WO2021213814A1 - Verfahren und vorrichtung zur regelung einer elektrischen maschine - Google Patents

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WO2021213814A1
WO2021213814A1 PCT/EP2021/059249 EP2021059249W WO2021213814A1 WO 2021213814 A1 WO2021213814 A1 WO 2021213814A1 EP 2021059249 W EP2021059249 W EP 2021059249W WO 2021213814 A1 WO2021213814 A1 WO 2021213814A1
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WO
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electrical machine
target
switching angle
state
controller
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Application number
PCT/EP2021/059249
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English (en)
French (fr)
Inventor
Felix BERKEL
Jannis Hoppe
Maximilian MANDERLA
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch Gmbh filed Critical Robert Bosch Gmbh
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Publication of WO2021213814A1 publication Critical patent/WO2021213814A1/de

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/12—Stator flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
    • H02P2209/09—PWM with fixed limited number of pulses per period

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for regulating an electrical machine.
  • the invention also relates to a drive train with a corresponding device and a vehicle with a drive train as well as a computer program and a machine-readable storage medium.
  • phase currents required to control the electrical machine are converted into a rotor-fixed coordinate system that rotates with the machine's magnetic field (so-called dq system).
  • phase currents Alternating variables
  • the current components Id and Iq transformed in this way are regulated as equal values and the setpoint values for the voltage to be set on the machine are calculated. Since inverters can only display discrete, pulsed voltage curves, the continuous voltage must be converted into a switching pattern for the power electronics.
  • This task is performed by a modulator downstream of the regulation.
  • the modulator ensures that the correct voltage is applied on average over a switching cycle of the electronics. This switching cycle is significantly shorter than the electrical period of the voltage to be set.
  • dynamic responses to changes in the reference variables can be achieved in controller systems.
  • the switching pulses or switching times are calculated, for example, by means of a comparison with a triangle function (Sine-Triangle PWM) or by simple trigonometric calculations (Space Vector PWM). This limits the possibility of switching in a loss-optimized manner.
  • Another method with which highly dynamic controls can be implemented are hysteresis-based, direct-switching controllers.
  • a comparison is made continuously (or at high frequency) to determine whether a reference variable, such as the current, is within a tolerance band.
  • a reference variable such as the current
  • the power electronics are switched directly depending on the type of injury.
  • this method leads to a very dynamic consequence of the reference variable such as current or torque, it also leads to barely controllable frequency spectra of the reference variables (including subharmonics), indefinite switching frequencies and a tendency towards high losses. Therefore, practical use is unusual.
  • the field-oriented control thus enables highly dynamic responses to changes in the reference variables such as speed or torque, as well as the lowest possible losses.
  • a pulse pattern is a sequence of on / off switching states of the power semiconductors an electrical period, which are defined via switch-on and switch-off times or switching angles for the power semiconductors over an electrical period or result from it.
  • the switching pattern is optimized with regard to any cost function over an electrical period. If this cost function is chosen in such a way that it characterizes the weighted losses, loss optimality can be achieved through the pulse pattern.
  • the optimization function penalizes deviations from the variables calculated offline in order to achieve optimality in the stationary state.
  • the result of the optimization are switching times that are sent directly from the controller to the power electronics.
  • a method for controlling an electrical machine is provided with the following steps:
  • a method for regulating an electrical machine is provided.
  • OPP optimal pulse pattern
  • a model of the machine that is as precise as possible and based on a cost function that describes, for example, the various weighted loss terms of the machine.
  • the result of this optimization are target switching times or target switching angles over an electrical period. This clearly characterizes a target switching angle profile. This is preferably read out as a function of the current rotor position or rotor angle.
  • target switching time (0..1) and target switching angle (0..360 0 ) are considered to have the same meaning in terms of content, as they both refer to an electrical period and can therefore be clearly converted into one another.
  • the target switching angle is preferably obtained from the product of the angular velocity and the target switching time.
  • a determined target switching angle is preferably given to a model G of a route, which in turn reproduces the behavior of a real route, preferably a drive or a drive train, as precisely as possible. presented in order to obtain a target state (ie an electric current or magnetic flux).
  • a target state is preferably generated in a suitable reference system (dq, admir, abc). The method is therefore not limited to the use of a specific reference variable.
  • a target state is preferably calculated offline, so that this does not take place at the expense of the computing power required by a control device.
  • the target state is preferably read out from the results of the offline calculations stored in the form of look-up tables.
  • a state variable of the real route is preferably determined.
  • a difference between the target state and the actual state is determined by forming the difference.
  • the difference between the target state and the actual state is preferably fed to a controller, preferably a model predictive controller.
  • the electrical machine is controlled, preferably by means of an inverter.
  • a repeated, preferably staggered, determination of a target switching angle leads to the determination of a target switching angle profile.
  • the method is preferably carried out repeatedly in order to determine target switching angle profiles or target switching angle trajectories.
  • a preferably repeated, preferably staggered, determination of desired or actual states leads to the determination of desired or actual state profiles or desired or actual state trajectories.
  • a preferably repeated, preferably staggered determination of the switching angle adjustment leads to the determination of a switching angle adjustment curve or a switching angle adjustment trajectory.
  • a method for regulating an electrical machine for a highly dynamic and, in the steady-state case, loss-optimal operation of electrical drive systems is provided.
  • a stationary optimality with respect to any previously calculated one is achieved Criteria such as losses, DC link ripple, are set.
  • the controller therefore preferably does not consider absolute variables (such as flows, currents, etc.), but only the deviations from the reference values or from reference curves (i.e. delta variables).
  • the controller merely regulates the delta size to zero and thus minimizes the deviations from offline optimized values. This significantly reduces the work involved in calculating the controller online and at the same time improves performance.
  • the regulation is therefore highly dynamic and optimally stationary, preferably under nominal conditions.
  • the process directly specifies the switching times for the power electronics, ie the intermediate modulator is not required.
  • the process can be operated using different reference variables (current or flow).
  • the dynamic model on the basis of which the controller works and is designed, is a model in delta or error coordinates, which merely represents the difference between the target and actual status or target status trajectories and the actual status trajectories (deviation from the trajectories) in order to simulate and regulate the error in a time-discrete or angle-discrete manner in advance.
  • the application of this method of the delta controller is improved by making structural and modeling adjustments. With a generally applicable delta formulation, the approach can also be used with streams instead of rivers as a reference variable.
  • any models can be used. This is advantageous if the idealized assumptions have to be rejected, for example in the case of a coupled 6-phase PSM, but also for other machines in a wide range.
  • Using a generally applicable formulation in error coordinates preferably when using a predictive controller, the deviation of the controlled variable from the reference variable is included in each individual prediction step of the model predictive controller and penalized in the optimization. This improves the possibility of setting the controller in a targeted manner and the dependency of the controller dynamics on the prediction horizon is reduced.
  • time-variant systems are regulated much better through step-by-step linearization, since a step-by-step linearization takes place over the horizon.
  • a method which combines the advantages of both methods is advantageously provided in that the pulse patterns or switching times optimized offline are dynamically adapted online by means of a model predictive control. This is done through a formulation in delta / error coordinates through simple models and short horizons reached.
  • the control concept regulates stationary loss-optimal and yet highly dynamic.
  • the actual state characterizes an actual phase current through the electrical machine and the desired state characterizes a desired phase current through the electrical machine.
  • the actual state is preferably used to characterize an actual phase current through the electrical machine, which is preferably determined using suitable measuring devices, and the desired state is preferably used to characterize a desired phase current, which is preferably determined as a function of a torque specification.
  • the states or trajectories are advantageously assigned variables that enable a special variant of the control of an electrical machine.
  • the at least one target state is stored in a characteristic map as a function of the parameters torque, speed and rotor angle.
  • the at least one setpoint state is determined from the characteristics map as a function of the parameters torque, speed and rotor angle for the control.
  • a target state is stored in a characteristic map as a function of several parameters and is determined from the characteristic diagram for the method as a function of several parameters.
  • a method is advantageously provided which enables several goals or dimensions to be taken into account.
  • the at least one target state is determined by means of a machine model, the machine model taking into account an inductance matrix, a resistance matrix, a magnetic flux and / or an angular velocity of the electrical machine.
  • a method is advantageously provided which takes a machine model into account.
  • an optimization problem is solved by means of the controller.
  • the controller is preferably a model predictive controller.
  • An optimization problem is solved by means of the controller, preferably a convex, quadratic optimization problem (QP).
  • QP quadratic optimization problem
  • the invention also relates to a computer program which comprises commands which, when executed by a computer, cause the computer to carry out the steps of the method described so far.
  • the invention also relates to a computer-readable storage medium, comprising instructions which, when executed by a computer, cause the computer to carry out the steps of the method described so far.
  • the invention also relates to a device for regulating an electrical machine with a regulating device.
  • the control device is set up to determine a target switching angle, to determine a target state, to determine an actual state, to determine a difference between the target state and the actual state, a switching angle adjustment by means of a controller as a function of the To determine the difference and to control the electrical machine by means of the sum of the target switching angle and switching angle adjustment.
  • a device is provided with a control device, the control device comprising a controller and preferably a model.
  • the control device is set up to determine a target switching angle, preferably by means of a model of a route to be controlled that is as exact as possible and based on a cost function. Furthermore, the control device is set up to determine a target state as a function of the determined target switching angle. The control device is also set up to determine an actual state. The control device is set up to determine a difference between the target state and the actual state by forming the difference. The control device is set up to determine a switching angle adjustment by means of a controller as a function of the difference. Furthermore, the control device is set up to control the electrical machine, preferably by means of an inverter, as a function of the determined switching angle adjustment.
  • a device for effective regulation of an electrical machine is advantageously provided.
  • the invention also relates to a drive train with an electrical machine and a device described.
  • Such an electric drive train is used, for example, to drive an electric vehicle.
  • an optimized operation of the drive train is made possible.
  • the invention also relates to a vehicle with a drive train described.
  • a vehicle is thus advantageously provided which comprises a device with which an electrical machine is effectively controlled.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a controller structure for a method for controlling an electrical machine
  • Figure 2 shows a schematically shown vehicle with a drive train
  • FIG. 3 shows a schematically illustrated flow chart for a method for regulating an electrical machine.
  • FIG. 1 shows a regulator structure 300, a delta regulator, with a regulating device 340 for a method for regulating an electrical machine 310.
  • the control device 340 comprises a controller 320 and preferably a model 330, a difference point 322 and / or a summation point 324.
  • a target switching angle u * is determined and a controller 320 and a model 330, preferably a physical model of the route to be controlled or a Machine model, fed.
  • a target state y * is determined as a function of the determined target switching angle u *.
  • an actual state y is determined, which is preferably determined on the real route to be controlled by means of suitable measuring devices.
  • a difference d is determined from the target state y * and the actual state y and fed to the controller 320.
  • the controller 320 determines a switching angle adjustment delta_u as a function of the difference d, the setpoint switching angle u * preferably also being taken into account by the controller 320.
  • the switching angle adjustment delta_u is preferably determined in a model predictive manner.
  • the target switching angle curve u * is preferably taken into account in order to avoid a switching angle adjustment delta_u, which lead to impermissible switching patterns (for example, by taking into account required dead times or minimal switch-on and switch-off times of the power semiconductors).
  • Such conditions are preferably taken into account by controller 320 as secondary conditions.
  • a direct switching control concept is preferably developed by means of the controller 320, which is based on the deviation of the difference d between an optimized target state y * and the actual state y, preferably measurements of the variables on a real machine, preferably a permanent magnet synchronous Machine PSM, a switching angle adjustment delta_u or adjustment of the switching times is calculated and thus the existing deviation is corrected.
  • This is done by solving an optimization problem according to the “receding horizon” principle, so it is a model predictive (MPC) approach.
  • the model or approach preferably used in controller 320 does not serve the purpose of a forward simulation of the entire system over the prediction horizon, but only a forward simulation of the difference d.
  • This formulation using the difference d between the target state y * and the actual state y, ie in “delta / error coordinates”, has considerable advantages in terms of control, since the model is much simpler compared to a complete model electric machine.
  • the switching angle adjustment delta_u describes the correction of the switching times (which can be clearly mapped to switching angles and vice versa).
  • the following preferably results as a time-continuous state model for the dynamics of the phase current:
  • Labe describes the fully occupied 6x6 inductance matrix of the machine, R the (stator) resistance matrix, 'Vpm, abc the permanent magnet flux of the machine and wb ⁇ the electrical angular velocity with the associated angle feI.
  • the matrix S contains a combination of matrices, the use of which makes it possible to use the terminal voltage uuvw instead of the phase voltage uabc in the model.
  • the corresponding reformulation is then implemented in discrete coordinates.
  • all matrices that occur are time-variant.
  • Ai ' abc (t) describes the instantaneous deviation of currents on the real machine and the target states of the target state trajectory or reference trajectory and uuvw ⁇ t) the applied voltage difference compared to the optimized pulse pattern. It can be seen that all of the terms independent of iabc (t) and uuvw ⁇ t) are omitted and the parameter dependency of the control is thus reduced.
  • the following model results from temporal discretization:
  • the vector AU p contains differences in the voltages U p, swj * and U p, swy + l * before the switching process j or j + 1 and it applies to each ZI mp, where np is the number of switching processes in phase p during the period [tk, tk + 1] describes.
  • the variable tp, swj describes the switching time j in phase p. Consequently, Atp describes the vector of the differences between the reference switching times tp, swj * and the real switching times tp, swj for phase p.
  • the current speed / angle and the current of the machine are measured with a sampling period Ts.
  • the appropriate, previously calculated, optimal pulse pattern is then read from the stored characteristics map.
  • the reference current and the reference switching times are extracted.
  • the deviation of the current from the reference value is calculated and sent to the MPC controller or controller 320 together with the switching angle sequence to be modified.
  • the appropriate adjustment of the switching times or the switching angle adjustment delta_u of the switching angle is determined on the basis of an optimization problem.
  • a sum u is formed from the setpoint switching angle u * and the switching angle adjustment delta_u by means of a summation at summation point 324.
  • the sum u includes the switching sequence to be used.
  • the electrical machine 310 which preferably comprises an inverter 312 and an electrical drive machine 314, is controlled by means of the sum u.
  • the index p describes the respective phase of the machine and assumes values between one and three times the number of systems.
  • Nsys 2 since there are two three-phase systems.
  • the norms provided with the indices Q and R are weighted squared 2-norms of the form Ayr TQkyr or iSurTRlS. ur.
  • Q and R are the usual matrices for the MPC controller design.
  • FIG. 1 shows a schematically illustrated vehicle 500 with a drive train 400.
  • the drive train 400 comprises an electrical machine (310) and a device with a control device 340.
  • the illustration shows an example of a vehicle with four wheels, the invention also in any gen vehicles with any number of wheels can be used on land, on water and in the air.
  • FIG. 3 shows a schematic sequence of a method 100 for regulating an electrical machine 310.
  • the method begins with step 105.
  • step 110 a setpoint switching angle u * is determined.
  • step 120 a target state y * is determined.
  • step 130 an actual state y is determined.
  • a difference d is determined from the target state y * and the actual state y in step 140.
  • step 150 a switching angle adjustment delta_u is determined by means of a controller 320 as a function of the difference d.
  • the electric machine 310 is controlled by means of the sum u of the target switching angle u * and

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

Verfahren (100) zur Regelung einer elektrischen Maschine (310), mit den Schritten: Ermitteln (110) eines Soll-Schaltwinkels (u*); Ermitteln (120) eines Soll-Zustands (y*); Ermitteln (130) eines Ist-Zustands (y); Ermitteln (140) einer Differenz (d) aus dem Soll-Zustand (y*) und dem Ist-Zustand (y); Ermitteln (150) einer Schaltwinkelanpassung (delta_u) mittels eines Reglers (320) in Abhängigkeit der Differenz (d); Ansteuern (160) der elektrischen Maschine (310) mittels der Summe (u) aus Soll- Schaltwinkel (u*) und Schaltwinkelanpassung (delta_u).

Description

Beschreibung
Titel
Verfahren und Vorrichtung zur Regelung einer elektrischen Maschine
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Regelung einer elektrischen Maschine. Ferner betrifft die Erfindung einen Antriebsstrang mit ei ner entsprechenden Vorrichtung und ein Fahrzeug mit einem Antriebsstrang so wie ein Computerprogramm und ein maschinenlesbares Speichermedium.
Stand der Technik
Auf dem Gebiet der Kraftfahrzeug-Antriebstechnik ist es beispielsweise aus der DE 10 2010061897 Al bekannt, eine elektrische Maschine als Antrieb für ein Fahrzeug zu verwenden. In derartigen Elektrofahrzeugen wird eine elektrische Maschine als Antriebsmotor verwendet. Zur Ansteuerung einer elektrischen Ma schine in einem Kraftfahrzeug dient eine Leistungselektronik, die einen Wechsel richter beinhaltet, der die Gleichspannung/Gleichstrom einer an Bord des Kraft fahrzeuges befindlichen (Hochvolt)-Batterie in einen Wechselstrom umwandelt. Der Wechselrichter weist dabei in der Regel eine Mehrzahl von ansteuerbaren Leistungsschaltern auf. Die Leistungsschalter werden mittels eines Steuergerä tes pulsweiten-moduliert angesteuert, damit die elektrische Maschine im Motor betrieb ein bestimmtes Drehmoment bei einer bestimmten Drehzahl einer Ab triebswelle der elektrischen Maschine erzeugt. Zur Ansteuerung derartiger Wech selrichter für elektrische Maschinen ist es bekannt, eine feldorientierte Regelung (auch Vektorregelung genannt) zu verwenden. Hierbei wird ein Raumzeiger (bei spielsweise ein Stromzeiger) bewegt, der mit der Abtriebswelle der elektrischen Maschine rotiert. Mit anderen Worten werden die zur Ansteuerung der elektri schen Maschine benötigten Phasenströme in ein rotorfestes, mit dem Magnetfeld der Maschine mitdrehendes Koordinatensystem (sogenanntes dq-System) umge rechnet. Bei der feldorientierten Regelung werden statt der Phasenströme (Wechselgrößen) dann die auf diese Weise transformierten Stromkomponenten Id und Iq als Gleichgroßen geregelt und die Sollwerte für die an der Maschine einzustellende Spannung errechnet. Da Inverter nur diskrete, gepulste Span nungsverläufe darstellen können, muss die kontinuierliche Spannung in ein Schaltmuster für die Leistungselektronik umgesetzt werden. Diese Aufgabe über nimmt ein der Regelung nachgelagerter Modulator. Der Modulator sorgt dafür, dass über einen Schaltzyklus der Elektronik im Mittel die richtige Spannung an gelegt wird. Dieser Schaltzyklus ist dabei wesentlich kürzer als die elektrische Periode der einzustellenden Spannung. Durch diese Tatsache können in Regler systemen dynamische Antworten auf Änderungen der Führungsgrößen (wie z.B. Strom- oder Momentensollwerte) erreicht werden. Die Schaltpulse bzw. Schalt zeiten werden dabei beispielsweise mittels eines Vergleichs mit einer Dreiecks funktion (Sine-Triangle PWM) oder durch einfache trigonometrische Berechnun gen (Space Vector PWM) errechnet. Dies begrenzt die Möglichkeit, verlustopti miert zu schalten.
Ein weiteres Verfahren, mit dem hochdynamische Regelungen realisiert werden können, sind Hysterese basierte, direktschaltende Regler. Dabei wird kontinuier lich (bzw. hochfrequent abgetastet) verglichen, ob eine Führungsgröße, wie z.B. der Strom, innerhalb eines Toleranzbandes liegt. Sobald es zu einer Verletzung des Bandes kommt, wird je nach Art der Verletzung direkt die Leistungselektronik geschaltet. Dieses Verfahren führt zwar zu einem sehr dynamischen Folgen der Führungsgröße wie Strom oder Drehmoment, allerdings auch zu kaum kontrol lierbaren Frequenzspektren der Führungsgrößen (inklusive Subharmonischer), unbestimmten Schaltfrequenzen und tendenziell hohen Verlusten. Daher ist ein praktischer Einsatz unüblich. Die feldorientierte Regelung ermöglicht somit hoch dynamische Antworten auf Änderungen der Führungsgrößen wie zum Beispiel der Drehzahl oder dem Drehmoment sowie möglichst geringe Verluste.
Dabei können allerdings Verluste durch harmonische Oberwellen, oder durch Schalten der Elektronik gar nicht oder nur bedingt kontrolliert werden. Konträr dazu kann durch die Anwendung von optimierten Pulsmustern für die Leistungs elektronik stationär eine genaue Einstellung der Verluste erreicht werden. Dabei wird die Maschine mit offline voroptimierten Pulsmustern betrieben. Ein Pulsmus ter ist eine Abfolge von Ein-/Aus-Schaltzuständen der Leistungshalbleiter über eine elektrische Periode, welche über Ein- und Ausschaltzeitpunkte oder Schalt winkel für die Leistungshalbleiter über einer elektrischen Periode definiert werden oder sich daraus ergeben. Über eine elektrische Periode wird das Schaltmuster bezüglich einer beliebigen Kostenfunktion optimiert. Wird diese Kostenfunktion so gewählt, dass sie die gewichteten Verluste charakterisiert, kann Verlustopti- malität durch das Pulsmuster erreicht werden. Im Gegensatz zu den mit einer PWM generierten Mustern wird die Spannung hier lediglich über eine elektrische Periode und nicht über einen kurzen Abtastschritt korrekt eingestellt. Aus diesem Grund kommt es im transienten Fall, bei abrupter Änderung des Musters (bzw. dem schnellen Durchlaufen einer Abfolge von Mustern) zu unerwünschten Span nungsmustern an der Maschine. Diese sorgen für stark verzerrte Volt-Sekunden Gleichgewichte über den Spulen und somit im Allgemeinen zu starkem Über schwingen. Dieses kann nicht nur die Leistungselektronik nachhaltig beschädi gen, sondern führt ebenfalls zu langen Einstellzeiten. Daher ist dieses Verfahren nicht sinnvoll anwendbar. Regelsysteme auf Basis solcher Muster zeigen somit erhebliche Nachteile bezüglich der Dynamik oder starkes Überschwingen der Führungsgrößen. Beispielhaft für ein direktschaltendes und hochdynamisches, als auch auf optimalen stationären Pulsmustern basierendes Verfahren, zeigt die Veröffentlichung: „GEYER, Tobias, et al. Model predictive pulse pattern control. IEEE Transactions on Industry Applications, 2011, 48. Jg., Nr. 2, S. 663-676“ eine online Anpassung offline generierter Schaltmuster, um die Dynamikanforde rungen zu erfüllen. Es wird online ein Optimierungsproblem gelöst, welches die Schaltwinkel (der Leistungshalbleiter bezüglich der elektrischen Grundwelle) an passt. Dabei werden Abweichungen von den offline errechneten Größen in der Optimierungsfunktion berücksichtigt. Aus den Schaltmustern werden Trajektorien für den Statorfluss einer ASM errechnet, die möglichst ohne Abweichung gere gelt nachgefahren werden sollen. Für die online Optimierung wird dabei ein stark vereinfachtes Modell bestehend aus der Statorflussgleichung der ASM unter Ver nachlässigung von Widerständen genutzt. Die Optimierungsfunktion bestraft da bei Abweichungen von den offline errechneten Größen, um so Optimalität im sta tionären Zustand zu erreichen. Das Ergebnis der Optimierung sind Schaltzeit punkte, die direkt vom Regler auf die Leistungselektronik gegeben werden. Es besteht der Bedarf für ein Verfahren, welches die Vorteile beider Verfahren, also der feldorientierten Regelung und der offline voroptimierten Pulsmuster oder Schaltmuster vereint.
Offenbarung der Erfindung
Es wird ein Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine bereitgestellt mit den Schritten:
Ermitteln eines Soll-Schaltwinkels;
Ermitteln eines Soll-Zustands;
Ermitteln eines Ist-Zustands;
Ermitteln einer Differenz aus dem Soll-Zustand und dem Ist-Zustand;
Ermitteln einer Schaltwinkelanpassung mittels eines Reglers in Abhängigkeit der Differenz;
Ansteuern der elektrischen Maschine mittels der Summe aus Soll-Schaltwinkel und Schaltwinkelanpassung.
Es wird ein Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine bereitgestellt. Zur Ermittlung mindestens eines Soll-Schaltwinkels wird bevorzugt mittels eines möglichst exakten Modells der Maschine und auf Basis einer Kostenfunktion, die beispielsweise die verschiedenen, gewichteten Verlustterme der Maschine be schreibt, ein optimales Pulsmuster (OPP) offline errechnet. Das Ergebnis dieser Optimierung sind Soll-Schaltzeitpunkte bzw. Soll-Schaltwinkel über eine elektri sche Periode. Hiermit ist ein Soll-Schaltwinkelverlauf eindeutig charakterisiert. Bevorzugt wird dieser in Abhängigkeit der aktuellen Rotorlage oder Rotorwinkels- ausgelesen. Die Begriffe Soll-Schaltzeitpunkt (0..1) bzw. Soll-Schaltwinkel (0..3600) werden im Weiteren inhaltlich als gleichbedeutend erachtet, da sie beide auf eine elektrische Periode bezogen sind und somit eindeutig in einander überführbar sind. Bevorzugt ergibt sich der Soll-Schaltwinkel aus dem Produkt der Winkelgeschwindigkeit und dem Soll-Schaltzeitpunkt. Zur Ermittlung mindes tens eines Soll-Zustands wird ein ermittelter Soll-Schaltwinkel bevorzugt auf ein Modell G einer Strecke gegeben, welches wiederum das Verhalten einer realen Strecke, bevorzugt eines Antriebs oder eines Antriebstrangs, möglichst exakt re- präsentiert, um einen Soll-Zustand (d.h. einen elektrischen Strom- oder magneti schen Fluss) zu erhalten. Bevorzugt wird ein Soll-Zustand in einem geeigneten Bezugsystem ( dq , aß, abc) generiert. Somit ist das Verfahren nicht auf die Ver wendung einer bestimmten Führungsgröße begrenzt. Die Berechnung eines Soll- Zustands erfolgt bevorzugt offline, sodass dies nicht zu Lasten der benötigten Rechenleistung eines Steuergerätes erfolgt. Bevorzugt wird der Soll-Zustand aus den Ergebnissen der in Form von Look-up Tabellen gespeicherten offline Be rechnungen ausgelesen. Zur Ermittlung mindestens eines Ist-Zustands wird be vorzugt eine Zustandsgröße der realen Strecke ermittelt. Mittels Differenzbildung wird eine Differenz aus dem Soll-Zustand und dem Ist-Zustand ermittelt. Zur Er mittlung einer Schaltwinkelanpassung mittels eines Reglers in Abhängigkeit der Differenz wird bevorzugt die Differenz aus dem Soll-Zustand und dem Ist-Zu- stand einem Regler, bevorzugt einem modellprädiktiven Regler, zugeführt. In Ab hängigkeit der ermittelten Schaltwinkelanpassung, bevorzugt mittels der Summe aus Soll-Schaltwinkel und Schaltwinkelanpassung wird die elektrische Maschine, bevorzugt mittels eines Inverters, angesteuert.
Eine wiederholte, bevorzugt zeitlich versetzte, Ermittlung eines Soll-Schaltwin- kels führt zu der Ermittlung eines Soll-Schaltwinkelverlaufs. Dies bedeutet, dass zur Ermittlung von Soll-Schaltwinkelverläufen oder Soll-Schaltwinkeltrajektorien das Verfahren bevorzugt wiederholt ausgeführt wird. Entsprechendes gilt für die Ermittlung des Soll- bzw. Ist-Zustands. Eine bevorzugt wiederholte, bevorzugt zeitlich versetzte, Ermittlung von Soll- bzw. Ist-Zuständen führt zu der Ermittlung von Soll- bzw. Ist-Zustandsverläufen oder Soll- bzw. Ist-Zustandstrajektorien. Entsprechendes gilt für die Ermittlung der Schaltwinkelanpassung. Eine bevor zugt wiederholte, bevorzugt zeitlich versetzte, Ermittlung der Schaltwinkelanpas sung führt zu der Ermittlung eines Schaltwinkelanpassungsverlaufs oder einer Schaltwinkelanpassungstrajektorie.
Somit wird ein Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine für einen- hochdynamischen und im stationären Fall verlustoptimalen Betrieb von elektri schen Antriebssystemen bereitgestellt. Mittels der Berücksichtigung der Differenz aus dem Soll-Zustand und dem Ist-Zustand, also der Delta Formulierung des Systems, wird eine stationäre Optimalität bezüglich beliebiger vorher berechneter Kriterien, wie z.B. Verluste, Zwischenkreiswelligkeit, eingestellt. Der Regler be trachtet somit bevorzugt nicht absolute Größen (wie Flüsse, Ströme, etc.), son dern nur die Abweichungen der Referenzwerte oder von Referenzverläufen (also Delta-Größen). Der Regler regelt lediglich die Delta-Größe zu null und minimiert damit die Abweichungen zu offline optimierten Werten. Dies reduziert den Auf wand bei der Online Berechnung des Reglers signifikant und verbessert gleich zeitig die Performance. Daher ist die Regelung hochdynamisch und stationär op timal, bevorzugt unter nominalen Bedingungen . Das Verfahren gibt direkt die Schaltzeitpunkte für die Leistungselektronik vor, d.h. der zwischengelagerte Mo dulator entfällt. Das Verfahren kann mittels unterschiedlicher Führungsgrößen (Strom oder Fluss) betrieben werden. Das dynamische Modell, auf dessen Basis der Regler arbeitet und entworfen wird, ist ein Modell in Delta- bzw. Fehlerkoordi naten, welches lediglich die Differenz aus Soll- und Ist-Zustand oder Soll-Zu- standstrajektorien und der Ist-Zustandstrajektorien (Abweichung von den Trajek- torien) beschreibt, um den Fehler zeitdiskret oder winkeldiskret voraus zu simu lieren und zu regeln. Die Anwendung dieses Verfahrens des Delta Reglers ist verbessert, indem strukturelle und auch modellierungstechnische Anpassungen vorgenommen werden. Mit einer allgemeingültigen Delta Formulierung kann der Ansatz ebenfalls mit Strömen statt Flüssen als Führungsgröße angewendet wer den. Des Weiteren können beliebige Modelle verwendet werden. Dies ist vorteil haft, wenn die idealisierten Annahmen verworfen werden müssen, beispielsweise bei einer verkoppelten 6-phasigen PSM, jedoch auch für andere Maschinen ei nes breiten Spektrums. Durch eine allgemeingültige Formulierung in Fehlerkoor dinaten wird, bevorzugt bei Einsatz eines prädiktiven Reglers, die Abweichung der Regelgröße von der Führungsgröße in jedem einzelnen Prädiktionsschritt des modellprädiktiven Reglers einbezogen und in der Optimierung bestraft. Dadurch verbessert sich die Möglichkeit, den Regler gezielt einzustellen und die Abhängigkeit der Reglerdynamik vom Prädiktionshorizont verringert sich. Zudem werden Zeitvariante Systeme durch eine schrittweise Linearisierung deutlich bes ser geregelt, da eine schrittweise Linearisierung über den Horizont erfolgt.
Vorteilhaft wird ein Verfahren, welches die Vorteile beider Verfahren vereint, be reitgestellt, indem die offline optimierten Pulsmuster bzw. Schaltzeitpunkte dyna misch durch eine modellprädiktive Regelung online angepasst werden. Dies wird durch eine Formulierung in Delta/Fehler Koordinaten durch simple Modelle und kurze Horizonte erreicht. Das Regelkonzept regelt stationär verlustoptimal und dennoch hochdynamisch.
Bezüglich des gesamten elektrischen Antriebssystems ergeben sich vorteilhaft eine Verlustoptimalität im Sinne einer Kostenfunktion. Eigenheiten des Anwen dungsfalls, beispielsweise Getriebegeräusche, werden in einer offline Optimie rung berücksichtigt ohne einen Dynamikverlust der Regelung. Die Closed-Ioop- Performance bleibt von Vereinfachungen bei der Modellierung unberührt, sodass seitens der Regelung selbst hohe Toleranzen bei der Fertigung die Closed-Ioop- Performance bevorzugt nicht beeinträchtigen.
In einer anderen Ausgestaltung der Erfindung charakterisiert der Ist-Zustand ei nen Ist- Phasenstrom durch die elektrische Maschine und der Soll-Zustand einen Soll-Phasenstrom durch die elektrische Maschine.
Mittels dem Ist-Zustand wird bevorzugt ein Ist- Phasenstrom durch die elektrische Maschine, welcher bevorzugt mittels geeigneter Messeinrichtungen ermittelt wird, charakterisiert und mittels dem Soll-Zustand wird bevorzugt ein Soll-Phasen strom charakterisiert, welcher bevorzugt in Abhängigkeit einer Drehmomentvor gabe ermittelt wird. Vorteilhaft werden den Zuständen oder Trajektorien Größen zugeordnet, die eine spezielle Variante der Regelung einer elektrischen Ma schine ermöglichen.
In einer anderen Ausgestaltung der Erfindung ist der mindestens eine Soll-Zu- stand in Abhängigkeit der Parameter Drehmoment, Drehzahl und Rotorwinkel in einem Kennfeld abgelegt. Für die Regelung wird der mindestens eine Soll-Zu- stand in Abhängigkeit der Parameter Drehmoment, Drehzahl und Rotorwinkel für die Regelung aus dem Kennfeld ermittelt.
Ein Soll-Zustand ist in Abhängigkeit mehrerer Parameter in einem Kennfeld ab gelegt und wird für das Verfahren in Abhängigkeit mehrerer Parameter aus dem Kennfeld ermittelt. Vorteilhaft wird eine Verfahren bereitgestellt, welches eine Be rücksichtigung mehrerer Ziele oder Dimensionen ermöglicht. In einer anderen Ausgestaltung der Erfindung wird der mindestens eine Soll-Zu- stand mittels einem Maschinenmodells ermittelt, wobei das Maschinenmodell eine Induktivitätsmatrix, eine Widerstandsmatrix, einen Magnetfluss und/ oder eine Winkelgeschwindigkeit der elektrischen Maschine berücksichtigt.
Vorteilhaft wird ein Verfahren bereitgestellt, welches ein Maschinenmodell be rücksichtigt.
In einer anderen Ausgestaltung der Erfindung wird mittels des Reglers ein Opti mierungsproblem gelöst. Bevorzugt ist der Regler ein modellprädiktiver Regler.
Mittels des Reglers wird ein Optimierungsproblem gelöst, bevorzugt ein konve xes, quadratisches Optimierungsproblem (QP). Vorteilhaft wird ein Verfahren mit einem Regler bereitgestellt für eine effiziente Mehrgrößenregelung einer elektri schen Maschine.
Ferner betrifft die Erfindung ein Computerprogramm, welches Befehle umfasst, die bei der Ausführung durch einen Computer diesen veranlassen, die Schritte des bisher beschriebenen Verfahrens auszuführen.
Ferner betrifft die Erfindung ein computerlesbares Speichermedium, umfassend Befehle, die bei der Ausführung durch einen Computer diesen veranlassen, die Schritte des bisher beschriebenen Verfahrens auszuführen.
Ferner betrifft die Erfindung eine Vorrichtung zur Regelung einer elektrischen Maschine mit einer Regeleinrichtung. Die Regeleinrichtung ist dazu eingerichtet, einen Soll-Schaltwinkel zu ermitteln, einen Soll-Zustand zu ermitteln, einen Ist- Zustand zu ermitteln, eine Differenz aus dem Soll-Zustand und dem Ist-Zustand zu ermitteln, eine Schaltwinkelanpassung mittels eines Reglers in Abhängigkeit der Differenz zu ermitteln und die elektrische Maschine mittels der Summe aus Soll-Schaltwinkel und Schaltwinkelanpassung anzusteuern.
Es wird eine Vorrichtung bereitgestellt mit einer Regeleinrichtung, wobei die Re geleinrichtung einen Regler und bevorzugt ein Modell umfasst. Die Regeleinrich tung ist dazu eingerichtet einen Soll-Schaltwinkel zu ermitteln, bevorzugt mittels einem möglichst exakten Modells einer zu regelnden Strecke und auf Basis einer Kostenfunktion. Weiter ist die Regeleinrichtung dazu eingerichtet, einen Sollzu stand zu ermitteln in Abhängigkeit des ermittelten Soll-Schaltwinkels. Weiter ist die Regeleinrichtung dazu eingerichtet, einen Ist-Zustand zu ermitteln. Die Re geleinrichtung ist dazu eingerichtet, mittels Differenzbildung eine Differenz aus dem Soll-Zustand und dem Ist-Zustand zu ermitteln. Die Regeleinrichtung ist dazu eingerichtet, eine Schaltwinkelanpassung mittels eines Reglers in Abhän gigkeit der Differenz zu ermitteln. Weiter ist die Regeleinrichtung dazu eingerich tet, in Abhängigkeit der ermittelten Schaltwinkelanpassung die elektrische Ma schine, bevorzugt mittels eines Inverters, anzusteuern.
Vorteilhaft wird eine Vorrichtung für eine effektive Regelung einer elektrischen Maschine bereitgestellt.
Ferner betrifft die Erfindung einen Antriebstrang mit einer elektrischen Maschine und einer beschriebenen Vorrichtung. Ein derartiger elektrischer Antriebsstrang dient beispielsweise dem Antrieb eines elektrischen Fahrzeugs. Mittels des Ver fahrens und der Vorrichtung wird ein optimierter Betrieb des Antriebstrangs er möglicht.
Ferner betrifft die Erfindung ein Fahrzeug, mit einem beschriebenen Antriebs strang. Vorteilhaft wird somit ein Fahrzeug bereitgestellt, welches eine Vorrich tung umfasst, mit der eine elektrische Maschine effektiv geregelt wird.
Es versteht sich, dass die Merkmale, Eigenschaften und Vorteile des erfindungs gemäßen Verfahrens entsprechend auf die Vorrichtung bzw. den Antriebsstrang und das Fahrzeug und umgekehrt zutreffen bzw. anwendbar sind.
Weitere Merkmale und Vorteile von Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung mit Bezug auf die beigefügten Zeich nungen.
Kurze Beschreibung der Zeichnung Figur 1 eine schematische Darstellung einer Reglerstruktur für ein Verfahren zur Rege lung einer elektrischen Maschine,
Figur 2 ein schematisch dargestelltes Fahrzeug mit einem Antriebsstrang,
Figur 3 ein schematisch dargestelltes Ablaufdiagramm für ein Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine.
Ausführungsformen der Erfindung
Die Figur 1 zeigt eine Reglerstruktur 300, einen Delta Regler, mit einer Regelein richtung 340 für ein Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine 310.
Die Regeleinrichtung 340 umfasst einen Regler 320 und bevorzugt ein Modell 330, einen Differenzpunkt 322 und/ oder einen Summationspunkt 324. Ein Soll schaltwinkel u* wird ermittelt und einem Regler 320 und einem Modell 330, be vorzugt einem physikalischen Modell der zu regelnden Strecke oder einem Ma schinenmodell, zugeführt. Mittels des Modells wird ein Soll-Zustand y* in Abhän gigkeit des ermittelten Soll-Schaltwinkels u* ermittelt. Weiter wird ein Ist-Zustand y ermittelt, welcher bevorzugt an der realen zu regelnden Strecke mittels geeig neter Messeinrichtungen ermittelt wird. Mittels einer Differenzbildung im Diffe renzpunkt 322 wird eine Differenz d aus dem Soll-Zustand y*und dem Ist-Zu- stand y ermittelt und dem Regler 320 zugeführt. Der Regler 320 ermittelt eine Schaltwinkelanpassung delta_u in Abhängigkeit der Differenz d, wobei bevorzugt auch der Soll-Schaltwinkels u* vom Regler 320 berücksichtigt wird. Die Ermitt lung der Schaltwinkelanpassung delta_u erfolgt bevorzugt modellprädiktiv. Der Soll-Schaltwinkelverlauf u* wird bevorzugt dabei berücksichtigt, um eine Schalt winkelanpassung delta_u zu vermeiden, welche zu nicht erlaubten Schaltmustern führen (beispielsweise durch Berücksichtigung von erforderlichen Totzeiten oder minimalen Ein- und Ausschaltzeiten der Leistungshalbleiter). Bevorzugt werden derartige Bedingungen vom Regler 320 als Nebenbedingungen berücksichtigt. Mittels des Reglers 320 wird bevorzugt ein direktschaltendes Regelkonzept ent wickelt, welches auf Basis der Abweichung der Differenz d zwischen einem opti mierten Soll-Zustand y* und dem Ist-Zustand y, bevorzugt Messungen der Grö ßen an einer realen Maschine, bevorzugt einer Permanentmagnet Synchron Ma schine PSM, eine Schaltwinkelanpassung delta_u oder Anpassung der Schalt zeitpunkte errechnet und so die vorhandene Abweichung ausregelt. Dies ge schieht durch Lösung eines Optimierungsproblems nach dem „receding horizon“ Prinzip, es handelt sich also um einen modellprädiktiven (MPC) Ansatz. Das im Regler 320 bevorzugt verwendete Modell oder der Ansatz dient dabei nicht dem Zweck einer Vorwärtssimulation des gesamten Systems über den Prädiktionsho rizont, sondern lediglich einer Vorwärtssimulation der Differenz d. Diese Formu lierung mittels der Differenz d aus dem Soll-Zustand y*und dem Ist-Zustand y, also in „Delta/Fehler Koordinaten“ bewirkt erhebliche Vorteile bei der Regelung, da das Modell wesentlich einfacher ist im Vergleich zu einem vollständigen Mo dell der elektrischen Maschine.
Bei der bevorzugten Anwendung des Ansatzes auf eine sechsphasige PSM in 2x3 Sternverschaltung ergibt sich für die Modellierung und Erstellung des Reg lers für den Strom als Führungsgröße: y = x = iabc. Es wird eine Regelung auf Basis der momentanen Abweichung: D i 'abc (t) =i'abc (t) - i 'abc,ref (t) der
Ströme an einer realen Maschine und einer Referenztrajektorie genutzt. Wie auch in der allgemeinen Darstellung wird mit der Schaltwinkelanpassung delta_u die Korrektur der Schaltzeitpunkte (die sich eindeutig auf Schaltwinkel und umge kehrt abbilden lassen) beschrieben. Bevorzugt ergibt sich für die Dynamik des Phasenstroms als zeitkontinuierliches Zustandsmodell:
Figure imgf000013_0001
In dieser Gleichung beschreibt Labe die vollbesetzte 6x6 Induktivitätsmatrix der Maschine, R die (Stator-) Widerstandsmatrix, 'Vpm,abc den Permanentmagnet fluss der Maschine und wbΐ die elektrische Winkelgeschwindigkeit mit dem zuge hörigen Winkel feI. Die Matrix S beinhaltet eine Kombination von Matrizen, deren Verwendung es erlaubt, im Modell die Klemmenspannung uuvw statt der Pha senspannung uabc zu nutzen. Die beiden Spannungen unterscheiden sich ledig- lieh durch ihr Bezugspotential und es gilt uuvw = uabc + u* wobei u* das Stern punktpotential der elektrischen Maschine beschreibt. Die entsprechende Umfor mulierung wird nachfolgend in diskreten Koordinaten realisiert. Zudem sind bis auf den Widerstand alle vorkommenden Matrizen zeitvariant. Mithilfe des oben beschriebenen Modells werden optimierte Pulsmuster bzw. Spannungsverläufe berechnet, aus denen durch Vorwärtssimulation und Abtastung (unter Stationari- tätsannahme) Stromtrajektorien berechnet werden. Die errechneten Pulsmuster sowie abgetasteten Trajektorien werden als Kennfelder über Drehzahl und Dreh moment abgelegt und können in Abhängigkeit des Betriebszustands der Ma schine geladen und genutzt werden. Eine online Generierung der Referenzen o- der des Soll-Zustands y* ist somit nicht notwendig, was den Rechenaufwand mi nimiert. Der resultierende berechnete Spannungs- und Stromverlauf über eine elektrische Periode ergibt ein gepulstes Spannungsmuster, welches einer sinus artigen Grundwelle folgt und einen ausgeprägten Oberwellenanteil aufweist. Die ser korrespondiert mit einem verlustoptimalem Betrieb der Maschine. Daher sollte dieser Stromverlauf im geregelten Betrieb nachgefahren werden. Dies ge schieht durch optimales Verschieben der Spannungsflanken mittels dem Regler 320. Durch den Übergang zu einer Beschreibung in Delta/Fehler Koordinaten:
Figure imgf000014_0001
Dabei beschreibt Ai 'abc (t) die momentane Abweichung von Strömen an der re alen Maschine und den Soll-Zuständen der Soll-Zustandstrajektorie oder Refe- renztrajektorie und uuvw{t) die angelegte Spannungsdifferenz im Vergleich zum optimierten Pulsmuster. Es ist ersichtlich, dass alle von iabc (t) und uuvw{t) unabhängigen Terme wegfallen und sich somit die Parameterabhängigkeit der Reglung reduziert. Durch zeitliche Diskretisierung ergibt sich das folgende Mo- dell:
Figure imgf000014_0002
Das Integral über die Eingangsspannung zwischen den Abtastzeitpunkten tk und tk+1 kann aufgelöst werden, um die geforderte Formulierung als lineares Modell der Schaltzeiten (bzw.deren Verschiebung oder Schaltwinkel) zu erlangen: Was durch phasenweise Betrachtung für die Phase p auf folgende Formulierung führt:
Figure imgf000015_0001
Der Vektor AU p enthält dabei Differenzen der Spannungen U p,swj * und U p,swy+l * vor dem Schaltvorgang j bzw. j + 1 und es gilt j e ZI mp , wobei np die Anzahl der Schaltvorgänge in Phase p während des Zeitraums [tk , tk+ 1] beschreibt. Die Variable tp,swj beschreibt den Schaltzeitpunkt j in Phase p. Folg lich beschreibt Atp den Vektor der Differenzen der Referenzschaltzeitpunkte tp,swj * und der realen Schaltzeitpunkte tp,swj für Phase p. Durch Anwendung dieses Zusammenhangs für alle Phasen und Zusammenfassung in Matrix- Schreibweise ergibt sich:
Figure imgf000015_0002
Es ist ersichtlich, dass im Vergleich zur schematischen Darstellung in Figur 1 Ax{k) = Ay{k) = Aiabc{k) und Au{k) = At{k) gesetzt wird. Mit einer Abtastperiode Ts wird die derzeitige Drehzahl/Winkel und der Strom der Maschine gemessen.
Auf Basis der Drehzahl/Winkel und einer Drehmomentvorgabe wird nachfolgend das passende, vorher berechnete optimale Pulsmuster aus dem abgelegten Kennfeld ausgelesen. Dabei werden im Speziellen der Referenzstrom und die Referenzschaltzeitpunkte extrahiert. Die Abweichung des Stroms vom Referenz wert wird errechnet und zusammen mit der zu modifizierenden Schaltwinkelse quenz auf den MPC Regler oder Regler 320 gegeben. In diesem wird auf Basis eines Optimierungsproblems die passende Anpassung der Schaltzeitpunkte oder der Schaltwinkelanpassung delta_u der Schaltwinkel ermittelt.
Mittels einer Summenbildung im Summationspunkt 324 wird eine Summe u aus Soll-Schaltwinkel u* und der Schaltwinkelanpassung delta_u gebildet. Die Summe u umfasst die anzuwendende Schaltsequenz. Mittels der Summe u wird die elektrische Maschine 310 angesteuert, welche bevorzugt einen Inverter 312 und eine elektrische Antriebsmaschine 314 umfasst. In der vorangegangenen Erklärung wurde implizit von messbaren Zuständen d.h. y = x ausgegangen. Ist dies nicht der Fall, so müssen Beobachter formuliert wer den. In der beschriebenen Anwendung ist dies Fall, falls Flüsse statt Ströme als Führungsgrößen verwendet werden. Auch eine Formulierung des Beobachters ist in Fehlerkoordinaten möglich und vorteilhaft.
Mittels des Reglers 320 wird ein Optimierungsproblem gelöst, welches wie folgt lautet:
Figure imgf000016_0001
Der Index p beschreibt dabei die jeweilige Phase der Maschine und nimmt Werte zwischen eins und dem dreifachen der Systemanzahl an. Für die bevorzugt sechsphasige Maschine in 2x3 Verschaltung gilt Nsys = 2, da zwei Dreiphasen systeme vorliegen. Bei den mit den Indizes Q und R versehenen Normen handelt es sich um quadrierte gewichtete 2-Normen der Form Ayr TQkyr bzw. iSurTRlS. ur. Dabei sind Q und R die üblichen Matrizen für das MPC-Reglerdesign. Die letz ten beiden als Gleichung formulierte Nebenbedingungen charakterisieren die oben plausibilisierte Fehlerdynamik. Bevorzugt sind weitere Nebenbedingungen, bevorzugt für
Zustandsbeschränkungen, zu berücksichtigen. Für die oben beschriebene An wendung muss für die Verwendung des Stroms als Führungsgröße Ayr = D r=
D ir,abc gesetzt werden, sowie die oben hergeleiteten Matrizen , r , Br (oben mit Index k bezeichnet) und Cr = I, dr = 0 eingesetzt werden. Bei diesem Optimie rungsproblem handelt es sich um ein konvexes, quadratisches Optimierungs problem (QP). Dieses kann mit Standardverfahren wie „Active Set-“ oder „Interior Point-“Methoden“ gelöst werden. Figur 2 zeigt ein schematisch dargestelltes Fahrzeug 500 mit einem Antriebs strang 400. Der Antriebsstrang 400 umfasst eine elektrische Maschine (310) und eine Vorrichtung mit einer Regeleinrichtung 340. Die Darstellung zeigt beispiel haft ein Fahrzeug mit vier Rädern, wobei die Erfindung gleichermaßen in beliebi- gen Fahrzeugen mit einer beliebigen Anzahl an Rädern zu Lande, zu Wasser und in der Luft einsetzbar ist.
Die Figur 3 zeigt einen schematischen Ablauf eines Verfahrens 100 zur Rege lung einer elektrischen Maschine 310. Das Verfahren beginnt mit Schritt 105. In Schritt 110 wird ein Soll-Schaltwinkel u* ermittelt. In Schritt 120 wird ein Soll-Zu- stand y* ermittelt. In Schritt 130 wird ein Ist-Zustand y ermittelt. Eine Differenz d wird aus dem Soll-Zustand y* und dem Ist-Zustand y in Schritt 140 ermittelt. In Schritt 150 wird eine Schaltwinkelanpassung delta_u mittels eines Reglers 320 in Abhängigkeit der Differenz d ermittelt. In Schritt 160 folgt das Ansteuern der elektrischen Maschine 310 mittels der Summe u aus Soll-Schaltwinkel u* und
Schaltwinkelanpassung delta_u. Mit Schritt 195 endet das Verfahren.

Claims

Ansprüche
1. Verfahren (100) zur Regelung einer elektrischen Maschine (310), mit den Schritten:
Ermitteln (110) eines Soll-Schaltwinkels (u*);
Ermitteln (120) eines Soll-Zustands (y*);
Ermitteln (130) eines Ist-Zustands (y);
Ermitteln (140) einer Differenz (d) aus dem Soll-Zustand (y*) und dem Ist- Zustand (y);
Ermitteln (150) einer Schaltwinkelanpassung (delta_u) mittels eines Reg lers (320) in Abhängigkeit der Differenz (d);
Ansteuern (160) der elektrischen Maschine (310) mittels der Summe (u) aus Soll-Schaltwinkel (u*) und Schaltwinkelanpassung (delta_u).
2. Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine nach Anspruch 1, wobei der Ist-Zustand (y) einen Ist- Phasenstrom (i_a,b,c) durch die elekt rische Maschine charakterisiert und der Soll-Zustand (y*) einen Soll-Pha senstrom (i*_a,b,c) durch die elektrische Maschine charakterisiert.
3. Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine nach einem der vor hergehenden Ansprüche, wobei der Soll-Zustand (y*) in Abhängigkeit der Parameter Drehmoment, Drehzahl und Rotorwinkel in einem Kennfeld abgelegt ist und in Abhän gigkeit der Parameter Drehmoment, Drehzahl und Rotorwinkel für die Re gelung aus dem Kennfeld ermittelt wird.
4. Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine nach Anspruch 3, wobei der Soll-Zustand (y*) mittels einem Maschinenmodells (330) ermit telt wird, wobei das Maschinenmodell (330) eine Induktivitätsmatrix, eine Widerstandsmatrix, einen Magnetfluss und/ oder eine Winkelgeschwindig keit der elektrischen Maschine berücksichtigt.
5. Verfahren zur Regelung einer elektrischen Maschine nach einem der vor hergehenden Ansprüche, wobei mittels des Reglers (320) ein Optimierungsproblem gelöst wird.
6. Computerprogramm, umfassend Befehle, die bei der Ausführung des Pro gramms durch einen Computer diesen veranlassen, das Verfahren/die Schritte des Verfahrens (100) nach Anspruch 1 bis 5 auszuführen.
7. Computerlesbares Speichermedium, umfassend Befehle, die bei der Aus führung durch einen Computer diesen veranlassen, das Verfahren/die Schritte des Verfahrens (100) nach Anspruch 1 bis 5 auszuführen.
8. Vorrichtung (300) zur Regelung einer elektrischen Maschine (310), mit einer Regeleinrichtung (340), wobei die Regeleinrichtung (340) einen Regler (320) umfasst, und wobei die Regeleinrichtung (340) dazu eingerichtet ist, einen Soll-Schaltwinkel (u*) zu ermitteln; einen Soll-Zustand (y*) zu ermitteln; einen Ist-Zustand (y) zu ermitteln; eine Differenz (d) aus dem Soll-Zustand (y*) und dem Ist-Zustand (y) zu ermitteln; eine Schaltwinkelanpassung (delta_u) mittels eines Reglers (320) in Ab hängigkeit der Differenz (d) zu ermitteln; die elektrische Maschine (310) mittels der Summe (s) aus Soll-Schaltwin- kel (u*) und Schaltwinkelanpassung (delta_u) anzusteuern.
9. Antriebsstrang (400) mit einer elektrischen Maschine (310) und einer Vor richtung (300) gemäß Anspruch 8.
10. Fahrzeug (500) mit einem Antriebsstrang (400) nach Anspruch 9.
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