WO2020165160A1 - Unterdrückung von reflexionen in phasenmodulierten radaren - Google Patents

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    • G01S7/4004—Means for monitoring or calibrating of parts of a radar system
    • G01S7/4021—Means for monitoring or calibrating of parts of a radar system of receivers

Definitions

  • the present disclosure relates to a method and a radar system for suppressing reflections in phase modulated radars.
  • Radar technology (“Radio Detection and Ranging”) refers to devices, processes and systems for locating and recognizing objects on the basis of electromagnetic waves in the radio frequency range.
  • the radar sends an electromagnetic signal and receives echoes from objects.
  • Radar technology can be used, for example, to determine a position by evaluating transit times and, taking into account frequency signal changes (Doppler effect), the relative speed of an object.
  • Radar technology is used in a vehicle, for example. Vehicles use radar signals to determine the position and speed of objects such as other road users or obstacles.
  • the invention is based on the object of providing a radar system or a corresponding antenna module in which the behavior of the radar system is optimized.
  • the exemplary embodiments show a device which comprises a processor which is designed to correlate a phase code with a received radar signal sampled according to sampling times and to determine a shift in sampling times in such a way that a correlation performance is minimized in a predetermined distance range.
  • the processor can, for example, be a computing unit such as a central processing unit (CPU) that executes program instructions.
  • the received radar signal can be generated, for example, by phase-modulated continuous line radar technology.
  • phase-modulated continuous wave technology phase encodings (often + -180 °) are modulated onto a high-frequency signal, transmitted and correlated with the code used in the receiver.
  • the correlation has a maximum at those points where the shift of the reference code corresponds to the signal propagation time to a target and thus to the distance. With other shifts, however, the correlation result could not be zero, but proportional to the amplitude of the maximum, see e.g. m-sequences ("Maximum Length Sequences"), so that interference occurs over the entire distance range. This interference can prevent the detection of targets with a small radar backscatter cross-section or at a great distance.
  • the FMCW radar has a similar problem (suppression of reflections from the bumper), which is solved using a high-pass filter. This is not possible with the PMCWRadar because there is no connection between the base band frequency and the signal propagation time
  • the sampling times are shifted so that they fall on the zero crossings of a received radar signal with a certain signal propagation time.
  • Individual sequences can consist of approx. 256 or approx. 512 sampling points, for example.
  • Shifting the sampling times in such a way that a correlation power is minimized in a predetermined distance range results in an optimized shift.
  • This optimization of the sampling times is preferably carried out in a calibration phase of the sensor. After the calibration, the optimized shift in the sampling times is saved and used for subsequent measurements.
  • the shift in the sampling times is optimized in such a way that a correlation performance is minimized in the predetermined distance range, the sampling times fall to the zero crossings of the digitized receiving radar signal, so that interference in a receiving radar signal can be suppressed.
  • the predetermined distance range is preferably selected in such a way that it does not contain any reflections from objects (), except for reflections from an interfering object.
  • the distance range can be determined by the processor or manually, with knowledge of the environment during the calibration process, can be specified.
  • the processor is preferably designed to minimize the shift in sampling times within a transmission pulse duration.
  • the device further comprises an analog-digital converter, the analog-digital converter converting the phase code into a digital signal.
  • the device comprises an analog-digital converter, the analog-digital converter being designed to sample the received radar signal with the shift in sampling times.
  • the processor is preferably designed to determine the correlation performance on the basis of a correlation between the digitized received radar signal and the digitized phase code.
  • this can also be carried out in a single measurement with greater computational effort. If the signal is sampled in compliance with the sampling theorem (usually given), this can be represented for the entire time range. In this way, after calculating additional points in time, the most favorable sampling grid can be selected.
  • the received radar signal is preferably generated by means of phase-modulated continuous line radar technology.
  • the exemplary embodiments also disclose a vehicle that comprises a device, the device comprising a processor which is designed to correlate a phase code with a sampled received radar signal according to sampling times and to determine a shift in sampling times in such a way that a correlation performance is minimized in a predetermined distance range.
  • the vehicle can be, for example, a car, a A truck, an electric vehicle, or the like.
  • the device according to the invention can be used in an assistance system of such a vehicle.
  • the vehicle can in particular be an autonomous or partially autonomous vehicle.
  • the exemplary embodiments also disclose a method in which a phase code is correlated with a sampled received radar signal according to sampling times and a shift in sampling times is determined so that a correlation performance is minimized in a predetermined distance range.
  • Fig. 1 shows an envelope of a phase-encoded waveform of a PMCW radar in a time domain
  • Fig. 2 is a block diagram showing an exemplary configuration of a radar system according to the invention.
  • FIG. 3 shows an exemplary block diagram of the phase code generated by the PN generator
  • FIG. 4 shows exemplary sampling times of the analog-to-digital converter 208, which digitally converts a demodulated received radar signal
  • Fig. 5 shows a flow chart of a process for determining the optimal shift in sampling times
  • Figure 6 shows how the distance range is selected for calibration
  • FIG. 7 is a block diagram schematically showing the configuration of a vehicle having a radar system according to an embodiment of the present invention.
  • phase-encoded waveform shows an envelope curve of a phase-encoded waveform of a PMCW radar in a time domain.
  • the phase-encoded waveform has seven sub-areas S1, S2, S3, S4, S5, S6 and S7. Each sub-area S1, S2, S3, S4, S5, S6 and S7 is assigned a corresponding phase code (0, 1). If the phase code is 0 (S1, S4, S6, S7), the phase-coded wave is transmitted with a phase of 0 ° and is the Phase code 1 (S2, S3, S5), the phase-coded wave is sent out with a phase of 180 °.
  • the sub-areas (“pulses”) S1, S2, S3, S4, S5, S6 and S7 have the same transmission pulse duration T, the sub-areas being based on a base signal (not shown in FIG. 1), which has a high frequency and an amplitude of 150mV to -150 mV has to be modulated.
  • the transitions between 0 and 1 do not have a rectangular shape due to the band limitation, but follow a sine-like curve.
  • the band limit is z. B. required due to frequency regulations or can arise from the bandwidth of the antennas. An additional safety spectrum can be used to ensure that the band limitation has a sinusoidal profile.
  • Fig. 2 is a block diagram showing an exemplary configuration of a radar system according to the invention.
  • the radar system 200 comprises a radar control unit 201, a PN generator 202, a modulator 203, a transmitting antenna 204, an analog-to-digital converter (ADC) 205, a generator 206, a correlator 207, an analog-to-digital converter ( ADC) 208, an amplifier 209, a demodulator 210 and a receiving antenna 21 1 and a delay element 212.
  • the radar system 200 here is a phase-modulated continuous wave (PMCW) radar system (phase-modulated continuous wave radar). In PMCW radar, phase encodings, as shown in FIG.
  • PMCW phase-modulated continuous wave
  • a correlator 207 is shown, but alternatively several parallel correlators can also be provided in order to correlate several distances at the same time.
  • the PN generator 202 generates a phase code (reference code) which is forwarded to the modulator 203.
  • the modulator 203 also receives a base signal having a high frequency from the generator 206 and mixes the signal with the phase code.
  • the mixed signal (phase-coded waveform) is transmitted to the transmission antenna 204 to transmit the mixed signal (phase-coded waveform) to an object (target).
  • the transmitted radar signal is reflected by the object and received by the receiving antenna 21 1.
  • the received signal is demodulated with the signal from generator 206 at demodulator 210 and amplified by amplifier 209.
  • the demodulated signal is scanned by the analog-to-digital converter 208 at different sampling times (A1, ..., A4 in FIG. 4).
  • the sampling times of the analog-digital converter 208 are determined by the radar control unit 201 via a shift parameter d and possibly with knowledge of the phase code.
  • the process for determining the displacement parameter d is explained in more detail under the description of FIG. 5.
  • the further analog-digital converter 205 converts the phase code into a digital signal.
  • the delay element 212 ver shifts the digitized phase code in time, the radar control unit 201 specifying the size of the time shift At.
  • the sampled demodulated signal is correlated with the time-shifted ⁇ At) digitized phase code. The correlation has a maximum at those points where the shift of the phase code (reference code) corresponds to the signal propagation time to a target.
  • the present embodiment is not limited to a specific number of antennas.
  • An antenna arrangement with antenna arrays with a plurality of transmitting and receiving antennas is preferably used.
  • FIG. 3 shows an exemplary block diagram of the phase code generated by the PN generator 202.
  • the phase code is a binary code that consists of a sequence of 1 and 0. In this embodiment the phase code is "0110100".
  • the embodiment is not limited to the phase code, but a different configuration of the phase code can be used, such as, for example, Braker code, Frank code or other codes which are known to those skilled in the art.
  • a phase encoded waveform has seven pulses S1, S2, S3, S4, S5, S6 and S7, with each pulse S1, S2, S3, S4, S5, S6 and S7 having a corresponding phase code (0, 1) assigned. If the phase code is 0 (S1, S4, S6, S7), the phase-coded wave is transmitted with a phase of 0 ° and if the phase code is 1 (S2, S3, S5), the phase-coded wave is transmitted with a phase of 180 °.
  • the pulses S1, S2, S3, S4, S5, S6 and S7 have the same transmission pulse duration T, the Operabe rich on a base signal (not shown in Figure 1), which has a floch frequency and an amplitude of 150mV to -150 mV , be modulated.
  • the transitions between 0 and 1 due to the band limitation are not rectangular, but follow a sine-like curve.
  • the phase-encoded waveform is shown with Sampling times A1, A2, A3, A4, A5 and A6 scanned. In the exemplary embodiment of FIG. 4, however, the sampling times A1, A2, A3 and A4 are selected with knowledge of the phase code so that the sampling times are as spaced from one another as the zero crossings of the previously known phase code.
  • sampling times A1, A2, A3 and A4 are placed in the zero crossings of the signal curve by optimizing the shift parameter (d in FIG. 2) (cf. step 51 in FIG. 5 or FIG. 6). Because the sampling times A1, A2, A3 and A4 are placed in the zero crossings of the signal curve, the received power or the correlation power can be reduced (cf. FIG. 6).
  • the sampling times A5 and A6 do not fall on zero crossings, so that their correlation performance fluctuates only slightly due to a shift in the sampling times. As a result, their correlation performance increases significantly (up to approx. 6 dB) relative to the interference object.
  • sampling times A1 to A6 are selected to be equidistant in accordance with a sampling rate, the sampling rate corresponding to the frequency with which the phase code is modulated onto the baseband signal.
  • FIG. 5 shows a flowchart of a process for determining the optimal shift of the sampling times, as is carried out by the radar control unit 201 in FIG. 2 in a calibration phase.
  • a distance range [At 1 , At 2 ] is selected.
  • the selected distance range [D ⁇ 1 , D ⁇ 2 ] is preferably selected so that in the distance range [D ⁇ , D ⁇ ] no objects or objects with little reflection are included, except for the object (object of no interest) where the distance is given, as shown in Fig. 6 and be written.
  • step S51 the optimal shift (5 opt ) of the sampling times is determined.
  • the shift is determined using the following equation: where T is the transmission pulse duration, de [0, G [is the shift of the sampling times within the shift range [0, G [, J A A t f l 2
  • sampling rate is chosen to be higher than the pulse frequency of the phase code. If, for example, the sampling rate is chosen so that it corresponds to ten times the pulse frequency of the phase code, then correlation powers for ten different displacement parameters d can be determined with one measurement. If the signal is sampled in compliance with the sampling theorem, which is usually the case, this can be represented for the entire time range. In this way, after calculating additional points in time, the most favorable scanning grid can be selected.
  • FIG. 6 shows how the distance range [At 1 At 2 ] is selected in step 50 of FIG. 5 for calibration.
  • PMCW radar Phase-Modulated Continuous Wave
  • phase encodings (often + -180 °) are modulated onto a high-frequency signal, transmitted and correlated with the code used in the receiver.
  • the correlation f has a maximum at those points where the shift of the reference code corresponds to the signal transit time or distance to a target.
  • a signal maximum can be seen at a distance which corresponds to a reflection of an interfering object such as a bumper of the vehicle equipped with the radar sensor, which is always at the same distance.
  • the correlation amplitude / is not zero, but rather proportional to the amplitude of the maximum (see, for example, m-sequences or “Maximum Length Sequences”), so that interference occurs over the entire distance range.
  • These disturbances can prevent the detection of target objects with little reflection (ie with a small radar backscatter cross section or at a great distance).
  • the sampling times are therefore as in FIG. 5 described shifted so that they fall on the zero crossings of the receiving radar signal of the interfering object.
  • the method can achieve a suppression Af of the received radar signal of approximately 5 dB.
  • the power of the interfering object which is noticeable over the entire distance range, suppresses the signal-to-noise ratio of a reflection from a target object (SNR1).
  • SNR1 signal-to-noise ratio of a reflection of a target object
  • SNR2 signal-to-noise ratio of a reflection of a target object
  • SNR2 Signal-to-noise ratio
  • SNR1 signal-to-noise ratio
  • the distance range [At 1 , At 2 ] is preferably selected so that the distance range [At 1 At 2 ] does not contain any objects or objects with low reflection, except for the reflection signal of the interfering object (object of no interest) Distance is given (e.g. bumper that is always at the same distance).
  • FIG. 7 is a block diagram schematically showing the configuration of a vehicle having a radar system according to an embodiment of the present invention.
  • the vehicle according to this exemplary embodiment is controlled by a human driver or is a vehicle which can operate in road traffic wholly or partially without the influence of a human driver.
  • the vehicle's control system takes over the role of the driver either completely or largely.
  • Autonomous (or semi-autonomous) vehicles can use various sensors to perceive their surroundings, determine their position and that of other road users from the information obtained, and use the vehicle's control system and navigation software to navigate to the destination and act accordingly in road traffic.
  • the vehicle 600 includes a radar system 200 and a central control unit 610 (ECU 4).
  • Radar data are recorded by the radar system 200 and, for example, transmitted to the central control unit 610 (ECU 4). Furthermore, the optimal shift (ö opt ) of the sampling times is determined (see FIG. 5).
  • the bumper of the vehicle in front of the radar system 200 can generate a high level of reflection of a radar signal. Since the bumper of the vehicle is usually not an object of interest, the reflected Ra darsignal of the bumper can cause a large disturbance. These interferences can prevent the detection of targets with a small radar backscatter cross-section or at a great distance. To suppress this interference, the sampling times are shifted so that they fall on the zero crossings of the demodulated receiving radar signal that is generated by the bumper.
  • the central control unit 610 (ECU 4) is designed to receive the radar data from the radar system 200 and to process the radar data.
  • the radar data include information such as the time shift between the transmitted and received radar beams and the Doppler frequency. Based on the time shift, a distance between the vehicle 600 and an object is determined and a relative movement is determined by the Doppler frequency.
  • the vehicle 600 further comprises several electronic components which are connected to one another via a vehicle communication network 613.
  • the vehicle communication network 613 can, for example, be a standard vehicle communication network built into the vehicle, such as a CAN bus (controller area network), a LIN bus (local interconnect network), an Ethernet-based LAN bus (local area network), a MOST Bus, an LVDS bus or the like.
  • the vehicle 600 further comprises a control unit 601 (ECU 1) which controls a steering system.
  • the steering system refers to the components that enable directional control of the vehicle. chen.
  • the vehicle 600 further includes a control unit 602 (ECU 2) that controls a braking system.
  • the braking system refers to the components that enable the vehicle to brake.
  • the vehicle 600 further includes a control unit 603 (ECU 3) that controls a drive train.
  • the drive train refers to the drive components of the vehicle.
  • the powertrain may include an engine, a transmission, a drive / propeller shaft, a differential, and a final drive.
  • the control units 601, 602 and 603 can furthermore receive vehicle operating parameters from the vehicle subsystems mentioned above, which these record by means of one or more vehicle sensors.
  • Vehicle sensors are preferably those sensors that detect a state of the vehicle or a state of vehicle parts, in particular their state of motion.
  • the sensors may include a vehicle speed sensor, a yaw rate sensor, an acceleration sensor, a steering wheel angle sensor, a vehicle load sensor, temperature sensors, pressure sensors, and the like.
  • sensors can also be arranged along the brake line in order to output signals which indicate the brake fluid pressure at various points along the hydraulic brake line. Other sensors in the vicinity of the wheel can be provided which detect the wheel speed and the brake pressure applied to the wheel.
  • the central control unit 610 controls one or more vehicle subsystems while the vehicle 600 is being operated, namely the braking system 602, the steering system 601 and the drive system 603.
  • the control unit 610 can, for example, via the vehicle communication network 613 with the corresponding control units 601, 602 and 603 communicate.
  • the vehicle 600 further includes one or more sensors 606 that are designed for environmental monitoring.
  • the further sensor units 606 can be, for example, a lidar system, ultrasonic sensors, ToF cameras or other units. Data from a distance and speed measurement are recorded by these additional sensor units 606 and transmitted to the central control unit 610, for example. Based on the data from these sensors 606, a distance between the vehicle 600 and one or more objects is determined.
  • the vehicle 600 further comprises a GPS / position sensor unit 607.
  • the GPS / position sensor unit 607 enables the absolute position of the autonomous vehicle 600 to be determined with respect to a geodetic reference system (earth coordinates).
  • the position sensor can, for example, be a gyro sensor or the like that reacts to accelerations, rotational movements or changes in position.
  • the functionality described in this description can be implemented as an integrated circuit logic, for example on a chip. Unless otherwise specified, the functionality described can also be implemented using software. Insofar as the embodiments described above are implemented at least in part with the aid of software-controlled processors, a computer program for providing such a software control and a corresponding storage medium is also regarded as aspects of the present disclosure.

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Abstract

Vorrichtung (200), die einen Prozessor (201) umfasst, der dazu ausgelegt ist, einen Phasencode mit einem gemäß Abtastzeitpunkten (A1, A2, A3, A4) abgetasteten Empfangsradarsignal (S) zu korrelieren und eine Verschiebung (δ opt ) von Abtastzeitpunkten (A1, A2, A3, A4) derart zu bestimmen, dass eine Korrelationsleistung (|/ƒ(δ)(Δt)|2) in einem vorbestimmten Entfernungsbereich ([Δt 1,Δt 2]) minimiert wird.

Description

Unterdrückung von Reflexionen in phasenmodulierten Radaren
TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft ein Verfahren und ein Radarsystem zur Unter drückung von Reflexionen in phasenmodulierten Radaren.
TECHNISCHER HINTERGRUND
Die Radar-Technologie („Radio Detection and Ranging“) bezieht sich auf Vorrichtun gen, Verfahren und Systeme zur Ortung und Erkennung von Objekten auf Basis von elektromagnetischen Wellen im Radiofrequenzbereich. Das Radar sendet ein elekt romagnetisches Signal und empfängt Echos von Objekten. Mittels der Radar- Technologie kann beispielsweise über die Auswertung von Laufzeiten eine Position und unter Berücksichtigung von Frequenzsignaländerungen (Doppler-Effekt) die rela tive Geschwindigkeit eines Objekts ermittelt werden.
Die Radar-Technologie wird beispielsweise in einem Fahrzeug eingesetzt. Fahrzeu ge ermitteln mittels Radarsignalen die Position und Geschwindigkeit von Objekten, wie etwa anderen Verkehrsteilnehmern oder Hindernissen.
Hiervon ausgehend liegt der Erfindung die Aufgabe zu Grunde, ein Radarsystem bzw. ein entsprechendes Antennenmodul bereitzustellen, bei dem das Verhalten des Radarsystems optimiert wird.
Diese Aufgabe wird durch die Vorrichtung nach Anspruch 1 und das Verfahren nach Anspruch 10 gelöst. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen und der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausfüh rungsbeispiele der vorliegenden Erfindung.
Die Ausführungsbeispiele zeigen eine Vorrichtung, die einen Prozessor umfasst, der dazu ausgelegt ist, einen Phasencode mit einem gemäß Abtastzeitpunkten abgetas teten Empfangsradarsignal zu korrelieren und eine Verschiebung von Abtastzeit punkten derart zu bestimmen, dass eine Korrelationsleistung in einem vorbestimmten Entfernungsbereich minimiert wird. Der Prozessor kann beispielsweise eine Recheneinheit wie eine zentrale Verarbei tungseinheit (CPU = central Processing unit) sein, die Programminstruktionen aus führt.
Das Empfangsradarsignal kann beispielsweise durch eine phasenmodulierte Dauer strichradartechnologie erzeugt werden. Bei der phasenmodulierten Dauerstrichradar technologie (Phase-Modulated Continuous Wave) werden Phasencodierungen (häu fig +-180°) auf ein hochfrequentes Signal moduliert, übertragen und im Empfänger mit dem genutzten Code korreliert. Die Korrelation hat an den Stellen ein Maximum, bei denen die Verschiebung des Referenzcodes der Signallaufzeit zu einem Ziel und damit der Entfernung entspricht. Bei anderen Verschiebungen könnte das Korrelati onsergebnis jedoch nicht Null sein, sondern proportional zur Amplitude des Maxi mums, siehe z.B. m-Sequenzen („Maximum Length Sequences“), sodass Störungen im gesamten Entfernungsbereich entstehen. Diese Störungen können die Detektio nen von Zielen mit geringem Radarrückstreuquerschnitt oder in großer Distanz ver hindern. Beim FMCW-Radar besteht ein ähnliches Problem (Unterdrückung von Re flexionen des Stoßfängers), das dabei über ein Hochpass-Filter gelöst wird. Dies ist beim PMCWRadar nicht möglich, da dabei kein Zusammenhang zwischen Basis bandfrequenz und Signallaufzeit besteht.
Zur Unterdrückung starker Reflexionen (z.B. Stoßfänger, der immer in derselben Ent fernung ist) werden daher die Abtastzeitpunkte so verschoben, dass diese auf die Nulldurchgänge eines Empfangsradarsignals mit einer bestimmten Signallaufzeit fal len. Einzelne Sequenzen können z.B aus aus ca. 256 oder ca. 512 Abtastpunkten bestehen.
Die Verschiebung der Abtastzeitpunkte derart, dass eine Korrelationsleistung in ei nem vorbestimmten Entfernungsbereich minimiert wird, resultiert in einer optimierten Verschiebung. Diese Optimierung der Abtastzeitpunkte wird vorzugsweise in einer Kalibrierungsphase des Sensors durchgeführt. Nach der Kalibrierung wird die opti mierte Verschiebung der Abtastzeitpunkte gespeichert und für nachfolgende Mes sungen verwendet.
Ist die Verschiebung der Abtastzeitpunkte derart optimiert, dass eine Korrelationsleis tung im vorbestimmten Entfernungsbereich minimiert wird, fallen die Abtastzeitpunkte auf die Nulldurchgänge des digitalisierten Empfangsradarsignals, so dass Störungen eines Empfangsradarsignals unterdrückt werden können.
Vorzugsweise wird der vorbestimmte Entfernungsbereich so gewählt, dass er keine Reflektionen von Objekten () enthält, außer Reflektionen eines Störobjekts. Der Ab standsbereich kann vom Prozessor bestimmt werden oder manuell, unter Kenntnis der Umgebung während des Kalibrierungsvorgangs, vorgegeben werden.
Vorzugsweise ist der Prozessor dazu ausgelegt, die Verschiebung von Abtastzeit punkte innerhalb einer Sendepulsdauer zu minimieren.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel umfasst die Vorrichtung ferner einen Analog- Digital-Wandler, wobei der Analog-Digital-Wandler den Phasencode in ein digitales Signal umwandelt.
Ferner umfasst die Vorrichtung einen Analog-Digital-Wandler, wobei der Analog- Digital-Wandler dazu ausgelegt ist, das Empfangsradarsignal mit der Verschiebung von Abtastzeitpunkten abzutasten.
Vorzugsweise ist der Prozessor dazu ausgelegt, die Korrelationsleistung auf Grund lage einer Korrelation zwischen dem digitalisierten Empfangsradarsignal und dem digitalisierten Phasencode zu bestimmen.
Statt die Abtastzeitpunkte zwischen sukzessiven Messungen zu verschieben, kann dies unter höherem Rechenaufwand auch in einer einzelnen Messung durchgeführt werden. Wird das Signal unter Einhaltung des Abtasttheorems abgetastet (in der Re gel gegeben), kann dies für den gesamten Zeitbereich dargestellt werden. Damit kann, nach Berechnung zusätzlicher Zeitpunkte, das günstigste Abtastraster gewählt werden.
Vorzugsweise wird das Empfangsradarsignal mittels phasenmodulierter Dauer strichradartechnologie erzeugt.
Die Ausführungsbeispiele offenbaren ferner auch ein Fahrzeug, das eine Vorrichtung umfasst, wobei die Vorrichtung einen Prozessor umfasst, der dazu ausgelegt ist, ei nen Phasencode mit einem abgetasteten Empfangsradarsignal gemäß Abtastzeit punkten zu korrelieren und eine Verschiebung von Abtastzeitpunkten derart zu be stimmen, dass eine Korrelationsleistung in einem vorbestimmten Entfernungsbereich minimiert wird. Bei dem Fahrzeug kann es sich beispielsweise um einen PKW, einen LKW, ein Elektrofahrzeug, oder dergleichen handeln. Insbesondere kann die erfin dungsgemäße Vorrichtung in einem Assistenzsystem eines solchen Fahrzeugs zum Einsatz kommen. Bei dem Fahrzeug kann es sich insbesondere um ein autonomes oder teilautonomes Fahrzeug handeln.
Die Ausführungsbeispiele offenbaren ferner auch ein Verfahren, bei dem ein Pha sencode mit einem abgetasteten Empfangsradarsignal gemäß Abtastzeitpunkten korreliert wird und eine Verschiebung von Abtastzeitpunkten bestimmt wird, so dass eine Korrelationsleistung in einem vorbestimmten Entfernungsbereich minimiert wird.
Ausführungsformen werden nun beispielhaft und unter Bezugnahme auf die beige fügten Zeichnungen beschrieben, in denen:
Fig. 1 eine Hüllkurve einer phasenkodierten Wellenform eines PMCW-Radars in ei nem Zeitbereich zeigt;
Fig. 2 ein Blockdiagramm zeigt, das eine beispielhafte Konfiguration eines erfin dungsgemäßen Radarsystems darstellt;
Fig. 3 ein exemplarisches Blockdiagramm des vom PN-Generator erzeugten Pha sencodes zeigt;
Fig. 4 exemplarische Abtastzeitpunkte des Analog-Digital-Wandlers 208 zeigt, der ein demoduliertes Empfangsradarsignal digital-wandelt;
Fig. 5 ein Flussdiagramm eines Prozesses zum Bestimmen der optimalen Verschie bung der Abtastzeitpunkte zeigt;
Fig. 6 zeigt, wie der Entfernungsbereichs für die Kalibrierung ausgewählt wird; und
Fig. 7 ein Blockdiagramm zeigt, das schematisch die Konfiguration eines Fahrzeugs mit einem Radarsystem gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin dung darstellt.
Fig. 1 zeigt eine Hüllkurve einer phasenkodierten Wellenform eines PMCW-Radars in einem Zeitbereich. Die phasenkodierte Wellenform hat sieben Teilbereiche S1 , S2, S3, S4, S5, S6 und S7. Jeder Teilbereich S1 , S2, S3, S4, S5, S6 und S7 ist einem entsprechenden Phasencode (0, 1 ) zugeordnet. Ist der Phasencode 0 (S1 , S4, S6, S7), wird die phasenkodierte Welle mit einer Phase von 0° ausgesendet und ist der Phasencode 1 (S2, S3, S5), wird die phasenkodierte Welle mit einer Phase von 180° ausgesendet. Die Teilbereiche („Pulse“) S1 , S2, S3, S4, S5, S6 und S7 haben eine gleiche Sendepulsdauer T, wobei die Teilbereiche auf ein Basissignal (nicht in Fig.1 gezeigt), welches eine Hochfrequenz und eine Amplitude von 150mV bis -150 mV hat, moduliert werden. Die Übergänge zwischen 0 und 1 weisen aufgrund der Band begrenzung keine Rechteckform auf, sondern folgen einem Sinus-ähnlichen Verlauf. Die Bandbegrenzung ist z. B. aufgrund von Frequenzregulierungen erforderlich oder kann durch die Bandbreite der Antennen entstehen. Ein zusätzliches Sicher heitsspektrum kann genutzt werden, um sicherzustellen, dass die Bandbegrenzung einen sinusförmigen Verlauf aufweist.
Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm, das eine beispielhafte Konfiguration eines erfin dungsgemäßen Radarsystems darstellt. Das Radarsystem 200 umfasst eine Radar steuerungseinheit 201 , einen PN-Generator 202, einen Modulator 203, eine Sende antenne 204, einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 205, einen Generator 206, einen Korrelator 207, einen Analog-Digital-Wandler (ADC) 208, einen Verstärker 209, einen Demodulator 210 und eine Empfangsantenne 21 1 und ein Verzögerungsglied 212. Das Radarsystem 200 ist hier ein Phase-Modulated Continuous Wave (PMCW)- Radarsystem (Phasenmoduliertes Dauerstrichradar). Beim PMCW-Radar werden Phasenkodierungen, wie in Fig. 1 gezeigt, auf ein hochfrequentes Basissignal modu liert, übertragen und im Empfänger mit dem genutzten Code korreliert. Im Ausfüh rungsbeispiel der Fig. 2 wird zwar ein Korrelator 207 dargestellt, aber alternativ kön nen auch mehrere parallele Korrelatoren bereitgestellt werden, um mehrere Entfer nungen zeitgleich zu korrelieren.
Der PN-Generator 202 erzeugt einen Phasencode (Referenzcode), der an den Mo dulator 203 weitergeleitet wird. Der Modulator 203 empfängt auch ein Basissignal mit einer Hochfrequenz vom Generator 206 und mischt das Signal mit dem Phasencode. Das gemischte Signal (phasenkodierte Wellenform) wird an die Sendeantenne 204 übertragen, um das gemischte Signal (phasenkodierte Wellenform) an ein Objekt (Ziel) zu senden. Das gesendete Radarsignal wird von dem Objekt reflektiert und von der Empfangsantenne 21 1 empfangen. Das empfangene Signal wird mit dem Signal des Generators 206 am Demodulator 210 demoduliert und durch den Verstärker 209 verstärkt. Das demodulierte Signal wird vom Analog-Digital-Wandler 208 zu ver schiedenen Abtastzeitpunkten (A1 , ..., A4 in Fig. 4) abgetastet. Die Abtastzeitpunkte des Analog-Digital-Wandlers 208 werden von der Radarsteuerungseinheit 201 über einen Verschiebungsparameter d und ggf. unter Kenntnis des Phasencodes be stimmt. Der Prozess zur Bestimmung des Verschiebungsparameters d ist unter der Beschreibung von Fig. 5 näher erläutert. Der weitere Analog-Digital-Wandler 205 wandelt den Phasencode in ein digitales Signal um. Das Verzögerungsglied 212 ver schiebt den digitalisierten Phasencode in der Zeit, wobei die Radarsteuerungseinheit 201 die Größe der Zeitverschiebung At vorgibt. Am Korrelator 207 wird das abgetas tete demodulierte Signal mit dem zeitversetzten {At) digitalisierten Phasencode kor reliert. Die Korrelation hat an den Stellen ein Maximum, bei denen die Verschiebung des Phasencodes (Referenzcodes) der Signallaufzeit zu einem Ziel entspricht.
Die vorliegende Ausführungsform ist nicht auf eine bestimmte Anzahl von Antennen beschränkt. Vorzugsweise wird eine Antennenanordnung mit Antennenarrays mit mehreren Sende- und Empfangsantennen verwendet.
Fig. 3 zeigt ein exemplarisches Blockdiagramm des vom PN-Generator 202 erzeug ten Phasencodes. Der Phasencode ist ein Binärcode, der aus einer Sequenz von 1 und 0 besteht. In dieser Ausführungsform ist der Phasencode„0110100“. Die Aus führungsform ist jedoch nicht auf den Phasencode beschränkt, sondern es kann eine andere Konfiguration des Phasencodes verwendet werden, wie zum Beispiel Braker- Code, Frank-Code oder andere Codes, die dem Fachmann auf dem Gebiet bekannt sind.
Fig. 4 zeigt exemplarische Abtastzeitpunkte des Analog-Digital-Wandlers 208, der ein demoduliertes Empfangsradarsignals abtastet („digital-wandelt“). Wie in Fig. 1 weist eine phasenkodierte Wellenform sieben Pulse S1 , S2, S3, S4, S5, S6 und S7 auf, wobei jeder Puls S1 , S2, S3, S4, S5, S6 und S7 einem entsprechenden Phasencode (0, 1 ) zugeordnet ist. Ist der Phasencode 0 (S1 , S4, S6, S7), wird die phasenkodierte Welle mit einer Phase von 0° ausgesendet und ist der Phasencode 1 (S2, S3, S5), wird die phasenkodierte Welle mit einer Phase von 180° ausgesendet. Die Pulse S1 , S2, S3, S4, S5, S6 und S7 haben eine gleiche Sendepulsdauer T, wobei die Teilbe reiche auf ein Basissignal (nicht in Fig.1 gezeigt), welches eine Flochfrequenz und eine Amplitude von 150mV bis -150 mV hat, moduliert werden. Die Übergänge zwi schen 0 und 1 aufgrund der Bandbegrenzung weisen keine Rechteckform auf, son dern folgen einem Sinus-ähnlichen Verlauf. Die phasenkodierte Wellenform wird mit Abtastzeitpunkten A1 , A2, A3, A4, A5 und A6 abgetastet. Im Ausführungsbeispiel der Fig. 4 sind die Abtastzeitpunkte A1 , A2, A3 und A4 jedoch unter Kenntnis des Pha sencodes so gewählt, dass die Abtastzeitpunkte so voneinander beabstandet sind, wie die Nulldurchgänge des vorbekannten Phasencodes. Die Abtastzeitpunkte A1 , A2, A3 und A4 werden durch Optimierung des Verschiebungsparameters (d in Fig. 2) in die Nulldurchgänge des Signalverlaufs gelegt (vgl. Schritt 51 in Fig. 5 bzw. Fig. 6). Dadurch, dass die Abtastzeitpunkte A1 , A2, A3 und A4 in die Nulldurchgänge des Signalverlaufs gelegt werden, kann die Empfangsleistung bzw. die Korrelationsleis tung reduziert werden (vgl. Fig. 6). Die Abtastzeitpunkte A5 und A6 fallen nicht auf Nulldurchgänge, so dass deren Korrelationsleistung durch eine Verschiebung der Abtastzeitpunkte nur geringfügig schwankt. Dadurch steigt deren Korrelationsleistung relativ zum Störungsobjekt signifikant (bis ca. 6dB) an.
Die Abtastzeitpunkte A1 bis A6 sind, entsprechend einer Abtastrate (Samplingrate) äquidistant gewählt, wobei die Abtastrate der Frequenz entspricht, mit dem der Pha sencode auf das Basisbandsignal aufmoduliert ist. Dies hat den Vorteil, dass der Analog-Digital-Wandler keine Kenntnis über den Phasencode benötigt, hat aber den Nachteil, dass das Radarempfangssignal auch nach Optimierung der Abtastzeitpunk te an Stellen abgetastet wird, an denen keine Nulldurchgänge des Radarempfangs signals zu erwarten sind, nämlich an stellen des Phasencodes, an denen kein Bit wechsel stattfindet.
Fig. 5 zeigt ein Flussdiagramm eines Prozesses zum Bestimmen der optimalen Ver schiebung der Abtastzeitpunkte, wie sie von der Radarsteuereinheit 201 in Fig. 2 in einer Kalibrierungsphase durchgeführt wird. In Schritt S50 wird ein Entfernungsbe reich [At1,At2 ] ausgewählt. Der gewählte Entfernungsbereich [Dί1,Dί2 ] wird vor zugsweise so ausgewählt, dass im Entfernungsbereich [D^,D^ ] keine Objekte oder Objekte mit geringer Reflexion enthalten sind, außer dem Objekt (Objekt nicht von Interesse), bei dem der Abstand vorgegeben ist, wie dies in Fig. 6 gezeigt und be schrieben ist.
In Schritt S51 wird die optimale Verschiebung ( 5opt ) der Abtastzeitpunkte bestimmt. Die Verschiebung wird gemäß diesem Ausführungsbeispiel anhand der folgenden Gleichung ermittelt:
Figure imgf000009_0001
wobei T die Sendepulsdauer ist, d e [0, G[ die Verschiebung der Abtastzeitpunkte innerhalb des Verschiebungsbereichs [0, G[ ist, JA A t f l 2|/(5)(At)|2dAt die Korrelations leistung zwischen einem digitalisierten Phasencode und dem abgetasteten demodu- lierten Empfangsradarsignal innerhalb des Entfernungsbereichs [Atl At2 ] ist und min bedeutet, dass die optimale Verschiebung bestimmt wird, bei der die Korrelati onsleistung
Figure imgf000010_0001
dAt minimal ist.
Statt die Abtastzeitpunkte zwischen sukzessiven Messungen zu verschieben, kann dies durch höheren Rechenaufwand auch in einer einzelnen Messung mit hohe Ab tastrate durchgeführt werden. Dabei wird die Abtastrate höher gewählt, als die Puls frequenz des Phasencodes. Wird beispielsweise die Abtastrate so gewählt, dass sie dem zehnfachen der Pulsfrequenz des Phasencodes entspricht, so können damit Korrelationsleistungen für zehn verschiedene Verschiebungsparameter d mit einer Messung ermittelt werden. Wird das Signal unter Einhaltung des Abtasttheorems ab getastet was üblicheweise der Fall ist, kann dies für den gesamten Zeitbereich dar gestellt werden. Damit kann, nach Berechnung zusätzlicher Zeitpunkte, das günstigs te Abtastraster gewählt werden.
Fig. 6 zeigt, wie der Entfernungsbereichs [Atl At 2 ] in Schritt 50 der Fig. 5 für die Ka librierung ausgewählt wird. Beim PMCW-Radar (Phase-Modulated Continuous Wave) werden Phasencodierungen (häufig +-180°) auf ein hochfrequentes Signal moduliert, übertragen und im Empfänger mit dem genutzten Code korreliert. Die Kor relation f hat an den Stellen ein Maximum, bei denen die Verschiebung des Refe renzcodes der Signallaufzeit bzw. Entfernung zu einem Ziel entspricht. In Fig. 6 ist bei einer Entfernungen ein Signalmaximum zu sehen, das einer Reflektion eines Störungsobjekts wie beispielsweise einem Stoßfänger des mit dem Radarsensor ausgestatteten Fahrzeugs entspricht, der immer in derselben Entfernung ist. Bei an deren Verschiebungen At ist die Korrelationsamplitude / jedoch nicht Null, sondern proportional zur Amplitude des Maximums (siehe z.B. m-Sequenzen bzw.„Maximum Length Sequences“), sodass Störungen im gesamten Entfernungsbereich entstehen. Diese Störungen können die Detektionen von Zielobjekten mit geringer Reflexion (d.h. mit geringem Radarrückstreuquerschnitt oder in großer Distanz) verhindern. Zur Unterdrückung starker Reflexionen wie z.B. jener eines störenden Stoßfängers, der immer in derselben Entfernung ist, werden daher die Abtastzeitpunkte wie in Fig. 5 beschrieben so verschoben, dass diese auf die Nulldurchgänge des Empfangsradar signals des Störobjekts fallen. Bei der optimalen Verschiebung 5opt der Abtastzeit punkte sind die starken Reflexionen gegenüber dem nichtoptimierten Fall unterdrückt (vgl. gegenüber /(d)). Durch das Verfahren kann beispielhaft eine Unterdrü ckung Af des Empfangsradarsignals von ca. 5dB erreicht werden.
In einem nichtoptimierten Fall (/(d)) unterdrückt die Leistung des Störobjekts, die sich im gesamten Entfernungsbereich bemerkbar macht, das Signal-Rausch-Verhältnis einer Reflexion eines Zielobjekts (SNR1 ). In einem optimierten Fall
Figure imgf000011_0001
wird die Leistung des störenden Objekts unterdrückt und somit wird das Signal-Rausch- Verhältnis einer Reflexion eines Zielobjekts (SNR2) erhöht. Daher ist das Signal-
Rausch-Verhältnis (SNR2) bei einem optimierten Fall
Figure imgf000011_0002
größer als das Signal- Rausch-Verhältnis (SNR1 ) bei einem nicht optimierten Fall
Figure imgf000011_0003
Deshalb kann eine Reflexion eines Zielobjekts mit einer kleinen Amplitude zuverlässiger detektiert wer den.
In der Kalibrierungsphase wird der Entfernungsbereich [At1,At2 ] vorzugsweise so gewählt, dass im Entfernungsbereich [Atl At2 ] keine Objekte oder Objekte mit ge ringer Reflexion enthalten sind, außer dem Reflexionssignal des Störobjekts (Objekt nicht von Interesse), dessen Abstand vorgegeben ist (z.B. Stoßfänger, der immer in derselben Entfernung ist). Dies wird z. B. durch eine Detektion verfahren, z. B. durch CFAR (Constant False Alarm Rate), gewährleistet.
Fig. 7 zeigt ein Blockdiagramm, das schematisch die Konfiguration eines Fahrzeugs mit einem Radarsystem gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin dung darstellt. Das Fahrzeug gemäß diesem Ausführungsbeispiel wird von einem menschlichen Fahrer gesteuert oder ist ein Fahrzeug das ganz oder teilweise ohne Einfluss eines menschlichen Fahrers im Straßenverkehr agieren kann. Beim auto nomen Fahren übernimmt das Steuerungssystem des Fahrzeugs vollständig oder weitestgehend die Rolle des Fahrers. Autonome (bzw. teilautonome) Fahrzeuge können mithilfe verschiedener Sensoren ihre Umgebung wahrnehmen, aus den ge wonnenen Informationen ihre Position und die anderer Verkehrsteilnehmer bestim men und mithilfe des Steuerungssystems und der Navigationssoftware des Fahr zeugs das Fahrziel ansteuern und im Straßenverkehr entsprechend agieren. Das Fahrzeug 600 umfasst ein Radarsystem 200 und eine Zentralsteuerungseinheit 610 (ECU 4). Radardaten werden von dem Radarsystem 200 erfasst und beispiels weise an die Zentralsteuerungseinheit 610 (ECU 4) übertragen. Ferner wird die opti male Verschiebung ( öopt ) der Abtastzeitpunkte bestimmt (siehe Fig. 5). Im Falle ei nes Fahrzeugs kann beispielsweise der Stoßfänger des Fahrzeugs vor dem Radar system 200 eine hohe Reflexion eines Radarsignals erzeugen. Da der Stoßfänger des Fahrzeugs in der Regel kein Objekt von Interesse ist, kann das reflektierte Ra darsignal des Stoßfängers eine große Störung verursachen. Diese Störungen kön nen die Detektionen von Zielen mit geringem Radarrückstreuquerschnitt oder in gro ßer Distanz verhindern. Zur Unterdrückung dieser Störungen werden die Abtastzeit punkte so verschoben, dass diese auf die Nulldurchgänge des demodulierten Emp fangsradarsignals fallen, das durch den Stoßfänger erzeugt wird. Dies ist möglich, indem nach der Korrelation ein Entfernungsbereich betrachtet wird, der keine oder nur schwache Ziele enthält und darin die Korrelationsleistung durch Verschiebung der Abtastzeitpunkte in aufeinanderfolgenden Messungen minimiert wird (siehe Fig. 5). Da sich ein Stoßfänger immer im selben Abstand befindet oder dieser sich wäh rend der Fahrt nur gering ändert, müssen die Abtastzeitpunkte nur gelegentlich an gepasst werden. Die Zentralsteuerungseinheit 610 (ECU 4) ist dazu ausgelegt, die Radardaten vom Radarsystem 200 zu empfangen und die Radardaten zu verarbei ten. Die Radardaten umfassen Informationen, wie beispielsweise die zeitliche Ver schiebung zwischen Sende- und Empfangsradarstrahlen und Dopplerfrequenz. Ba sierend auf der Zeitverschiebung wird ein Abstand zwischen dem Fahrzeug 600 und einem Objekt bestimmt und eine relative Bewegung wird durch die Dopplerfrequenz bestimmt.
Das Fahrzeug 600 umfasst ferner mehrere elektronische Komponenten, welche via ein Fahrzeugkommunikationsnetzwerk 613 miteinander verbunden sind. Das Fahr zeugkommunikationsnetzwerk 613 kann beispielsweise ein im Fahrzeug eingebautes standardgemäßes Fahrzeugkommunikationsnetzwerk wie etwa ein CAN-Bus (Con troller area network), ein LIN-Bus (local interconnect network), ein Ethernet-basierter LAN-Bus (local area network), ein MOST-Bus, ein LVDS-Bus oder dergleichen sein.
In dem in Fig. 7 dargestellten Beispiel umfasst das Fahrzeug 600 ferner eine Steue rungseinheit 601 (ECU 1 ), die ein Lenksystem steuert. Das Lenksystem bezieht sich dabei auf die Komponenten, die eine Richtungssteuerung des Fahrzeugs ermögli- chen. Das Fahrzeug 600 umfasst ferner eine Steuerungseinheit 602 (ECU 2), die ein Bremssystem steuert. Das Bremssystem bezieht sich dabei auf die Komponenten, die ein Bremsen des Fahrzeugs ermöglichen. Das Fahrzeug 600 umfasst ferner eine Steuerungseinheit 603 (ECU 3), die einen Antriebsstrang steuert. Der Antriebsstrang bezieht sich dabei auf die Antriebskomponenten des Fahrzeugs. Der Antriebsstrang kann einen Motor, ein Getriebe, eine Antriebs-/Propellerwelle, ein Differential und einen Achsantrieb umfassen. Die Steuerungseinheiten 601 , 602 und 603 können fer ner von den oben genannten Fahrzeugsubsystemen Fahrzeugbetriebsparameter empfangen, die diese mittels ein oder mehrerer Fahrzeugsensoren erfassen. Fahr zeugsensoren sind vorzugsweise solche Sensoren, die einen Zustand des Fahr zeugs oder einen Zustand von Fahrzeugteilen erfassen, insbesondere deren Bewe gungszustand. Die Sensoren können einen Fahrzeuggeschwindigkeitssensor, einen Gierraten-Sensor, einen Beschleunigungssensor, einen Lenkradwinkelsensor, einen Fahrzeuglastsensor, Temperatursensoren, Drucksensoren und dergleichen umfas sen. Beispielsweise können auch Sensoren entlang der Bremsleitung angeordnet sein, um Signale auszugeben, die den Bremsflüssigkeitsdruck an verschiedenen Stellen entlang der hydraulischen Bremsleitung anzeigen. Andere Sensoren in der Nähe des Rades können vorgesehen sein, welche die Radgeschwindigkeit und den Bremsdruck erfassen, der am Rad aufgebracht wird. Die Zentralsteuerungseinheit 610 steuert ein oder mehrere Fahrzeugsubsysteme, während das Fahrzeug 600 be trieben wird, nämlich das Bremssystem 602, das Lenksystem 601 und das Antriebs system 603. Hierfür kann die Steuerungseinheit 610 beispielsweise über das Fahr zeugkommunikationsnetzwerk 613 mit den entsprechenden Steuerungseinheiten 601 , 602 und 603 kommunizieren.
Das Fahrzeug 600 umfasst ferner eine oder mehrere Sensoren 606, die für eine Um gebungsüberwachung ausgelegt sind. Bei den weiteren Sensoreinheiten 606 kann es sich beispielsweise um ein Lidarsystem, Ultraschallsensoren, ToF-Kameras oder andere Einheiten handeln. Daten aus einer Abstands- und Geschwindigkeitsmes sung werden von diesen weiteren Sensoreinheiten 606 erfasst und beispielsweise an die Zentralsteuerungseinheit 610 übertragen. Basierend auf den Daten dieser Senso ren 606 wird ein Abstand zwischen dem Fahrzeug 600 und ein oder mehreren Objek ten bestimmt. Das Fahrzeug 600 umfasst ferner eine GPS/Lagesensor-Einheit 607. Die GPS/ La gesensor-Einheit 607 ermöglicht die absolute Positionsbestimmung des autonomen Fahrzeugs 600 bezüglich einem geodätischen Referenzsystem (Erdkoordinaten). Bei dem Lagesensor kann es sich beispielsweise um einen Gyrosensor oder dergleichen handeln, der auf Beschleunigungen, Drehbewegungen oder Lageänderungen rea giert.
Die in dieser Beschreibung beschriebene Funktionalität kann als integrierte Schal tungslogik, z.B. auf einem Chip, implementiert werden. Die beschriebene Funktionali tät kann, wenn nicht anders angegeben, auch durch Software implementiert werden. Soweit die oben beschriebenen Ausführungsformen zumindest teilweise mit Hilfe von Software-gesteuerten Prozessoren implementiert werden, wird auch ein Computer programm zur Bereitstellung einer solchen Softwaresteuerung und eines entspre chenden Speichermediums als Aspekte der vorliegenden Offenlegung angesehen.
Bezugszeichen
200 Radarsystem
201 Radarsteuerungseinheit
202 PN-Generator
203 Modulator
204 Sendeantenne
205 Analog-Digital-Wandler
206 Generator
207 Korrelator
208 Analog-Digital-Wandler
209 Verstärker
210 Demodulator
21 1 Empfangsantenne
212 Verzögerungsglied
600 Fahrzeug
601 Lenksystem (ECU 1 )
602 Bremssystem (ECU2)
606 Sensoren
607 GPS/ Lagesensor-Einheit
610 Zentralsteuerungseinheit
613 Fahrzeugkommunikationsnetzwerk
A1 , A2, A3, A4 Abtastzeitpunkte
S1 , S2, S3, S4, S5, S6, S7 Pulse des Phasencodes
[At1 D t2 ] Entfernungsbereich
T Sendepulsdauer
S Radarempfangssignal
d Verschiebung der Abtastzeitpunkte s°pt optimale Verschiebung der Abtastzeitpunkte
At Laufzeit (bzw. Entfernung)
f Korrelationsfunktion
fiS)m \2dAt Korrelationsleistung

Claims

Ansprüche
1 . Vorrichtung (200), die einen Prozessor (201 ) umfasst, der dazu ausgelegt ist, einen Phasencode mit einem gemäß Abtastzeitpunkten (A1 , A2, A3, A4) abgetaste ten Empfangsradarsignal (S) zu korrelieren und eine Verschiebung (<5) von Abtast zeitpunkten (A1 , A2, A3, A4) derart zu bestimmen, dass eine Korrelationsleistung
(|/^(Dί) | ) in einem vorbestimmten Entfernungsbereich ([At1, At2 ]) minimiert wird.
2. Vorrichtung (200) nach Anspruch 1 , wobei der vorbestimmte Entfernungsbe reich ([At At2 ]) so gewählt wird, dass er keine Reflektionen von Objekten mit gerin ger Reflexion enthält, außer Reflektionen eines Störobjekts.
3. Vorrichtung (200) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Pro zessor (201 ) dazu ausgelegt ist, die Verschiebung (<5) von Abtastzeitpunkten (A1 , A2, A3, A4) innerhalb einer Sendepulsdauer ([0, T[) zu minimieren.
4. Vorrichtung (200) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Vor richtung (200) ferner einen Analog-Digital-Wandler (208) umfasst, der dazu ausgelegt ist, das Empfangsradarsignal (S) unter der Verschiebung (<5) von Abtastzeitpunkten (A1 , A2, A3, A4) abzutasten.
5. Vorrichtung (200) nach Anspruch 4, wobei der Prozessor (201 ) dazu ausge legt ist, die Korrelationsleistung (|/(d)(Dί) |2) auf Grundlage einer Korrelation (/(d)) zwischen dem abgetasteten Empfangsradarsignal (S) und dem digitalisierten Pha sencode zu bestimmen.
6. Vorrichtung (200) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Pro zessor (201 ) dazu ausgelegt ist, die Verschiebung (d) der Abtastzeitpunkte (A1 , A2, A3, A4) gemäß der folgenden Formel zu bestimmen
Figure imgf000016_0001
wobei T die Sendepulsdauer ist, d e [0, G[ die Verschiebung des Abtastzeitpunkt (A1 , A2, A3, A4) innerhalb des Verschiebungsbereichs [0, G[ ist, j^lf^^At^dAt die Korrelationsleistung zwischen der Phasencode und dem abgetasteten Empfangsra darsignal innerhalb des Entfernungsbereichs [Dί1,Dί2 ] ist und öopt jene Verschie bung ist, bei der die Korrelationsleistung minimal ist.
7. Vorrichtung (200) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Pro zessor (201 ) dazu ausgelegt ist, die Optimierung der Verschiebung (d) der Abtast zeitpunkte (A1 , A2, A3, A4)) in einer einzelnen Messung durchzuführen.
8. Vorrichtung (200) nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das Empfangsradarsignal (S) mittels phasenmodulierter Dauerstrichradartechnologie er zeugt wird.
9. Ein Fahrzeug (600), das eine Vorrichtung (200) nach einem der vorangehen den Ansprüche umfasst.
10. Verfahren, bei dem eine Phasencode mit einem gemäß Abtastzeitpunkten (A1 , A2, A3, A4) abgetasteten Empfangsradarsignal (S) korreliert wird und eine Ver schiebung ( öopt ) von Abtastzeitpunkten (A1 , A2, A3, A4) bestimmt wird, so dass eine
Korrelationsleistung (|/(d)(Dί)| ) in einem vorbestimmten Entfernungsbereich ([Dί1,Dί2 ]) minimiert wird.
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