WO2021153146A1

WO2021153146A1 - ゆらぎ発振器及び信号検知装置

Info

Publication number: WO2021153146A1
Application number: PCT/JP2020/049135
Authority: WO
Inventors: 輝夫神吉; 育志堀田
Original assignee: 国立大学法人大阪大学
Priority date: 2020-01-27
Filing date: 2020-12-28
Publication date: 2021-08-05
Also published as: US11601091B1; JPWO2021153146A1; US20230047590A1

Abstract

ゆらぎ発振器（１）は、主信号と前記主信号と無相関であり前記主信号よりも周波数の高い信号である無相関信号とを含む入力信号（Ｓ１）が入力される入力端子（１１１）を有し、入力信号（Ｓ１）にフィードバック信号（Ｓ５）を加算する加算器（１１）と、加算器（１１）により加算された加算信号（Ｓ２）を閾値と比較することでパルス信号（Ｓ３）を生成する閾値判別部（１２）と、生成されたパルス信号（Ｓ３）を過渡応答させ出力信号（Ｓ４）を生成する過渡応答部（１３）と、出力信号（Ｓ４）をフィードバック信号（Ｓ５）として加算器（１１）にフィードバックさせるフィードバックループ（１６）とを備える。

Description

ゆらぎ発振器及び信号検知装置

　本発明は、ゆらぎ発振器及びゆらぎ発振器を備える信号検知装置に関するものである。

　信号にノイズを加えることである確率の下で信号が強まり、反応が向上する確率共鳴現象を利用した発振器であるゆらぎ発振器が知られている。ゆらぎ発振器は、例えば１／ｆゆらぎのようなゆらぎを持って発振するため、蛍のように照明装置を点滅させたり、ロボットを生物的に動かしたりといった人間にとって心地のよい制御が実現可能である。さらに、ゆらぎ発振器は、ノイズに埋もれた微弱な信号を検知するセンサとして利用することも可能である。従来のゆらぎ発振器は、アナログ回路で構成されていたため、所望の周波数でゆらぎ発振器を発振させるには、抵抗及びコンデンサ等の回路パラメータを柔軟に調整することが要求されていた。

　そこで、特許文献１には、回路パラメータが柔軟に調整可能なゆらぎ発振器が開示されている。具体的には、特許文献１には、ノイズ発生器と、入力信号にノイズ発生器で発生したノイズ信号及びフィードバックされる過渡応答信号を加算する加算器と、加算器から出力される加算信号を閾値と比較することでパルス信号を生成する閾値判別部と、パルス信号を過渡応答させる過渡応答部と、過渡応答部からの過渡応答信号をフィードバックさせるフィードバックループと、フィードバックループを流れる過渡応答信号の強度を調整する強度調整部とを備えるゆらぎ発振器が開示されている。

　しかしながら、特許文献１のゆらぎ発振器はノイズ発生器を備えているため、その分、回路規模が増大し、コストも嵩むという課題がある。さらに、ノイズ発生器を備えるため、消費電力量が増大するという課題もある。さらに、ゆらぎ発振器の固有振動数を調整する際に閾値判別部の閾値及び過渡応答部の時定数等の回路パラメータを調整する作業が要求されるが、ノイズ発生器があると、ノイズ発生器が生成するノイズ信号のレベルを調整することも要求され、回路パラメータの調整に手間がかかるという課題もある。

国際公開第２０１７／０３３９６２号

　本発明は、ノイズ発生器が不要なゆらぎ発振器を提供することを目的とする。

　本発明の一態様に係るゆらぎ発振器は、主信号と前記主信号と無相関であり前記主信号よりも周波数の高い信号である無相関信号とを含む入力信号が入力される入力端子を有し、前記入力信号にフィードバック信号を加算する加算器と、前記加算器により加算された加算信号を閾値と比較することでパルス信号を生成する閾値判別部と、前記生成されたパルス信号を過渡応答させ出力信号を生成する過渡応答部と、前記出力信号を前記フィードバック信号として前記加算器にフィードバックさせるフィードバックループとを備える。

　本発明によれば、ゆらぎ発振器からノイズ発生器を省くことができる。これにより、ゆらぎ発振器の回路規模を縮小させ、低コスト化を図ることができる。さらに、ノイズ発生器がないため、回路パラメータを調整するに際して、ノイズ信号のレベルを調整する手間を省くことができる。

本発明の実施の形態１におけるゆらぎ発振器の構成の一例を示す図である。過渡応答部を図４に示す微分器で構成した場合の出力信号の波形図である。過渡応答部を積分器で構成した場合の出力信号の波形図である。人の脳波信号を高速フーリエ変換した場合の周波数スペクトルを示すグラフである。本件の手法で検知された脳波信号のピーク周波数と、比較例の手法で検知された脳波信号のピーク周波数とを比較したグラフである。信号検知装置の全体構成を示す図である。

　脳波信号のような信号は脳波自体を示す主信号に加えて主信号と無相関な信号が含まれている。このような信号をゆらぎ発振器に入力すると、無相関な信号の周波数が主信号の周波数よりも高ければ、無相関な信号がノイズ信号として作用して確率共鳴が発生し、微弱な主信号を検知できるとの知見が得られた。この場合、ゆらぎ発振器からノイズ発生器を省くことが可能となる。

　本発明は、このような知見に基づいてなされたものである。
　以下添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について説明する。なお、以下の実施の形態は、本発明を具体化した一例であって、本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。

　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１におけるゆらぎ発振器１の構成の一例を示す図である。図１に示すようにゆらぎ発振器１は、加算器１１、閾値判別部１２、過渡応答部１３、モニタ部１４、強度調整部１５、及びフィードバックループ１６を含む。

　加算器１１は、入力信号Ｓ１が入力される入力端子１１１と、フィードバック信号Ｓ５が入力されるフィードバック端子１１２とを有し、入力信号Ｓ１と強度調整部１５から出力されるフィードバック信号Ｓ５とを加算する。加算器１１は、例えばアナログの加算回路で構成される。

　入力信号Ｓ１は、主信号と主信号と無相関であり主信号よりも周波数の高い信号である無相関信号とを含む信号である。本実施の形態では、入力信号Ｓ１として、センサ２０で検知された脳波信号が採用される。脳波信号は脳波自体を示す主信号と主信号よりも周波数の高い無相関信号とを含む微弱な信号である。そのため、脳波信号は、ゆらぎ発振器１の信号検知に適した信号である。なお、この無相関信号は脳波信号を測定する過程で何らかの要因で脳波信号に混入したノイズ信号である。

　センサ２０は、人物の頭部に当接されるプローブを含む脳波センサである。ここでは、入力信号Ｓ１として、脳波信号が用いられたが、これは一例であり、主信号と主信号よりも周波数の高い無相関信号とを含む信号であればどのような信号が採用されてもよい。例えば、入力信号Ｓ１としては生体信号が採用できる。

　図１の例では、加算器１１には、１つの入力信号Ｓ１のみが入力されているが、本発明はこれに限定されず、複数の入力信号が入力されてもよい。この場合、加算器１１は、複数の入力信号に対応する複数の入力端子を有すればよい。

　閾値判別部１２は、加算器１１から出力された加算信号Ｓ２を所定の閾値と比較し、この加算信号Ｓ２が閾値以上の場合は、ハイレベルとなり、この加算信号Ｓ２が閾値未満の場合は、ローレベルとなるパルス信号Ｓ３を出力する。パルス信号Ｓ３がハイレベルの場合、ゆらぎ発振器１はハイ状態になり、パルス信号Ｓ３がローレベルの場合、ゆらぎ発振器１はロー状態となる。

　閾値は第１閾値及び第１閾値よりも大きい第２閾値を含んでいてもよい。この場合、閾値判別部１２は、ハイ状態において、加算信号Ｓ２が第１閾値を下回ったときローレベルのパルス信号Ｓ３を出力すればよい。これにより、ゆらぎ発振器１はハイ状態からロー状態に切り替わる。また、閾値判別部１２は、ロー状態において、加算信号Ｓ２が第２閾値を超えたときハイレベルのパルス信号Ｓ３を出力すればよい。これにより、ゆらぎ発振器１はロー状態からハイ状態に切り替わる。閾値を第１閾値及び第２閾値で構成することで、ゆらぎ発振器１にヒステリシスを持たせることが可能になる。このように、ゆらぎ発振器１にヒステリシスを持たせる構成は、閾値判別部１２をシュミットトリガ回路で構成することで容易に実現できる。

　過渡応答部１３は、閾値判別部１２から出力されたパルス信号Ｓ３を過渡応答させ、パルス信号Ｓ３の過渡応答信号を出力信号Ｓ４として生成する。過渡応答部１３は、例えば積分器又は微分器で構成される。或いは、過渡応答部１３は、ＬＣＲ回路で構成されてもよい。ＬＣＲ回路は、コイル（Ｌ）、コンデンサ（Ｃ）、及び抵抗（Ｒ）を直列接続又は並列接続させた回路である。この場合、過渡応答部１３から対数的に変化する波形であるＬＣＲの過渡応答波形を有する出力信号Ｓ４が出力される。

　モニタ部１４は、出力信号Ｓ４をモニタする。本実施の形態では、モニタ部１４は、例えば、コンピュータ等の情報処理装置で構成され、出力信号Ｓ４の波形をディスプレイに表示したり、出力信号Ｓ４の周波数を検知し、ディスプレイに表示したりする。これにより、オペレータは、ディスプレイに表示された情報から入力信号を把握できる。

　強度調整部１５は、フィードバックループ１６上に設けられた可変抵抗器で構成され、フィードバック信号Ｓ５の強度を調整し、加算器１１に入力する。

　フィードバックループ１６は、出力端子１５１とフィードバック端子１１２との間に設けられた線路で構成され、出力信号Ｓ４をフィードバック信号Ｓ５として加算器１１にフィードバックさせる。

　出力端子１５１は、モニタ部１４の出力側に設けられ、出力信号Ｓ４を外部に出力する。

　本実施の形態では、図１の左側に示すゆらぎ発振器１を図１の右側の記号を用いて表す。また、図１では、ゆらぎ発振器１は、モニタ部１４を備えているが、モニタ部１４は省略されてもよい。この場合、フィードバックループ１６は、過渡応答部１３の出力端子とフィードバック端子１１２との間に接続される。強度調整部１５は省かれてもよい。

　図１に示すゆらぎ発振器１は下記のように動作する。加算器１１には、主信号と主信号と無相関であり主信号よりも周波数の高い信号である無相関信号を含む入力信号Ｓ１が入力される。この入力信号Ｓ１は、加算器１１によってフィードバック信号Ｓ５と加算されて閾値判別部１２に入力される。閾値判別部１２では、加算器１１から出力された加算信号Ｓ２が閾値と比較され、比較結果を示すパルス信号Ｓ３が生成される。閾値判別部１２に入力される加算信号Ｓ２には無相関信号が含まれているため、この無相関信号がノイズ信号として作用し、入力信号Ｓ１に含まれる主信号が閾値よりも低くても確率共鳴により加算信号Ｓ２は閾値を確率的に超えることができる。閾値判別部１２から出力されるパルス信号Ｓ３は、過渡応答部１３の時定数に従って過渡応答状の波形を有する出力信号Ｓ４に成形される。この出力信号Ｓ４はフィードバックループ１６により加算器１１にフィードバックされる。このフィードバックにより、やがて、ゆらぎ発振器１は主信号と同期して発振する。これにより、微弱な主信号が精度よく検知される。

　図２は、過渡応答部１３を微分器で構成した場合の出力信号Ｓ４の波形図である。なお、図２において縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示す。時刻Ｔ１では、加算信号Ｓ２が閾値を超え、パルス信号Ｓ３がハイレベルになる。そのため、出力信号Ｓ４は正側電源電圧ＶＤＤまで一挙に上昇し、以後、微分器の時定数にしたがってグラウンドレベルＧＮＤに向かって減衰する。

　時刻Ｔ２では、加算信号Ｓ２が閾値を下回り、パルス信号Ｓ３がローレベルになる。そのため、出力信号Ｓ４は負側電源電圧ＶＳＳまで一挙に下降し、以後、微分器の時定数にしたがって増大する。以後、ゆらぎ発振器１は、この挙動を繰り返して発振する。

　図３は、過渡応答部１３を積分器で構成した場合の出力信号Ｓ４の波形図である。なお、図３において縦軸は電圧を示し、横軸は時間を示す。時刻Ｔ１では、加算信号Ｓ２が閾値を超え、パルス信号Ｓ３がハイレベルになる。そのため、出力信号Ｓ４は積分器の時定数にしたがって増大する。

　時刻Ｔ２では、加算信号Ｓ２が閾値を下回り、パルス信号Ｓ３がローレベルになる。そのため、出力信号Ｓ４は積分器の時定数にしたがって減衰する。以後、ゆらぎ発振器１は、この挙動を繰り返し発振する。

　図３に示すように、積分器は微分器に比べて、出力信号Ｓ４を滑らかに変化させることができる。したがって、発光素子を滑らかな発光パターンで発光させたい場合や制御対象物を滑らかな動作パターンで動作させたい場合は、過渡応答部１３として積分器を採用すればよい。一方、発光素子を調光が急激に変化する発光パターンで発光させたい場合、又は制御対象物を動作が急激に変化する動作パターンで動作させたい場合は、過渡応答部１３として微分器を採用すればよい。

　図４は、人の脳波信号を高速フーリエ変換した場合の周波数スペクトルを示すグラフである。図４において、（ａ）は比較例の手法を用いた場合の周波数スペクトル４０１を示し、（ｂ）は本件の手法を用いた場合の周波数スペクトル４０２を示す。

　比較例の手法は、センサ２０により検知された脳波信号を高速フーリエ変換することで得られた周波数スペクトル４０１からピークを観測する手法である。本件の手法は、センサ２０により検知された脳波信号をゆらぎ発振器１に入力することで得られる出力信号Ｓ４を高速フーリエ変換し、得られた周波数スペクトル４０２からピークを観測する手法である。なお、周波数スペクトル４０１，４０２のそれぞれは両対数グラフであり、縦軸は脳波信号の強度を示し、横軸は周波数を示している。

　周波数スペクトル４０１，４０２は共にピークが観測されているが、周波数スペクトル４０２の方が周波数スペクトル４０１に比べてより急峻なピークが観測されていることが分かる。そのため、本件の手法は比較例の手法に比べてより精度よくピークを観測できることが分かる。

　比較例の手法では、周波数スペクトルにピークが顕著に表れないため、高速フーリエ変換された信号に対してフィルタリング処理等の信号処理を施してピークを顕在化させることが要求される。これに対して、本件の手法はピークが顕著に表れるため、フィルタリング処理等の信号処理が不要であり、処理の簡便化を図ることができる。

　なお、周波数スペクトル４０１，４０２は共に、ピークより高周波側が大局的には直線状に低下しており、脳波信号が１／ｆゆらぎの特性を持つことが観測されている。

　図５は、本件の手法で検知された脳波信号のピーク周波数と、比較例の手法で検知された脳波信号のピーク周波数とを比較したグラフである。なお、ピーク周波数とは、図４に示す周波数スペクトル４０１，４０２においてピークに対応する周波数を指す。

　図５において、縦軸は本件の手法で観測されたピーク周波数を示し、横軸は比較例の手法で観測されたピーク周波数を示している。なお、本件の手法において、ゆらぎ発振器１の固有周波数は１Ｈｚに設定されており、脳波の周波数帯域より低い周波数に設定されている。

　例えば、観測点Ｐ１について、縦軸の値はほぼ１９Ｈｚであるが、横軸の値はほぼ１０Ｈｚであり、本件の手法と比較例の手法とで観測されたピーク周波数にズレが生じているため、両手法のうちどちらの手法が正確であるかは断定できない。一方、観測点Ｐ２のように、斜め４５度のラインＬ５０上に位置する観測点は、本件の手法と比較例の手法とで観測されたピーク周波数がほぼ一致しており、両手法ともピーク周波数が検知できていると断定できる。

　このグラフで注目するべき箇所は、点線の丸で囲んだ領域Ａ１～Ａ３に属する観測点である。例えば、領域Ａ１に属する観測点は縦軸の値がおよそ３．５Ｈｚから９Ｈｚまでの範囲内にあり、θ波の観測点であると推測できるが、横軸の値が１Ｈｚ程度であり、脳波のピーク周波数を観測できているとは言い難い。同様に、領域Ａ２に属する観測点は縦軸の値がおよそ８Ｈｚから１４Ｈｚまでの範囲内にあり、α波の観測点群であると推測できるが、横軸の値が１Ｈｚであり、脳波のピーク周波数を観測できているとは言い難い。このことは、領域Ａ３に属する縦軸の値がおよそ１３Ｈｚから２８Ｈｚの範囲内にあるβ波の観測点についても同様である。

　以上により、図５に示すグラフから、比較例では検知できなかったθ波、α波、β波のピーク周波数を本件の手法では検知できていることが分かる。そのため、ゆらぎ発振器１はノイズ発生器を備えていなくても、比較例の手法では検知できなかった微弱な脳波を検知することが可能である。

　ゆらぎ発振器１は固有周波数を有している。固有周波数はゆらぎ発振器１にノイズ信号のみを入力した場合のゆらぎ発振器１の発振周波数である。微弱な信号を検知するには、ゆらぎ発振器１の固有周波数を入力信号の周波数よりも低く設定する必要がある。固有周波数を調整するための回路パラメータとして、閾値判別部の閾値、過渡応答部の時定数、強度調整部のゲイン、及びノイズ信号のレベル等が含まれているが、これらの回路パラメータのうち主要なパラメータは閾値判別部の閾値である。以下、脳波信号を入力信号とし、調整対象の回路パラメータを閾値判別部の閾値とした場合を例にとって、従来のゆらぎ発振器の回路パラメータの調整作業を説明する。まず、ゆらぎ発振器に脳波信号が入力され、固有周波数が脳波信号の周波数よりも低く脳波信号の検知に適した周波数になるように閾値判別部の閾値が調整される。次に、ゆらぎ発振器がノイズ発生器に接続されノイズ信号がゆらぎ発振器に入力されて固有周波数が脳波の周波数よりも低く脳波の検知に適した周波数になるようにノイズ信号のレベルが調整される。ここで、ノイズ信号のレベル調整が必要なのは、ノイズ信号として作用する無相関信号に対してさらにノイズ発生器で生成されたノイズ信号が重畳されるため、閾値判別部の閾値が適正値からずれてしまうからである。このように、従来のゆらぎ発振器では主に２段階の調整を経て固有周波数が調整されていた。

　これに対して、ゆらぎ発振器１は、脳波信号に含まれる無相関信号がノイズ信号として作用して確率共鳴が生じている。そのため、ゆらぎ発振器１では、脳波信号をゆらぎ発振器１に入力して、固有周波数が脳波の周波数よりも低く脳波の検知に適した周波数になるように閾値判別部１２の閾値を調整する作業を主に行えばよく、その後にノイズ信号を入力してノイズ信号のレベルを調整する作業を行わなくて済む。そのため、ゆらぎ発振器１では、回路パラメータの調整作業に費やされる手間が軽減される。

　以上説明したように、本実施の形態によれば、入力信号に含まれる無相関信号がノイズ信号として作用して確率共鳴が生じているため、従来のゆらぎ発振器のようにノイズ信号を生成するためのノイズ発生器を用いる必要がない。そのため、ゆらぎ発振器からノイズ発生器を省くことができる。これにより、ゆらぎ発振器の回路規模を縮小させ、低コスト化を図ることができる。さらに、ノイズ発生器がないため、回路パラメータを調整するに際して、ノイズ信号のレベルを調整する手間を省くことができる。

　（実施の形態２）
　実施の形態２は、複数のゆらぎ発振器１を用いて未知の入力信号Ｓ１を検知する信号検知装置を構成したことを特徴とする。図６は、信号検知装置２の全体構成を示す図である。なお、本実施の形態において実施の形態１と同一の構成には同一の符号を付し、説明を省く。

　信号検知装置２は、複数のゆらぎ発振器１と、検知部２０００とを備える。図６の例では、ゆらぎ発振器１は、４つのゆらぎ発振器１＿１、１＿２、１＿３、１＿４で構成されている。但し、これは一例であり、４つ以外の複数のゆらぎ発振器１で信号検知装置２は構成されてもよい。

　ゆらぎ発振器１＿１～１＿４は入力端子が共通の入力端子２００１に接続され、共通の入力信号Ｓ１が入力される。ゆらぎ発振器１＿１～１＿４は、それぞれ固有周波数が異なるように回路パラメータが調整されている。

　検知部２０００はゆらぎ発振器１＿１～１＿４の出力端子と接続され、コンピュータ等の情報処理装置で構成されている。そして、検知部２０００は、ゆらぎ発振器１＿１～１＿４のそれぞれの出力信号Ｓ４が入力される。

　ゆらぎ発振器１の同期状態には特許文献１に示すように不完全同期と完全同期とがある。不完全同期とは、周波数がある程度ばらついた状態でゆらぎ発振器１が発振する同期状態を指す。完全同期とは、周波数がほとんどばらつかない状態でゆらぎ発振器１が発振する同期状態を指す。なお、不完全同期及び完全同期が生じるには、ゆらぎ発振器１は固有周波数が入力信号の周波数よりも低いことが要求される。

　不完全同期では、ゆらぎ発振器１に未知の入力信号Ｓ１を入力すると、ゆらぎ発振器１は、固有周波数から周波数シフト量だけ周波数をシフトさせた周波数で発振する。この周波数シフト量は、入力信号の周波数がゆらぎ発振器１の固有周波数に近いほど大きくなる。

　一方、完全同期では、ゆらぎ発振器１の出力信号Ｓ４の周波数（発振周波数）は入力信号Ｓ１に含まれる主信号の周波数と同じになる。よって、出力信号Ｓ４の周波数を検知することで、入力信号Ｓ１の周波数を検知できる。

　このため、不完全同期している場合において、周波数シフト量が観測された場合、ゆらぎ発振器１は、固有周波数以上の周波数の主信号が入力されていることを検知でき、周波数シフト量が観測されない場合、ゆらぎ発振器１は、固有周波数以上の周波数の入力信号Ｓ１が入力されていないことを検知できる。

　したがって、図６の信号検知装置２において、ゆらぎ発振器１＿１～１＿４の全ての同期状態が不完全同期であれば、入力信号Ｓ１の周波数は、ゆらぎ発振器１＿１～１＿４のうち、周波数シフト量が最大のゆらぎ発振器１の固有周波数に最も近い値を持つと推定できる。

　例えば、ゆらぎ発振器１＿１～１＿４の固有周波数がそれぞれ、「５Ｈｚ」、「１０Ｈｚ」、「１５Ｈｚ」、「２０Ｈｚ」であるとし、周波数が「１７Ｈｚ」の主信号を含む入力信号Ｓ１が入力されたとする。この場合、固有周波数が主信号の周波数よりも低いゆらぎ発振器１＿１～１＿３は、周波数シフト量が観測される。更に、この場合、ゆらぎ発振器１＿１～１＿３のうち、固有周波数が入力信号Ｓ１の周波数に最も近い「１５Ｈｚ」のゆらぎ発振器１の周波数シフト量が最大となる。したがって、信号検知装置２において、ゆらぎ発振器１＿１～１＿４のすべての同期状態が不完全同期の場合、入力信号に含まれる主信号は、周波数シフト量が最大のゆらぎ発振器１の固有周波数に近い周波数を持つと推定できる。

　ゆらぎ発振器１＿１～１＿４のうちいずれか１のゆらぎ発振器１の同期状態が完全同期であれば、主信号の周波数は、完全同期したゆらぎ発振器１の出力信号Ｓ４の周波数を持つと推定できる。

　このように、実施の形態２の信号検知装置２によれば、それぞれ固有周波数の異なる複数のゆらぎ発振器１を備えているので、全てのゆらぎ発振器１が入力信号Ｓ１と完全同期できなかった場合であっても、周波数シフト量が最大のゆらぎ発振器１の固有周波数から入力信号Ｓ１の周波数を推定できる。また、実施の形態２の信号検知装置２によれば、いずれかのゆらぎ発振器１が入力信号Ｓ１と完全同期した場合、そのゆらぎ発振器１の出力信号Ｓ４の周波数から入力信号Ｓ１の周波数を推定できる。
　（実施の形態の纏め）

　この構成によれば、加算器には、主信号と主信号と無相関であり主信号よりも周波数の高い信号である無相関信号を含む入力信号が入力される。この入力信号は、加算器によってフィードバック信号と加算されて閾値判別部に入力される。閾値判別部では、加算器から出力された加算信号が閾値と比較され、比較結果を示すパルス信号が生成される。閾値判別部に入力される加算信号には無相関信号が含まれているため、この無相関信号がノイズ信号として作用し、確率共鳴により加算信号は閾値を確率的に超えることができる。閾値判別部から出力されるパルス信号は、過渡応答部により過渡応答状の波形を有する出力信号に成形される。この出力信号はフィードバックループにより加算器にフィードバックされる。このフィードバックにより、やがて、ゆらぎ発振器は主信号と同期して発振する。これにより、微弱な主信号が精度よく検知される。

　このように本構成では、入力信号に含まれる無相関信号に基づいて確率共鳴が生じているため、従来のゆらぎ発振器のようにノイズ信号を生成するためのノイズ発生器を用いる必要がない。そのため、ゆらぎ発振器からノイズ発生器を省くことができる。これにより、ゆらぎ発振器の回路規模を縮小させ、低コスト化を図ることができる。さらに、ノイズ発生器がないため、回路パラメータを調整するに際して、ノイズ信号のレベルを調整する手間を省くことができる。

　上記ゆらぎ発振器において、前記入力信号は脳波信号であることが好ましい。

　脳波信号は、脳波自体を示す主信号と主信号よりも周波数の高い無相関信号とが含まれる信号である。そのため、本構成は、ノイズ発生器を用いなくても、微弱な脳波を正確に検知できる。

　上記ゆらぎ発振器において、前記主信号の周波数よりも低い固有周波数を有することが好ましい。

　出力信号を入力信号にフィードバックさせるゆらぎ発振器は、固有周波数よりも周波数の高い主信号を含む入力信号が入力された場合、周波数シフト量（固有周波数に対する出力信号の周波数のシフト量）を観測できるが、固有周波数よりも周波数の低い主信号が入力された場合、周波数シフト量を観測できないという特性を持つ。この周波数シフト量に基づいて微弱な信号の検出が可能となる。本構成では、ゆらぎ発振器の固有周波数が検知対象となる主信号の周波数よりも低くなるように設定されているので、ゆらぎ発振器に微弱な主信号を検知させることができる。

　本構成では、ゆらぎ発振器の固有周波数が検知対象となる主信号の周波数よりも低くなるように回路パラメータが調整されているので、ゆらぎ発振器に主信号を検知させることができる。また、固有周波数よりも周波数が低い主信号が入力された場合、ゆらぎ発振器は主信号を検知できないのでゆらぎ発振器にハイパスフィルタの機能を持たせることができる。

　本発明の別の一態様に係る信号検知装置は、各ゆらぎ発振器は、固有周波数がそれぞれ異なり、且つ、共通の入力信号が入力され、各ゆらぎ発振器からの出力信号に基づいて、前記入力信号の周波数を検知する検知部を備える。

　ゆらぎ発振器は、入力信号に含まれる主信号の周波数が固有周波数よりも高い場合、主信号の周波数が固有周波数に近づくにつれて、周波数シフト量が大きくなる特性を備えている。そのため、主信号の周波数は、周波数シフト量が最大のゆらぎ発振器の固有周波数に近いと推定できる。本構成では、固有周波数がそれぞれ異なるゆらぎ発振器が複数設けられているので、最大の周波数シフト量が観測されたゆらぎ発振器の固有周波数を用いて未知の主信号の周波数を検知できる。

Claims

　主信号と前記主信号と無相関であり前記主信号よりも周波数の高い信号である無相関信号とを含む入力信号が入力される入力端子を有し、前記入力信号にフィードバック信号を加算する加算器と、
　前記加算器により加算された加算信号を閾値と比較することでパルス信号を生成する閾値判別部と、
　前記生成されたパルス信号を過渡応答させ出力信号を生成する過渡応答部と、
　前記出力信号を前記フィードバック信号として前記加算器にフィードバックさせるフィードバックループとを備える、
　ゆらぎ発振器。
　前記入力信号は脳波信号である、
　請求項１記載のゆらぎ発振器。
　前記ゆらぎ発振器は、前記主信号の周波数よりも低い固有周波数を有する、
　請求項１又は２に記載のゆらぎ発振器。
　請求項１～３のいずれかに記載のゆらぎ発振器を複数備える信号検知装置であって、
　各ゆらぎ発振器は、固有周波数がそれぞれ異なり、且つ、共通の入力信号が入力され、
　各ゆらぎ発振器からの出力信号に基づいて、前記入力信号の周波数を検知する検知部を備える信号検知装置。