WO2022050016A1 - 回転電機の回転子および回転電機の駆動装置 - Google Patents

回転電機の回転子および回転電機の駆動装置 Download PDF

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WO2022050016A1
WO2022050016A1 PCT/JP2021/029722 JP2021029722W WO2022050016A1 WO 2022050016 A1 WO2022050016 A1 WO 2022050016A1 JP 2021029722 W JP2021029722 W JP 2021029722W WO 2022050016 A1 WO2022050016 A1 WO 2022050016A1
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rotor
electric machine
rotary electric
degrees
cogging torque
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PCT/JP2021/029722
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English (en)
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宏至 金澤
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日立Astemo株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K1/00—Details of the magnetic circuit
    • H02K1/06—Details of the magnetic circuit characterised by the shape, form or construction
    • H02K1/22—Rotating parts of the magnetic circuit
    • H02K1/27—Rotor cores with permanent magnets
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P25/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the circuit arrangement or by the kind of wiring
    • H02P25/22—Multiple windings; Windings for more than three phases
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    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a rotor of a rotary electric machine and a drive device of the rotary electric machine.
  • Rotating electric machines are installed in home appliances, various information appliances, etc., and with the electrification of automobiles, they are being installed in large numbers as main engines (for HEVs and EVs) and auxiliary machinery.
  • main engines for HEVs and EVs
  • auxiliary machinery for example, a main engine used as a power source for an electric vehicle and an auxiliary machine represented by an electric power steering (EPS) are required to have low vibration and low noise.
  • Cogging torque and torque ripple are sources of vibration and noise of rotating electric machines.
  • Patent Document 1 includes a first rotor unit and a second rotor unit.
  • a plurality of magnetic voids are formed, and the magnetic voids are of the rotor. It is formed at a position that is d-axis asymmetric or q-axis asymmetric so as to have a periodicity of 2 / N in the circumferential direction, and the relative positions in the circumferential direction of the first rotor unit and the second rotor unit are set to 0 in the electrical angle. It is described that the cogging torque and torque ripple are reduced by shifting a predetermined angle ⁇ which is larger than the degree and 90 degrees or less.
  • the rotor of a rotary electric machine is a rotor of a rotary electric machine in which a plurality of magnets are arranged in the circumferential direction, and is adjacent to the rotor in the rotation axis direction and has a magnetic pole center of each magnet.
  • the first rotator and the second rotator are arranged so as to be offset by a predetermined electric angle in the circumferential direction, and the magnetic pole center is sandwiched between the outer peripheral surfaces of the first rotator and the second rotator.
  • a magnetic void is formed at the circumferential position that is symmetrical with each other.
  • the second harmonic of the cogging torque can be reduced.
  • FIG. 1 is a perspective view of the rotary electric machine 100.
  • the rotary electric machine 100 is composed of a rotor 1 and a stator 7.
  • the center of the rotor 1 is fitted on a rotation shaft (not shown), and ten magnets 9 are arranged in the circumferential direction of the rotor 1.
  • the stator 7 shows a state in which the winding is removed, one pole is three phases of U phase, V phase and W phase, and the number of slots is 2 in each phase. That is, the rotary electric machine 100 is composed of 10 poles and 60 slots.
  • Two W-phases will be placed next to the two U-phases, and two V-phases will be placed next to them.
  • the U-phase, the W-phase, and the V-phase are next to the V-phase, and these phases are repeated in order.
  • FIG. 2 is a graph showing a waveform of cogging torque.
  • the horizontal axis is the electric angle (degrees), and the vertical axis is the cogging torque (Nm).
  • the waveform of the cogging torque of the rotary electric machine 100 shown in FIG. 1 is shown by the solid line a in FIG.
  • the rotary electric machine 101 is a configuration in which two rotors 1 are coaxially stacked in two stages and the electric angles are shifted by 15 degrees in the circumferential direction. It is assumed that the rotary electric machine 101 has the same product thickness as the rotary electric machine 100.
  • the graph shown by the dotted line b in FIG. 2 shows the result of three-dimensional magnetic field analysis of the rotary electric machine 101. As a result, it was found that the rotary electric machine 101 has a cogging torque having a frequency twice the cogging torque of the rotary electric machine 100. The reason for this is that the cogging torque of each rotor 1 of the rotating electric machine 101 stacked in two stages includes the second harmonic.
  • a magnetic gap for suppressing low-order harmonics is provided on the outer peripheral surface of the rotor 1.
  • FIG. 3 is an enlarged perspective view showing a part of the rotor 1.
  • magnetic voids such as grooves 11 and 12 are provided symmetrically with the magnetic pole center P sandwiched between the gap surfaces of the rotor 1 and the stator 7. Is formed. Since the rotary electric machine 100 is driven in both forward and reverse rotation directions, it needs to be geometrically symmetrical with respect to the magnetic pole center P of the magnet 9. Further, if the number and length of the grooves 11 and 12 are increased, the equivalent air gap length is increased and the characteristics of the rotary electric machine 100 are deteriorated. Therefore, the number and length of the grooves 11 and 12 need to be minimized. .. For these reasons, one groove is provided on the left and right sides with reference to the magnetic pole center P of the magnet 9. Here, the magnetic pole center P of the magnet 9 is the center in the geometric width direction of the magnet 9.
  • FIG. 4 is an enlarged view of the vicinity of the magnetic pole center P as seen from the axial direction of the rotor 1.
  • the line connecting the center of the magnet 9 in the width direction and the center of the rotation axis is defined as the magnetic pole center P
  • the deviation angle ⁇ is the electrical angle in the clockwise direction (CW) with respect to the magnetic pole center P.
  • a groove 11 is provided at a shifted position.
  • the groove 12 is provided at a position shifted by the deviation angle ⁇ by the electric angle in the counterclockwise direction (CCW) with respect to the magnetic pole center P. Since the rotary electric machine 100 rotates in both directions, the deviation angle ⁇ has the same value.
  • one pole of a magnet is shown, and one pole of the magnet 9 corresponds to a mechanical angle of 36 degrees and an electric angle of 180 degrees.
  • FIG. 5 is a graph showing a waveform for one cycle of cogging torque.
  • the horizontal axis is the electric angle (degrees), and the vertical axis is the cogging torque (Nm).
  • FIG. 5 shows a waveform for one cycle of the fundamental wave of the cogging torque calculated by shifting the deviation angle ⁇ from 0 degrees to 10 degrees by the electric angle in the rotor 1 having the structure shown in FIGS. 3 and 4. It is a thing.
  • Graph a0 in FIG. 5 has a deviation angle ⁇ of 0 degrees
  • graph a5 has an deviation angle ⁇ of 5 degrees
  • graph a7.5 has an deviation angle ⁇ of 7.5 degrees
  • graph a10 has an deviation angle ⁇ of 10. The case of degree is shown.
  • the waveform of the cogging torque changes by changing the deviation angle ⁇ .
  • 6 (A) and 6 (B) are graphs showing the content of the second harmonic of the cogging torque and the PP value of the cogging torque.
  • 6 (A) shows the content of the second harmonic included in the cogging torque on the vertical axis when the deviation angle ⁇ is used as a parameter on the horizontal axis in the rotor 1 having the structure shown in FIGS. 3 and 4. It is shown.
  • FIG. 6B shows the PP value (peak-to-peak) of the cogging torque on the vertical axis. This is the result of calculation in increments of 2.5 degrees from a deviation angle of 0 degrees to 27.5 degrees.
  • the waveform a0 having a deviation angle of 0 degrees has a peak at a position deviated from the center of the waveform, so that it is a waveform including a second harmonic.
  • the waveform a7.5 with a deviation angle of 7.5 degrees has a maximum value of the waveform near 7.5 degrees of the electric angle, and is relatively close to a sine wave.
  • the purpose of reducing the second harmonic is to include harmonics such as second, third, etc. in addition to the fundamental wave in the cogging torque, but in the odd order, the phase is shifted by shifting the fundamental wave. It can be inverted and canceled, but even harmonics cannot be canceled in phase. Therefore, if the second harmonic with the lowest order can be reduced, the subsequent fourth and sixth harmonics will be reduced as well, so we decided to reduce the largest second harmonic.
  • the position of the groove where the second harmonic is minimized is that the deviation angle ⁇ from the magnetic pole center P is 7.5 degrees and 22.5 degrees in terms of electrical angle.
  • the cogging torque has the minimum electric angle of 10 degrees and 20 degrees, but the electric angle is in the range of 7.5 degrees to 22.5 degrees, and the characteristic is almost flat, and the groove.
  • the cogging torque can be reduced by about 40% as compared with the case where there is no.
  • FIG. 7 is a partially enlarged perspective view of a two-tiered rotor.
  • FIG. 7 shows a configuration in which the first rotor 1 and the second rotor 2 are coaxially stacked in two stages and the electrical angles are shifted by ⁇ (degrees) in the circumferential direction.
  • the first rotor 1 and the second rotor 2 are adjacent to each other in the rotation axis direction, and the magnetic pole centers P1 and P2 of the respective magnets are arranged so as to be offset by a predetermined electric angle ⁇ in the circumferential direction.
  • the first grooves 11 and 12 and the first grooves 11 and 12 which are magnetic gaps at the circumferential positions symmetrical with respect to the electric angle ⁇ with the magnetic pole centers P1 and P2 interposed therebetween.
  • the second grooves 21 and 22 are formed.
  • the electric angle ⁇ 2 * ⁇ .
  • the first grooves 11 and 12 and the second grooves 21 and 22 are formed at symmetrical circumferential positions in the electric angle range of 5 to 10 degrees or 20 degrees to 25 degrees with the magnetic pole centers P1 and P2 in between. It is desirable to do.
  • first grooves 11 and 12 and the second grooves 21 and 22 are formed at positions in the circumferential direction having a symmetry of 7.5 degrees or 22.5 degrees in electrical angle with the magnetic pole centers P1 and P2 in between. More desirable. This makes it possible to reduce the second harmonic.
  • the first rotor 1 and the second rotor 2 have the same product thickness Lc, and the grooves 11, 12, 21, 22 have the same length Lm.
  • the first grooves 11 and 12 are outer peripheral surfaces of the first rotor 1 and the second rotor 2, and are formed along the rotation axis direction from one end in the axial direction of the first rotor 1 and the second rotor 2, respectively. Will be done.
  • the second grooves 21 and 22 are formed along the rotation axis direction from the other end in the axial direction of the first rotor 1 and the second rotor 2, respectively. In the example of FIG.
  • the first grooves 11 and 12 and the second grooves 21 and 22 do not penetrate from one end in the axial direction of the first rotor 1 and the second rotor 2 to the other end along the rotation axis direction. It is a groove.
  • the product thickness Lc 2 * Lm. That is, it is desirable that the length Lm of each of the first grooves 11 and 12 and the second grooves 21 and 22 is 50% of the thickness of the first rotor 1 and the second rotor 2 in the rotation axis direction. ..
  • the electric angle ⁇ indicating the position of the groove shown in FIG. 7 is an electric angle of 7.5 degrees
  • the electric angle ⁇ indicating the overlap misalignment angle between the first rotor 1 and the second rotor 2 in the circumferential direction is an electric angle of 15 degrees.
  • FIG. 8A shows the calculation result of the cogging torque having a residual magnetic flux density of 1.0T
  • FIG. 8B shows the calculation result of the cogging torque having a residual magnetic flux density of 1.37T.
  • the horizontal axis shows the electric angle of the cogging torque
  • the vertical axis shows the magnitude of the cogging torque.
  • the cogging torque waveform 1a of the first rotor 1 displays one cycle because the fundamental wave has a cycle of 30 degrees. Since the second rotor 2 is shifted by an electric angle of 15 degrees so as to cancel the cogging torque of the first rotor 1, the phase is inverted.
  • the cogging torques of the first rotor 1 and the second rotor 2 in these figures are waveforms obtained by separately calculating the cogging torques of the first rotor 1 and the second rotor 2. Further, as already described, these cogging torque waveforms are relatively sinusoidal due to the effect of providing grooves at an electric angle of 7.5 degrees from the magnetic pole center P of the magnet 9.
  • the waveform 1a + 2a indicates the total value obtained by adding the cogging torque waveform 1a and the cogging torque waveform 2a calculated separately.
  • the waveform 3d is obtained by three-dimensional calculation of a model of a two-stage stacked rotor. That is, this difference is the difference between the two-dimensional calculation and the three-dimensional calculation.
  • the residual magnetic flux density of the magnet 9 used is 1.0 T
  • the difference between the peak values of the waveform 1a + 2a and the waveform 3d is about twice as shown in FIG. 8 (A).
  • the residual magnetic flux density is 1.37T, as shown in FIG.
  • the difference between the peak values of the waveforms 1a + 2a and the waveform 3d becomes large. Therefore, when the residual magnetic flux density of the magnet 9 to be used is low, it is effective to shift the stacking deviation angle ⁇ by 15 degrees by the electric angle. On the other hand, when the residual magnetic flux density of the magnet 9 used becomes high, the effect is reduced even if the stacking deviation angle ⁇ is shifted by 15 degrees by the electric angle. In other words, the cogging torque cannot be canceled by the overlapping deviation angle ⁇ of the electric angle of 1/2 of the cycle of the cogging torque, which means that the electric angle of the overlapping deviation angle ⁇ must be increased. When a design using a magnet 9 having a large residual magnetic flux density is required for miniaturization and high output of the rotary electric machine 100, increasing the electric angle of the stacking deviation angle ⁇ causes a decrease in the effective magnetic flux. It will be.
  • FIGS. 9 to 11 are diagrams illustrating a case where the influence of the boundary portion of the two-tiered stack is moderate.
  • FIG. 9A shows a waveform 1a of the cogging torque of the first rotor 1
  • FIG. 9D shows a waveform of the cogging torque when the second rotor 2 is overlapped at an electric angle of 15 degrees as a stacking deviation angle. 2a is shown by a dotted line.
  • the cogging torque should be canceled by adding these waveforms, but in reality, at the boundary between the first rotor 1 and the second rotor 2, the electric angle 15 shown in FIG. 9B is shown. There is a cogging torque with a phase difference of 7.5 degrees, which is the angle of the center of degrees.
  • the cogging torque generated at this boundary portion (B) shown in FIG. 9B remains because there is no partner to cancel because there is only one place in the two-stage stacking. Therefore, a composite waveform obtained by adding the cogging torque of the boundary portion and the cogging torque of the first rotor 1 is created as shown in FIG. 9 (C). If the cogging torque of the second rotor 2 cancels this composite waveform, the cogging torque disappears, but the waveform that cancels the composite waveform (solid line 3a in FIG. 9D) and the waveform of the cogging torque generated by the second rotor 2 2a is out of phase by 3.75 degrees, and the peak value is also larger in the waveform 3a.
  • FIG. 9 a case where the magnitude of the cogging torque generated at the boundary portion is set to the same level as that of the first rotor 1 has been described.
  • FIG. 10A shows a waveform 1a of the cogging torque of the first rotor 1
  • FIG. 10D shows a waveform of the cogging torque when the second rotor 2 is overlapped at an electric angle of 15 degrees. 2a is shown by a dotted line.
  • the cogging torque should be canceled by adding these waveforms, but in reality, at the boundary between the first rotor 1 and the second rotor 2, the electric angle 15 shown in FIG. 10B is shown.
  • the cogging torque generated at this boundary portion (B) shown in FIG. 10B remains because there is no partner to cancel because there is only one place in the two-stage stacking. Therefore, a composite waveform obtained by adding the cogging torque of the boundary portion and the cogging torque of the first rotor 1 is created as shown in FIG. 10 (C). If the cogging torque of the second rotor 2 cancels this composite waveform, the cogging torque disappears, but the waveform that cancels the composite waveform (solid line 3a in FIG. 10D) and the waveform of the cogging torque generated by the second rotor 2 The phase of 2a is shifted by 3 degrees, and the peak value is also larger in the waveform 3a. When the influence of the boundary portion is small, the phase difference shown in FIG. 10 becomes as small as 3 degrees, but the difference in peak value remains.
  • FIG. 11A shows a waveform 1a of the cogging torque of the first rotor 1
  • FIG. 11D shows a waveform of the cogging torque when the second rotor 2 is overlapped at an electric angle of 15 degrees. 2a is shown by a dotted line.
  • the cogging torque should be canceled by adding these waveforms, but in reality, at the boundary between the first rotor 1 and the second rotor 2, the electric angle 15 shown in FIG. 11B is shown.
  • the cogging torque generated at this boundary portion (B) shown in FIG. 11B remains because there is no partner to cancel it because there is only one place in the two-stage stacking. Therefore, a composite waveform obtained by adding the cogging torque of the boundary portion and the cogging torque of the first rotor 1 is created as shown in FIG. 11 (C). If the cogging torque of the second rotor 2 cancels this combined waveform, the cogging torque disappears, but the waveform that cancels the combined waveform (solid line 3a in FIG. 11D) and the waveform of the cogging torque generated by the second rotor 2 2a is out of phase by 5 degrees, and the peak value is also larger in the waveform 3a. When the influence of the boundary portion is large as described above, the phase difference becomes large as 5 degrees, and the combined peak value also becomes large.
  • the two-stage rotor shown in FIG. 7 is effective.
  • FIG. 12 is a graph showing the increase ratio of the cogging torque generated by the influence of the boundary portion of the two-stage stacking on the residual magnetic flux density of the magnet 9.
  • the horizontal axis shows the residual magnetic flux density
  • the vertical axis shows the increase factor of the cogging torque.
  • the residual magnetic flux density of the magnet 9 which is currently the mainstream is around 1.4T, and a large amount of cogging torque remains even when the rotors are stacked in two stages.
  • the multiplication factor will be described.
  • the molecule is the calculation result of the three-dimensional cogging torque
  • the denominator is the cogging torque calculated by each rotor independently, and is the ratio with the total value of these two cogging torques.
  • This increase factor is large means that the cogging torque generated at the boundary portion described above is large. From this calculation result, it can be seen that when the magnetic flux density of the magnet 9 is 1.2 T or more, the effect of the two-stage stacking of the rotors is reduced. The reason for this will be described with reference to FIG.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating the reason why the cogging torque cannot be canceled when two stages are stacked.
  • a plan view shows a state in which the first rotor 1 and the second rotor 2 are coaxially stacked in two stages and the electrical angles are shifted by 15 degrees in the circumferential direction.
  • a boundary portion 12b exists between the first rotor 1 and the second rotor 2.
  • the waveforms 1a, 2a, and 12a of the cogging torques of the first rotor 1, the second rotor 2, and the boundary portion 12b are shown.
  • the north poles of the first rotor 1 and the second rotor 2 are displaced by an electric angle of 15 degrees in the circumferential direction.
  • the rotating electric machine 100 having 10 poles and 60 slots generates cogging torque of 60 cycles per rotation.
  • the N pole of the magnet 9 has an electric angle of 180 degrees, and one cycle of the cogging torque has an electric angle of 30 degrees by 360 degrees ⁇ 5-pole logarithm / 60th order. That is, one cycle corresponds to an electric angle of 30 degrees.
  • the cogging torque waveform 1a of the first rotor 1 and the cogging torque waveform 2a of the second rotor 2 can be canceled out, but they are made of magnets at the boundary. Since there is no partner to cancel the cogging torque waveform 12a, it will remain as it is.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating the reason why the cogging torque cannot be canceled when the rotors are stacked in three stages.
  • a plan view shows a state in which the first rotor 1, the second rotor 2, and the third rotor 3 are coaxially stacked in three stages and the electrical angles are shifted by 10 degrees in the circumferential direction.
  • a boundary portion 12b exists between the first rotor 1 and the second rotor 2.
  • a boundary portion 23b exists between the second rotor 2 and the third rotor 3.
  • the waveforms 1a, 2a, 3a, 12a, and 23a of the cogging torques of the first rotor 1, the second rotor 2, the third rotor 3, the boundary portion 12b, and the boundary portion 23b are shown.
  • the basic cogging torque is canceled by a phase difference of 10 degrees at the electric angle, but cogging torque is generated at the two boundary portions 12b and 23b.
  • the cogging torque waveform 1a of the first rotator 1 the cogging torque waveform 2a of the second rotator 2, and the cogging torque waveform 3a of the third rotator 3 cancel each other out.
  • the cogging torque waveforms 12a and 23a created by the magnets at the boundary do not have a canceling phase, the final cogging torque magnitude does not change and the combined waveform 12a + 23a only shifts in phase.
  • FIG. 15 is a graph showing a waveform of cogging torque of a four-stage rotor.
  • a waveform is shown in a state where the first rotor 1, the second rotor 2, the third rotor 3, and the fourth rotor 4 are coaxially stacked in four stages and the electrical angles are shifted by 15 degrees in the circumferential direction.
  • the cogging torque waveform 2a of the second rotor 2 has an opposite phase to the cogging torque waveform 1a of the first rotor 1. Further, the waveform 4a of the cogging torque of the fourth rotor 4 has an opposite phase to the waveform 3a of the cogging torque of the third rotor 3. Then, the waveform 12a of the cogging torque of the boundary portion 12b and the waveform 34a of the cogging torque of the boundary portion 34b have opposite phases. In this way, the cogging torque can be minimized by canceling the cogging torque generated at the boundary portion with the cogging torque at the other boundary portion.
  • the configuration of the rotary electric machine that realizes the principle shown in FIG. 15 will be described with reference to FIG.
  • FIG. 16 is a perspective view of a four-tiered rotor.
  • the first rotor 1 and the second rotor 2 are displaced by 15 degrees in the circumferential direction at an electric angle which is 1/2 cycle of the cogging torque.
  • the 10-pole rotary electric machine 100 they are arranged so as to be offset by 3 degrees with respect to the machine angle.
  • the outer peripheral surfaces of the first rotor 1 and the second rotor 2 are magnetically displaced by a deviation angle ⁇ to the circumferential positions symmetrical with respect to the magnetic pole center P.
  • Grooves 11, 12, 21, and 22 which are voids are formed.
  • the deviation angle ⁇ of the grooves 11, 12, 21 and 22 is 7.5 degrees in the electric angle (1.5 degrees in the mechanical angle).
  • the 3rd rotor 3 and the 4th rotor 4 are shifted in the circumferential direction by 15 degrees at the electric angle which is 1/2 cycle of the cogging torque.
  • the second rotor 2 and the third rotor 3 are overlapped so that the phase difference becomes zero.
  • the outer peripheral surfaces of the third rotor 3 and the fourth rotor 4 are magnetically displaced by a deviation angle ⁇ to the circumferential positions symmetrical with respect to the magnetic pole center P.
  • Grooves 31, 32, 41, and 42 which are voids, are formed.
  • the deviation angle ⁇ of the grooves 31, 32, 41, 42 is 7.5 degrees in the electric angle (1.5 degrees in the mechanical angle).
  • FIG. 17 is a partially enlarged perspective view of a four-tiered rotor.
  • FIG. 17 is a partially enlarged view of the perspective view of the rotor shown in FIG.
  • the product thicknesses of the first rotor 1, the second rotor 2, the third rotor 3, and the fourth rotor 4 are represented by Lc1 to Lc4, respectively, and the respective product thicknesses are configured to be substantially the same.
  • the two stepped grooves 11, 21, 31, 41 and 12, 22, 32, 42 provided on the outer peripheral surface of each rotor have almost the same length, with the lengths in the product thickness direction being Lm1 and Lm2. It has become.
  • Lm1 Lm2 and Lm1 + Lm2 ⁇ Lc1.
  • FIG. 18 is a graph showing the waveform of the cogging torque with respect to the length of the groove provided in the rotor.
  • the horizontal axis shows the electric angle
  • the vertical axis shows the cogging torque.
  • the calculated value of the cogging torque is shown with the groove length as a parameter.
  • the product thickness of the rotors is a three-dimensional calculation result with the same length.
  • the cogging torque PP is 0.04 (Nm) as shown in Graph 4L100, which is worse than the case without the groove. ..
  • the cogging torque is higher when the groove length is 50% of the core product thickness and, as shown in Graph 4L70, the groove length is 70% of the core product thickness. Can be reduced.
  • the case of two-stage stacking is shown in Graph 2L, but it can be made smaller by using four-stage stacking rather than two-stage stacking and setting the groove length to 50% or 70% with respect to the stack thickness of the rotor. Further, when the groove is penetrated even in the four-stage stacking, the peak value of the cogging torque becomes larger than in the two-stage stacking.
  • FIG. 19 is a graph showing the relationship between the length of the groove provided in the rotor and the cogging torque.
  • the horizontal axis shows the ratio of the groove length to the rotor product thickness (core product thickness), and the vertical axis shows the cogging torque value.
  • core product thickness the ratio of the groove length to the rotor product thickness
  • the vertical axis shows the cogging torque value.
  • the length of the groove is about 20% to 78% with respect to the product thickness of the rotor. For this reason, the cogging torque can be minimized.
  • FIG. 20 is a graph showing the calculated value of the cogging torque when the deviation angle ⁇ of the grooves is changed by stacking four stages.
  • the horizontal axis indicates the deviation angle ⁇
  • the vertical axis indicates the cogging torque.
  • FIG. 20 is a calculated value with the groove deviation angle ⁇ as a parameter when the length of the groove is 50% of the product thickness of the rotor in four-stage stacking. As shown in FIG. 20, in terms of phase, the cogging torque is minimized at a position where the groove is displaced by an electric angle of 7.5 degrees and 22.5 degrees from the magnetic pole center P of the magnet 9.
  • the groove may have an electric angle in the range of 5 degrees to 10 degrees. Further, on the side where the deviation angle ⁇ is wide, the range of 20 degrees to 25 degrees is appropriate. When the appropriate deviation angle ⁇ is converted into a mechanical angle, it becomes 1 to 2 degrees centered on 1.5 degrees and 4 degrees to 5 degrees centered on 4.5 degrees.
  • FIG. 21 is a partially enlarged perspective view showing Example 1 of the rotor. Since this example is the same as the configuration shown in FIGS. 16 and 17, the same reference numerals are given to the same parts and the description will be simplified.
  • the first rotor 1, the second rotor 2, the third rotor 3, and the fourth rotor 4 are coaxially stacked in four stages, and the first rotor 1, the second rotor 2, and the third rotor 3 are stacked.
  • the fourth rotor 4 is displaced from each other by an electric angle of 15 degrees in the circumferential direction.
  • a groove 41 is provided at an electric angle of 7.5 ° in the CW direction with respect to the magnetic pole center P4 of the magnet 9 inserted into the fourth rotor 4, and a groove 42 is similarly provided at an electric angle of 7.5 ° in the CCW direction. It will be provided.
  • the length of these grooves 41 and 42 is 50% of the product thickness of the fourth rotor 4.
  • the third rotor 3 is arranged so that the magnetic pole center P23 is deviated from the fourth rotor 4 in the direction of 15 ° CCW at an electric angle. Since the third rotor 3 has exactly the same structure as the fourth rotor 4, the groove 31 and the groove 32 provided in the third rotor 3 are located at positions deviated by 15 ° by the electric angle.
  • the third rotor 3 is adjacent to the second rotor 2 in the rotation axis direction, and is arranged so that the magnetic pole center of the magnet 9 overlaps the magnetic pole center P23 of the second rotor 2.
  • the second rotor 2 and the first rotor 1 are exactly the same as the fourth rotor 4 and the third rotor 3, and the pair of the second rotor 2 and the first rotor 1 is the fourth rotor 4.
  • the center of the magnetic pole is offset in the CCW direction by 15 ° with respect to the pair of the third rotors 3.
  • FIG. 22 is a partially enlarged perspective view showing Example 2 of the rotor.
  • the same parts as those shown in FIG. 21 will be described with the same reference numerals.
  • the difference from Example 1 shown in FIG. 21 is that the second rotor and the third rotor are integrally configured to form the fifth rotor 5.
  • the product thickness of the 5th rotor 5 is twice that of the 1st rotor 1, and only the 5th rotor 5 has a different product thickness, and the length of the magnet 9 is also twice that of the other.
  • the number of parts can be reduced.
  • the arrangement and length of the grooves 11, 12, 21, 22, 31, 32, 41, 42 are the same as in Example 1. According to this configuration, in addition to having the same effect as in Example 1, the number of parts can be reduced.
  • FIG. 23 is a partially enlarged perspective view showing Example 3 of the rotor.
  • the same parts as those shown in FIG. 22 will be described with the same reference numerals.
  • the difference from Example 2 shown in FIG. 22 is that the groove 31 of the fifth rotor 5 and the groove 21 separated from each other are combined into one in the axial direction to form the groove 321. Further, the groove 32 of the fifth rotor 5 and the groove 22 separated from each other are combined into one in the axial direction to form a groove 322.
  • FIG. 24 is a circuit configuration diagram showing a drive device 200 of the rotary electric machine 100.
  • the rotary electric machine 100 is a rotary electric machine described with reference to FIGS. 1 to 23.
  • the rotary electric machine 100 is composed of 10 poles and 60 slots, the winding of the stator 7 is a distributed winding, and in one pole of the magnet, the winding of one phase is composed of two slots.
  • the even-numbered slot winding group constitutes the first system winding 110, and the odd-numbered slot winding group constitutes the second system winding 120.
  • the first system winding 110 is composed of three phases, U1 phase, W1 phase, and V1 phase, and the values of the currents Iu1, Iw1, and Iv1 flowing through each phase are detected by the current detector 111.
  • the second system winding 120 is composed of three phases U2, W2, and V2, and the values of the currents Iu2, Iw2, and Iv2 flowing through each phase are detected by the current detector 121.
  • the drive device 200 includes a first inverter 210 that supplies a drive current to the first system winding 110, and a second inverter 220 that supplies a drive current to the second system winding 120. Further, the drive device 200 includes a control unit 223. The control unit 223 inputs the current detected by the current detectors 111 and 121, and supplies a drive signal to the first inverter 210 and the second inverter 220.
  • the two system windings are out of phase by 30 degrees with the electric angle, and a current having the same phase as the induced voltage is passed through each winding.
  • the torque ripple generated by the current flowing through each winding has a phase of 30 degrees in the electric angle, so that the waveform of the torque ripple becomes the opposite phase and the torque ripple can be canceled when viewed as a whole of the rotary electric machine 100.
  • the control unit 223 since it is desirable to synchronize the timing of current detection by the current detectors 111 and 121, the control unit 223 synchronizes the current detection timings of the two systems. Then, the gate signal is synchronized with the first inverter 210 and the second inverter 220 and output.
  • the torque ripple can be canceled between the two systems, and by canceling the cogging torque regardless of the residual magnetic flux density of the magnet, the vibration generated from the rotary electric machine 100 can be minimized, so that the vibration is low and low.
  • a noise rotating electric machine 100 can be provided.
  • the rotor of the rotary electric machine 100 is a rotor of the rotary electric machine 100 in which a plurality of magnets 9 are arranged in the circumferential direction, and is adjacent to the rotation axis direction of the rotor and the magnetic poles of the respective magnets 9.
  • a first rotator 1 and a second rotator 2 whose centers are displaced by a predetermined electric angle in the circumferential direction are included, and magnetic poles are formed on the outer peripheral surfaces of the first rotator 1 and the second rotator 2.
  • Magnetic voids (first grooves 11, 12, second grooves 21, 22) are formed at positions in the circumferential direction symmetrical with respect to the center P. This makes it possible to reduce the second harmonic of the cogging torque.
  • the present invention can be implemented by modifying the embodiment described above as follows.
  • (1) Although the rotary electric machine 100 has been described with an example of being composed of 10 poles and 60 slots, it may be configured as 6 poles and 36 slots, 8 poles and 48 slots, and 12 poles and 72 slots. Alternatively, it may be a combination of another number of poles and the number of slots.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and other embodiments considered within the scope of the technical idea of the present invention are also included within the scope of the present invention as long as the features of the present invention are not impaired. .. Further, the configuration may be a combination of the above-described embodiment and the modified example.

Landscapes

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Abstract

複数の磁石を周方向に配設して成る回転電機の回転子であって、前記回転子の回転軸方向に隣接するとともにそれぞれの前記磁石の磁極中心が周方向に所定の電気角だけずれて配置された第１回転子と第２回転子とを含み、前記第１回転子と前記第２回転子のそれぞれの外周面には、前記磁極中心を挟んで対称となる周方向位置に磁気的空隙が形成されている回転電機の回転子。

Description

回転電機の回転子および回転電機の駆動装置
　本発明は、回転電機の回転子および回転電機の駆動装置に関する。
　回転電機は家電製品、各種ＯＡ機器等に搭載されている他、自動車の電動化に伴って、主機（ＨＥＶ、ＥＶ用）や補機として、多数搭載されるようになっている。例えば、電動車両の動力として用いられる主機や電動パワーステアリング（ＥＰＳ）に代表される補機では、低振動、低騒音が要求されている。回転電機の振動、騒音の発生源としてコギングトルクやトルクリプルがある。
　特許文献１には、第１回転子ユニット及び第２回転子ユニットを備え、第１回転子ユニット及び第２回転子ユニットは、複数の磁気的空隙が形成され、磁気的空隙は、回転子の周方向に２／Ｎの周期性を持つように、ｄ軸非対称又はｑ軸非対称となる位置に形成され、第１回転子ユニット及び第２回転子ユニットの周方向相対位置を、電気角で０度より大きくかつ９０度以下である所定角θずらすことにより、コギングトルクやトルクリプルを低減することが記載されている。
日本国特開２０１６－２２０３８２号公報
　特許公報１に記載の回転電機では、コギングトルクの２次高調波を低減することができない。
　本発明による回転電機の回転子は、複数の磁石を周方向に配設して成る回転電機の回転子であって、前記回転子の回転軸方向に隣接するとともにそれぞれの前記磁石の磁極中心が周方向に所定の電気角だけずれて配置された第１回転子と第２回転子とを含み、前記第１回転子と前記第２回転子のそれぞれの外周面には、前記磁極中心を挟んで対称となる周方向位置に磁気的空隙が形成されている。
　本発明によれば、コギングトルクの２次高調波を低減することができる。
回転電機の斜視図である。 コギングトルクの波形を示すグラフである。 回転子の一部を示す拡大斜視図である。 回転子の軸方向から見た磁極中心付近の拡大図である。 コギングトルクの１周期分の波形を示すグラフである。 （Ａ）（Ｂ）コギングトルクの２次高調波の含有率及びコギングトルクのＰ－Ｐ値を示すグラフである。 ２段重ねの回転子の部分拡大斜視図である。 ２段重ねの回転子のコギングトルクの波形を示すグラフである。 ２段重ねの境界部の影響が中程度の場合を説明する図である。 ２段重ねの境界部の影響が小さい場合を説明する図である。 ２段重ねの境界部の影響が大きい場合を説明する図である。 磁石の残留磁束密度に対する２段重ねの境界部の影響により発生するコギングトルクの増加倍率を示したグラフである。 ２段重ねした場合にコギングトルクが打ち消せない理由を説明する図である。 ３段重ねした場合にコギングトルクが打ち消せない理由を説明する図である。 ４段重ねの回転子のコギングトルクの波形を示すグラフである。 ４段重ねの回転子の斜視図である。 ４段重ねの回転子の部分拡大斜視図である。 回転子に設けた溝の長さに対するコギングトルクの波形を示すグラフである。 回転子に設けた溝の長さとコギングトルクの関係を示すグラフである。 ４段重ねで溝のずれ角を変えた場合のコギングトルクの計算値を示すグラフである。 回転子の例１を示す部分拡大斜視図である。 回転子の例２を示す部分拡大斜視図である。 回転子の例３を示す部分拡大斜視図である。 回転電機の駆動装置を示す回路構成図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下の記載および図面は、本発明を説明するための例示であって、説明の明確化のため、適宜、省略および簡略化がなされている。本発明は、他の種々の形態でも実施する事が可能である。特に限定しない限り、各構成要素は単数でも複数でも構わない。
　図面において示す各構成要素の位置、大きさ、形状、範囲などは、発明の理解を容易にするため、実際の位置、大きさ、形状、範囲などを表していない場合がある。このため、本発明は、必ずしも、図面に開示された位置、大きさ、形状、範囲などに限定されない。
　図１は、回転電機１００の斜視図である。
　回転電機１００は、回転子１と固定子７より構成される。回転子１はその中心が図示省略した回転軸に嵌装され、１０個の磁石９が回転子１の周方向に配設されている。固定子７は、巻線を取り除いた状態を図示しており、１極はＵ相Ｖ相Ｗ相の３相であり、各相でスロット数は２である。すなわち、回転電機１００は、１０極６０スロットで構成される。
　図示省略しているが、固定子７の巻線は分布巻きであり、磁石１極の中では、１つの相の巻線は２つのスロットで構成される。この時、２つのＵ相巻線間には電気角で３０度の位相差を持っている。すなわち、１８０度×１０極／６０スロット＝３０度である。
　２つのＵ相の隣には２つのＷ－相、そして、その隣には２つのＶ相が配置されることになる。図示していないが、このＶ相の隣にはＵ－相、Ｗ相、Ｖ－相となり、これらの相が順に繰り返される。
　図２は、コギングトルクの波形を示すグラフである。横軸は電気角（度）、縦軸はコギングトルク（Ｎｍ）である。
　図１に示す回転電機１００のコギングトルクの波形は、図２の実線ａで示す。１０極６０スロットのコギングトルクは、スロットコンビネーションの最小公倍数となるため６０次/回転となる。そのため、コギングトルクの１周期の波形は１スロットの電気角と同じ３０度の繰り返しとなる。すなわち、３６０度／６０次×５極対数＝電気角３０度である。
　ここで、回転子１を２個同軸に２段重ねて、且つ互いに周方向に電気角１５度ずらした構成を回転電機１０１とする。回転電機１０１は回転電機１００と同じ積厚であるとする。図２の点線ｂで示すグラフは、回転電機１０１の３次元磁界解析結果を示す。この結果、回転電機１０１は、回転電機１００のコギングトルクの２倍の周波数のコギングトルクが残ることが分かった。この理由は、２段重ねした回転電機１０１の各回転子１のコギングトルクに２次高調波が含まれているためである。このことから２段重ねする場合には、重ねる前の回転子１のコギングトルクの波形に低次の高調波が含まれないように回転子１を設計する必要がある。そこで、本実施形態では、以下に説明するように、回転子１の外周面に低次の高調波を抑制するための磁気的空隙を設ける。
　図３は、回転子１の一部を示す拡大斜視図である。
　図３に示すように、回転子１の外周面には、回転子１と固定子７とのギャップ面に磁極中心Ｐを挟んで対称となる周方向位置に溝１１、１２などの磁気的空隙が形成されている。回転電機１００は回転方向が正転と逆転の両方向に駆動されるため、幾何学的に磁石９の磁極中心Ｐに対して左右対称である必要がある。更に、溝１１、１２の数及び長さを増やすと等価的なエアギャップ長が増加するため回転電機１００の特性が低下することから溝１１、１２の数及び長さは最小とする必要がある。これらのことから、磁石９の磁極中心Ｐを基準にして左右に１つ溝を設ける。ここで、磁石９の磁極中心Ｐとは磁石９の幾何学的な幅方向の中心である。
　図４は、回転子１の軸方向から見た磁極中心Ｐ付近の拡大図である。
　図４に示すように、磁石９の幅方向の中心と回転軸の中心を繋いだ線を磁極中心Ｐとして、この磁極中心Ｐに対して時計回り方向（ＣＷ）に電気角度でずれ角度θだけずらした位置に溝１１を設ける。さらに、磁極中心Ｐに対して反時計回り方向（ＣＣＷ）に電気角度でずれ角度θだけずらした位置に溝１２を設ける。回転電機１００は両方向に回転するのでずれ角度θは同じ値となる。この図では、磁石1極分を示しており、磁石９の１極分は機械角では３６度、電気角では１８０度に相当する。
　図５は、コギングトルクの１周期分の波形を示すグラフである。横軸は電気角（度）、縦軸はコギングトルク（Ｎｍ）である。
　図５は、図３、図４に示す構造の回転子１において、ずれ角度θを電気角で０度から１０度までずらして計算した場合のコギングトルクの基本波の１周期分の波形を示したものである。図５のグラフａ０はずれ角度θが０度の場合を、グラフａ５はずれ角度θが５度の場合を、グラフａ７．５はずれ角度θが７．５度の場合を、グラフａ１０はずれ角度θが１０度の場合を示す。図５に示すようにずれ角度θを変えることでコギングトルクの波形が変化する。
　図６（Ａ）、図６（Ｂ）は、コギングトルクの２次高調波の含有率及びコギングトルクのＰ－Ｐ値を示すグラフである。
　図６（Ａ）は、図３、図４に示す構造の回転子１において、横軸にずれ角度θをパラメータとした場合に、縦軸にコギングトルクに含まれる２次高調波の含有率を示したものである。また、図６（Ｂ）は、縦軸にコギングトルクのＰ－Ｐ値（ピークツーピーク）を示した。ずれ角０度から２７．５度まで２．５度の刻みで計算した結果である。
　まず、図５に示したコギングトルクの波形から分かるようにずれ角０度の波形ａ０は波形の中心からずれたところにピークがあるため、２次高調波を含んだ波形となっている。一方、ずれ角７．５度の波形ａ７．５は電気角の７．５度近辺に波形の最大値があり、比較的正弦波に近い。ここで、２次高調波を低減する目的は、コギングトルクには基本波に加えて、２次、３次・・・と高調波が含まれるが、奇数次は基本波をずらすことにより位相を反転して打ち消すことが可能になるが、偶数調波は位相が同期して打ち消すことができない。そこで最も次数の低い２次高調波を減らせれば、その後の４次、６次も同様に減るため最も大きい２次高調波を低減することにした。
　図６（Ａ）のグラフから、２次高調波が最小となる溝の位置は、磁極中心Ｐからのずれ角度θが電気角で７．５度と２２．５度であることが分かる。また、図６（Ｂ）のグラフから、コギングトルクは電気角１０度と２０度が最小になったが、電気角７．５度～２２．５度の範囲でほぼフラットな特性であり、溝がない場合に比較してコギングトルクを４０％程度低減できる。
　図７は、２段重ねの回転子の部分拡大斜視図である。
　図７には、第１回転子１と第２回転子２を同軸に２段重ねて、且つ互いに周方向に電気角φ（度）ずらした構成を示す。
　第１回転子１と第２回転子２は、回転軸方向に隣接するとともにそれぞれの磁石の磁極中心Ｐ１、Ｐ２が周方向に所定の電気角φだけずれて配置される。
　第１回転子１と第２回転子２のそれぞれの外周面には、磁極中心Ｐ１、Ｐ２を挟んで電気角θで対称となる周方向位置に磁気的空隙である第１溝１１、１２及び第２溝２１、２２が形成されている。図７の例では、電気角φ＝２＊θである。第１溝１１、１２及び第２溝２１、２２は、磁極中心Ｐ１、Ｐ２を挟んで電気角で５度～１０度の範囲もしくは２０度～２５度の範囲の対称となる周方向位置に形成するのが望ましい。さらには、第１溝１１、１２及び第２溝２１、２２は、磁極中心Ｐ１、Ｐ２を挟んで電気角で７．５度もしくは２２．５度の対称となる周方向位置に形成するのがより望ましい。これにより２次高調波を減らすことができる。
　第１回転子１と第２回転子２は同じ積厚Ｌｃであり、溝１１、１２、２１、２２の長さＬｍは同じである。第１溝１１、１２は、第１回転子１、第２回転子２の外周面であって、それぞれ第１回転子１、第２回転子２の軸方向一端から回転軸方向に沿って形成される。第２溝２１、２２は、それぞれ第１回転子１、第２回転子２の軸方向他端から回転軸方向に沿って形成される。図７の例では、第１溝１１、１２及び第２溝２１、２２は、第１回転子１、第２回転子２の軸方向一端から回転軸方向に沿って他端まで貫通しない非貫通溝である。図７の例では、積厚Ｌｃ＝２＊Ｌｍである。すなわち、第１溝１１、１２及び第２溝２１、２２の各溝の長さＬｍは、第１回転子１、第２回転子２の回転軸方向の厚さの５０％であることが望ましい。
　図８（Ａ）、図８（Ｂ）は、２段重ねの回転子のコギングトルクの波形を示すグラフである。
　図７に示した溝の位置を示す電気角θを電気角７．５度とし、第１回転子１と第２回転子２の周方向の重ねずれ角度を示す電気角φを電気角１５度にした場合を考察する。コギングトルクの周期は電気角３０度（１８０度／極×１０極／６０次）であるので電気角１５度ずらした２段重ねの回転子の場合のコギングトルクを３次元モデルで計算した。計算に用いた磁石９の残留磁束密度は、フェライト磁石を想定した０．４Ｔ、ネオジム磁石を想定した１．０Ｔ～１．５Ｔで数点計算した。
　図８（Ａ）は、残留磁束密度が１．０Ｔのコギングトルクの計算結果を、図８（Ｂ）は、残留磁束密度が１．３７Ｔのコギングトルクの計算結果を示す。横軸はコギングトルクの電気角、縦軸はコギングトルクの大きさを示す。
　図８（Ａ）、図８（Ｂ）に示すように、第１回転子１のコギングトルク波形１ａは基本波が３０度周期のため１周期分を表示した。第２回転子２は第１回転子１のコギングトルクを打ち消すように電気角１５度ずらしているため、位相が反転している。これらの図の第１回転子１と第２回転子２のコギングトルクは、第１回転子１と第２回転子２のコギングトルクを別々に計算した波形である。また、既に説明したように、磁石９の磁極中心Ｐからそれぞれ電気角７．５度にそれぞれ溝を設けた効果により、これらのコギングトルク波形は比較的正弦波状となっている。
　また、図８（Ａ）、図８（Ｂ）に示すように、波形１ａ＋２ａは、別々に計算したコギングトルク波形１ａとコギングトルク波形２ａを足し合わせた合算値を示す。波形３ｄは、２段重ねの回転子のモデルを３次元計算で求めたものである。すなわちこの違いは２次元計算と３次元計算の違いとなる。使用する磁石９の残留磁束密度が１．０Ｔの場合には、図８（Ａ）に示すように、波形１ａ＋２ａと波形３ｄの波高値の差は２倍程度である。残留磁束密度が１．３７Ｔの場合には、図８（Ｂ）に示すように、波形１ａ＋２ａと波形３ｄの波高値の差が大きくなる。これにより、使用する磁石９の残留磁束密度が低い場合は重ねずれ角度φを電気角で１５度ずらすと有効である。一方で、使用する磁石９の残留磁束密度が高くなると重ねずれ角度φを電気角で１５度ずらしても効果が少なくなる。言い換えるとコギングトルクの周期の１／２の電気角の重ねずれ角度φではコギングトルクを打ち消すことができず、重ねずれ角度φの電気角を大きくしなければならないことを意味している。回転電機１００の小型化、高出力化のために残留磁束密度の大きい磁石９を用いた設計が必要になる場合に、重ねずれ角度φの電気角を大きくすることは、有効磁束の低下を招くことになる。
　以下に、重ねずれ角度φの電気角に関しては、図９～図１１を参照して説明する。
　図９（Ａ）、図９（Ｂ）、図９（Ｃ）、図９（Ｄ）は、２段重ねの境界部の影響が中程度の場合を説明する図である。
　図９（Ａ）は第１回転子１のコギングトルクの波形１ａを示し、図９（Ｄ）は、第２回転子２を重ねずれ角度として電気角１５度で重ねた場合のコギングトルクの波形２ａを点線で示す。本来はこれらの波形を足し合わせればコギングトルクは打ち消されるはずであるが、実際には、第１回転子１と第２回転子２の境界部において、図９（Ｂ）に示す、電気角１５度の中心の角度である電気角７．５度の位相差のコギングトルクが存在する。
　この境界部で発生する図９（Ｂ）に示すコギングトルクは、２段重ねでは１か所のため打ち消す相手が存在しないため残留する。よって、この境界部のコギングトルクと第１回転子１のコギングトルクとを加えた合成波形が図９（Ｃ）に示すように作られる。この合成波形を第２回転子２のコギングトルクが打ち消せばコギングトルクは無くなるが、合成波形を打ち消す波形（図９（Ｄ）の実線３ａ）と第２回転子２が発生するコギングトルクの波形２ａは３．７５度位相がずれており、波高値も波形３ａのほうが大きくなっている。図９では境界部で発生するコギングトルクの大きさを第１回転子１と同じレベルとした場合について説明した。
　図１０（Ａ）、図１０（Ｂ）、図１０（Ｃ）、図１０（Ｄ）は、２段重ねの境界部の影響が小さい場合を説明する図である。
　図１０（Ａ）は第１回転子１のコギングトルクの波形１ａを示し、図１０（Ｄ）は、第２回転子２を重ねずれ角度の電気角１５度で重ねた場合のコギングトルクの波形２ａを点線で示す。本来はこれらの波形を足し合わせればコギングトルクは打ち消されるはずであるが、実際には、第１回転子１と第２回転子２の境界部において、図１０（Ｂ）に示す、電気角１５度の中心の角度である電気角７．５度の位相差のコギングトルクが存在する。この場合、境界部のコギングトルクの波高値が第１回転子１のコギングトルクの波高値より小さい場合を示す。
　この境界部で発生する図１０（Ｂ）に示すコギングトルクは、２段重ねでは１か所のため打ち消す相手が存在しないため残留する。よって、この境界部のコギングトルクと第１回転子１のコギングトルクとを加えた合成波形が図１０（Ｃ）に示すように作られる。この合成波形を第２回転子２のコギングトルクが打ち消せばコギングトルクは無くなるが、合成波形を打ち消す波形（図１０（Ｄ）の実線３ａ）と第２回転子２が発生するコギングトルクの波形２ａは３度位相がずれており、波高値も波形３ａのほうが大きくなっている。境界部の影響が小さい場合は図１０に示した位相差は３度と小さくなるが波高値の差は残ってしまう。
　図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）、図１１（Ｃ）、図１１（Ｄ）は、２段重ねの境界部の影響が大きい場合を説明する図である。
　図１１（Ａ）は第１回転子１のコギングトルクの波形１ａを示し、図１１（Ｄ）は、第２回転子２を重ねずれ角度の電気角１５度で重ねた場合のコギングトルクの波形２ａを点線で示す。本来はこれらの波形を足し合わせればコギングトルクは打ち消されるはずであるが、実際には、第１回転子１と第２回転子２の境界部において、図１１（Ｂ）に示す、電気角１５度の中心の角度である電気角７．５度の位相差のコギングトルクが存在する。この場合、境界部のコギングトルクの波高値が第１回転子１のコギングトルクの波高値より大きい場合を示す。
　この境界部で発生する図１１（Ｂ）に示すコギングトルクは、２段重ねでは１か所のため打ち消す相手が存在しないため残留する。よって、この境界部のコギングトルクと第１回転子１のコギングトルクとを加えた合成波形が図１１（Ｃ）に示すように作られる。この合成波形を第２回転子２のコギングトルクが打ち消せばコギングトルクは無くなるが、合成波形を打ち消す波形（図１１（Ｄ）の実線３ａ）と第２回転子２が発生するコギングトルクの波形２ａは５度位相がずれており、波高値も波形３ａのほうが大きくなっている。このように境界部の影響が大きい場合は位相差が５度と大きくなり、また、合成した波高値も大きくなる。
　以上説明したように、境界部で発生するコギングトルクが小さい場合は、図７に示した２段重ねの回転子が有効である。一方で、境界部で発生するコギングトルクが大きい場合は、２段重ねの効果が低下していく。すなわち、残留磁束密度の高い磁石９を用いた場合には、電気角を（１５度＋５度＝２０度）２０度に大きくしても、波高値の差分のコギングトルクが残ってしまうことになる。
　図１２は、磁石９の残留磁束密度に対する２段重ねの境界部の影響により発生するコギングトルクの増加倍率を示したグラフである。横軸に残留磁束密度を、縦軸にコギングトルクの増加倍率を示す。
　図１２に示すように、磁石９の残留磁束密度が１．２Ｔを超えるとコギングトルクの増加倍率が大きくなる。コギングトルクの増加倍率が１は磁石９の残留磁束密度が０．４Ｔの場合なので、磁石９がフェライト磁石の場合にはほぼ影響を受けないことになる。一方で、現在主流の磁石９の残留磁束密度は１．４Ｔ前後であり回転子の２段重ねでも大幅にコギングトルクが残ることになる。ここで、増加倍率について説明すると、分子は３次元のコギングトルクの計算結果で、分母は回転子をそれぞれ単独でコギングトルクを計算し、この２つのコギングトルクの合算値との比である。この増加倍率が大きいということは、先に説明した境界部で発生するコギングトルクが大きくなっていることを意味する。この計算結果から、磁石９の磁束密度が１．２Ｔ以上になると回転子の２段重ねの効果が少なくなることが分かる。この理由について図１３を参照して説明する。
　図１３は、２段重ねした場合にコギングトルクが打ち消せない理由を説明する図である。
　第１回転子１と第２回転子２を同軸に２段重ねて、且つ互いに周方向に電気角１５度ずらした状態を平面図で示す。第１回転子１と第２回転子２との間には境界部１２ｂが存在する。そして、第１回転子１と第２回転子２と境界部１２ｂの各コギングトルクの波形１ａ、２ａ、１２ａを示す。図１３に示すように、第１回転子１と第２回転子２のＮ極は周方向に電気角１５度ずれている。１０極６０スロットの回転電機１００は１回転当たり６０周期のコギングトルクが発生する。磁石９のＮ極は電気角で１８０度であり、コギングトルクの１周期は、３６０度×５極対数/６０次により電気角３０度となる。すなわち、１周期は電気角で３０度に相当する。第１回転子１と第２回転子２を電気角で１５度ずらして２段重ねすることによって、コギングトルクの位相が反転し足し合わすことによって打ち消す。
　ところが、図１２に示したように残留磁束密度が大きくなるとコギングトルクが打ち消されなくなってくる。それは、第１回転子１と第２回転子２の境界部１２ｂに点線９ｂで示した菱形の磁石による新たなコギングトルクが位相差７．５度で作られるためである。これは、ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）の回転電機１００に特有なものではなくＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）の回転電機１００においても２段重ねをした場合には同じである。
　１周期分のコギングトルクの波形に示すように、第１回転子１のコギングトルクの波形１ａと第２回転子２のコギングトルクの波形２ａは打ち消すことができるが、境界部の磁石で作られるコギングトルクの波形１２ａは打ち消す相手がいないため、そのまま残ってしまうことになる。
　図１４は、回転子を３段重ねした場合にコギングトルクが打ち消せない理由を説明する図である。
　第１回転子１と第２回転子２と第３回転子３を同軸に３段重ねて、且つ互いに周方向に電気角１０度ずらした状態を平面図で示す。第１回転子１と第２回転子２との間には境界部１２ｂが存在する。第２回転子２と第３回転子３との間には境界部２３ｂが存在する。そして、第１回転子１と第２回転子２と第３回転子３と境界部１２ｂと境界部２３ｂの各コギングトルクの波形１ａ、２ａ、３ａ、１２ａ、２３ａを示す。
　３段重ねでは基本的なコギングトルクは電気角で１０度の位相差で打ち消すことになるが、２か所の境界部１２ｂ、２３ｂでコギングトルクが発生する。１周期分のコギングトルクの波形に示すように、第１回転子１のコギングトルクの波形１ａと第２回転子２のコギングトルクの波形２ａと第３回転子３のコギングトルクの波形３ａは打ち消すことができるが、境界部の磁石で作られるコギングトルクの波形１２ａ、２３ａは打ち消す位相とならないため、最終的なコギングトルクの大きさは変わらず合成波形１２ａ＋２３ａは位相がずれるだけとなる。
　そこで、コギングトルクの波形を逆位相で打ち消す原理について、図１５を参照して以下に説明する。
　図１５は、４段重ねの回転子のコギングトルクの波形を示すグラフである。
　第１回転子１と第２回転子２と第３回転子３と第４回転子４を同軸に４段重ねて、且つ互いに周方向に電気角１５度ずらした状態における波形を示す。第１回転子１と第２回転子２との間には図示省略した境界部１２ｂが、第３回転子３と第４回転子４との間には図示省略した境界部３４ｂが存在する。そして、第１回転子１と第２回転子２と第３回転子３と第４回転子４と境界部１２ｂと境界部３４ｂの各コギングトルクの波形１ａ、２ａ、３ａ、４ａ、１２ａ、３４ａを示す。
　第１回転子１のコギングトルクの波形１ａに対して第２回転子２のコギングトルクの波形２ａは逆位相になる。また、第３回転子３のコギングトルクの波形３ａに対して第４回転子４のコギングトルクの波形４ａは逆位相になる。そして、境界部１２ｂのコギングトルクの波形１２ａと境界部３４ｂのコギングトルクの波形３４ａは逆位相になる。このように、境界部で発生するコギングトルクをもう一方の境界部のコギングトルクで打ち消すことで、コギングトルクを最小にすることができる。
　以下に、図１５に示した原理を実現する回転電機の構成について図１６を参照して説明する。
　図１６は、４段重ねの回転子の斜視図である。
　第１回転子１と第２回転子２はコギングトルクの１／２周期である電気角で１５度周方向にずらす。１０極の回転電機１００では機械角で３度ずれて配置されている。第１回転子１と第２回転子２の外周面には、図７を参照して既に説明したように、磁極中心Ｐを挟んで対称となる周方向位置にずれ角度θだけずらした磁気的空隙である溝１１、１２、２１、２２が形成されている。溝１１、１２、２１、２２のずれ角度θは電気角で７．５度（機械角で１．５度）である。
　第３回転子３と第４回転子４はコギングトルクの１／２周期である電気角で１５度周方向にずらす。ここで、第２回転子２と第３回転子３は位相差が０となるように重ねる。第３回転子３と第４回転子４の外周面には、図７を参照して既に説明したように、磁極中心Ｐを挟んで対称となる周方向位置にずれ角度θだけずらした磁気的空隙である溝３１、３２、４１、４２が形成されている。溝３１、３２、４１、４２のずれ角度θは電気角で７．５度（機械角で１．５度）である。
　図１７は、４段重ねの回転子の部分拡大斜視図である。図１７は、図１６で示した回転子の斜視図を部分拡大して示す図である。
　第１回転子１、第２回転子２、第３回転子３及び第４回転子４の積厚はそれぞれ、Ｌｃ１～Ｌｃ４で表されており、それぞれの積厚はほぼ同じに構成される。ここで、ほぼというのは電磁鋼板の板厚のばらつきや積層時の厚みのばらつきを意味している。また、各回転子の外周面に設けられる２つの段違い溝１１、２１、３１、４１と１２、２２、３２、４２は積厚方向の長さをＬｍ１、Ｌｍ２として、長さはほぼ同じ長さとなっている。図１７ではＬｍ１＝Ｌｍ２でＬｍ１＋Ｌｍ２≒Ｌｃ１となっている。
　図１８は、回転子に設けた溝の長さに対するコギングトルクの波形を示すグラフである。横軸は電気角を、縦軸はコギングトルクを示す。
　図１８では、溝の長さをパラメータとしてコギングトルクの計算値を示した。この計算で回転子の積厚は全て同じ長さにした３次元の計算結果である。まず、図１７で説明したように、回転子を４段重ねにした場合において、溝の長さＬｍが０％すなわち溝が無いものにおいては、図１８のグラフ４Ｌ０に示すように、コギングトルクのＰ－Ｐ（ピークツーピーク）は約０．０２（Ｎｍ）である。また、溝の長さが１００％、すなわち溝が完全に貫通した場合においては、グラフ４Ｌ１００に示すように、コギングトルクのＰ－Ｐは０．０４（Ｎｍ）で、溝なしの場合より悪化する。一方、グラフ４Ｌ５０に示すように、溝の長さがコア積厚に対して５０％や、グラフ４Ｌ７０に示すように、溝の長さがコア積厚に対して７０％の場合のほうがコギングトルクを削減できる。参考までに２段重ねの場合をグラフ２Ｌに示したが、２段重ねより４段重ねにして、溝の長さが回転子の積厚に対して５０％や７０％としたほうが小さくできる。また、４段重ねでも溝を貫通させた場合には２段重ねよりコギングトルクの波高値は大きくなる。
　図１９は、回転子に設けた溝の長さとコギングトルクの関係を示すグラフである。横軸は回転子の積厚（コア積厚）対する溝の長さの比を、縦軸はコギングトルクの値を示す。
　溝長／コア積厚比が０％は溝が無い状態、１００％は回転子の積厚分の溝が貫通している状態である。よって、１００％の場合にはそれぞれの磁石の上であって回転子の外周面に２本の貫通溝があることになる。この図１９から、溝の長さは回転子の積厚に対して５０％程度を選択した場合にコギングトルクを最小化できる効果がある。例えば、電動パワーステアリング（ＥＰＳ）に用いる回転電機１００の場合には要求されるコギングトルクが０．０２Ｎｍであれば、溝の長さは回転子の積厚に対して２０％から７８％程度あれば、コギングトルクを最小限にできることになる。
　図２０は、４段重ねで溝のずれ角度θを変えた場合のコギングトルクの計算値を示すグラフである。横軸はずれ角度θを、縦軸はコギングトルクを示す。
　この図２０は４段重ねで溝の長さが回転子の積厚の５０％の時に、溝のずれ角度θをパラメータとした計算値である。図２０に示すように、位相的には溝は磁石９の磁極中心Ｐから電気角で７．５度と２２．５度ずれた位置でコギングトルクが最小になる。例えばＥＰＳに用いる回転電機１００のようにコギングトルクが０．０２Ｎｍ以下の要求であれば、溝は電気角で５度～１０度の範囲で良いことが分かる。また、ずれ角度θが広い側では２０度～２５度の範囲が適正である。適正なずれ角度θを機械角に変換すると１．５度を中心として１度～２度と４．５度を中心とした４度～５度になる。
　図２１は、回転子の例１を示す部分拡大斜視図である。この例は、図１６、図１７で示した構成と同様であるので、同一箇所には同一の符号を附して簡略に説明する。
　第１回転子１と第２回転子２と第３回転子３と第４回転子４を同軸に４段重ねて、且つ第１回転子１と第２回転子２および第３回転子３と第４回転子４は互いに周方向に電気角１５度ずらす。
　第４回転子４に挿入される磁石９の磁極中心Ｐ４に対してＣＷ方向に溝４１が電気角７．５°に設けられ、ＣＣＷ方向には溝４２が同様に電気角７．５°に設けられる。これらの溝４１、４２の長さは第４回転子４の積厚に対して５０％の長さである。次に第３回転子３は第４回転子４と電気角で１５°ＣＣＷ方向に磁極中心Ｐ２３がずれて配置されている。第３回転子３は第４回転子４と全く同じ構造のため、第３回転子３に設けられた溝３１と溝３２は電気角で１５°ずれた位置にある。第３回転子３は、第２回転子２の回転軸方向に隣接するとともに、磁石９の磁極中心が第２回転子２の磁極中心Ｐ２３と重なるように配置される。第２回転子２と第１回転子１は第４回転子４と第３回転子３と全く同じものであり、第２回転子２と第１回転子１のペアは第４回転子４と第３回転子３のペアに対して電気角で１５°ＣＣＷ方向に磁極中心がずれて配置されている。
　この構成によれば、コギングトルクの基本波次数及びその２次高調波を打ち消せることで、回転電機１００動作時の振動を低減でき低騒音の回転電機１００を提供することができる。また、回転電機１００を電動パワーステアリング用の回転電機１００に採用した場合には、コギングトルクを極小にできることから操舵感に優れるシステムとすることができる。また回転電機１００を電動車両の駆動用に採用した場合においても、低振動で低騒音の回転電機１００駆動システムを提供することができる。
　図２２は、回転子の例２を示す部分拡大斜視図である。図２１で示した構成と同一箇所には同一の符号を附して説明する。
　図２１で示した例１との違いは、第２回転子および第３回転子を一体的に構成して、第５回転子５とした点である。換言すれば、第５回転子５の積厚を第１回転子１の２倍としたもので、第５回転子５のみ積厚が違うものとなり磁石９の長さも他の２倍となるが、部品点数が削減できる。溝１１、１２、２１、２２、３１、３２、４１、４２の配置や長さは例１と同様である。
　この構成によれば、例１と同様の効果を有する他に、部品点数を削減できる。
　図２３は、回転子の例３を示す部分拡大斜視図である。図２２で示した構成と同一箇所には同一の符号を附して説明する。
　図２２で示した例２との違いは、第５回転子５の溝３１と溝２１の離れたものを軸方向に１つにまとめて溝３２１とした点である。さらに、第５回転子５の溝３２と溝２２の離れたものを軸方向に１つにまとめて溝３２２とした点である。
　この構成によれば、例１と同様の効果を有する他に、回転子のコアのプレス加工時に金型の出し入れ回数の低減につながり、プレス加工を迅速に行うことが出来る。
　図２４は、回転電機１００の駆動装置２００を示す回路構成図である。
　回転電機１００は、図１～図２３を参照して説明した回転電機である。
　回転電機１００は、１０極６０スロットで構成され、固定子７の巻線は分布巻きであり、磁石１極の中では、１つの相の巻線は２つのスロットで構成される。具体的には、偶数スロットの巻線郡で第１系統巻線１１０を、奇数スロットの巻線郡で第２系統巻線１２０を構成する。
　第１系統巻線１１０は、Ｕ１相、Ｗ１相、Ｖ１相の３で構成され、各相を流れる電流Ｉｕ１、Ｉｗ１、Ｉｖ１の値は電流検出器１１１により検出される。第２系統巻線１２０は、Ｕ２相、Ｗ２相、Ｖ２相の３で構成され、各相を流れる電流Ｉｕ２、Ｉｗ２、Ｉｖ２の値は電流検出器１２１により検出される。
　駆動装置２００は、第１系統巻線１１０に駆動電流を供給する第１インバータ２１０と、第２系統巻線１２０に駆動電流を供給する第２インバータ２２０とを備える。さらに、駆動装置２００は、制御部２２３を備える。制御部２２３は、電流検出器１１１、１２１で検出された電流が入力され、第１インバータ２１０および第２インバータ２２０へ駆動信号を供給する。
　本実施形態では、主に回転電機１００のコギングトルクを打ち消すことについて説明したが、回転電機１００の振動を低減するためにはトルクリプルによる振動の低減も必要になる。以下にトルクリプルの低減について説明する。
　回転電機１００は１０極６０スロットの回転電機１００のため、既に説明したように１スロットは電気角で３０度の位相差となっている（１８０×１０極／６０＝３０度）。そのため、１つの相を２つの系統に分けることができ、図２４に示した第１系統巻線１１０と第２系統巻線１２０の２系統で系統間に位相差を３０度設けることができる。３相の回転電機１００のトルクリプルは６次成分となるため、第１系統巻線１１０と第２系統巻線１２０によるとトルクリプルの１周期は電気角では６０度周期であり、第１系統巻線１１０と第２系統巻線１２０によるとトルクリプルの周期は互いに反転している。
　このために、制御部２２３において、２系統巻線を電気角で３０度位相をずらして、それぞれの巻線に誘起電圧と同位相の電流をそれぞれ流す。これにより、それぞれの巻線に流れる電流によって発生するトルクリプルは、電気角で３０度の位相を持つため、回転電機１００全体でみればトルクリプルの波形は逆相となってトルクリプルを打ち消すことができる。また、電流検出器１１１、１２１による電流検出のタイミングを同期することが望ましいため、制御部２２３は２系統の電流検出タイミングを同期させる。そして、第１インバータ２１０および第２インバータ２２０に対してゲート信号を同期させて出力する。
　以上の構成によりトルクリプルは２系統間で打ち消すことができ、更にコギングトルクを磁石の残留磁束密に関わりなく打ち消すことで、回転電機１００から発生する振動を極小にすることができるため低振動で低騒音の回転電機１００を提供できる。
　以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）回転電機１００の回転子は、複数の磁石９を周方向に配設して成る回転電機１００の回転子であって、回転子の回転軸方向に隣接するとともにそれぞれの磁石９の磁極中心が周方向に所定の電気角だけずれて配置された第１回転子１と第２回転子２とを含み、第１回転子１と第２回転子２のそれぞれの外周面には、磁極中心Ｐを挟んで対称となる周方向位置に磁気的空隙（第１溝１１、１２、第２溝２１、２２）が形成されている。これにより、コギングトルクの２次高調波を低減することができる。
（変形例）
　本発明は、以上説明した実施形態を次のように変形して実施することができる。
（１）回転電機１００は、１０極６０スロットで構成される例で説明したが、６極３６スロット、８極４８スロット、１２極７２スロットの構成であってもよい。あるいは、他の極数とスロット数の組み合わせでもよい。
　本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の実施形態と変形例を組み合わせた構成としてもよい。
　１・・・第１回転子（回転子）、２・・・第２回転子、３・・・第３回転子、４・・・第４回転子、７・・・固定子、９・・・磁石、１１、１２・・・第１溝、２１、２２・・・第２溝、１００、１０１・・・回転電機、１１０・・・第１系統巻線、１２０・・・第２系統巻線、１１１、１２１・・・電流検出器、２００・・・駆動装置、２１０・・・第１インバータ、２２０・・・第２インバータ、２２３・・・制御部、θ・・・ずれ角度、Ｐ－Ｐ１、Ｐ２・・・磁極中心、ｌｍ１・・・第１溝の軸方向長さ、ｌｍ２・・・第２溝の軸方向長さ、Ｌｃ１・・・第１回転子の積厚、Ｌｃ２・・・第２回転子の積厚、Ｌｃ３・・・第３回転子の積厚、Ｌｃ４・・・第４回転子の積厚。

Claims (9)

  1. 　複数の磁石を周方向に配設して成る回転電機の回転子であって、
    　前記回転子の回転軸方向に隣接するとともにそれぞれの前記磁石の磁極中心が周方向に所定の電気角だけずれて配置された第１回転子と第２回転子とを含み、
    　前記第１回転子と前記第２回転子のそれぞれの外周面には、前記磁極中心を挟んで対称となる周方向位置に磁気的空隙が形成されている回転電機の回転子。
  2. 　請求項１に記載の回転電機の回転子において、
    　前記回転子は、前記回転軸方向に隣接するとともにそれぞれの磁極中心が周方向に前記所定の電気角だけずれて配置された第３回転子および第４回転子を含み、
    　前記第３回転子は、前記第２回転子の回転軸方向に隣接するとともに、前記磁石の磁極中心が前記第２回転子の磁極中心と重なるように配置され、
    　前記第３回転子と前記第４回転子のそれぞれの外周面には、前記磁極中心を挟んで対称となる周方向位置に磁気的空隙が形成される回転電機の回転子。
  3. 　請求項２に記載の回転電機の回転子において、
    　前記第２回転子および前記第３回転子は、一体的に構成される回転電機の回転子。
  4. 　請求項１または請求項２のいずれか一項に記載の回転電機の回転子において、
    　前記磁気的空隙は、それぞれの回転子の外周面であって、それぞれの回転子の軸方向の一端から前記回転軸方向に沿って形成される第１溝と、それぞれの回転子の軸方向の他端から前記回転軸方向に沿って形成される第２溝とよりなる回転電機の回転子。
  5. 　請求項４に記載の回転電機の回転子において、
    　前記第１溝及び前記第２溝は、前記磁極中心を挟んで電気角で５度～１０度の範囲もしくは２０度～２５度の範囲の対称となる周方向位置に形成されている回転電機の回転子。
  6. 　請求項５に記載の回転電機の回転子において、
    　前記第１溝及び前記第２溝は、前記磁極中心を挟んで電気角で７．５度もしくは２２．５度の対称となる周方向位置に形成されている回転電機の回転子。
  7. 　請求項６に記載の回転電機の回転子において、
    　前記第１溝及び前記第２溝は、前記回転子の軸方向一端から前記回転軸方向に沿って他端まで貫通しない非貫通溝である回転電機の回転子。
  8. 　請求項７に記載の回転電機の回転子において、
    　前記第１溝及び前記第２溝の各溝の長さは、前記回転子の前記回転軸方向の厚さの５０％である回転電機の回転子。
  9. 　請求項１から請求項８までのいずれか一項に記載の回転電機の回転子と、
    　前記磁石の一極に３相であり、１つの相に２つのスロットを備え、各相の一方のスロットに巻回される第１系統巻線を、各相の他方のスロットに巻回される第２系統巻線により構成される固定子と、を備えた回転電機であって、
    　前記回転電機を駆動する駆動装置は、前記第１系統巻線と前記第２系統巻線に対して電気角で３０度位相をずらして、それぞれの巻線に誘起電圧と同位相の電流をそれぞれ流す制御部を備える回転電機の駆動装置。
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