WO2021001888A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2021001888A1
WO2021001888A1 PCT/JP2019/026111 JP2019026111W WO2021001888A1 WO 2021001888 A1 WO2021001888 A1 WO 2021001888A1 JP 2019026111 W JP2019026111 W JP 2019026111W WO 2021001888 A1 WO2021001888 A1 WO 2021001888A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
circuit
power storage
main circuit
power
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/026111
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
暁斗 中山
多一郎 土谷
順平 磯崎
Original Assignee
三菱電機株式会社
東芝三菱電機産業システム株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社, 東芝三菱電機産業システム株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to EP19936497.7A priority Critical patent/EP3996263A4/en
Priority to PCT/JP2019/026111 priority patent/WO2021001888A1/ja
Priority to US17/606,047 priority patent/US11888411B2/en
Priority to JP2019571367A priority patent/JP6667747B1/ja
Publication of WO2021001888A1 publication Critical patent/WO2021001888A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H02M3/072—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps adapted to generate an output voltage whose value is lower than the input voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4833—Capacitor voltage balancing

Definitions

  • This application relates to a power conversion device.
  • a main circuit power supply method as a method of supplying power to a control device existing in a high potential portion in the device.
  • the main circuit power feeding method has an advantage that the withstand voltage required for the power feeding circuit can be significantly reduced because the circuit for supplying power to the control device is installed in the high potential portion.
  • a circuit for supplying power from a high-voltage main circuit to a power source for driving a gate a circuit in which the inputs of a DC / DC converter are connected in series and the outputs are connected in parallel is disclosed. (For example, Patent Document 1).
  • a capacitor connected in series and a switch and a resistor connected in parallel control the capacitor voltage so that it does not become overvoltage, and power is supplied from one of the voltage dividing capacitors to the gate drive power supply using a DC / DC converter.
  • the circuit to be supplied is disclosed (for example, Patent Document 2).
  • Japanese Unexamined Patent Publication No. 2015-19537 paragraphs [0009], [0010]-[0012] and FIGS. 1 and 2).
  • Japanese Unexamined Patent Publication No. 2004-23834 paragraphs [0006], [0007] and FIG. 1).
  • the present application has been made to solve the above problems, and an object of the present application is to provide a power conversion device capable of downsizing the main circuit power supply device and reducing loss.
  • the power conversion device disclosed in the present application includes a main circuit including a main circuit switching element and a main circuit power storage element, a main circuit control device for controlling the main circuit, and a control power supply from the main circuit power storage element to the main circuit control device.
  • a power conversion device including a main circuit power supply device for supplying the main circuit power supply device is connected to a plurality of voltage dividing power storage elements connected in series and a plurality of voltage dividing power storage elements, and is connected between the plurality of voltage dividing power storage elements. It is connected to a voltage adjustment circuit that adjusts the voltage of each of the plurality of voltage dividing power storage elements and at least one voltage dividing power storage element among the plurality of voltage dividing power storage elements to supply control power. It includes at least one DC / DC converter.
  • the power conversion device disclosed in the present application it is possible to obtain a power conversion device that enables miniaturization of the main circuit power supply device and reduction of loss.
  • FIG. 1 It is a block diagram which shows the schematic structure of the power conversion apparatus according to Embodiment 1. It is a circuit block diagram which shows another structure of the main circuit which concerns on the power conversion apparatus by Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit block diagram of the main circuit power supply device which concerns on the power conversion device by Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit block diagram of the modification of the main circuit power supply device which concerns on the power conversion device by Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit block diagram of the modification of the main circuit power supply device which concerns on the power conversion device by Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit block diagram of the modification of the main circuit power supply device which concerns on the power conversion device by Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit block diagram of the modification of the main circuit power supply device which concerns on the power conversion device by Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit block diagram of the modification of the main circuit power supply device which concerns on the power conversion device by Embodiment
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a main circuit power supply device according to a fourth embodiment. It is a block diagram of the protection circuit example which concerns on the power conversion apparatus according to Embodiment 4.
  • a main circuit including a main circuit switching element and a main circuit power storage element, a main circuit control device for controlling the main circuit, and a main circuit for supplying control power from the main circuit power storage element to the main circuit control device.
  • the main circuit power supply device includes a power supply device, and the main circuit power supply device is connected to a plurality of voltage dividing power storage elements connected in series and a plurality of voltage division power storage elements, and is connected to a plurality of voltage division power storage elements.
  • a voltage adjustment circuit that adjusts the voltage of each voltage storage element, and at least one DC / DC converter that is connected to at least one voltage division power storage element among the plurality of voltage division power storage elements and supplies control power. It relates to a power conversion device provided with.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of the power conversion device
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing another configuration of the main circuit
  • the main circuit is a circuit configuration diagram of the power supply device
  • 4 to 6 are circuit configuration diagrams of a modified example of the main circuit power supply device
  • 7 is a basic configuration diagram of the voltage adjustment circuit
  • a circuit configuration diagram of the voltage adjustment circuit This will be described with reference to FIG. 8 and FIG. 9, which is a circuit configuration diagram of a DC / DC converter.
  • the power conversion device 1 includes a main circuit power supply device 100, a main circuit control device 200, and a main circuit 300.
  • the main circuit 300 includes main circuit switching elements Q1 and Q2, and a main circuit power storage element CM.
  • the main circuit control device 200 includes a gate drive circuit 210 and a control signal generation circuit 220.
  • the main circuit switching elements Q1 and Q2 in the first embodiment are IGBTs (Insulated Gate Bipolar thyristor), MOSFETs (Metal-Oxide-Semiconductor Filter Filed Effect Transistor), GCT (Gate Commission thyristor), GCT (Gate Commission thyristor), and the like.
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar thyristor
  • MOSFETs Metal-Oxide-Semiconductor Filter Filed Effect Transistor
  • GCT Gate Commission thyristor
  • GCT Gate Commission thyristor
  • the semiconductor switching element is not limited to an element made of Si, and an element made of a wide bandgap semiconductor such as SiC or GaN (SiC-MOSFET, GaN-HEMT (High Electron Mobility Transistor)) may be used.
  • FWD. May use a parasitic diode of a semiconductor switching element.
  • the main circuit 300 in the first embodiment is one unit converter used in the modular multi-level converter. Although the configuration assumes the half-bridge cell shown in FIG. 1, it may be a full-bridge cell including the main circuit switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 shown in FIG.
  • the main circuit 300 includes main circuit terminals TCa and TCb for connecting to other unit converters.
  • the configuration of the main circuit 300 is not limited to the purpose and application as long as it is a circuit including the main circuit power storage element CM and converting the voltage and energy of the main circuit power storage element CM by a switching element. There may be. At that time, the number of switching elements, the types of other elements, and the number are not limited.
  • the main circuit power supply device 100 of the first embodiment is configured to supply electric power from the main circuit power storage element CM to the main circuit 300 and the main circuit control device 200.
  • the gate drive circuit 210 drives the main circuit switching elements Q1 and Q2 of the main circuit 300, and the control signal generation circuit 220 outputs a control signal to the gate drive circuit 210.
  • the main circuit control device 200 includes a gate drive circuit 210 and a control signal generation circuit 220, but the main circuit control device 200 drives or drives a switching element and a mechanical switch in the main circuit 300. It refers to all the devices used for control, and its components are not limited to the gate drive circuit 210 and the control signal generation circuit 220. Also, the number of components is not limited.
  • the main circuit power feeding device 100 includes voltage dividing power storage elements C1, C2, C3, C4, C5, voltage adjusting circuits BC1, BC2, BC3, BC4, and a DC / DC converter 110.
  • the main circuit power supply device 100 includes main circuit power supply device input terminals T1a and T1b, control signal generation circuit power supply terminals T2a and T2b, and gate drive circuit power supply terminals T3a and T3b.
  • the main circuit power supply device input terminal T1a is appropriately referred to as an input terminal T1a
  • the control signal generation circuit power supply terminal T2a is appropriately referred to as a power supply terminal T2a
  • the gate drive circuit power supply terminal T3a is appropriately referred to as a power supply terminal T3a.
  • the voltage dividing power storage elements C1 to C5 are connected in series between the input terminal T1a and the input terminal T2a.
  • the input of the DC / DC converter 110 is connected to one voltage dividing power storage element C5, and the output is connected to the power supply terminals T2a and T2b and the power supply terminals T3a and T3b.
  • each of the voltage dividing power storage elements C1 to C5 connected in series will be described as Ck (k is an integer in the range of 1 ⁇ k ⁇ 5). Further, the potential is high with respect to the elements X1 to X5 of the main circuit power supply device 100 (where X is a symbol of the element and represents the voltage dividing power storage element C, the protection circuit switch S described later, the protection circuit resistance R, etc.).
  • the kth element X from the side is described as Xk.
  • the voltage adjusting circuit BCk has three voltage adjusting circuit terminals tka, tkb, tkc (specifically, t1a, t1b, t1c, t2a, t2b, t2c, t3a, t3b, t3c, t4a, t4b, It is equipped with t4c) and is connected to two voltage dividing power storage elements Ck and C (k + 1).
  • the voltage adjustment circuit terminal tka is referred to as a terminal tka.
  • the terminal tkb excluding the high-voltage side terminal tka and the low-voltage side terminal tkkc of the voltage adjustment circuit BCk is the low-voltage side terminal t (k-1) c of the other voltage adjustment circuit BC (k-1) or the voltage adjustment. It is connected to the terminal t (k + 1) a on the high voltage side of the circuit BC (k + 1), or both.
  • the two voltage adjusting circuits BCk and BC (k + 1) are commonly connected to the voltage dividing power storage element C (k + 1) for all the voltage adjusting circuits BC1 to BC4.
  • each voltage adjusting circuit is connected to a set of voltage dividing power storage elements consisting of at least two of three or more voltage dividing power storage elements connected in series. A part of a set of voltage dividing power storage elements to which one voltage adjusting circuit is connected and a part of at least two voltage dividing power storage elements to which another voltage adjusting circuit is connected overlap each other.
  • the voltage dividing power storage element C1 transfers power to and from the voltage dividing power storage element C2 via the voltage adjusting circuit BC1. Then, the voltage dividing power storage element C2 that has received and received electric power transfers power to and from the voltage dividing power storage element C3 via the voltage adjusting circuit BC2. The voltage dividing power storage element C3 transfers power to and from the voltage dividing power storage element C4 via the voltage adjusting circuit BC3. The voltage dividing power storage element C4 transfers power to and from the voltage dividing power storage element C5 via the voltage adjusting circuit BC4. In this way, electric power can be transferred and received between all the voltage dividing power storage elements C1 to C5, and as a result, the voltages of all the voltage dividing power storage elements C1 to C5 can be adjusted.
  • the voltage adjusting circuit BCak in FIGS. 4 and 5 includes four voltage adjusting circuit terminals tka to tkd. In order to distinguish it from the voltage adjustment circuit BCk provided with the three terminals tka to tkc in FIG.
  • the four terminals tka to tkd (specifically, t1a, t1b, t1c, t1d, t2a, t2b, t2c,
  • the voltage adjustment circuit including t2d, t3a, t3b, t3c, t3d, t4a, t4b, t4c, t4d) is referred to as a voltage adjustment circuit BCak.
  • the main circuit power supply device of FIG. 4 is distinguished from the main circuit power supply device 100A
  • the main circuit power supply device of FIG. 5 is distinguished from the main circuit power supply device 100B.
  • the voltage adjusting circuit BCak is connected to three voltage dividing power storage elements C (2k-1) to C (2k + 1).
  • the voltage adjusting circuit BCa1 and the voltage adjusting circuit BCa2 are commonly connected to the voltage dividing power storage element C3.
  • the voltage adjustment circuit BCak is connected to three voltage dividing power storage elements Ck to C (k + 2).
  • the voltage adjusting circuit BCa1 and the voltage adjusting circuit BCa2 are commonly connected to the voltage dividing power storage elements C2 and C3.
  • the voltage adjusting circuit BCa2 and the voltage adjusting circuit BCa3 are commonly connected to the voltage dividing power storage elements C3 and C4.
  • any of the voltage dividing power storage elements to which the voltage adjusting circuit BCak is connected is also connected to the other voltage adjusting circuit BCa (k + 1).
  • the voltage of the voltage dividing power storage element to which each of the voltage adjusting circuits BCak is connected can be adjusted independently. Since the voltage is adjusted in common with at least one voltage dividing power storage element with the other voltage adjusting circuit BCak, as a result, power is transferred and received between all the voltage dividing power storage elements C1 to C5, and all the voltage dividing power storage elements are stored. The voltage of elements C1 to C5 can be adjusted.
  • FIG. 6 shows another modification of the main circuit power feeding device 100. Since the voltage adjusting circuits BC1 to BC4 of FIG. 3 have a function of adjusting the voltage between the voltage dividing power storage elements C1 to C5, the DC / DC converter 110 is connected to which voltage dividing power storage element Ck as shown in FIG. You may. In FIG. 6, the DC / DC converter 110 is connected to the voltage dividing power storage element C4. In FIG. 6, the main circuit power feeding device is distinguished from the main circuit power feeding device 100C.
  • each of the voltage dividing power storage element Ck, the voltage adjusting circuit BCk, and the DC / DC converter 110 is shown.
  • the number and its connection configuration are not limited, and other variants are possible.
  • the input of the DC / DC converter 110 was connected to one voltage dividing power storage element (for example, C5).
  • the input of the DC / DC converter 110 may be connected to a series circuit of a plurality of voltage dividing power storage elements (for example, a series circuit of C4 and C5).
  • FIG. 7 is a basic configuration diagram of the voltage adjusting circuit according to the first embodiment.
  • the voltage adjustment circuit BCk includes voltage adjustment circuit switching elements Q1bk and Q2bk, and a voltage adjustment circuit magnetic element Lk.
  • the voltage adjustment circuit switching element Q1bk is appropriately described as a switching element Q1bk
  • the voltage adjustment circuit magnetic element Lk is appropriately described as a magnetic element Lk.
  • any self-extinguishing semiconductor switching element such as MOSFET and IGBT can be used.
  • the FWD is connected in antiparallel to these self-extinguishing semiconductor switching elements.
  • the switching element Q1bk and the switching element Q2bk are connected in series and are connected to the terminal tka and the terminal tkc.
  • the magnetic element Lk is connected between the terminal (switching element connection terminal) tkm and the terminal tkb at the connection point between the switching element Q1bk and the switching element Q2bk.
  • the switching element connection terminal tkm is appropriately described as a connection terminal tkm.
  • the average voltage generated at the connection terminal tkm is determined by the voltage of the voltage dividing power storage elements Ck and C (k + 1) to which the voltage adjustment circuit BCk is connected and the on / off of the switching elements Q1bk and Q2bk. Electric power is exchanged between the voltage dividing power storage element Ck and the voltage dividing power storage element C (k + 1). Thereby, the respective voltages of the voltage dividing power storage element Ck and the voltage dividing power storage element C (k + 1) can be adjusted.
  • the voltage adjusting circuit BCk adjusts the voltage by exchanging and receiving electric power between the voltage dividing power storage elements without using a resistor, so that the loss can be suppressed.
  • FIG. 8 is a configuration diagram of the voltage adjusting circuit BCk according to the first embodiment.
  • the voltage adjustment circuit BCk includes a voltage adjustment circuit gate drive circuit Gdk and a pulse signal generation circuit Plsk in addition to the switching elements Q1bk and Q2bk and the magnetic element Lk described in the basic circuit configuration of FIG.
  • the voltage adjustment circuit gate drive circuit Gdk is appropriately described as the gate drive circuit Gdk.
  • the gate drive circuit Gdk drives the switching elements Q1bk and Q2bk based on the signal from the pulse signal generation circuit Plsk.
  • the pulse signal generation circuit Plsk generates signals for driving the switching elements Q1bk and Q2bk and transmits them to the gate drive circuit Gdk.
  • the switching element Q1bk and the switching element Q2bk alternately repeat on and off.
  • the voltage of the voltage dividing power storage element Ck is VCk and the voltage of the voltage dividing power storage element C (k + 1) is VC (k + 1)
  • the on time and off time of the switching element Q1bk and the switching element Q2bk are equal, it is seen from the connection terminal tkc.
  • the average potential of the terminal tkm at the connection point between the switching element Q1bk and the switching element Q2bk is (VCk + VC (k + 1)) / 2.
  • the voltage dividing power storage element Ck and the voltage dividing power storage element C (k + 1) are arranged so that the voltages of the connected voltage dividing power storage element Ck and the voltage dividing power storage element C (k + 1) are average values thereof. Power is exchanged between them.
  • the average voltage of the voltage dividing power storage element Ck and the voltage dividing power storage element C (k + 1) is always equal.
  • a signal may be given to the gates of the switching element Q1bk and the switching element Q2bk so that the on time and the off time are equal. Therefore, the pulse signal generation circuit Plsk may generate a pulse such that the on time and the off time are equal to each other. Therefore, it is not necessary to control the voltage by monitoring and feeding back. Therefore, the circuit can be realized with a simple configuration without the need for a voltage sensor or the like.
  • the pulse signal generation circuit Plsk outputs one signal to the gate drive circuit Gdk.
  • a gate signal is generated so that the switching element Q1bk and the switching element Q2bk are alternately turned on and off based on the on / off signal of the pulse signal generation circuit Plsk.
  • two signals in which the pulse signal generation circuit Plsk is alternately turned on and off may be transmitted to the gate drive circuit Gdk.
  • the electric power for the gate drive circuit Gdk to drive the switching elements Q1bk and Q2bk is supplied from the DC / DC converter 110 or the voltage dividing power storage element Ck by a power converter (not shown).
  • the DC / DC converter 110 includes a DC / DC converter transformer Tr1, a DC / DC converter diode D1, D2, D3, a DC / DC converter switching element Q1f, and DC / DC converter storage elements C1b, C2b, and C3b. Further, the DC / DC converter transformer Tr1 includes a transformer primary winding Tr1a, a transformer secondary winding Tr1b, a transformer tertiary winding Tr1c, and a transformer quaternary winding Tr1d.
  • the DC / DC converter transformer Tr1 is a transformer Tr1
  • the DC / DC converter diode D1 is a diode D1
  • the DC / DC converter switching element Q1f is a switching element Q1f
  • DC / DC DC / DC
  • the converter power storage element C1b is appropriately described as a power storage element C1b.
  • the transformer primary winding Tr1a is appropriately described as the primary winding Tr1a.
  • the primary winding Tr1a, the secondary winding Tr1b, the tertiary winding Tr1c, and the quaternary winding Tr1d of the transformer Tr1 are each insulated.
  • the switching element Q1f is connected in series with the transformer primary winding Tr1a.
  • any self-extinguishing semiconductor switching element can be used, and the FWD is connected to the switching element Q1f in antiparallel.
  • a power storage element C1b is connected between the power supply terminal T2a and the power supply terminal T2b, and a power storage element C2b is connected between the power supply terminal T3a and the power supply terminal T3b. Further, the power storage element C3b is connected between the DC / DC converter control power supply terminal Tc and the lower end of the pressure dividing power storage element C5.
  • the DC / DC converter control power supply terminal Tc is appropriately referred to as a control power supply terminal Tc.
  • the control power supply terminal Tc is a power supply terminal for driving a control IC that drives and controls the DC / DC converter 110.
  • the operation of the DC / DC converter 110 will be described below.
  • the energy supplied from the voltage dividing power storage element C5 is stored in the transformer Tr1, and the energy is transmitted as electric power to the output side during the off period.
  • an output voltage is generated and used as a control power source for the main circuit control device 200 and the DC / DC converter 110.
  • the transformer Tr1 in which the turns ratio of each winding Tr1a to Tr1d of the transformer Tr1 matches the voltage required for each power supply, even if different voltages are required for each power supply, one DC / The DC converter 110 enables power supply and requires only one transformer.
  • the flyback converter is given as an example of the DC / DC converter 110, but if it is a DC / DC converter using a transformer, it can be replaced with a known method such as a forward converter.
  • one winding of the transformer Tr1 supplies power to one power source in a one-to-one relationship.
  • the DC / DC converter 110 and the main circuit If there is another power converter that changes the DC voltage with the control device 200, a method of supplying power from one winding of the transformer Tr1 to each power source may be used.
  • the diode D1 can be replaced with a semiconductor switching element in which any FWD is reversely connected in parallel.
  • the power conversion device of the first embodiment includes a main circuit including a main circuit switching element and a main circuit power storage element, a main circuit control device for controlling the main circuit, and a main circuit from the main circuit power storage element to the main circuit.
  • a main circuit power supply device that supplies control power to the control device is provided, and the main circuit power supply device is connected to a plurality of voltage dividing power storage elements connected in series and a plurality of voltage division power storage elements, and is connected to a plurality of voltage division power storage elements. It is connected to a voltage adjustment circuit that adjusts the voltage of each of the plurality of voltage dividing power storage elements by exchanging power between them, and at least one of the plurality of voltage dividing power storage elements to supply control power.
  • the power conversion device of the first embodiment can reduce the size of the main circuit power supply device and reduce the loss.
  • each voltage adjustment circuit is provided with a common pulse signal generation circuit for generating an on / off signal for driving the voltage adjustment circuit switching element in the main circuit power supply device.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of the voltage adjustment circuit.
  • the same or corresponding parts as those of the first embodiment are designated by the same reference numerals.
  • each of the voltage adjusting circuits BC1 to BC4 includes pulse signal generation circuits Pls1 to Pls4.
  • Each pulse signal generation circuit Plsk generates a pulse so that the on time and the off time are equal, transmits a signal to each gate drive circuit Gdk, and drives the switching elements Q1bk and Q2bk based on the signal.
  • the switching element Q2b (k-1) When the pulse signal generation circuits Pls1 to Pls4 send signals of the same phase, the switching element Q2b (k-1) is off when the voltage adjustment circuit switching element Q1bk is on with respect to the voltage dividing power storage element Ck. When the switching element Q1bk is off, the switching element Q2b (k-1) operates as if it is on. Therefore, excessive power supply does not occur to the voltage dividing power storage element Ck in one switching cycle, and the ripple occurs. It becomes constant.
  • the switching element Q2b (k-1) is also turned on or off at the same time when the switching element Q1bk is on with respect to the voltage dividing power storage element Ck.
  • a condition can occur.
  • the voltage dividing power storage element Ck is excessively discharged or charged, so that the ripple becomes large. If the ripple is large, the control stability of the DC / DC converter 110 may deteriorate, or overvoltage detection may be performed on the ripple.
  • the power conversion device of the second embodiment addresses such a problem.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of the voltage adjusting circuit BCbk of the second embodiment.
  • the configuration of the voltage adjusting circuit BCbc and the main circuit power feeding device 101 according to the second embodiment will be described below. In order to distinguish it from the first embodiment, the voltage adjustment circuit BCbc is used and the main circuit power supply device 101 is used.
  • the voltage adjustment circuit BCbk includes a gate drive circuit Gdk for driving the switching elements Q1bk and Q2bk, and a signal isolation unit Insk.
  • the signal insulation unit Insk transmits a signal outside the voltage adjustment circuit BCbk to the gate drive circuit Gdk in a state of being electrically isolated. That is, the on / off signals of the switching elements Q1bk and Q2bk are transmitted to the voltage adjustment circuit BCbk via the signal insulation unit Insk.
  • each of the voltage adjusting circuits BCk is provided with the pulse signal generation circuit Plsk, but in the second embodiment, the voltage adjusting circuit BCbk is not provided with the pulse signal generation circuit Plsk.
  • one pulse signal generation circuit Pls is provided in the main circuit power feeding device 101.
  • one voltage regulation circuit BCbk may include a pulse signal generation circuit Pls.
  • the voltage adjusting circuit BC4 may be configured to include the pulse signal generation circuit Pls.
  • the pulse signal generation circuit Pls transmits its output to the signal insulation portions Ins1, Ins2, Ins3, and Ins4 of the voltage adjusting circuits BCb1, BCb2, BCb3, and BCb4. Since the on / off signal can be transmitted to each of the voltage adjustment circuits BCb1 to BCb4 by one pulse signal generation circuit Pls, it is possible to transmit a pulse signal having a synchronized on time and an equal off time. Therefore, the voltage ripple of the voltage dividing power storage elements C1 to C5 and the current ripple of the magnetic element Lk can be suppressed.
  • the signal insulation unit Insk is an optical transmission circuit composed of an optical transmission / reception element typified by a photocoupler and an optical fiber, or a digital isolator that transmits a signal through an AC coupling element.
  • the digital isolator includes a magnetic coupling type coupler or a capacitance coupling type coupler.
  • the power conversion device of the second embodiment is provided with a common pulse signal generation circuit for generating an on / off signal for driving the voltage adjustment circuit switching element in each voltage adjustment circuit in the main circuit power supply device. Is. Therefore, the power conversion device of the second embodiment can reduce the size of the main circuit power supply device and reduce the loss. Further, it is possible to suppress the voltage ripple of the voltage dividing power storage element and the current ripple of the magnetic element Lk.
  • Embodiment 3 The power conversion device of the third embodiment facilitates the design of the DC / DC converter by making the input voltage of the DC / DC converter constant.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the voltage adjustment circuit.
  • the drawing of Embodiment 1 is referred to as appropriate.
  • the same or corresponding parts as those of the first embodiment are designated by the same reference numerals.
  • the voltage of the main circuit power storage element CM is equalized by all the voltage adjusting circuits BC1 to BC4. Therefore, when the voltage of the main circuit power storage element CM changes, the voltage of each voltage division power storage element Ck also changes accordingly.
  • the DC / DC converter 110 of the first embodiment can divide its operation into two modes. They are called current continuous mode and current discontinuous mode.
  • the current continuous mode is a mode in which the switching element Q1f changes from an off state to an on state while energy is stored in the transformer Tr1. At the moment when the switching element Q1f is turned from off to on, a current flows through the switching element Q1f, so that the switching loss of the switching element Q1f becomes large.
  • the current discontinuity mode is a mode in which all the energy of the transformer Tr1 is sent to the output side when the switching element Q1f is off, and the storage energy of the transformer Tr1 is 0, and the switching element Q1f changes from the off state to the on state. is there. Since the current flowing through the switching element Q1f at the moment when the switching element Q1f is turned from off to on is 0, the switching loss of the switching element Q1f becomes small. However, since it is necessary to increase the current peak value in order to store energy, the transformer Tr1 tends to be large.
  • Both the current continuous mode and the current discontinuous mode can be determined by designing the exciting inductance of the transformer Tr1 and the switching frequency of the switching element Q1f from the specifications of the input voltage, output voltage, and output power. That is, the operation mode during steady operation is determined, and the switching frequency and the excitation inductance are designed according to the purpose such as reduction of loss or reduction of size.
  • the voltage VC5 of C5 which is the input voltage of the DC / DC converter 110, also changes. Therefore, the design of the DC / DC converter 110 may become difficult.
  • the power conversion device of the third embodiment addresses such a problem.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of the voltage adjusting circuit BCc4 of the third embodiment.
  • the configuration of the voltage adjusting circuit BCc4 and the main circuit power feeding device 102 in the third embodiment will be described below. In order to distinguish it from the first embodiment, the voltage adjustment circuit BCc4 is used and the main circuit power supply device 102 is used.
  • the voltage adjustment circuit BCc4 in the third embodiment includes a voltage adjustment circuit gate drive circuit Gd4 for driving the switching elements Q1b4 and Q2b4, a voltage detection circuit Sens4, and a voltage control circuit Ctrl4. Further, the voltage adjusting circuit BCc4 includes a magnetic element L4. The voltage adjustment circuit gate drive circuit Gd4 is appropriately described as the gate drive circuit Gd4. The voltage detection circuit Sensor4 detects the voltage of the voltage dividing power storage element C5. The voltage control circuit Ctrl4 changes the switching pattern based on the value of the detected voltage.
  • the voltage control circuit Ctrl4 that changes the switching pattern is realized by at least one of software processing and hardware processing. Further, with respect to the other voltage adjusting circuits BCc1 to BCc3, a signal is given so that the on time and the off time of the switching element Q1bk and the switching element Q2bk are equal as in the first embodiment.
  • the voltage detection circuit Sensor4 detects the voltage VC5 of the voltage dividing power storage element C5.
  • the voltage control circuit Ctrl4 outputs a signal of a switching pattern for gate driving to the gate drive circuit Gd4 based on the detected voltage VC5 of the voltage dividing power storage element C5.
  • the gate drive circuit Gd4 controls the switching elements Q1b4 and Q2b4 to keep the voltage VC5 of the voltage dividing power storage element C5 constant.
  • the remaining voltage dividing power storage elements C1 to C4 are connected to voltage adjusting circuits BCc1 to BCc3 having the same ratio of on-time and off-time to the voltages VC1 to VC4.
  • ⁇ VCk is the sum of the voltages of the voltage dividing power storage elements C1 to C5.
  • the voltages of the other voltage dividing power storage elements C1 to C4 are made uniform, and stable operation can be performed without generating an overvoltage. Further, by keeping the voltage value of the voltage dividing power storage element C5 constant, the design of the DC / DC converter 110 becomes easy.
  • the power conversion device of the third embodiment facilitates the design of the DC / DC converter by keeping the input voltage of the DC / DC converter constant. Therefore, the power conversion device of the third embodiment can reduce the size of the main circuit power supply device and reduce the loss. Further, the design of the DC / DC converter can be facilitated.
  • Embodiment 4 The power conversion device of the fourth embodiment is provided with a protection circuit for preventing overvoltage in the voltage adjustment circuit.
  • FIG. 12 is a configuration diagram of the main circuit power supply device
  • FIG. 13 is a configuration diagram of a protection circuit example of the voltage adjustment circuit.
  • the same or corresponding parts as those of the first embodiment are designated by the same reference numerals.
  • the voltage adjusting circuits BC1 to BC4 adjust the respective voltages of the voltage dividing power storage elements C1 to C5.
  • the voltage adjustment by the voltage adjustment circuits BC1 to BC4 becomes impossible due to the failure of one of the voltage adjustment circuits BCk or the influence of disturbance, one of the voltage dividing power storage elements Ck becomes an overvoltage.
  • the withstand voltage of the power storage element Ck for voltage division or the switching element included in the voltage adjustment circuit BCk may be exceeded.
  • the fourth embodiment deals with such a problem.
  • FIG. 12 is a configuration diagram of the main circuit power feeding device 103 of the fourth embodiment.
  • the configuration of the main circuit power supply device 103 of the fourth embodiment will be described below.
  • the main circuit power supply device 103 is used to distinguish it from the first embodiment.
  • the main circuit power supply device 103 has the protection circuit switches S1, S2, S3, S4, S5, and the protection circuit resistors R1, R2, R3 in addition to the configuration of the main circuit power supply device 100 according to the first embodiment. , R4, R5. Further, the main circuit power feeding device 103 includes overvoltage detection circuits Det1, Det2, Det3, Det4, and Det5.
  • the protection circuit switch S1 is appropriately described as a switch S1
  • the protection circuit resistor R1 is appropriately described as a resistor R1.
  • the switch Sk and the resistor Rk are connected in series and are connected in parallel to the voltage dividing power storage element Ck.
  • the overvoltage detection circuit Detk detects the overvoltage of the voltage dividing power storage element Ck. In FIG. 12, the overvoltage detection circuit is described as VD.
  • switch Sk semiconductor elements such as IGBTs and MOSFETs, and mechanical switches such as relays can be used.
  • All switches Sk are turned on when the main circuit control device 200 is not operating. Further, it is turned on even when the main circuit control device 200 is operating and when one of the voltage dividing power storage elements C1 to C5 becomes overvoltage. At this time, all of the voltage adjusting circuits BC1 to BC5 and the operation of the DC / DC converter 110 are stopped. By stopping the operation of all the voltage adjusting circuits BCk and the DC / DC converter 110, it is possible to prevent an overvoltage that exceeds the withstand voltage of each of the voltage dividing power storage elements C1 to C5.
  • the overvoltage means a state in which the voltage of the voltage dividing power storage element Ck is 0.25 times or more the withstand voltage of the switching elements Q1bk and Q2bk. This is based on the fact that the surge voltage generated in the switching elements Q1bk and Q2bk is twice the voltage when the surge voltage applied to the switching elements Q1bk and Q2bk is not taken into consideration. That is, since the voltage normally applied to the switching elements Q1bk and Q2bk is the sum of the voltages of the voltage dividing power storage elements Ck and C (k + 1), the voltage of the voltage dividing power storage element Ck is the switching element when the surge voltage is included.
  • the overvoltage is defined as when the voltage of the voltage dividing power storage element Ck becomes 0.25 times or more the withstand voltage of the switching elements Q1bk and Q2bk.
  • the switch Sk is a normally-on type switch.
  • the switch Sk is turned on by not sending a signal when the main circuit control device 200 is not operating.
  • the switch Sk is turned off by the power supplied from the main circuit power supply device 103.
  • the voltage of one of the voltage dividing power storage elements C1 to C5 becomes overvoltage, the operations of all the voltage adjusting circuits BC1 to BC4 and the DC / DC converter 110 are stopped.
  • the operation of the voltage adjusting circuits BC1 to BC4 and the DC / DC converter 110 is stopped, the power supply from the main circuit power feeding device 103 is lost, so that the switch Sk is automatically turned on.
  • the switch Sk is a normally-off type switch
  • power must be supplied in order for the switch Sk to be turned on.
  • FIG. 13 shows an example of a protection circuit that can realize the required operation when a normally-off type switch is used.
  • the main circuit power supply device 103 further includes a normally-off type protection circuit switch Sdk, a protection circuit resistance Rdk, a protection circuit Zener diode Zk, and a protection circuit power storage element Cdk in addition to the switch Sk and the resistor Rk.
  • the protection circuit switch Sdk is referred to as a switch Sdk
  • the protection circuit resistor Rdk is referred to as a resistor Rdk
  • the protection circuit Zener diode Zk is referred to as a Zener diode Zk as appropriate.
  • MOSFETs are described as representatives, but other normally-off type switches including mechanical switches such as IGBTs may be used.
  • the resistance Rdk is much larger than the resistance value of the resistance Rk.
  • the switch Sdk is driven by a gate drive unit (not shown), and power for driving the gate drive unit is supplied from the DC / DC converter 110 or the voltage dividing power storage element Ck by a power converter (not shown).
  • the gate drive voltage of the switch Sk is lower than the yield voltage of the Zener diode Zk.
  • the gate signal of the switch Sdk is driven from the main circuit control device 200 or a control device (not shown).
  • the main circuit control device 200 sends an on signal to the switch Sdk. Since the switch Sdk is supplied with power from the DC / DC converter 110, it can be driven and the switch Sdk is turned on. At this time, since the electric charge of the protection circuit power storage element Cdk is extracted, the gate voltage of the switch Sk drops to about 0V, and the switch Sk is turned off. Therefore, when the main circuit power feeding device 103 is operating normally, no current flows through the resistor Rk, but only through the resistor Rdk, which has a high resistance, and steady loss due to the resistor can be suppressed.
  • the electric charge of the power storage element of the DC / DC converter 110 or the main circuit control device 200 is lost.
  • the switch Sdk since the driving power to the switch Sdk is also lost, the switch Sdk is kept in the off state, and as long as the voltage is applied to the voltage dividing power storage element Ck, the switch Sk is turned on. Therefore, the voltages of the voltage dividing power storage elements C1 to C5 are balanced.
  • the switch Sk can be used in either the normally-on type or the normally-off type with respect to the overvoltage of the voltage dividing power storage element Ck.
  • the power conversion device of the fourth embodiment is provided with a protection circuit for preventing overvoltage in the voltage adjustment circuit. Therefore, the power conversion device of the fourth embodiment can reduce the size of the main circuit power supply device and reduce the loss. Further, even when an overvoltage occurs in the voltage dividing power storage element, the switching element in the voltage adjustment circuit can be protected.
  • the voltage dividing power storage elements C1 to C5, the DC / DC converter power storage elements C1b to C3b, the protection circuit power storage elements Cd1 to Cd5, and the main circuit power storage element CM are electrolytic capacitors, film capacitors, and the like.
  • Various capacitors such as ceramic capacitors and electric double layer capacitors can be used.
  • a secondary battery may be used.
  • the voltage adjusting circuit magnetic element Lk can use an inductor.
  • the core material of the inductor is not limited.
  • the main circuit power feeding device is configured to include only one DC / DC converter, but may include two or more DC / DC converters. However, in order to reduce the number of transformers, it is necessary to reduce the number of DC / DC converters to the number of voltage dividing capacitors.
  • the main circuit power feeding device includes a plurality of voltage adjusting circuits, but may include only one voltage adjusting circuit.
  • the main circuit power supply device may be configured to include two voltage dividing power storage elements and one voltage adjusting circuit connected to the two voltage dividing power storage elements.
  • a DC / DC converter is connected to one of the voltage dividing power storage elements.
  • the present application can be widely applied to a power conversion device because it can reduce the size of the main circuit power supply device and reduce the loss.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

主回路給電装置（１００）は、直列接続された複数の分圧用蓄電要素（Ｃ１－Ｃ５）と、複数の分圧用蓄電要素（Ｃ１－Ｃ５）間の電力の授受により、複数の分圧用蓄電要素（Ｃ１－Ｃ５）の電圧をそれぞれ調整する電圧調整回路（ＢＣ１－ＢＣ４）と、少なくとも１個の分圧用蓄電要素（Ｃ１－Ｃ５）に接続され、主回路（３００）を制御する主回路制御装置（２００）へ制御電源を供給する、少なくとも１個のＤＣ／ＤＣコンバータ（１１０）を備える。

Description

電力変換装置
　本願は、電力変換装置に関するものである。
　系統用電力変換装置などにおいて、装置内の高電位部に存在する制御装置に電力を供給する方式として主回路給電方式がある。主回路給電方式は、制御装置に電力を供給する回路を高電位部内に設置するため、給電回路に必要な絶縁耐圧が大幅に低減できる利点がある。
　高電圧の主回路からゲート駆動用の電源に電力を供給する回路として、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力を直列接続し、出力を並列接続とした回路が開示されている。（例えば、特許文献１）。
　また、直列接続されたコンデンサとこれに並列接続されたスイッチと抵抗によってコンデンサ電圧が過電圧にならないように制御し、分圧コンデンサの一つからＤＣ／ＤＣコンバータを用いてゲート駆動用電源へ電力を供給する回路が開示されている（例えば、特許文献２）。
特開２０１５－１９５３７号公報（段落［０００９］、［００１０］－［００１２］および図１、２） 特開２００４－２３８３４号公報（段落［０００６］、［０００７］および図１）
　特許文献１の開示回路では、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力側と出力側は異電位となり、トランスを用いて絶縁する必要があるため、給電回路が大型化する問題がある。
　また、特許文献２の開示回路では、分圧コンデンサの電圧に関して、抵抗を用いた回路によって放電を行うため、損失が大きくなる問題がある。
　本願は、上記の問題を解決するためになされたものであり、主回路給電装置の小型化を可能にし、かつ損失の低減が可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
　本願に開示される電力変換装置は、主回路スイッチング素子と主回路蓄電要素とを備える主回路と、主回路を制御する主回路制御装置と、主回路蓄電要素から主回路制御装置へ制御電源を供給する主回路給電装置と、を備える電力変換装置において、主回路給電装置は、直列接続された複数の分圧用蓄電要素と、複数の分圧用蓄電要素に接続され、複数の分圧用蓄電要素間の電力の授受により、複数の分圧用蓄電要素の電圧をそれぞれ調整する電圧調整回路と、複数の分圧用蓄電要素のうち、少なくとも１個の分圧用蓄電要素に接続され、制御電源を供給する、少なくとも１個のＤＣ／ＤＣコンバータと、を備えるものである。
　本願に開示される電力変換装置によれば、主回路給電装置の小型化を可能にし、かつ損失の低減を可能にすることを実現する電力変換装置が得られる。
実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る主回路の別の構成を示す回路構成図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る主回路給電装置の回路構成図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る主回路給電装置の変形例の回路構成図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る主回路給電装置の変形例の回路構成図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る主回路給電装置の変形例の回路構成図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る電圧調整回路の基本構成図である。 実施の形態１による電力変換装置に係る電圧調整回路の回路構成図である。 実施の形態１による電力変換装置に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である。 実施の形態２による電力変換装置に係る電圧調整回路の回路構成図である。 実施の形態３による電力変換装置に係る電圧調整回路の回路構成図である。 実施の形態４による電力変換装置に係る主回路給電装置の回路構成図である。 実施の形態４による電力変換装置に係る保護回路例の構成図である。
実施の形態１．
　実施の形態１は、主回路スイッチング素子と主回路蓄電要素とを備える主回路と、主回路を制御する主回路制御装置と、主回路蓄電要素から主回路制御装置へ制御電源を供給する主回路給電装置とを備え、主回路給電装置は、直列接続された複数の分圧用蓄電要素と、複数の分圧用蓄電要素に接続され、複数の分圧用蓄電要素間の電力の授受により、複数の分圧用蓄電要素の電圧をそれぞれ調整する電圧調整回路と、複数の分圧用蓄電要素のうち、少なくとも１個の分圧用蓄電要素に接続され、制御電源を供給する、少なくとも１個のＤＣ／ＤＣコンバータとを備える電力変換装置に関するものである。
　以下、実施の形態１に係る電力変換装置の構成および動作について、電力変換装置の概略構成を示すブロック図である図１、主回路の別の構成を示す回路構成図である図２、主回路給電装置の回路構成図である図３、主回路給電装置の変形例の回路構成図である図４から図６、電圧調整回路の基本構成図である図７、電圧調整回路の回路構成図である図８、およびＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成図である図９に基づいて説明する。
　実施の形態１の電力変換装置の構成および機能を図１に基づいて説明する。
　電力変換装置１は、主回路給電装置１００、主回路制御装置２００、および主回路３００を備える。
　主回路３００は主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、および主回路蓄電要素ＣＭを備える。また、主回路制御装置２００は、ゲート駆動回路２１０、および制御信号生成回路２２０を備える。
　本実施の形態１における主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　ｔｒａｎｓｉｓｔоｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｌｅｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＧＣＴ（Ｇａｔｅ　Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ　Ｔｕｒｎ－оｆｆ）、およびサイリスタなどの任意の自己消弧型の半導体スイッチング素子を用いることができる。そして、これらの自己消弧型の半導体スイッチング素子に対して、ＦＷＤ（Ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅ）を逆並列に接続する構成としている。
　半導体スイッチング素子は、Ｓｉを材料とした素子に限らず、ＳｉＣまたはＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体を材料とした素子（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ－ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｍｏｂｉｌｉｔｙ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いてもよい。ＦＷＤは半導体スイッチング素子の寄生ダイオードを用いてもよい。
　本実施の形態１における主回路３００は、モジュラーマルチレベル変換器に用いられる一つの単位変換器である。その構成は図１に示すハーフブリッジセルを想定しているが、図２に示す主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４を備えるフルブリッジセルでもよい。
　なお、主回路３００は、他の単位変換器と接続するための主回路端子ＴＣａ、ＴＣｂを備えている。
　主回路３００の構成は、主回路蓄電要素ＣＭを備え、その主回路蓄電要素ＣＭの電圧、エネルギをスイッチング素子によって電力変換を行う回路であれば、目的、用途に限定されずどのような回路であってもよい。その際、スイッチング素子の数、その他の素子の種類、および数に関しても限定されない。
　実施の形態１の主回路給電装置１００は、主回路蓄電要素ＣＭから主回路３００、および主回路制御装置２００に電力を供給するように構成される。
　主回路制御装置２００において、ゲート駆動回路２１０は主回路３００の主回路スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動し、制御信号生成回路２２０は、ゲート駆動回路２１０に制御信号を出力する。
　本実施の形態１では、主回路制御装置２００は、ゲート駆動回路２１０および制御信号生成回路２２０を備えているが、主回路制御装置２００は主回路３００内のスイッチング素子および機械スイッチを駆動、または制御に用いる装置全般を指し、その構成要素はゲート駆動回路２１０および制御信号生成回路２２０に限定されない。また、構成要素の数も限定されない。
　次に主回路給電装置１００の構成、動作について、主回路給電装置１００の回路構成図である図３に基づいて説明する。
　主回路給電装置１００は、分圧用蓄電要素Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５、電圧調整回路ＢＣ１、ＢＣ２、ＢＣ３、ＢＣ４、およびＤＣ／ＤＣコンバータ１１０を備える。
　また、主回路給電装置１００は、主回路給電装置入力端子Ｔ１ａ、Ｔ１ｂと、制御信号生成回路電源端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂと、ゲート駆動回路電源端子Ｔ３ａ、Ｔ３ｂとを備える。
　なお、記載の簡素化を図るため、例えば、主回路給電装置入力端子Ｔ１ａを入力端子Ｔ１ａと、制御信号生成回路電源端子Ｔ２ａを電源端子Ｔ２ａと、ゲート駆動回路電源端子Ｔ３ａを電源端子Ｔ３ａと適宜記載する。
　分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５は、入力端子Ｔ１ａおよび入力端子Ｔ２ａの間に直列に接続されている。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、その入力が一つの分圧用蓄電要素Ｃ５に接続され、出力は電源端子Ｔ２ａ、Ｔ２ｂ、および電源端子Ｔ３ａ、Ｔ３ｂに接続されている。
　以下、説明を分かり易くし、記載の簡素化を図るため、直列接続された分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５のそれぞれをＣｋ（ｋは１≦ｋ≦５の範囲内の整数）と記載する。
　また、主回路給電装置１００の要素Ｘ１～Ｘ５（ここで、Ｘは要素のシンボルであり、分圧用蓄電要素Ｃおよび後述する保護回路スイッチＳ、保護回路抵抗Ｒ等を表す）に対し、高電位側からｋ番目の要素ＸをＸｋと記載する。
　図３において、電圧調整回路ＢＣｋは、３個の電圧調整回路端子ｔｋａ、ｔｋｂ、ｔｋｃ（具体的には、ｔ１ａ、ｔ１ｂ、ｔ１ｃ、ｔ２ａ、ｔ２ｂ、ｔ２ｃ、ｔ３ａ、ｔ３ｂ、ｔ３ｃ、ｔ４ａ、ｔ４ｂ、ｔ４ｃ）を備えており、２個の分圧用蓄電要素Ｃｋ、Ｃ（ｋ＋１）に接続される。
　なお、記載の簡素化のために、例えば、電圧調整回路端子ｔｋａを端子ｔｋａと記載する。
　電圧調整回路ＢＣｋの高圧側の端子ｔｋａと低圧側の端子ｔｋｃとを除く端子ｔｋｂは、他の電圧調整回路ＢＣ（ｋ－１）の低圧側の端子ｔ（ｋ－１）ｃ、あるいは電圧調整回路ＢＣ（ｋ＋１）の高圧側の端子ｔ（ｋ＋１）ａ、またはその両方に接続される。
　このように接続することで、すべての電圧調整回路ＢＣ１～ＢＣ４に対し、２つの電圧調整回路ＢＣｋ、ＢＣ（ｋ＋１）は、共通して分圧用蓄電要素Ｃ（ｋ＋１）に接続される。
　分かり易くするために参照符号を省略して記載すると、各電圧調整回路は、直列接続された３個以上の分圧用蓄電要素のうち、少なくとも２個からなる分圧用蓄電要素の組に接続され、一の電圧調整回路が接続される分圧用蓄電要素の組の一部と、他の電圧調整回路が接続される少なくとも２個の分圧用蓄電要素の一部とが互いに重複する。
　したがって、分圧用蓄電要素Ｃ１は電圧調整回路ＢＣ１を介して分圧用蓄電要素Ｃ２と電力を授受する。そして電力を授受された分圧用蓄電要素Ｃ２は、電圧調整回路ＢＣ２を介して分圧用蓄電要素Ｃ３と電力を授受する。分圧用蓄電要素Ｃ３は、電圧調整回路ＢＣ３を介して分圧用蓄電要素Ｃ４と電力を授受する。分圧用蓄電要素Ｃ４は、電圧調整回路ＢＣ４を介して分圧用蓄電要素Ｃ５と電力を授受する。
　このように、すべての分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の間で電力の授受を可能とし、結果として、分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５すべての電圧を調整することができる。
　次に、主回路給電装置１００の変形例について、図４から図６に基づいて説明する。
　図４、および図５における電圧調整回路ＢＣａｋは、４個の電圧調整回路端子ｔｋａ～ｔｋｄを備える。
　なお、図３の３個の端子ｔｋａ～ｔｋｃを備える電圧調整回路ＢＣｋと区別するため、４個の端子ｔｋａ～ｔｋｄ（具体的には、ｔ１ａ、ｔ１ｂ、ｔ１ｃ、ｔ１ｄ、ｔ２ａ、ｔ２ｂ、ｔ２ｃ、ｔ２ｄ、ｔ３ａ、ｔ３ｂ、ｔ３ｃ、ｔ３ｄ、ｔ４ａ、ｔ４ｂ、ｔ４ｃ、ｔ４ｄ）を備える電圧調整回路を電圧調整回路ＢＣａｋとしている。図４の主回路給電装置を主回路給電装置１００Ａと図５の主回路給電装置を主回路給電装置１００Ｂと区別している。
　図４では、電圧調整回路ＢＣａｋは分圧用蓄電要素Ｃ（２ｋ－１）～Ｃ（２ｋ＋１）の３個に接続される。ここで、電圧調整回路ＢＣａ１と電圧調整回路ＢＣａ２は共通して分圧用蓄電要素Ｃ３に接続される。
　図５では電圧調整回路ＢＣａｋは分圧用蓄電要素Ｃｋ～Ｃ（ｋ＋２）の３個に接続される。ここで、電圧調整回路ＢＣａ１と電圧調整回路ＢＣａ２は共通して分圧用蓄電要素Ｃ２とＣ３に接続されている。また、電圧調整回路ＢＣａ２と電圧調整回路ＢＣａ３は共通して分圧用蓄電要素Ｃ３とＣ４に接続されている。
　図４、および図５における主回路給電装置１００の変形例において、電圧調整回路ＢＣａｋが接続されている分圧用蓄電要素のいずれかが他の電圧調整回路ＢＣａ（ｋ＋１）にも接続されている。
　このようの構成することで、電圧調整回路ＢＣａｋのそれぞれが接続されている分圧用蓄電要素の電圧調整を独立に行うことができる。他の電圧調整回路ＢＣａｋと少なくとも１個の分圧用蓄電要素を共通して電圧調整するため、結果としてすべての分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の間で電力の授受が行われ、すべての分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の電圧を調整できる。
　さらに、図６に主回路給電装置１００の別の変形例を示す。
　図３の電圧調整回路ＢＣ１～ＢＣ４は分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の間の電圧を調整する機能を有するため、図６に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ１１０はどの分圧用蓄電要素Ｃｋに接続してもよい。図６においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、分圧用蓄電要素Ｃ４に接続されている。
　なお、図６において、主回路給電装置を主回路給電装置１００Ｃと区別している。
　図４～図６に主回路給電装置のいくつかの変形例を示したが、本実施の形態の範囲内であれば分圧用蓄電要素Ｃｋ、電圧調整回路ＢＣｋ、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０のそれぞれの数およびその接続構成は限定されず、他の変形も可能である。
　図３～図６の主回路給電装置では、一つの分圧用蓄電要素（例えば、Ｃ５）にＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の入力を接続した。しかし、複数の分圧用蓄電要素の直列回路（例えば、Ｃ４およびＣ５の直列回路）にＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の入力を接続してもよい。
　なお、以下の説明では、図３の主回路給電装置１００を適用することを想定している。
　次に、電圧調整回路ＢＣｋの構成、動作について、図７、図８に基づいて説明する。
　図７は実施の形態１による電圧調整回路の基本構成図である。
　電圧調整回路ＢＣｋは電圧調整回路スイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋ、および電圧調整回路磁気素子Ｌｋを備える。
　なお、記載の簡素化を図るため、例えば、電圧調整回路スイッチング素子Ｑ１ｂｋをスイッチング素子Ｑ１ｂｋと、電圧調整回路磁気素子Ｌｋを磁気素子Ｌｋと適宜記載する。
　スイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋはＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴなどの任意の自己消弧型の半導体スイッチング素子を用いることができる。そして、これらの自己消弧型の半導体スイッチング素子に対して、ＦＷＤを逆並列に接続する構成としている。
　スイッチング素子Ｑ１ｂｋとスイッチング素子Ｑ２ｂｋは直列に接続され、端子ｔｋａと端子ｔｋｃに接続されている。磁気素子Ｌｋは、スイッチング素子Ｑ１ｂｋとスイッチング素子Ｑ２ｂｋとの接続点の端子（スイッチング素子接続端子）ｔｋｍと端子ｔｋｂとの間に接続される。
　なお、スイッチング素子接続端子ｔｋｍは、適宜接続端子ｔｋｍと記載する。
　詳細な動作は後述するが、電圧調整回路ＢＣｋが接続されている分圧用蓄電要素Ｃｋ、Ｃ（ｋ＋１）の電圧とスイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋのオンオフによって接続端子ｔｋｍに発生する平均電圧は決定され、分圧用蓄電要素Ｃｋと分圧用蓄電要素Ｃ（ｋ＋１）との間で電力の授受が行われる。これにより、分圧用蓄電要素Ｃｋと分圧用蓄電要素Ｃ（ｋ＋１）のそれぞれの電圧を調整できる。
　したがって、電圧調整回路ＢＣｋは、抵抗を用いずに分圧用蓄電要素間の電力の授受によって電圧を調整するため、損失を抑えることができる。
　図８は実施の形態１による電圧調整回路ＢＣｋの構成図である。
　電圧調整回路ＢＣｋは、図７の基本回路構成で説明したスイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋおよび磁気素子Ｌｋの他に、電圧調整回路ゲート駆動回路Ｇｄｋおよびパルス信号生成回路Ｐｌｓｋを備える。
　なお、電圧調整回路ゲート駆動回路Ｇｄｋを、ゲート駆動回路Ｇｄｋと適宜記載する。
　ゲート駆動回路Ｇｄｋは、パルス信号生成回路Ｐｌｓｋからの信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋを駆動する。
　パルス信号生成回路Ｐｌｓｋは、スイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋを駆動するための信号を生成し、ゲート駆動回路Ｇｄｋに伝送する。
　次に、電圧調整回路ＢＣｋの詳細な動作を説明する。
　スイッチング素子Ｑ１ｂｋとスイッチング素子Ｑ２ｂｋは交互にオンとオフを繰り返す。分圧用蓄電要素Ｃｋの電圧がＶＣｋ、分圧用蓄電要素Ｃ（ｋ＋１）の電圧がＶＣ（ｋ＋１）の時、スイッチング素子Ｑ１ｂｋとスイッチング素子Ｑ２ｂｋのオン時間とオフ時間を等しくすると、接続端子ｔｋｃから見た、スイッチング素子Ｑ１ｂｋとスイッチング素子Ｑ２ｂｋの接続点の端子ｔｋｍの平均的な電位は、（ＶＣｋ＋ＶＣ（ｋ＋１））／２となる。
　したがって、電圧調整回路ＢＣｋは、接続している分圧用蓄電要素Ｃｋと分圧用蓄電要素Ｃ（ｋ＋１）の電圧がその平均値となるように分圧用蓄電要素Ｃｋと分圧用蓄電要素Ｃ（ｋ＋１）の間で電力の授受を行う。
　結果として、分圧用蓄電要素Ｃｋと分圧用蓄電要素Ｃ（ｋ＋１）の平均電圧は常に等しくなる。この時、スイッチング素子Ｑ１ｂｋとスイッチング素子Ｑ２ｂｋのゲートには、オン時間とオフ時間が等しくなるような信号を与えればよい。
　したがって、パルス信号生成回路Ｐｌｓｋは、オン時間とオフ時間が等しくなるようなパルスを生成すればよい。このため、電圧を監視してフィードバックする制御を行う必要がない。したがって、電圧センサ等を必要とせず、簡素な構成で回路を実現できる。
　図８において、パルス信号生成回路Ｐｌｓｋがゲート駆動回路Ｇｄｋに出力している信号は１つになっている。ゲート駆動回路Ｇｄｋ内では、パルス信号生成回路Ｐｌｓｋのオンオフ信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１ｂｋとスイッチング素子Ｑ２ｂｋのオンオフが交互になるようにゲート信号を生成している。
　しかし、パルス信号生成回路Ｐｌｓｋがオンオフ交互になっている２つの信号をゲート駆動回路Ｇｄｋに伝送してもよい。
　なお、ゲート駆動回路Ｇｄｋがスイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋを駆動するための電力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０、または分圧用蓄電要素Ｃｋから図示しない電力変換器によって供給される。
　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の構成、動作について、図９に基づいて説明する。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータトランスＴｒ１、ＤＣ／ＤＣコンバータダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、ＤＣ／ＤＣコンバータスイッチング素子Ｑ１ｆ、ＤＣ／ＤＣコンバータ蓄電要素Ｃ１ｂ、Ｃ２ｂ、Ｃ３ｂを備える。
　また、ＤＣ／ＤＣコンバータトランスＴｒ１はトランス一次側巻線Ｔｒ１ａ、トランス二次側巻線Ｔｒ１ｂ、トランス三次側巻線Ｔｒ１ｃ、トランス四次側巻線Ｔｒ１ｄを備える。
　なお、記載の簡素化を図るため、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータトランスＴｒ１をトランスＴｒ１と、ＤＣ／ＤＣコンバータダイオードＤ１をダイオードＤ１と、ＤＣ／ＤＣコンバータスイッチング素子Ｑ１ｆをスイッチング素子Ｑ１ｆと、ＤＣ／ＤＣコンバータ蓄電要素Ｃ１ｂを蓄電要素Ｃ１ｂと適宜記載する。また、例えば、トランス一次側巻線Ｔｒ１ａを一次側巻線Ｔｒ１ａと適宜記載する。
　トランスＴｒ１の一次側巻線Ｔｒ１ａ、二次側巻線Ｔｒ１ｂ、三次側巻線Ｔｒ１ｃ、および四次側巻線Ｔｒ１ｄはそれぞれ絶縁されている。スイッチング素子Ｑ１ｆは、トランス一次巻線Ｔｒ１ａに直列接続されている。
　スイッチング素子Ｑ１ｆは、任意の自己消弧型の半導体スイッチング素子を用いることができ、これにＦＷＤを逆並列に接続している。
　電源端子Ｔ２ａと電源端子Ｔ２ｂの間には蓄電要素Ｃ１ｂが接続され、電源端子Ｔ３ａと電源端子Ｔ３ｂの間には蓄電要素Ｃ２ｂが接続されている。
　また、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御電源端子Ｔｃと分圧用蓄電要素Ｃ５の下端の間に蓄電要素Ｃ３ｂが接続されている。
　なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御電源端子Ｔｃを、適宜制御電源端子Ｔｃと記載する。
　ここで、制御電源端子Ｔｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０を駆動、制御する制御ＩＣ駆動用の電源の端子である。
　以下にＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の動作を説明する。
　スイッチング素子Ｑ１ｆのオン期間において、トランスＴｒ１に分圧用蓄電要素Ｃ５から供給されるエネルギが蓄積され、オフ期間にそのエネルギが出力側へと電力として伝達される。
　蓄電要素Ｃ１ｂ～Ｃ３ｂにエネルギが伝達されることで、出力電圧が発生し、主回路制御装置２００とＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の制御電源として使用される。
　この構成において、トランスＴｒ１の各巻線Ｔｒ１ａ～Ｔｒ１ｄの巻き数比が各々の電源に必要な電圧に合わせたトランスＴｒ１を用いることで、各電源において異なる電圧が必要な場合でも、１個のＤＣ／ＤＣコンバータ１１０で電力供給を可能とするとともに、必要なトランスが１個になる。
　実施の形態１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０としてフライバックコンバータを一例として挙げているが、トランスを用いたＤＣ／ＤＣコンバータならば、フォワードコンバータ等、公知の方式に置き換えることができる。
　実施の形態１では、トランスＴｒ１の一つの巻線が一つの電源に電力を供給するような一対一の関係としているが、各々の電源の電圧が等しい場合、およびＤＣ／ＤＣコンバータ１１０と主回路制御装置２００との間に直流電圧を変化させる別の電力変換器が存在する場合には、トランスＴｒ１の一つの巻線から各々の電源へと電力を供給する方式でもよい。
　また、ダイオードＤ１は任意のＦＷＤが並列に逆接続された半導体スイッチング素子に置き換えることができる。
　主回路給電装置１００に１個のＤＣ／ＤＣコンバータ１１０を備える構成を説明したが、複数のＤＣ／ＤＣコンバータを備えて、それぞれ必要な電源を供給する構成としてもよい。
　以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置は、主回路スイッチング素子と主回路蓄電要素とを備える主回路と、主回路を制御する主回路制御装置と、主回路蓄電要素から主回路制御装置へ制御電源を供給する主回路給電装置とを備え、主回路給電装置は、直列接続された複数の分圧用蓄電要素と、複数の分圧用蓄電要素に接続され、複数の分圧用蓄電要素間の電力の授受により、複数の分圧用蓄電要素の電圧をそれぞれ調整する電圧調整回路と、複数の分圧用蓄電要素のうち、少なくとも１個の分圧用蓄電要素に接続され、制御電源を供給する、少なくとも１個のＤＣ／ＤＣコンバータとを備えるものである。
　したがって、実施の形態１の電力変換装置は、主回路給電装置の小型化を可能にし、かつ損失の低減を可能にすることができる。
実施の形態２．
　実施の形態２の電力変換装置は、各電圧調整回路に電圧調整回路スイッチング素子を駆動するオンオフ信号を発生する共通のパルス信号生成回路を主回路給電装置内に設けたものである。
　実施の形態２の電力変換装置について、電圧調整回路の回路構成図である図１０に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
　実施の形態２の構成図において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
　実施の形態１では、電圧調整回路ＢＣ１～ＢＣ４のそれぞれがパルス信号生成回路Ｐｌｓ１～Ｐｌｓ４を備えていた。それぞれのパルス信号生成回路Ｐｌｓｋがオン時間とオフ時間が等しくなるようなパルスを生成して、それぞれのゲート駆動回路Ｇｄｋに信号を伝送し、その信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋを駆動させていた。
　パルス信号生成回路Ｐｌｓ１～Ｐｌｓ４が同位相の信号を送った場合は、分圧用蓄電要素Ｃｋに対して、電圧調整回路スイッチング素子Ｑ１ｂｋがオンの時は、スイッチング素子Ｑ２ｂ（ｋ－１）はオフ、スイッチング素子Ｑ１ｂｋがオフの時は、スイッチング素子Ｑ２ｂ（ｋ－１）はオンというように、動作するため、スイッチング一周期において分圧用蓄電要素Ｃｋに過剰な電力の供給などが発生せず、リプルは一定となる。
　しかし、パルス信号生成回路Ｐｌｓ１～Ｐｌｓ４が異なる信号を送った場合は、分圧用蓄電要素Ｃｋに対して、スイッチング素子Ｑ１ｂｋがオンの時に、スイッチング素子Ｑ２ｂ（ｋ－１）もオン、または同時にオフといった状態が発生する可能性がある。
　この場合、分圧用蓄電要素Ｃｋが過剰に放電、または充電するため、リプルが大きくなる。リプルが大きい場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の制御の安定性が悪化したり、リプルに対して過電圧検出を行う可能性がある。
　実施の形態２の電力変換装置は、このような問題に対応するものである。
　図１０は実施の形態２の電圧調整回路ＢＣｂｋの構成図である。
　以下に実施の形態２における電圧調整回路ＢＣｂｋ、ならびに主回路給電装置１０１の構成について説明する。
　なお、実施の形態１と区別するために、電圧調整回路ＢＣｂｋとし、主回路給電装置１０１としている。
　実施の形態２における電圧調整回路ＢＣｂｋは、スイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋを駆動するゲート駆動回路Ｇｄｋと、信号絶縁部Ｉｎｓｋを備える。信号絶縁部Ｉｎｓｋは電圧調整回路ＢＣｂｋの外部の信号を電気的に絶縁された状態でゲート駆動回路Ｇｄｋへ伝送する。すなわち、スイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋのオンオフ信号を、信号絶縁部Ｉｎｓｋを経由して、電圧調整回路ＢＣｂｋへ伝送する。
　実施の形態１では電圧調整回路ＢＣｋそれぞれがパルス信号生成回路Ｐｌｓｋを備えていたが、実施の形態２では、電圧調整回路ＢＣｂｋはパルス信号生成回路Ｐｌｓｋを備えない。
　実施の形態２においては、パルス信号生成回路Ｐｌｓは１つのみで、主回路給電装置１０１内に備える。
　しかし、一つの電圧調整回路ＢＣｂｋがパルス信号生成回路Ｐｌｓを備えてもよい。例えば、電圧調整回路ＢＣ４がパルス信号生成回路Ｐｌｓを備える構成としてもよい。
　パルス信号生成回路Ｐｌｓは、その出力を各電圧調整回路ＢＣｂ１、ＢＣｂ２、ＢＣｂ３、ＢＣｂ４の有する信号絶縁部Ｉｎｓ１、Ｉｎｓ２、Ｉｎｓ３、Ｉｎｓ４に伝送する。パルス信号生成回路Ｐｌｓ一つで各電圧調整回路ＢＣｂ１～ＢＣｂ４にオンオフ信号を伝送できるため、同期のとれたオン時間とオフ時間の等しいパルス信号を伝送することができる。
　したがって、分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の電圧リプルおよび磁気素子Ｌｋの電流リプルを抑制できる。
　信号絶縁部Ｉｎｓｋはフォトカプラを代表とする光送受信素子および光ファイバで構成された光伝送回路、あるいは交流結合素子を通して信号を伝送するデジタルアイソレータ等である。デジタルアイソレータは、磁気結合方式のカプラ、または静電容量結合方式のカプラを含む。
　以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置は、各電圧調整回路に電圧調整回路スイッチング素子を駆動するオンオフ信号を発生する共通のパルス信号生成回路を主回路給電装置内に設けたものである。
　したがって、実施の形態２の電力変換装置は、主回路給電装置の小型化を可能にし、かつ損失の低減を可能にすることができる。さらに、分圧用蓄電要素の電圧リプルおよび磁気素子Ｌｋの電流リプルを抑制することができる。
実施の形態３．
　実施の形態３の電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を一定にすることで、ＤＣ／ＤＣコンバータの設計を容易化したものである。
　実施の形態３の電力変換装置について、電圧調整回路の回路構成図である図１１に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。なお、適宜実施の形態１の図面を参照する。
　実施の形態３の構成図において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
　実施の形態１では、主回路蓄電要素ＣＭの電圧をすべての電圧調整回路ＢＣ１～ＢＣ４によって均等にしている。したがって、主回路蓄電要素ＣＭの電圧が変化する場合、それに伴って各分圧用蓄電要素Ｃｋの電圧も変化する。
　実施の形態１のＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、その動作を２つのモードに分けることができる。それらを電流連続モードと電流不連続モードと称する。
　電流連続モードは、トランスＴｒ１にエネルギが蓄積されている状態でスイッチング素子Ｑ１ｆがオフ状態からオン状態になるモードである。スイッチング素子Ｑ１ｆがオフからオンになる瞬間、スイッチング素子Ｑ１ｆに電流が流れるため、スイッチング素子Ｑ１ｆのスイッチング損失が大きくなる。
　電流不連続モードは、スイッチング素子Ｑ１ｆのオフ状態の時にトランスＴｒ１のエネルギが全て出力側へ送られ、トランスＴｒ１の蓄積エネルギが０の状態で、スイッチング素子Ｑ１ｆがオフ状態からオン状態になるモードである。スイッチング素子Ｑ１ｆがオフからオンになる瞬間のスイッチング素子Ｑ１ｆに流れる電流は０であるため、スイッチング素子Ｑ１ｆのスイッチング損失は小さくなる。ただし、エネルギを蓄積するために電流ピーク値を大きくする必要があるため、トランスＴｒ１が大型化し易い。
　電流連続モードも電流不連続モードも入力電圧、出力電圧、および出力電力の仕様からトランスＴｒ１の励磁インダクタンス、スイッチング素子Ｑ１ｆのスイッチング周波数を設計することによって決定できる。すなわち、損失の低減、あるいはサイズの低減などの目的に応じて、定常動作時の動作モードを決定し、スイッチング周波数および励磁インダクタンスを設計する。
　しかし、入力電圧、出力電圧、および出力電力のいずれかが定常動作時において大きく変化する場合、それらの変化する範囲を考慮して動作モードを決定する必要がある。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータの設計が困難になる場合がある。
　すなわち、実施の形態１では、各分圧用蓄電要素Ｃｋの電圧が変化するため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の入力電圧であるＣ５の電圧ＶＣ５も変化する。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の設計が困難になる可能性がある。
　実施の形態３の電力変換装置はこのような問題に対応するものである。
　図１１は実施の形態３の電圧調整回路ＢＣｃ４の構成図である。
　以下に実施の形態３における電圧調整回路ＢＣｃ４、ならびに主回路給電装置１０２の構成について説明する。
　なお、実施の形態１と区別するために、電圧調整回路ＢＣｃ４とし、主回路給電装置１０２としている。
　実施の形態３における電圧調整回路ＢＣｃ４は、スイッチング素子Ｑ１ｂ４、Ｑ２ｂ４を駆動する電圧調整回路ゲート駆動回路Ｇｄ４、電圧検出回路Ｓｅｎｓ４、および電圧制御回路Ｃｔｒｌ４を備える。さらに、電圧調整回路ＢＣｃ４は、磁気素子Ｌ４を備える。
　なお、電圧調整回路ゲート駆動回路Ｇｄ４は、ゲート駆動回路Ｇｄ４と適宜記載する。
　電圧検出回路Ｓｅｎｓ４は、分圧用蓄電要素Ｃ５の電圧を検出する。電圧制御回路Ｃｔｒｌ４は、この検出した電圧の値に基づいてスイッチングパターンを変化させる。
　スイッチングパターンを変化させる電圧制御回路Ｃｔｒｌ４については、ソフトウェア処理あるいはハードウェア処理の少なくとも一方によって実現される。また、他の電圧調整回路ＢＣｃ１～ＢＣｃ３に関しては、実施の形態１と同様にスイッチング素子Ｑ１ｂｋとスイッチング素子Ｑ２ｂｋのオン時間とオフ時間が等しくなるような信号を与える。
　次に、電圧調整回路ＢＣｃ４を含めた主回路給電装置１０２の動作について説明する。
　電圧検出回路Ｓｅｎｓ４は、分圧用蓄電要素Ｃ５の電圧ＶＣ５を検出する。電圧制御回路Ｃｔｒｌ４は、この検出された分圧用蓄電要素Ｃ５の電圧ＶＣ５に基づいて、ゲート駆動するためのスイッチングパターンの信号をゲート駆動回路Ｇｄ４に出力する。ゲート駆動回路Ｇｄ４は、スイッチング素子Ｑ１ｂ４、Ｑ２ｂ４を制御することで、分圧用蓄電要素Ｃ５の電圧ＶＣ５を一定にする。
　このとき、残りの分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ４の電圧ＶＣ１～ＶＣ４はオン時間とオフ時間の割合が同等の電圧調整回路ＢＣｃ１～ＢＣｃ３が接続されている。
　このため、分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ４の電圧ＶＣ１～ＶＣ４は、
ＶＣｋ＝（ΣＶＣｋ－ＶＣ５）／４
となる。ここで、ΣＶＣｋは分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の電圧の総和である。
　したがって、分圧用蓄電要素Ｃ５の電圧値を一定にしながら、他の分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ４の電圧は均一化され、過電圧を発生させることなく安定して動作することができる。
　また、分圧用蓄電要素Ｃ５の電圧値を一定にすることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の設計が容易になる。
　以上説明したように、実施の形態３の電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を一定にすることで、ＤＣ／ＤＣコンバータの設計を容易化したものである。
　したがって、実施の形態３の電力変換装置は、主回路給電装置の小型化を可能にし、かつ損失の低減を可能にすることができる。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータの設計を容易化することができる。
実施の形態４．
　実施の形態４の電力変換装置は、電圧調整回路に過電圧防止用の保護回路を設けたものである。
　実施の形態４の電力変換装置について、主回路給電装置の構成図である図１２、および電圧調整回路の保護回路例の構成図である図１３に基づいて、実施の形態１との差異を中心に説明する。
　実施の形態４の構成図において、実施の形態１と同一あるいは相当部分は、同一の符号を付している。
　実施の形態１では、電圧調整回路ＢＣ１～ＢＣ４は、すべての分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５のそれぞれの電圧を調整した。しかし、いずれかの電圧調整回路ＢＣｋの故障、あるいは外乱等の影響によって、電圧調整回路ＢＣ１～ＢＣ４による電圧調整が不可能になってしまう場合、いずれかの分圧用蓄電要素Ｃｋが過電圧となって、分圧用蓄電要素Ｃｋ、あるいは電圧調整回路ＢＣｋ内に含まれるスイッチング素子の耐圧を超過する可能性がある。
　実施の形態４はこのような問題に対応するものである。
　図１２は実施の形態４の主回路給電装置１０３の構成図である。
　以下に実施の形態４の主回路給電装置１０３の構成について説明する。
　なお、実施の形態１と区別するために、主回路給電装置１０３としている。
　本実施の形態４における主回路給電装置１０３は、実施の形態１における主回路給電装置１００の構成に加え、保護回路スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、および保護回路抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５を備える。さらに、主回路給電装置１０３は、過電圧検出回路Ｄｅｔ１、Ｄｅｔ２、Ｄｅｔ３、Ｄｅｔ４、Ｄｅｔ５を備える。
　なお、記載の簡素化のために、例えば、保護回路スイッチＳ１をスイッチＳ１と、保護回路抵抗Ｒ１を抵抗Ｒ１と適宜記載する。
　スイッチＳｋと抵抗Ｒｋとは直列に接続され、分圧用蓄電要素Ｃｋに並列に接続されている。さらに、過電圧検出回路Ｄｅｔｋは、分圧用蓄電要素Ｃｋの過電圧を検出する。なお、図１２において、過電圧検出回路をＶＤと記載している。
　スイッチＳｋはＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなどの半導体素子、およびリレーなどの機械スイッチを用いることができる。
　スイッチＳｋは、主回路制御装置２００が非動作時においてすべてオンとなる。また、主回路制御装置２００が動作時においても、分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の内の一つの電圧が過電圧になった時にもオンとなる。このときは、電圧調整回路ＢＣ１～ＢＣ５のすべてと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の動作を停止させる。
　すべての電圧調整回路ＢＣｋおよびＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の動作を停止させることで、分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５それぞれの耐電圧を超過するような過電圧を防ぐことができる。
　ここで、過電圧とは、分圧用蓄電要素Ｃｋの電圧がスイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋの耐電圧の０．２５倍以上になった状態を意味する。
　これは、スイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋに発生するサージ電圧は、そのスイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋに印加されるサージ電圧を考慮しない時の電圧の２倍が最大値であることに基づく。すなわち、スイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋに通常印加される電圧は、分圧用蓄電要素ＣｋとＣ（ｋ＋１）それぞれの電圧の和であるから、サージ電圧も含めると、分圧用蓄電要素Ｃｋの電圧がスイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋの耐電圧の０．２５倍以上になった時に過電圧となる可能性ある。
　したがって、分圧用蓄電要素Ｃｋの電圧がスイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋの耐電圧の０．２５倍以上になった時を過電圧とする。
　以上は、２つの分圧用蓄電要素に対して、１つの電圧調整回路が接続されている場合、すなわち、分圧用蓄電要素が２個であるから１／４＝０．２５となる。
　これを一般化すると、スイッチング素子Ｑ１ｂｋ、Ｑ２ｂｋの耐電圧の（１／（２×接続される分圧用蓄電要素の個数）））になったとき、過電圧となる可能性がある。
　ここで、（１／（２×接続される分圧用蓄電要素の個数））は、接続される分圧用蓄電要素の個数の２倍の逆数である。
　以下に詳細の動作について記述する。
　まず、スイッチＳｋがノーマリーオン型のスイッチである場合について説明する。
　スイッチＳｋがノーマリーオン型のスイッチである場合、主回路制御装置２００が非動作時には信号を送らないことでスイッチＳｋはオンとなる。
　主回路制御装置２００が動作時には、主回路給電装置１０３からの供給電力によってスイッチＳｋをオフにする。また、分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の内一つの電圧が過電圧になった時は、電圧調整回路ＢＣ１～ＢＣ４の全てと、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の動作を停止する。この電圧調整回路ＢＣ１～ＢＣ４およびＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の動作停止で、主回路給電装置１０３からの電力供給が失われるため、スイッチＳｋは自動的にオンとなる。
　次に、スイッチＳｋがノーマリーオフ型のスイッチである場合について説明する。
　スイッチＳｋがノーマリーオフ型のスイッチである場合、そのスイッチＳｋがオンとなるためには、電力の供給が必要となる。
　図１３にノーマリーオフ型のスイッチを使用した場合、要求される動作を実現できる保護回路の一例を示す。
　この場合、主回路給電装置１０３は、スイッチＳｋおよび抵抗Ｒｋに加えて、ノーマリーオフ型の保護回路スイッチＳｄｋ、保護回路抵抗Ｒｄｋ、保護回路ツェナーダイオードＺｋ、保護回路蓄電素子Ｃｄｋをさらに備える。
　なお、記載の簡素化のために、保護回路スイッチＳｄｋをスイッチＳｄｋと、保護回路抵抗Ｒｄｋを抵抗Ｒｄｋと、保護回路ツェナーダイオードＺｋをツェナーダイオードＺｋと適宜記載する。
　図１３のスイッチＳｋ、Ｓｄｋでは、代表してＭＯＳＦＥＴを記述しているが、ＩＧＢＴなどの機械スイッチを含む他のノーマリーオフ型のスイッチでも良い。
　また、抵抗Ｒｄｋは抵抗Ｒｋの抵抗値と比べて非常に大きい。スイッチＳｄｋは図示しないゲート駆動部によって駆動され、ゲート駆動部が駆動するための電力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０、または分圧用蓄電要素Ｃｋから図示しない電力変換器によって供給される。
　ここで、スイッチＳｋのゲート駆動電圧は、ツェナーダイオードＺｋの降伏電圧よりも低いものとする。スイッチＳｄｋのゲート信号は主回路制御装置２００、または図示しない制御装置から駆動される。
　まず、主回路蓄電要素ＣＭの電圧が０Ｖ、または分圧用蓄電要素Ｃｋそれぞれに印加される電圧がツェナーダイオードＺｋの降伏電圧よりも電圧が低いとき、スイッチＳｋのゲート電圧は０Ｖとなる。したがってスイッチＳｋはオフとなる。
　次に、分圧用蓄電要素Ｃｋに印加される電圧がツェナーダイオードＺｋよりも大きく、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０が動作する範囲よりも小さいとき、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は動作しない。このため、スイッチＳｄｋに供給される電力は０となる。
　このとき、スイッチＳｋはそのゲート駆動電圧がツェナーダイオードＺｋよりも小さいことから、ツェナーダイオードの降伏電圧が印加されて、オンとなる。
　したがって、保護回路スイッチＳ１～Ｓ５はオンとなり、保護回路抵抗Ｒ１～Ｒ５によって分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の電圧がバランスされる。
　次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０を含む、主回路給電装置１０３が正常に動作しているときは、主回路制御装置２００から、スイッチＳｄｋに対してオン信号を送る。スイッチＳｄｋはＤＣ／ＤＣコンバータ１１０から電力が供給されるため、駆動可能となり、スイッチＳｄｋはオンとなる。
　このとき、保護回路蓄電素子Ｃｄｋの電荷は引き抜かれるため、スイッチＳｋのゲート電圧は０Ｖ程度まで降下し、スイッチＳｋはオフとなる。
　したがって、主回路給電装置１０３が正常に動作しているときは、抵抗Ｒｋに電流が流れず、高抵抗である抵抗Ｒｄｋにのみ流れ、抵抗による定常損失を抑えることができる。
　分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５のいずれかが過電圧になったときは、すべての電圧調整回路ＢＣ１～ＢＣ４とＤＣ／ＤＣコンバータ１１０を停止させる。
　過電圧検出回路Ｄｅｔ１～Ｄｅｔ５が過電圧を検出したとき、主回路制御装置２００、または図示しないその他の制御装置からスイッチＳｄ１～Ｓｄ５にオフ信号を送る。
　まず、電圧調整回路ＢＣ１～ＢＣ４およびＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の停止直後は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０、または主回路制御装置２００に含まれる蓄電要素によって、すぐには電力は失われない。
　このため、制御信号によって、スイッチＳｄｋをオフする必要がある。スイッチＳｄｋをオフすることで、スイッチＳｋがオンするため、各分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の電圧は等しくなる。
　時間が経過すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０、または主回路制御装置２００の蓄電要素の電荷が失われる。このときは、スイッチＳｄｋへの駆動電力も失われるため、スイッチＳｄｋはオフ状態を保ち、分圧用蓄電要素Ｃｋに電圧が印加されている限り、スイッチＳｋはオンとなる。したがって、各分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の電圧はバランスされる。
　以上のように、ノーマリーオフ型のスイッチＳｋにおいても、分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５に電圧が印加されている場合は、正常な動作時においては、オフになり、非動作時および過電圧時はオンになる。
　したがって、いかなる時も分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５の電圧アンバランスを防ぐことができ、かつ定常損失を最低限に抑えることができる。
　以上説明したように、分圧用蓄電要素Ｃｋの過電圧に対して、スイッチＳｋはノーマリーオン型、ノーマリーオフ型のどちらでも使用することができる。
　以上説明したように、実施の形態４の電力変換装置は、電圧調整回路に過電圧防止用の保護回路を設けたものである。
　したがって、実施の形態４の電力変換装置は、主回路給電装置の小型化を可能にし、かつ損失の低減を可能にすることができる。さらに、分圧用蓄電要素に過電圧が発生した場合でも、電圧調整回路内のスイッチング素子を保護することができる。
　実施の形態１から実施の形態４において、分圧用蓄電要素Ｃ１～Ｃ５、ＤＣ／ＤＣコンバータ蓄電要素Ｃ１ｂ～Ｃ３ｂ、保護回路蓄電素子Ｃｄ１～Ｃｄ５、主回路蓄電要素ＣＭは、電解コンデンサ、フィルムコンデンサ、セラミックコンデンサ、および電気二重層コンデンサ等の各種コンデンサを用いることができる。あるいは、二次電池でもよい。
　また、実施の形態１から実施の形態４において、電圧調整回路磁気素子Ｌｋはインダクタを用いることができる。この時、インダクタのコア材は限定されない。
　実施の形態１から実施の形態４において、主回路給電装置はＤＣ／ＤＣコンバータを１つのみ含む構成としているが、２以上のＤＣ／ＤＣコンバータを含んでもよい。
　ただし、トランスの数を少なくするためには、ＤＣ／ＤＣコンバータの数を分圧コンデンサの数よりも少なくする必要がある。
　実施の形態１から実施の形態４において、主回路給電装置は複数の電圧調整回路を含むが、１つの電圧調整回路のみを含んでもよい。
　例えば、主回路給電装置は、２つの分圧用蓄電要素と、その２つの分圧用蓄電要素に接続される１つの電圧調整回路とを備える構成であってもよい。この場合、一方の分圧用蓄電要素にＤＣ／ＤＣコンバータが接続される。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組合せで実施の形態に適用可能である。
　従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組合せる場合が含まれるものとする。
　本願は、主回路給電装置の小型化を可能にし、かつ損失の低減を可能にすることができるため、電力変換装置に広く適用できる。
１　電力変換装置、１００，１００Ａ～１００Ｂ，１００Ｃ，１０１～１０３　主回路給電装置、１１０　ＤＣ／ＤＣコンバータ、２００　主回路制御装置、２１０　ゲート駆動回路、２２０　制御信号生成回路、３００　主回路、Ｑ１～Ｑ４　主回路スイッチング素子、ＣＭ　主回路蓄電要素、Ｃ１～Ｃ５，Ｃｋ　分圧用蓄電要素、ＢＣ１～ＢＣ４，ＢＣａ１～ＢＣａ３，ＢＣｋ，ＢＣｂｋ，ＢＣｃ４　電圧調整回路、Ｃ１ｂ，Ｃ２ｂ，Ｃ３ｂ　ＤＣ／ＤＣコンバータ蓄電要素、Ｃｔｒｌ４　電圧制御回路、Ｄｅｔ１～Ｄｅｔ５　過電圧検出回路、Ｇｄ４　電圧調整回路ゲート駆動回路、Ｉｎｓｋ　信号絶縁部、Ｌｋ　電圧調整回路磁気素子、Ｐｌｓ，Ｐｌｓｋ　パルス信号生成回路、Ｑ１ｆ　ＤＣ／ＤＣコンバータスイッチング素子、Ｑ１ｂｋ，Ｑ２ｂｋ　電圧調整回路スイッチング素子、ｔｋａ～ｔｋｄ　電圧調整回路端子、ｔｋｍ　スイッチング素子接続端子、Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ　主回路給電装置入力端子、Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ　制御信号生成回路電源端子、Ｔ３ａ，Ｔ３ｂ　ゲート駆動回路電源端子、ＴＣａ，ＴＣｂ　主回路端子、Ｔｃ　ＤＣ／ＤＣコンバータ制御電源端子、Ｓ１～Ｓ５　保護回路スイッチ、Ｒ１～Ｒ５　保護回路抵抗、Ｒｄｋ　保護回路抵抗、Ｃｄｋ　保護回路蓄電素子、Ｓｄｋ　保護回路スイッチ、Ｓｅｎｓ４　電圧検出回路、Ｚｋ　保護回路ツェナーダイオード、Ｄ１～Ｄ３　ＤＣ／ＤＣコンバータダイオード、Ｔｒ１　ＤＣ／ＤＣコンバータトランス、Ｔｒ１ａ　トランス一次側巻線、Ｔｒ１ｂ　トランス二次側巻線、Ｔｒ１ｃ　トランス三次側巻線、Ｔｒ１ｄ　トランス四次側巻線。

Claims (15)

  1. 主回路スイッチング素子と主回路蓄電要素とを備える主回路と、前記主回路を制御する主回路制御装置と、前記主回路蓄電要素から前記主回路制御装置へ制御電源を供給する主回路給電装置と、を備える電力変換装置において、
    前記主回路給電装置は、直列接続された複数の分圧用蓄電要素と、
    前記複数の分圧用蓄電要素に接続され、前記複数の分圧用蓄電要素間の電力の授受により、前記複数の分圧用蓄電要素の電圧をそれぞれ調整する電圧調整回路と、
    前記複数の分圧用蓄電要素のうち、少なくとも１個の前記分圧用蓄電要素に接続され、前記制御電源を供給する、少なくとも１個のＤＣ／ＤＣコンバータと、
    を備える電力変換装置。
  2. 前記主回路給電装置は、直列接続された３個以上の前記分圧用蓄電要素と、複数の前記電圧調整回路とを備え、
    前記電圧調整回路は、３個以上の前記分圧用蓄電要素のうち、少なくとも２個からなる前記分圧用蓄電要素の組に接続され、
    前記電圧調整回路が接続される前記分圧用蓄電要素の組の一部と、他の前記電圧調整回路が接続される少なくとも２個の前記分圧用蓄電要素の一部とが互いに重複する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記主回路給電装置は、Ｎを３以上の整数とし、直列接続されたＮ個の前記分圧用蓄電要素と、２以上（Ｎ－１）以下の個数の前記電圧調整回路を備え、
    直列接続されたＮ個の前記分圧用蓄電要素は、前記主回路蓄電要素と並列に接続され、
    前記分圧用蓄電要素の組は、ｎは２≦ｎ≦（Ｎ－１）となる整数であるｎ個の前記分圧用蓄電要素から構成され、
    ｋは１≦ｋ≦（Ｎ－１）となる整数であり、前記主回路蓄電要素の正極側から第ｋ番目の前記電圧調整回路は、前記主回路蓄電要素の正極側から第ｋ番目の前記分圧用蓄電要素から第（ｋ＋ｎ－１）番目の前記分圧用蓄電要素までによって構成される前記分圧用蓄電要素の組に接続される請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記電圧調整回路は、少なくとも２個の電圧調整用スイッチング素子と、少なくとも１個の磁気素子と、を備える請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  5. すべての前記電圧調整回路において、前記電圧調整用スイッチング素子のそれぞれは、オン時間とオフ時間を同じにする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記電圧調整回路は、少なくとも１個の信号絶縁部を備え、前記電圧調整回路の外部で生成された前記電圧調整用スイッチング素子のオンオフ信号を、前記信号絶縁部を経由して、前記電圧調整回路へ伝送する請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 少なくとも１個の前記電圧調整回路は、少なくとも１個の前記分圧用蓄電要素の電圧を検出する電圧検出回路を備え、前記電圧検出回路によって得られた電圧値に基づいて、前記分圧用蓄電要素の電圧を一定の値に制御する回路を備える請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 少なくとも１個の前記電圧調整回路は、少なくとも１個の前記分圧用蓄電要素の電圧を検出する電圧検出回路を備え、前記電圧検出回路によって得られた電圧値に基づいて、前記分圧用蓄電要素の電圧を一定の値に制御する回路を備える請求項４から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  9. 前記分圧用蓄電要素の電圧を検出する電圧検出回路を備える前記電圧調整回路の他のすべての前記電圧調整回路は、少なくとも２個の前記電圧調整用スイッチング素子を有し、前記電圧調整用スイッチング素子のそれぞれは、オン時間とオフ時間を同じにする請求項８に記載の電力変換装置。
  10. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、少なくとも１個のトランスを備える請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 前記トランスは、３巻線以上の多巻線トランスである請求項１０に記載の電力変換装置。
  12. 前記主回路給電装置は、前記分圧用蓄電要素のそれぞれと並列に、直列接続された保護回路スイッチと保護回路抵抗と、を備える請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  13. すべての前記保護回路スイッチは、前記主回路制御装置の動作開始時にオフとなる請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 前記保護回路スイッチは、前記保護回路スイッチと前記保護回路抵抗の直列体に対して並列に接続されている前記分圧用蓄電要素の電圧が、前記分圧用蓄電要素を接続する前記電圧調整回路の有する電圧調整用スイッチング素子の耐電圧の接続される前記分圧用蓄電要素の個数の２倍の逆数倍以上になった時にオンとなる請求項１２または請求項１３に記載の電力変換装置。
  15. 前記保護回路スイッチは、前記主回路給電装置が供給する電力を用いて駆動される、請求項１２から請求項１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
PCT/JP2019/026111 2019-07-01 2019-07-01 電力変換装置 WO2021001888A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP19936497.7A EP3996263A4 (en) 2019-07-01 2019-07-01 POWER CONVERSION DEVICE
PCT/JP2019/026111 WO2021001888A1 (ja) 2019-07-01 2019-07-01 電力変換装置
US17/606,047 US11888411B2 (en) 2019-07-01 2019-07-01 Power conversion device
JP2019571367A JP6667747B1 (ja) 2019-07-01 2019-07-01 電力変換装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2019/026111 WO2021001888A1 (ja) 2019-07-01 2019-07-01 電力変換装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2021001888A1 true WO2021001888A1 (ja) 2021-01-07

Family

ID=70000605

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2019/026111 WO2021001888A1 (ja) 2019-07-01 2019-07-01 電力変換装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11888411B2 (ja)
EP (1) EP3996263A4 (ja)
JP (1) JP6667747B1 (ja)
WO (1) WO2021001888A1 (ja)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2022244036A1 (ja) 2021-05-17 2022-11-24 三菱電機株式会社 電力変換装置及び主回路給電装置
JP2023150789A (ja) * 2022-03-31 2023-10-16 株式会社Soken Ｄｃｄｃコンバータの制御装置及びプログラム

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0237749B2 (ja) * 1981-09-10 1990-08-27 Sony Corp
JP2004023834A (ja) 2002-06-13 2004-01-22 Fuji Electric Holdings Co Ltd 半導体スイッチング素子のゲート駆動回路
JP2015019537A (ja) 2013-07-12 2015-01-29 株式会社東芝 スイッチング素子駆動電源回路
JP2015130743A (ja) * 2014-01-07 2015-07-16 株式会社日立製作所 電力変換装置および電力変換装置の故障検出方法
US20170194866A1 (en) * 2015-03-13 2017-07-06 Infineon Technologies Austria Ag Method for Operating a Power Converter Circuit and Power Converter Circuit

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5378274B2 (ja) 2010-03-15 2013-12-25 株式会社日立製作所 電力変換装置
KR101723094B1 (ko) 2014-12-29 2017-04-18 주식회사 효성 Ｍｍｃ 컨버터의 서브모듈 제어기용 전원장치
WO2021028975A1 (ja) * 2019-08-09 2021-02-18 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
JP7258241B2 (ja) * 2020-08-06 2023-04-14 三菱電機株式会社 電力変換回路の制御装置
JP2023141944A (ja) * 2022-03-24 2023-10-05 Fdk株式会社 バックアップ電源装置及びバックアップ電源装置の制御方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0237749B2 (ja) * 1981-09-10 1990-08-27 Sony Corp
JP2004023834A (ja) 2002-06-13 2004-01-22 Fuji Electric Holdings Co Ltd 半導体スイッチング素子のゲート駆動回路
JP2015019537A (ja) 2013-07-12 2015-01-29 株式会社東芝 スイッチング素子駆動電源回路
JP2015130743A (ja) * 2014-01-07 2015-07-16 株式会社日立製作所 電力変換装置および電力変換装置の故障検出方法
US20170194866A1 (en) * 2015-03-13 2017-07-06 Infineon Technologies Austria Ag Method for Operating a Power Converter Circuit and Power Converter Circuit

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP3996263A4

Also Published As

Publication number Publication date
JP6667747B1 (ja) 2020-03-18
JPWO2021001888A1 (ja) 2021-09-13
US11888411B2 (en) 2024-01-30
EP3996263A1 (en) 2022-05-11
US20220239231A1 (en) 2022-07-28
EP3996263A4 (en) 2022-07-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3257146B1 (en) Dc-dc converter
US10833594B2 (en) System and method of controlling a power converter having an LC tank coupled between a switching network and a transformer winding
US10608522B2 (en) Electrical circuit with auxiliary voltage source for zero-voltage switching in DC-DC converter under all load conditions
US20100328971A1 (en) Boundary mode coupled inductor boost power converter
US20120187879A1 (en) Zero-voltage-transition soft switching converter
US7944188B1 (en) Power converter circuits having bipolar outputs and bipolar inputs
US10873254B2 (en) Electrical circuit for zero-voltage soft-switching in DC-DC converter under all load conditions
US6940188B2 (en) Electric power converting device
US11664721B2 (en) Multiphase interleaved forward power converters including clamping circuits
WO2021001888A1 (ja) 電力変換装置
US6914788B2 (en) Power supply apparatus
JP6803993B2 (ja) 直流電圧変換器、および直流電圧変換器の作動方法
Eitzen et al. Modular dc-dc converter system for energy harvesting with eaps
US11750109B2 (en) Power conversion device
US9281740B2 (en) Power conversion apparatus
US20230336088A1 (en) Synchronous reverse blocking switch for soft-switching current source converters and soft-switching current source converters including the same
KR20240026550A (ko) 전력용 스위칭 소자들의 직렬 연결을 위한 회생형 클램프 회로들
JP6579622B2 (ja) 双方向絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ
Bornwasser Series-Resonant-Converter with Galvanic Isolation and> 99% Efficiency
WO2005091484A1 (en) Switching power supply
EA038303B1 (ru) Способ и устройство рекуперации энергии рассеяния трансформатора обратноходового преобразователя
EA035594B1 (ru) Устройство импульсного транзисторного преобразователя и способ рекуперации энергии рассеяния трансформатора
Hosseini et al. A Modular DC-DC converter with zero voltage switching capability
KR20010009795A (ko) 플라이백 디씨/디씨 컨버터

Legal Events

Date Code Title Description
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2019571367

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 19936497

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2019936497

Country of ref document: EP

Effective date: 20220201