WO2021024566A1 - Ｄｃ／ｄｃ変換装置 - Google Patents

Abstract

第１コンデンサＣ３及び第２コンデンサＣ４は高圧側直流部と並列に直列接続される。第１スイッチ部３１及び第２スイッチ部３２は高圧側直流部と並列に直列接続される。第１リアクトルＬ１は、低圧側直流部の正側端子と第１スイッチ部３１の低圧側端子に接続される。第２リアクトルＬ２は、低圧側直流部の負側端子と第２スイッチ部３２の低圧側端子間に接続される。第１コンデンサＣ３と第２コンデンサＣ４との間の接続点と、第１スイッチ部３１と第２スイッチ部３２との間の接続点が高圧側直流部の中間電位で接続される。第１スイッチ部３１は、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２と、コンデンサＣ６及びリアクトルＬ３の少なくとも一方を含む。第２スイッチ部３２は第１スイッチ部３１と同一構成である。第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２が同一仕様のリアクトルである。

Description

ＤＣ／ＤＣ変換装置

　本開示は、直流電力を別の電圧の直流電力に変換するＤＣ／ＤＣ変換装置に関する。

　太陽電池、蓄電池、燃料電池などに接続されるパワーコンディショナでは、ＤＣ／ＤＣコンバータが使用される。一般的な昇圧チョッパや降圧チョッパでは、リアクトルはプラス側にしか設置されず、プラス側とマイナス側で非対称な回路構成となっている。

特開２０１１－１０５１９号公報

　プラス側とマイナス側で非対称な回路構成のＤＣ／ＤＣコンバータでは、入力側の中点の対地電圧が変動し、漏洩電流が流れることがあった。出力側の中点も同様に対地電圧が変動し、漏洩電流が流れることがあった。

　本開示はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、対地電圧の変動に起因する漏洩電流が低減されたＤＣ／ＤＣ変換装置を提供することにある。

　上記課題を解決するために、本開示のある態様のＤＣ／ＤＣ変換装置は、高圧側直流部と並列に直列接続された第１コンデンサ及び第２コンデンサと、前記高圧側直流部と並列に直列接続された第１スイッチ部及び第２スイッチ部と、低圧側直流部の正側端子と、前記第１スイッチ部の低圧側端子に接続された第１リアクトルと、前記低圧側直流部の負側端子と、前記第２スイッチ部の低圧側端子間に接続された第２リアクトルと、を備える。前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの間の接続点と、前記第１スイッチ部と前記第２スイッチ部との間の接続点が、前記高圧側直流部の中間電位で接続され、前記第１スイッチ部は、スイッチング素子と、コンデンサ及びリアクトルの少なくとも一方を含む。前記第２スイッチ部は、前記第１スイッチ部と同一構成であり、前記第１リアクトルと前記第２リアクトルが同一仕様のリアクトルである。

　本開示によれば、対地電圧の変動に起因する漏洩電流が低減されたＤＣ／ＤＣ変換装置を実現することができる。

実施の形態に係るＤＣ／ＤＣ変換装置の構成を説明するための図である。 実施例１に係るＤＣ／ＤＣ変換装置の構成を説明するための図である。 実施例１に係るＤＣ／ＤＣ変換装置の第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のスイッチングパターンをまとめた図である。 図４（ａ）－（ｄ）は、昇圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。 図５（ａ）－（ｄ）は、降圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。 昇圧比が２倍より大きい場合の第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。 昇圧比が２倍より小さい場合の第１スイッチング素子－第８スイッチング素子のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。 実施例２に係るＤＣ／ＤＣ変換装置の構成を説明するための図である。 実施例３に係るＤＣ／ＤＣ変換装置の構成を説明するための図である。 実施の形態の応用例に係るＤＣ／ＤＣ変換装置の構成を説明するための図である。 図１１（ａ）－（ｃ）は、フライングキャパシタ回路の構成例を示す図である。 Ｎ（Ｎは自然数）段のフライングキャパシタ回路を示す図である。 実施例１の変形例１に係るＤＣ／ＤＣ変換装置の構成を説明するための図である。 実施例１の変形例２に係るＤＣ／ＤＣ変換装置の構成を説明するための図である。

　図１は、実施の形態に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３の構成を説明するための図である。実施の形態に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３は、双方向の昇降圧ＤＣ／ＤＣコンバータである。ＤＣ／ＤＣ変換装置３は、第２直流電源２から供給される直流電力を昇圧して第１直流電源１に供給することができる。またＤＣ／ＤＣ変換装置３は、第１直流電源１から供給される直流電力を降圧して第２直流電源２に供給することができる。本明細書では、第２直流電源２が第１直流電源１より低圧な電源であることを前提とする。

　第２直流電源２は例えば、蓄電池、電気二重層コンデンサなどが該当する。第１直流電源１は例えば、双方向ＤＣ／ＡＣインバータが接続された直流バスなどが該当する。当該双方向ＤＣ／ＡＣインバータの交流側は、蓄電システムの用途では商用電力系統と交流負荷に接続される。電気自動車の用途ではモータ（回生機能あり）に接続される。蓄電システムの用途では当該直流バスに、太陽電池用のＤＣ／ＤＣコンバータや、他の蓄電池用のＤＣ／ＤＣコンバータがさらに接続されていてもよい。

　ＤＣ／ＤＣ変換装置３は、ＤＣ／ＤＣ変換部３０及び制御部４０を備える。ＤＣ／ＤＣ変換部３０は、入力コンデンサＣ５、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２、第１スイッチ部３１、第２スイッチ部３２、第１コンデンサＣ３及び第２コンデンサＣ４を含む。

　第２直流電源２と並列に入力コンデンサＣ５が接続される。第１直流電源１の正側バスと負側バスの間に、第１コンデンサＣ３及び第２コンデンサＣ４が直列に接続される。第１コンデンサＣ３及び第２コンデンサＣ４は、第１直流電源１の電圧Ｅを１／２に分圧する作用、ＤＣ／ＤＣ変換部３０内で発生するサージ電圧を抑制するためのスナバコンデンサとしての作用を有する。本明細書では、入力コンデンサＣ５より前段の構成を低圧直流部と呼び、第１コンデンサＣ３及び第２コンデンサＣ４より後段の構成を高圧直流部と呼ぶ。

　第１スイッチ部３１及び第２スイッチ部３２は、高圧側直流部と並列に直列接続される。第１リアクトルＬ１は、低圧側直流部の正側端子と、第１スイッチ部３１の低圧側端子間に直列に接続される。第２リアクトルＬ２は、低圧側直流部の負側端子と、第２スイッチ部３２の低圧側端子間に直列に接続される。本実施の形態では、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２に、同一仕様のリアクトルを使用する。

　第１スイッチ部３１と第２スイッチ部３２との間の接続点は、高圧側直流部の中間電位点Ｍ（第１コンデンサＣ３と第２コンデンサＣ４の分圧点）に接続される。第１スイッチ部３１及び第２スイッチ部３２は同一の回路構成で形成され、それぞれ、少なくとも１つのスイッチング素子と、コンデンサ及びリアクトルの少なくとも一方を含む。

　制御部４０は、第１スイッチ部３１及び第２スイッチ部３２を制御して、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２へのエネルギーの蓄積、及び第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２からのエネルギーの放出を制御する。

　制御部４０の構成は、ハードウェア資源とソフトウェア資源の協働、又はハードウェア資源のみにより実現できる。ハードウェア資源としてアナログ素子、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてファームウェア等のプログラムを利用できる。

　以下、第１スイッチ部３１及び第２スイッチ部３２の構成例を説明する。

（実施例１）
　図２は、実施例１に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３の構成を説明するための図である。実施例１では第１スイッチ部３１及び第２スイッチ部３２をそれぞれ、フライングキャパシタ回路で構成する。

　第１スイッチ部３１は、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４及び第１フライングキャパシタＣ１を含む。第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第３スイッチング素子Ｓ３及び第４スイッチング素子Ｓ４は直列接続され、高圧直流部の正側バスと中間電位点Ｍの間に接続される。第１フライングキャパシタＣ１は、第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２との接続点と、第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４との接続点との間に接続され、第１スイッチング素子Ｓ１－第４スイッチング素子Ｓ４により充放電される。

　第１スイッチ部３１の中点には、第１スイッチング素子Ｓ１の上側端子に印加される第１直流電源１の電圧Ｅ［Ｖ］と、第４スイッチング素子Ｓ４の下側端子に印加される１／２Ｅ［Ｖ］の間の範囲の電位が生成される。第１フライングキャパシタＣ１は１／４Ｅ［Ｖ］の電圧になるように初期充電（プリチャージ）され、１／４Ｅ［Ｖ］の電圧を中心として充放電が繰り返される。従って、第１スイッチ部３１の中点には、概ね、Ｅ［Ｖ］、３／４Ｅ［Ｖ］、１／２Ｅ［Ｖ］の３レベルの電位が生成される。

　第２スイッチ部３２は、第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７、第８スイッチング素子Ｓ８及び第２フライングキャパシタＣ２を含む。第５スイッチング素子Ｓ５、第６スイッチング素子Ｓ６、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８は直列接続され、高圧直流部の中間電位点Ｍと負側バスの間に接続される。第２フライングキャパシタＣ２は、第５スイッチング素子Ｓ５と第６スイッチング素子Ｓ６との接続点と、第７スイッチング素子Ｓ７と第８スイッチング素子Ｓ８との接続点との間に接続され、第５スイッチング素子Ｓ５－第８スイッチング素子Ｓ８により充放電される。

　第２スイッチ部３２の中点には、第５スイッチング素子Ｓ５の上側端子に印加される１／２Ｅ［Ｖ］と、第８スイッチング素子Ｓ８の下側端子に印加される０［Ｖ］の間の範囲の電位が生成される。第２フライングキャパシタＣ２は１／４Ｅ［Ｖ］の電圧になるように初期充電（プリチャージ）され、１／４Ｅ［Ｖ］の電圧を中心として充放電が繰り返される。従って、第２スイッチ部３２の中点には、概ね、１／２Ｅ［Ｖ］、１／４Ｅ［Ｖ］、０［Ｖ］の３レベルの電位が生成される。

　第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８にはそれぞれ、第１ダイオードＤ１－第８ダイオードＤ８が逆並列に形成／接続される。

　第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８には、第１直流電源１及び第２直流電源２の電圧より低い耐圧のスイッチング素子が使用されることが好ましい。以下、実施例１では第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８に、１５０Ｖ耐圧のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を使用する例を想定する。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴでは、ソースからドレイン方向に寄生ダイオードが形成される。

　なお、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８にＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やバイポーラトランジスタを使用してもよい。その場合、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８に寄生ダイオードは形成されず、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８にそれぞれ外付けダイオードが逆並列に接続される。

　図２には示していないが、低圧直流部の両端電圧を検出する第１電圧センサ、第１リアクトルＬ１又は第２リアクトルＬ２に流れる電流を検出する電流センサ、及び高圧直流部の両端電圧を検出する第２電圧センサが設けられ、それぞれの計測値が制御部４０に出力される。

　制御部４０は、第１スイッチ部３１及び第２スイッチ部３２を制御して、低圧側直流部から高圧側直流部へ昇圧動作で直流電力を伝送することができる。また高圧側直流部から低圧側直流部へ降圧動作で直流電力を伝送することができる。より具体的には制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のゲート端子に駆動信号（ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号）を供給することにより、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８をオン／オフ制御して、昇圧動作または降圧動作で、双方向に電力を伝送することができる。

　図３は、実施例１に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３の第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングパターンをまとめた図である。図３に示すスイッチングパターンでは、第１スイッチング素子Ｓ１及び第８スイッチング素子Ｓ８の組と、第４スイッチング素子Ｓ４及び第５スイッチング素子Ｓ５の組とが相補関係となる。また第２スイッチング素子Ｓ２及び第７スイッチング素子Ｓ７の組と、第３スイッチング素子Ｓ３及び第６スイッチング素子Ｓ６の組とが相補関係となる。

　制御部４０は、４つのモードを使用して昇圧動作または降圧動作を実行する。
　モードａでは制御部４０は、第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７をオン状態、並びに第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。モードａでは、第１スイッチ部３１の中点と第２スイッチ部３２の中点間の電圧（即ち、低圧側の入出力電圧Ｖ_Ｌ）は１／２Ｅとなる。

　モードｂでは制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１、第３スイッチング素子Ｓ３、第６スイッチング素子Ｓ６及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態　並びに第２スイッチング素子Ｓ２、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第７スイッチング素子Ｓ７をオフ状態に制御する。モードｂでは、第１スイッチ部３１と第２スイッチ部３２の低圧側の入出力電圧Ｖ_Ｌは１／２Ｅとなる。

　モードｃでは制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオン状態　並びに第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６をオフ状態に制御する。モードｃでは、第１スイッチ部３１と第２スイッチ部３２の低圧側の入出力電圧Ｖ_ＬはＥとなる。

　モードｄでは制御部４０は、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６をオン状態　並びに第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８をオフ状態に制御する。モードｄでは、第１スイッチ部３１と第２スイッチ部３２の低圧側の入出力電圧Ｖ_Ｌは０となる。

　図４（ａ）－（ｄ）は、昇圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。図５（ａ）－（ｄ）は、降圧動作時の各スイッチングパターンの電流経路を示す回路図である。なお、図面の簡略化のためＭＯＳＦＥＴを単純なスイッチ記号で描いている。

　図４（ａ）は昇圧動作時のモードａの電流経路を示し、図４（ｂ）は昇圧動作時のモードｂの電流経路を示し、図４（ｃ）は昇圧動作時のモードｃの電流経路を示し、図４（ｄ）は昇圧動作時のモードｄの電流経路を示している。同様に、図５（ａ）は降圧動作時のモードａの電流経路を示し、図５（ｂ）は降圧動作時のモードｂの電流経路を示し、図５（ｃ）は降圧動作時のモードｃの電流経路を示し、図５（ｄ）は降圧動作時のモードｄの電流経路を示している。

　昇圧動作時と降圧動作時とで電流の向きが反対になる。モードａにおいて、図４（ａ）に示すように昇圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が充電動作となるが、図５（ａ）に示すように降圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が放電動作となる。モードｂにおいて、図４（ｂ）に示すように昇圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が放電動作となるが、図５（ｂ）に示すように降圧動作時は第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２が充電動作となる。

　制御部４０は低圧直流部から高圧直流部へ昇圧動作で電力を伝送する場合、正方向の電流指令値を設定し、第１リアクトルＬ１（第２リアクトルＬ２でもよい）に流れる電流の計測値が、当該正方向の電流指令値を維持するように第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比（オン時間）を制御する。反対に、制御部４０は高圧直流部から低圧直流部へ降圧動作で電力を伝送する場合、負方向の電流指令値を設定し、第１リアクトルＬ１に流れる電流の計測値が、当該負方向の電流指令値を維持するように第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のデューティ比（オン時間）を制御する。

　また制御部４０は、低圧側直流部の電圧と高圧側直流部の電圧との比率（以下、昇圧比で定義する）が設定値より小さい場合、モードａ、モードｂ及びモードｃを使用して電力を伝送する。また制御部４０は、当該昇圧比が当該設定値より大きい場合、モードａ、モードｂ及びモードｄを使用して電力を伝送する。また制御部４０は、当該昇圧比が当該設定値と一致する場合、モードａ及びモードｂを使用して電力を伝送する。

　低圧側直流部の電圧と高圧側直流部の電圧は、それぞれ電圧センサにより計測される。上記設定値は、第１フライングキャパシタＣ１の電圧と第２フライングキャパシタＣ２の電圧の合計電圧１／２Ｅと、第１直流電源１の電圧Ｅとの比率に応じて設定される。本実施の形態では上記設定値は２に設定される。なお、低圧側直流部の電圧と高圧側直流部の電圧との比率を降圧比で定義する場合、上記設定値は１／２に設定される。

　制御部４０は、電流指令値と第１リアクトルＬ１に流れる電流の計測値とが一致し、かつ第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ１／４Ｅになるようにデューティ比を生成する。具体的には制御部４０は、第１リアクトルＬ１に流れる電流が電流指令値に対して小さいほどデューティ比を上昇させ、大きいほどデューティ比を低下させる。

　図６は、昇圧比が２倍より大きい場合の第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。図７は、昇圧比が２倍より小さい場合の第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８のスイッチングパターンの一例を示すタイミングチャートである。図６及び図７に示す制御例は、ダブルキャリア駆動方式を使用した制御例を示している。ダブルキャリア駆動方式では、１８０°位相がずれた２つのキャリア信号（図６及び図７では三角波）を使用する。デューティ比ｄｕｔｙは２つのキャリア信号と比較される閾値となる。昇圧比が２倍より大きい場合、デューティ比ｄｕｔｙは０．５～１．０の範囲の値をとり、昇圧比が２倍より小さい場合、デューティ比ｄｕｔｙは０．０～０．５の範囲の値をとる。

　太線のキャリア信号とデューティ比ｄｕｔｙの比較結果により、第１スイッチング素子Ｓ１及び第８スイッチング素子Ｓ８に供給する第１ゲート信号と、第４スイッチング素子Ｓ４及び第５スイッチング素子Ｓ５に供給する第４ゲート信号を生成する。具体的には太線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより高い領域では、第１ゲート信号がオン及び第４ゲート信号がオフになる。太線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより低い領域では、第１ゲート信号がオフ及び第４ゲート信号がオンになる。第１ゲート信号と第４ゲート信号は相補関係にある。なお、第１ゲート信号と第４ゲート信号のオン／オフが切り替わる際に、第１ゲート信号と第４ゲート信号が同時にオフになるデッドタイム期間が設定されている。

　細線のキャリア信号とデューティ比ｄｕｔｙの比較結果により、第２スイッチング素子Ｓ２及び第７スイッチング素子Ｓ７に供給する第２ゲート信号と、第３スイッチング素子Ｓ３及び第６スイッチング素子Ｓ６に供給する第３ゲート信号を生成する。具体的には細線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより高い領域では、第２ゲート信号がオン及び第３ゲート信号がオフになる。細線のキャリア信号がデューティ比ｄｕｔｙより低い領域では、第２ゲート信号がオフ及び第３ゲート信号がオンになる。第２ゲート信号と第３ゲート信号は相補関係にある。なお、第２ゲート信号と第３ゲート信号のオン／オフが切り替わる際に、第２ゲート信号と第３ゲート信号が同時にオフになるデッドタイム期間が設定されている。

　昇圧比が２倍より大きい場合、制御部４０はモードａとモードｂを交互に切り替え、両者を切り替える間にモードｄを挿入する。即ち制御部４０は、モードａ→モードｄ→モードｂ→モードｄ→モードａ→モードｄ→モードｂ→モードｄ・・・の順にモードを切り替える。デューティ比ｄｕｔｙが変化しない間は、モードａとモードｂの期間が等しくなり、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ１／４Ｅに保たれる。昇圧比が２倍より大きい場合、デューティ比ｄｕｔｙが上昇するほど、モードａ及びモードｂの期間に対するモードｄの期間が長くなり、伝達されるエネルギー量が増大する。

　昇圧比が２倍より小さい場合、制御部４０はモードａとモードｂを交互に切り替え、両者を切り替える間にモードｃを挿入する。即ち制御部４０は、モードａ→モードｃ→モードｂ→モードｃ→モードａ→モードｃ→モードｂ→モードｃ・・・の順にモードを切り替える。デューティ比ｄｕｔｙが変化しない間は、モードａとモードｂの期間が等しくなり、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ１／４Ｅに保たれる。昇圧比が２倍より小さい場合、デューティ比ｄｕｔｙが上昇するほど、モードａ及びモードｂの期間に対するモードｃの期間が短くなり、伝達されるエネルギー量が増大する。

　昇圧比が理想的に２倍を維持し、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２の電圧がそれぞれ理想的に１／４Ｅを維持すれば、デューティ比ｄｕｔｙは０．５を維持する。

　制御部４０は、第１フライングキャパシタＣ１の電圧と第２フライングキャパシタＣ２の電圧の合計電圧が１／２Ｅを下回ると、モードａ及びモードｂの内、充電する方のモードの時間を増やして当該合計電圧を１／２Ｅに近づける。反対に制御部４０は、第１フライングキャパシタＣ１の電圧と第２フライングキャパシタＣ２の電圧の合計電圧が１／２Ｅを上回ると、モードａ及びモードｂの内、放電する方のモードの時間を増やして当該合計電圧を１／２Ｅに近づける。

　なお制御部４０は、第１フライングキャパシタＣ１及び第２フライングキャパシタＣ２を使用せずに、モードｃとモードｄを交互に切り替えることにより、ＤＣ／ＤＣ変換部３０に、通常の昇圧チョッパの動作をさせることも可能である。この場合、昇圧比による動作モードの切り替えは発生しない。

　実施例１によれば、第１スイッチング素子Ｓ１－第８スイッチング素子Ｓ８に低耐圧のスイッチング素子（例えば、１５０Ｖ耐圧のＭＯＳＦＥＴ）の使用が可能となる。低耐圧のスイッチング素子を使用することにより、スイッチング素子の導通損失を低減することができ、ＤＣ／ＤＣ変換装置３を高効率化することができる。また低耐圧のスイッチング素子を使用することにより発熱が低減され、放熱部品を小型化することができる。また低耐圧のスイッチング素子を使用することにより、低スイッチングロスで高周波化できるため、受動部品も小型化することができる。

（実施例２）
　図８は、実施例２に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３の構成を説明するための図である。実施例２を、第１スイッチ部３１及び第２スイッチ部３２をそれぞれ、ＳＥＰＩＣ（Single Ended Primary Inductor Converter）＋ＺＥＴＡ型の昇降圧コンバータで構成する。

　第１スイッチ部３１は、第１スイッチング素子Ｓ１、第３コンデンサＣ６、第２スイッチング素子Ｓ２及び第３リアクトルＬ３を含む。第１スイッチング素子Ｓ１、第３コンデンサＣ６及び第２スイッチング素子Ｓ２は直列接続され、高圧直流部の正側バスと中間電位点Ｍの間に接続される。第３リアクトルＬ３は、第１スイッチング素子Ｓ１と第３コンデンサＣ６との接続点と、高圧直流部の中間電位点Ｍの間に接続される。第３コンデンサＣ６と第２スイッチング素子Ｓ２との接続点が第１スイッチ部３１の低圧側端子に接続される。

　第２スイッチ部３２は、第３スイッチング素子Ｓ３、第４コンデンサＣ７、第４スイッチング素子Ｓ４及び第４リアクトルＬ４を含む。第３スイッチング素子Ｓ３、第４コンデンサＣ７及び第４スイッチング素子Ｓ４は直列接続され、高圧直流部の中間電位点Ｍと負側バスとの間に接続される。第４リアクトルＬ４は、第４コンデンサＣ７と第４スイッチング素子Ｓ４との接続点と、高圧直流部の中間電位点Ｍの間に接続される。第３スイッチング素子Ｓ３と第４コンデンサＣ７との接続点が第２スイッチ部３２の低圧側端子に接続される。

　制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオフ状態、並びに第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態に制御することにより、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２、第３リアクトルＬ３及び第４リアクトルＬ４にエネルギーを蓄積することができる。

　制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、並びに第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオフ状態に制御することにより、第１リアクトルＬ１、第２リアクトルＬ２、第３リアクトルＬ３及び第４リアクトルＬ４に蓄積されたエネルギーを放出することができる。第３リアクトルＬ３及び第４リアクトルＬ４から放出されたエネルギーはそれぞれ、第３コンデンサＣ６及び第４コンデンサＣ７を介して高圧側直流部に伝達される。この状態では、低圧側直流部の電圧が昇圧されて高圧側直流部に伝達される。

　実施例２によれば、第２直流電源２から第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２に供給される電流を略一定にでき、入力電圧の高調波ノイズを低減することができる。

　なお実施例２においても、デューティ比＝０．５を境に、昇圧モードと降圧モードを切り替えることができる。また双方向に電力を伝達することができる。

（実施例３）
　図９は、実施例３に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３の構成を説明するための図である。実施例３では、第１スイッチ部３１及び第２スイッチ部３２を、ソフトスイッチング方式の昇降圧チョッパで構成する。

　第１スイッチ部３１は、第１スイッチング素子Ｓ１、第３リアクトルＬ３及び第２スイッチング素子Ｓ２を含む。第１スイッチング素子Ｓ１、第３リアクトルＬ３１及び第２スイッチング素子Ｓ２は直列接続され、高圧直流部の正側バスと中間電位点Ｍの間に接続される。第３リアクトルＬ３と第２スイッチング素子Ｓ２との接続点が第１スイッチ部３１の低圧側端子に接続される。

　第２スイッチ部３２は、第３スイッチング素子Ｓ３、第４リアクトルＬ４及び第４スイッチング素子Ｓ４を含む。第３スイッチング素子Ｓ３、第４リアクトルＬ４及び第４スイッチング素子Ｓ４は直列接続され、高圧直流部の中間電位点Ｍと負側バスとの間に接続される。第３スイッチング素子Ｓ３と第４リアクトルＬ４との接続点が第２スイッチ部３２の低圧側端子に接続される。

　制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオフ状態、並びに第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオン状態に制御することにより、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２にエネルギーを蓄積することができる。

　制御部４０は、第１スイッチング素子Ｓ１及び第４スイッチング素子Ｓ４をオン状態、並びに第２スイッチング素子Ｓ２及び第３スイッチング素子Ｓ３をオフ状態に制御することにより、第１リアクトルＬ１及び第２リアクトルＬ２に蓄積されたエネルギーを放出することができる。この状態では、低圧側直流部の電圧が昇圧されて高圧側直流部に伝達される。

　第３リアクトルＬ３及び第１コンデンサＣ３は、第１スイッチング素子Ｓ１がオンで第２スイッチング素子Ｓ２がオフの状態において、電流を振動させるための共振回路を構成する。第１スイッチング素子Ｓ１と第２スイッチング素子Ｓ２のオン／オフが切り替わるタイミングで電流がゼロになり、ＺＣＳ（Zero Current Siching）が実現される。これにより、高効率化を図ることができる。

　同様に第４リアクトルＬ４及び第２コンデンサＣ４は、第４スイッチング素子Ｓ４がオンで第３スイッチング素子Ｓ３がオフの状態において、電流を振動させるための共振回路を構成する。第３スイッチング素子Ｓ３と第４スイッチング素子Ｓ４のオン／オフが切り替わるタイミングで電流がゼロになり、ＺＣＳが実現される。これにより、高効率化を図ることができる。

　図１０は、実施の形態の応用例に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３の構成を説明するための図である。実施の形態の応用例では、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２を、コアを共通にした磁気結合リアクトルＬｃ１で構成している。第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２の通電時に、相互に磁束を強め合う方向に閉磁路が形成されるように、第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２が共通のコアに設置される。図４（ａ）－（ｄ）に示したような昇圧動作時または図５（ａ）－（ｄ）に示したような降圧動作時に、第１リアクトルＬ１に流れる電流と第２リアクトルＬ２に流れる電流によって、相互に磁束を強め合うように相互インダクタンスが発生する。

　以上説明したように実施の形態によれば、高圧側直流部の中間電位点Ｍに対して、プラス側とマイナス側に上下対称で同じ回路構成を持つＤＣ／ＤＣ変換装置３を構築する。リアクトルもプラス側とマイナス側に分散配置する。これにより、入力側と出力側の中点の対地電圧が安定し、対地電圧の変動に起因する漏洩電流を低減することができる。また、コモンモードノイズも低減することができる。また第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２を同一仕様にすることで上下の対称性を確保しつつ、量産によるリアクトルの単価削減効果を得ることができる。また第１リアクトルＬ１と第２リアクトルＬ２を別体で構成せずに、昇圧動作時または降圧動作時に、内部の磁束を強め合うように磁気結合リアクトルＬｃ１を構成すれば、リアクトルの小型化・軽量化・低コスト化を図ることができる。

　上記特許文献１の図２（ｂ）に開示されるような、スイッチトキャパシタ型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、スイッチ部（通電制御部）に、リアクトル及びコンデンサのいずれも含まれていない。したがって、上記実施例２に示したような入力電圧の特性改善効果が得られない。また上記実施例３に示したようなソフトスイッングによる効率改善効率が得られない。また上記実施例１に示したようなスイッング素子の低耐圧化による効率およびサイズの改善効果が得られない。

　以上、本開示を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本開示の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

　上記実施例１では、フライングキャパシタ回路の構成例として、直列接続された４つのスイッチング素子と、１つのフライングキャパシタを使用する１段のフライングキャパシタ回路を例に挙げた。この点、さらに段数を増やしたフライングキャパシタ回路を使用することもできる。

　図１１（ａ）－（ｃ）は、フライングキャパシタ回路の構成例を示す図である。図１１（ａ）は１段のフライングキャパシタ回路を示す。図１１（ａ）に示すフライングキャパシタ回路は、上記実施例１で説明した回路構成と同様である。

　図１１（ｂ）は２段のフライングキャパシタ回路を示す。２段のフライングキャパシタ回路では、直列接続された６つのスイッチング素子Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２と、２つのフライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２を備える。１番内側のフライングキャパシタＣ１１は、２つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３に対して並列に接続され、１／６Ｅの電圧を維持するように制御される。本明細書ではＥは、高圧側直流部の電圧を示す。内側から２番目のフライングキャパシタＣ１２は、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４に対して並列に接続され、１／６Ｅの電圧を維持するように制御される。

　図１１（ｃ）は３段のフライングキャパシタ回路を示す。３段のフライングキャパシタ回路では、直列接続された６つのスイッチング素子Ｓ１３、Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２、Ｓ４３と、３つのフライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２、Ｃ１３を備える。１番内側のフライングキャパシタＣ１１は、２つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３に対して並列に接続され、１／８Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から２番目のフライングキャパシタＣ１２は、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４に対して並列に接続され、２／８Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から３番目のフライングキャパシタＣ１３は、６つのスイッチング素子Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２に対して並列に接続され、３／８Ｅの電圧を維持するように制御される。

　図１２は、Ｎ（Ｎは自然数）段のフライングキャパシタ回路を示す。Ｎ段のフライングキャパシタ回路では、直列接続された（２Ｎ＋２）個のスイッチング素子Ｓ１ｎ、・・・、Ｓ１３、Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２、Ｓ４３、・・・、Ｓ４ｎと、Ｎ個のフライングキャパシタＣ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、・・・、Ｃ１ｎを備える。１番内側のフライングキャパシタＣ１１は、２つのスイッチング素子Ｓ２、Ｓ３に対して並列に接続され、１／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から２番目のフライングキャパシタＣ１２は、４つのスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４に対して並列に接続され、２／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。内側から３番目のフライングキャパシタＣ１３は、６つのスイッチング素子Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２に対して並列に接続され、３／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。最も外側のフライングキャパシタＣ１ｎは、２Ｎ個のＳ１（ｎ－１）、・・・、Ｓ１３、Ｓ１２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ４２、Ｓ４３、・・・、Ｓ４（ｎ－１）に対して並列に接続され、Ｎ／（２Ｎ＋２）Ｅの電圧を維持するように制御される。

　図２に示した第１フライングキャパシタ回路及び第２フライングキャパシタ回路では、図１１（ａ）に示した１段のフライングキャパシタ回路を使用している。１段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路の中点と第２フライングキャパシタ回路の中点との間に３レベル（Ｅ、１／２Ｅ、０）の電圧を発生させることが可能となる。図１１（ｂ）に示した２段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路の中点と第２フライングキャパシタ回路の中点との間に５レベル（Ｅ、２／３Ｅ、１／２Ｅ、１／３Ｅ、０）の電圧を発生させることが可能となる。図１１（ｃ）に示した３段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路の中点と第２フライングキャパシタ回路の中点との間に７レベル（Ｅ、３／４Ｅ、５／８Ｅ、１／２Ｅ、３／８Ｅ、１／４Ｅ、０）の電圧を発生させることが可能となる。図１２に示したＮ段のフライングキャパシタ回路を使用すると、第１フライングキャパシタ回路の中点と第２フライングキャパシタ回路の中点との間に（２Ｎ＋１）レベルの電圧を発生させることが可能となる。

　フライングキャパシタ回路の段数を増やすほど、安価で耐圧が低いスイッチング素子を使用することができる一方、使用するスイッチング素子の数が増大する。従って設計者は、トータルのコストとトータルの変換効率を考慮して、フライングキャパシタ回路の最適な段数を決定すればよい。また、高圧側直流部の電圧が１０００Ｖを超えるアプリケーションや、１００００Ｖを超えるアプリケーションでは、各スイッチング素子の耐圧を下げるために、フライングキャパシタ回路の段数を増やすことが有効である。

　図１３は、実施例１の変形例１に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３の構成を説明するための図である。変形例１に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３は、単方向の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータであり、低圧側直流部から高圧側直流部へは電力を伝送することができない。変形例１に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３では、第３スイッチング素子Ｓ３、第４スイッチング素子Ｓ４、第５スイッチング素子Ｓ５及び第６スイッチング素子Ｓ６の代わりに、４つのダイオード素子（第３ダイオードＤ３、第４ダイオードＤ４、第５ダイオードＤ５及び第６ダイオードＤ６）が使用される。これにより、スイッチング素子とドライバの数を減らすことができ、コストを削減することができる。変形例１に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３は例えば、第１直流電源１から基準電圧（例えば、ＤＣ１２Ｖ、ＤＣ２４Ｖ、ＤＣ４８Ｖ）を生成する降圧回路として使用可能である。

　図１４は、実施例１の変形例２に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３の構成を説明するための図である。変形例２に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３は、単方向の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータであり、高圧側直流部から低圧側直流部へは電力を伝送することができない。変形例２に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３では、第１スイッチング素子Ｓ１、第２スイッチング素子Ｓ２、第７スイッチング素子Ｓ７及び第８スイッチング素子Ｓ８の代わりに、４つのダイオード素子（第１ダイオードＤ１、第２ダイオードＤ２、第７ダイオードＤ７及び第８ダイオードＤ８）が使用される。これにより、スイッチング素子とドライバの数を減らすことができ、コストを削減することができる。変形例２に係るＤＣ／ＤＣ変換装置３は例えば、太陽電池用の昇圧回路として使用可能である。

　なお、実施の形態は、以下の項目によって特定されてもよい。

［項目１］
　高圧側直流部と並列に直列接続された第１コンデンサ（Ｃ３）及び第２コンデンサ（Ｃ４）と、
　前記高圧側直流部と並列に直列接続された第１スイッチ部（３１）及び第２スイッチ部（３２）と、
　低圧側直流部の正側端子と、前記第１スイッチ部（３１）の低圧側端子に接続された第１リアクトル（Ｌ１）と、
　前記低圧側直流部の負側端子と、前記第２スイッチ部（３２）の低圧側端子間に接続された第２リアクトル（Ｌ２）と、を備え、
　前記第１コンデンサ（Ｃ３）と前記第２コンデンサ（Ｃ４）との間の接続点と、前記第１スイッチ部（３１）と前記第２スイッチ部（３２）との間の接続点が、前記高圧側直流部の中間電位で接続され、
　前記第１スイッチ部（３１）は、スイッチング素子（Ｓ１、Ｓ２）と、コンデンサ（Ｃ６）及びリアクトル（Ｌ３）の少なくとも一方を含み、
　前記第２スイッチ部（３２）は、前記第１スイッチ部（３１）と同一構成であり、
　前記第１リアクトル（Ｌ１）と前記第２リアクトル（Ｌ２）が同一仕様のリアクトルであることを特徴とするＤＣ／ＤＣ変換装置（３）。
　中点に対して上下対称の回路構成にすることで、対地電圧の変動に起因する漏洩電流を低減することができる。
［項目２］
　前記第１リアクトル（Ｌ１）と前記第２リアクトル（Ｌ２）は磁気結合リアクトル（Ｌｃ１）を形成し、前記ＤＣ／ＤＣ変換装置（３）の昇圧動作または降圧動作時に、相互に磁束を強め合うことを特徴とする項目１に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置（３）。
　これによれば、小型化・軽量化・低コスト化を図ることができる。
［項目３］
　前記第１スイッチ部（３１）は、
　前記第１コンデンサ（Ｃ３）と並列に直列接続された第１スイッチング素子（Ｓ１）、第３コンデンサ（Ｃ６）及び第２スイッチング素子（Ｓ２）と、
　前記第１スイッチング素子（Ｓ１）と前記第３コンデンサ（Ｃ６）の接続点と、前記高圧側直流部の中間電位点の間に接続される第３リアクトル（Ｌ３）と、を含み、
　前記第３コンデンサ（Ｃ６）と前記第２スイッチング素子（Ｓ２）との接続点が前記第１スイッチ部（３１）の前記低圧側端子に接続され、
　前記第２スイッチ部（３２）は、
　前記第２コンデンサ（Ｃ４）と並列に直列接続された第３スイッチング素子（Ｓ３）、第４コンデンサ（Ｃ７）及び第４スイッチング素子（Ｓ４）と、
　前記第４コンデンサ（Ｃ７）と前記第４スイッチング素子（Ｓ４）の接続点と、前記高圧側直流部の中間電位点の間に接続される第４リアクトル（Ｌ４）と、を含み、
　前記第３スイッチング素子（Ｓ３）と前記第４コンデンサ（Ｃ７）との接続点が前記第２スイッチ部（３２）の前記低圧側端子に接続されることを特徴とする項目１または２に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置（３）。
　これによれば、低圧直流部からリアクトル（Ｌ１、Ｌ２）に供給される電流を略一定にでき、入力電圧の高調波ノイズを低減することができる。
［項目４］
　前記第１スイッチ部（３１）は、
　前記第１コンデンサ（Ｃ３）と並列に直列接続された第１スイッチング素子（Ｓ１）、第３リアクトル（Ｌ３）及び第２スイッチング素子（Ｓ２）を含み、
　前記第３リアクトル（Ｌ３）と前記第２スイッチング素子（Ｓ２）との接続点が前記第１スイッチ部（３１）の前記低圧側端子に接続され、
　前記第２スイッチ部（３２）は、
　前記第２コンデンサ（Ｃ４）と並列に直列接続された第３スイッチング素子（Ｓ３）、第４リアクトル（Ｌ４）及び第４スイッチング素子（Ｓ４）を含み、
　前記第３スイッチング素子（Ｓ３）と前記第４リアクトル（Ｌ４）との接続点が前記第２スイッチ部（３２）の前記低圧側端子に接続されることを特徴とする項目１または２に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置（３）。
　これによれば、ソフトスイッチングを実現でき、高効率化を図ることができる。

　本開示は、フライングキャパシタを用いたマルチレベルコンバータに利用可能である。

　１　第１直流電源、　２　第２直流電源、　３　ＤＣ／ＤＣ変換装置、　３０　ＤＣ／ＤＣ変換部、　３１，３２　スイッチ部、　４０　制御部、　Ｓ１－Ｓ８　スイッチング素子、　Ｄ１－Ｄ８　ダイオード、　Ｃ１，Ｃ２　フライングキャパシタ、　Ｃ３－Ｃ７　コンデンサ、　Ｌ１－Ｌ４　リアクトル。

Claims (4)

1. 　高圧側直流部と並列に直列接続された第１コンデンサ及び第２コンデンサと、
   　前記高圧側直流部と並列に直列接続された第１スイッチ部及び第２スイッチ部と、
   　低圧側直流部の正側端子と、前記第１スイッチ部の低圧側端子に接続された第１リアクトルと、
   　前記低圧側直流部の負側端子と、前記第２スイッチ部の低圧側端子間に接続された第２リアクトルと、を備え、
   　前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの間の接続点と、前記第１スイッチ部と前記第２スイッチ部との間の接続点が、前記高圧側直流部の中間電位で接続され、
   　前記第１スイッチ部は、スイッチング素子と、コンデンサ及びリアクトルの少なくとも一方を含み、
   　前記第２スイッチ部は、前記第１スイッチ部と同一構成であり、
   　前記第１リアクトルと前記第２リアクトルが同一仕様のリアクトルであることを特徴とするＤＣ／ＤＣ変換装置。
2. 　前記第１リアクトルと前記第２リアクトルは磁気結合リアクトルを形成し、前記ＤＣ／ＤＣ変換装置の昇圧動作または降圧動作時に、相互に磁束を強め合うことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置。
3. 　前記第１スイッチ部は、
   　前記第１コンデンサと並列に直列接続された第１スイッチング素子、第３コンデンサ及び第２スイッチング素子と、
   　前記第１スイッチング素子と前記第３コンデンサの接続点と、前記高圧側直流部の中間電位点の間に接続される第３リアクトルと、を含み、
   　前記第３コンデンサと前記第２スイッチング素子との接続点が前記第１スイッチ部の前記低圧側端子に接続され、
   　前記第２スイッチ部は、
   　前記第２コンデンサと並列に直列接続された第３スイッチング素子、第４コンデンサ及び第４スイッチング素子と、
   　前記第４コンデンサと前記第４スイッチング素子の接続点と、前記高圧側直流部の中間電位点の間に接続される第４リアクトルと、を含み、
   　前記第３スイッチング素子と前記第４コンデンサとの接続点が前記第２スイッチ部の前記低圧側端子に接続されることを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置。
4. 　前記第１スイッチ部は、
   　前記第１コンデンサと並列に直列接続された第１スイッチング素子、第３リアクトル及び第２スイッチング素子を含み、
   　前記第３リアクトルと前記第２スイッチング素子との接続点が前記第１スイッチ部の前記低圧側端子に接続され、
   　前記第２スイッチ部は、
   　前記第２コンデンサと並列に直列接続された第３スイッチング素子、第４リアクトル及び第４スイッチング素子を含み、
   　前記第３スイッチング素子と前記第４リアクトルとの接続点が前記第２スイッチ部の前記低圧側端子に接続されることを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣ変換装置。

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