WO2021160529A1 - Stromrichter-schaltung - Google Patents

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WO2021160529A1
WO2021160529A1 PCT/EP2021/052762 EP2021052762W WO2021160529A1 WO 2021160529 A1 WO2021160529 A1 WO 2021160529A1 EP 2021052762 W EP2021052762 W EP 2021052762W WO 2021160529 A1 WO2021160529 A1 WO 2021160529A1
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WO
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circuit
filter
bridges
bridge
converter circuit
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Application number
PCT/EP2021/052762
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Inventor
Fabian Döbler
Christopher Fromme
Dominic Malane
Marvin TANNHÄUSER
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Definitions

  • the invention relates to a circuit for a converter for single- and three-phase systems.
  • Such a circuit is used, for example, in an inverter for use in photovoltaics.
  • Other fields of application for power converters are, for example, electrical machines, generators, electric vehicles, hybrid vehicles, vehicles for rail traffic and also charging stations for electric vehicles. Converters are also used in energy storage applications, for example in the field of renewable energies or in auxiliary voltage supplies and in power supplies.
  • An arrangement for converting one type of electrical current into another is referred to here as a converter.
  • Such a converter is preferably used when interconnecting a DC voltage system, for example with a DC voltage of 450 V, with a three-phase AC voltage system, for example with a star voltage of 230 V, the converter being used as an inverter or as a rectifier, depending on the direction of power flow is driven.
  • An inverter is an electrical device that converts DC voltage into AC voltage.
  • a rectifier is an electrical device that converts AC voltage into DC voltage.
  • the converter can be used here both as a rectifier and as an inverter.
  • the three-phase alternating voltage system comprises three individual alternating voltages with the same frequency and amplitude in principle, which are phase-shifted by 120 ° and 240 °, respectively.
  • WO 2016/146171 A1 a converter circuit for single-phase systems is proposed, which has a 3-point converter and a downstream 2-point converter.
  • a 5-point converter circuit for three-phase systems is known from EP 2306 629 A1, which combines three half-bridges and an AC switch.
  • a converter circuit with two functionally coupled changeover switches and a commutation cell is known from DE 102012 020036 A1.
  • From DE 102016 224312 Al and DE 102016 224310 Al converter circuits are known with a divided intermediate circuit with a series connection of two capacitors, between which an intermediate circuit center is formed, parallel to the intermediate circuit one or more arms parallel to each other, each with a first, second and filter circuit, the first circuit comprising two series-connected first half bridges whose connection point is connected to the intermediate circuit center, the filter circuit comprises a series circuit with a first filter inductance, at least one filter capacitor and a second filter inductance, the parallel is connected to the centers of the two first half bridges of the respective arm, the second circuit of each arm has one or two parallel second half bridges, the centers of which form alternating voltage outputs and the outer potential points of the second half bridges parallel to the filter condensate or are switched.
  • the disadvantage of the known circuits is that there are certain operating points, namely close to the switching operations of the second half bridges to increased disturbance of the output current.
  • the invention is based on the object of specifying a converter circuit in which the aforementioned disadvantage is reduced or eliminated. This object is achieved by a converter circuit having the features of claim 1.
  • the converter circuit according to the invention comprises a divided intermediate circuit with a series connection of two capacitors, between which an intermediate circuit center point is formed.
  • the converter circuit In parallel with the intermediate circuit, the converter circuit has one arm or several arms parallel to one another, the arms each comprising a first circuit, a second circuit and a filter circuit.
  • the first circuit comprises two series-connected first half bridges, the connection point of which is connected to the intermediate circuit center point.
  • the filter circuit comprises a series circuit with a first filter inductance, at least one filter capacitor and a second filter inductance which is connected in parallel to the centers of the two first half bridges of the respective arm.
  • the second circuit of each arm has a second half bridge or two parallel second half bridges, the centers of which form alternating voltage outputs, the outer potential points of the second half bridges being connected in parallel to the filter capacitor.
  • the converter circuit comprises a series circuit of two semiconductor components connected in parallel to the filter capacitors.
  • the semiconductor components are each either a diode or a controllable semiconductor switch.
  • the gate voltage of the diode is lower than the use voltage of the reverse conducting element of the power semiconductors of the second half bridges.
  • the reverse conducting element is the body diode of the MOSFET.
  • these power semiconductors are IGBTs, they usually have an extra diode connected in parallel; then this diode is the reverse conducting element.
  • GaN HEMTs they are intrinsically reverse conductive with a voltage drop, which then represents the threshold voltage for the reverse line.
  • the converter circuit and the method of the invention are preferably used in network applications, for example photovoltaics and energy storage applications, as well as in electric vehicles, hybrid vehicles and vehicles for rail traffic. Additional areas of application are auxiliary voltage supplies and power supplies. Due to the circuit topology according to the invention, the circuit can be operated bidirectionally, that is to say, depending on the power flow, as a rectifier and / or as an inverter.
  • the invention creates a converter circuit with a native sinusoidal output voltage which is readily suitable for parallel connection with other, for example, similar converter circuits. As a result, the power range that can be achieved with the circuit - if the components used are retained - is significantly expanded.
  • the disturbances of the output current occur when switching over the power semiconductors of the second half-bridge.
  • the interference is partly caused by the fact that the output current of the circuit, which has a positive or negative value such as 3 A, i.e. not zero or close to zero, has to be commutated at the time of switching from one of the filter inductances to the other.
  • the disconnection of the current in one of the filter inductances does not work suddenly. Instead of this resonant vibrations in the system from the filter inductivity and the respective closest capacitors such as the filter capacitor or the filter capacitors are excited. These vibrations lead to the reverse conductive elements of the power semiconductors of the second half bridge becoming conductive for part of the time. This in turn directly influences the output current of the converter circuit.
  • the current I Li of a filter inductance in the switched-off branch falls and the current I L 2 through the filter inductance in the switched-on branch begins to rise.
  • the output current I out of the converter circuit which is 3 A here, would be taken over by the filter inductance in the switched-on branch without delay at the time of the switchover, whereby the current through the filter inductance in the switched-off branch would drop to 0 A.
  • the real behavior of the inductances means that the current I Li falls through the filter inductance in the switched-off branch and then overshoots up to a value of approximately -2.8 A.
  • the current I L 2 also swings above a current value of approximately 6.2 A. Both currents then oscillate for a period in the ms range and trigger a complex superimposed oscillation in the output current I out of the converter circuit.
  • the reverse conducting element As already described, it depends on the type of power semiconductor of the second half bridge which element is the reverse conducting element and it can be a body diode, an externally connected diode or an intrinsic reverse line. This ensures that the current flow runs almost completely over the semiconductor components, i.e. the freewheeling path and not the reverse conducting elements of the power semiconductors of the second half bridge.
  • unipolar, controllable semiconductors such as FETs
  • this problem does not arise because their control voltage is usually much lower than that of bipolar semiconductors.
  • the controllable semiconductor switches can be FETs (field effect transistors) or low-power thyristors.
  • the filter circuit can comprise an additional, that is to say a total of two filter capacitors, the connection point of which is connected to the intermediate circuit center point.
  • the filter circuit can comprise two further filter capacitors. A first of these is connected in parallel to the series of an upper power semiconductor, an upper one of the first half bridges and the first filter inductance. The second is parallel to the series from a lower performance semiconductors connected to a lower of the first half bridges and the second filter inductance.
  • the converter circuit can have a control device which is designed such that the power semiconductors of the second circuits are operated with a clock rate with a fundamental frequency in the Hertz range. Due to an operating mode in which only the power semiconductors of the first half bridges are operated at high frequency, the converter circuit has a high level of electromagnetic compatibility, since the high frequency voltages are limited to the short conductor area between the first half bridges and the filter inductances.
  • the control device can be configured to turn on a lower power semiconductor of a lower one of the first half bridges for a first period of time before switching on a lower power semiconductor of the second half bridge and after the first time span ne the lower power semiconductor of the lower first half bridge switch off.
  • the lower power semiconductor of the first half bridge is switched on before the lower power semiconductor of the second half bridge is switched on and is switched off again later, but also before the lower power semiconductor of the second half bridge is switched on.
  • the point in time at which this power semiconductor is switched off again is preferably a second time period before the lower power semiconductor of the second half-bridge is switched on.
  • the point in time at which the lower power semiconductor of the lower first half-bridge is switched on is thus the first plus the second time span before the lower power semiconductor of the second half-bridge is switched on.
  • the control device can also be configured to switch on an upper power semiconductor of an upper of the first half bridges in an analogous manner within an arm before switching on an upper power semiconductor of the second half bridge and to switch off the upper power semiconductor of the first half bridge after the first time period has expired.
  • the control device can furthermore be configured to switch on the upper power semiconductor of the lower first half-bridge after the second period of time has elapsed. This is expediently done if the lower power semiconductor of the lower first half bridge is switched off at this time, if al so, in other words, the second, i.e. lower, filter inductance is to be supplied with current.
  • the control device can be designed to switch on the lower power semiconductor of the upper first half-bridge after the second time period has expired; This is expediently done when the upper power semiconductor of the upper first half bridge is switched off at this time, in other words when current is to be applied to the first, ie upper, filter inductance.
  • the second period of time is preferably equal to half a period duration of a resonant oscillation of the first or second filter inductance and the respectively directly connected filter capacitors. This allows the current to swing to the appropriate level, i.e. that of the output current.
  • the control device can be designed as a first time span of the size to use.
  • L denotes the inductance of the first, i.e. upper, filter inductance. This expediently corresponds to the inductance of the lower, i.e. second, filter inductance.
  • I out is the output current of the converter circuit. Ideally, the output current that is present at the time of switching over the power semiconductors of the second half bridges is used. However, since the output current changes only very slightly in the time frame of the first and second time span, the exact temporal position does not matter.
  • V DC denotes the driving voltage, i.e. half the intermediate circuit voltage.
  • C denotes the capacity of the capacities involved in the oscillation.
  • the converter circuit is to be used in a single-phase system, it expediently comprises exactly one arm and two second half-bridges connected in parallel, the centers of which form the AC voltage outputs.
  • the converter circuit If the converter circuit is to be used in a three-phase system, it expediently comprises three arms connected in parallel, each assigned to a phase, and exactly one second half-bridge in each of the arms, the center of which is the alternating voltage output for the respective phase.
  • the two series-connected capacitors of the intermediate circuit where the intermediate circuit voltage, for example 400 V, drops, can each also consist of several, for example, in series or parallel capacitors. This may be necessary if there is no capacitor that is specified for the required current and / or the required voltage.
  • the capacitors can have the same capacitance values.
  • the intermediate circuit which is symmetrically divided by using the same capacitance values, divides the intermediate circuit voltage symmetrically around the center point. Therefore, the same power semiconductors can be used in the first half bridges, which are controlled evenly and optimally. This increases the efficiency of the converter circuit and reduces the complexity.
  • the first circuits can alswei sen power semiconductors that are intended for modulation of the alternating voltage.
  • the second circuits can have power semiconductors that are provided for clocking with a lower fundamental frequency. While the modulation frequency of the alternating Voltage is, for example, in the range from several kHz to several MHz, the base frequency is, for example, 50 Hz. Since the power semiconductors are intended for different tasks at different frequencies within the converter circuit, the specified circuit topology allows the use of adapted power semiconductors. This is advantageous because the use of power semiconductors adapted to the task increases the efficiency of the converter circuit.
  • the power semiconductors of the first circuits can be optimized with respect to low switching losses.
  • the power semiconductors of the second circuits can be optimized with regard to low forward losses.
  • An essential factor for limiting the achievable efficiency is the losses that occur in the power semiconductors used.
  • the power semiconductors such as MOSFETs, IGBTs or GaN-HEMT switches have different properties with regard to switching losses and conduction losses.
  • there are also different versions within each type of power semiconductor which differ with regard to the properties mentioned.
  • the selection of the power semiconductors is therefore a compromise.
  • the fast-switching power semiconductors of the first circuits which are provided for the Modu lation of the AC voltage
  • the comparatively slow-switching power semiconductors of the second circuits which are designed for clocking with a Base frequency are provided, can be optimized with regard to low transmission losses. So that is despite the conflict between Switching losses and conduction losses an optimal selection of the power semiconductors is possible, which cannot be made with other topologies.
  • the power semiconductors of the first circuits can have a dielectric strength which corresponds to at least half the inter mediate circuit voltage.
  • the power semiconductors of the second circuits can have a dielectric strength that corresponds to at least the entire intermediate circuit voltage. This is made possible by the circuit topology with the divided intermediate circuit, which acts as a capacitive voltage divider and symmetrically divides the intermediate circuit voltage around the midpoint with preferably the same capacitance values. At a given switching frequency, power semiconductors that have a higher dielectric strength and are therefore suitable for switching higher voltages generate significantly higher switching losses than power semiconductors that have a lower dielectric strength.
  • the specified circuit topology allows the power semiconductors of the first circuit to only have a dielectric strength which corresponds to half the intermediate circuit voltage.
  • - GaN switches are preferably used as power semiconductors in the first circuits. These allow very high switching speeds and therefore make it possible to reduce the size of the filter elements.
  • the power semiconductors of the first circuits can be controlled with a frequency of more than 100 kHz, in particular a frequency of more than 300 kHz.
  • a high switching speed makes it possible to reduce the size of the filter elements.
  • the first capacitor and the upper first half bridges can be designed as a first commutation cell; the second capacitor and the lower first half bridges can be designed as a second commutation cell.
  • commutation is the process in which a current flow passes from one branch to the other.
  • the commutation takes place, for example in operation as an inverter, from the first capacitor to the first half-bridges connected in parallel and from the second capacitor to the second half-bridges connected in parallel.
  • the formation of a commutation cell in particular through a low inductive arrangement of the components, is advantageous because it achieves very good commutation behavior and switching behavior, which increases the efficiency of the present circuit.
  • the power semiconductors of the first circuits are preferably controlled with a pulse width modulation and the polarity of the power semiconductors of the second circuits is reversed with a lower fundamental frequency.
  • the first half bridges are expediently always switched so that one of the power semiconductors is switched on, while the other power semiconductor is switched off.
  • the power semiconductors within one or more of the first circuits can be controlled in such a way that they switch synchronously.
  • the power semiconductors of the first two half-bridges of this first circuit are switched over at the same time.
  • the synchronous switching is preferably carried out in all three arms, ie the arms behave in the same way, with a power semiconductor of a first arm and a power semiconductor of a second arm mostly not switching at the same time.
  • the voltage between the first circuit and the filter circuit of an arm therefore always alternates between the full value of the inter mediate circuit voltage and zero, that is, a merger of the midpoint potential.
  • power semiconductors of one or more of the first circuits can be controlled in such a way that the power semiconductors of the upper first half bridge of an arm switch alternately with the power semiconductors of the lower first half bridge of this arm.
  • the power semiconductors are controlled by means of a carrier signal, this can be achieved, for example, by a corresponding phase shift of the carrier signal for the lower first half bridge with respect to the upper first half bridge.
  • the voltage present at the input of the filter circuit changes in this switching mode between the full intermediate circuit voltage, half the intermediate circuit voltage and zero. The resulting switching frequency is doubled compared to the switching frequency with synchronous switching of the half bridges.
  • this operating mode which is known from single-phase circuits, can now also be used in a three-phase circuit with its three parallel arms.
  • the switching concept which is referred to as diagonal timing in the case of two parallel half-bridges, for example, cannot be transferred to corresponding three-phase circuits such as the classic bridge converter.
  • the special topology of the converter according to the invention allows the operating mode to be described and thus allows the advantages of doubling the frequency to be achieved even with a three-phase circuit. In the following, the invention is described and explained in more detail using the exemplary embodiments shown in the figures.
  • Figure 1 is a diagram with simulated current and voltage curves for a converter circuit
  • FIG. 2 is a block diagram of a section of a photovoltaic system
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of an embodiment of the converter circuit according to the invention for single-phase systems
  • FIGS. 4 to 7 show a timing diagram of the switching state for various half-bridges of the converter circuit
  • FIG. 8 shows a timing diagram of a voltage generated within the converter circuit
  • FIG. 9 shows a further block diagram of a section of a photovoltaic system
  • FIG. 10 shows a circuit diagram of an embodiment of the converter circuit according to the invention for three-phase systems
  • FIG. 11 shows a diagram with simulated current and voltage profiles for an improved converter circuit.
  • FIG. 2 shows a block diagram of a section of a photovoltaic system 10.
  • the photovoltaic system 10 comprises a number of solar modules 11a, 11b, of which here the
  • Each of the solar modules 11a, 11b is via a DC / DC converter 12 with MPP
  • FIG. 3 shows a circuit diagram of an embodiment of the converter circuit 20 according to the invention for single-phase systems, the converter circuit 20 comprising a first circuit 21, a second circuit 22 and a filter circuit 23.
  • the converter circuit 20 is connected between a direct voltage system 1 and an alternating voltage system (not shown in FIG. 3).
  • the converter circuit comprises 20 connection contacts 24a,
  • the first circuit 21 comprises two series-connected half bridges 26a, 26b.
  • the outer connections of the two half-bridges 26a, 26b are connected to the connection contacts 24a, 24b and thus form the DC voltage input of the converter circuit 20.
  • the intermediate circuit 27 is designed as a split intermediate circuit and is used to establish a midpoint M of an intermediate circuit voltage UZK on provided between the capacitors CI, C2 and the half bridges 26a, 26b potential point.
  • the first capacitor CI is connected in parallel to the upper half bridge 26a and the second capacitor C2 is connected in parallel to the lower half bridge 26b.
  • the first capacitor CI and the first half bridge 26a are designed as a first commutation cell Kl and the second capacitor C2 and the second half bridge 26b are designed as a second commutation cell K2, which minimizes parasitic effects, which are mainly caused by parasitic inductances between a capacitor CI , C2 and the half-bridge 26a, 26b connected in parallel therewith.
  • the filter circuit 23 comprises a first and second filter inductance 28a, 28b.
  • a first connection of the first filter inductance 28a is connected to the potential point between the power semiconductors TI, T2 of the first half-bridge 26a.
  • a first connection of the second filter inductance 28b is connected to the potential point between the power semiconductors T3, T4 of the second half bridge 26b.
  • the respective connections of the filter inductances 28a, 28b are connected together via a first and second filter capacitor 29a, 29b.
  • the filter inductances 28a, 28b expediently have the same inductance.
  • the filter circuit 23 further comprises a third and fourth filter capacitor 29c, i.
  • the third filter capacitor 29c is connected between the connection contact 24a and the potential point between the first filter inductance 28a and the filter capacitor 29 is switched.
  • the fourth filter capacitor 29d is connected between the connection contact 24b and the potential point between the second filter inductance 28b and the second filter capacitor 29b.
  • the potential point between the first and second filter capacitors 29a, b is electrically connected to the center point M of the intermediate circuit.
  • the second circuit 22 comprises a full bridge made up of two parallel half bridges 30a, 30b.
  • the upper external connection of the half bridges 30a, 30b is connected to the potential point between the first filter inductance 28a and the first filter capacitor 29a.
  • the lower external connection of the half bridges 30a, 30b is connected to the potential point between the second filter inductance 28a and the second filter capacitor 29b.
  • the full bridge is connected in parallel to the two filter capacitors 29a, 29b.
  • the potential point between the power semiconductors T5, T6 of the first half bridge 30a is connected to the first AC voltage contact 25a, while the potential point between the power semiconductors T7, T8 of the second half bridge 30a is connected to the second AC voltage contact 25b.
  • the converter circuit 20 works with power electronic switches TI ... 8, for example as insulated gate bipolar transistors (IGBT), metal-oxide-semiconductor field-effect transistors (MOSFET) or gallium nitride-high electron mobility transistors (GaN-HEMT) could be.
  • IGBTs insulated gate bipolar transistors
  • MOSFET metal-oxide-semiconductor field-effect transistors
  • GaN-HEMT gallium nitride-high electron mobility transistors
  • the figures show IGBTs as power electronics Switch TI ... 8, but this is an example and other switch types can be used.
  • the switches TI IGBTs are used.
  • the switching losses of the power semiconductors TI, T2, T3, T4 of the first circuit 21 are dominant over the conduction losses and therefore power semiconductors TI, T2, T3, T4 are used for the first Circuit 21 is selected that are optimized with regard to low switching losses.
  • the circuit topology of the converter circuit 20 also makes it possible to use power semiconductors TI, T2, T3, T4 for the first circuit 21, which have a voltage strength that corresponds to half the intermediate circuit voltage UZK.
  • power semiconductors T5, T6, T7, T8 are selected for the second circuit 22, which are optimized with regard to low transmission losses. Due to the circuit topology 22 power semiconductors T5, T6, T7, T8 are used with a dielectric strength that corresponds to the entire inter mediate circuit voltage UZK for the second circuit. However, this is not a disadvantage, since the power semiconductors T5, T6, T7, T8 of the second circuit 22 do not have to switch quickly.
  • Figures 4 to 7 show the sequence of the switching states of the half bridges 26a, 26b of the first circuit 21 and the half bridges 30a, 30b of the second circuit 22 over a period of time that corresponds to a period of the fundamental frequency fG, ie 20 ps at a fundamental frequency of 50 Hz.
  • Figure 4 shows the course 41 of the switching states of the respective upper power semiconductors TI, T3 of the active half-bridges 26a, b
  • Figure 5 shows the course 51 of the switching states of the respective lower power semiconductors T2, T4 of the active half-bridges 26a, b .
  • FIG. 6 shows the curve 61 for the switching state of the half bridge 30a, a value of 1 meaning that the upper power semiconductor T5 is switched on and the lower power semiconductor T6 is switched off.
  • FIG. 7 shows the curve 71 for the switching state of the half bridge 30b, a value of 1 meaning that the upper power semiconductor T7 is switched on and the lower power semiconductor T8 is switched off.
  • the half bridges 26a, 26b are operated according to FIG. 4 and FIG. 5 with a PWM, the frequency of which is only 4 kHz for better illustration.
  • FIGS. 4 to 7 show a corresponding time axis Z in the horizontal direction.
  • a normalized axis S is located in the vertical direction, which indicates the switching state of the respective half-bridge 26a, 26b, 30a, 30b.
  • the switching state includes the state of the power semiconductors TI ... 8 of the respective half-bridges 26a, 26b, 30a, 30b, whereby one of the power semiconductors TI ... 8 of a half-bridge 26a, 26b, 30a, 30b is switched on and the other is turned off.
  • the PWM used is designed in such a way that a sequence of half-waves remains after filtering high frequencies. In the exact course it differs somewhat from a PWM for generating a complete sine curve.
  • the switching mode thus shown in Figures 4 and 5 uses a synchronous switching of the power semiconductors TI ... 4 of the half bridges 26a, 26b.
  • the voltage on the two output lines of the half bridges 26a, 26b is therefore always symmetrical with respect to the voltage level in the middle of the intermediate circuit, that is between the two half bridges 26a, 26b. If this point is connected to earth, the voltage level of the second circuit 22 does not change with respect to earth due to the switching operations in the half bridges 26a, 26b.
  • Common mode interference is thereby advantageously significantly reduced or avoided entirely.
  • the half bridges 26a, 26b of the first circuit 21 are switched to one another offset.
  • the other half bridge 26a switches in this operating mode
  • Switching can take place with any phase shift to one another, in particular with a phase shift of 180 °.
  • the carrier signal for one of the half ⁇ bridges 26a, 26b are correspondingly phase-shifted with respect to the carrier signal for the other half bridge. If the half-bridges 26a, 26b offset switched to each other, then there is for part of the time in addition to the voltages is zero and the value of the intermediate circuit voltage U Z K and the half of the intermediate circuit voltage U Z K at the output of the half-bridges 26a, 26b.
  • the filter circuit 23 Since the half bridges 26a, 26b switch alternately, but overall just as frequently as in synchronous operation, the frequency of the voltage changes at the output of the half bridges 26a, 26b doubles.
  • the effective frequency of the signal that reaches the filter circuit 23 is therefore twice as high as in the synchronous operation.
  • the circuit 20 comprises as a further Components ⁇ th first and second filter diode Dl, D2.
  • the first Fil ⁇ terdiode Dl is arranged parallel to the first filter inductance 29a.
  • the second filter diode D2 is arranged in parallel to two ⁇ th filter inductor 29b.
  • the filter ⁇ diodes Dl, D2 so aligned as the body diodes of the amount of power semiconductor TI ... 8, it ie block under normal voltage conditions in the power converter circuit 20.
  • the filter diode 20 are but chosen so that it has a have a lower lock voltage than the body diodes of the power semiconductors T5... 8 of the second circuit 22.
  • FIG. 9 shows a further block diagram of a section of a photovoltaic system 10.
  • the photovoltaic system 10 comprises a number of solar modules 11 which are organized in series connections, so-called strings. For the sake of clarity, in Figure 1 shows only two of these strings.
  • Each of the strings has its own DC / DC converter 12, via which the string is connected to a DC bus 13.
  • the DC bus 13 is in turn connected to an embodiment of the converter circuit 2010 according to the invention, which generates a three-phase alternating voltage from the direct current of the DC bus 13.
  • the converter 2010 is connected to the supply network 14.
  • the three-phase alternating voltage has the frequency f G of the supply network, for example 50 Hz or 60 Hz.
  • FIG. 10 shows a circuit diagram of an embodiment of the converter circuit 20 according to the invention for three-phase systems, only part of the circuit 2010 being shown for reasons of clarity.
  • the circuit largely corresponds to that of FIG. 3, that is to say the single-phase variant, with the differences described below.
  • the first, second and filter circuits 21, 2210 and 23 together form an arm P, which is assigned to a phase.
  • the circuit 2010 therefore comprises three parallel arms P of this type, only one of which is shown.
  • each of the arms in the second circuit 2210 comprises only one half-bridge 30a, which is thus the same as the second circuit 2210.
  • the alternating currents of the three phases are phase-shifted by 120 ° or 240 °.
  • the control of the first circuits is therefore expediently carried out for each of the arms in such a way that the resulting half-waves also already have such a phase shift with respect to one another. Since the second circuit 2210 comprises only a half bridge, the curve 71 in FIG. 7 does not apply to this circuit.
  • the zero crossing from positive to negative voltage with positive output current I out is considered as the working point in the following.
  • This zero crossing occurs once per period of the basic frequency f G , i.e. at 50 Hz as the mains frequency every 20 ms.
  • the first filter inductance 28a carries a distinct, positive current at the time of the voltage zero crossing, namely the output current I ou t of the circuit 20, 2010.
  • This is assumed here as 3A as an example.
  • the upper power semiconductor T5 of the half-bridge 30a switches off at exactly the same time as the voltage zero crossing and the lower power semiconductor T6 switches on after a short dead time. Since the current in the first filter 28a can not be abruptly degraded resonant Schwingun ⁇ are encouraged gen and thus causing interference. As a direct consequence of the disconnection, the voltage rises behind the first filter inductance 28a, that is to say at the upper connection point of the half-bridge 30a.
  • the voltage drops and swings in a negative direction. It can fall so low that - if the filter diodes D1, D2 are not present - a respective backward conductive element of the upper power semiconductor T5 of the half bridge 30a becomes conductive.
  • this element is the body diode, an external diode or an intrinsic conduction mechanism. Since this backward conductive element is directly connected to the output line of the circuit 20, 2010, this creates disturbances in the output current.
  • the filter diodes Dl, D2 have a lower threshold voltage than the reverse conducting element of the power semiconductors ⁇ T5 ... T8 is in the circuits 20, 2010, instead of the Backward conductive elements of the power semiconductors T5 ... T8 one of the filter diodes D1, D2 conductive and thus limits the voltage build-up or drop. Since the filter diodes Dl, D2 are not directly connected to the output line of the circuit 20, 2010, but with the center (M) of the intermediate circuit, does not result in a power line through it a Stö ⁇ tion of the output current Iout. The disturbances occurring when the current is switched off in one of the filter inductances 28a, b are thereby largely suppressed.
  • Analog interferences occur when the respective other filter inductance 28a, b is switched on, since there the current cannot increase in steps either.
  • a special control of the power semiconductors TI ... 4 of the first circuit 21 is used in the circuits 20, 2010.
  • a control device is present. The control device is not shown in the figures. The special control to reduce the interference is also implemented by the control device.
  • the zero crossing from positive to negative voltage with positive output current I out is considered as the working point in the following.
  • this again corresponds to the point in time t 1/4 f G , at which the switching position of the half-bridge (s) of the second circuit 22, 2210 changes.
  • This zero crossing occurs once per period of the basic frequency f G , i.e. every 20 ms at 50 Hz as the mains frequency.
  • the second filter inductance 28b does not carry any current at this operating point. Ideally, the upper power semiconductor ⁇ T5 switches of the half bridge 30a exactly in time to the clamping voltage zero crossing, and the lower power semiconductor T6 of the half bridge 30a after a short dead time. Since the current through the second filter inductance 28b cannot suddenly build up to the amount of the output current I out , oscillations in the resonant circuit are generated from the second filter inductance. activity 28b and the adjacent filter capacitors 29b, 29d excited and thus causes interference.
  • the control device now implements a special modulation method in order to reduce this interference. So that the output current I out of the circuit 20, 2010 can be taken over directly by the second filter inductance 28b, it is "precharged" immediately before switching from the upper to the lower power semiconductor T5, T6. Since only a negative voltage across the second filter inductance 28b and thus only a negative current can be built up, although a positive current is required at the switchover time, a resonant oscillation between the second filter inductance 28b and the adjacent filter capacitors 29b, 29d is generated and timed so that the desired switchover time is reached positive current flows.
  • the lower power semiconductor T4 of the lower first half-bridge 26b is switched on for a duration Ati, so that a current is built up in the second filter inductance 28b.
  • the duration is chosen so that the current is built up approximately to the amount of the output current I out .
  • the lower power semiconductor T4 is switched off and the upper power semiconductor T3 of the lower first half bridge 26b is switched on, whereby the resonant oscillation begins.
  • the half-bridge 30a is switched over, ie from the upper power semiconductor T5 to the lower power semiconductor T6.
  • the delay At2 corresponds to half a period of the excited resonant oscillation.
  • the times can be calculated as follows: lout
  • I out is the output current of the converter circuit 20, 2010. Ideally the output current is used that is present at the time of switching over the power semiconductors T5, T6 of the second half-bridge 30a. Since the output current I out changes only very slightly in the time frame of the first and second time span, the output current at the time when the power semiconductor T4 is switched on can also be used.
  • V DC denotes the driving voltage, i.e. half the intermediate circuit voltage U ZK
  • C denotes the capacitance of the capacities involved in the oscillation, that is to say, in the structure according to the figures, the capacitance of a parallel connection of the filter capacitors 29b, 29d.
  • the precharge process thus begins at a point in time which is at Ati + At2 before the switching point in time of the half-bridge 30a.
  • FIG. 11 shows a simulation result for the converter circuit 20, 2010. It can be seen that the clear disturbances that were visible in FIG. 1 are largely prevented by the measures described.
  • the point in time of the switchover between the power semiconductors T5, T6 of the half-bridge 30a, as in FIG. 1, is approximately tu ⁇ 20 ps.
  • the current I L 2 then swings to positive current values back and reaches - with suitable timing - the value of the output current, i.e. 3 A just at the time of the switchover. Since the current through the second filter inductance 28b has just the value of the output current I out , which it has to transmit at the time of the switchover, no further oscillations are found It should be noted that the switchover time tu is determined by the switching scheme a of the converter circuit 20, 2010 is fixed. The pre-charging of the filter inductivity must adapt to this and must pass accordingly beforehand.

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Abstract

Es wird eine Stromrichter-Schaltung für ein- oder mehrphasige Anwendungen mit nativ sinusförmigem Wechselspannungsausgang angegeben. Die Schaltung umfasst parallel zum geteilten Zwischenkreis einen oder mehrere zueinander parallele Arme mit jeweils einer ersten Schaltung, einer zweiten Schaltung und einer zwischen erste und zweite Schaltung geschalteten Filterschaltung, wobei die erste Schaltung zwei in Serie geschaltete erste Halbbrücken umfasst, die Filterschaltung eine Serienschaltung mit einer ersten Filter-Induktivitat, wenigstens einem Filterkondensator und einer zweiten Filterinduktivität umfasst, die parallel zu den Mittelpunkten der beiden ersten Halbbrücken des jeweiligen Arms geschaltet ist und die zweite Schaltung eine oder zwei parallele zweite Halbbrücken aufweist.

Description

Beschreibung
Stromrichter-Schaltung
Die Erfindung betrifft eine Schaltung für einen Stromrichter für ein- und dreiphasige Systeme.
Eine solche Schaltung kommt beispielsweise in einem Wechsel richter für die Verwendung in der Photovoltaik zum Einsatz. Andere Einsatzfelder für Stromrichter sind beispielsweise elektrische Maschinen, Generatoren, Elektrofahrzeuge, Hybrid fahrzeuge, Fahrzeuge für den Schienenverkehr und auch Lade säulen für Elektrofahrzeuge. Weiterhin werden Stromrichter in Energiespeicheranwendungen, beispielsweise im Umfeld erneuer barer Energien verwendet oder bei Hilfsspannungsversorgungen und in Netzteilen.
Als Stromrichter wird hier eine Anordnung zur Umwandlung ei ner elektrischen Stromart in eine andere bezeichnet. Ein der artiger Stromrichter kommt bevorzugt bei der Zusammenschal tung eines Gleichspannungssystems, beispielsweise mit einer Gleichspannung von 450 V, mit einem dreiphasigen Wechselspan nungssystem, beispielsweise mit einer Sternspannung von 230 V, zum Einsatz, wobei je nach Leistungsflussrichtung der Stromrichter als Wechselrichter oder als Gleichrichter be trieben wird. Ein Wechselrichter ist ein elektrisches Gerät, welches Gleichspannung in Wechselspannung konvertiert. Ein Gleichrichter ist ein elektrisches Gerät, welches Wechsel spannung in Gleichspannung konvertiert. Der Stromrichter kann hier sowohl als Gleichrichter als auch als Wechselrichter verwendet werden. Das dreiphasige Wechselspannungssystem um fasst drei einzelne Wechselspannungen mit vom Prinzip her gleicher Frequenz und Amplitude, die gegeneinander phasenver schoben sind um 120° bzw. 240°.
Aus der EP 2136 465 Al ist ein einphasiger Wechselrichter zur Einspeisung einer Leistung einer Gleichspannungsquelle, insbesondere eines Photovoltaikgenerators, in ein Wechsel spannungsnetz mit einer asymmetrisch getakteten Brückenschal- tung mit mindestens zwei mit Netzfrequenz getakteten ersten Schaltern und mit mindestens zwei mit einer höheren Taktfre quenz getakteten zweiten Schaltern bekannt.
In der WO 2016/146171 Al wird eine Stromrichter-Schaltung für einphasige Systeme vorgeschlagen, welche einen 3-Punkt-Strom- richter und einen nachgeschalteten 2-Punkt-Stromrichter auf weist.
Aus der EP 2306 629 Al ist eine 5-Punkt-Stromrichter- Schaltung für dreiphasige Systeme bekannt, die drei Halbbrü cken sowie einen AC-Schalter kombiniert.
Aus der DE 102012 020036 Al ist eine Stromrichter-Schaltung mit zwei funktional gekoppelten Wechselschaltern und einer Kommutierungszelle bekannt.
Aus der DE 102016 224312 Al und der DE 102016 224310 Al sind Stromrichter-Schaltungen bekannt mit einem geteilten Zwischenkreis mit einer Serienschaltung von zwei Kondensato ren, zwischen denen ein Zwischenkreismittelpunkt gebildet ist, parallel zum Zwischenkreis einen oder mehrere zueinander parallele Arme mit jeweils einer ersten, zweiten und Filter- Schaltung, wobei die erste Schaltung zwei in Serie geschalte te erste Halbbrücken umfasst, deren Verbindungspunkt mit dem Zwischenkreismittelpunkt verbunden ist, die Filterschaltung eine Serienschaltung mit einer ersten Filter-Induktivität, wenigstens einem Filterkondensator und einer zweiten Filter induktivität umfasst, die parallel zu den Mittelpunkten der beiden ersten Halbbrücken des jeweiligen Arms geschaltet ist, die zweite Schaltung jedes Arms eine oder zwei parallele zweite Halbbrücken aufweist, deren Mittelpunkte Wechselspan nungsausgänge bilden und die äußeren Potentialpunkte der zweiten Halbbrücken parallel zum Filterkondensator geschaltet sind.
Nachteilig an den bekannten Schaltungen ist, dass es bei be stimmten Arbeitspunkten, nämlich nahe der Schaltvorgänge der zweiten Halbbrücken zu erhöhten Störungen des Ausgangsstroms kommt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Stromrichter- Schaltung anzugeben, bei der der genannte Nachteil vermindert oder behoben ist. Diese Aufgabe wird durch eine Stromrichter- Schaltung mit den Merkmalen von Anspruch 1 gelöst.
Die erfindungsgemäße Stromrichter-Schaltung umfasst einen ge teilten Zwischenkreis mit einer Serienschaltung von zwei Kon densatoren, zwischen denen ein Zwischenkreismittelpunkt ge bildet ist. Parallel zum Zwischenkreis weist die Stromrich ter-Schaltung einen Arm oder mehrere zueinander parallele Ar me auf, wobei die Arme jeweils eine erste Schaltung, eine zweite Schaltung und eine Filterschaltung umfassen.
Die erste Schaltung umfasst zwei in Serie geschaltete erste Halbbrücken, deren Verbindungspunkt mit dem Zwischenkreismit telpunkt verbunden ist. Die Filterschaltung umfasst eine Se rienschaltung mit einer ersten Filter-Induktivität, wenigs tens einem Filterkondensator und einer zweiten Filterindukti vität, die parallel zu den Mittelpunkten der beiden ersten Halbbrücken des jeweiligen Arms geschaltet ist. Die zweite Schaltung jedes Arms weist eine zweite Halbbrücke oder zwei parallele zweite Halbbrücken auf, deren Mittelpunkte Wechsel spannungsausgänge bilden, wobei die äußeren Potentialpunkte der zweiten Halbbrücken parallel zum Filterkondensator ge schaltet sind.
Schließlich umfasst die Stromrichter-Schaltung eine parallel zu den Filterkondensatoren geschaltete Serienschaltung zweier Halbleiterbauelemente .
Die Halbleiterbauelemente sind jeweils entweder eine Diode oder ein steuerbarer Halbleiterschalter. Im Falle der Diode ist die Schleusenspannung der Diode geringer als die Einsatz spannung des rückwärts leitenden Elements der Leistungshalb leiter der zweiten Halbbrücken. Sind diese Leistungshalblei ter MOSFETs, ist das rückwärts leitende Element die Bodydiode des MOSFETs. Sind diese Leistungshalbleiter IGBTs, haben die se in der Regel eine extra parallel geschaltete Diode; dann ist diese Diode das rückwärts leitende Element. Handelt es sich um GaN HEMTs, sind diese intrinsisch rückwärts leitfähig mit einem Spannungsabfall, der dann die Einsatzspannung für die Rückwärtsleitung darstellt.
Die Stromrichter-Schaltung und das Verfahren der Erfindung kommen vorzugsweise bei Netzanwendungen, beispielsweise Pho- tovoltaik und Energiespeicher-Anwendungen sowie in Elektro fahrzeugen, Hybridfahrzeugen und Fahrzeugen für den Schienen verkehr zum Einsatz. Weitere Einsatzgebiete sind Hilfsspan nungsversorgungen und Netzteile. Die Schaltung kann durch die erfindungsgemäße Schaltungstopologie bidirektional, das heißt je nach Leistungsfluss als Gleichrichter und/oder als Wech selrichter, betrieben werden.
Die Erfindung schafft eine Stromrichter-Schaltung mit einer nativ sinusförmigen Ausgangsspannung, die ohne Weiteres für eine Parallelschaltung mit weiteren, beispielsweise gleichar tigen Stromrichter-Schaltungen geeignet ist. Dadurch ist der mit der Schaltung erreichbare Leistungsbereich - bei Beibe haltung der verwendeten Bauteile - deutlich erweitert.
Vorteilhaft sind bei der erfindungsgemäßen Stromrichter- Schaltung durch die Dioden oder steuerbaren Leistungshalblei ter spezielle Freilaufpfade geschaffen, die das eingangs ge nannte Problem von erhöhten Störungen des Ausgangsstroms an bestimmten Arbeitspunkten vermindern.
Dafür wurde erkannt, dass die Störungen des Ausgangsstroms bei der Umschaltung der Leistungshalbleiter der zweiten Halb brücke auftreten. Die Störungen werden teilweise dadurch be wirkt, dass der Ausgangsstrom der Schaltung, der einen posi tiven oder negativen Wert wie beispielsweise 3 A hat, also nicht Null oder nahe Null ist, zum Zeitpunkt der Umschaltung von einer der Filterinduktivitäten zur anderen kommutiert werden muss. Die Abschaltung des Stroms in einer der Filter induktivitäten funktioniert nicht schlagartig. Stattdessen werden resonante Schwingungen im System aus der Filterinduk tivität und den jeweils nächstliegenden Kondensatoren wie dem Filterkondensator oder den Filterkondensatoren angeregt. Die se Schwingungen führen dazu, dass für einen Teil der Zeit die rückwärts leitenden Elemente der Leistungshalbleiter der zweiten Halbbrücke leitend werden. Dadurch wiederum wird der Ausgangsstrom der Stromrichter-Schaltung direkt beeinflusst.
Die Auswirkungen sind in der Simulation gemäß Figur 1 darge stellt. Zum UmschaltZeitpunkt tu bei t « 20 ps fällt der Strom ILi einer Filterinduktivität im abgeschalteten Zweig ab und der Strom IL2 durch die Filterinduktivität im eingeschal teten Zweig beginnt zu steigen. In einer idealen Situation würde der Ausgangsstrom Iout der Stromrichter-Schaltung, der hier 3 A beträgt, zum Zeitpunkt der Umschaltung ohne Verzöge rung von der Filterinduktivität im eingeschalteten Zweig übernommen, wodurch der Strom durch die Filterinduktivität im abgeschalteten Zweig auf 0 A fallen würde. Das reale Verhal ten der Induktivitäten bedingt aber, dass der Strom ILi durch die Filterinduktivität im abgeschalteten Zweig absinkt und dann überschwingt bis zu einem Wert von etwa -2,8 A. Auch der Strom IL2 schwingt über bis zu einem Stromwert von etwa 6,2 A. Beide Ströme schwingen in der Folgezeit für einen Zeitraum im ms-Bereich und lösen eine komplexe überlagerte Schwingung im Ausgangsstrom Iout der Stromrichter-Schaltung aus.
Aufgrund der Spannungsverhältnisse ist es nicht möglich, zur Verminderung der Schwingungen einen klassischen Freilaufpfad aufzubauen, der einen Stromfluss in derjenigen Stromrichtung zulässt, die für die Abschaltung der Filterinduktivitäten ge eignet ist. Für die Erfindung wurde erkannt, dass ein Pfad für den Stromfluss in die entgegengesetzte Richtung zur Ver fügung gestellt werden kann. Durch die resonante Schwingung zwischen einer Filterinduktivität und den jeweils nächstlie genden Kondensatoren, wechselt der Strom durch die Filterin duktivität sein Vorzeichen und kann dann über diesen Frei laufpfad abgebaut werden. Da dieser Freilaufpfad eine Verbin dung zum Zwischenkreis herstellt, wird dadurch der Einfluss auf den Ausgangsstrom nahezu völlig vermieden. Werden als Halbleiterbauelemente Dioden verwendet, dann haben diese eine kleinere Schleusenspannung als die rückwärts lei tenden Elemente der Leistungshalbleiter der zweiten Halbbrü cke. Wie bereits beschrieben, hängt es vom Typ des Leistungs halbleiters der zweiten Halbbrücke ab, welches Element das rückwärts leitende Element ist und es kann sich um eine Body- diode, eine extern dazugeschaltete Diode oder eine intrinsi sche Rückwärtsleitung handeln. Dadurch wird sichergestellt, dass der Stromfluss nahezu vollständig über die Halbleiter bauelemente läuft, also den Freilaufpfad und nicht die rück wärts leitenden Elemente der Leistungshalbleiter der zweiten Halbbrücke. Beim Einsatz von unipolaren, steuerbaren Halblei tern, wie FETs, ergibt sich diese Problematik nicht, da ihre Leitspannung in der Regel sehr viel geringer ist als die von bipolaren Halbleitern.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Stromrich ter-Schaltung gehen aus den von Anspruch 1 abhängigen Ansprü chen hervor. Dabei kann die Ausführungsform nach Anspruch 1 mit den Merkmalen eines der Unteransprüche oder vorzugsweise auch mit denen aus mehreren Unteransprüchen kombiniert wer den. Demgemäß können für die Stromrichter-Schaltung noch zu sätzlich folgende Merkmale vorgesehen werden:
- Bei den steuerbaren Halbleiterschaltern kann es sich um FETs (Feldeffekt-Transistor) oder Thyristoren kleiner Leis tung handeln.
- Die Filterschaltung kann einen zusätzlichen, also insgesamt zwei Filterkondensatoren umfassen, deren Verbindungpunkt mit dem Zwischenkreismittelpunkt verbunden ist.
- Die Filterschaltung kann zwei weitere Filterkondensatoren umfassen. Von diesen ist ein erster parallel zu der Serie aus einem oberen Leistungshalbleiter einer oberen der ersten Halbbrücken und der ersten Filterinduktivität geschaltet. Der zweite ist parallel zu der Serie aus einem unterem Leistungs- halbleiter einer unteren der ersten Halbbrücken und der zwei ten Filterinduktivität geschaltet.
- Die Stromrichter-Schaltung kann eine Steuereinrichtung auf weisen, die derart ausgestaltet ist, dass die Leistungshalb leiter der zweiten Schaltungen mit einer Taktung mit einer Grundfrequenz im Hertz-Bereich betrieben werden. Durch eine Betriebsweise, in der nur die Leistungshalbleiter der ersten Halbbrücken hochfrequent betrieben werden, hat die Stromrich ter-Schaltung eine hohe elektromagnetische Verträglichkeit, da die hochfrequenten Spannungen auf den kurzen Leiterbereich zwischen den ersten Halbbrücken und den Filterinduktivitäten beschränkt bleiben.
- Die Steuereinrichtung kann ausgestaltet sein, innerhalb ei nes Arms vor einem Einschalten eines unteren Leistungshalb leiters der zweiten Halbbrücke einen unteren Leistungshalb leiter einer unteren der ersten Halbbrücken für eine erste Zeitspanne einzuschalten und nach Ablauf der ersten Zeitspan ne den unteren Leistungshalbleiter der unteren ersten Halb brücke abzuschalten. Mit anderen Worten wird noch vor dem Einschalten des unteren Leistungshalbleiters der zweiten Halbbrücke der untere Leistungshalbleiter der ersten Halbbrü cke eingeschaltet und später, aber ebenfalls noch vor dem Einschalten des unteren Leistungshalbleiters der zweiten Halbbrücke wieder abgeschaltet.
Dabei liegt der Zeitpunkt, zu dem dieser Leistungshalbleiter wieder abgeschaltet wird, bevorzugt eine zweite Zeitspanne vor dem Einschalten des unteren Leistungshalbleiters der zweiten Halbbrücke. Der Zeitpunkt, zu dem der untere Leis tungshalbleiter der unteren ersten Halbbrücke eingeschaltet wird, liegt also um die erste plus die zweite Zeitspanne vor dem Einschalten des unteren Leistungshalbleiters der zweiten Halbbrücke.
Es wurde erkannt, dass neben dem Ausschaltvorgang, in dem die Filterinduktivitäten ihren Strom verlieren sollen, auch die Einschaltvorgänge, bei dem die Filterinduktivitäten mit einem ansteigenden Strombetrag beaufschlagt werden, zu Störungen des Ausgangsstroms der Stromrichter-Schaltung führen.
Durch das vorgezogene kurze Einschalten des Leistungshalblei ters der ersten Halbbrücke wird vorteilhaft erreicht, dass vor dem Zeitpunkt, zu dem die zweite Filterinduktivität den Ausgangsstrom führen müsste, ein Stromfluss durch diese In duktivität bewirkt wird. Der bewirkte Stromfluss ist durch die Spannungsverhältnisse aber auf einen Stromfluss in der entgegengesetzten Richtung beschränkt. Solange der Zeitpunkt der Umschaltung des Leistungshalbleiters der zweiten Halbbrü cke noch nicht erreicht ist, wird aber nach Abschaltung des Leistungshalbleiters der ersten Halbbrücke eine resonante Schwingung ausgelöst. Diese führt bei geeigneter Wahl von erster und zweiter Zeitspanne genau beim Zeitpunkt der Um schaltung des Leistungshalbleiter der zweiten Halbbrücke zu einem passenden, d.h. dem Ausgangsstrom der Schaltung ent sprechenden, Stromfluss durch die zweite Filterinduktivität. Dadurch werden die Schwingungen, die nach dem Umschalten auf- treten, vermieden. Da die vorab induzierten resonanten Schwingungen nur auf den Zwischenkreis wirken, werden so Stö rungen des Ausgangsstroms deutlich verringert.
Die Steuereinrichtung kann ferner ausgestaltet sein, in ana loger Weise innerhalb eines Arms vor einem Einschalten eines oberen Leistungshalbleiters der zweiten Halbbrücke einen obe ren Leistungshalbleiter einer oberen der ersten Halbbrücken einzuschalten und nach Ablauf der ersten Zeitspanne den obe ren Leistungshalbleiter der ersten Halbbrücke abzuschalten.
So wird ein verbessertes Einschalten auch bei der ersten, al so oberen Filterinduktivität erreicht.
Die Steuereinrichtung kann weiterhin ausgestaltet sein, nach Ablauf der zweiten Zeitspanne den oberen Leistungshalbleiter der unteren ersten Halbbrücke einzuschalten. Zweckmäßig wird das gemacht, wenn zu dieser Zeit der untere Leistungshalblei ter der unteren ersten Halbbrücke abgeschaltet wird, wenn al so mit anderen Worten die zweite, also untere, Filterindukti vität mit Strom beaufschlagt werden soll. Analog kann die Steuereinrichtung ausgestaltet sein, nach Ab lauf der zweiten Zeitspanne den unteren Leistungshalbleiter der oberen ersten Halbbrücke einzuschalten; zweckmäßig wird das gemacht, wenn zu dieser Zeit der obere Leistungshalblei ter der oberen ersten Halbbrücke abgeschaltet wird, wenn also mit anderen Worten die erste, also obere, Filterinduktivität mit Strom beaufschlagt werden soll.
Bevorzugt ist die zweite Zeitspanne gleich einer halben Peri odendauer einer resonanten Schwingung von der ersten oder zweiten Filterinduktivität und den jeweils direkt angeschlos senen Filterkondensatoren. Damit wird dem Strom erlaubt, auf die passende Höhe, also die des Ausgangsstroms, zu schwingen.
- Die Steuereinrichtung kann ausgestaltet sein, als erste Zeitspanne eine Zeitspanne der Größe
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zu verwenden. Dabei bezeichnet L die Induktivität der ersten, also oberen, Filterinduktivität. Diese stimmt zweckmäßig mit der Induktivität der unteren, also zweiten Filterinduktivität überein. Iout ist der der Ausgangsstrom der Stromrichter- Schaltung. Idealerweise wird dabei der Ausgangsstrom verwen det, der zum Zeitpunkt der Umschaltung der Leistungshalblei ter der zweiten Halbbrücken vorliegt. Da sich der Ausgangs strom aber im Zeitrahmen der ersten und zweiten Zeitspanne nur sehr geringfügig ändert, kommt es auf die genaue zeitli che Lage nicht an. VDC bezeichnet die treibende Spannung, al so die halbe Zwischenkreisspannung.
- Die Steuereinrichtung kann weiterhin ausgestaltet sein, als zweite Zeitspanne eine Zeitspanne der Größe t2 = p VL C zu verwenden. C bezeichnet dabei die Kapazität der an der Schwingung beteiligten Kapazitäten. Dies sind zumindest der Filterkondensator oder im Falle mehrerer Filterkondensatoren der oder die jeweils nächstliegenden Filterkondensatoren.
- Soll die Stromrichter-Schaltung in einem einphasigen System verwendet werden, umfasst sie zweckmäßig genau einen Arm und zwei parallel geschaltete zweiten Halbbrücken, deren Mittel punkte die Wechselspannungsausgänge bilden.
- Soll die Stromrichter-Schaltung in einem dreiphasigen Sys tem verwendet werden, umfasst sie zweckmäßig drei parallel geschaltete Arme, die jeweils einer Phase zugeordnet sind und genau eine zweite Halbbrücke in jedem der Arme, deren Mittel punkt den Wechselspannungsausgang zur jeweiligen Phase bil det.
- Die beiden in Serie geschalteten Kondensatoren des Zwi schenkreises, an denen die Zwischenkreisspannung, beispiels weise 400 V, abfällt, können jeweils auch aus mehreren, bei spielsweise in Serie oder parallel geschalteten Kondensato ren, bestehen. Dies kann notwendig sein wenn es keinen Kon densator gibt, der für den geforderten Strom und/oder die ge forderte Spannung spezifiziert ist.
- Die Kondensatoren können gleiche Kapazitätswerte aufweisen. Der durch die Verwendung von gleichen Kapazitätswerten sym metrisch geteilte Zwischenkreis teilt die Zwischenkreisspan nung um den Mittelpunkt symmetrisch. Daher können in den ers ten Halbbrücken die gleichen Leistungshalbleiter verwendet werden, welche gleichmäßig und optimal ausgesteuert werden. Dies erhöht den Wirkungsgrad der Stromrichter-Schaltung und reduziert die Komplexität.
- Die ersten Schaltungen können Leistungshalbleiter aufwei sen, die für eine Modulation der Wechselspannung vorgesehen sind. Die zweiten Schaltungen können Leistungshalbleiter auf weisen, die für eine Taktung mit einer tieferen Grundfrequenz vorgesehen sind. Während die Modulationsfrequenz der Wechsel- Spannung beispielsweise im Bereich von mehreren kHz bis zu mehreren MHz liegt, liegt die Grundfrequenz beispielsweise bei 50 Hz. Da die Leistungshalbleiter für unterschiedliche Aufgaben bei unterschiedlichen Frequenzen innerhalb der Stromrichter-Schaltung vorgesehen sind, erlaubt die angegebe ne Schaltungstopologie eine Verwendung von angepassten Leis tungshalbleitern. Dies ist vorteilhaft, weil sich durch die Verwendung an die Aufgabe angepasster Leistungshalbleiter der Wirkungsgrad der Stromrichter-Schaltung erhöht.
- Die Leistungshalbleiter der ersten Schaltungen können hin sichtlich geringer Schaltverluste optimiert sein. Die Leis tungshalbleiter der zweiten Schaltungen können hinsichtlich geringer Durchlassverluste optimiert sein. Ein wesentlicher Faktor zur Begrenzung des erreichbaren Wirkungsgrades liegt in den Verlusten, die in den verwendeten Leistungshalbleitern auftreten. Dabei spielen die Schaltverluste, die im Moment des Öffnens und Schließens des Schalters auftreten und mit der verwendeten Schaltfrequenz ansteigen, sowie die Durch lassverluste, die im leitenden Zustand des Schalters auftre ten, eine Rolle. Die Leistungshalbleiter wie beispielsweise MOSFETs, IGBTs oder GaN-HEMT-Schalter weisen bezüglich der Schaltverluste und Durchlassverluste verschiedene Eigenschaf ten auf. Darüber hinaus gibt es auch innerhalb jedes Typs von Leistungshalbleiter verschiedene Ausprägungen, die sich be züglich der genannten Eigenschaften unterscheiden. Dabei ist typischerweise eine Optimierung der Schaltverluste nicht gleichzeitig mit einer Optimierung der Durchlassverluste zu erreichen, vielmehr stehen die Ziele im Widerstreit miteinan der. Bei bekannten Topologien ist die Auswahl der Leistungs halbleiter daher ein Kompromiss. Hingegen können bei der Stromrichter-Schaltung vorteilhaft die schnell schaltenden Leistungshalbleiter der ersten Schaltungen, die für die Modu lation der Wechselspannung vorgesehen sind, hinsichtlich ge ringer Schaltverluste optimiert sein, während die vergleichs weise langsam schaltenden Leistungshalbleiter der zweiten Schaltungen, die für eine Taktung mit einer Grundfrequenz vorgesehen sind, hinsichtlich geringer Durchlassverluste op timiert sein können. Damit ist trotz des Konflikts zwischen Schaltverlusten und Durchlassverlusten eine optimale Auswahl der Leistungshalbleiter möglich, die bei anderen Topologien nicht getroffen werden kann.
- Die Leistungshalbleiter der ersten Schaltungen können eine Spannungsfestigkeit aufweisen, die wenigstens der halben Zwi schenkreisspannung entspricht. Die Leistungshalbleiter der zweiten Schaltungen können eine Spannungsfestigkeit aufwei sen, die wenigstens der ganzen Zwischenkreisspannung ent spricht. Dies wird durch die Schaltungstopologie mit dem ge teilten Zwischenkreis ermöglicht, welcher als ein kapazitiver Spannungsteiler wirkt und bei bevorzugt gleichen Kapazitäts werten die Zwischenkreisspannung um den Mittelpunkt symmet risch teilt. Bei gegebener Schaltfrequenz erzeugen Leistungs halbleiter, die eine höhere Spannungsfestigkeit aufweisen und daher zum Schalten höherer Spannungen geeignet sind, signifi kant höhere Schaltverluste als Leistungshalbleiter, welche eine geringere Spannungsfestigkeit aufweisen. Die angegebene Schaltungstopologie erlaubt es, dass die Leistungshalbleiter der ersten Schaltung nur eine Spannungsfestigkeit aufweisen müssen, welche der halben Zwischenkreisspannung entspricht.
Da so die angepassten Leistungshalbleiter jeweils optimal eingesetzt werden, ergibt sich ein hoher Wirkungsgrad der
Stromrichter-Schaltung .
- Als Leistungshalbleiter der ersten Schaltungen kommen be vorzugt GaN-Schalter zum Einsatz. Diese erlauben sehr hohe Schaltgeschwindigkeiten und ermöglichen es daher, die Baugrö ße der Filterelemente zu verringern.
- Die Leistungshalbleiter der ersten Schaltungen können mit einer Frequenz von mehr als 100 kHz, insbesondere einer Fre quenz von mehr als 300 kHz, angesteuert werden. Eine hohe Schaltgeschwindigkeit ermöglicht es, die Baugröße der Fil terelemente zu verringern.
- Der erste Kondensator und die oberen ersten Halbbrücken können als eine erste Kommutierungszelle ausgebildet sein; der zweite Kondensator und die unteren ersten Halbbrücken können als eine zweite Kommutierungszelle ausgebildet sein. Als Kommutierung bezeichnet man in der Leistungselektronik den Vorgang, bei dem ein Stromfluss von einem Zweig zum ande ren übergeht. In der vorliegenden Ausführungsform findet die Kommutierung, beispielsweise im Betrieb als Wechselrichter, vom ersten Kondensator zu den parallel dazu geschalteten ers ten Halbbrücken und vom zweiten Kondensator zu den parallel dazu geschalteten zweiten Halbbrücken statt. Die Ausbildung einer Kommutierungszelle insbesondere durch eine niederinduk tive Anordnung der Bauelemente ist vorteilhaft, da so ein sehr gutes Kommutierungsverhalten und Schaltverhalten er reicht wird, was die Effizienz der vorliegenden Schaltung er höht.
- Die Leistungshalbleiter der ersten Schaltungen werden be vorzugt mit einer Pulsweiten-Modulation angesteuert und die Leistungshalbleiter der zweiten Schaltungen mit einer tiefe ren Grundfrequenz umgepolt.
- Für die Pulsweiten-Modulation werden die ersten Halbbrücken zweckmäßig stets so geschaltet, dass einer der Leistungshalb leiter eingeschaltet ist, während der andere Leistungshalb leiter ausgeschaltet ist.
- Die Leistungshalbleiter innerhalb einer oder mehrerer der ersten Schaltungen können derart angesteuert werden, dass sie synchron schalten. Mit anderen Worten passiert für eine oder mehrere der ersten Schaltungen ein Umschalten der Leistungs halbleiter der beiden ersten Halbbrücken dieser ersten Schal tung gleichzeitig. Bevorzugt wird die synchrone Schaltung in allen drei Armen vorgenommen, d.h. die Arme verhalten sich gleichartig, wobei ein Leistungshalbleiter eines ersten und ein Leistungshalbleiter eines zweiten Arms meist nicht gleichzeitig schalten. In diesem Betriebsmodus wechselt die Spannung zwischen der ersten Schaltung und der Filterschal tung eines Arms daher stets zwischen dem vollen Wert der Zwi schenkreisspannung und Null, d.h. einem Zusammenschluss des Mittelpunkts-Potentials. Dabei sind zu einer Zeit entweder die beiden äußeren Leistungshalbleiter der beiden ersten Halbbrücken eingeschaltet oder die beiden inneren Leistungs halbleiter der beiden ersten Halbbrücken eingeschaltet. Durch diesen Schaltbetrieb werden vorteilhaft Gleichtakt-Störungen der Stromrichter-Schaltung stark verringert. Besonders vor teilhaft ist, dass dieser Betriebsmodus, der von einphasigen Schaltungen her bekannt ist, nun auch bei einer dreiphasigen Schaltung mit ihren drei parallelen Armen verwendbar ist.
- Alternativ können Leistungshalbleiter einer oder mehrerer der ersten Schaltungen derart angesteuert werden, dass die Leistungshalbleiter der oberen ersten Halbbrücke eines Arms im Wechsel mit den Leistungshalbleitern der unteren ersten Halbbrücke dieses Arms schalten. Bei einer Ansteuerung der Leistungshalbleiter mittels Trägersignal kann das beispiels weise durch eine entsprechende Phasenverschiebung des Träger signals für die untere erste Halbbrücke gegenüber der oberen ersten Halbbrücke erreicht werden. Die am Eingang der Filter schaltung anliegende Spannung wechselt in diesem Schaltmodus zwischen der vollen Zwischenkreisspannung, der halben Zwi schenkreisspannung und Null. Die dadurch vorliegende Schalt frequenz ist gegenüber der Schaltfrequenz bei synchronem Schalten der Halbbrücken verdoppelt. Dadurch kann die Baugrö ße der in der Filterschaltung verwendeten Filter- Induktivitäten verringert werden, da die Filterwirkung invers proportional mit der Frequenz des Signals zusammenhängt. Be sonders vorteilhaft ist, dass dieser Betriebsmodus, der von einphasigen Schaltungen her bekannt ist, nun auch bei einer dreiphasigen Schaltung mit ihren drei parallelen Armen ver wendbar ist. Das bei zwei parallelen Halbbrücken beispiels weise als diagonale Taktung bezeichnete Schaltkonzept ist nicht auf entsprechende dreiphasige Schaltungen wie den klas sischen Brückenumrichter übertragbar. Die spezielle Topologie des erfindungsgemäßen Stromrichters erlaubt aber den be schriebenen Betriebsmodus und erlaubt somit, die Vorteile der Frequenzverdoppelung auch bei einer dreiphasigen Schaltung zu erreichen. Im Folgenden wird die Erfindung anhand der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele näher beschrieben und er läutert.
Es zeigen schematisch:
Figur 1 ein Diagramm mit simulierten Strom- und Spannungsver läufen für eine Stromrichter-Schaltung,
Figur 2 ein Blockschaltbild eines Ausschnitts einer Photovol- taik-Anlage,
Figur 3 einen Schaltplan einer Ausführungsform der erfin dungsgemäßen Stromrichter-Schaltung für einphasige Systeme, Figuren 4 bis 7 ein Zeitablaufdiagramm des Schaltzustands für verschiedene Halbbrücken der Stromrichter-Schaltung,
Figur 8 ein Zeitablaufdiagramm einer innerhalb der Stromrich ter-Schaltung erzeugten Spannung,
Figur 9 ein weiteres Blockschaltbild eines Ausschnitts einer Photovoltaik-Anlage,
Figuren 10 einen Schaltplan einer Ausführungsform der erfin dungsgemäßen Stromrichter-Schaltung für dreiphasige Systeme und
Figur 11 ein Diagramm mit simulierten Strom- und Spannungs verläufen für eine verbesserte Stromrichter-Schaltung.
Figur 2 zeigt ein Blockschaltbild eines Ausschnitts einer Photovoltaik-Anlage 10. Die Photovoltaik-Anlage 10 umfasst eine Reihe von Solarmodulen 11a, 11b, von denen hier der
Übersicht wegen nur zwei dargestellt sind. Jedes der Solarmo- dule 11a, 11b ist über einen DC/DC-Wandler 12 mit MPP-
Tracking mit einer Stromrichter-Schaltung 20 gemäß einer Aus führungsform der Erfindung verbunden, die aus dem Gleichstrom des jeweiligen Solarmoduls 11a, 11b eine einphasige Wechsel spannung erzeugt. Die einphasige Wechselspannung hat bevor zugt die Frequenz fG des Versorgungsnetzwerks, beispielsweise 50 Hz oder 60 Hz. Die Wechselspannungsausgänge 25a, 25b der Stromrichter-Schaltungen 20 sind zueinander parallel geschal tet. In Figur 3 ist ein Schaltplan einer Ausführungsform der er findungsgemäßen Stromrichter-Schaltung 20 für einphasige Sys teme dargestellt, wobei die Stromrichter-Schaltung 20 eine erste Schaltung 21, eine zweite Schaltung 22 und eine Filter schaltung 23 umfasst. Die Stromrichter-Schaltung 20 ist zwi schen ein Gleichspannungssystem 1 und ein in Figur 3 nicht dargestelltes Wechselspannungssystem geschaltet. Dabei um fasst die Stromrichter-Schaltung 20 Anschlusskontakte 24a,
24b zur Verbindung mit dem Gleichspannungssystem 1 und Wech selspannungskontakte 25a, 25b zur Verbindung mit dem Wechsel spannungssystem.
Die erste Schaltung 21 umfasst zwei in Reihe geschaltete Halbbrücken 26a, 26b. Parallel zu den Halbbrücken 26a, 26b ist ein Zwischenkreis 27 angeordnet, der eine Serienschaltung von zwei Kondensatoren CI, C2 aufweist. Die äußeren Anschlüs se der beiden Halbbrücken 26a, 26b sind mit den Anschlusskon takten 24a, 24b verbunden und bilden somit den Gleichspan nungseingang der Stromrichter-Schaltung 20. Der Zwischenkreis 27 ist als geteilter Zwischenkreis ausgeführt und zur Her stellung eines Mittelpunkts M einer Zwischenkreisspannung UZK am zwischen den Kondensatoren CI, C2 und den Halbbrücken 26a, 26b befindlichen Potentialpunkt vorgesehen. Dabei ist der erste Kondensator CI parallel zu der oberen Halbbrücke 26a geschaltet und der zweite Kondensator C2 parallel zu der un teren Halbbrücke 26b geschaltet. Der erste Kondensator CI und die erste Halbbrücke 26a sind als eine erste Kommutierungs zelle Kl ausgebildet und der zweite Kondensator C2 und die zweite Halbbrücke 26b sind als eine zweite Kommutierungszelle K2 ausgebildet, wodurch sich parasitäre Effekte minimieren, welche hauptsächlich durch parasitäre Induktivitäten zwischen einem Kondensator CI, C2 und der dazu parallel geschalteten Halbbrücke 26a, 26b verursacht werden.
Die Filterschaltung 23 umfasst eine erste und zweite Filter- Induktivität 28a, 28b. Ein erster Anschluss der ersten Fil ter-Induktivität 28a ist mit dem Potentialpunkt zwischen den Leistungshalbleitern TI, T2 der ersten Halbbrücke 26a verbun den. Ein erster Anschluss der zweiten Filter-Induktivität 28b ist mit dem Potentialpunkt zwischen den Leistungshalbleitern T3, T4 der zweiten Halbbrücke 26b verbunden. Die jeweils an deren Anschlüsse der Filter-Induktivitäten 28a, 28b sind über einen ersten und zweiten Filter-Kondensator 29a, 29b zusam mengeschlossen. Die Filter-Induktivitäten 28a, 28b weisen zweckmäßig die gleiche Induktivität auf. Die Filterschaltung 23 umfasst ferner einen dritten und vierten Filterkondensator 29c, d. Der dritte Filterkondensator 29c ist zwischen den An schlusskontakt 24a und den Potentialpunkt zwischen der ersten Filterinduktivität 28a und dem Filterkondensator 29 geschal tet. Der vierte Filterkondensator 29d ist zwischen den An schlusskontakt 24b und den Potentialpunkt zwischen der zwei ten Filterinduktivität 28b und dem zweiten Filterkondensator 29b geschaltet. Der Potentialpunkt zwischen dem erste und zweiten Filterkondensator 29a, b ist mit dem Mittelpunkt M des Zwischenkreises elektrisch verbunden.
Die zweite Schaltung 22 umfasst eine Vollbrücke aus zwei pa rallelen Halbbrücken 30a, 30b. Der obere äußere Anschluss der Halbbrücken 30a, 30b ist mit dem Potentialpunkt zwischen der ersten Filter-Induktivität 28a und dem ersten Filter- Kondensator 29a verbunden. Der untere äußere Anschluss der Halbbrücken 30a, 30b ist mit dem Potentialpunkt zwischen der zweiten Filter-Induktivität 28a und dem zweiten Filter- Kondensator 29b verbunden. Mit anderen Worten ist die Voll brücke parallel zu den beiden Filterkondensatoren 29a, 29b geschaltet. Der Potentialpunkt zwischen den Leistungshalblei tern T5, T6 der ersten Halbbrücke 30a ist verbunden mit dem ersten Wechselspannungskontakt 25a, während der Potential punkt zwischen den Leistungshalbleitern T7, T8 der zweiten Halbbrücke 30a mit dem zweiten Wechselspannungskontakt 25b verbunden ist.
Die Stromrichter-Schaltung 20 arbeitet mit leistungselektro nischen Schaltern TI...8, die beispielsweise als Insulated Gate Bipolar Transistoren (IGBT), Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistoren (MOSFET) oder Galliumnitrid-High Electron Mobility Transistoren (GaN-HEMT) ausgeführt sein können. Die Figuren zeigen IGBTs als leistungselektronische Schalter TI...8, das ist aber beispielhaft und es können andere Schaltertypen verwendet werden. Dabei können sich insbesonde re die verwendeten Schalter TI...8 auch unterscheiden, bei spielsweise können in den Halbbrücken 26a, 26b der ersten Schaltung 21 schnell schaltende GaN-Schalter verwendet wer den, während in den Halbbrücken 30a, 30b der zweiten Schal tung 22 IGBTs zum Einsatz kommen.
Die Leistungshalbleiter TI, T2, T3, T4 der ersten Schaltung
21 sind für eine Modulation, vorzugsweise eine Pulsweitenmo dulation, kurz PWM, mit einem Takt vorgesehen, welcher eine signifikant höhere Frequenz aufweist als die Grundfrequenz fG. Bei dieser hohen Taktfrequenz von beispielsweise 10 kHz, 100 kHz oder 250 kHz sind die Schaltverluste der Leistungs halbleiter TI, T2, T3, T4 der ersten Schaltung 21 dominant gegenüber den Durchlassverlusten und daher werden Leistungs halbleiter TI, T2, T3, T4 für die erste Schaltung 21 ausge wählt, die hin-sichtlich geringer Schaltverluste optimiert sind. Die Schaltungstopologie der Stromrichter-Schaltung 20 erlaubt es weiterhin, für die erste Schaltung 21 Leistungs halbleiter TI, T2, T3, T4 zu verwenden, welche eine Span nungsfestigkeit aufweisen, die der halben Zwischenkreisspan nung UZK entspricht.
Die Leistungshalbleiter T5, T6, T7, T8 der zweiten Schaltung
22 sind für eine Taktung mit der Grundfrequenz fG vorgesehen. Da bei dieser deutlich geringeren Schaltfrequenz fG die Durchlassverluste der Leistungshalbleiter T5, T6, T7, T8 im Vergleich zu den Schaltverlusten dominant sind, werden Leis tungshalbleiter T5, T6, T7, T8 für die zweite Schaltung 22 ausgewählt, welche hinsichtlich geringer Durchlassverluste optimiert sind. Aufgrund der Schaltungstopologie werden für die zweite Schaltung 22 Leistungshalbleiter T5, T6, T7, T8 mit einer Spannungsfestigkeit verwendet, die der ganzen Zwi schenkreisspannung UZK entspricht. Dies ist aber nicht von Nachteil, da die Leistungshalbleiter T5, T6, T7, T8 der zwei ten Schaltung 22 nicht schnell schalten müssen. Die Figuren 4 bis 7 zeigen den Ablauf der Schaltzustande der Halbbrücken 26a, 26b der ersten Schaltung 21 sowie der Halb brücken 30a, 30b der zweiten Schaltung 22 über einen Zeit raum, der einer Periode der Grundfrequenz fG entspricht, d.h. 20 ps bei einer Grundfrequenz von 50 Hz. Dabei zeigt Figur 4 den Verlauf 41 der Schaltzustande des jeweiligen oberen Leis tungshalbleiters TI, T3 der aktiven der Halbbrücken 26a, b und Figur 5 den Verlauf 51 der Schaltzustande des jeweiligen unteren Leistungshalbleiters T2, T4 der aktiven der Halbbrü cken 26a, b. Figur 6 zeigt den Verlauf 61 für den Schaltzu stand der Halbbrücke 30a, wobei ein Wert von 1 bedeutet, dass der obere Leistungshalbleiter T5 eingeschaltet ist und der untere Leistungshalbleiter T6 ausgeschaltet. Figur 7 zeigt den Verlauf 71 für den Schaltzustand der Halbbrücke 30b, wobei ein Wert von 1 bedeutet, dass der obere Leis tungshalbleiter T7 eingeschaltet ist und der untere Leis tungshalbleiter T8 ausgeschaltet.
Die Halbbrücken 26a, 26b werden gemäß Figur 4 und Figur 5 mit einer PWM betrieben, deren Frequenz zur besseren Darstellung nur 4 kHz beträgt. Die Figuren 4 bis 7 zeigen in horizontaler Richtung eine übereinstimmende Zeitachse Z. In vertikaler Richtung befindet sich eine normierte Achse S, die den Schaltzustand der jeweiligen Halbbrücke 26a, 26b, 30a, 30b angibt. Der Schaltzustand umfasst dabei den Zustand der bei den Leistungshalbleiter TI...8 der jeweiligen Halbbrücke 26a, 26b, 30a, 30b, wobei von den Leistungshalbleitern TI...8 einer Halbbrücke 26a, 26b, 30a, 30b jeweils einer eingeschaltet und der andere ausgeschaltet ist.
In den Figuren 4 und 5 ist erkennbar, dass die Halbbrücken 26a, 26b der ersten Schaltung 21 stets im Gleichtakt, also synchron, und gegenläufig schalten. Die sich ergebende Span nungsdifferenz an den Ausgängen der Halbbrücken 26a, 26b ent spricht also entweder der Zwischenkreisspannung UZK oder Null (kurzgeschlossene Ausgänge). Beim Filter-Kondensator 29, also aus Sicht der Halbbrücken 26a, 26b hinter den Filter- Induktivitäten 28a, 28b ist dadurch ein geglätteter Span- nungs-verlauf realisiert, der einer gleichgerichteten sinus- förmigen Wechselspannung entspricht, d.h. eine Folge von po sitiven Halbwellen. Dieser Spannungsverlauf ist in normierter Form in Figur 8 dargestellt. Figur 8 verwendet dabei die gleiche Zeit-achse Z wie die Figuren 4 bis 7. Die verwendete PWM ist dabei derart gestaltet, dass nach Filterung hoher Frequenzen eine Folge von Halbwellen verbleibt. Sie unter scheidet sich somit im genauen Verlauf etwas von einer PWM zur Erzeugung eines vollständigen Sinusverlaufs.
In den Figuren 6 und 7 ist erkennbar, dass die Halbbrücken 30a, 30b der zweiten Schaltung 22 mit der Grundfrequenz fG umgepolt werden, d.h. mit einer verhältnismäßig niedrigen Frequenz von beispielsweise 50 Hz. Dadurch wird jede zweite der positiven Halbwellen im Spannungsverlauf des Filter- Kondensators 29 umgeklappt und somit ein vollständiger Sinus verlauf als Ausgangsspannung erzeugt. Das Umpolen der Halb brücken 30a, 30b erfolgt dabei ebenfalls synchron und die Halbbrücken 30a, 30b werden stets gegenphasig geschaltet.
Der somit in den Figuren 4 und 5 gezeigte Schaltmodus verwen det also eine synchrone Schaltung der Leistungshalbleiter TI...4 der Halbbrücken 26a, 26b. Durch einen derartigen Betrieb ist die Spannung auf den beiden Ausgangsleitungen der Halb brücken 26a, 26b daher stets symmetrisch in Bezug auf das Spannungsniveau in der Mitte des Zwischenkreises, also zwi schen den beiden Halbbrücken 26a, 26b. Ist dieser Punkt mit Erde verbunden, ändert sich daher das Spannungsniveau der zweiten Schaltung 22 in Bezug auf Erde durch die Schalthand lungen in der Halbbrücken 26a, 26b nicht. Gleichtaktstörungen (common mode) werden dadurch vorteilhaft deutlich vermindert oder ganz vermieden.
In einem alternativen Betriebsmodus werden die Halbbrücken 26a, 26b der ersten Schaltung 21 versetzt zueinander geschal tet. Wenn eine der Halbbrücken 26a, 26b umschaltet, schaltet in diesem Betriebsmodus die jeweils andere Halbbrücke 26a,
26b nicht. Das Umschalten kann mit einer beliebigen Phasen verschiebung zueinander geschehen, insbesondere mit einer Phasen-verschiebung von 180°. Beispielsweise kann bei einem Betrieb mit Trägersignal das Trägersignal für eine der Halb¬ brücken 26a, 26b gegenüber dem Trägersignal für die andere Halbbrücke entsprechend phasenverschoben werden. Werden die Halbbrücken 26a, 26b versetzt zueinander umgeschaltet, dann liegt für einen Teil der Zeit neben den Spannungen Null und dem Wert der Zwischenkreisspannung UZK auch die Hälfte der Zwischenkreisspannung UZK am Ausgang der Halbbrücken 26a, 26b an. Da die Halbbrücken 26a, 26b abwechselnd, aber insgesamt genauso häufig umschalten wie beim synchronen Betrieb, ver doppelt sich die Häufigkeit der Spannungswechsel am Ausgang der Halbbrücken 26a, 26b. Die effektive Frequenz des Signals, das die Filterschaltung 23 erreicht, ist daher doppelt so hoch wie beim synchronen Betrieb. Vorteilhaft erlaubt das, die Komponenten der Filterschaltung 23, insbesondere die Fil ter-Induktivität 29, für eine höhere Frequenz auszulegen und somit zu verkleinern. Da die Komponenten der Filterschaltung 23 und gerade die Filter-Induktivitäten 29a...d besonders große und klobige Bauteile darstellen, ist dies von besonderem Vor teil.
Die Schaltung 20 gemäß Figur 3 umfasst als weitere Komponen¬ ten eine erste und zweite Filterdiode Dl, D2. Die erste Fil¬ terdiode Dl ist parallel zur ersten Filterinduktivität 29a angeordnet. Die zweite Filterdiode D2 ist parallel zur zwei¬ ten Filterinduktivität 29b angeordnet. Dabei sind die Filter¬ dioden Dl, D2 so ausgerichtet wie die Body-Dioden der Leis tungshalbleiter TI...8, d.h. sie blockieren unter den normalen Spannungsverhältnissen in der Stromrichter-Schaltung 20. Die Filterdioden 20 sind aber so gewählt, dass sie eine geringere Schleusenspannung aufweisen als die Body-Dioden der Leis tungshalbleiter T5...8 der zweiten Schaltung 22.
Im Folgenden wird ein weiteres Ausführungsbeispiel für die Erfindung beschrieben, bei dem die Stromrichter-Schaltung 2010 für einen dreiphasigen Betrieb ausgestaltet ist. Figur 9 zeigt ein weiteres Blockschaltbild eines Ausschnitts einer Photovoltaik-Anlage 10. Die Photovoltaik-Anlage 10 umfasst eine Reihe von Solarmodulen 11, die in Reihenschaltungen, sog. Strings, organisiert sind. Der Übersicht wegen sind in Figur 1 nur zwei dieser Strings dargestellt. Jeder der Strings umfasst einen eigenen DC/DC-Wandler 12, über den der String mit einem DC-Bus 13 verbunden ist. Der DC-Bus 13 ist wiederum mit einer Ausführung der erfindungsgemäßen Strom richter-Schaltung 2010 verbunden, die aus dem Gleichstrom des DC-Busses 13 eine dreiphasige Wechselspannung erzeugt. Aus gangsseitig ist der Stromrichter 2010 mit dem Versorgungs netzwerk 14 verbunden. Die dreiphasige Wechselspannung hat die Frequenz fG des Versorgungsnetzwerks, beispielsweise 50 Hz oder 60 Hz.
In Figur 10 ist ein Schaltplan einer Ausführungsform der er findungsgemäßen Stromrichter-Schaltung 20 für dreiphasige Systeme dargestellt, wobei aus Gründen der Übersicht nur ein Teil der Schaltung 2010 gezeigt ist. Dabei entspricht die Schaltung weitgehend derjenigen der Figur 3, also der einpha sigen Variante, mit den folgend beschriebenen Unterschieden. Die erste, zweite und die Filterschaltung 21, 2210 und 23 bilden zusammen einen Arm P, der einer Phase zugeordnet. Die Schaltung 2010 umfasst daher drei parallele solche Arme P, von denen nur einer dargestellt ist. Weiterhin umfasst jeder der Arme in der zweiten Schaltung 2210 nur eine Halbbrücke 30a, die somit gleich der zweiten Schaltung 2210 ist. Bei ei nem typischen Drehstromnetz sind die Wechselströme der drei Phasen zueinander um 120° bzw. 240° phasenverschoben. Die Steuerung der ersten Schaltungen erfolgt daher für jeden der Arme zweckmäßig so, dass die entstehenden Halbwellen eben falls bereits eine derartige Phasenverschiebung zueinander aufweisen. Da die zweite Schaltung 2210 nur eine Halbbrücke umfasst, findet der Verlauf 71 der Figur 7 in dieser Schal tung keine Anwendung.
Für die Funktion der Filterdioden Dl, D2 wird im Folgenden der Nulldurchgang von positiver zu negativer Spannung mit po sitivem Ausgangsstrom Iout als Arbeitspunkt betrachtet. In den Figuren 4 bis 7 entspricht das dem Zeitpunkt t = 1/4 fG, bei dem sich die Schaltstellung der Halbbrücke(n) der zweiten Schaltung 22, 2210 ändert. Dieser Nulldurchgang tritt einmal pro Periode der Grundfrequenz fG auf, also bei 50 Hz als Netzfrequenz alle 20 ms.
In diesem Arbeitspunkt führt die erste Filterinduktivität 28a zum Zeitpunkt des Spannungsnulldurchgangs einen deutlichen, positiven Strom, nämlich den Ausgangsstrom Iout der Schaltung 20, 2010. Dieser wird hier beispielhaft mit 3A angenommen. Idealerweise schaltet der obere Leistungshalbleiter T5 der Halbbrücke 30a zeitlich exakt zum Spannungsnulldurchgang ab und der untere Leistungshalbleiter T6 nach kurzer Totzeit zu. Da der Strom in der ersten Filterinduktivität 28a nicht schlagartig abgebaut werden kann, werden resonante Schwingun¬ gen angeregt und somit Störungen verursacht. In der direkten Folge der Abschaltung steigt die Spannung hinter der ersten Filterinduktivität 28a, d.h. am oberen Anschlusspunkt der Halbbrücke 30a an. Nach kurzer Zeit, die durch die Werte von Induktivität und Kapazität der beteiligten Elemente bestimmt ist, fällt die Spannung und schwingt in negativer Richtung über. Dabei kann sie so tief fallen, dass - wenn die Filter dioden Dl, D2 nicht vorhanden sind - ein jeweiliges rückwärts leitendes Element des oberen Leistungshalbleiters T5 der Halbbrücke 30a leitend wird. Dieses Element ist je nach Typ von Leistungshalbleiter die Body-Diode, eine externe Diode oder ein intrinsischer Leitmechanismus. Da dieses rückwärts leitende Element direkt mit der Ausgangsleitung der Schaltung 20, 2010 verbunden ist, entstehen dadurch Störungen im Aus gangsstrom.
In analoger Weise entstehen Störungen beim Nulldurchgang von negativer zu positiver Spannung mit positivem Ausgangsstrom Iout als Arbeitspunkt betrachtet. In den Figuren 4 bis 7 ent¬ spricht das dem Zeitpunkt t = 3/4 fG, bei dem sich die Schaltstellung der Halbbrücke(n) der zweiten Schaltung 22, 2210 ändert. Hierbei führt die zweite Filterinduktivität 28b den Ausgangsstrom Iout und wird vom Stromfluss abgetrennt.
Da die Filterdioden Dl, D2 eine geringere Schleusenspannung aufweisen als das rückwärts leitende Element der Leistungs¬ halbleiter T5...T8, wird in den Schaltungen 20, 2010 statt der rückwärts leitenden Elemente der Leistungshalbleiter T5...T8 eine der Filterdioden Dl, D2 leitend und begrenzt damit den Spannungsaufbau oder -abfall. Da die Filterdioden Dl, D2 nicht direkt mit der Ausgangsleitung der Schaltung 20, 2010 verbunden sind, sondern mit dem Mittelpunkt (M) des Zwischen kreises, führt eine Stromleitung über sie nicht zu einer Stö¬ rung des Ausgangsstroms Iout. Die bei der Abschaltung des Stroms in einer der Filterinduktivitäten 28a, b auftretenden Störungen werden dadurch weitgehend unterbunden.
Analoge Störungen treten beim Zuschalten der jeweils anderen Filterinduktivität 28a, b auf, da dort der Strom auch nicht stufenartig ansteigen kann. Um diesen Störungen zu begegnen, wird in den Schaltungen 20, 2010 eine besondere Ansteuerung der Leistungshalbleiter TI...4 der ersten Schaltung 21 verwen det. Für die Steuerung der Schaltvorgänge der Leistungshalb¬ leiter T1...T8 der Schaltung 20, 2010 in der Weise, die in den Figuren 4 bis 7 dargestellt ist, ist eine Steuereinrichtung vorhanden. Die Steuereinrichtung ist in den Figuren nicht dargestellt. Die besondere Ansteuerung zur Verminderung der Störungen wird ebenfalls von der Steuereinrichtung umgesetzt.
Für die besondere Ansteuerung wird im Folgenden der Null durchgang von positiver zu negativer Spannung mit positivem Ausgangsstrom Iout als Arbeitspunkt betrachtet. In den Figuren 4 bis 7 entspricht das wieder dem Zeitpunkt t = 1/4 fG, bei dem sich die Schaltstellung der Halbbrücke(n) der zweiten Schaltung 22, 2210 ändert. Dieser Nulldurchgang tritt einmal pro Periode der Grundfrequenz fG auf, also bei 50 Hz als Netzfrequenz alle 20 ms.
In diesem Arbeitspunkt führt die zweite Filterinduktivität 28b keinen Strom. Idealerweise schaltet der obere Leistungs¬ halbleiter T5 der Halbbrücke 30a zeitlich exakt zum Span nungsnulldurchgang ab und der untere Leistungshalbleiter T6 der Halbbrücke 30a nach kurzer Totzeit zu. Da der Strom durch die zweite Filterinduktivität 28b nicht schlagartig auf den Betrag des Ausgangsstroms Iout aufgebaut werden kann, werden Oszillationen des Schwingkreises aus der zweite Filterinduk- tivität 28b und den angrenzenden Filterkondensatoren 29b, 29d angeregt und somit Störungen verursacht.
Die Steuereinrichtung setzt nun ein spezielles Modulations verfahren um, um diese Störungen zu vermindern. Damit der Ausgangsstrom Iout der Schaltung 20, 2010 direkt von der zwei ten Filterinduktivität 28b übernommen werden kann, wird diese unmittelbar vor dem Umschalten vom oberen zum unteren Leis tungshalbleiter T5, T6 „vorgeladen". Da nur eine negative Spannung über die zweite Filterinduktivität 28b gestellt und damit auch nur ein negativer Strom aufgebaut werden kann, zum UmschaltZeitpunkt allerdings ein positiver Strom benötigt wird, wird eine resonante Schwingung zwischen der zweiten Filterinduktivität 28b und den angrenzenden Filterkondensato ren 29b, 29d erzeugt und zeitlich so abgestimmt, dass zum Um schaltZeitpunkt der gewünschte positive Strom fließt.
Dazu wird der untere Leistungshalbleiter T4 der unteren ers ten Halbbrücke 26b für eine Dauer Ati eingeschaltet, sodass in der zweiten Filterinduktivität 28b ein Strom aufgebaut wird. Die Dauer wird so gewählt, dass der Strom etwa bis auf den Betrag des Ausgangsstroms Iout aufgebaut wird. Danach wird der untere Leistungshalbleiter T4 ab- und der obere Leis tungshalbleiter T3 der unteren ersten Halbbrücke 26b einge schaltet, wodurch die resonante Schwingung beginnt. Eine wei tere Zeitdauer ht2 später erfolgt dann die Umschaltung der Halbbrücke 30a, d.h. vom oberen Leistungshalbleiter T5 auf den unteren Leistungshalbleiter T6. Die Verzögerung At2 ent spricht dabei einer halben Periodendauer der angeregten reso- nanten Schwingung. Die Zeiten lassen sich in guter Näherung wie folgt berechnen: lout
M1 = L-
VDC
Dabei bezeichnet L die Induktivität der zweiten Filterinduk tivität 28b, wobei diese zweckmäßig gleich der Induktivität der ersten Filterinduktivität 28a ist. Iout ist der der Aus gangsstrom der Stromrichter-Schaltung 20, 2010. Idealerweise wird dabei der Ausgangsstrom verwendet, der zum Zeitpunkt der Umschaltung der Leistungshalbleiter T5, T6 der zweiten Halb brücke 30a vorliegt. Da sich der Ausgangsstrom Iout aber im Zeitrahmen der ersten und zweiten Zeitspanne nur sehr gering fügig ändert, kann auch der Ausgangsstrom zum Zeitpunkt des Einschaltens des Leistungshalbleiters T4 verwendet werden.
VDC bezeichnet die treibende Spannung, also die halbe Zwi schenkreisspannung UZK·
At2 = p Vi C
C bezeichnet dabei die Kapazität der an der Schwingung betei ligten Kapazitäten, also im Aufbau gemäß den Figuren die Ka pazität einer Parallelschaltung der Filterkondensatoren 29b, 29d. Der Vorgang des Vorladens beginnt also zu einem Zeit punkt, der um Ati+At2 vor dem UmschaltZeitpunkt der Halbbrü cke 30a liegt.
Figur 11 zeigt ein Simulationsergebnis für die Stromrichter- Schaltung 20, 2010. Es ist erkennbar, dass die deutlichen Störungen, die in Figur 1 sichtbar waren, durch die beschrie benen Maßnahmen weitgehend unterbunden werden. In dem Dia gramm der Figur 11 liegt der Zeitpunkt der Umschaltung zwi schen den Leistungshalbleitern T5, T6 der Halbbrücke 30a wie in Figur 1 bei etwa tu ~ 20 ps.
Aus dem Verlauf der Spannung VH und dem Verlauf des Stroms ILi der ersten Filterinduktivität 28a ist der Einfluss der Fil terdioden Dl, D2 erkennbar. Nach dem UmschaltZeitpunkt tu sind in beiden Verläufen deutlich Ausschläge erkennbar. Bei Erreichen der - im Diagramm negativen - Schleusenspannung wird die Spannung VH durch die jeweils betroffene Filterdiode Dl, D2 bei diesem Wert festgehalten. Der Strombetrag |ILi I fällt daraufhin etwa linear ab und weitere Schwingungen un terbleiben .
Weiterhin ist aus dem Verlauf des Stroms IL2 der zweiten Fil terinduktivität 28b der Einfluss des Steuerverfahrens sicht bar. Bereits vor dem UmschaltZeitpunkt tu wird mit der „Vor- ladung" der zweiten Filterinduktivität 28b begonnen. Da eine Bestromung mit der richtigen Stromrichtung (positive Wert im Diagramm) nicht möglich ist, wird wie beschrieben ein Strom in der Gegenrichtung aufgeprägt und die nachfolgende Schwin gung ausgenutzt. Dazu wird der untere Leistungshalbleiter T4 der unteren ersten Halbbrücke 26b beim Zeitpunkt t = 0 ps eingeschaltet. Nach Erreichen eines Stromwerts von IL2 » -3 A wird der Leistungshalbleiter T4 abgeschaltet und der obere Leistungshalbleiter T3 der unteren ersten Halbbrücke 2b ein geschaltet. Daraufhin schwingt der Strom IL2 zu positiven Stromwerten zurück und erreicht - bei geeignetem Timing - den Wert des Ausgangsstroms, also 3 A gerade beim UmschaltZeit punkt tu- Da der Strom durch die zweite Filterinduktivität 28b gerade den Wert des Ausgangsstroms Iout hat, den sie zum UmschaltZeitpunkt weitertragen muss, finden keine weiteren Schwingungen statt. Dabei ist zu beachten, dass der Umschalt zeitpunkt tu durch das Schaltschema der Stromrichter- Schaltung 20, 2010 festliegt. Das Vorladen der Filterindukti vität muss sich daran anpassen und entsprechend vorher pas sieren.
Im Ergebnis zeigt der Vergleich der Diagramme der Figuren 11 und 1, dass die Schwingungen der Stromrichter-Schaltung 20, 2010 durch die beschriebenen Maßnahmen fast völlig unterbun den werden.
Bezugszeichenliste
ILI Strom durch die erste Filterinduktivität IL2 Strom durch die zweite Filterinduktivität
1out Ausgangsstrom der Schaltung tu UmschaltZeitpunkt
10 Photovolatik-Anlage
11a, b Solarmodul 12 DC/DC-Wandler 20 Stromrichter-Schaltung 1 Gleichspannungsnetzwerk
24a, 24b Gleichspannungsanschlüsse UZK ZwischenkreisSpannung
CI, C2 Zwischenkreis-Kondensatoren
T1...T4 Leistungshalbleiter der ersten Halbbrücken
T5...T8 Leistungshalbleiter der zweiten Halbbrücken
27 Zwischenkreis
M Mittelpunkt
26a, b erste Halbbrücken 28a, b FilterInduktivitäten 29a...d Filterkondensatoren Dl, D2 Filterdioden 21 erste Schaltung
22 zweite Schaltung
23 FilterSchaltung
30a, b zweite Halbbrücken 25a, b Wechselspannungsanschlüsse 41, 51 Verläufe der Schaltzustände in den ersten Halbbrü- cken 61, 61 Verläufe der Schaltzustände in den zweiten Halbbrü- cken Z Zeitachse fs Grundfrequenz
S Schaltsignal
81 Spannungsverlauf
14 Versorgungsnetzwerk
13 DC-Bus
2210 zweite Schaltung
P Phasenarm

Claims

Patentansprüche
1. Stromrichter-Schaltung (20), umfassend
- einen geteilten Zwischenkreis (27) mit einer Serienschal¬ tung von zwei Kondensatoren (CI, C2), zwischen denen ein Zwi schenkreismittelpunkt (M) gebildet ist,
- parallel zum Zwischenkreis (27) einen Arm (P) oder mehrere zueinander parallele Arme (P) mit jeweils einer ersten Schal¬ tung (21), einer zweiten Schaltung (22, 2210) und einer Fil terschaltung (23), wobei
- die erste Schaltung (21) zwei in Serie geschaltete erste Halbbrücken (26a, b) umfasst, deren Verbindungspunkt mit dem Zwischenkreismittelpunkt (M) verbunden ist,
- die Filterschaltung (23) eine Serienschaltung mit einer ersten Filter-Induktivität (28a), wenigstens einem Filterkon¬ densator (29a) und einer zweiten Filterinduktivität (28b) um¬ fasst, die parallel zu den Mittelpunkten der beiden ersten Halbbrücken (26a, b) des jeweiligen Arms (P) geschaltet ist,
- die zweite Schaltung (22, 2210) jedes Arms (P) eine zweite Halbbrücke (30a) oder zwei parallele zweite Halbbrücken (30a, b) aufweist, deren Mittelpunkte Wechselspannungsausgänge (25) bilden,
- die äußeren Potentialpunkte der zweiten Halbbrücken (30a, b) parallel zum Filterkondensator (29a) geschaltet sind, gekennzeichnet durch
- eine parallel zum Filterkondensator (29a) geschaltete Seri¬ enschaltung zweier Halbleiterbauelemente (Dl, D2), wobei die Halbleiterbauelemente (Dl, D2) Dioden oder steuerbare Halb¬ leiterschalter sind, wobei im Falle von Dioden deren Schleu senspannung geringer ist als die Einsatzspannung von rück wärts leitenden Elementen der Leistungshalbleiter (T5...8) der zweiten Halbbrücken (30a, b), und wobei der Potentialpunkt zwischen den Dioden (Dl, D2) oder steuerbaren Halbleiter schaltern mit dem Zwischenkreismittelpunkt (M) verbunden ist.
2. Stromrichter-Schaltung (20) nach Anspruch 1, bei der die Filterschaltung (23) zwei Filterkondensatoren (29a, 29b) um- fasst, deren Verbindungpunkt mit dem Zwischenkreismittelpunkt (M) verbunden ist.
3. Stromrichter-Schaltung (20) nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Filterschaltung (23) zwei weitere Filterkondensatoren (29c, d) umfasst, von denen ein erster parallel zu der Serie aus einem oberen Leistungshalbleiter (TI) einer oberen der ersten Halbbrücken (26a) und der ersten Filterinduktivität (28a) geschaltet ist und von denen ein zweiter parallel zu einer Serie aus einem unteren Leistungshalbleiter (T4) einer unteren der ersten Halbbrücken (26b) und der zweiten Filter induktivität (28b) geschaltet ist.
4. Stromrichter-Schaltung (20) nach einem der vorangehenden Ansprüche mit einer Steuereinrichtung, die derart ausgestal tet ist, dass die Leistungshalbleiter (T5...8) der zweiten Schaltung (22, 2210) mit einer Taktung mit einer Grundfre quenz im Hertz-Bereich betrieben werden.
5. Stromrichter-Schaltung (20) nach Anspruch 4, bei der die Steuereinrichtung ausgestaltet ist, innerhalb eines Arms (P) vor einem Einschalten eines unteren Leistungshalbleiters (T6, T8) der zweiten Halbbrücke (30a, b) einen unteren Leistungs halbleiter (T4) einer unteren der ersten Halbbrücken (26a) einzuschalten und nach Ablauf einer ersten Zeitspanne den un teren Leistungshalbleiter (T4) der unteren ersten Halbbrücke (26b) abzuschalten.
6. Stromrichter-Schaltung (20) nach Anspruch 5, bei der die Steuereinrichtung ausgestaltet ist, den unteren Leistungs halbleiter (T4) der unteren ersten Halbbrücke (26b) eine zweite Zeitspanne vor dem Einschalten des unteren Leistungs halbleiters (T6, T8) der zweiten Halbbrücke (30a, 30b) abzu schalten.
7. Stromrichter-Schaltung (20) nach Anspruch 5 oder 6, bei der die Steuereinrichtung ausgestaltet ist, innerhalb eines Arms (P) vor einem Einschalten eines oberen Leistungshalblei ters (T5, T7) der zweiten Halbbrücke (30a, b) einen oberen Leistungshalbleiter (TI) einer oberen der ersten Halbbrücken (26a) einzuschalten und nach Ablauf einer ersten Zeitspanne den oberen Leistungshalbleiter (TI) der ersten Halbbrücke (26a) abzuschalten.
8. Stromrichter-Schaltung (20) nach einem der Ansprüche 5 bis
7, bei der die Steuereinrichtung ausgestaltet ist, nach Ab lauf der ersten Zeitspanne den oberen Leistungshalbleiter (T3) der unteren ersten Halbbrücke (26b) einzuschalten.
9. Stromrichter-Schaltung (20) nach einem der Ansprüche 5 bis
8, bei der die Steuereinrichtung ausgestaltet ist, nach Ab lauf der ersten Zeitspanne den unteren Leistungshalbleiter (T2) der oberen ersten Halbbrücke (26a) einzuschalten.
10. Stromrichter-Schaltung (20) nach einem der Ansprüche 5 bis 9, bei der die Steuereinrichtung ausgestaltet ist, als erste Zeitspanne eine Zeitspanne der Größe
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zu verwenden, wobei
L die Induktivität einer der Filterinduktivitäten (28a, b), Iout der Ausgangsstrom der Stromrichter-Schaltung (20),
VDc die halbe Zwischenkreisspannung (UZK) ist.
11. Stromrichter-Schaltung (20) nach einem der Ansprüche 5 bis 10, bei der die Steuereinrichtung ausgestaltet ist, als zweite Zeitspanne eine Zeitspanne der Größe t2 = p VL C zu verwenden, wobei
L die Induktivität einer der Filterinduktivitäten (28a, b),
C die Kapazität der an der Filterinduktivität (28a, b) anlie genden Filterkapazitäten (29a...d) ist.
12. Einphasige Stromrichter-Schaltung (20) nach einem der vo rangehenden Ansprüche mit genau einem Arm (P) und zwei paral lel geschalteten zweiten Halbbrücken (30a, b), deren Mittel punkte die Wechselspannungsausgänge (25) bilden.
13. Dreiphasige Stromrichter-Schaltung (20) nach einem der Ansprüche 1 bis 11 mit drei parallel geschalteten Armen (P), die jeweils einer Phase zugeordnet sind und genau einer zwei ten Halbbrücke (30a) in jedem der Arme (P), deren Mittelpunkt den Wechselspannungsausgang (25) zur jeweiligen Phase bildet.
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