
  • FIG. 5 (b) shows a carrier wave when the modulated wave / carrier wave phase difference is 0 deg.
  • the voltage waveform of the modulated wave is shown in FIG.
  • the frequency ratio between the modulated wave and the carrier wave is set to 15 for convenience of explanation, but the present invention is not limited to this.
  • the U-phase voltage command Vu * is shown as an example of the modulated wave, but other-phase voltage commands, that is, V-phase voltage command Vv * and W-phase voltage command.
  • Vw * the phase of the harmonic component other than the fundamental wave component can be freely changed by setting the modulated wave / carrier phase difference as in FIG.
  • FIG. 6 shows a harmonic component of the U-phase AC voltage Vu output from the inverter 3 to the motor 2 when the phase difference between the U-phase voltage command Vu *, which is a modulated wave, and the triangular wave signal Tr, which is a carrier wave, is changed.
  • 6 (a) shows the modulated wave / carrier phase difference shown in FIGS. 5 (a) to 5 (c), that is, for each harmonic component of the U-phase AC voltage Vu at each phase difference of ⁇ 90 deg, 0 deg, and 90 deg.
  • FIG. 6B the phase of each harmonic component of the U-phase AC voltage Vu at each of these phase differences is shown. Note that FIGS.
  • FIG. 6 (a) and 6 (b) show the amplitude and phase of the fundamental wave component as the primary component of the U-phase AC voltage Vu, respectively. Further, in FIG. 6B, the phases of the fundamental wave components are shown for each of the 11th, 13th, 17th, 19th, 29th, and 31st harmonic components having relatively large amplitudes in FIG. 6A. The phases when -135 deg are set are shown respectively.
  • FIGS. 6 (a) and 6 (b) show the frequency analysis results of the U-phase AC voltage Vu among the three-phase AC voltage output from the inverter 3, but the AC voltage of the other phase, that is, For the V-phase AC voltage Vv and the W-phase AC voltage Vw, the same frequency analysis results as in FIGS. 6 (a) and 6 (b) can be obtained. Therefore, by changing the modulated wave / carrier phase difference, it is possible to arbitrarily change the phase of the harmonic component other than the fundamental wave component of the three-phase AC voltage output from the inverter 3.
  • the modulated wave / carrier phase difference is randomly switched at a predetermined timing, thereby diffusing the phase of the time harmonics included in the AC voltage of the motor 2, thereby suppressing the peak of the harmonic current in the motor 2. It can be seen that the vibration and noise generated by the harmonic current can be reduced.
  • the carrier frequency adjusting unit 16 determines the carrier frequency fc so as to randomly switch the modulated wave / carrier phase difference at a predetermined timing.
  • the carrier wave frequency fc By sequentially controlling the frequency of the triangular wave signal Tr generated by the triangular wave generation unit 17 according to the carrier wave frequency fc, the voltage waveforms of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * corresponding to the torque command T * can be obtained. Then, the period and the phase of the triangular wave signal Tr, which is a carrier wave, are adjusted so as to have a desired relationship.
  • the desired relationship here is that the triangular wave signal Tr and the three-phase voltage command Vu *, Vv are maintained while maintaining the synchronous PWM control that synchronizes the triangular wave signal Tr with the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *. It refers to a relationship in which the phase difference between * and Vw * changes randomly.
  • FIG. 7 is a block diagram of the carrier frequency adjusting unit 16 according to the first embodiment of the present invention.
  • the carrier frequency adjusting unit 16 includes a synchronous PWM carrier number selection unit 161, a voltage phase calculation unit 162, a voltage phase error calculation unit 163, a synchronous carrier frequency calculation unit 164, and a carrier frequency setting unit 165.
  • the synchronous PWM carrier number selection unit 161 selects the synchronous PWM carrier number Nc representing the number of carriers for one cycle of the voltage waveform in the synchronous PWM control based on the rotation speed ⁇ r.
  • the synchronous PWM carrier wave number selection unit 161 may select the synchronous PWM carrier wave number Nc based on the torque command T * as well as the rotation speed ⁇ r. Further, the selection criteria for the number of synchronous PWM carrier waves Nc may be changed depending on whether the rotation speed ⁇ r increases or decreases, for example, by setting hysteresis.
  • the voltage phase calculation unit 162 is based on the d-axis voltage command Vd * and the q-axis voltage command Vq *, the rotation position ⁇ , the rotation speed ⁇ r, and the carrier frequency fc, according to the following equations (1) to (4).
  • the voltage phase ⁇ v represents the phase of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *, which are voltage commands for the inverter 3.
  • ⁇ v ⁇ + ⁇ v + ⁇ dqv + 0.5 ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ (1)
  • ⁇ v ⁇ r ⁇ 1.5Tc ⁇ ⁇ ⁇ (2)
  • Tc 1 / fc ...
  • ⁇ dqv atan (Vq / Vd) ⁇ ⁇ ⁇ (4)
  • ⁇ v represents the calculation delay compensation value of the voltage phase
  • Tc represents the carrier wave period
  • ⁇ dqv represents the voltage phase from the d-axis.
  • ⁇ v a calculation delay of 1.5 control cycles occurs between the time when the rotation position detector 8 acquires the rotation position ⁇ and the time when the motor control device 1 outputs a gate signal to the inverter 3. It is a value that compensates for what you do.
  • 0.5 ⁇ is added in the fourth term on the right side of the equation (1). This is an operation for converting the viewpoint to a sine wave because the voltage phase calculated by the first to third terms on the right side of the equation (1) is a cos wave.
  • the voltage phase error calculation unit 163 calculates the voltage phase error ⁇ v based on the synchronous PWM carrier wave number Nc selected by the synchronous PWM carrier wave number selection unit 161 and the voltage phase ⁇ v calculated by the voltage phase calculation unit 162.
  • the voltage phase error ⁇ v represents the phase difference between the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *, which are voltage commands for the inverter 3, and the triangular wave signal Tr, which is a carrier wave used for pulse width modulation.
  • the voltage phase error calculation unit 163 calculates the voltage phase error ⁇ v at each predetermined calculation cycle, so that the carrier frequency adjustment unit 16 randomly changes the phase difference between the voltage command to the inverter 3 and the carrier wave used for pulse width modulation.
  • the frequency of the triangular wave signal Tr can be adjusted so as to be caused.
  • the synchronous carrier frequency calculation unit 164 has a voltage phase error ⁇ v calculated by the voltage phase error calculation unit 163 according to the following equation (5), a rotation speed ⁇ r, and a synchronous PWM selected by the synchronous PWM carrier number selection unit 161.
  • the synchronous carrier frequency calculation unit 164 can calculate the synchronous carrier frequency fcs based on the equation (5) by, for example, PLL (Phase Locked Loop) control.
  • the gain K may be a constant value or may be variable depending on the conditions.
  • the carrier frequency setting unit 165 selects either the synchronous carrier frequency fcs calculated by the synchronous carrier frequency calculation unit 164 or the asynchronous carrier frequency fcns based on the rotation speed ⁇ r, and outputs the carrier frequency fc.
  • the asynchronous carrier frequency fcss is a constant value preset in the carrier frequency setting unit 165.
  • a plurality of asynchronous carrier frequency fcns may be prepared in advance, and one of them may be selected according to the rotation speed ⁇ r.
  • the asynchronous carrier frequency fcss can be selected by the carrier frequency setting unit 165 and output as the carrier frequency fc so that the value of the asynchronous carrier frequency fcss increases as the value of the rotation speed ⁇ r increases.
  • FIG. 8 is a block diagram of the voltage phase error calculation unit 163 according to the first embodiment of the present invention.
  • the voltage phase error calculation unit 163 includes a diffusion value update determination unit 1631, a carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632, a reference voltage phase calculation unit 1633, an addition unit 1634, and a subtraction unit 1635.
  • the diffusion value update determination unit 1631 is based on the voltage phase ⁇ v calculated by the voltage phase calculation unit 162, and the carrier phase shift amount diffusion is calculated by the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 by a method as described below. It is determined whether or not to update the value Dc (hereinafter referred to as "diffusion value Dc"). As a result, when it is determined that the diffusion value Dc is to be updated, the update signal Du is output to the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 so that the diffusion value Dc is updated.
  • the carrier frequency adjusting unit 16 performs synchronous PWM control, which is a control for synchronizing the triangular wave signal Tr with the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *.
  • synchronous PWM control the frequency of the triangular wave signal Tr becomes an integral multiple of the frequencies of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * according to the synchronous PWM carrier wave number Nc selected by the synchronous PWM carrier wave number selection unit 161.
  • the frequency of the triangular wave signal Tr is controlled.
  • the diffusion value update determination unit 1631 determines the convergence of the synchronous PWM control based on the voltage phase ⁇ v, and when it is determined that the diffusion value Dc has converged, determines that the diffusion value Dc is to be updated and outputs an update signal Du.
  • the amount of change in the voltage phase ⁇ v from the output time of the previous update signal Du is a predetermined designated phase, for example, one of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *.
  • a predetermined designated phase for example, one of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *.
  • the voltage phase error ⁇ v is an output value of the voltage phase error calculation unit 163 including the diffusion value update determination unit 1631.
  • the synchronous PWM control can be converged by any method. You can judge.
  • the timing of the convergence determination of the synchronous PWM control by the diffusion value update determination unit 1631 may be randomly changed. For example, when determining the convergence of the synchronous PWM control based on the amount of change in the voltage phase ⁇ v as described above, the designated phase to be compared with the amount of change in the voltage phase ⁇ v is randomly changed. Alternatively, when determining the convergence of the synchronous PWM control based on the voltage phase error ⁇ v as described above, the range in which the voltage phase error ⁇ v is determined to have converged is randomly changed.
  • the value of the gain K is changed in the above-mentioned equation (5) for the synchronous carrier frequency calculation unit 164 to calculate the synchronous carrier frequency fcs. You may do it.
  • the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 sets the diffusion value Dc for randomly changing the voltage phase error ⁇ v within a predetermined angle range according to the update signal Du output from the diffusion value update determination unit 1631. Calculate as follows.
  • FIG. 9 is a block diagram of the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 according to the first embodiment of the present invention.
  • the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 has a random number generator 16321, a previous value holding unit 16322, and a switching unit 16323.
  • the random number generator 16321 generates a random number that changes randomly within a predetermined diffusion range corresponding to the above-mentioned modulation wave / carrier phase difference change range.
  • a well-known pseudo-random number generation method such as a linear congruential method is used to generate random numbers uniformly distributed within a diffusion range of ⁇ 180 deg around 0.
  • a random number weighted according to a specific distribution pattern may be generated instead of a uniform distribution, or the distribution pattern may be changed over time.
  • a random number that changes randomly a random number that changes according to a specific change pattern such as a sinusoidal shape may be generated.
  • the diffusion range of the random number may be a limited range such as ⁇ 45 deg instead of the entire range ( ⁇ 180 deg) that can be set as the modulated wave / carrier phase difference, or the diffusion range may be changed over time. You may.
  • the phase error ⁇ v can be changed randomly. As a result, the peak of the harmonic current in the alternating current flowing through the motor 2 can be reduced in an arbitrary range and magnitude.
  • the previous value holding unit 16322 holds the diffusion value Dc previously output by the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632.
  • the switching unit 16323 selects either the random number generator 16321 or the previous value holding unit 16322 using the update signal Du output from the diffusion value update determination unit 1631, and sets the selected output value as the diffusion value Dc. Output. Specifically, when the update signal Du is output from the diffusion value update determination unit 1631, the diffusion value Dc is updated by outputting the random number generated by the random number generator 16321 as the diffusion value Dc. On the other hand, when the update signal Du is not output from the diffusion value update determination unit 1631, the previous diffusion value Dc held by the previous value holding unit 16322 is output to output the previous diffusion value Dc without updating the diffusion value Dc. Keep the value of.
  • the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 calculates the diffusion value Dc as described above. As a result, when the voltage phase error calculation unit 163 determines that the diffusion value Dc is not updated by the diffusion value update determination unit 1631, the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 calculates the previous diffusion value Dc. Can be retained. Further, when the diffusion value update determination unit 1631 determines that the diffusion value Dc is to be updated, the diffusion value Dc may be updated using the calculation result of the diffusion value Dc this time by the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632. can.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the calculation result of the diffusion value Dc by the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632.
  • FIG. 10 shows an example in which the diffusion range of random numbers generated by the random number generator 16321, that is, the diffusion range of the diffusion value Dc is set to ⁇ 180 deg, and the diffusion value Dc uniformly distributed within this diffusion range is calculated.
  • each point exemplified by reference numeral 601 represents a diffusion value Dc calculated at predetermined time intervals.
  • the reference voltage phase calculation unit 1633 determines the reference voltage phase for determining the phase of the carrier wave in the synchronous PWM control based on the synchronous PWM carrier wave number Nc selected by the synchronous PWM carrier wave number selection unit 161. Calculate ⁇ vb.
  • FIG. 11 is a conceptual diagram of the reference voltage phase calculation performed by the reference voltage phase calculation unit 1633.
  • the reference voltage phase calculation unit 1633 calculates a reference voltage phase ⁇ vb that changes stepwise between 0 and 2 ⁇ in a number of stages corresponding to the number of synchronous PWM carrier waves Nc.
  • the carrier frequency adjusting unit 16 has the carrier frequency adjusting unit 16 only in the valley division section in which the triangular carrier wave rises from the minimum value (valley) to the maximum value (mountain).
  • the frequency of the carrier wave can be adjusted.
  • the synchronous carrier frequency calculation unit 164 performs synchronous PWM control by sequentially calculating the synchronous carrier frequency fcs from the voltage phase error ⁇ v in the valley division section of the carrier.
  • the reference voltage phase calculation unit 1633 calculates the reference voltage phase ⁇ vb used in the calculation of the voltage phase error ⁇ v as a discrete value that changes at ⁇ / 3 intervals as shown in FIG.
  • the interval of the reference voltage phase ⁇ vb changes according to the number of synchronous PWM carrier waves Nc. As the number of synchronous PWM carrier waves Nc increases, the interval between the reference voltage phases ⁇ vb becomes smaller.
  • the reference voltage phase calculation unit 1633 calculates the reference voltage phase ⁇ vb based on the voltage phase ⁇ v and the number of synchronous PWM carrier waves Nc according to the following equations (6) to (7).
  • ⁇ vb int ( ⁇ v / ⁇ s) ⁇ ⁇ s + 0.5 ⁇ s ⁇ ⁇ ⁇ (6)
  • ⁇ s 2 ⁇ / Nc ⁇ ⁇ ⁇ (7)
  • ⁇ s represents the change width of the voltage phase ⁇ v per carrier wave
  • int represents the rounding down operation after the decimal point.
  • the equation is expressed in the reference voltage phase calculation unit 1633 so that the reference voltage phase ⁇ vb becomes 0 rad in the mountain split section, which is the section where the triangular carrier wave descends from the maximum value (peak) to the minimum value (valley).
  • the reference voltage phase ⁇ vb is calculated according to (6) to (7).
  • the period during which the reference voltage phase ⁇ vb becomes 0 rad is not limited to the mountain split section. If the reference voltage phase ⁇ vb that changes stepwise in the number of stages corresponding to the number of synchronous PWM carrier waves Nc between 0 and 2 ⁇ can be calculated using the voltage phase ⁇ v, the calculation method other than the equations (6) to (7) can be used.
  • the reference voltage phase calculation unit 1633 may calculate the reference voltage phase ⁇ vb.
  • the addition unit 1634 calculates the correction reference voltage phase ⁇ vb2 by adding the diffusion value Dc calculated by the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 to the reference voltage phase ⁇ vb calculated by the reference voltage phase calculation unit 1633. do.
  • the correction reference for the voltage phase error ⁇ v so that the modulated wave / carrier phase difference is randomly switched at a predetermined timing to diffuse the phase of each harmonic component of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *.
  • the voltage phase ⁇ vb2 can be calculated.
  • the subtraction unit 1635 subtracts the correction reference voltage phase ⁇ vb2 from the voltage phase ⁇ v and calculates the voltage phase error ⁇ v.
  • FIG. 12 is a flowchart showing a calculation process of the voltage phase error calculation unit 163 according to the first embodiment of the present invention.
  • step S101 the diffusion value update determination unit 1631 determines whether or not to update the diffusion value Dc. If it is determined to update, the update signal Du is output and the process proceeds to step S102. If it is determined not to update, the process proceeds to step S103.
  • step S102 the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 calculates the diffusion value Dc and updates the diffusion value Dc. At this time, the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 selects the random number generated by the random number generator 16321 by the switching unit 16323 according to the update signal Du, and outputs it as the diffusion value Dc. Then, the process proceeds to step S104.
  • step S103 the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 holds the previous diffusion value Dc.
  • the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 selects the previous diffusion value Dc held by the previous value holding unit 16322 by the switching unit 16323 and outputs it as the diffusion value Dc. Then, the process proceeds to step S104.
  • step S104 the reference voltage phase calculation unit 1633 calculates the reference voltage phase ⁇ vb.
  • step S105 the diffusion value Dc obtained by the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 in step S102 or S103 by the addition unit 1634 and the subtraction unit 1635, and the reference voltage phase obtained by the reference voltage phase calculation unit 1633 in step S104.
  • the voltage phase error ⁇ v is calculated using ⁇ vb.
  • the voltage phase error calculation unit 163 calculates the voltage phase error ⁇ v as described above. As a result, the phase difference between the triangle wave signal Tr and the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * is maintained while maintaining the synchronous PWM control that synchronizes the triangle wave signal Tr with the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw *.
  • the voltage phase error ⁇ v can be determined so as to change randomly.
  • the carrier frequency fc can be set so as to suppress the peak of the harmonic current generated in the motor 2 and thereby reduce the torque pulsation and the electromagnetic vibration force.
  • FIGS. 13 (b) and 14 (b) show an example of the magnitude of each harmonic of the U-phase current for each order component.
  • FIGS. 13 (b) and 14 (b) when the motor control method of the present embodiment is applied and the diffusion range of the diffusion value Dc of the triangular wave signal Tr with respect to the U-phase voltage command Vu * is set to ⁇ 180 deg.
  • An example of the magnitude of each harmonic of the U-phase current for each order component is shown.
  • FIGS. 13 (c) and 14 (c) show the time change of the diffusion value Dc when the diffusion range of the diffusion value Dc is set to ⁇ 180 deg.
  • each harmonic contained in the U-phase current is diffused, whereby the peak of the harmonic current is reduced. You can check. Therefore, it can be seen that the effect of reducing the vibration and noise of the motor 2 can be obtained.
  • FIGS. 13 and 14 show examples of the triangular wave signal Tr for the U-phase voltage command Vu * when the diffusion value Dc is fixed to 0 and when the triangle wave signal Tr is diffused within a diffusion range of ⁇ 180 deg.
  • the harmonic current peak of each phase is similarly spread by spreading the spread value Dc within a predetermined spread range.
  • the diffusion range of the diffusion value Dc is not limited to ⁇ 180 deg, and by setting an arbitrary diffusion range, it is possible to reduce the peak of the harmonic current and obtain the effect of reducing the vibration and noise of the motor 2. ..
  • the vibration and noise of the motor 2 caused by the time harmonics that become apparent as the number of switching pulses decreases can be realized while avoiding the deterioration of the switching loss of the inverter 3. Therefore, it can contribute to the reduction of vibration and noise of the motor drive system.
  • the members for vibration and noise countermeasures such as the vibration damping material and the sound absorbing material, which are required in the conventional motor drive system, can be reduced in the present embodiment, which can contribute to cost reduction and weight reduction.
  • the motor control device 1 is connected to an inverter 3 that converts DC power to AC power, and controls the drive of the motor 2 that is driven by using the AC power, and is a triangular wave that is a carrier wave.
  • Vv *, Vw * are pulse-width modulated, and a gate signal generation unit 18 for generating a gate signal for controlling the operation of the inverter 3 is provided.
  • the motor control device 1 randomly changes the phase difference between the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the triangular wave signal Tr. Since this is done, the peak of the harmonic current in the alternating current flowing through the motor 2 can be reduced. As a result, vibration and noise generated by the motor 2 can be effectively suppressed.
  • the carrier frequency adjusting unit 16 adjusts the carrier frequency fc so as to randomly change the phase difference between the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the triangular wave signal Tr.
  • the voltage phase error calculation unit 163 calculates a diffusion value Dc that randomly changes within a predetermined diffusion range, and adjusts the carrier frequency fc based on the diffusion value Dc. Since this is done, it is possible to reliably and easily realize a random change in the phase difference between the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the triangular wave signal Tr while maintaining the synchronous PWM control.
  • the voltage phase error calculation unit 163 of the carrier frequency adjustment unit 16 determines whether or not to update the diffusion value Dc based on the voltage phase ⁇ v representing the phase of the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw *. It has a diffusion value update determination unit 1631 and a carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 for calculating the diffusion value Dc. When it is determined by the diffusion value update determination unit 1631 that the diffusion value Dc is not updated, the calculation result of the previous diffusion value Dc by the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 is retained, and the diffusion value update determination unit 1631 is retained.
  • the diffusion value Dc is updated using the calculation result of the diffusion value Dc this time by the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632. Since this is done, the diffusion value Dc can be updated at an appropriate timing, and the phase difference between the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the triangular wave signal Tr can be randomly changed.
  • the diffusion value update determination unit 1631 determines whether or not the synchronous PWM control for synchronizing the triangular wave signal Tr with the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * has converged based on the voltage phase ⁇ v. When it is determined that the synchronous PWM control has converged, it is determined that the diffusion value Dc is updated. Specifically, the diffusion value update determination unit 1631 determines when the amount of change in the voltage phase ⁇ v exceeds a predetermined designated phase, or the phase difference between the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the triangular wave signal Tr. When the voltage phase error ⁇ v representing the above converges within a predetermined range, it is determined that the synchronous PWM control has converged. Since this is done, the diffusion value Dc can be updated at an appropriate timing.
  • the motor control device 1 randomly changes the phase difference between the three-phase voltage commands Vu *, Vv *, Vw * and the triangular wave signal Tr within a predetermined range up to a range from ⁇ 180 deg to +180 deg. Let me. Since this is done, the peak of the harmonic current in the alternating current flowing through the motor 2 can be reduced in an arbitrary range and magnitude.
  • FIG. 15 is an external perspective view of the mechanical / electrical integrated unit 71 according to the second embodiment.
  • the mechanical / electrical integrated unit 71 includes the motor drive system 100 (motor control device 1, motor 2 and inverter 3) described in the first embodiment.
  • the motor 2 and the inverter 3 are connected by a coupling portion 713 via a bus bar 712.
  • the output of the motor 2 is transmitted to the differential gear (not shown) via the gear 711 and to the axle.
  • the motor control device 1 is not shown in FIG. 15, the motor control device 1 can be arranged at an arbitrary position.
  • the feature of this mechanical / electrical integrated unit 71 is the structure in which the motor 2, the inverter 3, and the gear 711 are integrated.
  • vibration / noise caused by the time harmonics generated by the motor 2 may cause resonance when the inverter 3 or the gear 711 is shaken. In that case, the vibration may occur. ⁇ Noise gets worse.
  • the frequency of vibration / noise generated in the motor 2 can be diffused and the peak value thereof can be reduced. It is possible to realize a low vibration and low noise integrated mechanical and electrical unit.
  • FIG. 16 is a configuration diagram of the hybrid system 72 according to the third embodiment.
  • the hybrid system 72 includes a motor drive system 100 (motor control device 1, motor 2, inverter 3, high-voltage battery 5, current detector 7, rotation position detector 8) described in the first embodiment. ) And a similar motor drive system 101 (motor control device 1, motor 2a, inverter 3a, high-voltage battery 5, current detector 7a, rotation position detector 8a).
  • the motor drive systems 100 and 101 share the high voltage battery 5 with the motor control device 1.
  • a rotation position sensor 4a for detecting the rotation position ⁇ a of the rotor is attached to the motor 2a.
  • the rotation position detector 8a calculates the rotation position ⁇ a from the input signal of the rotation position sensor 4a and outputs it to the motor control device 1.
  • a current detection unit 7a is arranged between the inverter 3a and the motor 2a.
  • the inverter 3a has an inverter circuit 31a, a PWM signal drive circuit 32a, and a smoothing capacitor 33a.
  • the PWM signal drive circuit 32a is connected to a motor control device 1 common to the PWM signal drive circuit 32 of the inverter 3, and each switching element included in the inverter circuit 31a is based on a gate signal input from the motor control device 1.
  • a PWM signal for controlling the above is generated and output to the inverter circuit 31a.
  • the inverter circuit 31a and the smoothing capacitor 33a are connected to a high voltage battery 5 common to the inverter circuit 31 and the smoothing capacitor 33.
  • a torque command T * for the motor 2 and a torque command Ta * for the motor 2a are input to the motor control device 1. Based on these torque commands, the motor control device 1 generates gate signals for controlling the drive of the motors 2 and 2a by the method described in the first embodiment, and outputs the gate signals to the inverters 3 and 3a, respectively. do. That is, the voltage phase error calculation unit 163 of the carrier frequency adjusting unit 16 of the motor control device 1 calculates the voltage phase error ⁇ v so that the vibration and noise generated in the motors 2 and 2a can be suppressed, respectively, to form the carrier wave. Adjust the frequency of the triangular wave signal Tr. In the voltage phase error calculation unit 163, the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 may set different diffusion values Dc for each of the inverters 3 and 3a.
  • the engine system 721 and the engine control unit 722 are connected to the motor 2.
  • the engine system 721 is driven by the control of the engine control unit 722 to rotate the motor 2.
  • the motor 2 operates as a generator by being rotationally driven by the engine system 721 and generates AC power.
  • the AC power generated by the motor 2 is converted into DC power by the inverter 3 and charged into the high voltage battery 5.
  • the hybrid system 72 can function as a series hybrid system.
  • the engine system 721 and the engine control unit 722 may be connectable to the motor 2a.
  • the hybrid system 72 of FIG. 16 is realized by using the motor control device 1 described in the first embodiment, whereby the vibration / noise of the motors 2 and 2a caused by the time harmonics is realized.
  • the effect of reducing the noise is obtained. Therefore, it is possible to reduce the vibration damping material and sound absorbing material required for vibration / noise countermeasures in the conventional hybrid system.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration of an electric power steering system according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the electric power steering system 61 has a drive control system 75 including the motor control device 1 described in the first embodiment and redundant drive systems 102A and 102B.
  • the electric power steering system 61 detects the rotational torque of the steering wheel 62 by the torque sensor 63, and operates the drive control system 75 based on the rotational torque.
  • the rotational driving force of the motor 2 possessed by the drive control system 75 is used to generate an assist torque corresponding to the input of the steering wheel 62, which is output to the steering mechanism 65 via the steering assist mechanism 64 for operation.
  • the tire 66 is steered by the steering mechanism 65, and the traveling direction of the vehicle is controlled.
  • the electric power steering system of a vehicle is directly connected to the driver via the steering wheel, so vibration and noise are easily transmitted to the driver, and the required specifications for vibration and noise are high.
  • the electric power steering system 61 of the present embodiment can effectively reduce the vibration in the state where the driver is rotating the steering wheel 62 at high speed, so that the electric power steering system 61 has low vibration and low noise. Can be realized.
  • FIG. 18 is a diagram showing a configuration of a drive control system 75 in the electric power steering system 61 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the motor control device 1, the motor 2, and the high-voltage battery 5 are commonly connected to the redundant drive systems 102A and 102B.
  • the motor 2 has two winding systems 21 and 22, one winding system 21 constitutes the drive system 102A, and the other winding system 22 constitutes the drive system 102B. ..
  • the drive system 102A has an inverter 3 and a rotation position detector 8, and a rotation position sensor 4 for detecting the rotation position ⁇ of the rotor corresponding to the winding system 21 is attached to the motor 2.
  • the AC power generated by the inverter 3 flows to the winding system 21 of the motor 2 to rotate and drive the motor 2.
  • a current detection unit 7 is arranged between the inverter 3 and the motor 2.
  • the drive system 102B has an inverter 3a and a rotation position detector 8a, and a rotation position sensor 4a for detecting the rotation position ⁇ a of the rotor corresponding to the winding system 22 is attached to the motor 2.
  • the AC power generated by the inverter 3a flows through the winding system 22 of the motor 2 to rotate and drive the motor 2.
  • a current detection unit 7a is arranged between the inverter 3a and the motor 2.
  • the inverter 3a, the rotation position detector 8a, the rotation position sensor 4a, and the current detection unit 7a are the same as those in FIG. 16 described in the third embodiment.
  • a torque command T * for the motor 2 is input to the motor control device 1.
  • the motor control device 1 generates a gate signal for controlling the drive of the motor 2 by the method described in the first embodiment based on the input torque command T *, and outputs the gate signals to the inverters 3 and 3a, respectively. do. That is, the voltage phase error ⁇ v is calculated by the voltage phase error calculation unit 163 of the carrier frequency adjustment unit 16 of the motor control device 1 so that the vibration and noise generated in the drive systems 102A and 102B can be suppressed, respectively, on the carrier wave. Adjust the frequency of a certain triangular wave signal Tr. In the voltage phase error calculation unit 163, the carrier phase shift amount diffusion value calculation unit 1632 may set different diffusion values Dc for each of the inverters 3 and 3a.
  • the motor control device 1 described in the first embodiment is used to realize the electric power steering system 61 of FIG. 17, whereby the vibration and noise of the motor 2 caused by the time harmonics are realized.
  • the effect of reducing the noise is obtained. Therefore, it is possible to realize an electric power steering system with low vibration and low noise.
  • each configuration (FIG. 2, FIG. 7, FIG. 8, FIG. 9, etc.) in the motor control device 1 has a function of each configuration by a CPU and a program, regardless of the configuration by hardware. May be realized.
  • this program can be provided by storing it in a storage medium of the motor control device in advance.
  • the program can be stored and provided in an independent storage medium, or the program can be recorded and stored in the storage medium of the motor control device by a network line. It may be supplied as a computer-readable computer program product in various forms such as a data signal (carrier wave).
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and other embodiments considered within the scope of the technical idea of the present invention are also included within the scope of the present invention as long as the features of the present invention are not impaired. .. Further, the configuration may be a combination of the above-mentioned plurality of embodiments.

Landscapes

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Abstract

モータ制御装置は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するものであって、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、前記電圧指令と前記搬送波の位相差をランダムに変化させる。

Description

モータ制御装置、機電一体ユニット、ハイブリッドシステム、および電動パワーステアリングシステム
　本発明は、モータ制御装置、機電一体ユニット、ハイブリッドシステム、および電動パワーステアリングシステムに関する。
　永久磁石同期モータは、ブラシや整流子といった機械的な電流の整流機構を必要とせず保守が容易な上、小型軽量で効率、力率ともに高いため、電気自動車の駆動・発電等の用途に広く普及している。一般的に永久磁石同期モータは、電機子コイル等で構成される固定子と、永久磁石や鉄心等で構成される回転子から成る。バッテリ等の直流電源から供給される直流電圧をインバータで交流電圧に変換し、この交流電圧を用いて永久磁石同期モータの電機子コイルに交流電流を流すことにより、電機子磁束が発生する。この電機子磁束と永久磁石の磁石磁束との間に生じる吸引力・反発力によって発生するマグネットトルクや、回転子を透過する電機子磁束の磁気抵抗を最小化するために発生するリラクタンストルクにより、永久磁石同期モータが駆動される。
　永久磁石同期モータには、モータの回転方向（周方向）と、モータの回転軸に対して垂直な方向（径方向）とで、電機子磁束と磁石磁束による電磁力がそれぞれ発生する。上記のトルクは、周方向の電磁力を積分したものであり、これにはモータの磁気回路の構造に起因するトルクの揺らぎ（トルク脈動）が含まれている。一方、モータの径方向に生じる電磁力は、モータの固定子やケースを変形・振動させる加振力（電磁加振力）として作用する。
　モータの低回転時には、他の振動・騒音要因が少ないため、トルク脈動に起因する振動・騒音が顕在化する。特に、電気自動車やハイブリッド自動車のような永久磁石同期モータを使用する環境対応自動車では、低回転時にモータの回転子とタイヤとの２慣性系によって車体共振が発生し、振動・騒音が顕著となる場合がある。一方、低回転時を除いたモータの回転数領域では、径方向の電磁力（電磁加振力）は周方向の電磁力（トルク脈動）と比較して、５～１０倍程度の大きさとなる。そのため、電磁加振力による振動・騒音が支配的となる。
　加えてモータに流れる交流電流には、モータの駆動制御に用いられ、モータの回転数に応じて周波数が変換する正弦波等の基本波電流成分と、インバータのスイッチング動作による高調波電流成分とが含まれる。高調波電流の周波数は、基本波電流の周波数と、ＰＷＭ変調に用いられる搬送波の周波数とによって定まる。そのため、モータの回転数によっては、基本波電流によってモータに生じる電磁加振力またはトルク脈動と、高調波電流によってモータに生じる電磁加振力またはトルク脈動とが重なり合い、大きな振動や騒音が発生してしまうことがある。
　本願発明の関連技術として、特許文献１に記載の技術が知られている。特許文献１には、永久磁石モータの回転数に応じた基本波電流と、スイッチング動作による高調波電流とを含み、所定のモータ回転数において、基本波電流によってモータに周期的に生じる加振力の位相である第１位相と、高調波電流によってモータに周期的に生じる加振力の位相である第２位相とが互いに重ならないように、第２位相を制御する方法が開示されている。
国際公開第２０１８／１３９２９５号
　前述の通り、モータの低回転時には、他の振動・騒音要因が少ないため、トルク脈動に起因する振動・騒音が顕在化する。一方、低回転時を除いたモータの回転数領域では、電磁加振力による振動・騒音が支配的となる。このように、電気自動車やハイブリッド自動車のような永久磁石同期モータを使用する環境対応自動車では、広い範囲の回転数において振動・騒音が課題となる。しかしながら、特許文献１に開示された方法では、広い範囲の回転数において、こうした点を効果的に改善することができない。
　本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、永久磁石同期モータで発生する振動や騒音を効果的に抑制することを目的とする。
　本発明によるモータ制御装置は、直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するものであって、搬送波を生成する搬送波生成部と、前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、前記電圧指令と前記搬送波の位相差をランダムに変化させる。
　本発明による機電一体ユニットは、前記モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、前記交流モータ、前記電力変換器および前記ギアが一体構造となっている。
　本発明によるハイブリッドシステムは、前記モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備える。
　本発明による電動パワーステアリングシステムは、前記モータ制御装置と、前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、前記交流モータの回転駆動力を用いて運転者のステアリング操作をアシストする。
　本発明によれば、永久磁石同期モータで発生する振動や騒音を効果的に抑制できる。
本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図。 本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置の機能構成を示すブロック図。 モータの駆動時における振動や騒音の発生とその伝達経路を説明する図。 １正弦波あたりのスイッチングパルス数と時間高調波電圧の関係を説明する図。 変調波と搬送波の位相差を変化させた場合の電圧波形の関係を示す図。 変調波と搬送波の位相差を変化させた場合のＵ相交流電圧の高調波成分を示す図。 本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部のブロック図。 本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部のブロック図。 本発明の第１の実施形態に係るキャリア位相シフト量拡散値演算部のブロック図。 キャリア位相シフト量拡散値演算部による拡散値の演算結果の例を示す図。 本発明の基準電圧位相演算の概念図。 本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部の演算処理を示すフローチャート。 本実施形態のモータ制御方法の適用の有無によるＵ相電流の各高調波と拡散値の変化の様子の例を示す図。 本実施形態のモータ制御方法の適用の有無によるＵ相電流の各高調波と拡散値の変化の様子の例を示す図。 本発明の第２の実施形態における機電一体ユニットの外観斜視図。 本発明の第３の実施形態におけるハイブリッドシステムの構成図。 本発明の第４の実施形態における電動パワーステアリングシステムの構成図。 本発明の第４の実施形態に係る電動パワーステアリングシステムにおける駆動制御システムの構成図。
［第１の実施形態]
　以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。
　図１は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置を備えたモータ駆動システムの全体構成図である。図１において、モータ駆動システム１００は、モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７、回転位置検出器８を有している。
　モータ制御装置１には、回転位置検出器８からモータ２の回転位置θが入力される。また、電流検出部７から、モータ２に流れる三相の交流電流をそれぞれ表すＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗが入力され、図示省略した上位制御装置よりトルク指令Ｔ＊が入力される。モータ制御装置１は、これらの入力情報を基に、モータ２の駆動を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ３に出力する。これにより、インバータ３の動作を制御し、モータ２の駆動を制御する。なお、モータ制御装置１の詳細については後で説明する。
　インバータ３は、インバータ回路３１、ＰＷＭ信号駆動回路３２および平滑キャパシタ３３を有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２は、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１に出力する。インバータ回路３１は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームおよび下アームにそれぞれ対応するスイッチング素子を有している。ＰＷＭ信号駆動回路３２から入力されたＰＷＭ信号に従ってこれらのスイッチング素子がそれぞれ制御されることで、高圧バッテリ５から供給される直流電力が交流電力に変換され、モータ２に出力される。平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力を平滑化する。
　高圧バッテリ５は、モータ駆動システム１００の直流電圧源であり、インバータ３へ電源電圧Ｈｖｄｃを出力する。高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、インバータ３のインバータ回路３１とＰＷＭ信号駆動回路３２によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、線間電圧としてモータ２に印加される。これにより、高圧バッテリ５の直流電力を基に、インバータ３からモータ２へ交流電力が供給される。なお、高圧バッテリ５の電源電圧Ｈｖｄｃは、その充電状態に応じて変動する。
　モータ２は、インバータ３から供給される交流電力により回転駆動される三相電動機であり、固定子（ステータ）および回転子（ロータ）を有する。本実施形態では、モータ２として永久磁石同期モータを用いる例を説明するが、例えば誘導モータやシンクロナスリラクタンスモータなど、他の方式のモータ２を用いても構わない。インバータ３から入力された交流電力が固定子に設けられた三相のコイルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加されると、モータ２において三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが導通し、各コイルに磁束が発生する。この各コイルの磁束と、回転子に配置された永久磁石の磁石磁束との間で吸引力・反発力が発生することで、回転子にトルクが発生し、モータ２が回転駆動される。
　モータ２には、回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ４が取り付けられている。回転位置検出器８は、回転位置センサ４の入力信号から回転位置θを演算する。回転位置検出器８による回転位置θの演算結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１がモータ２の誘起電圧の位相に合わせてパルス状のゲート信号を生成することで行われる交流電力の位相制御において利用される。
　ここで、回転位置センサ４には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、ＧＭＲセンサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサであっても問題ない。回転子の磁極位置を測定することができれば、任意のセンサを回転位置センサ４として用いることができる。また、回転位置検出器８は、回転位置センサ４からの入力信号を用いず、モータ２に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや、インバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを用いて回転位置θを推定してもよい。
　インバータ３とモータ２の間の電流経路には、電流検出部７が配置されている。電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（Ｕ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗ）を検出する。電流検出部７は、例えばホール電流センサ等を用いて構成される。電流検出部７による三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出結果はモータ制御装置１に入力され、モータ制御装置１が行うゲート信号の生成に利用される。なお、図１では電流検出部７が３つの電流検出器により構成される例を示しているが、電流検出器を２つとし、残る１相の交流電流は、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの和が零であることから算出してもよい。また、高圧バッテリ５からインバータ３に流入するパルス状の直流電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗等により検出し、この直流電流とインバータ３からモータ２に印加される三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求めてもよい。
　次に、モータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るモータ制御装置１の機能構成を示すブロック図である。
　図２に示されるように、モータ制御装置１は、電流指令生成部１１、速度算出部１２、三相／ｄｑ変換部１３、電流制御部１４、ｄｑ／三相電圧変換部１５、搬送波周波数調整部１６、三角波生成部１７、ゲート信号生成部１８の各機能ブロックを有する。モータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
　電流指令生成部１１は、入力されたトルク指令Ｔ＊と電源電圧Ｈｖｄｃに基づき、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を演算する。ここでは、例えば予め設定された電流指令マップや、ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑとモータトルクの関係を表す数式等を用いて、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊を求める。
　速度算出部１２は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）を表すモータ回転速度ωｒを演算する。なお、モータ回転速度ωｒは、角速度（ｒａｄ／ｓ）または回転数（ｒｐｍ）のいずれで表される値であってもよい。また、これらの値を相互に変換して用いてもよい。
　三相／ｄｑ変換部１３は、電流検出部７が検出した三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに対して、回転位置検出器８が求めた回転位置θに基づくｄｑ変換を行い、ｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑを演算する。
　電流制御部１４は、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、三相／ｄｑ変換部１３から出力されるｄ軸電流値Ｉｄおよびｑ軸電流値Ｉｑとの偏差に基づき、これらの値がそれぞれ一致するように、トルク指令Ｔ＊に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。ここでは、例えばＰＩ制御等の制御方式により、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄの偏差に応じたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑの偏差に応じたｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とを求める。
　ｄｑ／三相電圧変換部１５は、電流制御部１４が演算したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊に対して、回転位置検出器８が求めた回転位置θに基づく三相変換を行い、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊）を演算する。これにより、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を生成する。
　搬送波周波数調整部１６は、電流指令生成部１１が生成したｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、回転位置検出器８が求めた回転位置θ、速度算出部１２が求めた回転速度ωｒに基づき、ゲート信号の生成に用いられる搬送波の周波数を表す搬送波周波数ｆｃを演算する。なお、搬送波周波数調整部１６による搬送波周波数ｆｃの演算方法の詳細については後述する。
　三角波生成部１７は、搬送波周波数調整部１６が演算した搬送波周波数ｆｃに基づき、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のそれぞれについて三角波信号（搬送波信号）Ｔｒを生成する。
　ゲート信号生成部１８は、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒを用いて、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をそれぞれパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成する。具体的には、ｄｑ／三相電圧変換部１５から出力される三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、三角波生成部１７から出力される三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するパルス状のゲート信号を生成する。このとき、各相の上アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのゲート信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ゲート信号生成部１８が生成したゲート信号は、モータ制御装置１からインバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２に出力され、ＰＷＭ信号駆動回路３２によってＰＷＭ信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。
　続いて、本実施形態の特徴である搬送波周波数調整部１６の詳細について説明する。
　まず、搬送波周波数調整部１６の説明をする前に、従来のモータ制御の課題について説明する。図３は、モータ２の駆動時における振動や騒音の発生とその伝達経路を説明する図である。
　図３（ａ）に示すように、モータ２は、モータ取付部によりたとえば車両ボディ等の構造物に設置される。モータ２の駆動時には、出力軸であるシャフトに接続された減速ギアの噛み合い力の変化やシャフトのねじれなどにより、シャフトに対して周方向（軸周り方向）に軸振動（トルク脈動）が発生する。また、モータ２の周方向および径方向には、それぞれの電磁力に応じた加振力（電磁加振力）により、電磁騒音となる振動がそれぞれ発生する。これらの振動の大きさは、モータ２を含む構造系の固有モードと固有周波数によって異なり、モータ２の動作点に応じて変化する。
　このように、モータ２の駆動時における振動や騒音は複数の発生要因が考えられる。本発明では、このうちモータ２の周方向と径方向の電磁力による振動・騒音に着目し、これを抑制するようにしている。
　モータ２の駆動時に発生した周方向と径方向の電磁力による振動・騒音は、図３（ｂ）に示すように、モータ取付部等の構造伝達系を経由して車両側に入力され、振動や騒音を発生させる。
　インバータ３は、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、そのＰＷＭ信号に応じてインバータ回路３１の各スイッチング素子をスイッチング動作させることにより、任意の周波数で交流電圧を発生してモータ２に印加する。この交流電圧により、モータ２において交流電流が流れることで、周方向と径方向に電磁力がそれぞれ発生する。
　ここで、インバータ回路３１が有する各スイッチング素子のスイッチング動作の周波数（スイッチング周波数）には、スイッチング損失等の制約による上限値が存在する。そのため、交流電圧の周波数が高くなってスイッチング周波数に近づくと、スイッチング周波数の上限値に応じて交流電圧の１正弦波あたりのスイッチングパルス数が制限される。一方、近年ではモータ２への小型化要求の高まりに応じてモータ２を高周波駆動させるため、モータ２に印加される交流電圧が高周波数化される傾向にある。そこで、本実施形態のモータ制御装置１では、三角波信号（搬送波信号）Ｔｒと三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊との位相を一定とする同期ＰＷＭ制御を採用して、インバータ３の各スイッチング素子に対するゲート信号を生成するようにしている。
　スイッチング周波数をｆｃとし、モータ２に印加される交流電圧の基本波周波数、すなわち正弦波である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周波数をｆ１とすると、これらの比ｆｃ／ｆ１は、交流電圧の１正弦波あたりのスイッチングパルス数を表している。同期ＰＷＭ制御では、このスイッチングパルス数ｆｃ／ｆ１に起因した時間高調波が交流電圧において発生することが知られている。例えば、ｆｃ／ｆ１＝９の場合を代表例として説明すると、この場合には相電圧ベースで、時間５次（ｆｃ－４ｆ１）、時間７次（ｆｃ－２ｆ１）、時間１１次（ｆｃ＋２ｆ１）、時間１３次（ｆｃ＋４ｆ１）、時間１７次（２ｆｃ－ｆ１）、時間１９次（２ｆｃ＋ｆ１）などの時間高調波電圧が発生する。また、これらを回転座標変換したｄｑ軸電圧ベースでは、時間６次（ｆｃ－３ｆ１）、時間１２次（ｆｃ＋３ｆ１）、時間１８次（２ｆｃ）などの時間高調波電圧が発生する。これらの時間高調波電圧がモータ２に印可されると、モータ２に流れる交流電流において、時間高調波電圧の各次数成分に応じた高調波が重畳される。こうした高調波電流は、モータ２においてトルク脈動や加振力の脈動を引き起こし、大きな振動や騒音が発生してしまうことがある。すなわち、インバータ３が行う同期ＰＷＭ制御により、モータ２では、時間６次（ｆｃ－３ｆ１）、時間１２次（ｆｃ＋３ｆ１）、時間１８次（２ｆｃ）などのトルク脈動が発生することになる。
　図４は、１正弦波あたりのスイッチングパルス数と時間高調波電圧の関係を説明する図である。図４では上から順に、同期２１パルス（ｆｃ／ｆ１＝２１）、同期９パルス（ｆｃ／ｆ１＝９）、同期３パルス（ｆｃ／ｆ１＝３）のそれぞれについて、電圧指令Ｖｕ＊と搬送波信号Ｔｒとの関係、および生成される交流電圧の周波数解析結果を示している。これらの図から、１正弦波あたりのスイッチングパルス数が減少すると、特に低次数側において、交流電圧に含まれる時間高調波成分が増大することが分かる。
　以上説明したような交流電圧の時間高調波に起因したモータ２のトルク脈動や加振力脈動は、スイッチングパルス数の制約上、従来ではあまり対処されていなかった。そのため従来のモータ制御では、同期ＰＷＭ制御によるモータ駆動中に、モータ回転数に比例した振動・騒音が発生するという課題があった。
　そこで本発明では、以下の着眼点に注目し、モータ２において発生する高調波電流の各次数成分のピークを抑制し、同期ＰＷＭ制御によるモータ駆動中の振動・騒音を低減するようにしている。
　まず、本実施形態における高調波電流ピークの抑制方法の基本的な考え方について、図５、図６を参照して以下に説明する。図５は、変調波であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波である三角波信号Ｔｒとの間の位相差（以下、「変調波／搬送波位相差」と称する）を変化させた場合の、これらの電圧波形の関係を示した図である。図５（ａ）は、変調波／搬送波位相差を－９０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形を、図５（ｂ）は、変調波／搬送波位相差を０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形を、図５（ｃ）は、変調波／搬送波位相差を９０ｄｅｇとした場合の搬送波と変調波の電圧波形をそれぞれ示している。図５（ａ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に搬送波である三角波は谷となり、図５（ｂ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に三角波はゼロクロス立ち下がりとなり、図５（ｃ）の場合、変調波のゼロクロス立ち上がり時に三角波は山となっている。このように、変調波／搬送波位相差を変化させることで、以下で説明するように、ＰＷＭ制御によって得られるＵ相交流電圧Ｖｕの振幅を一定としたままで、基本波成分以外の高調波成分の位相を自在に変化させることができる。
　なお、図５（ａ）～図５（ｃ）では、説明の都合上、変調波と搬送波の周波数比を１５としているが、本発明はこれに限定されない。また、図５（ａ）～図５（ｃ）では、変調波の例としてＵ相電圧指令Ｖｕ＊を示しているが、他相の電圧指令、すなわちＶ相電圧指令Ｖｖ＊やＷ相電圧指令Ｖｗ＊についても、図５と同様に変調波／搬送波位相差を設定することで、基本波成分以外の高調波成分の位相を自在に変化させることが可能である。
　図６は、変調波であるＵ相電圧指令Ｖｕ＊と搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を変化させた場合に、インバータ３からモータ２へ出力されるＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分を示す図である。図６（ａ）では、図５（ａ）～図５（ｃ）に示した変調波／搬送波位相差、すなわち－９０ｄｅｇ、０ｄｅｇ、９０ｄｅｇの各位相差でのＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分ごとの振幅を示し、図６（ｂ）では、これらの各位相差でのＵ相交流電圧Ｖｕの高調波成分ごとの位相を示している。なお、図６（ａ）、図６（ｂ）では、Ｕ相交流電圧Ｖｕの１次成分として、基本波成分の振幅と位相をそれぞれ示している。また、図６（ｂ）では、図６（ａ）において振幅が比較的大きい１１次、１３次、１７次、１９次、２９次、３１次の各高調波成分について、基本波成分の位相を－１３５ｄｅｇとしたときの位相をそれぞれ示している。
　図６（ａ）より、変調波／搬送波位相差を変更しても、インバータ３から出力されるＵ相交流電圧Ｖｕにおいて、１次（基本波）を含む各次数成分の振幅は変化しないことが確認される。つまり、変調波／搬送波位相差を変化させても、モータ２のトルク出力値は変わらないことが分かる。一方、図６（ｂ）より、Ｕ相交流電圧Ｖｕの１次（基本波）成分以外の各高調波成分の位相は、変調波／搬送波位相差に応じて変化することが分かる。つまり、変調波／搬送波位相差を変化させることは、Ｕ相交流電圧Ｖｕの基本波成分以外の高調波成分の位相を変化させることと等価と言える。
　なお、図６（ａ）、図６（ｂ）では、インバータ３から出力される三相交流電圧のうち、Ｕ相交流電圧Ｖｕの周波数解析結果を示しているが、他相の交流電圧、すなわちＶ相交流電圧ＶｖやＷ相交流電圧Ｖｗについても、図６（ａ）、図６（ｂ）と同様の周波数解析結果が得られる。したがって、変調波／搬送波位相差を変化させることにより、インバータ３から出力される三相交流電圧の基本波成分以外の高調波成分の位相を任意に変化させることが可能となる。
　以上説明したように、変調波／搬送波位相差を変更することで、モータ２のトルク出力値を維持しつつ、インバータ３から出力される三相交流電圧の各高調波成分の位相を変化させることが可能となる。したがって、変調波／搬送波位相差を所定のタイミングでランダムに切り替えて、これによりモータ２の交流電圧に含まれる時間高調波の位相を拡散させることで、モータ２における高調波電流のピークを抑制し、高調波電流に起因して発生する振動・騒音を低減できることが分かる。
　本実施形態では、上記の考え方に基づき、搬送波周波数調整部１６において、変調波／搬送波位相差を所定のタイミングでランダムに切り替えるように、搬送波周波数ｆｃを決定する。この搬送波周波数ｆｃに従って三角波生成部１７が生成する三角波信号Ｔｒの周波数を逐次的に制御することで、トルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の電圧波形に対して、搬送波である三角波信号Ｔｒの周期と位相がそれぞれ所望の関係となるように調整する。なお、ここでの所望の関係とは、三角波信号Ｔｒを三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に同期させる同期ＰＷＭ制御を維持しつつ、三角波信号Ｔｒと三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の位相差がランダムに変化するような関係のことを指す。
　図７は、本発明の第１の実施形態に係る搬送波周波数調整部１６のブロック図である。搬送波周波数調整部１６は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１、電圧位相演算部１６２、電圧位相誤差演算部１６３、同期搬送波周波数演算部１６４、搬送波周波数設定部１６５を有する。
　同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒに基づき、同期ＰＷＭ制御における電圧波形の１周期に対する搬送波の数を表す同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃを選択する。同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、例えば３の倍数のうちＮｃ＝３×（２×ｎ－１）の条件式を満たす数を、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選択する。この条件式において、ｎは任意の自然数を表しており、例えばｎ＝１（Ｎｃ＝３）、ｎ＝２（Ｎｃ＝９）、ｎ＝３（Ｎｃ＝１５）などが選ばれることが多い。また、特殊な搬送波を用いることで、例えばＮｃ＝６やＮｃ＝１２など、３の倍数であっても上記の条件式を満たさない数を同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃとして選定することも可能である。なお、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１は、回転速度ωｒだけでなく、トルク指令Ｔ＊に基づいて、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択を行ってもよい。また、例えばヒステリシスを設定するなど、回転速度ωｒが上昇するときと下降するときとで、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃの選択基準を変化させてもよい。
　電圧位相演算部１６２は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置θと、回転速度ωｒと、搬送波周波数ｆｃに基づいて、以下の式（１）～（４）により電圧位相θｖを演算する。電圧位相θｖは、インバータ３に対する電圧指令である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の位相を表している。
　θｖ＝θ＋φｖ＋φｄｑｖ＋０．５π　・・・（１）
　φｖ＝ωｒ・１．５Ｔｃ　・・・（２）
　Ｔｃ＝１／ｆｃ　・・・（３）
　φｄｑｖ＝ａｔａｎ（Ｖｑ／Ｖｄ）　・・・（４）
　ここで、φｖは電圧位相の演算遅れ補償値を、Ｔｃは搬送波周期を、φｄｑｖはｄ軸からの電圧位相をそれぞれ表すものとする。演算遅れ補償値φｖは、回転位置検出器８が回転位置θを取得してからモータ制御装置１がインバータ３にゲート信号を出力するまでの間に、１．５制御周期分の演算遅れが発生することを補償する値である。なお、本実施形態では、式（１）右辺の第４項で０．５πを加算している。これは、式（１）右辺の第１項～第３項で演算される電圧位相がｃｏｓ波であるため、これをｓｉｎ波に視点変換するための演算である。
　電圧位相誤差演算部１６３は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃと、電圧位相演算部１６２により演算された電圧位相θｖとに基づき、電圧位相誤差Δθｖを演算する。電圧位相誤差Δθｖは、インバータ３に対する電圧指令である三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と、パルス幅変調に用いる搬送波である三角波信号Ｔｒとの位相差を表している。電圧位相誤差演算部１６３が所定の演算周期ごとに電圧位相誤差Δθｖを演算することで、搬送波周波数調整部１６において、インバータ３に対する電圧指令とパルス幅変調に用いる搬送波との位相差をランダムに変化させるように、三角波信号Ｔｒの周波数調整を行うことができる。なお、電圧位相誤差演算部１６３による電圧位相誤差Δθｖの演算方法の詳細は後述する。
　同期搬送波周波数演算部１６４は、以下の式（５）に従い、電圧位相誤差演算部１６３により演算された電圧位相誤差Δθｖと、回転速度ωｒと、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づき、同期搬送波周波数ｆｃｓを演算する。
　ｆｃｓ＝ωｒ・Ｎｃ・（１＋Δθｖ・Ｋ）／（２π）・・・（５）
　同期搬送波周波数演算部１６４は、例えばＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）制御により、式（５）に基づく同期搬送波周波数ｆｃｓを演算することができる。なお、式（５）においてゲインＫは一定値としてもよいし、条件により可変としてもよい。
　搬送波周波数設定部１６５は、回転速度ωｒに基づいて、同期搬送波周波数演算部１６４により演算された同期搬送波周波数ｆｃｓと、非同期搬送波周波数ｆｃｎｓとのいずれかを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力する。非同期搬送波周波数ｆｃｎｓは、搬送波周波数設定部１６５において予め設定された一定値である。なお、予め非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを複数用意しておき、その中でいずれかを回転速度ωｒに応じて選択してもよい。例えば、回転速度ωｒの値が大きいほど非同期搬送波周波数ｆｃｎｓの値が大きくなるように、搬送波周波数設定部１６５において非同期搬送波周波数ｆｃｎｓを選択し、搬送波周波数ｆｃとして出力することができる。
　次に、搬送波周波数調整部１６のうち、電圧位相誤差演算部１６３における電圧位相誤差Δθｖの演算方法の詳細について説明する。
　図８は、本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部１６３のブロック図である。電圧位相誤差演算部１６３は、拡散値更新判断部１６３１、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２、基準電圧位相演算部１６３３、加算部１６３４、減算部１６３５を有する。
　拡散値更新判断部１６３１は、電圧位相演算部１６２により演算された電圧位相θｖに基づいて、以下で説明するような方法により、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２が演算するキャリア位相シフト量拡散値Ｄｃ（以下、「拡散値Ｄｃ」と称する）を更新するか否かを判断する。その結果、拡散値Ｄｃを更新すると判断した場合は、更新信号Ｄｕをキャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２に出力することで、拡散値Ｄｃを更新させるようにする。
　搬送波周波数調整部１６では、前述のように、三角波信号Ｔｒを三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に同期させるための制御である同期ＰＷＭ制御が行われる。この同期ＰＷＭ制御では、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１が選択した同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じて、三角波信号Ｔｒの周波数が三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周波数の整数倍となるように、三角波信号Ｔｒの周波数が制御される。拡散値更新判断部１６３１は、電圧位相θｖに基づいて、同期ＰＷＭ制御の収束を判断し、収束したと判断した場合に、拡散値Ｄｃを更新すると判断して更新信号Ｄｕを出力する。
　具体的には、拡散値更新判断部１６３１は、前回の更新信号Ｄｕの出力時点からの電圧位相θｖの変化量が所定の指定位相、例えば三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の１周期分に相当する３６０ｄｅｇを超えたときに、同期ＰＷＭ制御が収束したと判断する。あるいは、電圧位相θｖに基づいて演算された電圧位相誤差Δθｖが所定の範囲内、例えば１ｄｅｇ以下の範囲内に収束したときに、同期ＰＷＭ制御が収束したと判断してもよい。ここで、図８に示すように電圧位相誤差Δθｖは、拡散値更新判断部１６３１が含まれる電圧位相誤差演算部１６３の出力値である。そのため、前回の電圧位相誤差演算部１６３の出力をフィードバックして拡散値更新判断部１６３１に入力することで、電圧位相誤差Δθｖが所定の範囲内に収束したか否かを判断することが可能である。これ以外にも、ゲート信号生成部１８が生成するゲート信号において所望のパルス形状が得られるように、三角波信号Ｔｒの周波数が調整されたことを確認できれば、任意の方法で同期ＰＷＭ制御の収束を判断することができる。
　また、拡散値更新判断部１６３１による同期ＰＷＭ制御の収束判断のタイミングをランダムに変化させてもよい。例えば、前述のように電圧位相θｖの変化量に基づいて同期ＰＷＭ制御の収束を判断する場合は、電圧位相θｖの変化量と比較される指定位相をランダムに変化させる。あるいは、前述のように電圧位相誤差Δθｖに基づいて同期ＰＷＭ制御の収束を判断する場合は、電圧位相誤差Δθｖが収束したと判断する範囲をランダムに変化させる。その際、同期ＰＷＭ制御の収束までの期間を均一化するために、同期搬送波周波数演算部１６４が同期搬送波周波数ｆｃｓを演算するための前述の式（５）において、ゲインＫの値を変化させるようにしてもよい。
　キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２は、拡散値更新判断部１６３１から出力される更新信号Ｄｕに応じて、電圧位相誤差Δθｖを所定の角度範囲内でランダムに変化させるための拡散値Ｄｃを以下のようにして演算する。
　図９は、本発明の第１の実施形態に係るキャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２のブロック図である。キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２は、乱数発生器１６３２１、前回値保持部１６３２２、切替部１６３２３を有する。
　乱数発生器１６３２１は、前述の変調波／搬送波位相差の変更範囲に相当する所定の拡散範囲内でランダムに変化する乱数を発生する。例えば、線形合同法などの周知の疑似乱数生成方法を用いて、０を中心に±１８０ｄｅｇの拡散範囲内で一様に分布する乱数を発生する。このとき、一様分布ではなく、特定の分布パターンに従って重み付けされた乱数を発生してもよいし、経時的に分布パターンを変化させてもよい。また、ランダムに変化する乱数ではなく、例えば正弦波状などの特定の変化パターンに従って変化する乱数を発生してもよい。さらに、乱数の拡散範囲は、変調波／搬送波位相差として設定可能な全範囲（±１８０ｄｅｇ）ではなく、例えば±４５ｄｅｇのように限定された範囲としてもよいし、経時的に拡散範囲を変化させてもよい。これ以外にも、モータ２に流れる交流電流において低減しようとする高調波電流のピークの範囲や大きさに応じて、任意の拡散範囲を設定することが可能である。すなわち、モータ制御装置１では、乱数発生器１６３２１において設定された拡散範囲に応じて、－１８０ｄｅｇから＋１８０ｄｅｇまでの範囲を上限とする所定の範囲内で、電圧位相誤差演算部１６３によって演算される電圧位相誤差Δθｖをランダムに変化させることができる。その結果、モータ２に流れる交流電流における高調波電流のピークを、任意の範囲や大きさで低減することができる。
　前回値保持部１６３２２は、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２が前回出力した拡散値Ｄｃを保持する。
　切替部１６３２３は、拡散値更新判断部１６３１から出力される更新信号Ｄｕを用いて乱数発生器１６３２１または前回値保持部１６３２２のいずれか一方を選択し、選択した方の出力値を拡散値Ｄｃとして出力する。具体的には、拡散値更新判断部１６３１から更新信号Ｄｕが出力された場合は、乱数発生器１６３２１が発生した乱数を拡散値Ｄｃとして出力することで、拡散値Ｄｃを更新する。一方、拡散値更新判断部１６３１から更新信号Ｄｕが出力されていない場合は、前回値保持部１６３２２が保持している前回の拡散値Ｄｃを出力することで、拡散値Ｄｃを更新せずに前回の値をそのまま維持する。
　キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２は、以上説明したようにして拡散値Ｄｃを演算する。これにより、電圧位相誤差演算部１６３において、拡散値更新判断部１６３１により拡散値Ｄｃを更新しないと判断された場合は、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２による前回の拡散値Ｄｃの演算結果を保持することができる。また、拡散値更新判断部１６３１により拡散値Ｄｃを更新すると判断された場合は、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２による今回の拡散値Ｄｃの演算結果を用いて拡散値Ｄｃを更新することができる。
　図１０は、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２による拡散値Ｄｃの演算結果の例を示す図である。図１０では、乱数発生器１６３２１が発生する乱数の拡散範囲、すなわち拡散値Ｄｃの拡散範囲を±１８０ｄｅｇとし、この拡散範囲内で一様に分布する拡散値Ｄｃを演算した例を示している。図１０において、符号６０１に例示する各点は、所定時間ごとに演算された拡散値Ｄｃを表している。
　図８の説明に戻ると、基準電圧位相演算部１６３３は、同期ＰＷＭ搬送波数選択部１６１により選択された同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づいて、同期ＰＷＭ制御における搬送波の位相を定めるための基準電圧位相θｖｂを演算する。
　図１１は、基準電圧位相演算部１６３３が実施する基準電圧位相演算の概念図である。基準電圧位相演算部１６３３は、例えば図１１に示すように、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算する。なお、図１１では説明を分かりやすくするため、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが３であるときの例を示しているが、実際には同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃは、前述のようにＮｃ＝３、９または１５とすることが好ましい。あるいは、Ｎｃ＝６または１２としてもよい。
　本実施形態では処理負荷低減のため、例えば図１１に示すように、三角搬送波が最小値（谷）から最大値（山）まで上昇する区間である谷割り区間でのみ、搬送波周波数調整部１６が搬送波の周波数を調整可能とする。この場合、同期搬送波周波数演算部１６４では、搬送波の谷割り区間において、電圧位相誤差Δθｖから同期搬送波周波数ｆｃｓを逐次的に演算することで、同期ＰＷＭ制御を実施する。基準電圧位相演算部１６３３は、この電圧位相誤差Δθｖの演算に用いられる基準電圧位相θｖｂを、図１１に示すようにπ／３間隔で変化する離散値として算出する。なお、この基準電圧位相θｖｂの間隔は、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じて変化する。同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃが大きくなるほど、基準電圧位相θｖｂの間隔が小さくなる。
　具体的には、基準電圧位相演算部１６３３は、以下の式（６）～（７）に従い、電圧位相θｖ、同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに基づいて基準電圧位相θｖｂを演算する。
　θｖｂ＝ｉｎｔ（θｖ／θｓ）・θｓ＋０．５θｓ　・・・（６）
　θｓ＝２π／Ｎｃ　・・・（７）
　ここで、θｓは搬送波１つあたりの電圧位相θｖの変化幅を表し、ｉｎｔは小数点以下の切り捨て演算を表すものとする。
　なお、本実施形態では、三角搬送波が最大値（山）から最小値（谷）まで下降する区間である山割り区間で基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなるように、基準電圧位相演算部１６３３において式（６）～（７）に従い基準電圧位相θｖｂを演算している。しかしながら、基準電圧位相θｖｂが０ｒａｄとなる期間は山割り区間に限らない。電圧位相θｖを用いて、０から２πの間で同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃに応じた段数で階段状に変化する基準電圧位相θｖｂを演算できれば、式（６）～（７）以外の演算方法により、基準電圧位相演算部１６３３が基準電圧位相θｖｂの演算を行ってもよい。
　加算部１６３４は、基準電圧位相演算部１６３３にて演算した基準電圧位相θｖｂに、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２にて演算した拡散値Ｄｃを加算することで、補正基準電圧位相θｖｂ２を演算する。これにより、変調波／搬送波位相差を所定のタイミングでランダムに切り替えて三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の各高調波成分の位相を拡散させるように、電圧位相誤差Δθｖに対する補正基準電圧位相θｖｂ２を演算することができる。
　減算部１６３５は、電圧位相θｖから補正基準電圧位相θｖｂ２を減算し、電圧位相誤差Δθｖを演算する。
　図１２は、本発明の第１の実施形態に係る電圧位相誤差演算部１６３の演算処理を示すフローチャートである。
　ステップＳ１０１では、拡散値更新判断部１６３１により、拡散値Ｄｃを更新するか否かを判断する。更新すると判断した場合は更新信号Ｄｕを出力してステップＳ１０２へ進み、更新しないと判断した場合はステップＳ１０３へ進む。
　ステップＳ１０２では、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２により、拡散値Ｄｃの演算を行い、拡散値Ｄｃを更新する。このときキャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２は、更新信号Ｄｕに応じて、乱数発生器１６３２１で発生した乱数を切替部１６３２３により選択し、拡散値Ｄｃとして出力する。その後、ステップＳ１０４へ進む。
　ステップＳ１０３では、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２により、前回の拡散値Ｄｃを保持する。このときキャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２は、前回値保持部１６３２２で保持されている前回の拡散値Ｄｃを切替部１６３２３により選択し、拡散値Ｄｃとして出力する。その後、ステップＳ１０４へ進む。
　ステップＳ１０４では、基準電圧位相演算部１６３３により、基準電圧位相θｖｂを演算する。
　ステップＳ１０５では、加算部１６３４および減算部１６３５により、ステップＳ１０２またはＳ１０３でキャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２が求めた拡散値Ｄｃと、ステップＳ１０４で基準電圧位相演算部１６３３が求めた基準電圧位相θｖｂとを用いて、電圧位相誤差Δθｖを演算する。
　電圧位相誤差演算部１６３では、以上説明したようにして、電圧位相誤差Δθｖの演算を行う。これにより、三角波信号Ｔｒを三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に同期させる同期ＰＷＭ制御を維持しつつ、三角波信号Ｔｒと三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の位相差をランダムに変化させるように、電圧位相誤差Δθｖを決定することができる。その結果、モータ２において生じる高調波電流のピークを抑制し、それによってトルク脈動や電磁加振力を低減させるように、搬送波周波数ｆｃを設定することができる。
　本実施形態のモータ制御装置１によるモータ２の振動・騒音の低減効果について、以下に図１３、図１４を参照して説明する。図１３は、Ｎｃ＝９の場合における本実施形態のモータ制御方法の適用の有無によるＵ相電流の高調波と拡散値Ｄｃの変化の様子の例を示している。図１４は、Ｎｃ＝１５の場合における本実施形態のモータ制御方法の適用の有無によるＵ相電流の高調波と拡散値Ｄｃの変化の様子の例を示している。なお、図１３（ａ）および図１４（ａ）では、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊に対する三角波信号Ｔｒの拡散値Ｄｃを０に固定した場合、すなわち、本実施形態のモータ制御方法を適用しない場合の、Ｕ相電流の各高調波の次数成分ごとの大きさの例を示している。一方、図１３（ｂ）および図１４（ｂ）では、本実施形態のモータ制御方法を適用し、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊に対する三角波信号Ｔｒの拡散値Ｄｃの拡散範囲を±１８０ｄｅｇに設定した場合の、Ｕ相電流の各高調波の次数成分ごとの大きさの例を示している。また、図１３（ｃ）および図１４（ｃ）では、拡散値Ｄｃの拡散範囲を±１８０ｄｅｇに設定した場合の拡散値Ｄｃの時間変化の様子を示している。
　図１３、図１４いずれの場合でも、本実施形態のモータ制御方法を適用することで、Ｕ相電流に含まれる各高調波が拡散され、それによって高調波電流のピークが低減していることが確認できる。したがって、モータ２の振動・騒音の低減効果が得られることが分かる。
　なお、図１３、図１４では、説明の都合上、Ｎｃ＝９の場合とＮｃ＝１５の場合のみを示しているが、本発明はこれに限定されず、任意の同期ＰＷＭ搬送波数Ｎｃについて適用可能である。また、図１３、図１４では、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊に対する三角波信号Ｔｒについて、拡散値Ｄｃを０に固定した場合と±１８０ｄｅｇの拡散範囲で拡散させた場合の例を示しているが、他相の電圧指令、すなわちＶ相電圧指令Ｖｖ＊やＷ相電圧指令Ｖｗ＊に対する三角波信号Ｔｒについても、同様に拡散値Ｄｃを所定の拡散範囲で拡散させることにより、各相の高調波電流のピークを低減し、モータ２の振動・騒音の低減効果を得ることが可能である。さらに、拡散値Ｄｃの拡散範囲は±１８０ｄｅｇに限らず、任意の拡散範囲を設定することで、高調波電流のピークを低減し、モータ２の振動・騒音の低減効果を得ることが可能である。
　以上説明した実施形態によれば、スイッチングパルス数の減少に伴って顕在化する時間高調波に起因したモータ２の振動や騒音を、インバータ３のスイッチング損失の悪化を避けつつ実現できる。そのため、モータ駆動システムの低振動化・低騒音化に寄与できる。これにより、従来のモータ駆動システムでは必要であった制振材や吸音材などの振動・騒音対策用の部材を本実施形態では削減できるため、低コスト化や軽量化にも寄与できる。
　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）モータ制御装置１は、直流電力から交流電力への電力変換を行うインバータ３と接続され、その交流電力を用いて駆動するモータ２の駆動を制御するものであって、搬送波である三角波信号Ｔｒを生成する三角波生成部１７と、三角波信号Ｔｒの周波数を表す搬送波周波数ｆｃを調整する搬送波周波数調整部１６と、三角波信号Ｔｒを用いてトルク指令Ｔ＊に応じた三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調し、インバータ３の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部１８とを備える。モータ制御装置１は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの位相差をランダムに変化させる。このようにしたので、モータ２に流れる交流電流における高調波電流のピークを低減することができる。その結果、モータ２で発生する振動や騒音を効果的に抑制することができる。
（２）搬送波周波数調整部１６は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差をランダムに変化させるように、搬送波周波数ｆｃを調整する。具体的には、電圧位相誤差演算部１６３において、所定の拡散範囲内でランダムに変化する拡散値Ｄｃを演算し、この拡散値Ｄｃに基づいて搬送波周波数ｆｃを調整する。このようにしたので、同期ＰＷＭ制御を維持しつつ、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差のランダムな変化を確実かつ容易に実現できる。
（３）搬送波周波数調整部１６の電圧位相誤差演算部１６３は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の位相を表す電圧位相θｖに基づいて拡散値Ｄｃを更新するか否かを判断する拡散値更新判断部１６３１と、拡散値Ｄｃを演算するキャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２とを有する。そして、拡散値更新判断部１６３１により拡散値Ｄｃを更新しないと判断された場合は、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２による前回の拡散値Ｄｃの演算結果を保持し、拡散値更新判断部１６３１により拡散値Ｄｃを更新すると判断された場合は、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２による今回の拡散値Ｄｃの演算結果を用いて拡散値Ｄｃを更新する。このようにしたので、適切なタイミングで拡散値Ｄｃを更新し、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差をランダムに変化させることができる。
（４）拡散値更新判断部１６３１は、三角波信号Ｔｒを三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に同期させるための同期ＰＷＭ制御が収束したか否かを電圧位相θｖに基づいて判断し、同期ＰＷＭ制御が収束したと判断した場合に、拡散値Ｄｃを更新すると判断する。具体的には、拡散値更新判断部１６３１は、電圧位相θｖの変化量が所定の指定位相を超えたとき、または、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒの位相差を表す電圧位相誤差Δθｖが所定の範囲内に収束したときに、同期ＰＷＭ制御が収束したと判断する。このようにしたので、拡散値Ｄｃを適切なタイミングで更新することができる。
（５）モータ制御装置１は、三相電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波信号Ｔｒとの位相差を、－１８０ｄｅｇから＋１８０ｄｅｇまでの範囲を上限とする所定の範囲内でランダムに変化させる。このようにしたので、モータ２に流れる交流電流における高調波電流のピークを、任意の範囲や大きさで低減することができる。
［第２の実施形態]
　次に、本発明の第２の実施形態について図面を用いて説明する。
　図１５は、第２の実施形態における機電一体ユニット７１の外観斜視図である。
　機電一体ユニット７１は、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（モータ制御装置１、モータ２およびインバータ３）を含んで構成される。モータ２とインバータ３はバスバー７１２を介して結合部７１３で接続される。モータ２の出力がギア７１１を介し、図示省略したディファレンシャルギアへと伝達され、車軸へと伝達される。なお、図１５ではモータ制御装置１の図示を省略しているが、モータ制御装置１は任意の位置に配置することができる。
　この機電一体ユニット７１の特徴は、モータ２とインバータ３とギア７１１とが一体となった構造である。機電一体ユニット７１では、このような一体構造により、モータ２で発生した時間高調波に起因した振動・騒音がインバータ３やギア７１１を揺らしたときに共振が生じる場合があり、その場合には振動・騒音が悪化する。しかしながら、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１を用いてモータ２の駆動を制御することで、モータ２において発生する振動・騒音の発生周波数を拡散させ、そのピーク値を低減できるため、低振動・低騒音な機電一体ユニットを実現できる。
［第３の実施形態]
　次に、本発明の第３の実施形態について図面を用いて説明する。
　図１６は、第３の実施形態におけるハイブリッドシステム７２の構成図である。
　図１６に示すように、ハイブリッドシステム７２は、第１の実施形態で説明したモータ駆動システム１００（モータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５、電流検出部７、回転位置検出器８）と、これと同様のモータ駆動システム１０１（モータ制御装置１、モータ２ａ、インバータ３ａ、高圧バッテリ５、電流検出部７ａ、回転位置検出器８ａ）とを含んで構成される。モータ駆動システム１００，１０１は、モータ制御装置１と高圧バッテリ５を共有している。
　モータ２ａには、回転子の回転位置θａを検出するための回転位置センサ４ａが取り付けられている。回転位置検出器８ａは、回転位置センサ４ａの入力信号から回転位置θａを演算し、モータ制御装置１に出力する。インバータ３ａとモータ２ａの間には、電流検出部７ａが配置されている。
　インバータ３ａは、インバータ回路３１ａ、ＰＷＭ信号駆動回路３２ａおよび平滑キャパシタ３３ａを有する。ＰＷＭ信号駆動回路３２ａは、インバータ３のＰＷＭ信号駆動回路３２と共通のモータ制御装置１に接続されており、モータ制御装置１から入力されるゲート信号に基づいて、インバータ回路３１ａが有する各スイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、インバータ回路３１ａに出力する。インバータ回路３１ａおよび平滑キャパシタ３３ａは、インバータ回路３１および平滑キャパシタ３３と共通の高圧バッテリ５に接続されている。
　モータ制御装置１には、モータ２に対するトルク指令Ｔ＊と、モータ２ａに対するトルク指令Ｔａ＊とが入力される。モータ制御装置１は、これらのトルク指令に基づき、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２，２ａの駆動を制御するためのゲート信号をそれぞれ生成し、インバータ３，３ａにそれぞれ出力する。すなわち、モータ制御装置１が有する搬送波周波数調整部１６の電圧位相誤差演算部１６３により、モータ２，２ａで発生する振動や騒音をそれぞれ抑制できるように、電圧位相誤差Δθｖを演算して搬送波である三角波信号Ｔｒの周波数を調整する。なお、電圧位相誤差演算部１６３において、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２は、インバータ３、３ａのそれぞれに別の拡散値Ｄｃを設定してもよい。
　モータ２には、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２が接続されている。エンジンシステム７２１は、エンジン制御部７２２の制御により駆動し、モータ２を回転駆動させる。モータ２は、エンジンシステム７２１により回転駆動されることで発電機として動作し、交流電力を発生する。モータ２が発生した交流電力は、インバータ３により直流電力に変換され、高圧バッテリ５に充電される。これにより、ハイブリッドシステム７２をシリーズハイブリッドシステムとして機能させることができる。なお、エンジンシステム７２１とエンジン制御部７２２は、モータ２ａに接続可能としてもよい。
　本実施形態によれば、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１を用いて、図１６のハイブリッドシステム７２が実現されることで、時間高調波に起因したモータ２，２ａの振動・騒音の低減という効果が得られる。そのため、従来のハイブリッドシステムでは振動・騒音対策のために必要であった制振材や吸音材などを削減できる。
［第４の実施形態]
　次に、本発明の第４の実施形態について図面を用いて説明する。本実施形態では、電動パワーステアリングシステムへの適用例を説明する。
　図１７は、本発明の第４の実施形態に係る電動パワーステアリングシステムの構成を示す図である。電動パワーステアリングシステム６１は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１と、冗長化された駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂとを含む駆動制御システム７５を有している。電動パワーステアリングシステム６１は、ステアリングホイール６２の回転トルクをトルクセンサ６３により検知し、その回転トルクに基づいて駆動制御システム７５を動作させる。これにより、駆動制御システム７５が有するモータ２の回転駆動力を用いて、ステアリングホイール６２の入力に応じたアシストトルクを発生し、ステアリングアシスト機構６４を介してステアリング機構６５へ出力することで、運転者のステアリング操作をアシストする。その結果、ステアリング機構６５によってタイヤ６６が転舵され、車両の進行方向が制御される。
　一般的に車両の電動パワーステアリングシステムは、ステアリングホイールを介してドライバに直結しているため、振動や騒音がドライバに伝わりやすく、振動や騒音に対する要求仕様が高い。特に、ドライバがステアリングホイールを高速で回転している状態では、他の発生要因と比較して、モータの動作が振動や騒音の原因として支配的となる。これに対して、本実施形態の電動パワーステアリングシステム６１は、ドライバがステアリングホイール６２を高速で回転している状態での振動を効果的に低減できるため、低振動かつ低騒音な電動パワーステアリングシステムを実現できる。
　図１８は、本発明の第４の実施形態に係る電動パワーステアリングシステム６１における駆動制御システム７５の構成を示す図である。駆動制御システム７５において、冗長化された駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂには、モータ制御装置１、モータ２および高圧バッテリ５が共通に接続されている。本実施形態では、モータ２が２つの巻線系統２１，２２を有しており、一方の巻線系統２１が駆動系統１０２Ａを構成し、もう一方の巻線系統２２が駆動系統１０２Ｂを構成する。
　駆動系統１０２Ａは、インバータ３および回転位置検出器８を有しており、巻線系統２１に対応する回転子の回転位置θを検出するための回転位置センサ４がモータ２に取り付けられている。インバータ３により生成された交流電力は、モータ２の巻線系統２１に流れてモータ２を回転駆動させる。駆動系統１０２Ａにおいて、インバータ３とモータ２の間には、電流検出部７が配置されている。
　駆動系統１０２Ｂは、インバータ３ａおよび回転位置検出器８ａを有しており、巻線系統２２に対応する回転子の回転位置θａを検出するための回転位置センサ４ａがモータ２に取り付けられている。インバータ３ａにより生成された交流電力は、モータ２の巻線系統２２に流れてモータ２を回転駆動させる。駆動系統１０２Ｂにおいて、インバータ３ａとモータ２の間には、電流検出部７ａが配置されている。なお、インバータ３ａ、回転位置検出器８ａ、回転位置センサ４ａおよび電流検出部７ａは、第３の実施形態で説明した図１６のものとそれぞれ同様である。
　モータ制御装置１には、モータ２に対するトルク指令Ｔ＊が入力される。モータ制御装置１は、入力されたトルク指令Ｔ＊に基づき、第１の実施形態で説明したような方法でモータ２の駆動を制御するためのゲート信号を生成し、インバータ３，３ａにそれぞれ出力する。すなわち、モータ制御装置１が有する搬送波周波数調整部１６の電圧位相誤差演算部１６３により、駆動系統１０２Ａ，１０２Ｂで発生する振動や騒音をそれぞれ抑制できるように、電圧位相誤差Δθｖを演算して搬送波である三角波信号Ｔｒの周波数を調整する。なお、電圧位相誤差演算部１６３において、キャリア位相シフト量拡散値演算部１６３２は、インバータ３、３ａのそれぞれに別の拡散値Ｄｃを設定してもよい。
　本実施形態によれば、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１を用いて、図１７の電動パワーステアリングシステム６１が実現されることで、時間高調波に起因したモータ２の振動・騒音の低減という効果が得られる。そのため、低振動かつ低騒音な電動パワーステアリングシステムを実現できる。
　なお、以上説明した各実施形態において、モータ制御装置１内の各構成（図２、図７、図８、図９など）は、ハードウェアによる構成によらず、ＣＰＵとプログラムによって各構成の機能を実現するようにしてもよい。モータ制御装置１内の各構成をＣＰＵとプログラムによって実現する場合、ハードウェアの個数が減るため低コスト化できるという利点がある。また、このプログラムは、予めモータ制御装置の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムをモータ制御装置の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。
　本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の複数の実施形態を組み合わせた構成としてもよい。
　１…モータ制御装置、２…モータ、３…インバータ、４…回転位置センサ、５…高圧バッテリ、７…電流検出部、８…回転位置検出器、１１…電流指令生成部、１２…速度算出部、１３…三相／ｄｑ変換部、１４…電流制御部、１５…ｄｑ／三相電圧変換部、１６…搬送波周波数調整部、１７…三角波生成部、１８…ゲート信号生成部、３１…インバータ回路、３２…ＰＷＭ信号駆動回路、３３…平滑キャパシタ、６１…電動パワーステアリングシステム、７１…機電一体ユニット、７２…ハイブリッドシステム、７５…駆動制御システム、１００，１０１…モータ駆動システム、１０２Ａ，１０２Ｂ…駆動系統、１６１…同期ＰＷＭ搬送波数選択部、１６２…電圧位相演算部、１６３…電圧位相誤差演算部、１６４…同期搬送波周波数演算部、１６５…搬送波周波数設定部、１６３１…拡散値更新判断部、１６３２…キャリア位相シフト量拡散値演算部、１６３３…基準電圧位相演算部、１６３４…加算部、１６３５…減算部、１６３２１…乱数発生器、１６３２２…前回値保持部、１６３２３…切替部

Claims (10)

  1. 　直流電力から交流電力への電力変換を行う電力変換器と接続され、前記交流電力を用いて駆動する交流モータの駆動を制御するモータ制御装置であって、
    　搬送波を生成する搬送波生成部と、
    　前記搬送波の周波数を調整する搬送波周波数調整部と、
    　前記搬送波を用いてトルク指令に応じた電圧指令をパルス幅変調し、前記電力変換器の動作を制御するためのゲート信号を生成するゲート信号生成部と、を備え、
    　前記電圧指令と前記搬送波の位相差をランダムに変化させるモータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記搬送波周波数調整部は、前記電圧指令と前記搬送波の位相差をランダムに変化させるように、前記搬送波の周波数を調整するモータ制御装置。
  3. 　請求項２に記載のモータ制御装置において、
    　前記搬送波周波数調整部は、所定の拡散範囲内でランダムに変化する拡散値を演算し、前記拡散値に基づいて前記搬送波の周波数を調整するモータ制御装置。
  4. 　請求項３に記載のモータ制御装置において、
    　前記搬送波周波数調整部は、
    　前記電圧指令の位相に基づいて前記拡散値を更新するか否かを判断する拡散値更新判断部と、
    　前記拡散値を演算する拡散値演算部と、を有し、
    　前記拡散値更新判断部により前記拡散値を更新しないと判断された場合は、前記拡散値演算部による前回の前記拡散値の演算結果を保持し、前記拡散値更新判断部により前記拡散値を更新すると判断された場合は、前記拡散値演算部による今回の前記拡散値の演算結果を用いて前記拡散値を更新するモータ制御装置。
  5. 　請求項４に記載のモータ制御装置において、
    　前記拡散値更新判断部は、前記搬送波を前記電圧指令に同期させるための同期ＰＷＭ制御が収束したか否かを前記電圧指令の位相に基づいて判断し、前記同期ＰＷＭ制御が収束したと判断した場合に、前記拡散値を更新すると判断するモータ制御装置。
  6. 　請求項５に記載のモータ制御装置において、
    　前記拡散値更新判断部は、前記電圧指令の位相の変化量が所定の指定位相を超えたとき、または、前記電圧指令と前記搬送波の位相差が所定の範囲内に収束したときに、前記同期ＰＷＭ制御が収束したと判断するモータ制御装置。
  7. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記電圧指令と前記搬送波の位相差を、－１８０ｄｅｇから＋１８０ｄｅｇまでの範囲を上限とする所定の範囲内でランダムに変化させるモータ制御装置。
  8. 　請求項１乃至７のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    　前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    　前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
    　前記交流モータの回転駆動力を伝達するギアと、を備え、
    　前記交流モータ、前記電力変換器および前記ギアが一体構造となった機電一体ユニット。
  9. 　請求項１乃至７のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    　前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    　前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、
    　前記交流モータに接続されたエンジンシステムと、を備えるハイブリッドシステム。
  10. 　請求項１乃至７のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    　前記モータ制御装置に接続された前記電力変換器と、
    　前記電力変換器により駆動される前記交流モータと、を備え、
    　前記交流モータの回転駆動力を用いて運転者のステアリング操作をアシストする電動パワーステアリングシステム。
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