WO2020184445A1 - 光受信機の評価方法及び光受信機の評価装置 - Google Patents

光受信機の評価方法及び光受信機の評価装置 Download PDF

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Definitions

  • the present invention relates to an evaluation method for an optical receiver for coherent optical communication and an evaluation device for an optical receiver.
  • the baud rate and modulation method are, for example, 32 Gbaud PDM-QPSK (polarization multiplex-4 phase shift keying).
  • the optical transmitter generates a PDM-QPSK optical signal by modulating orthogonal linearly polarized light (X-polarized light and Y-polarized light) with a QPSK baseband signal, respectively.
  • the optical receiver converts the optical signal into a baseband signal by coherently detecting the received light and the station emission, demodulates the QPSK by digital signal processing (DSP), and reproduces the transmitted data.
  • DSP digital signal processing
  • the baud rate and modulation method are, for example, 64 Gbaud PDM-16QAM (polarization multiplex -16 quadrature amplitude phase modulation) or 43 Gbaud PDM-64QAM.
  • the baud rate will be increased and the modulation method will be multi-valued in order to expand the transmission capacity per wavelength.
  • FIG. 1 shows a configuration diagram of an optical receiver 100 for digital coherent optical communication.
  • the optical receiver 100 includes a polarization separator (PBSRX, PBSLO), a 90-degree optical hybrid (HYBX, HYBY), and a balanced photodiode (PD1 to PD1) from the input side of the left received light (RX) and local emission (LO). 4), a transimpedance amplifier (TIA1 to 4), and an A / D converter (ADC1 to 4).
  • PBSRX, PBSLO polarization separator
  • HYBX, HYBY 90-degree optical hybrid
  • PD1 to PD1 balanced photodiode
  • RX left received light
  • LO local emission
  • TIA1 to 4 transimpedance amplifier
  • ADC1 to 4 ADC1 to 4
  • the polarization separators PBSRX and PBSLO branch the received light (RX) and local emission (LO) to different output ports according to their polarization state.
  • the 90-degree optical hybrid (HYBX, HYBY) branches the received light of each polarized wave and the local emission, and causes them to interfere with each other. At that time, one of the branched station emissions is interfered with the received light by giving a phase difference of 90 degrees to the other station emission. Interference light of each polarization is converted into an electric signal by a photodiode (PD1 to 4) and a transimpedance amplifier (TIA1 to 4), and converted from an analog electric signal to a digital signal by an A / D converter (ADC1 to 4). Will be done.
  • PD1 to 4 photodiode
  • TIA1 to 4 transimpedance amplifier
  • ADC1 to 4 ADC1 to 4
  • the optical 90 degree hybrid is used by using DSP (Digital signal processing).
  • DSP Digital signal processing
  • a method of compensating for the phase error has been proposed.
  • Patent Document 1 a known signal can be used to compensate for the transfer function of an optical receiver (including the phase error of an optical 90 degree hybrid).
  • phase error of the conventional 90-degree optical hybrid shown in FIG. 2 there is a method for evaluating the phase error of the 90-degree optical hybrid using a beat frequency as described in Non-Patent Document 1.
  • two CW (Continious Waveform: continuous wave) optical CW1 (frequency f1) and CW2 (frequency f2) with different oscillation frequencies are input to the optical receiver, and A / D conversion output from the transimpedance amplifier.
  • the phase error of the 90 degree hybrid can be evaluated from the phase difference of the previous beat electric signal (the frequency of the beat electric signal corresponds to the difference between the oscillation frequencies of the two light sources).
  • the four output channels of the transimpedance amplifier are the in-phase component of X-polarized light (XI), the orthogonal component of X-polarized light (XQ), the in-phase component of Y-polarized light (YI), and the orthogonal component of Y-polarized light.
  • XI X-polarized light
  • XQ orthogonal component of X-polarized light
  • YI Y-polarized light
  • YQ the phase difference of the beat electric signal output from the XI channel and the XQ channel is also 90 degrees. ..
  • phase difference of the 90-degree hybrid of X polarization deviates from 90 degrees
  • the phase difference of the beat electric signal output from the XI channel and the XQ channel also corresponds to the phase difference with respect to 90 degrees.
  • the phase error of the 90-degree hybrid of X polarization can be evaluated from the phase difference of the beat electric signals output from the XI channel and the XQ channel. The same applies to the method for evaluating the phase error of the 90-degree hybrid of Y polarization.
  • the phase difference of the 90-degree optical hybrid is accurate.
  • the phase difference according to the skew is added to the phase difference of the beat electric signal output from the XI channel and the XQ channel of the transimpedance amplifier. .. Therefore, in the conventional evaluation method using the beat frequency, the phase difference of the optical 90-degree hybrid and the phase difference due to the inter-channel skew cannot be evaluated separately. Therefore, when the optical receiver has the inter-channel skew, There is a problem that the phase error of the 90-degree optical hybrid cannot be evaluated with high accuracy.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and even when the optical receiver has an inter-channel skew, it is possible to evaluate only the phase error of the optical 90-degree hybrid with high accuracy. It is an object of the present invention to provide an evaluation method and an evaluation device for an optical receiver.
  • An example of an embodiment of the present invention is characterized by having the following configurations in order to achieve such an object.
  • the arithmetic step of decomposing into the product of the matrix is an arithmetic step of decomposing the matrix representing the transfer function of the optical receiver into the product of the shear matrix, the scaling matrix, and the rotation matrix.
  • the shear matrix is obtained by decomposing the matrix representing the transfer function of the optical receiver into the product of the rotation matrix and the upper triangular matrix by QR decomposition, and decomposing the upper triangular matrix into the product of the shear matrix and the scaling matrix.
  • the method for evaluating an optical receiver according to the second configuration is obtained by decomposing the matrix representing the transfer function of the optical receiver into the product of the rotation matrix and the upper triangular matrix by QR decomposition, and decomposing the upper triangular matrix into the product of the shear matrix and the scaling matrix.
  • (Structure 4) It is an evaluation device for an optical receiver having a 90-degree optical hybrid. Equipped with a transmitter and receiver connected by a transmission line, The transmitter acquires a known signal generator that generates a sequence of known signals and an estimation result of the transfer function of the optical transmitter from the transmitter transfer function estimation unit of the receiver to compensate the transfer function of the optical transmitter. Equipped with a transmitter compensator and an optical transmitter The receiver includes an optical receiver, a receiver compensation unit, first and second receiver transfer function estimation units, and the transmitter transfer function estimation unit. An evaluation device for an optical receiver, which evaluates the optical receiver by decomposing the estimated transfer function of the optical receiver into terms of 90-degree hybrid phase error, interchannel gain imbalance, and residual rotation. ..
  • the transmitter transfer function estimation unit includes the first digital data acquired by the receiver when the first known signal is transmitted from the transmitter to the receiver, and a temporary transfer function of the optical receiver. From, the transfer function of the optical transmitter is estimated, The first receiver transfer function estimation unit estimates a temporary transfer function of the optical receiver from the digital data acquired by the receiver when the ASE signal is input to the input terminal of the optical receiver. The second receiver transfer function estimation unit includes the second digital data acquired by the receiver when the second known signal is transmitted from the transmitter to the receiver, and the estimated optical transmitter. The transfer function of the optical receiver is estimated from the transfer function of The evaluation device for an optical receiver according to the configuration 4, characterized in that.
  • an evaluation method for an optical receiver and an evaluation device for an optical receiver that enable highly accurate evaluation of only the phase error of an optical 90-degree hybrid even when the optical receiver has an interchannel skew. Can be provided.
  • FIG. 3 is a diagram showing an evaluation device 300 for an optical receiver according to an embodiment of the present invention.
  • the transmission unit 400 of the evaluation device 300 transmits an optical signal to the reception unit 500 via an optical fiber or the like.
  • the transmitter 400 includes a known signal generation unit 401, a transmitter compensation unit 402, and an optical transmitter 403.
  • the known signal generation unit 401 generates a sequence of known signals for each of the XI channel, the XQ channel, the YI channel, and the YQ channel, and transmits the sequence to the transmitter compensation unit 402.
  • the sequence of known signals is shared between the transmitting unit 400 and the receiving unit 500.
  • the transmitter compensation unit 402 acquires the estimation result of the transfer function of the optical transmitter 403 from the transmitter transfer function estimation unit 504 of the receiver unit 500.
  • the transmitter compensation unit 402 compensates the transfer function of the optical transmitter 403 based on the estimation result.
  • the optical transmitter 403 generates an optical signal by modulating orthogonal linearly polarized light in a series of known signals output from the transmitter compensation unit 402.
  • the generated optical signal is supplied to the receiving unit 500 via the optical transmission line.
  • the receiver 500 includes an optical receiver 600, a receiver compensation unit 502, first and second receiver transfer function estimation units 503-1 and 2, and a local oscillator LD (Laser Diode) 501.
  • LD Laser Diode
  • the optical receiver 600 to be evaluated includes a polarization separator (PBS1, 2), an optical 90-degree hybrid (HYB1, 2), a photodiode (PD1 to 4), and a transimpedance amplifier (TIA1 to 4). , And an A / D converter (ADC).
  • PBS1, 2 polarization separator
  • HYB1, 2 optical 90-degree hybrid
  • PD1 to 4 photodiode
  • TIA1 to 4 transimpedance amplifier
  • ADC A / D converter
  • the polarization separators branch the received light and the local emission output from the local oscillator LD to different output ports according to their polarization states.
  • the 90-degree optical hybrid branches the received light of each polarized wave and the local emission, respectively, and causes them to interfere with each other. At that time, one of the branched station emissions is interfered with the received light by giving a phase difference of 90 degrees to the other station emission. Interference light of each polarization is converted into an electric signal by a photodiode (PD1 to 4) and a transimpedance amplifier (TIA1 to 4), and is converted from an analog electric signal to a digital signal by an A / D converter (ADC). ..
  • the receiver compensation unit 502 acquires the digital output of the optical receiver 600 from the optical receiver 600, and acquires the estimation result of the transfer function of the optical receiver 600 from the second receiver transfer function estimation unit 503-2. , The transfer function of the optical receiver 600 is compensated based on the estimation result.
  • the first receiver transfer function estimation unit 503-1 receives light from digital data acquired by the receiver 500 when an ASE (Amplified Spontaneous Emission) signal corresponding to white noise is input to the input end of the optical receiver 600. Estimate the tentative transfer function of the receiver 600.
  • the ASE signal can be generated from an optical amplifier.
  • An optical amplifier may be included in the transmission line (optical fiber), or an optical amplifier may be prepared separately.
  • the transmitter transfer function estimation unit 504 includes the first digital data acquired by the receiver when the first known signal is transmitted from the transmitter 400 to the receiver 500, and a temporary transfer function of the optical receiver 600. From, the transfer function of the optical transmitter 403 is estimated.
  • the second receiver transfer function estimation unit 503-2 transmits the second digital data acquired by the receiver 500 when the second known signal is transmitted from the transmitter 400 to the receiver 500, and the estimated optical transmission.
  • the transfer function of the optical receiver 600 is estimated from the transfer function of the machine 403.
  • FIG. 4 is a flowchart showing an evaluation method of an optical receiver according to an embodiment of the present invention.
  • Step S1 the first receiver transfer function estimation unit 503-1 estimates a temporary transfer function of the optical receiver 600.
  • Step S2 the transmitter transfer function estimation unit 504 estimates the transfer function of the optical transmitter 403.
  • Step S3 the second receiver transfer function estimation unit 503-2 estimates the transfer function of the optical receiver 600.
  • the transfer function of the receiver estimated in step S3 is decomposed into the terms of 90-degree hybrid phase error, interchannel gain imbalance, and residual rotation for optical reception.
  • step S4 for evaluating the machine is different from the flowchart described in Patent Document 1. Since the detailed operations from step S1 to step S3 are the same as those in Patent Document 1, detailed description thereof will be omitted.
  • Step S4 The detailed contents of step S4 will be described.
  • the transfer function is represented by the 2x2 matrix shown in Equations 1 and 2.
  • the 2x2 matrix in Equation 1 represents the transfer function on the X-polarized side of the optical receiver 600
  • the 2x2 table in Equation 2 represents the transfer function on the Y-polarized side of the optical receiver 600.
  • the 2x2 matrix representing the transfer function on the X-polarized side of the optical receiver 600 is the phase error of the 90-degree hybrid on the X-polarized side, the gain error of the XI channel and the XQ channel, and the various transmission characteristic compensation errors generated in step S3. Is the product of. The same applies to the 2x2 matrix representing the transfer function on the Y polarization side of the optical receiver 600.
  • step S4 is to obtain a matrix representing the phase error of the optical 90 degree hybrid from these 2x2 matrices.
  • a method of obtaining the phase error of the 90-degree optical hybrid on the X-polarized side from the 2x2 matrix representing the transfer function on the X-polarized side of the optical receiver 600 will be described.
  • the matrix representing the phase error of the 90-degree optical hybrid on the X polarization side is represented by the shear matrix of Equation 3.
  • ⁇ X / 2 is the phase error of the optical 90 degree hybrid.
  • the matrix representing the gain error of the XI channel and the XQ channel is represented by the scaling matrix of Equation 4.
  • g XI is the gain of the XI channel
  • g XQ is the gain of the XQ channel
  • their ratio represents the gain error between the channels.
  • ⁇ X is the rotation angle
  • Equation 1 is expressed as the product of Equations 3, 4, and 5, and the matrix representing the phase error of the 90-degree optical hybrid on the X-polarized side is obtained to obtain the 90-degree optical hybrid on the X-polarized side.
  • the phase error of can be calculated.
  • the 2x2 matrix of Equation 1 is decomposed into the product of the rotation matrix and the upper triangular matrix by QR decomposition. Then, the 2x2 matrix of Equation 1 is expressed as the equation of Equation 6.
  • phase error of the 90-degree optical hybrid on the X polarization side can be calculated by obtaining the inverse tangent of b / a obtained in Equation 7, and the evaluation of the optical receiver is evaluated based on this phase error. It can be carried out.
  • an evaluation method for an optical receiver and an optical receiver that enable highly accurate evaluation of only the phase error of an optical 90-degree hybrid even when the optical receiver has an inter-channel skew.
  • a receiver evaluation device can be provided.
  • Optical receiver 100 Optical receiver 300 Evaluation device 400 Transmitter 401 Known signal generator 402 Transmitter compensation 403 Optical transmitter 500 Receiver 501 Local oscillator LD 502 Receiver compensation unit 503-1, 2 First and second receiver transfer function estimation unit 504 Transmitter transfer function estimation unit 600 Optical receiver

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Abstract

光受信機にチャネル間スキューがある場合においても、光９０度ハイブリッドの位相誤差のみを精度高く評価することを可能とする光受信機の評価方法及び評価装置を提供する。光受信機の伝達関数を行列の積に分解する演算により、前記光９０度ハイブリッドの位相誤差を算出して光受信機を評価することを特徴とする光９０度ハイブリッドを有する光受信機の評価方法及び評価装置とした。

Description

光受信機の評価方法及び光受信機の評価装置
　本発明は、コヒーレント光通信用の光受信機の評価方法及び光受信機の評価装置に関する。
　従来より、デジタル信号処理とコヒーレント検波を組み合わせたデジタルコヒーレント技術に基づいた光送受信機の開発が進んでいる。
　１波長あたり１００Ｇｂ／ｓの光送受信機では、ボーレート（Ｂａｕｄ　ｒａｔｅ）と変調方式は例えば３２Ｇｂａｕｄ　ＰＤＭ－ＱＰＳＫ（偏波多重－４位相偏移変調）である。光送信機は直交した直線偏光（Ｘ偏波とＹ偏波）を、それぞれＱＰＳＫのベースバンド信号で変調することでＰＤＭ－ＱＰＳＫ光信号を生成する。光受信機は受信光と局発光をコヒーレント検波することで光信号をベースバンド信号に変換し、デジタル信号処理（ＤＳＰ）によってＱＰＳＫを復調し送信データを再生する。
　１波長あたりの伝送容量を増やすために、４００Ｇｂ／ｓの光送受信機では、ボーレートと変調方式は例えば６４Ｇｂａｕｄ　ＰＤＭ－１６ＱＡＭ（偏波多重－１６直交振幅位相変調）、又は４３Ｇｂａｕｄ　ＰＤＭ－６４ＱＡＭである。このように、今後の光送受信機では、１波長あたりの伝送容量を拡大させるためにボーレートの上昇と変調方式の多値化が進む。
　図１にデジタルコヒーレント光通信用の光受信機１００の構成図を示す。光受信機１００は、左の受信光（ＲＸ）、局発光（ＬＯ）の入力側から偏波分離器（ＰＢＳRX、ＰＢＳLO）、光９０度ハイブリッド（ＨＹＢX、ＨＹＢY）、バランス型フォトダイオード（ＰＤ１～４）、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ１～４）、及びＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ１～４）とで構成される。
　偏波分離器ＰＢＳRX、ＰＢＳLO）は、受信光（ＲＸ）、及び局発光（ＬＯ）をそれらの偏波状態に応じて異なる出力ポートに分岐する。光９０度ハイブリッド（ＨＹＢX、ＨＹＢY）は、各偏波の受信光と局発光をそれぞれ分岐し、それらを干渉させる。その際、分岐された局発光のうち一方の局発光は他方の局発光に対して９０度の位相差を与えて受信光と干渉される。各偏波の干渉光はフォトダイオード（ＰＤ１～４）とトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ１～４）とにより電気信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ１～４）によりアナログ電気信号からデジタル信号へ変換される。
　変調方式の多値化が進むにつれ、光９０度ハイブリッドの位相誤差（９０度からのずれ）が伝送特性に与える影響は顕著となるため、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　ｓｉｇｎａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）を用いて光９０度ハイブリッドの位相誤差を補償する方法が提案されている。例えば、特許文献１が示すように、既知信号を用いて光受信機の伝達関数（光９０度ハイブリッドの位相誤差を含む）を補償することできる。
　一方で、図２に示す従来の光９０度ハイブリッドの位相誤差の評価方法として、非特許文献１に記載されているようなビート周波数を用いた光９０度ハイブリッドの位相誤差の評価方法がある。この評価方法では、発振周波数の異なる２つのＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｉｏｕｓ　Ｗａｖｅｆｏｒｍ：連続波）光ＣＷ1（周波数ｆ1）、ＣＷ2（周波数ｆ2）を光受信機に入力し、トランスインピーダンスアンプから出力されるＡ／Ｄ変換前のビート電気信号（ビート電気信号の周波数は二つの光源の発振周波数の差に相当する）の位相差から９０度ハイブリッドの位相誤差を評価することができる。
　具体的には、トランスインピーダンスアンプの４つの出力チャネルをＸ偏波の同相成分（ＸＩ）、Ｘ偏波の直交成分（ＸＱ）、Ｙ偏波の同相成分（ＹＩ）、Ｙ偏波の直交成分（ＹＱ）とすると、Ｘ偏波の９０度ハイブリッドの位相差が９０度の場合（理想的な場合）には、ＸＩチャネルとＸＱチャネルから出力されるビート電気信号の位相差も９０度となる。
　一方、Ｘ偏波の９０度ハイブリッドの位相差が９０度からずれている場合には、ＸＩチャネルとＸＱチャネルから出力されるビート電気信号の位相差も９０度に対してそのずれに相当した位相ずれが発生する。よって、ＸＩチャネルとＸＱチャネルから出力されるビート電気信号の位相差から、Ｘ偏波の９０度ハイブリッドの位相誤差を評価することができる。Ｙ偏波の９０度ハイブリッドの位相誤差の評価方法についても同様である。
特許６３１９４８７号公報
Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ　Ａｇｒｅｅｍｅｎｔ　ｆｏｒ　ＣＦＰ２－Ａｎａｌｏｇ　Ｃｏｈｅｒｅｎｔ　Ｏｐｔｉｃｓ　Ｍｏｄｕｌｅ　ＩＡ＃　ＯＩＦ－ＣＦＰ２－ＡＣＯ－０１．０
　従来、既知信号を用いて光受信機の伝達関数を補償する場合には、光受信機で発生するその他の不完全性（例えば、チャネル間の利得バラつき）を含む伝達関数を推定及び補償していた。したがって、光９０度ハイブリッドの位相誤差のみを推定することはできないという問題があった。
　また、従来のビート周波数を用いた光９０度ハイブリッドの位相誤差の評価方法では、光受信機のチャネル間にスキュー（遅延時間の差）がある場合には、光９０度ハイブリッドの位相差を精度高く評価できないという課題があった。例えば、ＸＩチャネルとＸＱチャネルとの間にスキューがある場合には、トランスインピーダンスアンプのＸＩチャネルとＸＱチャネルから出力されるビート電気信号の位相差にスキューに応じた位相差が加わってしまっていた。したがって、従来のビート周波数を用いた評価方法では、光９０度ハイブリッドの位相差とチャネル間スキューに起因する位相差を分けて評価することができないため、光受信機にチャネル間スキューがある場合、光９０度ハイブリッドの位相誤差を精度高く評価することができないという課題があった。
　本発明は上記の課題を鑑みてなされたものであり、光受信機にチャネル間スキューがある場合においても、光９０度ハイブリッドの位相誤差のみを精度高く評価することを可能とする光受信機の評価方法及び光受信機の評価装置を提供することを目的としている。
　本発明の実施形態の一例は、このような目的を達成するために、以下のような構成を備えることを特徴とする。
（構成１）
　光９０度ハイブリッドを有する光受信機の評価方法において、前記光受信機の伝達関数を行列の積に分解する演算ステップと、
　前記演算ステップにより分解された行列の積により前記光９０度ハイブリッドの位相誤差を算出して光受信機を評価するステップを備える
ことを特徴とする光受信機の評価方法。
（構成２）
　前記行列の積に分解する演算ステップは、前記光受信機の伝達関数を表す行列を剪断行列、拡大縮小行列、および回転行列の積に分解する演算ステップであり、
　前記評価するステップは、前記剪断行列の係数から前記光受信機の光９０度ハイブリッドの位相誤差を得るステップである
ことを特徴とする構成１に記載の光受信機の評価方法。
（構成３）
　前記剪断行列は、前記光受信機の伝達関数を表す行列をＱＲ分解によって回転行列と上三角行列の積に分解し、前記上三角行列を剪断行列と拡大縮小行列の積に分解して得る
ことを特徴とする構成２に記載の光受信機の評価方法。
（構成４）
　光９０度ハイブリッドを有する光受信機の評価装置であって、
　伝送路で接続された送信部と受信部を備え、
　前記送信部は、既知信号の系列を生成する既知信号生成部と、光送信機の伝達関数の推定結果を前記受信部の送信機伝達関数推定部から取得して光送信機の伝達関数を補償する送信機補償部、および光送信機を備え、
　前記受信部は、光受信機と、受信器補償部、第１及び第２の受信器伝達関数推定部、および前記送信機伝達関数推定部を備え、
　推定した前記光受信機の伝達関数を、９０度ハイブリッドの位相誤差、チャネル間利得インバランス、残留回転の項に分解して前記光受信機を評価する
ことを特徴とする光受信機の評価装置。
（構成５）
　前記送信機伝達関数推定部は、前記送信部から前記受信部に第１の既知信号を伝送させたときに前記受信部が取得した第１のデジタルデータと、前記光受信機の仮の伝達関数とから、前記光送信機の伝達関数を推定し、
　前記第１の受信器伝達関数推定部は、前記光受信機の入力端にＡＳＥ信号を入力された時に前記受信部が取得したデジタルデータから、前記光受信機の仮の伝達関数を推定し、
　前記第２の受信器伝達関数推定部は、前記送信部から前記受信部に第２の既知信号を伝送させたときに前記受信部が取得した第２のデジタルデータと、推定した前記光送信機の伝達関数とから、前記光受信機の伝達関数を推定する、
ことを特徴とする構成４に記載の光受信機の評価装置。
　本発明によれば、光受信機にチャネル間スキューがある場合においても光９０度ハイブリッドの位相誤差のみを精度高く評価することを可能とする光受信機の評価方法及び光受信機の評価装置を提供することができる。
従来の光受信機の構成を示す図である。 従来のビート周波数を用いた光９０度ハイブリッドの位相誤差の評価方法を説明する図である。 本発明の実施形態に係る光受信機の評価装置を示す図である。 本発明の実施形態に係る光受信機の評価方法を示すフローチャートである。
　以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。
（実施形態）
　図３は、本発明の実施形態に係る光受信機の評価装置３００を示す図である。評価装置３００の送信部４００は、光ファイバ等を介して光信号を受信部５００に送信する。
　送信部４００は、既知信号生成部４０１、送信機補償部４０２、及び光送信機４０３を備える。既知信号生成部４０１は、ＸＩチャネル、ＸＱチャネル、ＹＩチャネル、ＹＱチャネルに対して、それぞれ既知信号の系列を生成し、送信機補償部４０２に送信する。既知信号の系列は、送信部４００と受信部５００の間で共有されている。
　送信機補償部４０２は、光送信機４０３の伝達関数の推定結果を、受信部５００の送信機伝達関数推定部５０４から取得する。送信機補償部４０２は、その推定結果に基づいて光送信機４０３の伝達関数を補償する。
　光送信機４０３は、送信機補償部４０２から出力された既知信号の系列で直交した直線偏光を変調することで、光信号を生成する。生成された光信号は、光伝送路を介して受信部５００に供給される。
　受信部５００は光受信機６００、受信器補償部５０２、第１及び第２の受信器伝達関数推定部５０３－１、２、及び局発ＬＤ（Ｌａｓｅｒ　Ｄｉｏｄｅ）５０１を備える。
　評価対象となる光受信機６００は図１と同様、偏波分離器（ＰＢＳ１，２）、光９０度ハイブリッド（ＨＹＢ１，２）、フォトダイオード（ＰＤ１～４）、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ１～４）、及びＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）とで構成される。
　偏波分離器（ＰＢＳ１，２）は、受信光及び局発ＬＤから出力される局発光を、それらの偏波状態に応じて異なる出力ポートに分岐する。光９０度ハイブリッド（ＨＹＢ１，２）は、各偏波の受信光と局発光をそれぞれ分岐し、それらを干渉させる。その際、分岐された局発光のうち一方の局発光は他方の局発光に対して９０度の位相差を与えて受信光と干渉される。各偏波の干渉光はフォトダイオード（ＰＤ１～４）とトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ１～４）とにより電気信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）によりアナログ電気信号からデジタル信号へ変換される。
　受信機補償部５０２は、光受信機６００のデジタル出力を光受信機６００から取得し、および光受信機６００の伝達関数の推定結果を第２の受信機伝達関数推定部５０３－２から取得し、その推定結果に基づいて光受信機６００の伝達関数を補償する。
　第１の受信機伝達関数推定部５０３－１は、光受信機６００の入力端に白色雑音に相当するＡＳＥ（Ａｍｐｌｉｆｉｅｄ　Ｓｐｏｎｔａｎｅｏｕｓ　Ｅｍｉｓｓｉｏｎ）信号を入力された時に受信部５００が取得したデジタルデータから、光受信機６００の仮の伝達関数を推定する。ＡＳＥ信号は光アンプから発生させることができる。伝送路（光ファイバ）に光アンプを含んでもよいし、別途光アンプを用意してもよい。
　送信機伝達関数推定部５０４は、送信部４００から受信部５００に第１の既知信号を伝送させたときに受信部が取得した第１のデジタルデータと、光受信機６００の仮の伝達関数とから、光送信機４０３の伝達関数を推定する。
　第２の受信機伝達関数推定部５０３－２は、送信部４００から受信部５００に第２の既知信号を伝送させたときに受信部５００が取得した第２のデジタルデータと、推定した光送信機４０３の伝達関数とから、光受信機６００の伝達関数を推定する。
　図４は、本発明の実施形態に係る光受信機の評価方法を示すフローチャートである。
（ステップＳ１）　まず、第１の受信機伝達関数推定部５０３－１にて、光受信機６００の仮の伝達関数を推定する。
（ステップＳ２）　次に、送信機伝達関数推定部５０４にて、光送信機４０３の伝達関数を推定する。
（ステップＳ３）　次に、第２の受信機伝達関数推定部５０３－２にて、光受信機６００の伝達関数を推定する。ここまでは従来技術と同様であるが、本願発明では、ステップＳ３で推定した受信機の伝達関数を、９０度ハイブリッドの位相誤差、チャネル間利得インバランス、残留回転の項に分解して光受信機を評価するステップＳ４を有することが、特許文献１記載のフローチャートと異なる。ステップＳ１からステップＳ３までの詳細動作は特許文献１と同様のため詳細な説明は省略する。
（ステップＳ４）　ステップＳ４の詳細な内容について説明する。ステップＳ３により光受信機の伝達関数を推定した結果、その伝達関数は式１と式２に示す２ｘ２行列で表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式１の２ｘ２行列は光受信機６００のＸ偏波側の伝達関数を表し、式２の２ｘ２表列は光受信機６００のＹ偏波側の伝達関数を表す。光受信機６００のＸ偏波側の伝達関数を表す２ｘ２行列はＸ偏波側の９０度ハイブリッドの位相誤差、ＸＩチャネルとＸＱチャネルの利得誤差、及びステップＳ３で発生する種々の伝送特性補償誤差の積である。光受信機６００のＹ偏波側の伝達関数を表す２ｘ２行列も同様である。
　ステップＳ４の目的は、これらの２ｘ２行列から光９０度ハイブリッドの位相誤差を表す行列を求めることである。以下，光受信機６００のＸ偏波側の伝達関数を表す２ｘ２行列から、Ｘ偏波側の光９０度ハイブリッドの位相誤差を求める方法について説明する。
　Ｘ偏波側の光９０度ハイブリッドの位相誤差を表す行列は、式３の剪断行列で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここでδX／２は、光９０度ハイブリッドの位相誤差である。
　また、ＸＩチャネルとＸＱチャネルの利得誤差を表す行列は、式４の拡大縮小行列で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここでｇXIはＸＩチャネルの利得、ｇXQはＸＱチャネルの利得であり、それらの比がチャネル間の利得誤差を表す。
　また、ステップＳ３で発生する種々の伝送特性補償誤差は、式５の回転行列で表現される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、θXは回転角である。
したがって、式１の行列を式３、式４、式５の積として表現し、Ｘ偏波側の光９０度ハイブリッドの位相誤差を表す行列を求めることで、Ｘ偏波側の光９０度ハイブリッドの位相誤差を算出することができる。
　そのために、まず、式１の２ｘ２行列をＱＲ分解により、回転行列と上三角行列の積に分解する。すると式１の２ｘ２行列は式６の式のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　次に、式６の上三角行列を、式７の式のように分解することで、２ｘ２行列を式３、式４、式５の積に分解することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　したがって、式７で得られたｂ／ａの逆正接を求めることで、Ｘ偏波側の光９０度ハイブリッドの位相誤差を算出することができ、この位相誤差に基づいて光受信機の評価を行うことができる。
　以上説明したように、本発明によれば、光受信機にチャネル間スキューがある場合においても光９０度ハイブリッドの位相誤差のみを精度高く評価することを可能とする光受信機の評価方法及び光受信機の評価装置を提供することができる。
１００　光受信機
３００　評価装置
４００　送信部
４０１　既知信号生成部
４０２　送信機補償部
４０３　光送信機
５００　受信部
５０１　局発ＬＤ
５０２　受信器補償部
５０３－１、２　第１、第２の受信器伝達関数推定部
５０４　送信機伝達関数推定部
６００　光受信機

Claims (5)

  1. 　光９０度ハイブリッドを有する光受信機の評価方法において、前記光受信機の伝達関数を行列の積に分解する演算ステップと、
    　前記演算ステップにより分解された行列の積により前記光９０度ハイブリッドの位相誤差を算出して光受信機を評価するステップを備える
    ことを特徴とする光受信機の評価方法。
  2. 　前記行列の積に分解する演算ステップは、前記光受信機の伝達関数を表す行列を剪断行列、拡大縮小行列、および回転行列の積に分解する演算ステップであり、
    　前記評価するステップは、前記剪断行列の係数から前記光受信機の光９０度ハイブリッドの位相誤差を得るステップである
    ことを特徴とする請求項１に記載の光受信機の評価方法。
  3. 　前記剪断行列は、前記光受信機の伝達関数を表す行列をＱＲ分解によって回転行列と上三角行列の積に分解し、前記上三角行列を剪断行列と拡大縮小行列の積に分解して得る
    ことを特徴とする請求項２に記載の光受信機の評価方法。
  4. 　光９０度ハイブリッドを有する光受信機の評価装置であって、
    　伝送路で接続された送信部と受信部を備え、
    　前記送信部は、既知信号の系列を生成する既知信号生成部と、光送信機の伝達関数の推定結果を前記受信部の送信機伝達関数推定部から取得して光送信機の伝達関数を補償する送信機補償部、および光送信機を備え、
    　前記受信部は、光受信機と、受信器補償部、第１及び第２の受信器伝達関数推定部、および前記送信機伝達関数推定部を備え、
    　推定した前記光受信機の伝達関数を、９０度ハイブリッドの位相誤差、チャネル間利得インバランス、残留回転の項に分解して前記光受信機を評価する
    ことを特徴とする光受信機の評価装置。
  5. 　前記送信機伝達関数推定部は、前記送信部から前記受信部に第１の既知信号を伝送させたときに前記受信部が取得した第１のデジタルデータと、前記光受信機の仮の伝達関数とから、前記光送信機の伝達関数を推定し、
    　前記第１の受信器伝達関数推定部は、前記光受信機の入力端にＡＳＥ信号を入力された時に前記受信部が取得したデジタルデータから、前記光受信機の仮の伝達関数を推定し、
    　前記第２の受信器伝達関数推定部は、前記送信部から前記受信部に第２の既知信号を伝送させたときに前記受信部が取得した第２のデジタルデータと、推定した前記光送信機の伝達関数とから、前記光受信機の伝達関数を推定する、
    ことを特徴とする請求項４に記載の光受信機の評価装置。
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