WO2021121847A1 - Schaltungsanordnung zum erfassen eines durch eine bipolare last fliessenden stroms - Google Patents

Schaltungsanordnung zum erfassen eines durch eine bipolare last fliessenden stroms Download PDF

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WO2021121847A1
WO2021121847A1 PCT/EP2020/082651 EP2020082651W WO2021121847A1 WO 2021121847 A1 WO2021121847 A1 WO 2021121847A1 EP 2020082651 W EP2020082651 W EP 2020082651W WO 2021121847 A1 WO2021121847 A1 WO 2021121847A1
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WO
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resistor
input
circuit arrangement
load
duty cycle
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PCT/EP2020/082651
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Josef Forster
Stefan Rath
Stephan Weiss
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Continental Automotive Gmbh
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0023—Measuring currents or voltages from sources with high internal resistance by means of measuring circuits with high input impedance, e.g. OP-amplifiers

Definitions

  • Circuit arrangement for detecting a current flowing through a bipolar load
  • the invention relates to a circuit arrangement for detecting a current flowing through a bipolar load.
  • a voltage that drops across a measuring resistor is usually evaluated by a differential amplifier connected to a resistor network.
  • a shunt is usually used as the measuring resistor.
  • the common mode rejection indicates how little an output voltage of the differential amplifier changes if the two input voltages of the differential amplifier change by the same amount. Ideally, the output voltage of the differential amplifier should not change because it only depends on the difference between the two input voltages.
  • a circuit arrangement consisting of a differential amplifier and a resistor network is known from US Pat. No. 6,731,098 B1, in which a gain can be set separately for the positive and negative input paths by means of a switchable resistor. The gain is switched with the aid of a processor, based on a recorded current measured value, which switches a switching element connected in series to form a resistor to conduct or block.
  • a circuit arrangement for detecting a current flowing through a bipolar load is proposed.
  • the bipolar load is in particular a DC motor, at whose terminals, depending on its direction of rotation, potentials of different polarities can be applied.
  • the current flowing through the bipolar load is recorded with the aid of a measuring resistor, in particular a shunt.
  • the circuit arrangement comprises a differential amplifier which has a first input, a second input and an output.
  • a first input resistor connects the first input to a signal corresponding to the current.
  • a feedback resistor connects the first input of the differential amplifier with its output.
  • a second input resistance acts on the second input with a signal corresponding to the potential of the load.
  • a matching resistor connects the second input to a reference potential.
  • the circuit arrangement also includes a control unit.
  • the circuit arrangement is characterized in that the matching resistor is a resistor arrangement which comprises a parallel connection of a first resistor and a series connection of a second resistor with a controllable switching element, the controllable switching element being pulse-width modulated by the control unit during operation of the circuit arrangement Signal (PWM signal) is switched on and off periodically with a predetermined duty cycle.
  • the flowing current is on average proportional to the input voltage of the differential amplifier. Since the pulse-width modulated signal is independent of the input signal and only depends on the resistance dividers, it is possible to measure rapid changes in common mode with the differential amplifier.
  • the proposed circuit arrangement is based on compensating for the asymmetry of the resistors and the differential amplifier by means of a PWM signal.
  • the PWM signal switches the matching resistor (i.e. the second resistor of the matching resistor) periodically to the reference potential for a certain time.
  • the matching resistor in the resistor network of the differential amplifier acts like an adjustable resistor.
  • the PWM signal is generated by the control unit and is determined with the aid of a calibration measurement.
  • the duty cycle of the PWM signal is determined by a calibration measurement of the circuit arrangement.
  • the calibration measurement is carried out with a differential voltage of 0V between the first and the second input of the differential amplifier. This can be done, for example, by disconnecting the load, the current flow of which is to be determined, for the period of the calibration measurement.
  • the duty cycle of the PWM signal is determined from the ratio of the magnitude of two output voltages determined separately from one another for two different common-mode voltages. For example, 0V and the potential of the supply voltage (e.g. 12V) can be used as common-mode voltages.
  • the duty cycle of the PWM signal is determined from the ratio of the magnitude of two output voltages determined separately from one another at two different duty cycles (so-called PWM ratios).
  • a duty cycle of 0% and 100% or of 10% and 90% can be used as the two different duty cycles.
  • the calibration measurement is expediently carried out at least a second time, the two different duty cycles being selected in such a way that they are close to the determined duty cycle. In this way, the accuracy of the duty cycle can be improved, since the resistors of the resistor arrangement are subject to tolerances.
  • control unit is designed to control the PWM signal with a higher frequency than a useful frequency with which the load is controlled.
  • the parallel connection of the resistor arrangement has at least one capacitor. This allows higher frequencies to be suppressed.
  • a load arrangement with a bipolar load which comprises a controllable switching network for supplying the load with a supply potential, a measuring resistor for measuring the current flowing through the load and a circuit arrangement according to one or more embodiments of the invention.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a circuit arrangement according to the invention for detecting a current IM flowing through a motor M as a bipolar load.
  • the motor M is connected in a manner known to those skilled in the art to the nodes of two half bridges 40-1, 40-2, which are connected between a supply potential Vbatt and a reference potential GND.
  • Each of the two half bridges 40-1, 40-2 comprises a high-side semiconductor switching element 41 (half-bridge 40-1) or 43 (half-bridge 40-2) and a low-side semiconductor switching element 42 (half-bridge 40-1 ) or 44 (half bridge 40-2).
  • the controllable Semiconductor switching elements 41, 44 of half bridges 40-1, 40-2 are, for example, controllable field effect transistors (MOSFETs).
  • a measuring resistor 45 in the form of a shunt is connected between the node point of the second half bridge 40 - 2 and a motor terminal of the motor M.
  • the voltage drop across the connections of the shunt 45 which can have a different polarity depending on the direction of rotation of the motor M, is fed to a differential amplifier 10 connected with resistors for evaluation.
  • the differential amplifier 10 comprises, in a known manner, a first input 11, a second input 12 and an output 13, at which an output signal Vout representing the current IM is provided for further processing.
  • the first input 11 is connected via a first input resistor 21 to the node point of the second half bridge 40 - 2 and thus to a connection of the measuring resistor 45.
  • a signal corresponding to the current is fed to the first input 11 of the differential amplifier 10 via the first input resistor 21 with the resistance value R1, which, depending on the control circuit of the motor M, is either connected to the supply voltage potential Vbatt (in the event that the controllable semiconductor switching elements 43 and 42 are turned on are) or reference potential GND (in the case that the controllable semiconductor switching elements 41, 44 are switched on).
  • a feedback resistor 22 with the resistance value R2 connects the first input 11 and the output 13 of the differential amplifier to one another.
  • a second input resistor 23 with the resistance value R3 acts on the second input 12 of the differential amplifier 10 with a signal corresponding to the potential of the load.
  • the second input resistor 23 is connected to the motor terminal of the load M, which is connected to the shunt 45.
  • a matching resistor 24 with the resistance value R4 connects the second input 12 of the differential amplifier 10 to the reference potential GND.
  • the matching resistor 24 is designed as a resistor arrangement.
  • the resistor arrangement comprises a parallel connection of a first, invariable resistor 25 with the resistance value R5 and a series connection of a second resistor 26 with the resistance value R6 with a controllable (semiconductor) switching element 27.
  • the controllable semiconductor switching element 27 e.g. a MOSFET, is controlled by a control unit 30 in the Operation of the circuit arrangement by a pulse-width-modulated signal (PWM signal) PWMin with a predetermined duty cycle is switched on and off periodically, so that the resistor arrangement forms an adjustable matching resistor 24 as a result.
  • the duty cycle is also referred to as the PWM degree.
  • the PWM signal PWMin switches the second resistor 26 of the matching resistor 24 periodically to ground for a certain time, ie connects it to the reference potential GND.
  • the second resistor 26 of the matching resistor 24 acts like an adjustable resistor.
  • the PWM signal PWMin is selected so that the ratio of R1 / R2 corresponds to the ratio of R3 / (R6 * duty cycle
  • " denotes the parallel connection of the first and second resistors 25, 26 of the matching resistor 24. The resolved result is then R3 * (R6 * duty cycle + R5) / (R6 * duty cycle * R5).
  • the current flowing through the matching resistor 24 is on average proportional to the input voltage of the differential amplifier.
  • the combination of the second resistor 26 and the controllable semiconductor switching element 27 acts like an adjustable resistor.
  • capacitors which are used to average the output or input voltage, can optionally be provided.
  • the PWM signal PWMin does not depend on the input signal, ie the differential signal that drops across the shunt, but only on the resistance dividers and thus the Resistance values R1 to R4. As a result, it is also possible to measure rapid changes in common mode.
  • the control unit 30 is designed to generate the PWM signal PWMin when the circuit arrangement is in operation.
  • the term "in operation” is to be understood as meaning that the circuit arrangement is supplied with energy from a voltage source, i.e. Vbatt is applied to a terminal of the half bridges 40-1, 40-2.
  • the PWM signal PWMin is determined in advance (once) with the aid of a calibration measurement.
  • the calibration measurement is carried out with a common mode voltage of 0V and a differential voltage of 0V.
  • the voltage Vout 0V should then be present at the output 13 of the differential amplifier 10.
  • offset there are slight deviations, which are referred to as offset. If there is an offset, this can be compensated for by suitable measures known to those skilled in the art, since this is independent of common mode.
  • the determined offset voltage can be stored in the control unit 30 and digitally subtracted from all further measurements.
  • the duty cycle is the ratio of the duty cycle to the total duration of a PWM period.
  • the duty cycle is determined in the following way:
  • the output voltage Vout Vpwml of the differential amplifier 10 is measured at a first PWM rate (duty cycle) pwm1, e.g. 0% PWM).
  • a further output voltage Vout Vpwm2 of the differential amplifier 10 is measured with a second duty cycle pwm2, e.g. 100% PWM).
  • pwm_komp pwm2 - Vpwm2 * (pwm2 - pwm1) / (Vpwm2 - Vpwml), where pwm_komp is the one used to control the controllable semiconductor switching element 27 Duty cycle or PWM rate is.
  • the calibration can optionally be refined. In this step, the same substeps are carried out as described above, but the PWM rates pwm1 and pwm 2 are selected close to the previously determined duty cycle pwm_komp.
  • the aim of this refinement is to compensate for possible inaccuracies, e.g. non-linearities, in the circuit arrangement by choosing measuring points close to an expected result.

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Abstract

Eine Schaltungsanordnung zum Erfassen eines durch eine bipolare Last (M) fließenden Stroms (IM) umfasst einen Differenzverstärker (10) und ein Widerstandsnetzwerk mit einem Anpasswiderstand (24). Der Anpasswiderstand (24) ist eine Widerstandsanordnung, die eine Parallelschaltung aus einem ersten Widerstand (25) und einer Serienschaltung eines zweiten Widerstands (26) mit einem steuerbaren Schaltelement (27) umfasst, wobei das steuerbare Schaltelement (27) durch die Steuereinheit (30) im Betrieb der Schaltungsanordnung durch ein Pulsweitenmoduliertes Signal (PWMin) mit vorbestimmten Tastgrad periodisch ein- und ausgeschaltet wird. Dabei ist bei dem Tastgrad die Bedingung R1/R2 = R3/R4 erfüllt, wobei R1 der Widerstandswert des ersten Eingangswiderstands (21), R2 der Widerstandswert des Rückkoppelwiderstands (22), R3 der Widerstandswert des zweiten Eingangswiderstands (23), und R4 der Widerstandswert des Anpasswiderstands (24), der sich aus den Widerstandswerten der parallel geschalteten ersten und zweiten Widerstände (25, 26) ergibt, sind.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zum Erfassen eines durch eine bipolare Last fließenden Stroms
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Erfassen eines durch eine bipolare Last fließenden Stroms.
Zur Bestimmung des durch eine Last fließenden Stroms wird üblicherweise eine Spannung, die über einem Messwiderstand abfällt, durch einen mit einem Widerstandsnetzwerk beschalteten Differenzverstärker ausgewertet. Als Messwiderstand wird in der Regel ein Shunt verwendet. Bei einer bipolaren Last, wie z.B. einem DC-Motor, besteht jedoch das Problem, dass je nach (Dreh-)Richtung des Motors ein Anschluss des Messwiderstands einmal mit einem Bezugspotential und einmal mit einem Versorgungsspannungspotential beaufschlagt ist. Um eine sinnvolle Strommessung durchführen zu können, werden daher Differenzverstärker mit sehr hoher Gleichtaktunterdrückung (englisch: Common Mode Supression) benötigt.
Die Gleichtaktunterdrückung gibt an, wie wenig sich eine Ausgangsspannung des Differenzverstärkers ändert, wenn sich die beiden Eingangsspannungen des Differenzverstärkers um den gleichen Betrag ändern. Im Idealfall sollte sich die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers nicht ändern, weil sie nur von der Differenz der beiden Eingangsspannungen abhängt.
Eine ungenügende Gleichtaktunterdrückung entsteht durch Bauteiltoleranzen, insbesondere durch Fertigungstoleranzen der Widerstände des Widerstandsnetzwerks, aber auch des Differenzverstärkers selbst. In integrierten Instrumentverstärkern wird das Problem der Gleichtaktunterdrückung dadurch gelöst, dass teure, abgestimmte Widerstände verwendet werden. Eine weitere Möglichkeit zur Kompensation von Bauteiltoleranzen besteht darin, durch einen einstellbaren Offset ein Messfenster einstellbar zu machen. Bei der Vermessung einer bipolaren Last müsste der Offset jedoch abhängig von der Gleichtaktspannung und deren äußeren Einflüssen dynamisch nachgeführt werden, z.B. mit Hilfe einer prozessorgesteuerten Pulsweitenmodulierten Spannung. Für zeitlich sich schnell verändernde Signale würde dabei jedoch eine sehr hohe Rechenleistung erforderlich, weshalb dies aus Kostengründen entfällt. Aus der US 6,731 ,098 B1 ist eine Schaltungsanordnung, bestehend aus einem Differenzverstärker und einem Widerstandsnetzwerk, bekannt, bei dem eine Verstärkung, getrennt für die positiven und negativen Eingangspfade, durch einen umschaltbaren Widerstand einstellbar ist. Die Umschaltung der Verstärkung erfolgt mit Hilfe eines Prozessors, basierend auf einem erfassten Strom m esswert, der ein in Serie zu einem Widerstand verschaltetes Schaltelement leitend oder sperrend schaltet.
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung anzugeben, welche auf einfache und kostengünstige Weise die Erfassung eines durch eine bipolare Last fließenden Stroms ermöglicht.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den abhängigen Patentansprüchen.
Es wird eine Schaltungsanordnung zum Erfassen eines durch eine bipolare Last fließenden Stroms vorgeschlagen. Die bipolare Last ist insbesondere ein DC-Motor, an dessen Klemmen, abhängig von seiner Drehrichtung, Potentiale unterschiedlicher Polaritäten anliegen können. Die Erfassung des durch die bipolare Last fließenden Stroms erfolgt mit Hilfe eines Messwiderstands, insbesondere eines Shunts.
Die Schaltungsanordnung umfasst einen Differenzverstärker, der einen ersten Eingang, einen zweiten Eingang und einen Ausgang aufweist. Ein erster Eingangswiderstand verbindet den ersten Eingang mit einem dem Strom entsprechenden Signal. Ein Rückkoppelwiderstand verbindet den ersten Eingang des Differenzverstärkers mit seinem Ausgang. Ein zweiter Eingangswiderstand beaufschlagt den zweiten Eingang mit einem dem Potential der Last entsprechenden Signal. Ein Anpasswiderstand verbindet den zweiten Eingang mit einem Bezugspotential. Ferner umfasst die Schaltungsanordnung eine Steuereinheit.
Die Schaltungsanordnung zeichnet sich dadurch aus, dass der Anpasswiderstand eine Widerstandsanordnung ist, die eine Parallelschaltung aus einem ersten Widerstand und eine Serienschaltung eines zweiten Widerstands mit einem steuerbaren Schaltelement umfasst, wobei das steuerbare Schaltelement durch die Steuereinheit im Betrieb der Schaltungsanordnung durch ein pulsweitenmoduliertes Signal (PWM-Signal) mit vorbestimmten Tastgrad periodisch ein- und ausgeschaltet wird. Hierbei ist bei dem Tastgrad die Bedingung R1/R2 = R3/R4 erfüllt, wobei R1 der Widerstandswert des ersten Eingangswiderstands, R2 der Widerstandswert des Rückkoppelwiderstands, R3 der Widerstandswert des zweiten Eingangswiderstands und R4 der Widerstandswert des Anpasswiderstands sind.
Durch den Anpasswiderstand, insbesondere den zweiten Widerstand, der durch das seriell verschaltete steuerbare Schaltelement periodisch mit dem Bezugspotential verbunden wird, ist der fließende Strom im Mittel proportional zur Eingangsspannung des Differenzverstärkers. Da das pulsweitenmodulierte Signal unabhängig vom Eingangssignal und nur von den Widerstandsteilern abhängig ist, ist es möglich, mit dem Differenzverstärker schnelle Gleichtaktänderungen zu messen.
Die vorgeschlagene Schaltungsanordnung basiert darauf, die Unsymmetrie der Widerstände und des Differenzverstärkers durch ein PWM-Signal zu kompensieren. Das PWM-Signal schaltet den Anpasswiderstand (d.h., den zweiten Widerstand des Anpasswiderstands) dabei periodisch für eine gewisse Zeit auf das Bezugspotential. Dadurch wirkt der Anpasswiderstand in dem Widerstandsnetzwerk des Differenzverstärkers wie ein einstellbarer Widerstand. Dadurch, dass das Tastverhältnis des PWM-Signals in vorbestimmter Weise gewählt wird, ergibt sich die für die Gleichtaktunterdrückung erforderliche Bedingung R1/R2 = R3/R4.
Das PWM-Signal ist durch die Steuereinheit erzeugt und wird mit Hilfe einer Kalibriermessung bestimmt. Insbesondere ist der Tastgrad des PWM-Signals durch eine Kalibriermessung der Schaltungsanordnung bestimmt. Die Kalibriermessung wird dazu gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung bei einer Differenzspannung von 0V zwischen dem ersten und dem zweiten Eingang des Differenzverstärkers durchgeführt. Dies kann beispielsweise dadurch erfolgen, indem die Last, deren Stromfluss ermittelt werden soll, für den Zeitraum der Kalibriermessung abgeklemmt wird.
In einer möglichen Ausführungsform ist der Tastgrad des PWM-Signals aus dem Verhältnis des Betrags zweier getrennt voneinander bestimmter Ausgangsspannungen bei zwei verschiedenen Gleichtaktspannungen bestimmt. Als Gleichtaktspannungen können z.B. 0V und das Potential der Versorgungsspannung (z.B. 12V) verwendet werden. Alternativ ist der Tastgrad des PWM-Signals aus dem Verhältnis des Betrags zweier getrennt voneinander bestimmter Ausgangsspannungen bei zwei verschiedenen Tastgraden (sog. PWM-Verhältnissen) bestimmt. Als die zwei verschiedenen Tastgrade können ein Tastgrad von 0% und 100% oder von 10% und 90% verwendet werden. Zweckmäßigerweise wird die Kalibriermessung zumindest ein zweites Mal durchgeführt, wobei die zwei verschiedenen Tastgrade derart gewählt werden, dass sie nahe an dem ermittelten Tastgrad liegen. Auf diese Weise kann die Genauigkeit des Tastgrades verbessert werden, da die Widerstände der Widerstandsanordnung Toleranzen unterliegen.
In einer weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung der Schaltungsanordnung ist die Steuereinheit dazu ausgebildet, das PWM-Signal mit einer höheren Frequenz anzusteuern als eine Nutzfrequenz, mit der die Last angesteuert wird.
Ferner kann vorgesehen sein, das PWM-Signal zu filtern, indem die Parallelschaltung der Widerstandsanordnung zumindest einen Kondensator aufweist. Hierdurch können höhere Frequenzen unterdrückt werden.
Gemäß einem zweiten Aspekt wird eine Lastanordnung mit einer bipolaren Last vorgeschlagen, die ein steuerbares Schaltnetzwerk zur Versorgung der Last mit einem Versorgungspotential, einen Messwiderstand zur Messung des durch die Last fließenden Stroms und eine Schaltungsanordnung gemäß einer oder mehreren Ausgestaltungen der Erfindung umfasst.
Die Erfindung wird nachfolgend näher anhand eines Ausführungsbeispiels in der Zeichnung erläutert.
Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Erfassen eines durch einen Motor M als bipolare Last fließenden Stroms IM.
Der Motor M ist in einer dem Fachmann bekannten Weise mit den Knotenpunkten zweier Halbbrücken 40-1 , 40-2, die zwischen einem Versorgungspotential Vbatt und einem Bezugspotential GND verschaltet sind, verschaltet. Jede der beiden Halbbrücken 40-1 , 40-2 umfasst ein High-Side-Halbleiterschaltelement 41 (Halbbrücke 40-1 ) bzw. 43, (Halbbrücke 40-2) und ein Low-Side-Halbleiterschalt- element 42 (Halbbrücke 40-1 ) bzw. 44 (Halbbrücke 40-2). Bei den steuerbaren Halbleiterschaltelementen 41 , 44 der Halbbrücken 40-1 , 40-2 handelt es sich beispielhaft um steuerbare Feldeffekttransistoren (MOSFETs).
Ein Messwiderstand 45 in Gestalt eines Shunts ist zwischen dem Knotenpunkt der zweiten Halbbrücke 40-2 und einer Motorklemme des Motors M verschaltet. Die über den Anschlüssen des Shunts 45 abfallende Spannung, die je nach Drehrichtung des Motors M eine unterschiedliche Polarität aufweisen kann, wird einem mit Widerständen beschalteten Differenzverstärker 10 zur Auswertung zugeführt.
Der Differenzverstärker 10 umfasst in bekannter Weise einen ersten Eingang 11 , einen zweiten Eingang 12 und einen Ausgang 13, an dem ein den Strom IM repräsentierendes Ausgangsignal Vout zur weiteren Verarbeitung bereitgestellt wird. Der erste Eingang 11 ist über einen ersten Eingangswiderstand 21 mit dem Knotenpunkt der zweiten Halbbrücke 40-2 und damit einem Anschluss des Messwiderstands 45 verbunden. Über den ersten Eingangswiderstand 21 mit dem Widerstandswert R1 wird dem ersten Eingang 11 des Differenzverstärkers 10 ein dem Strom entsprechendes Signal zugeführt, das abhängig von der Ansteuerschaltung des Motors M entweder mit dem Versorgungsspannungspotential Vbatt (im Fall, dass die steuerbaren Halbleiterschaltelemente 43 und 42 leitend geschaltet sind) oder Bezugspotential GND (im Fall, dass die steuerbaren Halbleiterschaltelemente 41 , 44 leitend geschaltet sind) verbunden ist. Ein Rückkoppelwiderstand 22 mit dem Widerstandswert R2 verbindet den ersten Eingang 11 und den Ausgang 13 des Differenzverstärkers miteinander. Ein zweiter Eingangswiderstand 23 mit dem Widerstandswert R3 beaufschlagt den zweiten Eingang 12 des Differenzverstärkers 10 mit einem dem Potential der Last entsprechenden Signal. Hierzu ist der zweite Eingangswiderstand 23 mit der Motorklemme der Last M verbunden, die mit dem Shunt 45 verbunden ist. Ein Anpasswiderstand 24 mit dem Widerstandswert R4 verbindet den zweiten Eingang 12 des Differenzverstärkers 10 mit dem Bezugspotential GND.
Der Anpasswiderstand 24 ist als Widerstandsanordnung ausgebildet. Die Widerstandsanordnung umfasst eine Parallelschaltung aus einem ersten, unveränderlichen Widerstand 25 mit dem Widerstandswert R5 und einer Serienschaltung eines zweiten Widerstands 26 mit dem Widerstandswert R6 mit einem steuerbaren (Halbleiter)Schaltelement 27. Das steuerbare Halbleiterschaltelement 27, z.B. ein MOSFET, wird durch eine Steuereinheit 30 im Betrieb der Schaltungsanordnung durch ein pulsweitenmoduliertes Signal (PWM-Signal) PWMin mit einem vorbestimmten Tastgrad periodisch ein- und ausgeschaltet, so dass die Widerstandsanordnung im Ergebnis einen einstellbaren Anpasswiderstand 24 ausbildet. Der Tastgrad wird auch als PWM-Grad bezeichnet.
Das PWM-Signal PWMin ist durch die Steuereinheit 30 derart erzeugt, dass der Tastgrad des PWM-Signals die Bedingung R1/R2 = R3/R4 erfüllt, wobei sich der Widerstandswert R4 durch Parallelschaltung der der Widerstände 25, 26 mit den Widerstandswerten R5 und R6 ergibt.
Durch diese Ausgestaltung des Anpasswiderstands 24 und die Ansteuerung mit einem PWM-Signal kann die Unsymmetrie der Widerstände 21 , 22, 23, 25, 26 des Widerstandsnetzwerks und des Differenzverstärkers 10 durch das PWM-Signal PWMin kompensiert werden. Dabei schaltet das PWM-Signal PWMin den zweiten Widerstand 26 des Anpasswiderstands 24 periodisch für eine gewisse Zeit auf Masse, d.h. verbindet ihm mit dem Bezugspotential GND. Dadurch wirkt der zweite Widerstand 26 des Anpasswiderstands 24 wie ein einstellbarer Widerstand. Das PWM-Signal PWMin wird so gewählt, dass das Verhältnis von R1/R2 dem Verhältnis von R3/(R6 * Tastgrad || R5) entspricht. Das Zeichen " ||" bezeichnet die Parallelschaltung der ersten und zweiten Widerstände 25, 26 des Anpasswiderstands 24. Aufgelöst ergibt sich dann R3 * (R6 * Tastgrad + R5) / (R6 * Tastgrad * R5).
Der Unterschied zu einem üblichen Spannungsteiler, der mit Pulsweitenmodulation betrieben wird und bei dem sich eine mittlere Spannung einstellt, ist, das nicht zwischen zwei Spannungen hin- und hergeschaltet wird, sondern dass der zweite Widerstand 26 dazu oder weggeschaltet wird. Der durch den Anpasswiderstand 24 fließende Strom ist dadurch im Mittel proportional zur Eingangsspannung des Differenzverstärkers. Dadurch wirkt die Kombination aus dem zweiten Widerstand 26 und dem steuerbaren Haltleiterschaltelement 27 wie ein einstellbarer Widerstand.
Zur Filterung hoher Frequenzen können optional nicht dargestellte Kondensatoren, die der Mittelung der Ausgangs- bzw. Eingangsspannung dienen, vorgesehen sein.
Der Vorteil dieser Konfiguration besteht darin, dass das PWM-Signal PWMin nicht vom Eingangssignal, d.h. dem Differenzsignal, das über dem Shunt abfällt, abhängt, sondern nur von den Widerstandsteilern und damit den Widerstandswerten R1 bis R4. Im Ergebnis ist es möglich, auch schnelle Gleichtaktänderungen zu messen.
Die Steuereinheit 30 ist dazu ausgebildet, im Betrieb der Schaltungsanordnung das PWM-Signal PWMin zu erzeugen. Der Begriff „im Betrieb“ ist so zu verstehen, dass die Schaltungsanordnung von einer Spannungsquelle mit Energie versorgt wird, d.h. Vbatt an einer Klemme der Halbbrücken 40-1 , 40-2 anliegt.
Das PWM-Signal PWMin wird vorab (einmalig) mit Hilfe einer Kalibriermessung bestimmt. Die Kalibriermessung erfolgt mit einer Gleichtaktspannung von 0V und einer Differenzspannung von 0V. Am Ausgang 13 des Differenzverstärkers 10 sollte dann die Spannung Vout = 0V anliegen. In der Realität ergeben sich geringe Abweichungen, die als Offset bezeichnet werden. Sofern ein Offset vorliegt, kann dieser durch geeignete und dem Fachmann bekannte Maßnahmen kompensiert werden, da dieser Gleichtaktunabhängig ist. Zum Beispiel kann die ermittelte Offsetspannung in der Steuereinheit 30 gespeichert werden und von allen weiteren Messungen digital abgezogen werden.
Der Tastgrad ist das Verhältnis der Einschaltdauer zur Gesamtdauer einer PWM-Periode. Die Bestimmung des Tastgrads erfolgt auf folgende Weise:
Zunächst erfolgt eine Messung bei einer Gleichtaktspannung mit Versorgungspotential Vbatt und Differenzspannung 0V. Dann werden die folgenden Schritte durchgeführt:
1 . Es erfolgt die Messung der Ausgangsspannung Vout = Vpwml des Differenzverstärkers 10 bei einer ersten PWM-Rate (Tastgrad) pwm1 , z.B. 0% PWM).
2. Es erfolgt die Messung einer weiteren Ausgangsspannung Vout = Vpwm2 des Differenzverstärkers 10 bei einem zweiten Tastgrad pwm2, z.B. 100% PWM).
3. Schließlich erfolgt die Berechnung der benötigten PWM-Rate oder des Tastgrads zur Kompensation der Gleichtaktspannung gemäß folgender Gleichung: pwm_komp = pwm2 - Vpwm2 * (pwm2 - pwm1 )/(Vpwm2 - Vpwml ), wobei pwm_komp der zur Ansteuerung des steuerbaren Halbleiterschaltelements 27 genutzte Tastgrad bzw. PWM-Rate ist. Optional kann eine Verfeinerung der Kalibrierung erfolgen. In diesem Schritt werden die gleichen Teilschritte wie zuvor beschrieben durchgeführt, wobei jedoch die PWM-Raten pwm1 und pwm 2 nahe dem bereits zuvor ermittelten Tastgrad pwm_komp gewählt wird. Beispielsweise kann der erste Tastgrad gewählt werden zu pwm = pwm_komp - A_pwm1 (z.B. pwmO - 10 %). Der zweite Tastgrad kann gewählt werden zu pwm2' = pwm_komp - A_pwm2 (z.B. pwmO + 10 %).
Ziel dieser Verfeinerung ist es, eventuelle Ungenauigkeiten, z.B. Nicht-Linearitäten, in der Schaltungsanordnung zu kompensieren, indem Messpunkte nahe einem erwarteten Ergebnis gewählt werden.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Erfassen eines durch eine bipolare Last (M) fließenden Stroms (IM), umfassend: einen Differenzverstärkers (10), der einen ersten Eingang (11), einen zweiten Eingang (12) und einen Ausgang (13) aufweist; einen ersten Eingangswiderstand (21 ), der den ersten Eingang (11 ) mit einem dem Strom (IM) entsprechenden Signal (Ue1 ) verbindet; einen Rückkoppelwiderstand (22), der den ersten Eingang (11 ) und den Ausgang (13) miteinander verbindet; einen zweiten Eingangswiderstand (23), der den zweiten Eingang (12) mit einem dem Potential der Last (M) entsprechenden Signal (Ue2) beaufschlagt; einen Anpasswiderstand (24), der den zweiten Eingang (12) mit einem Bezugspotential verbindet; eine Steuereinheit (30); dadurch gekennzeichnet, dass der Anpasswiderstand (24) eine Widerstandsanordnung ist, die eine Parallelschaltung aus einem ersten Widerstand (25) und einer Serienschaltung eines zweiten Widerstands (26) mit einem steuerbaren Schaltelement (27) umfasst, wobei das steuerbare Schaltelement (27) durch die Steuereinheit (30) im Betrieb der Schaltungsanordnung durch ein Pulsweitenmoduliertes Signal (PWMin) mit vorbestimmten Tastgrad periodisch ein- und ausgeschaltet wird, wobei bei dem Tastgrad die Bedingung R1/R2 = R3/R4 erfüllt ist, wobei R1 : der Widerstandswert des ersten Eingangswiderstands (21 ),
R2: der Widerstandswert des Rückkoppelwiderstands (22),
R3: der Widerstandswert des zweiten Eingangswiderstands (23), und
R4: der Widerstandswert des Anpasswiderstands (24) sind.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Tastgrad des Pulsweitenmodulierten Signals (PWMin) durch eine Kalibriermessung der Schaltungsanordnung bestimmt ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 , dadurch gekennzeichnet, dass die Kalibriermessung bei einer Differenzspannung von 0 zwischen dem ersten und dem zweiten Eingang (11 , 12) des Differenzverstärkers (10) durchgeführt wird.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Tastgrad des Pulsweitenmodulierten Signals (PWMin) aus dem Verhältnis des Betrags zweier getrennt voneinander bestimmter Ausgangsspannungen bei zwei verschiedenen Gleichtaktspannungen, insbesondere 0V und dem Versorgungsspannungspotential der Last (M), bestimmt ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Tastgrad des Pulsweitenmodulierten Signals (PWMin) aus dem Verhältnis des Betrags zweier getrennt voneinander bestimmter Ausgangsspannungen bei zwei verschiedenen Tastgraden (PWM-Verhältnissen), insbesondere 0% und 100% oder 10% und 90%, bestimmt ist.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Kalibriermessung zumindest ein zweites Mal durchgeführt ist, wobei die zwei verschiedenen Tastgrade nahe an dem ermittelten Tastgrad liegen.
7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (30) dazu ausgebildet ist, das pulsweitenmodulierte Signal (PWMin) mit einer höheren Frequenz anzusteuern als eine Nutzfrequenz, mit der die Last (M) angesteuert wird.
8. Lastanordnung mit einer bipolaren Last (M), einem steuerbaren Schaltnetzwerk zur Versorgung der Last (M) mit einem Versorgungspotential, einem Messwiderstand (45) zur Messung des durch die Last (M) fließenden Stroms (IM) und einer Schaltungsanordnung gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche.
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