WO2021019779A1 - 電気車制御装置 - Google Patents

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WO2021019779A1
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inverter
conductor
phase
control device
electric vehicle
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西尾　直樹
白木　康博
隆義 三木
伸翼 角井
山崎　尚徳
将 加藤
徹大 菅原
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三菱電機株式会社
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    • H02P2207/01—Asynchronous machines

Definitions

  • the present invention relates to an electric vehicle control device that controls a plurality of induction motors with one inverter.
  • a ground element which is a receiver for various traffic lights, is placed on the track on which the electric vehicle runs.
  • electric vehicles have regulations on leakage noise.
  • Patent Document 1 in order to suppress common mode noise, a hollow core made of a ferromagnetic material such as ferrite or amorphous metal is arranged around the wiring between the inverter and the electric motor which is the load. It is stated that it should be done.
  • the filter characteristics of the filter parts need to be determined according to the impedance including the induction motor.
  • the manufacturer of the induction motor and the manufacturer of the electric vehicle control device are not always the same. In this case, relying on the additional filter parts increases the design man-hours in the manufacturer of the electric vehicle control device and increases the adjustment work in the actual vehicle. Therefore, it is desired to suppress leakage noise without relying on the addition of filter parts.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain an electric vehicle control device capable of suppressing leakage noise without relying on the addition of filter parts.
  • the present invention is an electric vehicle control device that controls a plurality of induction motors with one inverter in order to solve the above-mentioned problems and achieve the object.
  • the electric vehicle control device includes a first inverter that controls a first electric motor group composed of a plurality of induction motors, and a second inverter that controls a second electric motor group composed of a plurality of induction motors.
  • Induction motors belonging to the first electric motor group are mounted on different carriages
  • induction motors belonging to the second electric motor group are mounted on different carriages.
  • the first inverter and the induction motor belonging to the first electric motor group are connected by the first conductor
  • the second inverter and the induction motor belonging to the second electric motor group are connected by the second conductor. ..
  • the first length which is the distance between the centers of the first conductor and the second conductor between each of the first and second inverters and the carriage, is the distance of the conductor portion in the cross section of the first conductor. It is three times or less the average value of the second length, which is the maximum length, and the third length, which is the maximum length of the conductor portion in the cross section of the second conductor.
  • FIG. 4 is a diagram used to explain a method for generating a pulse width modulation (PWM) control signal applied to a semiconductor element of each arm shown in FIG.
  • PWM pulse width modulation
  • FIG. 4 shows the PWM control signal generated by each phase voltage command shown in FIG.
  • FIG. 2 used to explain the leakage current.
  • the figure which shows the common mode voltage generated by the PWM control signal shown in FIG. The figure which shows the structural example of the inverter main circuit which concerns on Embodiment 1.
  • the figure which shows the arrangement example of the induction motor in Embodiment 1. The figure used for explaining the variation of the voltage command given to the leg of each group and each phase in Embodiment 1.
  • the figure which shows the circuit structure of the electric vehicle control device which concerns on the comparative example of FIG. The figure which shows the arrangement example of the induction motor different from FIG. 10 in Embodiment 1.
  • FIG. The figure which shows the arrangement example of the cooler in Embodiment 1.
  • FIG. 1 A block diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the functions of the control unit according to the first to fourth embodiments.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of the electric vehicle control device according to the first embodiment.
  • Electric vehicle control apparatus 10 according to the first embodiment includes a capacitor 11, a first inverter 12 1, a second inverter 12 2, and a control unit 20.
  • the first inverter 12 1 is connected to two induction motors 18 1 and 182 belonging to the first electric motor group 16 1 by a first conductor 141.
  • the second inverter 12 2, the second conductor 14 2 is connected to the second motor group 16 2 belonging to the two induction motors 18 3, 18 4.
  • the first conductor 14 1 includes a first inverter 12 1, an electric wiring for electrically connecting between the two induction motors 18 1, 18 2.
  • the second conductor 14 2, a second inverter 12 2 is an electric wiring for electrically connecting between the two induction motors 18 3, 18 4.
  • First conductor 14 1 and the second conductor 14 2, if member with electrical connections capable conductivity may be used What.
  • the first inverter 12 1 and the second inverter 12 2 are housed in the same housing 6.
  • the housing 6 is provided with a positive terminal P and a negative terminal N.
  • inverter 12 when the first inverter 12 1 and the second inverter 12 2 are not distinguished, it may be referred to as "inverter 12". Further, the induction motor 18 1, 18 2, 18 3, 18 4 when not distinguished may be referred to as “the induction motor 18 '.
  • the DC power supplied from the overhead wire 1 is supplied to the electric vehicle control device 10 via the current collector 2 and the reactor 5. Beyond the overhead line 1, there is a substation (not shown), and the overhead line 1 is positioned as an external power source when viewed from the electric vehicle control device 10.
  • the overhead wire voltage which is the voltage of the overhead wire 1 applied to the current collector 2, and the conversion capacity of the electric vehicle control device 10 differ depending on the drive system.
  • the overhead line voltage range is approximately 600 to 3000 [V].
  • the conversion capacity range is from several tens to several hundreds [kVA].
  • the positive terminal P of the electric vehicle control device 10 is connected to the reactor 5.
  • the negative terminal N of the electric vehicle control device 10 is connected to the rail 4 via the wheel 3.
  • an overhead electric wire is shown as an overhead wire 1
  • a pantograph-shaped current collector is shown as a current collector 2
  • the overhead line 1 may be a third rail used in a subway or the like, and the current collector 2 may use a current collector for the third rail in accordance with this.
  • FIG. 1 shows a case where the overhead wire 1 is a DC overhead wire
  • the overhead wire 1 may be an AC overhead wire.
  • a transformer for stepping down the AC voltage received is provided instead of the reactor 5, and the AC voltage output from the transformer is converted to a DC voltage in the subsequent stage of the transformer.
  • a converter to convert is provided.
  • the capacitor 11 is connected between the positive terminal P and the negative terminal N inside the electric vehicle control device 10.
  • the capacitor 11 is the first inverter 12 1 and the second inverter 12 2 on the input side, is connected in parallel with the first inverter 12 1 and the second respective ends of the inverter 12 2.
  • the capacitor 11 smoothes the applied DC voltage. Further, the capacitor 11 is connected to the reactor 5 and constitutes an LC filter circuit together with the reactor 5. This LC filter circuit suppresses the surge voltage flowing in from the overhead wire 1 side. Further, the LC filter circuit suppresses the magnitude of the ripple component of the current flowing through the inverter 12.
  • the inverter 12 is a power conversion circuit that supplies electric power to the induction motor 18. Under the control of the control unit 20, the operation of the inverter 12 converts the DC voltage of the capacitor 11 into an AC voltage of an arbitrary frequency having an arbitrary voltage value and applies it to the corresponding induction motor 18.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional general electric vehicle control device.
  • the components corresponding to FIG. 1 are designated by the same reference numerals.
  • the electric vehicle control device is generally configured to collectively control four induction motors 18 with one inverter 12.
  • the traction motor is an induction motor
  • torque is generated by slip, which is the difference between the rotation frequency and the drive voltage frequency.
  • slip is the difference between the rotation frequency and the drive voltage frequency.
  • FIG. 3 is a diagram showing an arrangement example of a conventional general induction motor in an electric vehicle.
  • the components corresponding to FIG. 2 are designated by the same reference numerals.
  • the four induction motors 18 are separately mounted on the two bogies 24.
  • the bogie 24 has a structure supported by two axles 56, and the vehicle 40 is supported by two bogies 24.
  • the torque generated in the four induction motors 18 is transmitted to the axle 56 via a speed reducer (not shown) and becomes a propulsive force for the vehicle 40.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a conventional general inverter main circuit.
  • the inverter main circuit includes upper arm semiconductor elements UPI, VPI, and WPI, and lower arm semiconductor elements UNI, VNI, and WNI.
  • UPI upper arm semiconductor elements
  • VPI voltage regulator
  • WPI lower arm semiconductor elements
  • each arm connects two semiconductor elements in parallel.
  • the same control signal is given to each semiconductor element connected in parallel.
  • the semiconductor element UPI and the semiconductor element UNI are connected in series to form a U-phase leg.
  • the semiconductor element VPI and the semiconductor element VNI are connected in series to form a V-phase leg.
  • the semiconductor element WPI and the semiconductor element WNI are connected in series to form a W-phase leg.
  • the U-phase, V-phase, and W-phase legs are connected in parallel to each other to form a three-phase bridge circuit. In each arm, the same control signal is given to each semiconductor element connected in parallel.
  • FIG. 5 is a diagram used for explaining a method for generating a PWM control signal given to the semiconductor element of each arm shown in FIG.
  • FIG. 5 shows a sine wave U-phase voltage command 26U, a V-phase voltage command 26V, a W-phase voltage command 26W, and a triangular wave carrier 28.
  • the horizontal axis represents the phase angle
  • the vertical axis represents the amplitude value. 1 [Vpu] on the vertical axis corresponds to 1/2 of the voltage amplitude applied to the inverter 12, in other words, 1/2 of the DC voltage which is the voltage of the capacitor 11.
  • FIG. 6 is a diagram showing PWM control signals generated by each phase voltage command shown in FIG. From the upper side, the U-phase PWM control signal, the V-phase PWM control signal, and the W-phase PWM control signal are shown in this order.
  • the horizontal axis of FIG. 6 has the same phase angle as that of FIG.
  • the control unit 20 compares the U-phase voltage command 26U with the carrier 28 which is a triangular wave signal. When the U-phase voltage command 26U is larger than the carrier 28, it is “ON”, and when the U-phase voltage command 26U is the carrier 28 or less, it is “OFF”. In this way, the U-phase PWM control signal shown in the upper part of FIG. 6 is generated. Similar to the U-phase PWM control signal, the V-phase PWM control signal and the W-phase PWM control signal are also generated by comparing each of the V-phase voltage command 26V and the W-phase voltage command 26W with the carrier 28. The V-phase PWM control signal and the W-phase PWM control signal generated at this time are shown in the middle and lower portions of FIG. 6, respectively.
  • FIG. 7 is a diagram showing an equivalent circuit of FIG. 2 used for explaining the leakage current.
  • the induction motor 18 is represented by an inductance circuit symbol.
  • the neutral point potential of the three-phase motor fluctuates. Therefore, as shown in FIG. 7, an equivalent circuit in which the stray capacitance 34 is connected is formed between the neutral point potential 32 of the induction motor 18 and the reference potential 31 which is the ground potential.
  • the neutral point potential 32 contains a high frequency component due to PWM control. Therefore, when the U-phase voltage 33U, the V-phase voltage 33V, and the W-phase voltage 33W are applied to the induction motor 18, the leakage current 35 flows through the floating capacity 34.
  • the potential difference between the neutral point potential 32 and the reference potential 31 is called "common mode voltage".
  • the common mode voltage is calculated as (Vu + Vv + Vw) / 3.
  • Vu is the amplitude of the U-phase voltage 33U
  • Vv is the amplitude of the V-phase voltage 33V
  • Vw is the amplitude of the W-phase voltage 33W.
  • FIG. 8 is a diagram showing a common mode voltage generated by the PWM control signal shown in FIG.
  • the horizontal axis represents the phase angle and the vertical axis represents the amplitude of the common mode voltage.
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration example of the inverter main circuit according to the first embodiment.
  • Inverter main circuit according to the first embodiment includes a first inverter 12 1 and the second inverter 12 2.
  • the first inverter 12 1 and the second inverter 12 2 are connected in parallel to both ends of the capacitor 11 on their respective input sides.
  • First inverter 12 1 includes a semiconductor element of the upper arm and the semiconductor device in the lower arm are connected in series the three phases of U-phase leg 22U, having a V-phase leg 22V and W-phase leg 22W.
  • the U-phase leg 22U, the V-phase leg 22V, and the W-phase leg 22W are connected in parallel to each other to form a three-phase bridge circuit.
  • the second inverter 12 2 includes a semiconductor element of the upper arm and the semiconductor device in the lower arm are connected in series the three phases of the X phase leg 22X, having a Y-phase leg 22Y and Z phase leg 22Z.
  • the X-phase leg 22X, the Y-phase leg 22Y, and the Z-phase leg 22Z are connected in parallel to each other to form a three-phase bridge circuit.
  • each arm is parallelized, whereas in the first embodiment shown in FIG. 9, it is characterized in that it is parallelized in units of inverters.
  • FIG. 10 is a diagram showing an arrangement example of the induction motor according to the first embodiment.
  • the components corresponding to FIG. 1 are designated by the same reference numerals.
  • the first inverter 12 1 and the second inverter 12 2 are provided under the floor in the central portion of the vehicle 40 and are housed in the housing 6.
  • the first electric motor group 16 the two induction motors belonging to a 18 1, 18 2 includes a first carriage 24 1 is mounted is divided into a second carriage 24 2.
  • the second motor group 16 of two belonging to the second induction motor 18 3, 18 4 is also the first carriage 24 1 is mounted is divided into a second carriage 24 2. That is, the first carriage 24 1, one and the induction motor 18 1 belonging to the first electric motor group 16 1, and one of the induction motor 18 3 belonging to the second motor group 16 2 is mounted There is. Further, in the second carriage 24 2, 2 and the first electric motor group 16 1 belonging to other one induction motor 18, the second motor group 16 2 other one induction motor 18 4 belonging to the mounting Has been done.
  • first conductor 14 1 and the second conductor 14 2 they are arranged close together. Note that the one first conductor 14 1 and disposing distance between conductors extent close to the between the second conductor 14 2, described later.
  • FIG. 11 is a diagram used for explaining variations of voltage commands given to the legs of each group and each phase in the first embodiment.
  • (A) to (c) shown in the upper part of FIG. 11 are patterns in which the phase rotations between the groups are in the same direction.
  • (D) to (f) shown in the lower part of FIG. 11 are patterns in which the phase rotation between the groups is in the opposite direction.
  • the term "U” refers to the voltage command of the U-phase is the first phase of the first inverter 12 1.
  • V represents a voltage command V-phase is the first of the second phase of the inverter 12 1,
  • W highlighting the first third inverter 12 1 It represents the voltage command of the W phase, which is the phase.
  • the voltage command of each phase is a vector, and the counterclockwise direction is the direction of rotation of the vector with reference to the U phase. Further, it is assumed that each phase rotates in the order of UVW. Therefore, the V phase is a vector that is 120 degrees behind the U phase with respect to the rotation direction, and the W phase is a vector that is 120 degrees behind the V phase (240 degrees from the U phase) with respect to the rotation direction.
  • the term "X” represents the voltage command of the X phase, which is the first phase of the second inverter 12 2.
  • Y represents a voltage command of the Y-phase is the second of the second phase of the inverter 12 2
  • Z shall be deemed to be replaced with the second inverter 12 2 third It represents the voltage command of the Z phase, which is the phase.
  • the voltage command of each phase is a vector, and the counterclockwise direction is the rotation direction of the vector with reference to the X phase. Further, it is assumed that each phase rotates in the order of XYZ. Therefore, the Y phase is a vector that is 120 degrees behind the X phase with respect to the rotation direction, and the Z phase is a vector that is 120 degrees behind the Y phase (240 degrees from the X phase) with respect to the rotation direction.
  • FIG. 11A is an example in which the U phase and the X phase are vectors in opposite directions, that is, the X phase is a vector having a phase difference of 180 degrees with respect to the U phase.
  • FIG. 11B is an example in which the U phase and the Y phase are vectors in opposite directions, that is, the Y phase is a vector having a phase difference of 180 degrees with respect to the U phase.
  • FIG. 11C shows an example in which the U phase and the Z phase are vectors in opposite directions, that is, the Z phase is a vector having a phase difference of 180 degrees with respect to the U phase.
  • the three phase pairs in which any one phase of the UVW phase and one phase of the corresponding XYZ phase are combined are in an antiphase relationship. I understand.
  • FIG. 12 is a diagram showing a PWM control signal generated by each phase voltage command shown in FIG. 11 (a).
  • FIG. 13 is a diagram showing an equivalent circuit of FIG. 1 used for explaining the leakage current in the first embodiment.
  • a first PWM control signal is a PWM control signal to be supplied to the first inverter 12 1 for controlling the first electric motor group 16 1.
  • the second PWM control signal is a PWM control signal to provide a second inverter 12 2 for controlling the second motor group 16 2.
  • the equivalent circuit of FIG. 1 is represented as shown in FIG.
  • the induction motor 18 1 belonging to the first electric motor group 16 1, U-phase voltage 33U, V-phase voltage 33V and the W-phase voltage 33W is applied. Since the induction motor 18 1 neutral point potential 32 1 vary, between the neutral point potential 32 1 and the reference potential 31, the leakage current 35 1 flows through the stray capacitance 34 1.
  • the induction motor 18 3 belonging to the second motor group 16 2, X-phase voltage 33X, Y-phase voltage 33Y and Z-phase voltage 33Z is applied. Since the neutral point potential 32 3 of the induction motor 18 3 varying, between the neutral point potential 32 3 and the reference potential 31, the leakage current 35 2 flows through the stray capacitance 34 3.
  • the U-phase PWM control signal and the X-phase PWM control signal have waveforms that are inverted from each other.
  • the relationship between the V-phase PWM control signal and the Y-phase PWM control signal and the relationship between the W-phase PWM control signal and the Z-phase PWM control signal are also the same. That is, each phase of the first PWM control signal corresponds to each phase of the second PWM modulation control signal on a one-to-one basis, and the paired PWM control signals have signal waveforms having opposite phases to each other.
  • the directions in which the leakage current flows are opposite between each pair of the U phase and the X phase, the V phase and the Y phase, and the W phase and the Z phase. Therefore, the magnetic field created by the leakage current is canceled out in the section where the electrical wirings of the corresponding phases of each group are arranged close to each other. As a result, the voltage induced in the ground element on the ground side is suppressed.
  • FIG. 13 is shown so that the conductors of the U phase and the X phase, the conductors of the V phase and the Y phase, and the conductors of the W phase and the Z phase are brought close to each other. In order to cancel the magnetic field created by the leakage current, it is effective to install it as shown in FIG. As a means for installing the conductors close to each other, the conductors of the corresponding phases may be twisted and installed. If it can be manufactured, the entire six conductors may be twisted.
  • FIG. 14 is a diagram used for explaining the distance between conductors in the first embodiment.
  • FIG. 14 shows the cross-sectional shapes of the two conductors 50 1 and 502. 14, the conductor 50 1 is a conductor, for example U-phase, conductor 50 2 is a conductor, for example the X phase.
  • Both the conductors 50 1 and 50 2 have a conductor portion 52 and a covering portion 54 which is an insulator that covers the periphery of the conductor portion 52.
  • the cross sections of the conductors 50 1 and 50 2 are both circular.
  • the distance between conductors between the conductor 50 1 and the conductor 50 2 the distance between the cross-sectional center of the conductor 50 1 of the cross-sectional center conductor 50 2. This distance is called the center-to-center distance and is represented by "d”.
  • the relationship of the following equation (1) is satisfied with the diameter a of the conductor portion 52 as a reference length.
  • the center-to-center distance between the conductor 50 1 and the conductor 50 2 is less than 3 times the diameter a of the conductive portion 52.
  • each cross section has a circular, but is not limited thereto. That is, each cross section may be non-circular.
  • the non-circular shape may be a shape other than a circle, such as a polygon such as a triangle or a quadrangle, a shape formed by an ellipse or a plurality of curves.
  • the center-to-center distance between the conductor 50 1 and the conductor 50 2 is referred to as a "first length", represented by "b”. Further, the maximum length of the conductive portion in the conductor 50 1 of the cross-section referred to as a "second length”, represented by "c 1". Further, the maximum length of the conductor portion of the conductor 50 and second section referred to as a "third length", represented by "c 2”. At this time, the condition of the above equation (1) can be rewritten as the following equation (2).
  • the first length of the center-to-center distance between the conductor 50 1 and the conductor 50 2 and the second length is the maximum length of the conductive portion in the conductor 50 1 cross-section, the conductor 50 It is 3 times or less the average value with the third length, which is the maximum length of the conductor portion in the cross section of 2 .
  • FIG. 15 is a diagram showing a circuit configuration of an electric vehicle control device according to a comparative example of FIG.
  • the components corresponding to FIG. 1 are designated by the same reference numerals.
  • first inverter 12 1 DC side, the capacitor 11 1, 1 a filter reactor 76 is connected.
  • the capacitor 11 1 and the filter reactor 76 1 form a first filter circuit.
  • the second DC side of the inverter 12 2 is provided with a capacitor 11 2, a filter reactor 76 2 are connected.
  • Capacitor 11 2 and filter reactor 76 2 constitutes the second filter circuit. That is, FIG. 15, first inverter 12 1 and the second inverter 12 2 is configured to have a separate filter circuit.
  • the first inverter 12 1 and the second inverter 12 2 each perform anti-phase switching operations.
  • the current ripple generated on the DC side of each inverter is also out of phase.
  • the filter circuit of the individual the capacitor voltage in each of the inverter and the first electric motor group 16 1 becomes different in the second electric motor group 16 2.
  • the symmetry of the leakage current generated from each group is broken.
  • FIG. 16 is a diagram showing an arrangement example of an induction motor different from that of FIG. 10 in the first embodiment.
  • the components corresponding to FIG. 10 are designated by the same reference numerals.
  • the inverter and the electric motor may be mounted on separate vehicles from the viewpoint of space under the floor or the weight balance of each vehicle.
  • a first inverter 12 1 and the second inverter 12 2 is mounted.
  • a crossover line 60 which is an electrical wiring between vehicles, is laid in the vehicle.
  • the crossover must have a structure that flexibly deforms in consideration of running and vibration in curved sections. Therefore, the crossover is wired with slack on the ground side. Therefore, the crossover has a shorter distance between the wiring and the ground element than the wiring of other parts, and there is a high concern that the crossover has an undesired effect on the ground element. If the method of the first embodiment described above is adopted for this problem, the leakage currents of the respective groups can be reversed in phase even in the crossover line 60. As a result, the magnetic field is canceled even at the crossover line 60, so that the voltage induced on the ground element can be suppressed.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration example of the cooler according to the first embodiment.
  • Figure 17 is a six semiconductor elements provided in the first inverter 12 1, a second inverter 12 12 semiconductor devices by a six semiconductor elements provided in the 2, the cooler 80 An example of mounting on the fin base 82 is shown.
  • the electrical wiring of each group has a longer portion installed in parallel.
  • the first inverter 12 1, the second inverter 12 2, a is preferably configured for being connected to a common capacitor. Therefore, it is easy to shorten the distance between the first inverter 12 1 and the second inverter 12 2 so that the first inverter 12 1 and the second inverter 12 2 share a common cooler. become. Accordingly, a first inverter 12 1, an inverter device and a second inverter 12 2 can be reduced in size.
  • the first inverter and the induction motor belonging to the first electric motor group are connected by the first conductor, and the second inverter and the second electric motor group are connected. It is connected to the induction motor belonging to the electric motor group of the above by a second conductor.
  • the first length which is the distance between the centers of the first conductor and the second conductor between each of the first and second inverters and the carriage on which the induction motor is mounted, is the first conductor. It is set to be 3 times or less the average value of the second length, which is the maximum length of the conductor portion in the cross section of, and the third length, which is the maximum length of the conductor portion in the cross section of the second conductor.
  • the first inverter and the second inverter may be housed in the same housing.
  • the device can be miniaturized. Further, it is possible to reduce the variation in the impedance of the leakage current path.
  • the section in which the wiring of each group is independently routed can be shortened.
  • one capacitor for smoothing the DC voltage is used, and the DC side of the first inverter and the DC side of the second inverter are both connected in parallel with the one capacitor. It may be. As a result, the symmetry of the output voltage between the first electric motor group and the second electric motor group is increased, so that the canceling effect of the magnetic field created by the leakage current can be enhanced.
  • the first and second conductors may be installed twisted with each other between the first or second inverter and the carriage.
  • the distance between the first conductor and the second conductor can be shortened, so that the magnetic field canceling effect can be enhanced.
  • FIG. 18 is a diagram showing an in-vehicle configuration of the electric vehicle control device according to the second embodiment.
  • the components corresponding to FIG. 10 are designated by the same reference numerals.
  • the pulse voltage applied from the inverter to the motor has an ideal pulse voltage with a rise time or fall time of zero, the common mode voltage in each group will be completely symmetrical. Furthermore, if the impedance of the leakage current path is equal, the magnetic field is completely offset. However, in reality, the rise time and fall time of the voltage waveform do not completely match due to the influence of the delay time of the gate drive circuit or the variation in characteristics of each semiconductor element. Also, the impedance of the leakage current path does not completely match.
  • the first conductor 14 1 is a wiring for each group, and a 2 second conductor 14, which is covered with the same duct 70.
  • the duct 70 is used as a shield member.
  • the wiring of each group is covered with the same duct 70, the magnetic field that remains without being canceled can be shielded. Further, since a slight magnetic field component that affects the surroundings can be shielded, the influence on the ground element can be reduced. Covering with the same duct also has the effect of preventing the impedance of the leakage current path of each group from fluctuating. Needless to say, the number of parts can be reduced as compared with installing ducts individually for each group of wiring.
  • FIG. 19 is a diagram showing an in-vehicle configuration of the electric vehicle control device according to the modified example of the second embodiment.
  • the components corresponding to FIG. 16 are designated by the same reference numerals.
  • ducts cannot be installed in the section of the crossover, ducts will be installed in other parallel sections.
  • Figure 19 except for the section of the connecting wire 60, is installed duct 70 1 to the vehicle 40 1, duct 70 2 is shown an example to be installed in the vehicle 40 2. From the viewpoint of suppressing the variation in leakage impedance, it is desirable that the length of the section in which the wiring of each group is housed in the duct is equal. In other words, the shorter the difference in the wiring length in which the wiring of each group is housed in the duct, the better.
  • the first and second conductors are covered with the same shield member between the first or second inverter and the carriage. ..
  • the shield member shields the magnetic field that is not offset, so that the influence on the ground element can be reduced.
  • FIG. 20 is a diagram showing a configuration around a carriage of the electric vehicle control device according to the third embodiment.
  • the components corresponding to FIG. 10 are designated by the same reference numerals.
  • Figure 20 is a diagram viewing the first carriage 24 1 shown in FIG. 10 from the rail side.
  • the wheels 57, the axle 56 connecting the wheels 57, the first carriage 24 1 supported by the axle 56, and the two induction motors 18 1 mounted on the first carriage 24 1 are shown.
  • 18 3 are shown.
  • the two induction motors 18 1, 18 3 is an electrical connection between the first conductor 14 1 or the second conductor 14 2, the motor connection 58 are shown.
  • the motor connection 58 of the first electric motor group 16 1 belonging induction motor is referred to as "first motor connection section”
  • the part 58 may be referred to as a "second motor connection part”.
  • the section where the wiring of each group is not parallel is made as small as possible.
  • a motor connecting section 58 of the induction motor 18 1 is via an intermediate position L between the motor connecting section 58 of the induction motor 18 3. Then, it is branched at the intermediate position L and connected to each motor connection portion 58.
  • the section in which the first conductor 14 1 and a 2 second conductor 14 is parallel becomes longer, it is possible to reduce the magnetic field component remains without being canceled. As a result, the influence of the leakage current on the ground element can be reduced even in the vicinity of the motor connection portion 58.
  • FIG. 21 is a diagram showing a configuration of an inverter connection portion in the electric vehicle control device according to the fourth embodiment.
  • the inverter connecting part 64 to connect the first conductor 14 1 and the first terminal portion 66 1 for connecting the first inverter 12 1 and the second conductors 14 2 and the second inverter 12 2 It is provided with a second terminal portion 662 for the purpose.
  • the first terminal portion 66 1 has U, V, three terminals consisting of W
  • the second terminal portion 66 2 has X, Y, three terminals consisting of Z.
  • the inverter connection unit 64 can be constructed on an arbitrary surface of the housing 6 for accommodating the first inverter 12 1 and the second inverter 12 2 .
  • the inverter connection portion 64 has a horizontally long rectangular shape.
  • Each terminal of the first U of the terminal unit 66 1, V, W, in the first side 68 side of the two long sides of the inverter connector 64, are arranged side by side at equal intervals in the longitudinal direction There is.
  • X in the second terminal portion 66 2, Y, each of the terminals of the Z, in the second side 69 side of the two long sides of the inverter connecting part 64, arranged side by side at equal intervals in the longitudinal direction Has been done.
  • the X terminal is displaced from the U terminal in the longitudinal direction, but the position in the longitudinal direction may be the same.
  • the relationship between the Y terminal and the V terminal and the Z terminal and the W terminal is the same.
  • the center distance between the U terminal and the V terminal is d 1 .
  • the center distance between the V terminal and the W terminal is d 1
  • the center distance between the U terminal and the W terminal is 2 d 1 .
  • the center distance between the X terminal and the Y terminal is d 1
  • the center distance between the Y terminal and the Z terminal is d 1
  • the X terminal and the Z terminal center distance between is 2d 1. Therefore, d 1 is the shortest distance between the first phase terminal of the terminal unit 66 1, the shortest distance between the second phase terminal of the terminal portion 66 2.
  • the center distance between the U terminal and the X terminal is d 2 .
  • the center distance between the V terminal and the Y terminal and the center distance between the W terminal and the Z terminal are also d 2 .
  • the center distance between the U terminal and the Y terminal and the center distance between the U terminal and the Z terminal are longer than d 2 .
  • the center distance between the X terminal and the V terminal and the center distance between the X terminal and the W terminal are also longer than d 2 . Therefore, d 2 is the shortest distance between the first terminal portion 66 1 and the second terminal portion 66 2.
  • the shortest distance between the first terminal portions 66 1 and 2 the second terminal unit 66, the shortest distance between the first phase terminal of the terminal unit 66 1 or the second terminal portion 66 2 Each terminal is arranged so as to be equal to or less than the shortest distance between each phase terminal of. According to this structure, it is possible to suppress the radiation noise radiated from the housing 6 or the periphery thereof for accommodating the first inverter 12 1 and the second inverter 12 2.
  • FIG. 22 is a block diagram showing an example of a hardware configuration that realizes the functions of the control unit according to the first to fourth embodiments.
  • FIG. 23 is a block diagram showing another example of the hardware configuration that realizes the functions of the control unit according to the first to fourth embodiments.
  • the processor 300 that performs the calculation
  • the memory 302 that stores the program read by the processor 300
  • the input / output of the signal are input / output. It can be configured to include the interface 304 to be performed.
  • the processor 300 may be a computing means such as an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a CPU (Central Processing Unit), or a DSP (Digital Signal Processor).
  • the memory 302 includes a non-volatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Program ROM), or an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM). Examples thereof include magnetic disks, flexible disks, optical disks, compact disks, mini disks, and DVDs (Digital Versaille Disc).
  • the memory 302 stores a program that executes the functions of the control unit 20 according to the first to fourth embodiments.
  • the processor 300 exchanges necessary information via the interface 304, and the processor 300 executes a program stored in the memory 302 to perform the above-described processing.
  • the calculation result by the processor 300 can be stored in the memory 302.
  • the processing circuit 305 shown in FIG. 23 can also be used.
  • the processing circuit 305 corresponds to a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field-Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • the information input to the processing circuit 305 and the information output from the processing circuit 305 can be obtained via the interface 306.

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Abstract

電気車制御装置（１０）は、誘導電動機（１８１，１８２）からなる第１の電動機群（１６１）を制御する第１のインバータ（１２１）と、誘導電動機（１８３，１８４）からなる第２の電動機群（１６２）を制御する第２のインバータ（１２２）と、を備える。第１のインバータ（１２１）と第１の電動機群（１６１）に属する誘導電動機（１８１，１８２）とは、第１の導体（１４１）で接続され、第２のインバータ（１２２）と第２の電動機群（１６２）に属する誘導電動機（１８３，１８４）とは、第２の導体（１４２）で接続される。第１の導体（１４１）と第２の導体（１４２）との間の中心間距離である第１長さは、第１の導体（１４１）の断面における導体部（５２）の最大長である第２長さと、第２の導体（１４２）の断面における導体部（５２）の最大長である第３長さとの平均値の、３倍以下である。

Description

電気車制御装置
　本発明は、１つのインバータで複数の誘導電動機を制御する電気車制御装置に関する。
　電気車が走行する軌道上には、各種信号機の受信機である地上子が配置される。これらの地上子を誤動作させないよう、電気車には、漏洩ノイズに対する規制が定められている。下記特許文献１には、コモンモードノイズを抑制するために、インバータと負荷である電動機との間の配線の周囲に、フェライト又はアモルファス金属等の強磁性体を素材とする中空形状のコアを配置することが記載されている。
特開２００４－１８７３６８号公報
　しかしながら、電気車の床下のスペースは限られている。このため、上記特許文献１に記載のコアのようなフィルタ部品を追設するための十分なスペースがない場合がある。このような場合、フィルタ部品を追設するためのスペースを確保するために、電気車制御装置の仕様の見直しを余儀なくされることがある。
　また、フィルタ部品のフィルタ特性は、誘導電動機を含めたインピーダンスに従って決定する必要がある。ところが、誘導電動機の製造者と、電気車制御装置の製造者とが同じであるとは限らない。この場合、フィルタ部品の追設に頼ることは、電気車制御装置の製造者において設計工数を増大させ、実車両での調整作業を増大させる。このため、フィルタ部品の追設に頼らずに漏洩ノイズを抑制することが望まれる。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、フィルタ部品の追設に頼らずに漏洩ノイズを抑制することができる電気車制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、１つのインバータで複数の誘導電動機を制御する電気車制御装置である。電気車制御装置は、複数の誘導電動機からなる第１の電動機群を制御する第１のインバータと、複数の誘導電動機からなる第２の電動機群を制御する第２のインバータと、を備える。第１の電動機群に属する誘導電動機は、異なる台車に搭載され、第２の電動機群に属する誘導電動機は、異なる台車に搭載される。第１のインバータと第１の電動機群に属する誘導電動機とは、第１の導体で接続され、第２のインバータと第２の電動機群に属する誘導電動機とは、第２の導体で接続される。第１及び第２のインバータのそれぞれと台車との間において、第１の導体と第２の導体との間の中心間距離である第１長さは、第１の導体の断面における導体部の最大長である第２長さと、第２の導体の断面における導体部の最大長である第３長さとの平均値の、３倍以下である。
　本発明に係る電気車制御装置によれば、フィルタ部品の追設に頼らずに漏洩ノイズを抑制することができるという効果を奏する。
実施の形態１に係る電気車制御装置の回路構成を示す図 従来の一般的な電気車制御装置の回路構成を示す図 電気車における従来の一般的な誘導電動機の配置例を示す図 従来の一般的なインバータ主回路の構成例を示す図 図４に示す各アームの半導体素子に与えるパルス幅変調（Ｐｕｌｅｓ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）制御信号の生成手法の説明に用いる図 図５に示す各相電圧指令によって生成されるＰＷＭ制御信号を示す図 漏洩電流の説明に用いる図２の等価回路を示す図 図６に示すＰＷＭ制御信号によって生ずるコモンモード電圧を示す図 実施の形態１に係るインバータ主回路の構成例を示す図 実施の形態１における誘導電動機の配置例を示す図 実施の形態１における各群及び各相のレグに付与する電圧指令のバリエーションの説明に用いる図 図１１（ａ）に示す各相電圧指令によって生成されるＰＷＭ制御信号を示す図 実施の形態１における漏洩電流の説明に用いる図１の等価回路を示す図 実施の形態１における導体間距離の説明に用いる図 図１の比較例に係る電気車制御装置の回路構成を示す図 実施の形態１における図１０とは異なる誘導電動機の配置例を示す図 実施の形態１における冷却器の配置例を示す図 実施の形態２に係る電気車制御装置の車両内の構成を示す図 実施の形態２の変形例に係る電気車制御装置の車両内の構成を示す図 実施の形態３に係る電気車制御装置の台車周辺の構成を示す図 実施の形態４に係る電気車制御装置におけるインバータ接続部の構成を示す図 実施の形態１から実施の形態４における制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１から実施の形態４における制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電気車制御装置について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。また、添付図面においては、各部の縮尺が実際とは異なる場合がある。各図面間においても同様である。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係る電気車制御装置の回路構成を示す図である。実施の形態１に係る電気車制御装置１０は、図１に示すように、コンデンサ１１と、第１のインバータ１２１と、第２のインバータ１２２と、制御部２０とを備える。第１のインバータ１２１は、第１の導体１４１によって、第１の電動機群１６１に属する２台の誘導電動機１８１，１８２と接続されている。第２のインバータ１２２は、第２の導体１４２によって、第２の電動機群１６２に属する２台の誘導電動機１８３，１８４と接続されている。４台の誘導電動機１８１，１８２，１８３，１８４は、電気車を駆動するための主電動機である。
　第１の導体１４１は、第１のインバータ１２１と、２台の誘導電動機１８１，１８２との間を電気的に接続するための電気配線である。第２の導体１４２は、第２のインバータ１２２と、２台の誘導電動機１８３，１８４との間を電気的に接続するための電気配線である。第１の導体１４１及び第２の導体１４２は、電気的接続が可能な導通性のある部材であれば、どのようなものを用いてもよい。
　第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２は、同一の筐体６に収納されている。筐体６には、正側端子Ｐと、負側端子Ｎとが設けられている。
　なお、以下の記載において、第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２を区別しない場合に「インバータ１２」と表記する場合がある。また、誘導電動機１８１，１８２，１８３，１８４を区別しない場合に「誘導電動機１８」と表記する場合がある。
　架線１から供給される直流電力は、集電装置２及びリアクトル５を介し、電気車制御装置１０に供給される。架線１の先には、図示しない変電所があり、架線１は、電気車制御装置１０から見て、外部電源という位置づけである。なお、集電装置２に印加される架線１の電圧である架線電圧、及び電気車制御装置１０の各変換容量は、駆動方式によって異なる。架線電圧の範囲は、おおよそ６００から３０００［Ｖ］である。また、変換容量の範囲は、数十から数百［ｋＶＡ］である。
　電気車制御装置１０の正側端子Ｐはリアクトル５に接続される。電気車制御装置１０の負側端子Ｎは、車輪３を介してレール４に接続される。これにより、架線１から供給される直流電力による直流電流は、リアクトル５、電気車制御装置１０、車輪３及びレール４を介して流れ、変電所に戻る。
　なお、図１では、架線１として架空電線を示し、集電装置２としてパンタグラフ状の集電装置をそれぞれ示しているが、これらに限定されない。架線１としては、地下鉄等で使用されている第三軌条でもよく、これに合わせ、集電装置２は第三軌条用の集電装置を用いてもよい。また、図１では、架線１が直流架線である場合を示しているが、架線１は交流架線でもよい。なお、架線１が交流架線である場合、リアクトル５の代わりに、受電する交流電圧を降圧するための変圧器が設けられ、変圧器の後段には変圧器から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータが設けられる。
　コンデンサ１１は、電気車制御装置１０の内部において、正側端子Ｐと負側端子Ｎとの間に接続される。これにより、コンデンサ１１は、第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２の入力側において、第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２の各両端に並列に接続される。
　コンデンサ１１は、印加される直流電圧を平滑する。また、コンデンサ１１は、リアクトル５に接続され、リアクトル５と共にＬＣフィルタ回路を構成する。このＬＣフィルタ回路は、架線１側から流入するサージ電圧を抑制する。また、ＬＣフィルタ回路は、インバータ１２に流れる電流のリプル成分の大きさを抑制する。インバータ１２は、誘導電動機１８に電力を供給する電力変換回路である。インバータ１２の動作は、制御部２０による制御下で、コンデンサ１１の直流電圧を任意の電圧値を有する任意の周波数の交流電圧に変換して、対応する誘導電動機１８に印加する。
　図２は、従来の一般的な電気車制御装置の回路構成を示す図である。図２において、図１に対応する構成要素には、同一の符号を付して示している。
　従来技術による電気車制御装置は、図２に示すように、１つのインバータ１２で４台の誘導電動機１８を一括で制御する構成が一般的である。主電動機が誘導電動機である場合、回転周波数と駆動電圧周波数との差であるすべりによってトルクが発生する。誘導電動機特有のすべりを利用することで、複数の主電動機を１つのインバータで並列制御することができる。
　図３は、電気車における従来の一般的な誘導電動機の配置例を示す図である。図３において、図２に対応する構成要素には、同一の符号を付して示している。
　４台の誘導電動機１８は、図３に示されるように、２台の台車２４に２台ごとに分けられて搭載されている。台車２４は、２つの車軸５６に支持され、車両４０は、２台の台車２４によって支持される構造である。４台の誘導電動機１８に発生するトルクは、図示しない減速機を介して車軸５６へ伝達され、車両４０の推進力となる。
　図４は、従来の一般的なインバータ主回路の構成例を示す図である。インバータ主回路は、上アームの半導体素子ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩと、下アームの半導体素子ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩと、を備える。但し、図４では、単一の半導体素子では電流容量が不足する場合を想定し、各アームは、２つの半導体素子を並列接続している。並列接続される各半導体素子には、同一の制御信号が与えられる。
　半導体素子ＵＰＩと半導体素子ＵＮＩとは直列に接続されてＵ相レグとなる。半導体素子ＶＰＩと半導体素子ＶＮＩとは直列に接続されてＶ相レグとなる。半導体素子ＷＰＩと半導体素子ＷＮＩとは直列に接続されてＷ相レグとなる。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各レグは、互いに並列に接続されて三相のブリッジ回路を構成する。各アームにおいて、並列接続される各半導体素子には、同一の制御信号が与えられる。
　図５は、図４に示す各アームの半導体素子に与えるＰＷＭ制御信号の生成手法の説明に用いる図である。図５には、正弦波であるＵ相電圧指令２６Ｕ、Ｖ相電圧指令２６Ｖ及びＷ相電圧指令２６Ｗと、三角波であるキャリア２８とが示されている。横軸は位相角であり、縦軸は振幅値を表している。縦軸の１［Ｖｐｕ］は、インバータ１２に印加される電圧振幅の１／２、言い替えるとコンデンサ１１の電圧である直流電圧の１／２に相当する。
　図６は、図５に示す各相電圧指令によって生成されるＰＷＭ制御信号を示す図である。上段側から、Ｕ相ＰＷＭ制御信号、Ｖ相ＰＷＭ制御信号及びＷ相ＰＷＭ制御信号の順で示している。図６の横軸は、図５と同じ位相角である。
　制御部２０は、Ｕ相電圧指令２６Ｕと三角波信号であるキャリア２８を比較する。Ｕ相電圧指令２６Ｕがキャリア２８よりも大きいときは「ＯＮ」、Ｕ相電圧指令２６Ｕがキャリア２８以下のときは「ＯＦＦ」となる。このようにして、図６の上段部に示されるＵ相ＰＷＭ制御信号が生成される。Ｖ相ＰＷＭ制御信号及びＷ相ＰＷＭ制御信号もＵ相ＰＷＭ制御信号と同様に、Ｖ相電圧指令２６Ｖ及びＷ相電圧指令２６Ｗのそれぞれと、キャリア２８との比較によって生成される。このときに生成されるＶ相ＰＷＭ制御信号及びＷ相ＰＷＭ制御信号は、それぞれ図６の中段部及び下段部に示されている。
　図７は、漏洩電流の説明に用いる図２の等価回路を示す図である。図７では、誘導電動機１８をインダクタンスの回路記号で表している。誘電電動機に限らず、三相インバータで三相モータを駆動する場合、三相モータの中性点電位は変動する。このため、図７に示すように、誘導電動機１８の中性点電位３２と接地電位である基準電位３１との間に浮遊容量３４が接続される等価回路が形成される。中性点電位３２は、ＰＷＭ制御に起因する高周波成分を含んでいる。従って、誘導電動機１８にＵ相電圧３３Ｕ、Ｖ相電圧３３Ｖ及びＷ相電圧３３Ｗが印加されると、浮遊容量３４を介して漏洩電流３５が流れる。
　なお、中性点電位３２と基準電位３１との間の電位差は、「コモンモード電圧」と呼ばれる。三相インバータの場合、コモンモード電圧は、（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３と計算される。但し、ＶｕはＵ相電圧３３Ｕの振幅であり、ＶｖはＶ相電圧３３Ｖの振幅であり、ＶｗはＷ相電圧３３Ｗの振幅である。
　図８は、図６に示すＰＷＭ制御信号によって生ずるコモンモード電圧を示す図である。図８において、横軸は位相角、縦軸はコモンモード電圧の振幅を表している。
　漏洩電流は、コモンモード電圧に変化がある度に流れる。また、図８に示されるように、コモンモード電圧の変化は、キャリアの周期よりも短い周期で起こる。従って、漏洩ノイズの抑制には、浮遊容量３４を介して流れる漏洩電流３５の低減が重要となる。
　図９は、実施の形態１に係るインバータ主回路の構成例を示す図である。実施の形態１に係るインバータ主回路は、第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２を有する。第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２は、それぞれの入力側において、コンデンサ１１の両端に並列に接続される。
　第１のインバータ１２１は、上アームの半導体素子と下アームの半導体素子とが直列に接続されて三相分のＵ相レグ２２Ｕ、Ｖ相レグ２２Ｖ及びＷ相レグ２２Ｗを有する。Ｕ相レグ２２Ｕ、Ｖ相レグ２２Ｖ及びＷ相レグ２２Ｗは、互いに並列に接続されて三相のブリッジ回路を構成する。
　第２のインバータ１２２は、上アームの半導体素子と下アームの半導体素子とが直列に接続されて三相分のＸ相レグ２２Ｘ、Ｙ相レグ２２Ｙ及びＺ相レグ２２Ｚを有する。Ｘ相レグ２２Ｘ、Ｙ相レグ２２Ｙ及びＺ相レグ２２Ｚは、互いに並列に接続されて三相のブリッジ回路を構成する。
　三相モータの合計容量が同じであれば、使用する半導体素子の数も同じでよい。従来及び実施の形態１では、共に１２個の半導体素子が用いられている。図４に示す従来例では、各アームを並列化したのに対し、図９に示す実施の形態１では、インバータ単位で並列化した点が特徴である。
　図１０は、実施の形態１における誘導電動機の配置例を示す図である。図１０において、図１に対応する構成要素には、同一の符号を付して示している。
　図１０において、第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２は、車両４０の中央部の床下に設けられて筐体６に収納される。また、第１の電動機群１６１に属する２台の誘導電動機１８１，１８２は、第１の台車２４１と、第２の台車２４２とに分けられて搭載されている。同様に、第２の電動機群１６２に属する２台の誘導電動機１８３，１８４も、第１の台車２４１と、第２の台車２４２とに分けられて搭載されている。即ち、第１の台車２４１には、第１の電動機群１６１に属する１台の誘導電動機１８１と、第２の電動機群１６２に属する１台の誘導電動機１８３とが搭載されている。また、第２の台車２４２には、第１の電動機群１６１に属するもう１台の誘導電動機１８２と、第２の電動機群１６２に属するもう１台の誘導電動機１８４とが搭載されている。
　上記の配置により、第１の導体１４１は、車両４０の中央部に配置された第１のインバータ１２１を経由して、第１の台車２４１と第２の台車２４２との間に設置される。第２の導体１４２も、車両４０の中央部に配置された第２のインバータ１２２を経由して、第１の台車２４１と第２の台車２４２との間に設置される。第１の導体１４１及び第２の導体１４２を設置する際、第１の導体１４１と第２の導体１４２とは、互いに近づけて配置される。なお、第１の導体１４１と第２の導体１４２との間の導体間距離をどの程度近づけて配置するかについては、後述する。
　図１１は、実施の形態１における各群及び各相のレグに付与する電圧指令のバリエーションの説明に用いる図である。図１１の上段部に示す（ａ）から（ｃ）は、群間の相回転が同一方向のパターンである。図１１の下段部に示す（ｄ）から（ｆ）は、群間の相回転が逆方向のパターンである。
　図１１において、「Ｕ」とあるのは、第１のインバータ１２１の第１の相であるＵ相の電圧指令を表している。同様に、「Ｖ」とあるのは、第１のインバータ１２１の第２の相であるＶ相の電圧指令を表し、「Ｗ」とあるのは、第１のインバータ１２１の第３の相であるＷ相の電圧指令を表している。
　各相の電圧指令はベクトルであり、Ｕ相を基準に、反時計回りをベクトルの回転方向とする。また、各相は、ＵＶＷの順で相回転するものとする。従って、Ｖ相は、回転方向に対してＵ相から１２０度遅れたベクトルとなり、Ｗ相は、回転方向に対してＶ相から１２０度（Ｕ相からは２４０度）遅れたベクトルとなる。
　また、「Ｘ」とあるのは、第２のインバータ１２２の第１の相であるＸ相の電圧指令を表している。同様に、「Ｙ」とあるのは、第２のインバータ１２２の第２の相であるＹ相の電圧指令を表し、「Ｚ」とあるのは、第２のインバータ１２２の第３の相であるＺ相の電圧指令を表している。
　各相の電圧指令はベクトルであり、Ｘ相を基準に、反時計回りをベクトルの回転方向とする。また、各相は、ＸＹＺの順で相回転するものとする。従って、Ｙ相は、回転方向に対してＸ相から１２０度遅れたベクトルとなり、Ｚ相は、回転方向に対してＹ相から１２０度（Ｘ相からは２４０度）遅れたベクトルとなる。
　図１１（ａ）は、Ｕ相とＸ相とが逆方向のベクトル、即ちＸ相はＵ相に対して１８０度の位相差を有するベクトルとする例である。図１１（ｂ）は、Ｕ相とＹ相とが逆方向のベクトル、即ちＹ相はＵ相に対して１８０度の位相差を有するベクトルとする例である。図１１（ｃ）は、Ｕ相とＺ相とが逆方向のベクトル、即ちＺ相はＵ相に対して１８０度の位相差を有するベクトルとする例である。
　群間の相回転がＵＶＷ相と、ＸＹＺ相とで逆方向の場合も、上記（ａ）から（ｃ）と同様に３つのパターンが存在し、下段部の左側から（ｄ），（ｅ），（ｆ）の順で示している。
　上記（ａ）から（ｆ）の何れのパターンも、ＵＶＷ相の何れか１つの相と、対応するＸＹＺ相の１つの相とを組合せた３つの相ペアは、逆位相の関係にあることが分かる。
　図１２は、図１１（ａ）に示す各相電圧指令によって生成されるＰＷＭ制御信号を示す図である。図１３は、実施の形態１における漏洩電流の説明に用いる図１の等価回路を示す図である。
　図１２において、第１のＰＷＭ制御信号は、第１の電動機群１６１を制御する第１のインバータ１２１に与えるＰＷＭ制御信号である。第２のＰＷＭ制御信号は、第２の電動機群１６２を制御する第２のインバータ１２２に与えるＰＷＭ制御信号である。
　図１の等価回路は、図１３のように表される。第１の電動機群１６１に属する誘導電動機１８１には、Ｕ相電圧３３Ｕ、Ｖ相電圧３３Ｖ及びＷ相電圧３３Ｗが印加される。誘導電動機１８１の中性点電位３２１は変動するため、中性点電位３２１と基準電位３１との間には、浮遊容量３４１を介した漏洩電流３５１が流れる。
　また、第２の電動機群１６２に属する誘導電動機１８３には、Ｘ相電圧３３Ｘ、Ｙ相電圧３３Ｙ及びＺ相電圧３３Ｚが印加される。誘導電動機１８３の中性点電位３２３は変動するため、中性点電位３２３と基準電位３１との間には、浮遊容量３４３を介した漏洩電流３５２が流れる。
　図１２において、Ｕ相のＰＷＭ制御信号とＸ相のＰＷＭ制御信号とは、互いに上下を反転した波形になっている。Ｖ相のＰＷＭ制御信号とＹ相のＰＷＭ制御信号との関係、及びＷ相のＰＷＭ制御信号とＺ相のＰＷＭ制御信号との関係も同じである。即ち、第１のＰＷＭ制御信号の各相は、第２のＰＷＭ変調制御信号の各相と１対１に対応し、対となるＰＷＭ制御信号は、互いに逆位相の信号波形となる。
　従って、誘導電動機１８１の中性点電位３２１に生ずるコモンモード電圧と、誘導電動機１８３の中性点電位３２３に生ずるコモンモード電圧との関係も、上下反転したパルス波形になる。その結果、浮遊容量３４１を介して流れる漏洩電流３５１と、浮遊容量３４３を介して流れる漏洩電流３５２との関係も、互いに逆位相の電流となる。また、第１の導体１４１に流れる漏洩電流３５１と、第２の導体１４２に流れる漏洩電流３５２との関係も互いに逆位相の電流となる。より具体的には、Ｕ相とＸ相、Ｖ相とＹ相、及びＷ相とＺ相の各ペア同士で、漏洩電流の流れる向きが逆になる。従って、各群の対応する相の電気配線を近づけて配置した区間では、漏洩電流が作る磁界が相殺される。その結果、地上側にある地上子へ誘起される電圧が抑制される。
　なお、図１３では、Ｕ相とＸ相の導体同士、Ｖ相とＹ相の導体同士、及びＷ相とＺ相の導体同士を近づけるように図示している。漏洩電流が作る磁界を相殺するには、図１３のように設置するのが効果的である。各導体同士を近づけて設置する手段として、対応する相の導体同士をツイストして設置してもよい。なお、製作が可能であれば、６本の導体全体をツイストしてもよい。
　図１４は、実施の形態１における導体間距離の説明に用いる図である。図１４には、２つの導体５０１，５０２の断面形状が示されている。図１４において、導体５０１は例えばＵ相の導体であり、導体５０２は例えばＸ相の導体である。
　導体５０１，５０２は、共に導体部５２と、導体部５２の周囲を覆う絶縁体である被覆部５４とを有する。導体５０１，５０２の各断面は、共に円形である。ここで、導体５０１と導体５０２との間の導体間距離を、導体５０１の断面中心と導体５０２の断面中心との間の距離とする。この距離を中心間距離と呼び、「ｄ」で表す。また、前述した導体間距離をどの程度近づけて配置するかについて、実施の形態１では、導体部５２の直径ａを基準長として、以下の（１）式の関係を満たすものとする。
　ｄ≦３ａ　　……（１）
　即ち、実施の形態１において、導体５０１と導体５０２との間の中心間距離は、導体部５２の直径ａの３倍以下である。
　なお、図１４では、導体５０１，５０２の各断面は、円形であるとしているが、これに限定されない。即ち、各断面は、非円形であってもよい。非円形は、三角形、四角形といった多角形、楕円形又は複数の曲線で形成される形状のような、円形以外の形状であってもよい。
　また、図１４において、導体５０１，５０２における導体部５２の直径ａは等しいとしているが、それぞれの直径が異なっていてもよい。なお、導体５０１，５０２の断面形状が円形でなく、且つ、それぞれの断面形状が異なっている場合、上記（１）式が表す内容は、以下の通りとする。
　まず、導体５０１と導体５０２との間の中心間距離を「第１長さ」と呼び、「ｂ」で表す。また、導体５０１の断面における導体部の最大長を「第２長さ」と呼び、「ｃ１」で表す。また、導体５０２の断面における導体部の最大長を「第３長さ」と呼び、「ｃ２」で表す。このとき、上記（１）式の条件は、以下の（２）式のように書き替えることができる。
　ｂ≦（ｃ１／２＋ｃ２／２）×３……（２）
　即ち、実施の形態１において、導体５０１と導体５０２との間の中心間距離である第１長さは、導体５０１の断面における導体部の最大長である第２長さと、導体５０２の断面における導体部の最大長である第３長さとの平均値の、３倍以下である。
　次に、実施の形態１に係る電気車制御装置を構成する上での、幾つかの着意事項について説明する。
　図１５は、図１の比較例に係る電気車制御装置の回路構成を示す図である。図１５において、図１に対応する構成要素には、同一の符号を付して示している。
　図１５において、第１のインバータ１２１の直流側には、コンデンサ１１１と、フィルタリアクトル７６１とが接続されている。コンデンサ１１１及びフィルタリアクトル７６１は、第１のフィルタ回路を構成する。同様に、第２のインバータ１２２の直流側には、コンデンサ１１２と、フィルタリアクトル７６２とが接続されている。コンデンサ１１２及びフィルタリアクトル７６２は、第２のフィルタ回路を構成する。即ち、図１５は、第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２は、個別のフィルタ回路を有する構成である。
　上述したように、実施の形態１の電気車制御装置において、第１のインバータ１２１と、第２のインバータ１２２とは、それぞれが逆位相のスイッチング動作を行っている。その結果、各インバータの直流側へ生じる電流リプルも逆位相になっている。従って、フィルタ回路が個別の場合、それぞれのインバータにおけるコンデンサ電圧が第１の電動機群１６１と、第２の電動機群１６２とで異なってしまう。これにより、各群から生じる漏洩電流の対称性が崩れてしまう。
　これに対し、図１の構成では、コンデンサが共通であり、第１のインバータ１２１の直流側と、第２のインバータ１２２の直流側とは、何れも共通のコンデンサと並列に接続される。この構成により、各インバータの直流側へ生じる、互いに逆位相の電流リプルは、共通のコンデンサで吸収される。これにより、各群から生じる漏洩電流の対称性を維持することができる。
　図１６は、実施の形態１における図１０とは異なる誘導電動機の配置例を示す図である。図１６において、図１０に対応する構成要素には、同一の符号を付して示している。
　鉄道車両においては、床下スペースの都合、又は車両ごとの重量バランスの観点から、インバータと電動機とが別々の車両に搭載される場合がある。この場合、図１６に示されるように、誘導電動機１８１～１８４が搭載される車両４０１と、第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２が搭載される車両４０２との間には、車両間の電気配線である、渡り線６０が敷設される。
　渡り線は、曲線区間の走行や振動を考慮すると、柔軟に変形する構造である必要がある。このため、渡り線は、地上側へたるみを持たせて配線される。従って、渡り線は、他の部分の配線と比べて、配線と地上子との間の距離が短く、地上子へ望ましくない影響を及ぼす懸念が高い。この課題に対し、上述した実施の形態１の手法を採用すれば、渡り線６０においても、各群の漏洩電流同士を逆相とすることができる。これにより、渡り線６０においても磁界が相殺されるので、地上子へ誘起される電圧を抑制することができる。
　図１７は、実施の形態１における冷却器の構成例を示す図である。図１７には、第１のインバータ１２１に具備される６個の半導体素子と、第２のインバータ１２２に具備される６個の半導体素子とによる１２個の半導体素子が、冷却器８０のフィンベース８２に搭載される例が示されている。
　上述した実施の形態１の手法を用いる場合、各群の電気配線は、並行して設置される部分が長い程よい。また、前述の通り、第１のインバータ１２１と、第２のインバータ１２２とは、共通のコンデンサに接続されるのが好ましい構成となる。従って、第１のインバータ１２１と第２のインバータ１２２との間の距離を短くして、第１のインバータ１２１と、第２のインバータ１２２とで冷却器を共通とする構成が容易になる。これにより、第１のインバータ１２１と、第２のインバータ１２２とを備えたインバータ装置を小型化することができる。
　以上説明したように、実施の形態１に係る電気車制御装置では、第１のインバータと第１の電動機群に属する誘導電動機とは、第１の導体で接続され、第２のインバータと第２の電動機群に属する誘導電動機とは、第２の導体で接続される。第１及び第２のインバータのそれぞれと、誘導電動機を搭載する台車との間において、第１の導体と第２の導体との間の中心間距離である第１長さは、第１の導体の断面における導体部の最大長である第２長さと、第２の導体の断面における導体部の最大長である第３長さとの平均値の、３倍以下であるように設定される。これにより、漏洩電流が作る磁界が相殺され、地上側にある地上子へ誘起される電圧が抑制される。また、フィルタ部品の追設に頼らずに漏洩ノイズを抑制することができる。
　なお、上記の構成において、第１のインバータと、第２のインバータとは、同一の筐体に収納されるようにしてもよい。これにより、装置を小型化することができる。また、漏洩電流の経路のインピーダンスのばらつきを低減することができる。また、各群の配線が単独で引き回しされる区間を短くすることができる。
　また、上記の構成において、直流電圧を平滑するコンデンサを１つとし、第１のインバータの直流側と、第２のインバータの直流側とは、何れも当該１つのコンデンサと並列に接続されるようにしてもよい。これにより、第１の電動機群と第２の電動機群との間において、出力電圧の対称性が増すので、漏洩電流が作る磁界の相殺効果を高めることができる。
　また、上記の構成において、第１及び第２の導体は、第１又は第２のインバータと台車との間で、互いにツイストされて設置されるようにしてもよい。第１及び第２の導体を互いにツイストして設置することにより、第１の導体と第２の導体との間の距離を短くできるので、磁界の相殺効果を高めることができる。
　なお、第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２のうちの何れか一方のインバータが停止した場合には、他方のインバータも停止することが好ましい。このように制御すれば、過剰な漏洩ノイズの発生を未然に抑止することができる。
実施の形態２．
　図１８は、実施の形態２に係る電気車制御装置の車両内の構成を示す図である。図１８において、図１０に対応する構成要素には、同一の符号を付して示している。
　インバータから電動機に印加されるパルス電圧の立ち上がり時間又は立ち下がり時間がゼロの理想的なパルス電圧であれば、各群におけるコモンモード電圧は完全に対称となる。更に、漏洩電流の経路のインピーダンスも等しければ、磁界も完全に相殺される。ところが、実際には、ゲート駆動回路の遅延時間、又は半導体素子ごとの特性ばらつきなどの影響で、電圧波形の立ち上がり時間及び立ち下がり時間は、完全には一致しない。また、漏洩電流経路のインピーダンスも完全には一致しない。
　そこで、実施の形態２では、図１８に示されるように、各群の配線である第１の導体１４１と、第２の導体１４２とを、同一のダクト７０で覆うようにする。実施の形態２において、ダクト７０は、シールド部材として用いられる。
　各群の配線を同一のダクト７０で覆うようにすれば、相殺されずに残る磁界を遮蔽することができる。また、周囲に影響を及ぼす僅かな磁界成分を遮蔽できるので、地上子への影響を低減することができる。なお、同一のダクトで覆うことは、各群の漏洩電流経路のインピーダンスが、ばらつかないようにする効果もある。なお、言うまでもなく、各群の配線に個別にダクトを設置するよりも、部品点数は少なくて済む。
　また、図１９は、実施の形態２の変形例に係る電気車制御装置の車両内の構成を示す図である。図１９において、図１６に対応する構成要素には、同一の符号を付して示している。
　渡り線の区間ではダクトを設置できないので、それ以外の並行区間において、ダクトを設置する。図１９では、渡り線６０の区間を除き、車両４０１にダクト７０１が設置され、車両４０２にダクト７０２が設置される例が示されている。なお、漏洩インピーダンスのばらつきを抑える観点で言えば、各群の配線がダクトに納められている区間の長さは均等であることが望ましい。言い替えると、各群の配線がダクトに納められている配線長の差が、短いほどよい。
　以上説明したように、実施の形態２に係る電気車制御装置において、第１及び第２の導体は、第１又は第２のインバータと台車との間で、同一のシールド部材で覆われている。これにより、相殺されない分の磁界をシールド部材が遮蔽するので、地上子への影響を低減することができる。また、各群の漏洩電流経路のインピーダンスのばらつきを抑制することができる。
実施の形態３．
　図２０は、実施の形態３に係る電気車制御装置の台車周辺の構成を示す図である。図２０において、図１０に対応する構成要素には、同一の符号を付して示している。
　図２０は、図１０に示す第１の台車２４１をレール側から視認した図である。図２０には、車輪５７と、車輪５７を連結する車軸５６と、車軸５６に支持される第１の台車２４１と、第１の台車２４１に搭載される２台の誘導電動機１８１，１８３とが示されている。また、２台の誘導電動機１８１，１８３には、第１の導体１４１又は第２の導体１４２との電気的接続部である、モータ接続部５８が示されている。なお、以下の記載において、第１の電動機群１６１に属する誘導電動機におけるモータ接続部５８を「第１のモータ接続部」と表記し、第２の電動機群１６２に属する誘導電動機におけるモータ接続部５８を「第２のモータ接続部」と表記する場合がある。
　２台の誘導電動機１８１，１８３におけるモータ接続部５８の周辺においては、第１の導体１４１と第２の導体１４２とを並行して設置できない部分が存在する。実施の形態３では、各群の配線が並行していない区間を可能な限り小さくするようにする。具体的には、車両の進行方向に対して、誘導電動機１８１のモータ接続部５８と、誘導電動機１８３のモータ接続部５８との間の中間位置Ｌを経由させる。そして、中間位置Ｌで分岐させ、それぞれのモータ接続部５８と接続する。これにより、第１の導体１４１と第２の導体１４２とが並行する区間が長くなるので、相殺されずに残る磁界成分を小さくすることができる。その結果、モータ接続部５８の周辺においても、漏洩電流による地上子への影響を低減することができる。
実施の形態４．
　図２１は、実施の形態４に係る電気車制御装置におけるインバータ接続部の構成を示す図である。インバータ接続部６４には、第１の導体１４１を第１のインバータ１２１と接続するための第１の端子部６６１と、第２の導体１４２を第２のインバータ１２２と接続するための第２の端子部６６２とを備えている。第１の端子部６６１は、Ｕ，Ｖ，Ｗからなる３つの端子を有し、第２の端子部６６２は、Ｘ，Ｙ，Ｚからなる３つの端子を有する。なお、インバータ接続部６４は、第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２を収納する筐体６の任意の面に構築することができる。
　図２１において、インバータ接続部６４は横長の長方形形状である。第１の端子部６６１におけるＵ，Ｖ，Ｗの各端子は、インバータ接続部６４の２つの長辺のうちの第１の辺６８側において、長手方向に等間隔で並ぶように配置されている。また、第２の端子部６６２におけるＸ，Ｙ，Ｚの各端子は、インバータ接続部６４の２つの長辺のうちの第２の辺６９側において、長手方向に等間隔で並ぶように配置されている。なお、図２１において、Ｘ端子はＵ端子に対して長手方向の位置をずらしているが、長手方向の位置が同じ位置であってもよい。Ｙ端子とＶ端子、Ｚ端子とＷ端子との関係も同様である。
　また、図２１に示されるように、Ｕ端子とＶ端子との間の中心距離をｄ１とする。図示はしていないが、Ｖ端子とＷ端子との間の中心距離はｄ１であり、Ｕ端子とＷ端子との間の中心距離は２ｄ１である。同様に、図示はしていないが、Ｘ端子とＹ端子との間の中心距離はｄ１であり、Ｙ端子とＺ端子との間の中心距離はｄ１であり、Ｘ端子とＺ端子との間の中心距離は２ｄ１である。従って、ｄ１は、第１の端子部６６１の各相端子間の最短距離であり、第２の端子部６６２の各相端子間の最短距離である。
　また、図２１に示されるように、Ｕ端子とＸ端子との間の中心距離をｄ２とする。図示はしていないが、Ｖ端子とＹ端子との間の中心距離、及びＷ端子とＺ端子との間の中心距離もｄ２である。なお、Ｕ端子とＹ端子との間の中心距離、及びＵ端子とＺ端子との間の中心距離はｄ２よりも長い。また、Ｘ端子とＶ端子との間の中心距離、及びＸ端子とＷ端子との間の中心距離もｄ２よりも長い。従って、ｄ２は、第１の端子部６６１と第２の端子部６６２との間の最短距離である。
　ここで、これらのｄ１，ｄ２は、以下の（３）式の関係を満たしているものとする。
　ｄ２≦ｄ１　　……（３）
　筐体６の内部で発生した放射ノイズは遮蔽されて外部に漏れ出ない。一方、各導体が接続されるインバータ接続部６４の近くでは、漏洩電流の作る磁界によって地上子に影響を及ぼす可能性もある。そこで、実施の形態４では、上記（３）式のように、ＰＷＭ制御信号が逆位相の関係にある相同士の中心間距離が、自群内の他の相との間の中心間距離よりも、同等以下であるように各端子を配置する。言い替えると、第１の端子部６６１と第２の端子部６６２との間の最短距離は、第１の端子部６６１の各相端子間における最短距離、又は第２の端子部６６２の各相端子間における最短距離に対して、同等以下であるように各端子を配置する。このように構成すれば、第１のインバータ１２１及び第２のインバータ１２２を収納する筐体６もしくはその周辺から放射される放射ノイズを抑制することができる。
　上述した実施の形態１から実施の形態４における制御部２０の機能は、図２２又は図２３に示すハードウェア構成で実現することができる。図２２は、実施の形態１から実施の形態４における制御部の機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図２３は、実施の形態１から実施の形態４における制御部の機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
　実施の形態１における制御部２０の機能を実現する場合には、図２２に示すように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。
　プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｃ）を例示することができる。
　メモリ３０２には、実施の形態１から実施の形態４における制御部２０の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。
　また、実施の形態１から実施の形態４における制御部２０の機能を実現する場合には、図２３に示す処理回路３０５を用いることもできる。
　図２３において、処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０５に入力する情報、及び処理回路３０５から出力する情報は、インタフェース３０６を介して入手することができる。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　架線、２　集電装置、３，５７　車輪、４　レール、５　リアクトル、６　筐体、１０　電気車制御装置、１１，１１１，１１２　コンデンサ、１２　インバータ、１２１　第１のインバータ、１２２　第２のインバータ、１４１　第１の導体、１４２　第２の導体、１６１　第１の電動機群、１６２　第２の電動機群、１８，１８１，１８２，１８３，１８４　誘導電動機、２０　制御部、２２Ｕ　Ｕ相レグ、２２Ｖ　Ｖ相レグ、２２Ｗ　Ｗ相レグ、２２Ｘ　Ｘ相レグ、２２Ｙ　Ｙ相レグ、２２Ｚ　Ｚ相レグ、２４　台車、２４１　第１の台車、２４２　第２の台車、２６Ｕ　Ｕ相電圧指令、２６Ｖ　Ｖ相電圧指令、２６Ｗ　Ｗ相電圧指令、２８　キャリア、３１　基準電位、３２，３２１，３２３　中性点電位、３３Ｕ　Ｕ相電圧、３３Ｖ　Ｖ相電圧、３３Ｗ　Ｗ相電圧、３３Ｘ　Ｘ相電圧、３３Ｙ　Ｙ相電圧、３３Ｚ　Ｚ相電圧、３４，３４１，３４３　浮遊容量、３５，３５１，３５２　漏洩電流、４０，４０１，４０２　車両、５０１，５０２　導体、５２　導体部、５４　被覆部、５６　車軸、５８　モータ接続部、６０　渡り線、６４　インバータ接続部、６６１　第１の端子部、６６２　第２の端子部、６８　第１の辺、６９　第２の辺、７０，７０１，７０２　ダクト、７６１，７６２　フィルタリアクトル、８０　冷却器、８２　フィンベース、ＵＮＩ，ＶＮＩ，ＷＮＩ，ＵＰＩ，ＶＰＩ，ＷＰＩ　半導体素子。

Claims (10)

  1. 　１つのインバータで複数の誘導電動機を制御する電気車制御装置であって、
    　複数の前記誘導電動機からなる第１の電動機群を制御する第１のインバータと、
    　複数の前記誘導電動機からなる第２の電動機群を制御する第２のインバータと、
    　を備え、
    　前記第１の電動機群に属する前記誘導電動機は、異なる台車に搭載され、
    　前記第２の電動機群に属する前記誘導電動機は、異なる台車に搭載され、
    　前記第１のインバータと前記第１の電動機群に属する前記誘導電動機とは、第１の導体で接続され、
    　前記第２のインバータと前記第２の電動機群に属する前記誘導電動機とは、第２の導体で接続され、
    　前記第１及び第２のインバータのそれぞれと前記台車との間において、前記第１の導体と前記第２の導体との間の中心間距離である第１長さは、前記第１の導体の断面における導体部の最大長である第２長さと、前記第２の導体の断面における導体部の最大長である第３長さとの平均値の、３倍以下である
    　ことを特徴とする電気車制御装置。
  2. 　前記第１のインバータへ第１のパルス幅変調制御信号を出力し、前記第２のインバータへ第２のパルス幅変調制御信号を出力する制御部を備え、
    　前記第１のパルス幅変調制御信号の各相は、前記第２のパルス幅変調制御信号の各相と１対１に対応し、対となる前記第１及び第２のパルス幅変調制御信号は、互いに逆位相の信号波形である
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電気車制御装置。
  3. 　前記第１及び第２の導体は、前記第１又は第２のインバータと前記台車との間で、同一のシールド部材で覆われている
    　ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電気車制御装置。
  4. 　前記第１及び第２の導体は、前記第１又は第２のインバータと前記台車との間で、互いにツイストされて設置される
    　ことを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載の電気車制御装置。
  5. 　前記第１の電動機群に属する前記誘導電動機は、前記第１の導体と接続される第１のモータ接続部を備え、
    　前記第２の電動機群に属する前記誘導電動機は、前記第２の導体と接続される第２のモータ接続部を備え、
    　前記第１の導体及び前記第２の導体は、前記第１のモータ接続部と前記第２のモータ接続部との中間位置を経由するように設置される
    　ことを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の電気車制御装置。
  6. 　前記第１及び第２のインバータは、同一の筺体に収納される
    　ことを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の電気車制御装置。
  7. 　前記筺体は、
    　前記第１の導体が接続される第１の端子部と、
    　前記第２の導体が接続される第２の端子部と、を備え、
    　前記第１の端子部と前記第２の端子部との間の最短距離は、前記第１の端子部の各相端子間における最短距離、又は前記第２の端子部の各相端子間における距離に対して、同等以下である
    　ことを特徴とする請求項６に記載の電気車制御装置。
  8. 　前記筺体には、直流電圧を平滑する１つのコンデンサが備えられ、
    　前記第１のインバータの直流側と、前記第２のインバータの直流側とは、何れも前記コンデンサと並列に接続される
    　ことを特徴とする請求項６又は７に記載の電気車制御装置。
  9. 　前記第１のインバータに具備される複数の半導体素子、及び前記第２のインバータに具備される複数の半導体素子は、何れも同一の冷却器に搭載されて冷却される
    　ことを特徴とする請求項６から８の何れか１項に記載の電気車制御装置。
  10. 　前記第１及び第２のインバータのうちの何れか一方のインバータが停止した場合には、他方のインバータも停止する
    　ことを特徴とする請求項１から９の何れか１項に記載の電気車制御装置。
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